NO175179B

NO175179B - Frequency generation for extended bandwidth television

Info

Publication number: NO175179B
Application number: NO894612A
Authority: NO
Inventors: Charles W Rhodes
Original assignee: Scientific Atlanta
Priority date: 1988-03-23
Filing date: 1989-11-20
Publication date: 1994-05-30
Also published as: DK586889A; DK586889D0; NO175179C; NO894612L; NO894612D0

Description

Bakgrunn for oppfinnelsen Background for the invention

Teknisk område Technical area

Oppfinnelsen angår koding og dekoding av fargefjernsynssignaler av typen med multipleksede analoge komponenter (MAC = Multiplexed Analog Components). Mer spesielt angår oppfinnelsen frekvensgenerering for koding og dekoding ved MAC-fargefjernsyn. The invention relates to the coding and decoding of color television signals of the type with multiplexed analog components (MAC = Multiplexed Analog Components). More particularly, the invention relates to frequency generation for coding and decoding in MAC color television.

Bakgrunnsinformas i on Background information in Wed

Slik det er velkjent for fagfolk på området, er sammensatte fargefjernsynssignaler de signaler hvor krominansinformasjonen (dvs. fargeinformasjonen) bæres på en hjelpebære-bølge og overføres sammen med luminansinformasjonen (dvs. lysstyrkeinformasjonen). I de Forente Stater utføres fargesen-dinger i overensstemmelse med normer eller forskrifter fra National Television Systems Comittee (NTSC). Andre sammensatte signaler omfatter SECAM, som benyttes i Frankrike, og PAL, som dominerer i resten av Europa. As is well known to those skilled in the art, composite color television signals are those signals in which the chrominance information (ie, the color information) is carried on a subcarrier and transmitted together with the luminance information (ie, the brightness information). In the United States, color broadcasts are carried out in accordance with the norms or regulations of the National Television Systems Committee (NTSC). Other composite signals include SECAM, which is used in France, and PAL, which dominates in the rest of Europe.

Fig. 1 viser et diagram som angir radiofrekvensampli-tude som funksjon av frekvensen, hvor NTSC-signalet amplitude-modulerer en RF-bærebølge og filtreres til restsidebånd-ampli-tudemodulasjon, slik som for jordkringkasting i henhold til FCC-regler. Et typisk sammensatt NTSC-fargefjernsynssignal er vist, og inneholder et luminanssignal 12 og et krominanssignal 14. Signalet opptar en nominell radiofrekvensbåndbredde på 6 MHz, idet bildebærebølgen 16 ligger 1,25 MHz over båndets nedre ende. Luminansinf ormas jon er amplitudemodulert direkte på bildebærebøl-gen. Krominansinformasjon er modulert på en fargehjelpebærebølge 18 som på sin side benyttes til å modulere bildebærebølgen, mens lydinformasjon er modulert på en hjelpebærebølge 20. Farge-hjelpebærebølgen har en frekvens på 3,579545 MHz, en standard som er etablert av NTSC. Det nedre krominanssidebånd og deler av det nedre luminanssidebånd undertrykkes og blir ikke overført. Fig. 1 shows a diagram showing radio frequency amplitude as a function of frequency, where the NTSC signal amplitude modulates an RF carrier and is filtered to residual sideband amplitude modulation, such as for terrestrial broadcasting according to FCC rules. A typical composite NTSC color television signal is shown, and contains a luminance signal 12 and a chrominance signal 14. The signal occupies a nominal radio frequency bandwidth of 6 MHz, the picture carrier 16 being 1.25 MHz above the lower end of the band. Luminance information is amplitude modulated directly on the image carrier wave. Chrominance information is modulated on a color auxiliary carrier wave 18 which in turn is used to modulate the picture carrier wave, while audio information is modulated on an auxiliary carrier wave 20. The color auxiliary carrier wave has a frequency of 3.579545 MHz, a standard established by NTSC. The lower chrominance sideband and parts of the lower luminance sideband are suppressed and not transmitted.

Det har lenge vært erkjent at sammensatte fargefjernsynssignaler har problemer knyttet til sin struktur. For eksempel fører overlappingen av krominans- og luminansinformasjon i området A til problemer, da separasjon av luminans og krominans utføres ved filtrering av det frekvensmultipleksede signal. Dersom fullstendig separasjon mellom luminans og krominans ønskes ved mottaking, vil den nødvendige filtrering forårsake tap av noe av informasjonen i begge signaler. På den annen side, dersom ikke noe tap av informasjon kan tillates, må man akseptere interferens mellom luminans- og krominanssignalene. Da dessuten de forskjellige deler av NTSC-fjernsynssignalet overføres på forskjellige frekvenser, vil ikke-ensartet amplitude/frekvens-respons som opptrer ved overføring, påvirke disse på forskjellig måte, og forårsake at signalet forringes. Den tilgjengelige fargeinforma-sjon blir videre alvorlig begrenset på grunn av den lille fargebåndbredde som tillates ved valget av fargehjelpebærebølge. It has long been recognized that composite color television signals have problems related to their structure. For example, the overlapping of chrominance and luminance information in area A leads to problems, as separation of luminance and chrominance is performed by filtering the frequency multiplexed signal. If complete separation between luminance and chrominance is desired upon reception, the necessary filtering will cause the loss of some of the information in both signals. On the other hand, if no loss of information can be allowed, interference between the luminance and chrominance signals must be accepted. Furthermore, since the different parts of the NTSC television signal are transmitted at different frequencies, the non-uniform amplitude/frequency response that occurs during transmission will affect them differently, causing the signal to degrade. The available color information is further severely limited due to the small color bandwidth allowed by the choice of color auxiliary carrier wave.

Fargefjernsynssignalet av typen med multipleksede analoge komponenter (MAC) ble utviklet for å overvinne de problemer som er uløselig forbundet med sammensatte farge-fjernsynssystemer. Idet man nå betrakter fig. 2, er det der vist et amplitude/tidsdiagram av en MAC-videolinje som omfatter et horisontalt slokkeintervall (HBI) 22, krominansinformasjon 24 og luminansinformasjon 26 (av hvilke den ene eller begge kan være tidskomprimert), idet de sistnevnte er atskilt ved hjelp av et beskyttelsesintervall 28 for å medvirke til å hindre interferens eller forstyrrelse mellom de to signaler. The multiplexed analog component (MAC) color television signal was developed to overcome the problems inherent in composite color television systems. Considering now fig. 2, there is shown an amplitude/time diagram of a MAC video line comprising a horizontal blanking interval (HBI) 22, chrominance information 24 and luminance information 26 (one or both of which may be time-compressed), the latter being separated by a protection interval 28 to help prevent interference between the two signals.

MAC-fargefjernsynssignalet oppnås ved å generere konvensjonelle luminans- og krominanssignaler (slik det ville bli gjort for å oppnå et konvensjonelt NTSC-fargefjernsynssignal eller et annet sammensatt fargefjernsynssignal), og deretter sampling og lagring av disse signaler separat. Luminans samples med en luminanssamplingsfrekvens og lagres i et luminanslager, mens krominans samples med en krominanssamplingsfrekvens og lagres i et krominanslager. Luminans- og krominanssamplene kan deretter komprimeres i tid ved først å skrive dem inn i lageret med sin individuelle samplings frekvens og lese dem ut fra lageret med en høyere frekvens. En multiplekser velger enten luminanslageret eller krominanslageret, ved det riktige tidspunkt under den aktive videolinje, for lesing, slik at MAC-signalet på fig. 2 frembringes. Dersom det ønskes, kan lydsampler overføres under HBI-intervallet. Disse multiplekses (og kan komprimeres) på samme måte som videosamplene. Den eneste hastighet eller takt med hvilken alle sampler opptrer i det multipleksede MAC-signal, kalles MAC-samplingsfrekvensen. The MAC color television signal is obtained by generating conventional luminance and chrominance signals (as would be done to obtain a conventional NTSC color television signal or other composite color television signal), and then sampling and storing these signals separately. Luminance is sampled at a luminance sampling rate and stored in a luminance store, while chrominance is sampled at a chrominance sampling rate and stored in a chrominance store. The luminance and chrominance samples can then be compressed in time by first writing them into storage at their individual sampling rate and reading them out from storage at a higher frequency. A multiplexer selects either the luminance buffer or the chrominance buffer, at the appropriate time during the active video line, for reading, so that the MAC signal of FIG. 2 is produced. If desired, audio samples can be transmitted during the HBI interval. These are multiplexed (and can be compressed) in the same way as the video samples. The single rate or rate at which all samples occur in the multiplexed MAC signal is called the MAC sampling rate.

Det er blitt utviklet forskjellige fysiske utførelser som implementerer MAC-formatet på fig. 2. For eksempel er det blitt realisert flere MAC-formater med en 3:2-luminanskompresjon. Europeisk C, D og D/2 for systemer med 625 linjer pr. helbilde benytter en MAC-samplingsfrekvens på 20,250 MHz. B-MAC for systemer med både 625 og 525 linjer pr. helbilde benytter en MAC-samplingsf rekvens på 1365 fH, hvor fH er linjeavsøkningsfrekven-sen. En ytterligere utførelse benytter en MAC-samplingsfrekvens på 14,32 MHz med en 4:3-luminanskompresjon, og en ytterligere annen utførelse benytter en MAC-samplingsfrekvens på 21,447 MHz med en 5:4-luminanskompresjon. Various physical embodiments have been developed which implement the MAC format of FIG. 2. For example, several MAC formats have been realized with a 3:2 luminance compression. European C, D and D/2 for systems with 625 lines per full picture uses a MAC sampling rate of 20.250 MHz. B-MAC for systems with both 625 and 525 lines per full image uses a MAC sampling frequency of 1365 fH, where fH is the line scan frequency. A further embodiment uses a MAC sampling frequency of 14.32 MHz with a 4:3 luminance compression, and yet another embodiment uses a MAC sampling frequency of 21.447 MHz with a 5:4 luminance compression.

Ulemper ved alle de ovennevnte MAC-utførelser omfatter både begrenset luminans- og krominansoppløsning såvel som kompleksitet ved genereringen av de forskjellige taktfrekvenser i mottakere. Disse ulemper er blitt løst i den fysiske utførelse som er vist nedenfor under henvisning til Tabell 1. Disadvantages of all the above-mentioned MAC designs include both limited luminance and chrominance resolution as well as complexity in the generation of the different clock frequencies in receivers. These disadvantages have been solved in the physical embodiment shown below with reference to Table 1.

Det system som omfatter den utførelse som er vist i Tabell 1, er nærmere omtalt i US-patentskrift nr. 4 652 903 (K. Lucas). Dette kjente system omfatter en koder for omforming av et fjernsynssignal som inneholder luminans- og krominansinformasjon, til et MAC-fjernsynssignal for ytterligere omforming til et sammensatt fjernsynssignal ved hjelp av en dekoder. I koderen inngår en samplingsanordning, en kompresjonsanordning, en multipleksanordning, en hovedtaktenhet samt en deleanordning for tilførsel til samplingsanordningen og kompresjonsanordningen av frekvenssignaler som er avledet av hovedtaktsignalet i bestemte heltallige forhold. The system comprising the design shown in Table 1 is described in more detail in US Patent No. 4,652,903 (K. Lucas). This known system comprises an encoder for converting a television signal containing luminance and chrominance information into a MAC television signal for further conversion into a composite television signal by means of a decoder. The encoder includes a sampling device, a compression device, a multiplex device, a main clock unit and a dividing device for supplying the sampling device and the compression device with frequency signals which are derived from the main clock signal in certain integer ratios.

Lucas-utførelsen ifølge ovennevnte US-patent omfatter frekvenser (som skal benyttes som samplingsfrekvenser og for andre formål) som er relatert til hverandre slik at de kan avledes fra en eneste hovedtaktfrekvens, ganske enkelt ved divisjon med heltallige verdier. Da således ingen frekvensmulti-plikasjon er innblandet (hvilket ville være nødvendig dersom en valgt frekvens ikke kunne frembringes ved å dividere hoved-takt frekvensen med et helt tall), er bare en eneste f aselåst sløyfe nødvendig. Dette trekk forenkler og reduserer prisen på den utrustning som kreves i mottakeren. The Lucas embodiment according to the above US patent comprises frequencies (to be used as sampling frequencies and for other purposes) which are related to each other so that they can be derived from a single main clock frequency, simply by division by integer values. Thus, since no frequency multiplication is involved (which would be necessary if a selected frequency could not be produced by dividing the main clock frequency by an integer), only a single phase-locked loop is required. This feature simplifies and reduces the price of the equipment required in the receiver.

Begrensningen på den øvre informasjonsfrekvens som kan overføres uten forvrengning som følge av "forfalskning" (alia-sing), er halvparten (50%) av samplingsfrekvensen (dvs. Nyquist-hastigheten). Behovet for et økonomisk realiserbart sett av filtre i mottakeren reduserer videre den nyttig båndbredde til omtrent 40% av samplingsf rekvensen. For den familie av frekvenser som er vist i Tabell 1, er således luminans f rekvensresponsen begrenset til ca. 6 MHz, mens krominans f rekvensresponsen er begrenset til ca. 3 MHz. The limit on the upper frequency of information that can be transmitted without distortion due to "aliasing" is half (50%) of the sampling rate (ie the Nyquist rate). The need for an economically feasible set of filters in the receiver further reduces the useful bandwidth to approximately 40% of the sampling frequency. For the family of frequencies shown in Table 1, the luminance f frequency response is thus limited to approx. 6 MHz, while the chrominance of the frequency response is limited to approx. 3 MHz.

To av de forannevnte MAC-utførelser er blitt omsatt til kommersiell praksis og er beskrevet i dokumenter som skal publiseres av CCIR, en internasjonal gruppe som studerer standardiseringen av fjernsynssignaler for internasjonal programutveksling. Disse utførelser er B-MAC med 525 linjer og B-MAC med 625 linjer. C- og D/2-MAC vil snart bli benyttet i Europa for direkte-kringkasting via satellitt (Direct Broadcast Satellite). Mottakere er for tiden i bruk i flere land for overføringer innenfor B-MAC-normene, og anvendelse i andre land forventes om kort tid. På grunn av de luminanssamplingsfrekvenser som benyttes innenfor disse normer eller standarder, har disse overføringer ifølge sakens natur begrenset oppløsning, slik som foran omtalt. Det er en økende interesse for forbedret oppløsning med widescreen- eller bredskjermbilder, og det er meget ønskelig å utvide ytelsen til disse MAC-systemer, slik som foran omtalt, for å tilveiebringe øket oppløsning for nye mottakere samtidig som det opprettholdes full kompatibilitet med eksisterende MAC-mottakere for en ordnet overgang til forbedret fjernsyn (HDTV). Disse MAC-utførelser sørger allerede for overføring og fremvisning av både bredskjermbilder og bilder med standard sideforhold. Two of the aforementioned MAC designs have been put into commercial practice and are described in documents to be published by the CCIR, an international group that studies the standardization of television signals for international program exchange. These versions are B-MAC with 525 lines and B-MAC with 625 lines. C- and D/2-MAC will soon be used in Europe for direct broadcasting via satellite (Direct Broadcast Satellite). Receivers are currently in use in several countries for transmissions within the B-MAC standards, and use in other countries is expected shortly. Due to the luminance sampling frequencies that are used within these norms or standards, these transmissions, according to the nature of the matter, have limited resolution, as discussed above. There is a growing interest in improved resolution with widescreen or widescreen images, and it is highly desirable to extend the performance of these MAC systems, as discussed above, to provide increased resolution for new receivers while maintaining full compatibility with existing MACs receivers for an orderly transition to enhanced television (HDTV). These MAC designs already provide for the transmission and display of both widescreen images and standard aspect ratio images.

Sammendrag av oppfinnelsen Summary of the invention

Det er følgelig et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe en rekke frekvenser som tilbyr muligheter for større båndbredde enn den kjente teknikk. It is consequently an aim of the invention to provide a range of frequencies which offer opportunities for greater bandwidth than the known technique.

Det er også et formål med oppfinnelsen å frembringe en rekke frekvenser som øker informasjonsoverføringskapasiteten samtidig som man opprettholder full kompatibilitet med B-MAC-, C-MAC-, D-MAC- eller D/2-MAC-formater ved hver respektiv frekvens. It is also an object of the invention to produce a range of frequencies which increase the information transfer capacity while maintaining full compatibility with B-MAC, C-MAC, D-MAC or D/2-MAC formats at each respective frequency.

I overensstemmelse med disse og andre formål med oppfinnelsen beregnes rekken av frekvenser ved benyttelse av følgende kriterier: 1) Alle frekvenser skal genereres ved hjelp av heltallig divisjon ut fra en fornuftig realiserbar hovedtaktenhet, 2) de absolutte frekvenser av hovedtaktsignalet (master clock), MAC-samplingstaktsignalet, luminans-samplingstaktsignalet og krominans-samplingstaktsignalet kan øke, men de absolutte frekvenser av lyd- og datasamplings-taktsignalene må ikke endres, 3) generering av 227,5 fH ved hjelp av heltallig divisjon ut fra hovedtaktsignalet, 4) generering av et tekst-tv-taktsignal nær 6 MHz ved hjelp av heltallig divisjon ut fra hovedtaktsignalet, og 5) krominanssamplingsfrekvensen, og dermed luminans-samplingsfrekvensen, må være et heltallig multiplum av 455/4 fH (den resiproke verdi av minimums-omkastingsinkrementet (minimum scrambling increment)). In accordance with these and other purposes of the invention, the range of frequencies is calculated using the following criteria: 1) All frequencies must be generated using integer division based on a reasonably realizable master clock unit, 2) the absolute frequencies of the master clock signal (master clock), MAC -sampling clock signal, luminance sampling clock signal and chrominance sampling clock signal may increase, but the absolute frequencies of the audio and data sampling clock signals must not change, 3) generation of 227.5 fH by integer division from the main clock signal, 4) generation of a teletext clock signal near 6 MHz using integer division from the main clock signal, and 5) the chrominance sampling frequency, and thus the luminance sampling frequency, must be an integer multiple of 455/4 fH (the reciprocal of the minimum scrambling increment )).

Rekken av frekvenser som velges som del av den foreliggende oppfinnelse, er relatert til hverandre på følgende måte for B-MAC (frekvensene er definert uttrykt ved fH, slik at man beskriver systemer med både 525 og 625 linjer): f0<=> 3<f>1<=> 6<f>2= 2f4 = 1365k<f>HThe series of frequencies chosen as part of the present invention are related to each other in the following way for B-MAC (the frequencies are defined expressed by fH, so that one describes systems with both 525 and 625 lines): f0<=> 3< f>1<=> 6<f>2= 2f4 = 1365k<f>H

hvor: f0 er hovedtaktfrekvensen, where: f0 is the main clock frequency,

fx er luminans-samplingsfrekvensen, fx is the luminance sampling rate,

f2 er krominans-samplingsfrekvensen, f2 is the chrominance sampling frequency,

f4 er MAC-samplingsfrekvensen, f4 is the MAC sampling rate,

fH er den horisontale linjefrekvens, og k er et positivt, helt tall som er større enn 2. fH is the horizontal line frequency, and k is a positive integer greater than 2.

For C-, D- og D/2-MAC-systemer blir relasjonen: For C, D and D/2 MAC systems, the relationship becomes:

f0= 3f1<=> 6f2<=> 2f4 = 1296k<f>Hf0= 3f1<=> 6f2<=> 2f4 = 1296k<f>H

Man har funnet at de ovenfor angitte kriterier, såvel som full kompatibilitet med Lucas-utførelsen (B-MAC) og C-, D-og D/2-MAC-utførelsene tilfredsstilles ved en rekke frekvenser hvor f0 øker med de verdier som er vist ovenfor, 1365fH for B-MAC og 1296fH for C-, D-, og D/2-MAC. Dessuten, forutsatt en verdi av k som er lik 3, er en 50% økning i både luminans- og krominansbåndbredde tilgjengelig. Liknende økninger i båndbredde er tilgjengelige for fortløpende økninger av verdien av k. It has been found that the above stated criteria, as well as full compatibility with the Lucas design (B-MAC) and the C, D and D/2-MAC designs are satisfied at a range of frequencies where f0 increases with the values shown above, 1365fH for B-MAC and 1296fH for C-, D-, and D/2-MAC. Also, assuming a value of k equal to 3, a 50% increase in both luminance and chrominance bandwidth is available. Similar increases in bandwidth are available for successive increases of the value of k.

Da audio- eller lydinformasjon vil ledsage det sammensatte fargefjernsynssignal som til slutt leveres til mottakeren, er lydsampler inkludert i MAC-fargefjernsynssignalet. Lydsampel-frekvensen (f3) velges derfor også slik at hovedtaktfrekvensen er jevnt delelig med denne. Since audio or sound information will accompany the composite color television signal that is ultimately delivered to the receiver, audio samples are included in the MAC color television signal. The sound sample frequency (f3) is therefore also chosen so that the main beat frequency is evenly divisible by this.

Dersom tekst-tv ønskes, må et signal nær 6 MHz genereres i mottakeren for å tillate benyttelse av tekst-tv-tegn-generatorer av standard "punktmatrise"-type. Også i dette tilfelle må hovedtaktfrekvensen være jevnt delelig med tekst-tv-samplingsfrekvensen (f5). If teletext is desired, a signal close to 6 MHz must be generated in the receiver to allow the use of teletext character generators of the standard "dot matrix" type. In this case too, the main clock frequency must be evenly divisible by the teletext sampling frequency (f5).

Ifølge oppfinnelsen er det tilveiebrakt en koder av den type som er angitt i innledningen til krav 1 hhv. krav 2, og som er kjennetegnet ved de trekk som er angitt i den karakteriserende del av krav 1 hhv. krav 2. According to the invention, a coder of the type specified in the introduction to claim 1 or claim 2, and which is characterized by the features specified in the characterizing part of claim 1 or requirement 2.

Ifølge oppfinnelsen er det også tilveiebrakt en dekoder av den type som er angitt i innledningen til krav 13 hhv. krav 14, og som er kjennetegnet ved de trekk som er angitt i den karakteriserende del av krav 13 hhv. krav 14. According to the invention, a decoder of the type specified in the introduction to claim 13 or claim 14, and which is characterized by the features specified in the characterizing part of claim 13 or requirement 14.

Videre er det ifølge oppfinnelsen tilveiebrakt et kommunikasjonssystem av den type som er angitt i innledningen til krav 25, og som er kjennetegnet ved de trekk som er angitt i den karakteriserende del av dette krav. Furthermore, according to the invention, a communication system of the type specified in the introduction to claim 25, and which is characterized by the features specified in the characterizing part of this claim, is provided.

Ifølge oppfinnelsen er det også tilveiebrakt en dekoder av den type som er angitt i innledningen til krav 32, og som er kjennetegnet ved de trekk som er angitt i den karakteriserende del av dette krav. According to the invention, a decoder of the type specified in the introduction to claim 32 is also provided, and which is characterized by the features specified in the characterizing part of this claim.

Oppfinnelsen implementeres således i en sentralt beliggende koder som omformer et fargefjernsynssignal, innbefat-tet luminans og krominans, til et MAC-fargefjernsynssignal, og en dekoder i hver mottaker som omformer MAC-fargefjernsynssignalet til et sammensatt fargefjernsynssignal. Signalet kan da overføres over størstedelen av sin overføringsbane i det mer fordelaktige MAC-format. The invention is thus implemented in a centrally located encoder which converts a color television signal, including luminance and chrominance, into a MAC color television signal, and a decoder in each receiver which converts the MAC color television signal into a composite color television signal. The signal can then be transmitted over the majority of its transmission path in the more advantageous MAC format.

Koderen mottar et fjernsynssignal som omfatter separate luminans- og krominanskomponenter. Disse komponenter samples, på kjent måte, med den riktige (luminans eller krominans)-samplings f rekvens. Luminanssampler komprimeres i forholdet 3:2 ved å skrive dem inn i et lager med en frekvens fx (luminanssamp-lingsfrekvensen) og lese dem ut fra lageret med en frekvens f4 (MAC-samplingsfrekvensen). Krominanssampler komprimeres i forholdet 3:1 ved å lese dem inn i et lager med en frekvens f2 (krominanssamplingsfrekvensen) og lese dem ut fra lageret med en frekvens f4. Samplene leses vekselvis fra lagrene (og kombineres med hvilke som helst andre ønskede signaler, såsom lydsampler) ved hjelp av en multiplekser for å tilveiebringe MAC-fargefjernsynssignalet som overføres til hver mottaker. The encoder receives a television signal comprising separate luminance and chrominance components. These components are sampled, in a known manner, with the correct (luminance or chrominance) sampling frequency. Luminance samples are compressed in the ratio 3:2 by writing them into a store with a frequency fx (the luminance sampling frequency) and reading them out from the store with a frequency f4 (the MAC sampling frequency). Chrominance samples are compressed in the ratio 3:1 by reading them into a store with a frequency f2 (the chrominance sampling frequency) and reading them out of the store with a frequency f4. The samples are alternately read from the stores (and combined with any other desired signals, such as audio samples) by means of a multiplexer to provide the MAC color television signal which is transmitted to each receiver.

I hver mottaker inneholder dekoderen en demultiplekser som separerer de mange komponenter fra MAC-signalet. Luminans og krominans dekomprimeres ved å reversere den prosess ved hvilken de ble komprimert. Lyd eller annen informasjon blir også gj envunnet. In each receiver, the decoder contains a demultiplexer that separates the many components from the MAC signal. Luminance and chrominance are decompressed by reversing the process by which they were compressed. Sound or other information is also not recovered.

Når det dreier seg om B-MAC med 525 linjer pr. bilde, benyttes krominanssampler på kjent måte til å modulere den 227,5 fH NTSC-fargehjelpebærebølge som genereres i dekoderen. De dekomprimerte luminanssampler og den modulerte hjelpebærebølge kombineres deretter med passende synkroniserings- og slokke-informasjon til sammensatte NTSC-fargefjernsynssignaler. På liknende måte kan B-MAC med 625 linjer pr. bilde omkodes til PAL. When it comes to B-MAC with 525 lines per image, the chrominance sampler is used in a known manner to modulate the 227.5 fH NTSC color subcarrier generated in the decoder. The decompressed luminance samples and the modulated subcarrier are then combined with appropriate sync and blanking information into composite NTSC color television signals. In a similar way, B-MAC with 625 lines per image is recoded to PAL.

Innenfor HBI-intervallet kan flere lydkanaler overføres ved benyttelse av tidsmultipleksing. Også tekst-tv-informasjon kan overføres i det vertikale slokkeintervall (VBI) på en måte som er velkjent i teknikken. Tekst-tv-koder gjenvinnes i mottakeren og innmates i en tegngenerator som frembringer de Within the HBI interval, several audio channels can be transmitted using time multiplexing. Teletext information can also be transmitted in the vertical blanking interval (VBI) in a manner well known in the art. Teletext codes are recovered in the receiver and fed into a character generator which produces them

alfanumeriske tegn for fremvisning på fjernsynsskjermen. alphanumeric characters for display on the television screen.

Det er grunnleggende for den foreliggende oppfinnelse å merke seg at en MAC-mottaker som er bygget for de nåværende MAC-normer, har signalbehandlingskretser og taktfrekvenser som kan behandle forbedrede MAC-signaler som skal overføres med iboende høyere oppløsning ved hjelp av teknikken ifølge oppfinnelsen. Forskjellige verdier av k (et positivt, helt tall større enn 2) kan benyttes i studioet for å kode MAC-video med høyere oppløsning. Nye systemer vil bibeholde de nåværende standardver-dier av datataktf rekvenser. Den nye MAC-mottaker og den nåværende MAC-mottaker dekoder således data på samme prinsipielle måte, men den nye MAC-mottaker vil, for å oppnå den ytterligere oppløsning i de nye MAC-signaloverføringer, ha et filter med behørig bredere båndbredde som går foran A/D-omformeren, og vil benytte et sett videobehandlingstaktfrekvenser som er enkelt og behørig relatert til de normale MAC-taktfrekvenser, dvs. en økning i disse taktfrekvenser på enten 3:2 for hvilke k = 3, eller 4:2 for hvilke k = 4. Den eksisterende MAC-mottaker, eller mottakere som er konstruert for de eksisterende normer, kan betraktes som medlemmer av en familie hvor k = 2 og for hvilken luminansbånd-bredden kan være ca. 6 MHz. Medlemmer av familien hvor k = 3, kan realisere en båndbredde på 9 MHz, og medlemmer hvor k = 4 kan realisere en båndbredde på 12 MHz. Ifølge denne oppfinnelse kan hvilken som helst mottaker som er konstruert som et medlem av en familie som har hvilken som helst av disse verdier av k, motta overføringer som ble kodet med hvilken som helst annen positiv, heltallig verdi av k, dvs. 2, 3 eller 4. I fremtiden, etter hvert som kraftigere romfartøy-transpondere blir tilgjengelige, eller etter hvert som terrestrisk overføring av MAC-signaler begynner, og kodingen skjer med k > 2, for eksempel 3 eller 4, vil derfor mottakere som er konstruert for en lavere verdi av k, være i stand til å motta bilde og lyd. Sådanne mottakere, enten kodingen er med k = 2, k = 3 eller k = 4, kan i alminnelighet gjenvinne en båndbredde i MHz som er lik 3<*>k av mottakeren. De forannevnte, kommersielt realiserte MAC-systemer har en verdi på k = 2 og realiserer en båndbredde på 6 MHz. Et forbedret MAC-system med k = 3 i mottakeren kan gi en båndbredde på 9 MHz dersom over-føringer befinner seg på nivået k = 3 eller k = 4. Omvendt vil en mottaker som er konstruert i overensstemmelse med oppfinnelsen for k = 3 eller k = 4, tilveiebringe en båndbredde på 6 MHz for overføringer med k = 2, og 9 MHz for overføringer med k = 3 og 12 MHz for k = 4 ved både overføring og i mottakeren. En mottaker som er konstruert for k = 4, ville tilveiebringe en båndbredde på 6 MHz ved mottaking av overføringer eller sendinger kodet med k = 2, og 9 MHz for signaler kodet med k = 3, mens den ville tilveiebringe en båndbredde på 12 MHz ved mottaking av overførin-ger hvor k = 4. Selv om mottakere som er konstruert for de bredere båndbredder som er mulige (k = 3), ville ha filtre for større båndbredde, kan de også være utstyrt med filtre som passer for standard MAC (k = 2). Sådanne filtre vil forbedre signal/støy-forholdet, og følgelig bildekvaliteten. It is fundamental to the present invention to note that a MAC receiver built for the current MAC standards has signal processing circuitry and clock frequencies capable of processing enhanced MAC signals to be transmitted with inherently higher resolution using the technique of the invention. Different values of k (a positive integer greater than 2) can be used in the studio to encode higher resolution MAC video. New systems will retain the current standard values of data clock frequencies. The new MAC receiver and the current MAC receiver thus decode data in the same principle way, but the new MAC receiver will, in order to achieve the additional resolution in the new MAC signal transmissions, have a filter with an appropriately wider bandwidth that precedes the A/D converter, and will use a set of video processing clock rates that are simply and properly related to the normal MAC clock rates, i.e. an increase in these clock rates of either 3:2 for which k = 3, or 4:2 for which k = 4. The existing MAC receiver, or receivers designed for the existing standards, can be considered as members of a family where k = 2 and for which the luminance bandwidth can be approx. 6 MHz. Members of the family where k = 3 can realize a bandwidth of 9 MHz, and members where k = 4 can realize a bandwidth of 12 MHz. According to this invention, any receiver constructed as a member of a family having any of these values of k can receive transmissions that were coded with any other positive integer value of k, i.e. 2, 3 or 4. In the future, as more powerful spacecraft transponders become available, or as terrestrial transmission of MAC signals begins, and the coding is done with k > 2, for example 3 or 4, receivers designed for a lower value of k, be able to receive image and sound. Such receivers, whether encoding with k = 2, k = 3 or k = 4, can generally recover a bandwidth in MHz equal to 3<*>k of the receiver. The aforementioned, commercially realized MAC systems have a value of k = 2 and realize a bandwidth of 6 MHz. An improved MAC system with k = 3 in the receiver can provide a bandwidth of 9 MHz if transmissions are at the level k = 3 or k = 4. Conversely, a receiver constructed in accordance with the invention for k = 3 or k = 4, providing a bandwidth of 6 MHz for transmissions with k = 2, and 9 MHz for transmissions with k = 3 and 12 MHz for k = 4 at both transmission and in the receiver. A receiver designed for k = 4 would provide a bandwidth of 6 MHz when receiving transmissions or broadcasts encoded with k = 2, and 9 MHz for signals encoded with k = 3, while it would provide a bandwidth of 12 MHz when receiving transmissions where k = 4. Although receivers designed for the wider bandwidths possible (k = 3) would have filters for larger bandwidths, they may also be equipped with filters suitable for standard MAC (k = 2). Such filters will improve the signal/noise ratio, and consequently the image quality.

Det er denne fremtidige utvidbarhet som ligger bak den foreliggende oppfinnelse. Grunnleggende for denne oppfinnelse er bibeholdelsen av de nåværende datasamplingsfrekvenser i hvilket som helst nytt system. Dersom de foreliggende systemer er definert for k = 2, er deres datahastigheter uavhengige av k og må forbli på sine for tiden valgte verdier hvor k > 2. It is this future extensibility that lies behind the present invention. Fundamental to this invention is the retention of the current data sampling rates in any new system. If the present systems are defined for k = 2, their data rates are independent of k and must remain at their currently selected values where k > 2.

Kort beskrivelse av tegningene Brief description of the drawings

En mer fullstendig forståelse av oppfinnelsen og mange av de ledsagende fordeler ved denne vil uten vanskelighet bli oppnådd etter hvert som oppfinnelsen blir bedre forstått ved lesing av den etterfølgende, nærmere beskrivelse betraktet i forbindelse med tegningene, der fig. 1 viser et amplitude/frekvens-diagram som i forenklet form illustrerer et typisk NTSC-fargefjernsynssignal, fig. 2 viser et amplitude/tidsdiagram av en eneste videolinje av et typisk MAC-fargefjernsynssignal, fig. A more complete understanding of the invention and many of the accompanying advantages thereof will be obtained without difficulty as the invention is better understood by reading the subsequent, more detailed description considered in connection with the drawings, in which fig. 1 shows an amplitude/frequency diagram illustrating in simplified form a typical NTSC color television signal, FIG. 2 shows an amplitude/time diagram of a single video line of a typical MAC color television signal, FIG.

3 viser et blokkskjerna av den koder som benyttes sammen med den foreliggende oppfinnelse slik den kommer til anvendelse på et B-MAC-system for k = 3, fig. 4 viser et blokksk jerna av den kretsanordning som benyttes til å generere de forskjellige frekvenser som kreves i både koderen og dekoderen i et B-MAC-system, fig. 5 viser et blokkskjema av den dekoder som benyttes sammen med den foreliggende oppfinnelse slik den kommer til anvendelse på et 525 linjers B-MAC-system, fig. 6 viser et blokkskjema av et linjelager som kan benyttes til å komprimere eller dekomprimere luminans- eller krominanssampler, og fig. 7 viser et diagram som er rettet på en B-MAC-utførelse og illustrerer de signaler som innmates til og utmates fra linjelageret på fig. 6 under en luminans-dekompresjonsoperasjon. 3 shows a block kernel of the code used in conjunction with the present invention as it is applied to a B-MAC system for k = 3, fig. 4 shows a block diagram of the circuitry used to generate the various frequencies required in both the encoder and the decoder in a B-MAC system, fig. 5 shows a block diagram of the decoder used in conjunction with the present invention as applied to a 525 line B-MAC system, fig. 6 shows a block diagram of a line store that can be used to compress or decompress luminance or chrominance samples, and fig. 7 shows a diagram directed to a B-MAC embodiment and illustrating the signals input to and output from the line store of FIG. 6 during a luminance decompression operation.

Nærmere beskrivelse av den foretrukne utførelse Detailed description of the preferred embodiment

Den foretrukne utførelse av oppfinnelsen illustreres ved benyttelse av NTSC-fargehjelpebærebølgen hvor det mottatte MAC-signal i mottakeren omformes til et NTSC-signal. Det skal imidlertid bemerkes at oppfinnelsen er like anvendelig på både PAL- og SECAM-systemer, idet deres respektive implementering uten vanskelighet vil være åpenbar for fagfolk på området basert på den foreliggende beskrivelse. The preferred embodiment of the invention is illustrated by using the NTSC color auxiliary carrier wave where the received MAC signal in the receiver is transformed into an NTSC signal. However, it should be noted that the invention is equally applicable to both PAL and SECAM systems, their respective implementations being readily apparent to those skilled in the art based on the present disclosure.

Tabell 2 angir de frekvenser som velges for benyttelse med den foretrukne utførelse av oppfinnelsen, hvor verdien av k er valgt å være lik 3. (De frekvenser som er vist i Tabell 2, er oppført som multipla av fH, slik at systemer med både 525 og 625 linjer er beskrevet.) Table 2 indicates the frequencies that are selected for use with the preferred embodiment of the invention, where the value of k is chosen to be equal to 3. (The frequencies shown in Table 2 are listed as multiples of fH, so that systems with both 525 and 625 lines are described.)

Den foreliggende oppfinnelsen kan således generaliseres utover Lucas-utførelsen (B-MAC) slik at den, som et eksempel og uten å være begrenset til disse, omfatter disse europeiske MAC-utførel-ser. En alternativ lydsamplingsfrekvens for B-MAC er 13 fH, eller 1/315 av hovedtaktf rekvensen. Ved 21 fH er fire lydkanaler tilgjengelige, og ved 13 fH er seks lydkanaler tilgjengelige. I den foretrukne utførelse tilbakestilles krominans-, MAC- og tekst-tv-taktenhetene én gang pr. linje, under horisontal slokking. The present invention can thus be generalized beyond the Lucas version (B-MAC) so that, as an example and without being limited to these, it includes these European MAC versions. An alternative audio sampling frequency for B-MAC is 13 fH, or 1/315 of the main beat frequency. At 21 fH, four audio channels are available, and at 13 fH, six audio channels are available. In the preferred embodiment, the chrominance, MAC and teletext clock units are reset once per line, during horizontal quenching.

Som vist ved hjelp av familien av frekvenser i Tabell 2, oppnås en 50% økning i både luminans- og krominansbåndbredde i forhold til de frekvenser som benyttes i Lucas-utførelsen, som vist i forbindelse med Tabell 1. Liknende økninger i båndbredde er tilgjengelige for fortløpende økninger av 1365 fH i hovedtaktfrekvensen. For eksempel, med henvisning til nedenstående Tabell 3, oppnås en 100% økning i både luminans- og krominansbåndbredde i forhold til frekvensene i Tabell 1. As shown by the family of frequencies in Table 2, a 50% increase in both luminance and chrominance bandwidth is achieved over the frequencies used in the Lucas design, as shown in conjunction with Table 1. Similar increases in bandwidth are available for successive increases of 1365 fH in the main beat frequency. For example, with reference to Table 3 below, a 100% increase in both luminance and chrominance bandwidth is achieved in relation to the frequencies in Table 1.

Slik som ovenfor, er en alternativ lydsamplingsfrekvens lik 13 fH, eller 1/420 av hovedtaktfrekvensen for B-MAC. As above, an alternative audio sampling frequency is equal to 13 fH, or 1/420 of the B-MAC main clock frequency.

Fig. 3 viser et blokkskjema av den koder som benyttes med den foreliggende oppfinnelse (dvs. Tabell 2). Tre fargefjernsynssignaler, luminans (Y) og to fargedifferansesignaler (R - Y og B - Y) leveres fra en konvensjonell fargefjernsynskilde og filtreres i respektive lavpassfiltre 100a, 100b og 100c. De filtrerte fargefjernsynssignaler blir deretter samplet med den riktige hastighet eller takt (for eksempel 1365 fH for luminans og 682,5 fH for hvert av krominanssignalene for B-MAC hvor k = 3) i A/D-omformere 102a, 102b og 102c. Fig. 3 shows a block diagram of the code used with the present invention (ie Table 2). Three color television signals, luminance (Y) and two color difference signals (R - Y and B - Y) are supplied from a conventional color television source and filtered in respective low pass filters 100a, 100b and 100c. The filtered color television signals are then sampled at the appropriate rate or rate (eg 1365 fH for luminance and 682.5 fH for each of the chrominance signals for B-MAC where k = 3) in A/D converters 102a, 102b and 102c.

Vertikalfiltre 104 og 106 sørger for vertikal inter-polasjon av de digitale f argedif feransesignaler R - Y hhv. B - Y, hvoretter disse signaler velges vekselvis for overføring ved hjelp av en multiplekser 108. Til forskjell fra NTSC-fjern-synsoverføring, sendes bare ett av de to fargedifferansesignaler som krominans i hver linje av MAC-fjernsyn. Vertical filters 104 and 106 ensure vertical interpolation of the digital color difference signals R - Y respectively. B - Y, after which these signals are alternately selected for transmission by a multiplexer 108. Unlike NTSC television transmission, only one of the two color difference signals is transmitted as chrominance in each line of MAC television.

De digitale luminans- og krominanssignaler blir deretter komprimert slik som foran beskrevet. Luminansdata innskrives i et luminanslager 110a med frekvensen 1365 fH, luminans-samplingsfrekvensen, og utleses fra lageret med frekvensen 2047,5 fH, MAC-samplingsfrekvensen. Krominansdata innskrives i et krominanslager 110b med frekvensen 682,5 fH, krominans-samplingsfrekvensen, og utleses fra lageret med frekvensen 2047,5 fH. The digital luminance and chrominance signals are then compressed as described above. Luminance data is written into a luminance memory 110a at the frequency of 1365 fH, the luminance sampling frequency, and read from the memory at the frequency of 2047.5 fH, the MAC sampling frequency. Chrominance data is written into a chrominance store 110b with the frequency of 682.5 fH, the chrominance sampling frequency, and read out from the store with the frequency of 2047.5 fH.

I løpet av den tid da fargefjernsynssignaler er under behandling, blir den ledsagende lydinformasjon også samplet og komprimert for overføring. Når det dreier seg om B-MAC, samples fire lydkanaler 1 - 4 og digitaliseres med frekvensen 21 fH i deltamodulatorer 112a - 112d. De fire kanaler med deltamodulert lyd velges deretter vekselvis for sending, og komprimeres til 910 fH ved hjelp av en multiplekser 114. Etter kompresjon samples lyden på nytt med MAC-samplingsf rekvensen i en samplingskrets 116. Forskjellige lydsystemer er spesifisert for C-MAC og andre for D- og D/2-MAC. Detaljene ved B-MAC-lydsystemet er gitt bare som et eksempel. During the time that color television signals are being processed, the accompanying audio information is also sampled and compressed for transmission. In the case of B-MAC, four audio channels 1 - 4 are sampled and digitized with the frequency 21 fH in delta modulators 112a - 112d. The four channels of delta-modulated audio are then alternately selected for transmission, and compressed to 910 fH using a multiplexer 114. After compression, the audio is resampled at the MAC sampling frequency in a sampling circuit 116. Different audio systems are specified for C-MAC and other for D and D/2 MAC. The details of the B-MAC sound system are given as an example only.

Den informasjon som overføres i VBI-intervallet, synkronisering, tidsinnstilling og tekst-tv, er på fig. 3 representert ved den pil som er merket "VBI". Denne informasjon genereres på konvensjonell måte og avgis til en multiplekser 118 med MAC-samplingsfrekvensen. The information that is transmitted in the VBI interval, synchronisation, time setting and teletext, is shown in fig. 3 represented by the arrow labeled "VBI". This information is generated in a conventional manner and output to a multiplexer 118 at the MAC sampling rate.

Multiplekseren 118 mottar fire sett av signaler, luminans, krominans, lyd og synkronisering, tidsinnstilling og tekst-tv, idet alle opptrer med MAC-samplingsfrekvensen. Multiplekseren 118 kombinerer deretter disse signaler ved å velge signalene ved det riktige tidspunkt for innlemmelse i MAC-videolinjen. Etter multipleksing omformes signalene på nytt til analog form i en D/A-omformer 120, filtreres i et lavpassfilter 122 og utmates som et MAC-fargefjernsynssignal. The multiplexer 118 receives four sets of signals, luminance, chrominance, audio and sync, timing and teletext, all operating at the MAC sampling frequency. The multiplexer 118 then combines these signals by selecting the signals at the correct time for inclusion in the MAC video line. After multiplexing, the signals are converted back to analog form in a D/A converter 120, filtered in a low pass filter 122 and output as a MAC color television signal.

Fig. 4 viser et blokkskjema av den kretsanordning som kunne benyttes til å generere de forskjellige frekvenser som kreves i både koderen og dekoderen. En hovedtaktenhet 401 inneholder en faselåst sløyfe og genererer hovedtaktsignalet med en frekvens 4095 fH. Dette signal sendes til to delere. En deler 402 dividerer hovedtaktsignalet med 2, slik at den frembringer MAC-samplingsfrekvensen som benyttes av delere 404 og 405 til å frembringe henholdsvis krominans- og tekst-tv-samplingsfrekven-sene. Deleren 402 nullstilles ved hjelp av fH/2-pulser under vekslende horisontale slokkeintervaller, slik at luminanssampler er ortogonale (vertikalt innrettet). Deleren 404 taktstyres med 1365 fH og nullstilles ved hjelp av fH/2-pulser slik som ovenfor, for ortogonal krominanssampling. Fig. 4 shows a block diagram of the circuitry that could be used to generate the different frequencies required in both the encoder and the decoder. A main clock unit 401 contains a phase-locked loop and generates the main clock signal with a frequency of 4095 fH. This signal is sent to two dividers. A divider 402 divides the main clock signal by 2, so that it produces the MAC sampling frequency used by dividers 404 and 405 to produce the chrominance and teletext sampling frequencies, respectively. Divider 402 is reset using fH/2 pulses during alternating horizontal blanking intervals so that luminance samples are orthogonal (vertically aligned). Divider 404 is clocked at 1365 fH and reset using fH/2 pulses as above, for orthogonal chrominance sampling.

De takt frekvenser som er brøkdeler av fH, oppnås ved hjelp av en del-på-to-deler (se fig. 4), og en sådan deler må nullstilles ved hjelp av en fH/2-puls under horisontal slokking. Nullstillingsfunksjonen må anvendes på de samme horisontale slokkepulser i både koder og dekoder. Dette kan oppnås ved å innføre en enkel protokoll. For eksempel skal nullstillings-pulsen, under de horisontale slokkeintervaller som går foran likenummererte, aktive linjer, utføre nullstillingsoperasjonen for de binære tellere 404 og 407 på fig. 4. I MAC-dekodere eksisterer kretser for å identifisere sådanne ulike- og likenummererte linjer, da det allerede eksisterer en sådan protokoll for linjesekvensiell overføring av R - Y, B - Y. Hovedtaktsignalet sendes også til en deler 403 som frembringer luminans-samplingsfrekvensen som benyttes av delerne 407 og 408 (via en deler 406) til å frembringe henholdsvis NTSC-fargehjelpebærebølgen for den 525-linjers B-MAC og lydsamplingsfrekvensene. Andre arrange-menter vil imidlertid uten vanskelighet være åpenbare for fagfolk på området. The clock frequencies that are fractions of fH are obtained by means of a divide-by-two divide (see Fig. 4), and such a divide must be reset by means of an fH/2 pulse during horizontal blanking. The reset function must be applied to the same horizontal blanking pulses in both encoders and decoders. This can be achieved by introducing a simple protocol. For example, during the horizontal blanking intervals preceding even-numbered active lines, the reset pulse will perform the reset operation for the binary counters 404 and 407 of FIG. 4. In MAC decoders, circuitry exists to identify such odd and even numbered lines, as such a protocol already exists for line sequential transmission of R - Y, B - Y. The main clock signal is also sent to a divider 403 which produces the luminance sampling frequency which are used by dividers 407 and 408 (via a divider 406) to produce the NTSC color subcarrier for the 525-line B-MAC and the audio sampling frequencies, respectively. However, other arrangements will be readily apparent to those skilled in the art.

Fig. 5 viser et blokkskjema av den dekoder som benyttes med den foreliggende oppfinnelse. MAC-f jernsynssignalet går først inn i en demultiplekser 300 som fra dette separerer luminans- og krominanssignalene såvel som lyd-, synkroniserings-, tidsinnstil-lings- og tekst-tv-informasjonen. Luminanssignalet avgis til et luminanslager 302 hvor det dekomprimeres, og deretter til et lavpassfilter 304 hvor det filtreres. Det analoge luminanssignal går deretter til et utgangsgrensesnitt 306. De samplingssignaler som er nødvendige for å dekomprimere luminansen, frembringes i en tidsinnstillingsgenerator 308 og tilføres til luminanslageret 302 ved hjelp av to taktdrivere 310. Fig. 5 shows a block diagram of the decoder used with the present invention. The MAC visual signal first enters a demultiplexer 300 which separates from it the luminance and chrominance signals as well as the audio, synchronization, timing and teletext information. The luminance signal is sent to a luminance store 302 where it is decompressed, and then to a low-pass filter 304 where it is filtered. The analog luminance signal then goes to an output interface 306. The sampling signals necessary to decompress the luminance are produced in a timing generator 308 and supplied to the luminance store 302 by means of two clock drivers 310.

Krominanssignalet fra demultiplekseren 300 dekomprimeres også i et krominanslager 312. Separate utgangssignaler tilveiebringes for de to fargedifferansesignaler som filtreres i to lavpassfiltre 314 og deretter tilføres til utgangsgrensesnittet 306. De nødvendige samplingssignaler tilføres til krominanslageret 312 fra tidsinnstillingsgeneratoren 308 via tre taktdrivere 310. The chrominance signal from the demultiplexer 300 is also decompressed in a chrominance store 312. Separate output signals are provided for the two color difference signals which are filtered in two low-pass filters 314 and then supplied to the output interface 306. The necessary sampling signals are supplied to the chrominance store 312 from the timing generator 308 via three clock drivers 310.

Signaler som ikke utgjør luminans eller krominans, separeres også fra MAC-fjernsynssignalet ved hjelp av demultiplekseren 300. Disse signaler omfatter lyd-, tekst-tv- og synkroniserings- og tidsinnstillingsinformasjon. Lyd-, tekst-tv-og synkroniseringssignaler tilføres til en demultiplekser 316 via det ene av to lavpassf iltre 318, mens tidsinnstillingsinf ormasjonen for faste frekvenser tilføres til demultiplekseren 316 via et båndpassfilter 320. Demultiplekseren 316 separerer disse signaler, idet den tilfører lyden til en lyd-demultiplekser 322 og synkroniserings- og tidsinnstillingssignalene til en takt- og synkroniserings-gjenvinningskrets 324 og tidsinnstillingsgeneratoren 308. Lydinformasjon fra demultiplekseren 316 separeres inn i fire kanaler i lyd-demultiplekseren 322 og utmates ved hjelp av en analog lydprosessor 326. Tekst-tv-informasjon sendes til en tegngenerator 328 via takt- og synkroni-ser ings-gjenvinningskret sen 324. Dekoderoperasjoner står under kontroll av en mikroprosessor 330 som kommuniserer med takt- og synkroniserings-gjenvinningskretsen 324, tekst-tv-tegngeneratoren 328 og et RAM-lager 332 over respektive toveis-busser 334, 338 og 336. Signals that do not constitute luminance or chrominance are also separated from the MAC television signal by the demultiplexer 300. These signals include audio, teletext, and synchronization and timing information. Audio, teletext and synchronization signals are fed to a demultiplexer 316 via one of two low-pass filters 318, while the timing information for fixed frequencies is fed to the demultiplexer 316 via a band-pass filter 320. The demultiplexer 316 separates these signals, feeding the audio to a audio demultiplexer 322 and the synchronization and timing signals to a clock and synchronization recovery circuit 324 and the timing generator 308. Audio information from the demultiplexer 316 is separated into four channels in the audio demultiplexer 322 and output by means of an analog audio processor 326. Teletext information is sent to a character generator 328 via the clock and synchronization recovery circuit 324. Decoder operations are under the control of a microprocessor 330 which communicates with the clock and synchronization recovery circuit 324, the teletext character generator 328 and a RAM memory 332 over respective two-way buses 334, 338 and 336.

Utgangsgrensesnittet 306 mottar tekst-tv-tegn fra tegngeneratoren 328, luminans fra lavspassfilteret 304, krominans fra lavpassfiltrene 314, og tidsinnstillingssignaler fra tidsinnstillingsgeneratoren 308. Dets utgangssignal er et standard NTSC-fargefjernsynssignal for det 525 linjers B-MAC-system og et standard RBG(rød, grønn og blå)-farge-fj ernsynssignal. Output interface 306 receives teletext characters from character generator 328, luminance from low-pass filter 304, chrominance from low-pass filters 314, and timing signals from timing generator 308. Its output signal is a standard NTSC color television signal for the 525 line B-MAC system and a standard RBG( red, green and blue) color television signal.

Fig. 6 viser et blokkskjema av et linjelager som kan benyttes til å komprimere eller dekomprimere luminans eller krominans. Dette linjelager er representativt for lagrings-anordningene 110a og 110b på fig. 3 og 302 og 312 på fig. 5. Linjelageret er beskrevet som om det utfører luminans-dekompre-sjon. Fig. 7 er et diagram som illustrerer de signaler som innmates til og utmates fra linjelageret på fig. 6 under luminans-dekompresjonsoperasjonen. Tallene i parentes gjelder for C- eller D/2-MAC-utførelsene. Når MAC-f jernsynssignalet ankommer, innskriver taktenheten 1 de 1125 (1044) luminanssampler i et linjelager 400 med MAC-samplingsfrekvensen på 2047,5 (1944) fH. På samme tid forårsaker taktenheten 2 at innholdet av et linjelager 402 utleses på utgangsledningen med takten på 1365 Fig. 6 shows a block diagram of a line store that can be used to compress or decompress luminance or chrominance. This line storage is representative of the storage devices 110a and 110b in fig. 3 and 302 and 312 in fig. 5. The line store is described as performing luminance decompression. Fig. 7 is a diagram illustrating the signals that are fed into and output from the line storage in fig. 6 during the luminance decompression operation. The numbers in brackets apply to the C or D/2 MAC versions. When the MAC-f iron vision signal arrives, clock unit 1 writes the 1125 (1044) luminance samples into a line store 400 with the MAC sampling frequency of 2047.5 (1944) fH. At the same time, the clock unit 2 causes the contents of a line store 402 to be read onto the output line at the clock of 1365

(1296) fH. I løpet av den neste videolinje innskrives de 1125 (1296) fH. During the next video line, the 1125 are entered

(1044) luminanssampler i linjelageret 402 av taktenheten 2, idet den arbeider på 2047,5 (1944) fH. På samme tid blir de luminanssampler som er lagret i linjelageret 400, utlest for å være den utmatede linje ved hjelp av taktenheten 1, med frekvensen 1365 (1044) luminance samples in line storage 402 of clock unit 2, operating at 2047.5 (1944) fH. At the same time, the luminance samples stored in the line store 400 are read out to be the output line by the clock unit 1, with the frequency 1365

(1296) fH. En liknende operasjon benyttes til å dekomprimere krominanssamplene, idet taktenhetene der veksler mellom 2047,5 (1296) fH. A similar operation is used to decompress the chrominance samples, with the beat units alternating between 2047.5

(1944) fH og 682,5 (648) fH. (1944) fH and 682.5 (648) fH.

Claims

1. Coder for converting a television signal containing luminance and chrominance information and accompanied by data information into a B-MAC television signal for further conversion into a composite television signal by means of a decoder, which coder comprises a sampling device for sampling the luminance information with a frequency f1, sampling the chrominance information

with a frequency f2/ and sampling the data information with a frequency f3, a compression device for changing the frequency of the luminance and chrominance samples to a frequency f4, and for changing the frequency of the data samples, a multiplex device for combining the compressed luminance and chrominance samples and the data samples to the B-MAC television signal, a main clock unit for generating a main clock signal with a frequency f0, and a dividing device for supplying to the sampling device and the compression device frequency signals derived from the main contact signal, CHARACTERIZED IN THAT the dividing device is arranged to provide signals with the said frequencies fx, f2 , f3 and f4, where

where k is a positive integer greater than 2, and f3 is a predetermined constant frequency independent of k.

2. Encoders for converting a television signal containing luminance and chrominance information and accompanied by data information into a C, D or D/2 MAC television signal for further conversion into a composite television signal by means of a decoder, which encodes includes a sampling device for sampling the luminance information with a frequency f1 and sampling the chrominance information with a frequency f2, and sampling the data information with a frequency f3, a compression device for changing the frequency of the luminance and chrominance samples to a frequency f4, and for changing the frequency of the data samples, a mutiplex device for combining the compressed luminance and chrominance samples and the data samples of the C, D or D/2 MAC television signal, a main clock unit for generating a main clock signal with a frequency f0, and a dividing device for supplying to the sampling device and the compression device frequency signals which are derived from the main clock signal, CHARACTERIZED IN THAT the dividing device is arranged to provide signals with the mentioned frequencies flr <f>2, <f>3 and f4, where where k is a positive, integer greater than 2, and f3 is a predetermined constant frequency independent of k.

3. Codes according to claim 1 or 2, CHARACTERIZED BY k = 3.

4. Codes according to claim 1 or 2, CHARACTERIZED BY k = 4.

5. Code according to claim 1, where the television signal is accompanied by audio information, CHARACTERIZED IN THAT the sampling device samples the audio information with a frequency f3, the compression device changes the frequency of the audio samples and the multiplex device combines the compressed audio samples into the B-MAC-f iron vision signal, the dividing device to the sampling device adding a signal which is derived from the main clock signal, with the frequency f3 where

6. Codes according to claim 1, where the television signal is accompanied by audio information, CHARACTERIZED IN THAT the sampling device samples the audio information with a frequency f3, the compression device changes the frequency of the audio samples and the multiplex device combines the compressed audio samples into the B-MAC-f video signal, the dividing device to the sampling device supplies a signal which is derived from the main clock signal, with the frequency f3 where

7. Codes according to claim 2, where the television signal is accompanied by audio information, CHARACTERIZED IN THAT the sampling device samples the audio information with a frequency f3, the compression device changes the frequency of the audio samples and the multiplex device combines the compressed audio samples into the C or D-MAC television signal, the dividing device adding to the sampling device a signal derived from the main clock signal, with frequency f3 where

8. Code according to claim 2, where the television signal is accompanied by audio information, CHARACTERIZED IN THAT the sampling device samples the audio information with a frequency f3, the compression device changes the frequency of the audio samples and the multiplex device combines the compressed audio samples into the D/2-MAC television signal, the dividing device adding to the sampling device a signal which is derived from the main clock signal, with the frequency f3 where

9. Codes according to claim 1, CHARACTERIZED BY <f>0 = 4095 fH, f, = 1365 fhh' <f>2= 682.5 fH, <f>4 = 2047.5 fH.

10. Codes according to claim 2, CHARACTERIZED IN THAT <f>0= 3888 fH, f, = 1296 fH, f2 = 648 fH, f4 = 1944 fH.

11. Codes according to claim 1, CHARACTERIZED IN THAT <f>0 = 5460 fH, f1 = 1820 fH, f2 = 910 fH, <f>4 = 2730 fH.

12. Codes according to claim 2, CHARACTERIZED IN THAT f0 = 5148 fH, f, = 1728 fH, f2 = 864 fH, <f>4 = 2592 fH.

13. Decoder for converting a 525-line B-MAC television signal having luminance and chrominance samples occurring at a frequency f4 into a composite television signal, which codes include a demultiplexer device for separating the luminance, chrominance samples from the B-MAC television signal, a decompression device for changing the frequency of the separated luminance samplers to a frequency flf, changing the frequency of the separated chrominance samples to a frequency f2, and changing the frequency of the separated data samples to a frequency f3, a color modulator device for modulating an auxiliary carrier with the decompressed chrominance samples, an output device for combining the decompressed chrominance samples and the modulated auxiliary carrier into the composite television signal, and for outputting the decompressed data samples to accompany the composite television signal, a main clock unit for generating a main clock signal with a frequency f0, and a dividing device for supplying the decompression device and the color modulator device with frequency signals which are derived from the main clock signal, CHARACTERIZED IN THAT the dividing device is arranged to provide signals with the mentioned frequencies fx, f2, <f>3 and <f>4, where where k is a positive integer greater than 2, and f3 is a predetermined constant frequency independent of k.

14. Decoder for converting a C-, D- or D/2-MAC-f iron visual signal having luminance and chrominance samples occurring at a frequency f4, and having data samples, into a composite television signal, which decoder comprises a demultiplexer device for separating the luminance, chrominance and data samples from the C-, D- or D/2-MAC-f iron vision signal, a decompression device for changing the frequency of the separated luminance samplers to a frequency flf, changing the frequency of the separated chrominance samples to a frequency f2, and changing the frequency of the separated data samples to a frequency f3, a color modulator means for modulating an auxiliary carrier with the decompressed chrominance samples, an output device for combining the decompressed luminance samples and the modulated auxiliary carrier into the composite television signal, and for outputting the decompressed data samples to accompany the composite television signal, a main clock unit for generating a main clock signal with a frequency f0, and a dividing device for supplying the decompression device and the color modulator device with frequency signals derived from the main clock signal, CHARACTERIZED IN THAT the dividing device is arranged to provide signals with the mentioned frequencies flf f2, f3 and <f>4, where where k is a positive integer greater than 2, and f3 is a predetermined constant frequency independent of k.

15. Decoder according to claim 13 or 14, CHARACTERIZED IN THAT k = 3.

16. Decoder according to claim 13 or 14, CHARACTERIZED IN THAT k = 4.

17. Decoder according to claim 13, wherein the B-MAC television signal contains audio samples, CHARACTERIZED IN THAT the demultiplexer device separates the audio samples from the B-MAC television signal, the decompression device changes the frequency of the audio samples to a frequency f3, and the output device outputs the decompressed audio samples to accompany the composite television signal , as the sub-device to the decompression device supplies a signal which is derived from the main clock signal, with a frequency f3 where

18. Decoder according to claim 13, wherein the B-MAC television signal contains audio samples, CHARACTERIZED IN THAT the demultiplexer separates the audio samples from the B-MAC television signal, the decompression device changes the frequency of the audio samples to a frequency f3, and the output device outputs the decompressed audio samples to accompany the composite television signal , as the sub-device to the decompression device supplies a signal which is derived from the main clock signal, with a frequency f3 where

19. Decoder according to claim 14, wherein the C or D-MAC television signal contains audio samples, CHARACTERIZED IN THAT the demultiplexer device separates the audio samples from the C or D-MAC television signal, the decompression device changes the frequency of the audio samples to a frequency f3, and the output device outputs the decompressed audio samples to accompany the composite television signal, the dividing device supplying the decompression device with a signal derived from the main clock signal, with a frequency f3 where

20. Decoder according to claim 14, where the D/2-MAC television signal contains audio samples, CHARACTERIZED IN THAT the multiplexer device separates the audio samples from the D/2-MAC-f iron vision signal, the decompression device changes the frequency of the audio samples to a frequency f3, and the output device outputs the decompressed sound sampler to accompany the composite television signal, the sub-device to the decompression device supplying a signal derived from the main clock signal, with a frequency f3 where f3 = 648 fH.

21. Decoder according to claim 13, CHARACTERIZED IN THAT <f>0 = 4095 fH, <f>1= 1365 fH, <f>2= 682.5 fH, f4 = 2047.5 fH.

22. Decoder according to claim 14, CHARACTERIZED IN THAT <f>0= 3888 fH, <f>x = 1296 fH, f2 = 648 fH, f4 = 1944 fH.

23. Decoder according to claim 13, CHARACTERIZED IN THAT <f>0 = 5460 fH, f, = 1820 fH, f2 = 910 fH, <f>4= 2730 fH.

24. Decoder according to claim 14, CHARACTERIZED IN THAT <f>0= 5184 fH, <f>x = 1728 fH, f2 = 864 fH, <f>4 = 2592 fH.

25. Communication system for the transmission of television signals comprising luminance and chrominance information and accompanied by audio information, the communication system having at least one encoder for converting a television signal into a television signal with multiplexed analog components (MAC television signal), and a number of decoders for converting a MAC television signal into a composite television signal, the encoders comprising a sampling device for sampling the luminance information with a frequency flr, the chrominance information with a frequency f2 and the audio information with a frequency f3, a compression device for changing the frequency of the luminance and chrominance samples to a frequency f4 and for changing the frequency of the audio samples, and a multiplex device for combining the compressed luminance and chrominance samples and the audio samples into a MAC television signal, and the decoders comprising a demultiplexer device for separating the luminance, chrominance and audio samples from the MAC television signal, adecompression means for changing the frequency of the separated luminance samples to a frequency flr, changing the frequency of the separated chrominance samples to a frequency f2 and changing the frequency of the separated sound samples to a frequency f3, a color modulator means for modulating an auxiliary carrier wave with the decompressed chrominance samples, and an output means for combining the decompressed luminance samples and the modulated auxiliary carrier into the composite television signal, and for outputting the decompressed audio samples to accompany the composite television signal, CHARACTERIZED BY comprising a first decoder utilizing a first set of frequencies fx, f2, f4, and a second decoder that utilizes a second set of frequencies fx, f2, f4, with both the first decoder and the second decoder utilizing the same frequency f3.

26. Communication system according to claim 25, CHARACTERIZED IN THAT the frequencies flr f2 and f4 are determined in accordance with the relation where k is a positive integer greater than 2, and that the first decoder utilizes frequencies f1, f2, f4 which are determined of a first value of k, and the second decoder utilizes frequencies flr f2, f4 which are determined by a second value of k which is different from the first value of k.

27. Communication system according to claim 25, CHARACTERIZED IN THAT the frequencies flf f2 and f4 are determined in accordance with the relation where k is a positive integer greater than 2, and that the first decoder utilizes frequencies flf f2, f4 which are determined by a first value of k, and a second decoder utilizes frequencies flf f2, f4 which are determined by a second value of k which is different from the first value of k.

28. Communication system according to claim 26, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 13 fH.

29. Communication system according to claim 26, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 21 fH.

30. Communication system according to claim 27, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 1296 fH. ■

31. Communication system according to claim 27, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 648 fH.

32. Decoder for converting a television signal with multiplexed analog components (MAC television signal) having luminance and chrominance samples occurring at a frequency f4, and having audio samples, into a composite television signal, the decoder converting a MAC television signal from an encoder which comprises a sampling device for sampling luminance information with a frequency flf chrominance information with a frequency f2 and sound information with a frequency f3, a compression device for changing the frequency of the luminance and chrominance samples to a frequency f4 and for changing the frequency of the sound samples, and a multiplex device for combining the compressed luminance and chrominance samples and the audio samples of a MAC television signal, the decoder comprising a demultiplexer device for separating the luminance, chrominance and audio samples from the MAC television signal, a decompression device for changing the frequency of the separated luminance samples to a frequency flt change of the separated chromina nssampler's frequency to a frequency f2 and changing the separated audio sampler's frequency to a frequency f3, color modulator means for modulating an auxiliary carrier with the decompressed chrominance samples, and output means for combining the decompressed luminance samples and the modulated auxiliary carrier into the composite television signal and for outputting the decompressed audio samples to accompany the composite television signal, CHARACTERIZED IN that the encoder utilizes a first set of frequencies flr f2, f4, and the decoder utilizes a second set of frequencies f1, f2, f4 which is different from the first set of frequencies , as both the encoder and the decoder utilize the same frequency f3.

33. Decoder according to claim 32, CHARACTERIZED IN THAT the frequencies flr f2, f4 are determined in accordance with the relation where k is a positive integer greater than 2, and where the encoder utilizes frequencies flr f2, f4 which are determined by a first value of k, and the decoder utilizes frequencies flr f2, f4 which are determined by a second value of k which is different from the first value of k.

34. Decoder according to claim 32, CHARACTERIZED IN THAT the frequencies flr f2, f4 are determined in accordance with the relation where k is a positive integer greater than 2, and where the encoder utilizes frequencies flr f2, f4 which are determined by a first value of k, and the decoder utilizes frequencies fx, f2, f4 which are determined by a second value of k which is different from the first value of k.

35. Decoder according to claim 33, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 13 fH.

36. Decoder according to claim 33, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 21 fH.

37. Decoder according to claim 34, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 1296 fH.

38. Decoder according to claim 34, CHARACTERIZED IN THAT f3 = 648 fH.