KR20040038174A - Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 자기 발진(Self-Oscillation)형 디지털 오디오 증폭기에 관한 것으로, 특히 위상 진상-지상 보상기(Phase Lead-Lag Compensator)를 이용하여 자기 발진 주파수를 높일 수 있고 또한 증폭기를 구성하는 부품의 수를 감소시킨 디지털 오디오 증폭기에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a self-oscillation type digital audio amplifier. In particular, the self-oscillation frequency can be increased by using a phase lead-lag compensator and the number of components constituting the amplifier can be increased. A reduced digital audio amplifier.
도 1은 대표적인 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타낸다. 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는 전력(Power) 스위치에 해당하는 전력 피모스 트랜지스터(PM) 및 전력 엔모스 트랜지스터(NM), 제1필터(11), 제2필터(12), 전압 분할기(13), 오차 증폭기(14), 비교기(15), 및 게이트 드라이버(16)를 구비한다.1 shows a representative conventional self-oscillating digital audio amplifier. The conventional self-oscillating digital audio amplifier has a power PMOS transistor PM and a power NMOS transistor NM corresponding to a power switch, a first filter 11, a second filter 12, a voltage divider ( 13), an error amplifier 14, a comparator 15, and a gate driver 16.
도 1에 도시된 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기의 동작을 간단히 설명하면 다음과 같다. 출력 전압(VOUT)을 전압 분할기(13)에 의해 일정 비율로 분할하여 분할된 전압, 즉 귀환 전압(VFB)을 오차 증폭기(14)에 의해 입력 오디오 전압(VIN)과 비교한다. 오차 증폭기(14)를 통해 증폭된 오차는 히스테리시스(Hysteresis)를 갖는 비교기(15)를 통과하면서 펄스 신호로 바뀐다. 펄스 신호는 게이트 드라이버(16)를 통하여 전력 트랜지스터(PM, NM)에 전달되어 출력 신호(VOUT)를 제어한다.The operation of the conventional self-oscillating digital audio amplifier shown in FIG. 1 will be briefly described as follows. The output voltage VOUT is divided by a voltage divider 13 at a constant ratio, and the divided voltage, that is, the feedback voltage VFB, is compared by the error amplifier 14 with the input audio voltage VIN. The error amplified by the error amplifier 14 is converted into a pulse signal as it passes through the comparator 15 with hysteresis. The pulse signal is transmitted to the power transistors PM and NM through the gate driver 16 to control the output signal VOUT.
좀더 상세하게는 입력 오디오 전압(VIN)이 귀환 전압(VFB)보다 크면 전력 스위치 중 피모스 트랜지스터(PM)가 턴온되면서 출력 전압(VOUT)이 높아지게 된다.출력 전압(VOUT)이 계속 높아져서 입력 오디오 전압(VIN)보다 귀환 전압(VFB)이 클 때는 엔모스 트랜지스터(NM)가 턴온되면서 다시 출력 전압(VOUT)이 낮아지게 된다.More specifically, when the input audio voltage VIN is greater than the feedback voltage VFB, the PMOS transistor PM of the power switch is turned on to increase the output voltage VOUT. The output voltage VOUT continues to increase so that the input audio voltage is increased. When the feedback voltage VFB is greater than VIN, the NMOS transistor NM is turned on and the output voltage VOUT is lowered again.
이러한 일련의 동작은 입력 전압(VIN)을 일정한 비율로 증폭한 값을 중심으로 하여 출력 전압(VOUT)이 매우 빠르게 증가와 감소를 반복하는 발진 현상으로 나타난다. 결과적으로 출력 신호(VOUT)는 음성 대역(20Hz~20kHz)의 입력 신호(VIN)를 일정 비율로 증폭한 값에 자기 발진 과정에서 발생되는 전압 리플이 더해진 파형이 된다. 여기에서 리플은 음성 주파수보다 높은 고주파 성분으로서 100mV 내외의 진폭을 가진 전압 성분이다. 한편 전력 스위치(PM, NM)의 동작은 자기 발진 과정에서 저절로 이루어지므로 자기 발진 주파수를 간단히 스위칭 주파수라고 부르기도 한다.This series of operations appears as an oscillation phenomenon in which the output voltage VOUT increases and decreases very rapidly, centering on the input voltage VIN amplified at a constant rate. As a result, the output signal VOUT is a waveform obtained by amplifying the input signal VIN of the voice band (20 Hz to 20 kHz) at a predetermined rate with the voltage ripple generated during the self-oscillation process. Here, the ripple is a high frequency component higher than the voice frequency and is a voltage component having an amplitude of about 100 mV. On the other hand, since the operation of the power switch (PM, NM) is spontaneous in the self-oscillation process, the self-oscillation frequency is also referred to simply as the switching frequency.
도 1에 도시된 종래 구조의 특징은 출력 전압(VOUT)의 변화율을 감지하기 위하여 제1필터(11) 내의 커패시터(C1)에 직렬로 저항(R1)이 연결된다는 것이다. 이에 따라 커패시터(C1)의 전압 변화는 커패시터(C1)를 통해 흐르는 전류에 비례하고 이 전류가 저항(R1)을 만나면서 전압으로 나타난다. 즉, 커패시터(C1)에 직렬로 연결된 저항(R1) 양단에 나타나는 전압은 커패시터(C1)의 전압 변화율에 해당된다. 따라서 저항(R1)을 키우면 전압 변화율에 해당되는 더 큰 파형을 얻을 수 있다.A characteristic of the conventional structure shown in FIG. 1 is that a resistor R1 is connected in series to the capacitor C1 in the first filter 11 to detect the rate of change of the output voltage VOUT. Accordingly, the voltage change of the capacitor C1 is proportional to the current flowing through the capacitor C1 and appears as a voltage when the current meets the resistor R1. That is, the voltage across the resistor R1 connected in series with the capacitor C1 corresponds to the voltage change rate of the capacitor C1. Therefore, when the resistor R1 is increased, a larger waveform corresponding to the voltage change rate can be obtained.
그런데 상기 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기에서는, 감지 저항(R1)을 출력단 커패시터(C1)에 직렬로 연결하여 커패시터(C1)의 전압 변화율을 감지함으로써 출력 전압(VOUT)과 그 변화율을 동시에 귀환 할 수 있는 장점이 있으나 출력단의 전압 리플이 커지는 단점이 있다. 따라서 이러한 경우에는제1필터(11)에 제2필터(12)를 직렬(Cascade)로 연결하여 남은 리플을 감쇄 시켜야 한다. 한편 커패시터(C1)와 직렬로 연결된 저항(R1)을 빼면 제1필터(11)만을 사용하더라도 출력단의 전압 리플이 충분히 감쇄될 수는 있으나 발진 주파수가 급격히 떨어지는 단점이 있다.However, in the conventional self-oscillating digital audio amplifier, the sense resistor R1 is connected in series to the output capacitor C1 to sense the voltage change rate of the capacitor C1 to simultaneously return the output voltage VOUT and the change rate thereof. Although there is an advantage in that the voltage ripple of the output terminal is increased. Therefore, in this case, it is necessary to connect the second filter 12 to the first filter 11 in series to attenuate the remaining ripple. On the other hand, if the resistor R1 connected in series with the capacitor C1 is subtracted, even when only the first filter 11 is used, the voltage ripple of the output terminal may be sufficiently attenuated, but the oscillation frequency may drop sharply.
또한 상기 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는 디지털 오디오 증폭기를 구성하는 데 필요한 부품의 수가 많아서 집적회로로 구현될 경우 칩 면적이 커지는 단점이 있다.In addition, the conventional self-oscillating digital audio amplifier has a disadvantage in that the chip area becomes large when implemented as an integrated circuit due to the large number of components necessary to construct the digital audio amplifier.
따라서 본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는, 출력단의 전압 리플을 증가시키지 않으면서 높은 자기 발진 주파수를 얻을 수 있으며 또한 디지털 오디오 증폭기를 구성하는 데 필요한 부품의 수를 감소시킨 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 제공하는 데 있다.Accordingly, a technical problem of the present invention is to provide a self-oscillating digital audio amplifier that can obtain a high self-oscillation frequency without increasing the voltage ripple of the output stage and also reduces the number of components required to construct the digital audio amplifier. There is.
본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS In order to better understand the drawings cited in the detailed description of the invention, a brief description of each drawing is provided.
도 1은 대표적인 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타낸다.1 shows a representative conventional self-oscillating digital audio amplifier.
도 2는 본 발명의 제1실시예에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타내는 회로도이다.2 is a circuit diagram showing a self-oscillating digital audio amplifier according to a first embodiment of the present invention.
도 3은 도 2에 도시된 위상 진상-지상 보상기의 주파수에 따른 이득 및 위상 지연을 나타낸다.FIG. 3 shows gain and phase delay according to the frequency of the phase advance-ground compensator shown in FIG. 2.
도 4는 도 2의 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기에서 전체 귀환 루프의 주파수 특성을 나타낸다.4 shows the frequency characteristics of the entire feedback loop in the self-oscillating digital audio amplifier according to the invention of FIG.
도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타내는 회로도이다.5 is a circuit diagram illustrating a self-oscillating digital audio amplifier according to a second embodiment of the present invention.
도 6 내지 도 8은 도 2 및 도 5에 도시된 위상 진상-지상 보상기의 다른 예들을 나타내는 도면이다.6 to 8 are diagrams showing other examples of the phase advance-ground compensators shown in FIGS. 2 and 5.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 오디오 증폭기는, 소오스에 제1전원전압이 인가되고 공통노드에 드레인이 연결되는 전력 피모스 트랜지스터; 상기 공통노드에 드레인이 연결되고 소오스에 제2전원전압이 인가되는 전력 엔모스 트랜지스터; 상기 공통노드에 연결되는 출력단 필터; 상기 출력단 필터의 출력신호의 위상을 진상-지상 보상하는 위상 진상-지상 보상기; 소정의 히스테리시스 특성을 가지며 상기 위상 진상-지상 보상기의 출력신호와 입력 오디오신호를 비교하여 그 결과에 따른 펄스 신호를 출력하는 비교회로; 및 상기 펄스 신호에응답하여 상기 전력 피모스 트랜지스터의 게이트와 상기 전력 엔모스 트랜지스터의 게이트를 제어하는 게이트 드라이버를 구비하는 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a digital audio amplifier comprising: a power PMOS transistor having a first power supply voltage applied to a source and a drain connected to a common node; A power NMOS transistor having a drain connected to the common node and a second power supply voltage applied to a source; An output stage filter connected to the common node; A phase advance-ground compensator for phase-to-ground compensation of the phase of the output signal of the output stage filter; A comparison circuit which has a predetermined hysteresis characteristic and compares an output signal of the phase advance-ground compensator with an input audio signal and outputs a pulse signal according to the result; And a gate driver controlling the gate of the power PMOS transistor and the gate of the power NMOS transistor in response to the pulse signal.
따라서 상기 본 발명에 따른 디지털 오디오 증폭기는, 상기 위상 진상-지상 보상기에 의해 상기 출력단 필터의 출력신호의 위상을 진상-지상 보상하여 귀환 시킴으로써 상기 출력 신호의 전압 리플을 증가시키지 않으면서 높은 자기 발진 주파수를 얻을 수 있다. 또한 상기 본 발명에 따른 디지털 오디오 증폭기에서는 상기 하나의 비교회로가 종래기술에서의 오차 증폭기와 비교기의 기능을 모두 수행하도록 구성됨으로서 부품의 수가 감소될 수 있다. 따라서 집적회로로 구현될 경우 칩 면적이 감소될 수 있다.Accordingly, the digital audio amplifier according to the present invention has a high self-oscillation frequency without increasing the voltage ripple of the output signal by performing phase-to-phase compensation of the phase of the output signal of the output stage filter by the phase-phase compensator. Can be obtained. In addition, in the digital audio amplifier according to the present invention, the number of components can be reduced since the one comparison circuit is configured to perform both the error amplifier and the comparator in the related art. Therefore, when implemented as an integrated circuit, the chip area may be reduced.
본 발명과 본 발명의 동작 상의 잇점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.In order to fully understand the present invention, the operational advantages of the present invention, and the objects achieved by the practice of the present invention, reference should be made to the accompanying drawings illustrating preferred embodiments of the present invention and the contents described in the accompanying drawings.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Like reference numerals in the drawings denote like elements.
도 2는 본 발명의 제1실시예에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타내는 회로도이다.2 is a circuit diagram showing a self-oscillating digital audio amplifier according to a first embodiment of the present invention.
도 2를 참조하면, 본 발명의 제1실시예에 따른 디지털 오디오 증폭기는, 전력 피모스 트랜지스터(PM1), 전력 엔모스 트랜지스터(NM1), 출력단 필터(21), 위상 진상-지상 보상기(Phase Lead-Lag Compensator)(22), 비교 회로(23), 및 게이트 드라이버(24)를 구비한다. 출력단 필터(21)에 스피커(25)가 연결된다.Referring to FIG. 2, the digital audio amplifier according to the first embodiment of the present invention includes a power PMOS transistor PM1, a power NMOS transistor NM1, an output stage filter 21, and a phase advance-ground compensator. Lag Compensator 22, comparison circuit 23, and gate driver 24 are provided. The speaker 25 is connected to the output filter 21.
전력 피모스 트랜지스터(PM1)는 소오스에 제1전원전압(VDD), 즉 양(Positive) 전원전압이 인가되고 공통노드(VD)에 드레인이 연결되며, 전력 엔모스 트랜지스터(NM1)는 공통노드(VD)에 드레인이 연결되고 소오스에 제2전원전압(VSS), 즉 음(Negative) 전원전압이 인가된다.The power PMOS transistor PM1 is supplied with a first power supply voltage VDD, that is, a positive power supply voltage and a drain is connected to the common node VD, and the power NMOS transistor NM1 is a common node ( A drain is connected to VD and a second power supply voltage VSS, that is, a negative power supply voltage is applied to the source.
출력단 필터(21)는 공통노드(VD)에 연결되고 출력단 필터(21)로부터 디지털 오디오 증폭기의 최종 출력신호(VOUT)가 출력된다. 출력단 필터(21)는 공통노드(VD)와 출력단 필터의 출력노드(VOUT) 사이에 연결되는 인덕터(L), 및 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 커패시터(C)를 포함하여 구성된다.The output stage filter 21 is connected to the common node VD, and the final output signal VOUT of the digital audio amplifier is output from the output stage filter 21. The output filter 21 includes an inductor L connected between the common node VD and the output node VOUT of the output filter, and a capacitor connected between the output node VOUT of the output filter and the ground voltage GND. C) is configured to include.
위상 진상-지상 보상기(22)는 출력단 필터(21)의 출력신호(VOUT)의 위상을 진상-지상 보상(Lead-Lag Compensation)하여 출력한다. 위상 진상-지상 보상기(22)는 출력단 필터(21)의 출력노드와 위상 진상-지상 보상기(22)의 출력노드 사이에 연결되는 제1저항(R1), 상기 제1저항(R1)과 병렬로 연결되는 커패시터(C1), 및 위상 진상-지상 보상기(22)의 출력노드와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 제2저항(R2)을 포함하여 구성된다.The phase advance-ground compensator 22 performs a phase-lag compensation on the phase of the output signal VOUT of the output stage filter 21 and outputs it. The phase-phase compensator 22 is connected in parallel with the first resistor R1 and the first resistor R1 connected between the output node of the output stage filter 21 and the output node of the phase-phase compensator 22. And a second resistor R2 connected between the output node of the phase advance-ground compensator 22 and the ground voltage GND.
특히 본 발명에 따른 디지털 오디오 증폭기에서는 소정의 히스테리시스(Hysterisis) 특성을 갖는 하나의 비교회로(23)가 도 1에 도시된 종래기술에서의 오차 증폭기(14)와 비교기(15)의 기능을 모두 수행하도록 구성된다. 비교회로(23)의 비반전(+) 입력단자에는 귀환신호(VFB), 즉 위상 진상-지상보상기(22)의 출력신호가 입력되고 비교회로(23)의 반전(-) 입력단자에는 입력 오디오신호(VIN)가 입력된다. 비교회로(23)는 비교기(231), 제1저항(R3), 및 제2저항(R4)을 포함하여 구성되며, 귀환신호(VFB)와 입력 오디오신호(VIN)를 비교하여 그 결과에 따른 펄스 신호(VCP)를 출력한다.In particular, in the digital audio amplifier according to the present invention, one comparison circuit 23 having predetermined hysteresis characteristics performs both the functions of the error amplifier 14 and the comparator 15 in the prior art shown in FIG. It is configured to. The feedback signal VFB is input to the non-inverting (+) input terminal of the comparison circuit 23, that is, the output signal of the phase advance-ground compensator 22 is input, and the input audio is input to the inverting (-) input terminal of the comparison circuit 23. The signal VIN is input. The comparison circuit 23 includes a comparator 231, a first resistor R3, and a second resistor R4, and compares the feedback signal VFB and the input audio signal VIN according to the result. The pulse signal VCP is output.
펄스 신호(VCP)는 귀환신호(VFB)가 입력 오디오신호(VIN) 보다 비교회로(23)의 히스테리시스 전압 이상으로 크면 전압이 양(Positive)으로 바뀌고 귀환신호(VFB)가 입력 오디오신호(VIN) 보다 비교회로(23)의 히스테리시스 전압 이상으로 작으면 전압이 음(Negative)으로 바뀐다. 게이트 드라이버(24)는 상기 펄스 신호(VCP)에 응답하여 전력 피모스 트랜지스터(PM1)의 게이트와 전력 엔모스 트랜지스터(NM1)의 게이트를 제어한다.If the feedback signal VFB is greater than the hysteresis voltage of the comparison circuit 23 than the input audio signal VIN, the voltage is positive and the feedback signal VFB is the input audio signal VIN. If it is smaller than the hysteresis voltage of the comparison circuit 23, the voltage is changed to negative. The gate driver 24 controls the gate of the power PMOS transistor PM1 and the gate of the power NMOS transistor NM1 in response to the pulse signal VCP.
이하 도 2에 도시된 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기의 원리 및 동작이 상세히 설명된다. 원리적으로 발진기는 전체 귀환 루프(Feedback loop)에서 총 360°의 위상 지연이 일어나고 이득이 1이상이 되는 주파수에서 발진을 하게 된다. 그러므로 발진 주파수 부근에서 귀환 루프의 위상 여유(Phase margin)를 늘여주면 발진 주파수가 증가한다. 위상 입장에서 살펴보면 도 1에 도시된 종래의 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는 커패시터에 직렬 저항(R1)을 삽입하여 위상 여유를 높인데 반하여, 도 2에 도시된 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는 위상 진상-지상 보상기(22)를 이용하여 위상 여유를 높이는 형태이다.Hereinafter, the principle and operation of the self-oscillating digital audio amplifier according to the present invention shown in FIG. 2 will be described in detail. In principle, the oscillator will oscillate at a frequency where the total delay is 360 ° and the gain is greater than 1 in the entire feedback loop. Therefore, increasing the phase margin of the feedback loop near the oscillation frequency increases the oscillation frequency. In terms of phase, the conventional self-oscillating digital audio amplifier shown in FIG. 1 increases the phase margin by inserting a series resistor R1 into a capacitor, whereas the self-oscillating digital audio amplifier according to the present invention shown in FIG. Is a form of increasing the phase margin by using the phase advance-ground compensator 22.
도 3은 도 2에 도시된 위상 진상-지상 보상기(22)의 주파수에 따른 이득 및위상 지연을 나타낸다. 위상 진상-지상 보상기(22)는 출력단 필터(21)에서 발생되는 위상 지연을 보상할 수 있는 회로이다. 이 위상 진상-지상 보상기(22)의 주파수 특성은 R1과 C1에 의하여 먼저 영점(Zero)이 생성되어 이득이 증가하며 위상이 진상(Lead)되다가 주파수가 더 증가하면 C1과 R1, R2의 병렬저항(R1||R2)에 의해 생성되는 극점(Pole)에 의해 이득의 증가가 중지되고 위상 진상이 줄어 들다가 이 극점의 약 10배가 되는 주파수에서 다시 원래의 위상으로 되돌아온다.FIG. 3 shows the gain and phase delay according to the frequency of the phase advance-ground compensator 22 shown in FIG. 2. The phase advance-ground compensator 22 is a circuit capable of compensating for the phase delay generated in the output filter 21. The frequency characteristics of the phase compensator-ground compensator 22 are zero by R1 and C1, and gain is increased. When phase increases, frequency increases further, the parallel resistance of C1, R1, and R2 is increased. The pole generated by (R1 || R2) stops gain gain, reduces phase phase, and returns to its original phase at a frequency that is about 10 times this pole.
따라서 이 영점과 극점 사이 주파수에서는 출력단 필터(21)에 의한 위상 지연을 진상시킴으로써 위상 여유를 만들어 준다. 이 위상 여유는 비교회로(23)와 전력 모스 트랜지스터들(PM1,NM1)에서 일어나는 위상 지연이 증가할 수 있다는 것을 의미하며 결과적으로 발진 주파수를 증가시키는 역할을 한다.Therefore, at the frequency between this zero point and the pole point, the phase delay by the output stage filter 21 is advanced to create a phase margin. This phase margin means that the phase delay occurring in the comparison circuit 23 and the power MOS transistors PM1 and NM1 can increase, and consequently, increases the oscillation frequency.
도 4는 도 2의 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기에서 전체 귀환 루프의 주파수 특성을 나타낸다. 도 2에 도시된 저역 통과 필터(Low Pass Filter), 즉 출력단 필터(21)는 L/C 2차 필터로서 전력 모스 트랜지스터들(PM1,NM1)의 공통노드(VD)로부터 출력되는 신호에서 오디오 신호의 주파수(20Hz~20kHz)보다 높은 발진 주파수 성분을 제거한다. 이 출력단 필터(21)의 극점 주파수보다 높은 주파수에서는 주파수가 증가함에 따라 이득이 40dB/dec로 감소하며 위상이 180°까지 지연된다. 그러나 주파수가 더 증가하면 커패시터의 기생 저항(ESR:Effective Series Resistance)으로 인해 영점이 만들어지면서 위상이 다시 진상된다. 이러한 영점은 일반적으로 수 MHz 이상에서 나타나므로 거의 무시된다.4 shows the frequency characteristics of the entire feedback loop in the self-oscillating digital audio amplifier according to the invention of FIG. The low pass filter illustrated in FIG. 2, that is, the output stage filter 21 is an L / C secondary filter and is an audio signal in a signal output from the common node VD of the power MOS transistors PM1 and NM1. Remove the oscillation frequency component higher than the frequency of 20Hz-20kHz. Pole frequency of this output stage filter 21 At higher frequencies, the gain decreases to 40dB / dec as the frequency increases and the phase is delayed by 180 °. However, as the frequency increases further, the parasitic resistance of the capacitor (ESR) creates a zero, leading the phase back. These zeros are generally neglected since they usually appear above a few MHz.
출력단 필터(21)의 출력 신호(VOUT)는 진상-지상 보상기(22)에 의해 이득이 줄고 위상이 진상되어 귀환된다. 이 귀환 신호(VFB)는 히스테리시스 특성을 갖는 비교회로(23)의 비반전(+) 입력단자에 인가되어 반전(-) 입력단자에 인가되는 입력 오디오 신호(VIN)와 비교된다. 비교회로(23)의 출력신호인 펄스 신호(VCP)는 귀환신호(VFB)가 입력 오디오신호(VIN) 보다 비교회로(23)의 히스테리시스 전압 이상으로 크면 전압이 양(Positive)으로 바뀌고 귀환신호(VFB)가 입력 오디오신호(VIN) 보다 비교회로(23)의 히스테리시스 전압 이상으로 작으면 전압이 음(Negative)으로 바뀐다.The output signal VOUT of the output filter 21 is reduced by the phase-to-ground compensator 22, and the phase is advanced and returned. This feedback signal VFB is applied to the non-inverting (+) input terminal of the comparison circuit 23 having hysteresis characteristics and compared with the input audio signal VIN applied to the inverting (-) input terminal. The pulse signal VCP, which is an output signal of the comparison circuit 23, has a positive voltage when the feedback signal VFB is greater than or equal to the hysteresis voltage of the comparison circuit 23 than the input audio signal VIN, and the feedback signal ( If VFB is smaller than the hysteresis voltage of the comparison circuit 23 than the input audio signal VIN, the voltage changes to negative.
비교회로(23)의 출력신호(VCP)는 게이트 드라이버(24)를 거치면서 위상지연이 추가되고 전력 모스 트랜지스터들(PM1,NM1)에서 위상반전이 일어나며 180°이상의 위상지연이 더 얻어지게 된다. 총 위상지연이 360°가 되는 주파수에서 이득이 1이상이 되면 자기 발진을 하게 된다. 이러한 이득 및 위상지연은 진상-지상 보상기(22)에서 조절이 가능하며 위상은 90°보다 작은 범위에서 진상시킬 수 있다. 출력단 필터(21)만 있을 경우에는 발진 주파수가 수십 kHz의 범위에 있게 되지만 진상-지상 보상기(22)에 의해 출력단 필터(21)의 출력신호(VOUT)의 위상을 진상-지상 보상하는 경우에는 발진 주파수가 수백 kHz 대역으로 증가한다.As the output signal VCP of the comparison circuit 23 passes through the gate driver 24, a phase delay is added, a phase inversion occurs in the power MOS transistors PM1 and NM1, and a phase delay of 180 ° or more is obtained. If the gain is greater than 1 at frequencies where the total phase delay is 360 °, then self-oscillation occurs. This gain and phase delay can be adjusted in the phase-to-phase compensator 22 and the phase can be advanced in a range less than 90 °. When only the output filter 21 is present, the oscillation frequency is in the range of several tens of kHz. However, when the phase-to-ground compensator 22 compensates the phase of the output signal VOUT of the output filter 21, the oscillation frequency is oscillated. The frequency increases to the hundreds of kHz bands.
도 3 및 도 4에서 주파수(W)와 이득(Gain)은 모두 로그 스케일로 도시 되었다.In Figures 3 and 4 both the frequency W and the gain are shown on a logarithmic scale.
도 5는 본 발명의 제2실시예에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기를 나타내는 회로도이다.5 is a circuit diagram illustrating a self-oscillating digital audio amplifier according to a second embodiment of the present invention.
도 5를 참조하면, 본 발명의 제2실시예에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는 도 2에 도시된 제1실시예와 비교하여 출력단 필터(51) 내에서 커패시터(C)와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 저항(R)을 더 구비한다.Referring to FIG. 5, the self-oscillating digital audio amplifier according to the second embodiment of the present invention has a capacitor C and a ground voltage GND in the output filter 51 compared with the first embodiment shown in FIG. 2. It further comprises a resistor (R) connected between.
제2실시예에서는 출력단 필터(51) 내에 저항(R)이 삽입됨으로써 전체 귀환 루프의 자기 발진 주파수가 증가된다. 그 원리는 커패시터(C)에 직렬로 저항(R)이 삽입되면 커패시터의 기생 저항(ESR)과 커패시터(C)에 의해 만들어지는 영점이 낮은 곳으로 이동하여 필터(51)에서 일어나는 위상 지연이 감소되고 이러한 위상 진상은 비교회로(23) 및 게이트 드라이버(24) 그리고 전력 모스 트랜지스터들(PM1,NM1)에서의 위상 여유를 늘여주게 되어 결국 더 높은 주파수에서 발진이 일어나게 된다.In the second embodiment, the resistor R is inserted into the output stage filter 51 to increase the self oscillation frequency of the entire feedback loop. The principle is that when the resistor R is inserted in series with the capacitor C, the parasitic resistance of the capacitor and the zero created by the capacitor C move to a lower place, thereby reducing the phase delay occurring in the filter 51. This phase enhancement increases the phase margin in the comparison circuit 23, the gate driver 24, and the power MOS transistors PM1 and NM1, resulting in oscillation at higher frequencies.
도 6 내지 도 8은 위상 진상-지상 보상기(22)의 다른 예들을 나타내는 도면이다.6 to 8 are diagrams showing other examples of the phase advance-ground compensator 22.
도 6의 위상 진상-지상 보상기는, 출력단 필터(21)의 출력노드(VOUT)와 내부노드(N) 사이에 연결되는 저항(R1), 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 내부노드(N) 사이에 저항(R1)과 병렬로 연결되는 커패시터(C1), 내부노드(N)와 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB) 사이에 연결되는 저항(R2), 및 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB)와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 저항(R3)을 구비한다.The phase-phase compensator of FIG. 6 includes a resistor R1 connected between an output node VOUT and an internal node N of the output stage filter 21, an output node VOUT and an internal node N of the output stage filter. The output of the capacitor C1 connected in parallel with the resistor R1 in between, the resistor R2 connected between the internal node N and the output node VFB of the phase advance-ground compensator, and the phase advance-ground compensator A resistor R3 is connected between the node VFB and the ground voltage GND.
도 7의 위상 진상-지상 보상기는, 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB) 사이에 연결되는 저항(R1), 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB)와 내부노드(N) 사이에 연결되는 저항(R2), 내부노드(N)와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 저항(R3), 및 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 내부노드(N) 사이에 연결되는 커패시터(C1)를 구비한다.The phase advance-ground compensator of FIG. 7 includes a resistor R1 connected between an output node VOUT of the output stage filter and an output node VFB of the phase advance-ground compensator, and an output node VFB of the phase advance-ground compensator. Resistor R2 connected between the internal node and the internal node N, resistor R3 connected between the internal node N and the ground voltage GND, and the output node VOUT and the internal node N of the output stage filter. Capacitor C1 is connected between.
도 8의 위상 진상-지상 보상기는, 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB) 사이에 연결되는 저항(R1), 출력단 필터의 출력노드(VOUT)와 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB) 사이에 저항(R1)과 병렬로 연결되는 커패시터(C1), 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB)와 접지전압(GND) 사이에 연결되는 저항(R2), 및 출력단 필터 내의 커패시터(C)와 저항(R) 간의 접점(N)과 위상 진상-지상 보상기의 출력노드(VFB) 사이에 연결되는 커패시터(Cb)를 구비한다.The phase advance-ground compensator of FIG. 8 includes a resistor R1 connected between an output node VOUT of the output stage filter and an output node VFB of the phase advance-ground compensator, an output node VOUT of the output stage filter, and a phase advance phase. A capacitor C1 connected in parallel with the resistor R1 between the output node VFB of the ground compensator and a resistor R2 connected between the output node VFB and the ground voltage GND of the phase advance-ground compensator. And a capacitor Cb connected between the contact N between the capacitor C and the resistor R in the output stage filter and the output node VFB of the phase advance-ground compensator.
이상 도면과 명세서에서 최적 실시예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.The best embodiment has been disclosed in the drawings and specification above. Although specific terms have been used herein, they are used only for the purpose of describing the present invention and are not intended to limit the scope of the invention as defined in the claims or the claims. Therefore, those skilled in the art will understand that various modifications and equivalent other embodiments are possible from this. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the technical spirit of the appended claims.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기는, 출력 신호의 위상을 진상-지상 보상하여 귀환 시킴으로써 출력 신호의 전압 리플을 증가시키지 않으면서 높은 자기 발진 주파수를 얻을 수 있는 장점이 있다.또한 본 발명에 따른 자기 발진형 디지털 오디오 증폭기에서는 소정의 히스테리시스(Hysterisis) 특성을 갖는 하나의 비교회로가 종래기술에서의 오차 증폭기와 비교기의 기능을 모두 수행하도록 구성됨으로서 증폭기를 구성하는 부품의 수가 감소될 수 있다. 따라서 집적회로로 구현될 경우 칩 면적이 감소될 수 있다.As described above, the self-oscillating type digital audio amplifier according to the present invention has an advantage of obtaining a high self-oscillating frequency without increasing the voltage ripple of the output signal by performing phase-to-ground compensation of the output signal. In addition, in the self-oscillating digital audio amplifier according to the present invention, one comparison circuit having a predetermined hysteresis characteristic is configured to perform both the error amplifier and the comparator in the prior art, so that the number of components constituting the amplifier is increased. Can be reduced. Therefore, when implemented as an integrated circuit, the chip area may be reduced.
Claims (7)
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020020067056A KR20040038174A (en) | 2002-10-31 | 2002-10-31 | Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component |
| AU2003274786A AU2003274786A1 (en) | 2002-10-31 | 2003-10-30 | Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component |
| PCT/KR2003/002306 WO2004040752A1 (en) | 2002-10-31 | 2003-10-30 | Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020020067056A KR20040038174A (en) | 2002-10-31 | 2002-10-31 | Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20040038174A true KR20040038174A (en) | 2004-05-08 |
Family
ID=32226219
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020020067056A KR20040038174A (en) | 2002-10-31 | 2002-10-31 | Digital audio amplifier capable of increasing self-oscillation frequency and reducing the number of component |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR20040038174A (en) |
| AU (1) | AU2003274786A1 (en) |
| WO (1) | WO2004040752A1 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100593910C (en) * | 2008-01-11 | 2010-03-10 | 清华大学 | A low power consumption comparator with mistuning calibration function |
| JP6227890B2 (en) * | 2012-05-02 | 2017-11-08 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | Signal processing circuit and control circuit |
| GB2564912B (en) | 2017-07-24 | 2020-09-02 | Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd | Transducer driver circuitry |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980019697A (en) * | 1996-09-02 | 1998-06-25 | 윤덕용 | Triple Negative Feedback Class A Sound Amplifier |
| KR19980073677A (en) * | 1997-03-18 | 1998-11-05 | 윤덕용 | Self-oscillating delta modulation class D acoustic amplifier |
| US6229389B1 (en) * | 1998-11-18 | 2001-05-08 | Intersil Corporation | Class D modulator with peak current limit and load impedance sensing circuits |
| US6297693B1 (en) * | 1999-12-23 | 2001-10-02 | Red Chip Company Limited | Techniques for synchronizing a self oscillating variable frequency modulator to an external clock |
| KR20020019630A (en) * | 2000-08-12 | 2002-03-13 | 주진혁 | Digital power amplifier adopting the Sigma-Delta type and method thereof |
| US6420930B1 (en) * | 2000-07-12 | 2002-07-16 | Monolithic Power Systems, Inc. | Class D audio amplifier |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW501354B (en) * | 1999-05-25 | 2002-09-01 | Sony Corp | Digital signal processing device and method, digital signal processing system |
| US6362683B1 (en) * | 1999-07-29 | 2002-03-26 | Tripath Technology, Inc. | Break-before-make distortion compensation for a digital amplifier |
| JP3398113B2 (en) * | 2000-02-14 | 2003-04-21 | ローム株式会社 | Mute circuit and digital audio amplifier circuit |
| JP4251769B2 (en) * | 2000-11-15 | 2009-04-08 | ヤマハ株式会社 | Digital audio amplifier |
-
2002
- 2002-10-31 KR KR1020020067056A patent/KR20040038174A/en not_active Application Discontinuation
-
2003
- 2003-10-30 AU AU2003274786A patent/AU2003274786A1/en not_active Abandoned
- 2003-10-30 WO PCT/KR2003/002306 patent/WO2004040752A1/en not_active Application Discontinuation
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980019697A (en) * | 1996-09-02 | 1998-06-25 | 윤덕용 | Triple Negative Feedback Class A Sound Amplifier |
| KR19980073677A (en) * | 1997-03-18 | 1998-11-05 | 윤덕용 | Self-oscillating delta modulation class D acoustic amplifier |
| US6229389B1 (en) * | 1998-11-18 | 2001-05-08 | Intersil Corporation | Class D modulator with peak current limit and load impedance sensing circuits |
| US6297693B1 (en) * | 1999-12-23 | 2001-10-02 | Red Chip Company Limited | Techniques for synchronizing a self oscillating variable frequency modulator to an external clock |
| US6420930B1 (en) * | 2000-07-12 | 2002-07-16 | Monolithic Power Systems, Inc. | Class D audio amplifier |
| KR20020019630A (en) * | 2000-08-12 | 2002-03-13 | 주진혁 | Digital power amplifier adopting the Sigma-Delta type and method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2004040752A1 (en) | 2004-05-13 |
| AU2003274786A1 (en) | 2004-05-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E601 | Decision to refuse application |