KR20100094764A - Sensorless speed control system of induction motor - Google Patents

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KR20100094764A KR1020090013904A KR20090013904A KR20100094764A KR 20100094764 A KR20100094764 A KR 20100094764A KR 1020090013904 A KR1020090013904 A KR 1020090013904A KR 20090013904 A KR20090013904 A KR 20090013904A KR 20100094764 A KR20100094764 A KR 20100094764A
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장봉수
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Abstract

PURPOSE: A sensorless speed control system of an induction motor is provided to efficiently control speed by considering a rotator magnetic flux estimation value during a speed estimation process. CONSTITUTION: A first vector transform part(17) outputs an alpha axis stator voltage and a beta axis stator voltage. A second vector transform part(18) outputs a stator current on an actual q axis and on an actual d axis according to the input of the alpha axis stator current and the beta axis stator current when an induction motor is rotated. A sliding mode observation/velocity estimation part(21) outputs the rotator velocity of the induction motor by using a speed estimation method considering a rotator magnetic flux estimation value. The first vector transform part comprises a first signal processing part which outputs a reference torque voltage and a second signal processing part.

Description

유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템{Sensorless speed control system of induction motor}Sensorless speed control system of induction motor

본 발명은 유도 전동기에 관한 것으로, 구체적으로 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 적용하여 부하 및 관성 등의 파라메터 변동에도 효율적인 속도 제어가 가능하도록 한 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to an induction motor, and more particularly, to a sensorless speed control system of an induction motor that enables efficient speed control even by parameter variation such as load and inertia by applying an improved sliding mode observer.

최근에 디지털 기술과 전력용 반도체 소자의 발전으로 인하여 유도전동기의 가변속 구동이 가능해지게 되었으며 벡터제어를 통하여 고성능 가변속 제어 및 토크 제어가 가능해졌다. 유도전동기의 벡터제어에서 전동기의 속도정보가 필수적이다.Recently, due to the development of digital technology and power semiconductor devices, variable speed driving of induction motors is made possible, and high performance variable speed control and torque control are enabled through vector control. In vector control of induction motor, speed information of motor is essential.

속도 정보를 얻기 위해 보통 타코제너레이터 또는 엔코더 등의 속도센서를 사용한다. 그러나 속도 센서를 설치하기 어려운 환경이나 또는 제조 비용을 고려하여 속도 센서를 채택하지 않는 저가의 시스템에서는 속도센서 없이 벡터제어를 구현하여야 한다.To get speed information, we usually use speed sensors such as tacho generators or encoders. However, in the environment where speed sensor is difficult to install or in consideration of manufacturing cost, low cost system that does not adopt speed sensor should implement vector control without speed sensor.

유도전동기의 센서리스 제어를 위하여 MRAS(Model Reference Adaptive System) 방법, ASO(Adaptive Speed Observer) 방법, 칼만 필터를 이용한 방법, 고 주파 주입 방법, 인공지능(AI)등을 이용한 방법 등등의 다양한 속도 추정기법이 연구되고 있다.Estimation of various speeds for sensorless control of induction motors: MRAS (Model Reference Adaptive System) method, ASO (Adaptive Speed Observer) method, Kalman filter method, high frequency injection method, AI method, etc. Techniques are being studied.

한편, 유도전동기의 벡터제어를 위해서는 회전자 자속 정보 또한 필수적인데, 이를 홀 센서 등을 이용하여 직접 측정하는 방법도 있으나 대부분 자속 관측기를 이용하여 간접적으로 구한다.On the other hand, the rotor flux information is also essential for the vector control of the induction motor, but there is a method of directly measuring it using a hall sensor or the like, but most of it is obtained indirectly using a flux observer.

따라서, 유도 전동기의 백터 제어를 위하여 필요한 자속 관측기를 이용하여 편리하면서 정확하게 속도를 추정하는 방안이 요구된다.Therefore, there is a need for a method of estimating the speed conveniently and accurately by using a flux observer necessary for vector control of an induction motor.

종래 기술의 속도 추정에 많이 사용되는 슬라이딩 모드 관측기(Sliding Mode Observer)의 경우에는 다른 비선형 관측기와 마찬가지로 정확한 플랜트 모델을 필요로 하고 이에 따른 실제 적용상의 부담을 가지고 있다.Sliding mode observers (Sliding Mode Observer), which is widely used for speed estimation of the prior art, requires an accurate plant model like other nonlinear observers and has a practical application burden.

또한, 시스템이 어떤 평형점으로 수렴하는 경우 정상상태의 관측오차를 유발할 수 있고, 불확실성의 크기가 예상보다 큰 경우에는 슬라이딩 모드 관측기의 강인성에 문제가 발생한다.In addition, if the system converges to a certain equilibrium point, it may cause steady-state observation errors, and if the magnitude of the uncertainty is larger than expected, the robustness of the sliding mode observer will occur.

따라서, 종래 기술의 유도전동기의 속도 제어 시스템은 슬라이딩 모드 관측기의 불안정성으로 인하여 속도 추정 능력의 변동, 부하 및 관성 등의 파라메터 변동이 있는 경우에 효율적인 속도 제어가 어렵다.Therefore, the speed control system of the induction motor of the prior art is difficult to control the speed effectively when there is a parameter variation such as the speed estimation capability, the load and the inertia due to the instability of the sliding mode observer.

본 발명은 이와 같은 종래 기술의 유도전동기의 속도 제어 시스템의 문제를 해결하기 위한 것으로, 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 적용하여 부하 및 관성 등의 파라메터 변동에도 효율적인 속도 제어가 가능하도록 한 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템을 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention is to solve the problem of the speed control system of the induction motor of the prior art, by applying an improved sliding mode observer sensorless of the induction motor to enable efficient speed control even in the parameters such as load and inertia The purpose is to provide a speed control system.

본 발명은 속도 추정 능력의 변동, 부하 및 관성 등의 파라메터 변동에도 안정적인 특성을 나타내는 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 제공하는데 그 목적이 있다.It is an object of the present invention to provide an improved sliding mode observer that exhibits stable characteristics against variations in speed estimation capability, parameter variations such as load and inertia.

본 발명은 속도 추정시에 회전자 자속 추정값을 고려하는 것에 의해 효율적인 속도 제어가 가능하도록 한 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템을 제공하는데 그 목적이 있다.SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a sensorless speed control system of an induction motor that enables efficient speed control by considering rotor flux estimates at the time of speed estimation.

이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템은 α축 고정자 전압(

Figure 112009010363488-PAT00012
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00013
)을 출력하는 제 1 벡터 변환부;상기 유도 전동기의 회전시 검출한 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00014
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00015
)가 입력되면 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00016
)와 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00017
)를 출력하는 제 2 벡터 변환부;상기 α축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00018
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00019
) 그리고 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00020
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00021
)가 입력되면 회전자 자속 추정값을 고려하는 속도 추정 방법으로 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00022
)를 구하여 출력하는 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부;를 포함하는 것을 특징으로 한다.Sensorless speed control system of the induction motor according to the present invention for achieving the above object is the α-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00012
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00013
A first vector converter for outputting the α-axis stator current detected when the induction motor rotates
Figure 112009010363488-PAT00014
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00015
) Is input, the stator current (
Figure 112009010363488-PAT00016
) And the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00017
A second vector converter for outputting the α-axis stator voltage
Figure 112009010363488-PAT00018
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00019
) And the α-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00020
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00021
) Is inputted, the rotor speed of the induction motor
Figure 112009010363488-PAT00022
And a sliding mode observation / speed estimator for obtaining and outputting a).

여기서, 상기 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부의 상태 방정식은,Here, the state equation of the sliding mode observation / speed estimation unit,

Figure 112009010363488-PAT00023
Figure 112009010363488-PAT00023

여기서,

Figure 112009010363488-PAT00024
는 회전자 모델의 회전자 자속 추정치이고 다음과 같이 정의된다.here,
Figure 112009010363488-PAT00024
Is the rotor flux estimate of the rotor model and is defined as

Figure 112009010363488-PAT00025
,
Figure 112009010363488-PAT00025
,

Figure 112009010363488-PAT00026
Figure 112009010363488-PAT00026

그리고

Figure 112009010363488-PAT00027
는 이득 행렬이다.And
Figure 112009010363488-PAT00027
Is the gain matrix.

그리고

Figure 112009010363488-PAT00028
는 유도 전동기 상태 변수 행렬,And
Figure 112009010363488-PAT00028
Is an induction motor state variable matrix,

Figure 112009010363488-PAT00029
는 α-β축 고정자 전압 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00029
Is the α-β stator voltage matrix,

Figure 112009010363488-PAT00030
는 α-β축 고정자 전류 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00030
Is the α-β stator current matrix,

Figure 112009010363488-PAT00031
는 α-β축 회전자자속 행렬인 것을 특징으로 한다.
Figure 112009010363488-PAT00031
Is an α-β axis rotor flux matrix.

그리고

Figure 112009010363488-PAT00032
And
Figure 112009010363488-PAT00032

으로 정의되고, Defined as

Figure 112009010363488-PAT00033
는 고정자와 회전자의 권선 저항이고,
Figure 112009010363488-PAT00034
는 고정자와 회전자의 쇄교 자속이고,
Figure 112009010363488-PAT00035
는 고정자와 회전자 권선의 누설인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00036
는 고정자와 회전자 권선사이의 상호 인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00037
는 회전자의 위치 및 속도인 것을 특징으로 한다.
Figure 112009010363488-PAT00033
Is the winding resistance of the stator and rotor,
Figure 112009010363488-PAT00034
Is the linkage flux of the stator and rotor,
Figure 112009010363488-PAT00035
Is the leakage inductance of the stator and rotor windings,
Figure 112009010363488-PAT00036
Is the mutual inductance between the stator and the rotor windings,
Figure 112009010363488-PAT00037
Is the position and speed of the rotor.

그리고 상기 제 1 벡터 변환부에는 기준 토오크분 전압(

Figure 112009010363488-PAT00038
)과 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00039
)이 입력되고,상기 기준 토오크분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00040
)을 출력하기 위한 제 1 신호 처리 수단과,상기 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00041
)을 출력하기 위한 제 2 신호 처리 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.The first vector converter includes a reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00038
) And reference flux voltage (
Figure 112009010363488-PAT00039
) Is input, and the reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00040
And first signal processing means for outputting the reference magnetic flux voltage (
Figure 112009010363488-PAT00041
It further comprises a second signal processing means for outputting a).

그리고 상기 제 1 신호 처리 수단은,외부로부터 입력되는 기준 속도(

Figure 112009010363488-PAT00042
)가 비반전 단자로 입력되고 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00043
)가 반전단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 1 비교부와,제 1 비교부의 출력값을 받아 속도 제어를 위한 기준 토오크분 전류(
Figure 112009010363488-PAT00044
)를 출력하는 제 1 PI 제어기와,기준 토오크분 전류(
Figure 112009010363488-PAT00045
)를 비반전 단자의 입력으로 하고, 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00046
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 3 비교부와,제 3 비교부의 출력값을 받아 기준 토오크분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00047
)을 출력하는 제 2 PI 제어기를 포함하는 것을 특징으로 한다.The first signal processing means may include a reference speed input from the outside (
Figure 112009010363488-PAT00042
) Is input to the non-inverting terminal and the rotor speed (
Figure 112009010363488-PAT00043
) Is inputted to the inverting terminal and receives the output value of the first comparator and the first comparator, and the reference torque current for speed control (
Figure 112009010363488-PAT00044
And a first PI controller for outputting the reference torque current (
Figure 112009010363488-PAT00045
) As the input of the non-inverting terminal, and the stator current (
Figure 112009010363488-PAT00046
) Is inputted to the inverting terminal to receive the error between the two comparison parts, and the output value of the third comparison part receives the reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00047
It includes a second PI controller for outputting a).

그리고 상기 제 2 신호 처리 수단은, 외부로부터 입력되는 기준 자속분 전류(

Figure 112009010363488-PAT00048
)가 비반전 단자로 입력되고 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00049
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 2 비교부와,상기 제 2 비교부의 출력값을 받아 자속 제어를 위한 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00050
)을 출력하는 제 3 PI 제어기를 포함하는 것을 특징으로 한다.The second signal processing means includes a reference magnetic flux current input from the outside (
Figure 112009010363488-PAT00048
) Is input to the non-inverting terminal and the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00049
) Is inputted to the inverting terminal to obtain a difference between the two values, and a reference magnetic flux voltage for controlling the magnetic flux based on the output value of the second comparator (
Figure 112009010363488-PAT00050
It includes a third PI controller for outputting a).

이와 같은 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템은 다음과 같은 효과를 갖는다.Such a sensorless speed control system of an induction motor according to the present invention has the following effects.

첫째, 속도 추정시에 회전자 자속 추정값을 고려하는 것에 의해 효율적인 속 도 제어가 가능하도록 한다.First, efficient speed control is possible by considering rotor flux estimates for speed estimation.

둘째, 속도 추정 능력의 변동, 부하 및 관성 등의 파라메터 변동에도 안정적인 특성을 나타내는 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 제공한다.Second, we provide an improved sliding-mode observer that is stable to parameter fluctuations such as speed estimation capability, load and inertia.

셋째, 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 적용한 속도제어에 의해 파라메터 변동에도 효율적인 속도 제어가 가능하도록 하는 효과가 있다.Third, the speed control using the improved sliding mode observer is effective to enable efficient speed control even in the case of parameter variation.

이하, 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템의 바람직한 실시예에 관하여 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, a preferred embodiment of a sensorless speed control system of an induction motor according to the present invention will be described in detail.

본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템의 특징 및 이점들은 이하에서의 각 실시예에 대한 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.Features and advantages of the sensorless speed control system of the induction motor according to the present invention will become apparent from the detailed description of each embodiment below.

도 1은 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도제어 시스템의 구성도이다.1 is a block diagram of a sensorless speed control system of an induction motor according to the present invention.

그리고 도 2와 도 4는 종래 기술에서의 유도전동기의 센서리스 속도제어에 따른 속도 응답 결과를 나타낸 그래프이고, 도 3과 도 5는 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도제어에 따른 속도 응답 결과를 나타낸 그래프이다.2 and 4 are graphs showing speed response results according to sensorless speed control of induction motors according to the related art, and FIGS. 3 and 5 are speed response results according to sensorless speed control of induction motors according to the present invention. Is a graph.

본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템은 속도 추정시에 회전자 자속 추정값을 고려하는 것에 의해 효율적인 속도 제어가 가능하도록 한 것이다.The sensorless speed control system of the induction motor according to the present invention is to enable efficient speed control by considering the rotor flux estimation value in the speed estimation.

이를 위한 구성은 도 1에서와 같다.The configuration for this is the same as in FIG.

외부로부터 입력되는 기준 속도(

Figure 112009010363488-PAT00051
)가 제 1 비교부(11)의 비반전단자로 입력되고, 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00052
)가 상기 제 1 비교부(11)의 반전단자로 입력되어 두값의 오차를 구한다.Reference speed input from outside (
Figure 112009010363488-PAT00051
) Is input to the non-inverting terminal of the first comparator 11, and the rotor speed of the induction motor (
Figure 112009010363488-PAT00052
) Is input to the inverting terminal of the first comparator 11 to obtain an error between the two values.

그리고 제 1 비교부(11)의 출력은 속도 제어를 위한 제 1 PI 제어기(13)로 입력되고 제 1 PI 제어기(13)는 기준 토오크분 전류(

Figure 112009010363488-PAT00053
)를 출력한다.And the output of the first comparator 11 is input to the first PI controller 13 for speed control and the first PI controller 13 is a reference torque current (
Figure 112009010363488-PAT00053
)

그리고 기준 토오크분 전류(

Figure 112009010363488-PAT00054
)가 제 3 비교부(14)의 비반전 단자로 입력되고, 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00055
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구한다.And the reference torque current (
Figure 112009010363488-PAT00054
) Is input to the non-inverting terminal of the third comparator 14, and the actual stator current (q-axis)
Figure 112009010363488-PAT00055
) Is input to the inverting terminal to find the difference between the two values.

제 3 비교부(14)의 출력은 전류 제어를 위한 제 2 PI 제어기(15)로 입력되고 제 2 PI 제어기(15)는 기준 토오크분 전압(

Figure 112009010363488-PAT00056
)을 출력한다.The output of the third comparator 14 is input to the second PI controller 15 for current control, and the second PI controller 15 supplies a reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00056
)

그리고 외부로부터 입력되는 기준 자속분 전류(

Figure 112009010363488-PAT00057
)가 비반전 단자로 입력되고 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00058
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 2 비교부(12)의 출력은 자속 제어를 위한 제 3 PI 제어기(16)로 입력된다.And the reference magnetic flux current input from the outside (
Figure 112009010363488-PAT00057
) Is input to the non-inverting terminal and the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00058
) Is input to the inverting terminal and the output of the second comparator 12 obtaining the error of the two values is input to the third PI controller 16 for magnetic flux control.

제 3 PI 제어기(16)는 자속 오차에 따른 기준 자속분 전압(

Figure 112009010363488-PAT00059
)을 출력한다.The third PI controller 16 generates a reference magnetic flux voltage according to the magnetic flux error (
Figure 112009010363488-PAT00059
)

상기 제 2 PI 제어기(15)의 기준 토오크분 전압(

Figure 112009010363488-PAT00060
)과 제 3 PI 제어기(16)의 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00061
)은 제 1 벡터 변환부(17)로 입력되고 제 1 벡터 변환부(17)는 α축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00062
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00063
)을 출력한다.The reference torque voltage of the second PI controller 15
Figure 112009010363488-PAT00060
) And the reference flux voltage of the third PI controller 16 (
Figure 112009010363488-PAT00061
) Is input to the first vector converter 17 and the first vector converter 17 is an α-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00062
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00063
)

전압(

Figure 112009010363488-PAT00064
)(
Figure 112009010363488-PAT00065
)은 공간 벡터 PWM 인버터(19)로 입력되어 펄스폭 변조되어 유도 전동기(IM)(20)로 인가된다.Voltage(
Figure 112009010363488-PAT00064
) (
Figure 112009010363488-PAT00065
) Is input to the space vector PWM inverter 19 and pulse width modulated and applied to the induction motor (IM) 20.

그리고 상기 유도 전동기(IM)(20)의 회전시 검출한 α축 고정자 전류(

Figure 112009010363488-PAT00066
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00067
)는 제 2 벡터 변환부(18)로 입력되고, 제 2 벡터 변환부(18)는 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00068
)와 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00069
)를 출력한다.And an α-axis stator current detected when the induction motor (IM) 20 rotates (
Figure 112009010363488-PAT00066
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00067
) Is input to the second vector converter 18, and the second vector converter 18 is the actual stator current (q-axis)
Figure 112009010363488-PAT00068
) And the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00069
)

그리고 유도 전동기(IM)(20)의 회전시 검출한 전류(

Figure 112009010363488-PAT00070
)(
Figure 112009010363488-PAT00071
)와 전압(
Figure 112009010363488-PAT00072
)(
Figure 112009010363488-PAT00073
)은 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)로 입력되고, 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)는 회전자 자속 추정값을 고려하는 속도 추정 방법으로 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00074
)를 구하여 출력한다.And the current detected when the induction motor (IM) 20 rotates (
Figure 112009010363488-PAT00070
) (
Figure 112009010363488-PAT00071
) And voltage (
Figure 112009010363488-PAT00072
) (
Figure 112009010363488-PAT00073
) Is input to the sliding mode observation / speed estimator 21, and the sliding mode observation / speed estimator 21 is a speed estimation method that takes into account the rotor flux estimate.
Figure 112009010363488-PAT00074
Get) and print it.

이와 같이 구성된 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템에서 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)가 어떤 방식으로 속도를 추정하느냐에 따라 속도 제어의 효율성이 정해진다.In the sensorless speed control system of the induction motor configured as described above, the efficiency of the speed control is determined according to how the sliding mode observation / speed estimator 21 estimates the speed.

일반적으로 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)의 상태 방정식은 수학식 1에서와 같이 나타낼 수 있다.In general, the state equation of the sliding mode observation / speed estimator 21 may be expressed as in Equation (1).

Figure 112009010363488-PAT00075
Figure 112009010363488-PAT00075

여기서, ^는 상태변수 추정치이다.Where ^ is a state variable estimate.

그리고

Figure 112009010363488-PAT00076
는 유도 전동기 상태 변수 행렬,And
Figure 112009010363488-PAT00076
Is an induction motor state variable matrix,

Figure 112009010363488-PAT00077
는 α-β축 고정자 전압 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00077
Is the α-β stator voltage matrix,

Figure 112009010363488-PAT00078
는 α-β축 고정자 전류 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00078
Is the α-β stator current matrix,

Figure 112009010363488-PAT00079
는 α-β축 회전자자속 행렬이다.
Figure 112009010363488-PAT00079
Is the α-β rotor rotor flux matrix.

그리고 And

Figure 112009010363488-PAT00080
Figure 112009010363488-PAT00080

으로 정의된다.Is defined.

Figure 112009010363488-PAT00081
는 고정자와 회전자의 권선 저항이고,
Figure 112009010363488-PAT00081
Is the winding resistance of the stator and rotor,

Figure 112009010363488-PAT00082
는 고정자와 회전자의 쇄교 자속이고,
Figure 112009010363488-PAT00082
Is the linkage flux of the stator and rotor,

Figure 112009010363488-PAT00083
는 고정자와 회전자 권선의 누설인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00083
Is the leakage inductance of the stator and rotor windings,

Figure 112009010363488-PAT00084
는 고정자와 회전자 권선사이의 상호 인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00084
Is the mutual inductance between the stator and the rotor windings,

Figure 112009010363488-PAT00085
는 회전자의 위치 및 속도이고,
Figure 112009010363488-PAT00086
는 이득 행렬이다.
Figure 112009010363488-PAT00085
Is the position and speed of the rotor,
Figure 112009010363488-PAT00086
Is the gain matrix.

그러나 이와 같이 수학식 1에서와 같은 방법으로 관측 및 속도 추정을 하는 경우에는 속도 제어에 효율성 측면에서 불리한 측면이 있다.However, when observation and speed estimation are performed in the same manner as in Equation 1, there is a disadvantage in terms of efficiency in speed control.

즉, 도 2 및 도 4의 결과 그래프를 보면 회전자 저항, 인가되는 부하 등의 파라메터의 변경에 대하여 불안정한 특성을 나타내는 것을 알 수 있다.That is, it can be seen from the result graphs of FIGS. 2 and 4 that the characteristics of the rotor are unstable with respect to the change of the parameters such as the rotor resistance and the applied load.

도 2는 3상, 220V, 3마력, 정격속도 1735rpm인 유도전동기에서 수학식 1에서 와 같은 방법으로 구동한 결과를 나타낸 것으로, 회전자저항을 실제 값보다 30% 작게 설정하고 속도지령치는 200rpm이며 초기에 무부하로 운전하다가 중간에 소정의 부하를 인가한 결과를 나타낸 것이다.2 shows the result of driving in the same manner as in Equation 1 in a three-phase, 220V, three horsepower, 1735rpm rated speed, the rotor resistance is set to 30% smaller than the actual value and the speed command value is 200rpm It shows the result of applying a predetermined load in the middle while operating at no load initially.

그리고 도 4는 도 2는 3상, 220V, 3마력, 정격속도 1735rpm인 유도전동기에서 수학식 1에서와 같은 방법으로 구동한 결과를 나타낸 것으로, 회전자저항을 실제 값보다 30% 크게 설정하고 속도지령치는 200rpm이며 초기에 무부하로 운전하다가 중간에 소정의 부하를 인가한 결과를 나타낸 것이다.4 shows the result of driving in the same manner as in Equation 1 in an induction motor having a three-phase, 220V, three horsepower, and a rated speed of 1735 rpm. The rotor resistance is set to 30% larger than the actual value and the speed is increased. The command value is 200rpm, and it shows the result of applying a predetermined load in the middle while operating at no load initially.

따라서 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템에서는 수학식 2에서와 같이 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)에서 회전자 자속 추정값을 고려하는 속도 추정 방법을 사용한다.Therefore, in the sensorless speed control system of the induction motor according to the present invention, as in Equation 2, the sliding mode observation / speed estimator 21 uses a speed estimation method that considers the rotor flux estimation value.

Figure 112009010363488-PAT00087
Figure 112009010363488-PAT00087

여기서,

Figure 112009010363488-PAT00088
는 회전자 모델의 회전자 자속 추정치이고 다음과 같이 정의된다.here,
Figure 112009010363488-PAT00088
Is the rotor flux estimate of the rotor model and is defined as

Figure 112009010363488-PAT00089
,
Figure 112009010363488-PAT00089
,

Figure 112009010363488-PAT00090
Figure 112009010363488-PAT00090

그리고

Figure 112009010363488-PAT00091
는 이득 행렬이다.And
Figure 112009010363488-PAT00091
Is the gain matrix.

상기 수학식 2에서와 같은 상태 방정식이 적용되는 본 발명에 따른 유도 전동기의 속도 제어 시스템은 α축 고정자 전압(

Figure 112009010363488-PAT00092
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00093
)을 출력하는 제 1 벡터 변환부(17)와, 상기 유도 전동기의 회전시 검출한 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00094
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00095
)가 입력되면 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00096
)와 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00097
)를 출력하는 제 2 벡터 변환부(18)와, 상기 α축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00098
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00099
) 그리고 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00100
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00101
)가 입력되면 회전자 자속 추정값을 고려하는 속도 추정 방법으로 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00102
)를 구하여 출력하는 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부(21)를 포함한다.The speed control system of the induction motor according to the present invention to which the state equation as in Equation 2 is applied is an α-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00092
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00093
And a stator current (α-axis stator current detected at the time of rotation of the induction motor)
Figure 112009010363488-PAT00094
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00095
) Is input, the stator current (
Figure 112009010363488-PAT00096
) And the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00097
And a second vector converter 18 for outputting the α-axis stator voltage
Figure 112009010363488-PAT00098
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00099
) And the α-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00100
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00101
) Is inputted, the rotor speed of the induction motor
Figure 112009010363488-PAT00102
), And includes a sliding mode observation / speed estimator 21 for outputting.

도 3은 3상, 220V, 3마력, 정격속도 1735rpm인 유도전동기에서 수학식 2에서와 같은 방법으로 구동한 결과를 나타낸 것으로, 회전자저항을 실제 값보다 30% 작게 설정하고 속도지령치는 200rpm이며 초기에 무부하로 운전하다가 중간에 소정의 부하를 인가한 결과를 나타낸 것이다.Figure 3 shows the result of driving in the same manner as in Equation 2 in a three-phase, 220V, three horsepower, 1735rpm rated speed, the rotor resistance is set to 30% smaller than the actual value and the speed command value is 200rpm It shows the result of applying a predetermined load in the middle while operating at no load initially.

그리고 도 5는 도 2는 3상, 220V, 3마력, 정격속도 1735rpm인 유도전동기에서 수학식 2에서와 같은 방법으로 구동한 결과를 나타낸 것으로, 회전자저항을 실제 값보다 30% 크게 설정하고 속도지령치는 200rpm이며 초기에 무부하로 운전하다가 중간에 소정의 부하를 인가한 결과를 나타낸 것이다.FIG. 5 shows the result of driving in the same manner as in Equation 2 in an induction motor having a three-phase, 220V, three horsepower, and a rated speed of 1735rpm. The command value is 200rpm, and it shows the result of applying a predetermined load in the middle while operating at no load initially.

이와 같은 본 발명에 따른 유도전동기의 속도 제어 시스템은 도 3 및 도 5에서와 같이 개선된 슬라이딩 모드 관측기를 적용한 속도제어에 의해 속도 추정 능력, 부하 및 관성 등의 파라메터 변동에도 효율적인 속도 제어가 가능하다.Such a speed control system of an induction motor according to the present invention is capable of efficient speed control even for parameter fluctuations such as speed estimation capability, load and inertia by speed control using an improved sliding mode observer as shown in FIGS. 3 and 5. .

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the invention.

따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.Therefore, the technical scope of the present invention should not be limited to the contents described in the embodiments, but should be defined by the claims.

도 1은 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도제어 시스템의 구성도1 is a configuration diagram of a sensorless speed control system of an induction motor according to the present invention.

도 2와 도 4는 종래 기술에서의 유도전동기의 센서리스 속도제어에 따른 속도 응답 결과를 나타낸 그래프2 and 4 are graphs showing speed response results according to sensorless speed control of an induction motor according to the related art.

도 3과 도 5는 본 발명에 따른 유도전동기의 센서리스 속도제어에 따른 속도 응답 결과를 나타낸 그래프3 and 5 are graphs showing speed response results according to sensorless speed control of an induction motor according to the present invention.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명Explanation of symbols for the main parts of the drawings

11. 제 1 비교부 12. 제 2 비교부11. The first comparator 12. The second comparator

13. 제 1 PI 제어기 14. 제 3 비교부13. First PI Controller 14. Third Comparator

15. 제 2 PI 제어기 16. 제 3 PI 제어기       15. Second PI Controller 16. Third PI Controller

17. 제 1 벡터 변환부 18. 제 2 벡터 변환부17. First Vector Converter 18. Second Vector Converter

19. 공간벡터 PWM 인버터 20. 유도 전동기19. Space vector PWM inverter 20. Induction motor

21. 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부21. Sliding Mode Observation / Speed Estimator

Claims (7)

유도 전동기의 속도 제어 시스템에 있어서,In the speed control system of an induction motor, α축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00103
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00104
)을 출력하는 제 1 벡터 변환부;α-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00103
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00104
A first vector converting unit for outputting; 상기 유도 전동기의 회전시 검출한 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00105
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00106
)가 입력되면 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00107
)와 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00108
)를 출력하는 제 2 벡터 변환부;Α-axis stator current detected when the induction motor rotates (
Figure 112009010363488-PAT00105
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00106
) Is input, the stator current (
Figure 112009010363488-PAT00107
) And the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00108
A second vector converting unit for outputting; 상기 α축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00109
), β축 고정자 전압(
Figure 112009010363488-PAT00110
) 그리고 α축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00111
), β축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00112
)가 입력되면 회전자 자속 추정값을 고려하는 속도 추정 방법으로 유도전동기의 회전자 속도(
Figure 112009010363488-PAT00113
)를 구하여 출력하는 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.The α-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00109
), β-axis stator voltage (
Figure 112009010363488-PAT00110
) And the α-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00111
), β-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00112
) Is inputted, the rotor speed of the induction motor
Figure 112009010363488-PAT00113
Sensorless speed control system for an induction motor comprising a ;; 제 1 항에 있어서, 상기 슬라이딩 모드 관측/속도 추정부의 상태 방정식은,The state equation of the sliding mode observation / speed estimator,
Figure 112009010363488-PAT00114
Figure 112009010363488-PAT00114
 여기서,
Figure 112009010363488-PAT00115
는 회전자 모델의 회전자 자속 추정치이고 다음과 같이 정의된다.here,
Figure 112009010363488-PAT00115
Is the rotor flux estimate of the rotor model and is defined as
Figure 112009010363488-PAT00116
,
Figure 112009010363488-PAT00116
,
Figure 112009010363488-PAT00117
Figure 112009010363488-PAT00117
 그리고
Figure 112009010363488-PAT00118
는 이득 행렬인 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.And
Figure 112009010363488-PAT00118
The sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that the gain matrix. 제 2 항에 있어서,
Figure 112009010363488-PAT00119
는 유도 전동기 상태 변수 행렬,The method of claim 2,
Figure 112009010363488-PAT00119
Is an induction motor state variable matrix,
Figure 112009010363488-PAT00120
는 α-β축 고정자 전압 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00120
Is the α-β stator voltage matrix,
Figure 112009010363488-PAT00121
는 α-β축 고정자 전류 행렬,
Figure 112009010363488-PAT00121
Is the α-β stator current matrix,
Figure 112009010363488-PAT00122
는 α-β축 회전자자속 행렬인 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.
Figure 112009010363488-PAT00122
The sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that the α-β axis rotor flux matrix. 제 2 항에 있어서, The method of claim 2,
Figure 112009010363488-PAT00123
Figure 112009010363488-PAT00123
 으로 정의되고, Defined as
Figure 112009010363488-PAT00124
는 고정자와 회전자의 권선 저항이고,
Figure 112009010363488-PAT00124
Is the winding resistance of the stator and rotor,
Figure 112009010363488-PAT00125
는 고정자와 회전자의 쇄교 자속이고,
Figure 112009010363488-PAT00125
Is the linkage flux of the stator and rotor,
Figure 112009010363488-PAT00126
는 고정자와 회전자 권선의 누설인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00126
Is the leakage inductance of the stator and rotor windings,
Figure 112009010363488-PAT00127
는 고정자와 회전자 권선사이의 상호 인덕턴스이고,
Figure 112009010363488-PAT00127
Is the mutual inductance between the stator and the rotor windings,
Figure 112009010363488-PAT00128
는 회전자의 위치 및 속도인 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.
Figure 112009010363488-PAT00128
Sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that the rotor position and speed. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 벡터 변환부에는 기준 토오크분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00129
)과 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00130
)이 입력되고,The method of claim 1, wherein the first vector converter is a reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00129
) And reference flux voltage (
Figure 112009010363488-PAT00130
) Is entered, 상기 기준 토오크분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00131
)을 출력하기 위한 제 1 신호 처리 수단과,The reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00131
First signal processing means for outputting 상기 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00132
)을 출력하기 위한 제 2 신호 처리 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.The reference magnetic flux voltage (
Figure 112009010363488-PAT00132
The sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that it further comprises a second signal processing means for outputting. 제 5 항에 있어서, 상기 제 1 신호 처리 수단은,The method of claim 5, wherein the first signal processing means, 외부로부터 입력되는 기준 속도(
Figure 112009010363488-PAT00133
)가 비반전 단자로 입력되고 유도전동기의 회전자 속도( )가 반전단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 1 비교부와,Reference speed input from outside (
Figure 112009010363488-PAT00133
) Is input to the non-inverting terminal and the rotor speed ( ) Is a first comparison unit for inputting the inverting terminal to find the error of the two values, 제 1 비교부의 출력값을 받아 속도 제어를 위한 기준 토오크분 전류(
Figure 112009010363488-PAT00135
)를 출력하는 제 1 PI 제어기와,Based on the output value of the first comparator, the reference torque current for speed control (
Figure 112009010363488-PAT00135
A first PI controller for outputting 기준 토오크분 전류(
Figure 112009010363488-PAT00136
)를 비반전 단자의 입력으로 하고, 실제 q축의 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00137
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 3 비교부와,Reference torque current (
Figure 112009010363488-PAT00136
) As the input of the non-inverting terminal, and the stator current (
Figure 112009010363488-PAT00137
) Is a third comparison unit for inputting the inverting terminal to find the error of the two values, 제 3 비교부의 출력값을 받아 기준 토오크분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00138
)을 출력하는 제 2 PI 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.Based on the output value of the third comparator, the reference torque voltage (
Figure 112009010363488-PAT00138
Sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that it comprises a second PI controller for outputting. 제 5 항에 있어서, 상기 제 2 신호 처리 수단은,The method of claim 5, wherein the second signal processing means, 외부로부터 입력되는 기준 자속분 전류(
Figure 112009010363488-PAT00139
)가 비반전 단자로 입력되고 실제 d축 고정자 전류(
Figure 112009010363488-PAT00140
)가 반전 단자로 입력되어 두값의 오차를 구하는 제 2 비교부와,Reference flux current input from outside (
Figure 112009010363488-PAT00139
) Is input to the non-inverting terminal and the actual d-axis stator current (
Figure 112009010363488-PAT00140
A second comparator which inputs) to an inverting terminal and finds an error of two values; 상기 제 2 비교부의 출력값을 받아 자속 제어를 위한 기준 자속분 전압(
Figure 112009010363488-PAT00141
)을 출력하는 제 3 PI 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기의 센서리스 속도 제어 시스템.A reference magnetic flux voltage for controlling magnetic flux by receiving an output value of the second comparator
Figure 112009010363488-PAT00141
Sensorless speed control system of the induction motor, characterized in that it comprises a third PI controller for outputting.
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