KR920000361B1 - High efficiency driver circuit for ringing converter - Google Patents
High efficiency driver circuit for ringing converter Download PDFInfo
- Publication number
- KR920000361B1 KR920000361B1 KR1019890011129A KR890011129A KR920000361B1 KR 920000361 B1 KR920000361 B1 KR 920000361B1 KR 1019890011129 A KR1019890011129 A KR 1019890011129A KR 890011129 A KR890011129 A KR 890011129A KR 920000361 B1 KR920000361 B1 KR 920000361B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- switching transistor
- capacitor
- terminal
- transistor
- base
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
제1도는 본 발명의 제1실시예의 베이스 드라이브회로를 나타낸 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a base drive circuit according to the first embodiment of the present invention.
제2도는 본 발명의 제2실시예의 베이스 드라이브회로를 나타낸 회로도이다.2 is a circuit diagram showing a base drive circuit according to a second embodiment of the present invention.
제3도는 종래방식의 원리도이다.3 is a principle diagram of a conventional method.
제4a도-제4b도는 제2도 회로의 각부의 파형도이다.4A to 4B are waveform diagrams of respective parts of the circuit of FIG.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for the main parts of the drawings
1 : 1차권선 2 : 스의칭 트랜지스터1: primary winding 2: switching transistor
3 : 궤환권선 4, 7, 12, 15 : 콘덴서3: feedback winding 4, 7, 12, 15: condenser
9 : 트랜지스터 6, 8 : 다이오드9:
5, 10, 11, 16, 17, 18 : 저항 13 : 정전압제어회로5, 10, 11, 16, 17, 18: resistor 13: constant voltage control circuit
14 : 단안정멀티바이브레이터14: monostable multivibrator
본 발명은 링깅쵸크 콘버터에 있어서의 스위칭 트랜지스터의 베이스 드라이브에 관한 것이다.The present invention relates to a base drive of a switching transistor in a ringing choke converter.
입력전압 범위가 넓은 링깅쵸크 콘버터에 있어서는, 효율을 높이기 위하여 스위칭 트랜지스터의 드라이브회로에 정전류 회로가 흔히 사용되고 있다. 종래의 제3도에 나타낸 원리도와 같이 콘덴서(27)를 스위칭 트랜지스터(22)의 베이스와 궤환권선(23)의 일방의 단자(23a)사이에 직렬을 접속하고, 스위칭 트랜지스터(22)의 오프기간에 궤환권선(23)에 발생하는 전압을 충전하고, 또 스위칭 트랜지스터(22)의 온기간은 저항(29)에 의하여 스위칭 트랜지스터(22)의 베이스 전류로서 방전하고 있었다.In a ringing choke converter with a wide input voltage range, a constant current circuit is commonly used in a drive circuit of a switching transistor to increase efficiency. As shown in the conventional principle diagram shown in FIG. 3, the
제3도에 나타낸 종래의 방식에 있어서는, 콘덴서(27)의 방전에 의한 전류를 스위칭 트랜지스터(22)의 베이스에 흘리기 위하여 접속되어 있는 저항(29)에 스위칭 트랜지스터(22)의 오프기간도 전류가 흐르고, 이 전류에 의하여 쓸대없는 전력이 손실하고 있다. 또 콘덴서(27)의 양단의 전압은 일정하지만, 스위칭 트랜지스터(22)의 에미터의 전위에 대하여 어느쪽의 단자의 전위도 일정치 않기 때문에 정전압 제어회로의 검출용의 전압으로서 직접 이용할 수 없다.In the conventional system shown in FIG. 3, the off-period of the
제3도에 나타낸 종래의 방식에 있어서는, 스위칭 트랜지스터(22)의 베이스전류의 교류성분을 콘덴서(24)와 저항(25)을 통하여 궤환권선(23)으로부터 인출하고, 직류성분을 저항(29)을 통하여 콘덴서(27)로부터 인출하고 있다. 링길 초크콘버터의 특성상, 스위칭 주파수는 입력전압이 높은만큼, 또 부하전력이 작은 만큼 높아지지만, 스위칭 주파수가 높아지면, 베이스 전류의 직규성분이 상대적으로 감소하여 정전류 드라이브의 효과가 떨어진다. 또, 스위칭 트랜지스터(22)의 스위칭 손실이 감소한다.In the conventional system shown in FIG. 3, the AC component of the base current of the
본 발명은 이상과 같은 점을 개선키 위하여 창안된 것으로 링깅 쵸크 콘버터용의 고효율 베이스 드라이브회로를 제공함을 목적으로 하고 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to improve the above points, and an object thereof is to provide a high efficiency base drive circuit for a ringing choke converter.
제1도는 본 발명의 제1실시예이다.1 is a first embodiment of the present invention.
제1도에 있어서, 1은 1차권선, 2는 스위칭 트랜지스터, 3은 궤환권선으로서, 콘덴서(4)와 저항(5)과 콘덴서(12)를 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스와 에미터에 접속되어 있다. 스위칭 트랜지스터(2)가 오프기간에 궤한권선(3)에 발생하는 전압은 다이오드(8)와 다이오드(6)에 의하여 정류되어 콘덴서(7)에 충전된다. 콘덴서(7)의 단자(7a)는 스위칭 트랜지스터(2)의 에미터에 접속되어 있으며, 단자(7b)는 정전압 다이오드(131)와 트랜지스터(132)로 이루어지는 정전압 제어회로(13)의 검출단자(13a)에 접속되어 있다. 또 콘덴서(7)의 단자(7b)는 트랜지스터(9)와 저항(10)을 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스에 접속되어 있다. 트랜지스터(9)의 베이스는 저항(11)을 통하여 궤환권선(3)의 단자(36)에 접속되어 있다.In FIG. 1, 1 is a primary winding, 2 is a switching transistor, and 3 is a feedback winding. The capacitor 4 and the resistor 5 and the capacitor 12 are connected to the base and emitter of the switching transistor 2. Connected. The voltage generated in the winding winding 3 of the switching transistor 2 in the off period is rectified by the diode 8 and the
제2도는 본 발명의 제2실시예이다.2 is a second embodiment of the present invention.
제2도에 있어서, 14는 단안정멀티 바이브레이터로서 트리거입력단자(14a)와 출력단자(14b)를 가지고 있으며, 동작에 필요한 전원은 콘덴서(7)의 양단의 전압에 의하여 공급되어 있다. 트리거입력단자(14a)는 궤환권선(3)의 단자(3a)에 저항(17)을 통하여 접속되고, 출력단자(14b)는 저항(18)을 통하여 정전압제어회로(13)를 구성하고 있는 트랜지스터(132)의 베이스에 접속되어 있다. 15는 콘덴서로서 1차권선(1)과 공진회로를 만든다. 16은 저항으로서 콘덴서(15)를 흐르는 전류를 제한한다.In FIG. 2, 14 is a monostable multi-vibrator having a trigger input terminal 14a and an output terminal 14b, and power required for operation is supplied by voltages at both ends of the capacitor 7. The trigger input terminal 14a is connected to the terminal 3a of the feedback winding 3 via a resistor 17, and the output terminal 14b is a transistor constituting the constant voltage control circuit 13 through the resistor 18. It is connected to the base of 132. 15 forms a resonant circuit with the primary winding 1 as a capacitor. 16 limits the current flowing through the capacitor 15 as a resistor.
제1도에 있어서 스위치 트랜지스터(2) 오프기간에 궤환권선(3)에 발생하는 전압은 다이오드(6)와 다이오드(8)에 의하여 정류되어 콘덴서(7)에 충전된다. 콘덴서(7)의 충전전압은 정전압 제어회로(13)에 의하여 일정하게 보전되어 있다.In FIG. 1, the voltage generated in the feedback winding 3 during the switch transistor 2 off period is rectified by the
또, 콘덴서(12)에는 콘덴서(7)의 전압으로부터 다이오드(6)의 VF분만큼 높은 전압이 충전된다. 스위칭 트랜지스터(2)의 온기간에 궤환권선(3)에 발생하는 전압은 콘덴서(4)와 저항(5)과 콘덴서(12)를 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스를 드라이브하지만, 회로의 시정수에 따라 베이스전류는 감쇠곡선을 그린다. 또 이 베이스 전류에 의하여 콘덴서(12)의 전압이 콘덴서(7)의 전압으로부터 트랜지스터(9)의 -VBE(Sat)분만큼 내려가는 값에 달하면, 전류는 콘덴서(7)와 저항(11)을 통하여 트랜지스터(9)의 베이스에 흐르고, 트랜지스터(9)는 온상태로 된다. 트랜지스터(9)가 온상태가 되면, 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스에는 콘덴서(7)의 방전에 의한 전류가 저항(10)을 통하여 흐르기 시작한다.The capacitor 12 is charged with a voltage as high as V F of the
제2도에 있어서, 스위칭 트랜지스터(2)가 온상태에서 오프상태로 이행할 때, 궤한권선(3)의 단자(3a)의 전위는 정전위내에서 부전위로 바꾼다. 이 전압의 변화에 의하여 단안정멀티바이브레이터(14)는 트리거 되고, 일정한 펄스폭의 전압이 출력된다. 이 일정한 펄스폭의 출력이 정전압제어회로(13)의 트랜지스터(132)를 온상태로 하여 회로를 록상태로 한다.In FIG. 2, when the switching transistor 2 transitions from the on state to the off state, the potential of the terminal 3a of the track winding 3 changes to a negative potential within the electrostatic potential. By the change of this voltage, the monostable multivibrator 14 is triggered and the voltage of a fixed pulse width is output. The output of this constant pulse width turns on the transistor 132 of the constant voltage control circuit 13 in the locked state.
링깅쵸크 콘버터의 스위칭 주파수가 낮고, 스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간이 단안정 멀티 바이브레이터(14)의 출력펄스폭보다 긴 경우는, 스위칭 주파수는 단안정멀티 바이브레이터(14)에 의한 영향을 받지 않지만, 스위칭 주파수가 높아지고, 스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간의 단안정 멀티바이브레이트(14)의 출력펄스폭보다 짧아지면, 스위칭 트랜지스터(2)는 오프기간을 지나도 온상태로 이행할 수 없고, 록상태로 들어간다. 록상태로 들어가면 1차권선(1)과 콘덴서(15)와 저항(16)이 만드는 공진회로에 따라 진동전류가 흐르지만, 이 진동전류에 의하여 궤환권선(13)에는 정현파의 전압이 유기된다. 단안정 멀티 바이브레이터(14)의 출력펄스에 의한 록상태가 해제되고, 한편 궤환권선(3)의 양단에 발생하고 있는 정현파가 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스를 순방향으로 바이어스하는 극성으로 바뀐 때에 스위칭 트랜지스터(2)는 온상태로 이행한다.If the switching frequency of the ringing choke converter is low and the off period of the switching transistor 2 is longer than the output pulse width of the monostable multivibrator 14, the switching frequency is not affected by the monostable multivibrator 14. When the switching frequency becomes high and becomes shorter than the output pulse width of the monostable multivibration 14 in the off period of the switching transistor 2, the switching transistor 2 cannot transition to the on state even after the off period. Enter the state. When the motor enters the locked state, a vibration current flows in accordance with the resonance circuit formed by the primary winding 1, the capacitor 15, and the resistor 16, but the voltage of the sine wave is induced in the feedback winding 13 by this vibration current. When the locked state caused by the output pulse of the monostable multivibrator 14 is released, and the sine wave generated at both ends of the feedback winding 3 is changed to a polarity that biases the base of the switching transistor 2 in the forward direction, the switching transistor. (2) transitions to the on state.
본 발명의 제1실시예를 제1도에 나타낸다. 제1도에 있어서, 1은 1차권선이고, 2인던턴스는 스위칭 주파수를 결정하는 하나의 요소로 되어 있다. 2는 스위칭 트랜지스터로서 1차권선(1)을 흐르는 전류의 온, 오프는 행하는 소자이다. 3은 1차권선(1)과 전자적으로 결합하고 있는 궤환권선이고, 일방의 단자(3a)는 콘덴서(4)와 저항(5)을 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스에 접속되고, 타방의 단자(3b)는 콘덴서(12)를 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 에미터에 접속되어 자력발진을 위한 루우프회로를 형성하고 있다. 6 및 8은 모두 정류다이오드이고, 스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간에 궤환권선(3)에 발생하는 전압만을 도통하고, 콘덴서(7)에 충전하고 있다. 콘덴서(7)의 양단의 전압을 정전압제어하는 정전압제어회로(13)는 콘덴서(7)의 일방의 단자(7a)가 스위칭 트랜지스터(2)의 에미터에 접속되어 있으므로 정전압 다이오드(131)와 트랜지스터(132)와 저항(133)으로 이루어지는 간이한 회로로 구성할 수 있다. 콘덴서(7)의 양단의 전압에 의한 전류는 트랜지스터(9)와 저항(10)을 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스에 흐른다. 스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간에 콘덴서(12)에 충전되는 전압은 콘덴서(7)의 전압보다 다이오드(8)의 VF분만큼 높다.A first embodiment of the present invention is shown in FIG. In Fig. 1, 1 is the primary winding, and 2 inductance is one element that determines the switching frequency. 2 is an element which turns on and off the electric current which flows through the primary winding 1 as a switching transistor. 3 is a feedback winding which is electronically coupled with the primary winding 1, and one terminal 3a is connected to the base of the switching transistor 2 via the capacitor 4 and the resistor 5, and the other terminal. Reference numeral 3b is connected to the emitter of the switching transistor 2 via the condenser 12 to form a loop circuit for magnetic oscillation. Both 6 and 8 are rectifier diodes, and conduct only the voltage generated in the feedback winding 3 in the off period of the switching transistor 2, and charge the capacitor 7. In the constant voltage control circuit 13 for constant voltage control of the voltage across the capacitor 7, the terminal 7a of the capacitor 7 is connected to the emitter of the switching transistor 2 so that the
스위칭 트랜지스터(2)가 오프-온으로 바뀔때는, 우선 궤환권선(3)에 발생하는 전압에 의하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스는 순방향으로 바이어스되지만, 그 전류는 궤환권선(3)과 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스·에미터를 연결하는 루우프회로의 시정수에 따라 감쇠전류가 된다. 이 베이스 전류에 따라 콘덴서(12)의 양단의 전압은 내려가기 시작하지만, 그 전압이 콘덴서(7)의 양단의 전압보다 트랜지스터(19)의 -VEE(Sat)분만큼 내려가는 값에 달하면, 루우프 회로를 흐르고 있던 전류는 콘덴서(7)와 트랜지스터(9)와 저항(11)을 연결하는 회로를 흐르도록되고, 트랜지스터(9)는 온상태로 되고, 콘덴서(7)는 방전을 개시한다. 콘덴서(7)의 방전전류는 저항(10)을 통하여 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스에 흐른다. 스위칭 트랜지스터(2)를 드라이브함에 의한 전력 손실중의 콘덴서(7)의 충방전에 의한 손실을 Pd로 하면, Pd는 콘덴서(7)의 양단의 전압을 Vs, 저항(10)의 값을 Rd, 스위칭의 주기를 T, 스위칭 트랜지스터(2)의 온기간을 Ton, 다이오드(6)와 (8)의 각각의 순방향 전압을 일정하다고 가정하고, VF로서 다음의 식과 같이 나타낼 수 있다.When the switching transistor 2 is turned off, first, the base of the switching transistor 2 is biased in the forward direction by the voltage generated in the feedback winding 3, but the current is biased by the feedback winding 3 and the switching transistor ( The attenuation current is caused by the time constant of the loop circuit connecting the base and emitter of 2). According to this base current, the voltage across the capacitor 12 begins to decrease, but when the voltage reaches a value lowering by -V EE (Sat) of the transistor 19 than the voltage across the capacitor 7, the loop is obtained. The current flowing through the circuit flows through a circuit connecting the capacitor 7, the
제4도에 나타낸 종래의 방식에 있어서는 콘덴서(27)의 충방전에 의한 손실을 Pa´라고 하면, Pa´는 그밖의 조건이 제1도의 경우와 같다고 가정하여 다음의 식과 같이 나타낼 수 있다.(단, Toff=T-Ton)In the conventional method shown in FIG. 4, if the loss due to charging and discharging of the
따라서, 제1도의 경우는 제4도에 나타낸 종래의 방식에 비하여 다음의 식으로 나타내는 전력을 절약할 수 있다.Therefore, in the case of FIG. 1, the electric power represented by the following equation can be saved as compared with the conventional method shown in FIG.
본 발명의 제2실시예를 제2도에 나타낸다. 제2도에 있어서, 제1도와 공통하는 부분에는 동일부호가 붙여져 있다. 제2도의 회로는 제1도의 회로에 단안정멀티 바이브레이터와 공진회로를 붙인 것이다. 제2도에 있어서 14는 단안정멀티 바이브레이터로서, 콘덴서(7)의 양단의 전압을 전원으로 하고, 트리거 입력단자(14a)는 저항(17)을 통하여 궤환권선(3)의 일방의 단자(3a)에 접속되고, 출력단자(14b)는 저항(18)을 통하여 정전압제어회로(13)의 트랜지스터(132)의 베이스에 접속되어 있다. 단안정멀티 바이브레이터(14)의 출력펄스폭을 Td라 하고, 콘덴서(141)와 저항(142)값을 각각 cm과 Rm이라 하면, Td는 다음의 식으로 나타내는 것이 알려져 있다.A second embodiment of the present invention is shown in FIG. In FIG. 2, the same code | symbol is attached | subjected to the part common to FIG. The circuit of FIG. 2 attaches a monostable multivibrator and a resonance circuit to the circuit of FIG. In Fig. 2, reference numeral 14 denotes a monostable multi-vibrator, the voltage of both ends of the condenser 7 being a power source, and the trigger input terminal 14a is a terminal 3a of one of the feedback windings 3 through the resistor 17. ), And the output terminal 14b is connected to the base of the transistor 132 of the constant voltage control circuit 13 via the resistor 18. If the output pulse width of the monostable multi-vibrator 14 is assumed to be Td, and the values of the capacitor 141 and the
스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간이 이 펄스폭보다 짧아지면, 오프기간이 지나도 온으로 이행할 수 없는 기간이 생기고, 1차권선(1)과 콘덴서(15)와 저항(16)에 의한 공진회로에 공진전류가 생긴다.When the off period of the switching transistor 2 is shorter than this pulse width, there is a period in which the transition cannot be turned on even after the off period has elapsed, and the resonant circuit of the primary winding 1, the capacitor 15, and the resistor 16 Resonance current is generated in the
이 공진전류는 콘덴서(15)의 용량과 1차권선(1)의 인덕턴스에 의하여 정하는 일정의 주기를 가지며, 주기를 Tr로 하고 콘덴서(15)의 용량을 Cr, 1차권선(1)의 인덕턴스를 Lp라 하면, Tr은 다음의 식으로 나타내는 것이 알려져 있다.This resonant current has a constant period determined by the capacitance of the capacitor 15 and the inductance of the primary winding 1, the cycle being Tr, and the capacitance of the capacitor 15 is Cr, the inductance of the primary winding 1 When Lp is, it is known that Tr is represented by the following formula.
스위칭 트랜지스터(2)의 오프기간이 단안정멀티 바이브레이터(14)의 출력펄스폭보다 짧은 경우의 회로의 파형을 제4a도-제4d도에 나타내었다.4A to 4D show waveforms of the circuit when the off-period of the switching transistor 2 is shorter than the output pulse width of the monostable multi-vibrator 14.
제4a도는 단안정멀티 바이브레이트(14)의 출력펄스의 파형이다. 제4a도에 있어서, t1은 트리거되는 시각이고, t2는 펄스가 끝나는 시각이다.4A is a waveform of an output pulse of the monostable multivibration 14. In FIG. 4A, t1 is a triggered time and t2 is a time when a pulse ends.
제4b도는 스위칭 트랜지스터(2)의 콜렉터·에이터간의 전압파형이다.4B is a voltage waveform between the collector and the actuator of the switching transistor 2.
제4b도에 있어서, t1은 스위칭 트랜지스터(2)가 오프상태로 이행하는 시각이고, t3은 오프상태에서 공진상태로 이행하는 시각이다. 또 제4b도에 있어서, t4는 스위칭 트랜지스터(2)가 온상태로 이행하는 시각이다.In FIG. 4B, t1 is the time when the switching transistor 2 transitions to the off state, and t3 is the time when the transition from the off state to the resonance state. In FIG. 4B, t4 is the time when the switching transistor 2 transitions to the ON state.
제4c도는 궤환권선(3)의 양단의 전압을 단자(3a)를 정칙으로 하여 보았을 때의 전압파형이다.4C is a voltage waveform when the voltages at both ends of the feedback winding 3 are viewed using the terminal 3a as a normal.
제4d도는 스위칭 트랜지스터(2)의 콜렉터 전압의 파형이다. 제4d도에 있어서, t5는 스위칭 트랜지스터(2)가 오프상태로 이행하는 시각이다. 또 제4d도에 있어서, (t5-t1)이 링깅쵸크 콘버터의 발진주기이다.4d is a waveform of a collector voltage of the switching transistor 2. In FIG. 4D, t5 is the time when the switching transistor 2 shifts to the off state. In Fig. 4D, (t5-t1) is the oscillation period of the ringing choke converter.
제2도에 나타낸 베이스 드라이브 회로를 갖는 링깅쵸크 콘버터에 있어서는 공진상태가 발생하기 직전, 즉 Toff=Td로 되기 직전의 주기가 가장 짧아지고, 스위칭 트랜지스터(2)의 스위칭 손실도, 또 스위칭 트랜지스터(2)의 베이스 드라이브 손실도 그들의 부하에 공급하는 전력에 대한 비율이 최대로 된다. 따라서, Toff=Td로 되는 조건을 적당하게 설정함으로써 보다 경부하운전시에 있어서의 스위칭 손실과 드라이브 손실을 경감할 수 있다.In the ringing choke converter having the base drive circuit shown in FIG. 2, the period immediately before the resonance state, i.e., just before Toff = Td is shortened, and the switching loss of the switching transistor 2 is further reduced. The base drive losses in 2) also maximize the ratio of power to their load. Therefore, by appropriately setting the condition of Toff = Td, switching loss and drive loss during light load operation can be reduced.
이상 기술하여 온 바와 같이 본 발명은 비교적 간이한 회로구성으로, 스위칭 트랜지스터의 베이스 드라이브손실을 작게할 수 있고, 또 스위칭 트랜지스터의 스위칭 손실을 작게할 수 있었다. 실용적으로도 아주 유용하고, 특히 입력전압 범위가 넓고, 한편 부하조건이 수와트의 스탠바이 상태와 수십와트-수백와트의 전부하상태를 교호로 반복하는 운전조건의 전원으로서는 가장 적합하다.As described above, the present invention has a relatively simple circuit configuration, which can reduce the base drive loss of the switching transistor and can reduce the switching loss of the switching transistor. It is also very useful in practical use, and is particularly suitable as a power source for an operating condition in which the input voltage range is wide and the load condition alternately repeats a standby state of several watts and a full load state of tens of watts to several hundred watts.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019890011129A KR920000361B1 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | High efficiency driver circuit for ringing converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019890011129A KR920000361B1 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | High efficiency driver circuit for ringing converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR910005572A KR910005572A (en) | 1991-03-30 |
| KR920000361B1 true KR920000361B1 (en) | 1992-01-11 |
Family
ID=19288717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019890011129A KR920000361B1 (en) | 1989-08-04 | 1989-08-04 | High efficiency driver circuit for ringing converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR920000361B1 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2574635A1 (en) * | 2011-09-28 | 2013-04-03 | Lanxess Inc. | Process for continuous production of halogen-free thermoplastic elastomer compositions |
-
1989
- 1989-08-04 KR KR1019890011129A patent/KR920000361B1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910005572A (en) | 1991-03-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4677534A (en) | Stabilizing power source apparatus | |
| KR100297340B1 (en) | Asymmetry flyback converter | |
| JP3707436B2 (en) | Switching power supply | |
| JP3707409B2 (en) | Switching power supply | |
| JP3371962B2 (en) | DC-DC converter | |
| US6366480B2 (en) | Switching power supply apparatus | |
| JP3175663B2 (en) | Self-oscillation type switching power supply | |
| TW200406977A (en) | DC-DC converter | |
| US5082998A (en) | Switching power supply for microwave oven | |
| JP3221185B2 (en) | Switching power supply | |
| JPH1155949A (en) | Power unit | |
| JP3691498B2 (en) | Self-excited switching power supply circuit | |
| JPH08130871A (en) | Dc-dc converter | |
| JPH0691750B2 (en) | Inverter device | |
| KR920000361B1 (en) | High efficiency driver circuit for ringing converter | |
| JPH08289543A (en) | Switching power supply system | |
| KR900002394B1 (en) | Arrangements for discharge lamps | |
| EP0156586B1 (en) | Switching power supply | |
| EP0058035A1 (en) | Transistor inverter device | |
| JP2672692B2 (en) | EL lighting circuit | |
| JP3378509B2 (en) | Power supply | |
| JPH0232643B2 (en) | SUITSUCHINGUDENGENSOCHI | |
| JPH02237467A (en) | High efficiency base drive circuit for ringing choke converter | |
| KR960007997B1 (en) | Converter using zero voltage switching | |
| JPH0147116B2 (en) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| G160 | Decision to publish patent application | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 19980522 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |