KR20040004423A - 가정용 텔레비젼 방송 수신 시스템용 어댑터 모듈 - Google Patents

가정용 텔레비젼 방송 수신 시스템용 어댑터 모듈 Download PDF

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Abstract

기존 접시 안테나의 사용자는 직접 방송 텔레비젼 시스템용 어댑터를 사용함으로써 C-대역 위성을 통해 현재의 아날로그 텔레비젼 방송과 새로운 디지털 텔레비젼 방송을 모두 수신할 수 있다. 이 어댑터는 아날로그와 디지털 텔레비젼 사이에서 전환 가능한 동축 스위치와, C-대역 위성들의 복수의 트랜스폰더 사이에서 선택적으로 전환할 수 있는 동조가능한 복조기와, 상기 복조기에 의해 출력된 비트 스트림으로부터 사용자에 의해 지정된 채널을 선택하는 채널 선택기와, 비디오 신호를 압축해제하는 채널 신장기와, 사용자 코맨드를 수신하여 수신된 신호의 폴라라이제이션 및 TVRO 안테나 스티어링, 복조된 트랜스폰더 주파수 및 디멀티플렉스된 채널을 제어하는 제어 유닛을 구비한다. 다른 트랜스폰더 및 다른 위성에서 이용 가능한 다중 채널로부터 사용자가 채널을 선택할 수 있음으로써, 시스템 효율면에 기초한 텔레비젼 채널의 동작 재할당이 가능해진다. 본 발명의 어댑터를 사용함으로써, 새로운 안테나를 필요로 하거나 또는 기존 안테나를 제거하지 않고도, 기존 텔레비젼 서비스로부터 새로운 디지털 C-대역 텔레비젼 서비스로의 원할한 전송이 가능해진다. 이 어댑터에 의해, 아날로그 및 디지털 TV는 케이블과 TVRO 및 C-대역 소형 안테나 모두에 동시에 작동할 수 있으며, 단지 하나의 박스를 사용하여 디지털 C-대역 수신기로의 원할하고 이음매 없는 변환이 가능하다. 게다가, 이 시스템 설계로 위성 비용과 장비 개조 비용을 최소화할 수 있다. TVRO 및 케이블에 대한 트랜스폰더 당 8 채널로의 신속한 변경으로 3 및 4 채널이 감소됨으로써, 기존 고객에 대한 서비스의 중단 없이 소형의 C-대역 안테나를 사용할 수 있다. 이 어댑터는 기존 FCC 설계 대역폭내에서 동작하며 기존 위성 구성을 이용하여 비교적 소형인 수신용 안테나를 이용하는 C-대역 또는 Ku-대역 위성 통신 시스템과 결합하여 사용할 수 있다는 이점을 갖는다.

Description

가정용 텔레비젼 방송 수신 시스템용 어댑터 모듈{ADAPTER MODULE FOR DIRECT-TO-HOME TELEVISION BROADCAST RECEIVING SYSTEM}
현재 미국 가정의 4백만 정도가 C-대역 방송 프로그램을 수신하기 위한 대형의 TV 수신 전용(TVRO) 위성 접시 안테나를 채택하고 있다. 이러한 안테나는 C-대역 정지궤도 위성 군집로부터 아날로그 형태 신호를 수신하며, 이들 위성들은 지상국으로부터 TVRO 접시 안테나에 TV 프로그램을 중계한다. 기존의 C-대역 방송 시스템은 시청자에 의해 지정된 TV 채널을 TV 또는 VCR(Video Cassette Recoder)로 출력하기 위해 TV 근처에 위치하는 컨버터(또는 수신기)를 채용하고 있다. 이러한 컨버터는 TVRO 접시 안테나 근처의 외측에 장착된 (옥외 장치오 정의된) 장비와 컨버터를 연결하는 긴 동축케이블을 통해 TVRO 접시 안테나에 접속된다. 더욱이 동축 케이블은 다른 케이블과 조립되어 신호들 중 적어도 하나의 신호는 RF 신호의 폴라라이제이션(polarization)을 선택하도록 안테나에 제어 신호를 전송할 수 있다. 왜냐하면, 위성으로부터 전송된 RF 신호는 수직 또는 수평으로 폴라라이제이션되기 때문이다. 동축케이블은 집안에서 안테나를 스티어링하기 위해 안테나에 제어신호를 전송하는 케이블과도 조립될 수도 있다. 이러한 TVRO 접시 안테나들은 대형이기 때문에 만일 다른 위성으로부터의 방송 수신을 원한다면 지붕을 오르고 안테나를 다시 스티어링하는 불편을 피하기 위해 오토 스티어링이 자주 이용되고 있다.
디지털 기술이 가끔 원거리통신에 사용되고 있기는 하지만 최근까지는 음성이나 데이타의 응용 정도로 그 사용이 상당히 제한적이었다. 음성 이동신호(voice-grade signals)를 디지털 형태로 변환하는 것은 쉬운 일이었지만 화상 신호를 디지털화하는 일은 상당한 기술적 어려움이 있었다.
디지털화되지만 압축되지는 않은 비디오 신호는 높은 전송률을 필요로한다. 따라서, 비디오 신호는 대체하고자 하는 아날로그 형태로 동일한 양의 RF 스펙트럼이나 그 이상의 RF 스펙트럼을 사용하게 된다. 아날로그 비디오 신호를 디지털 비디오 신호로 단순 변환함으로써 특성이 향상된다고 하는 장점이 발생하기도 하지만, 결국 대역폭과 이러한 변환시의 전력 증가는 위성 비용을 상당히 증가시키게 된다.
디지털칩 기술과 복잡한 영상 데이타 압축 알고리즘의 도래로, 방송 장치가 디지털 비디오 신호를 훨씬 적은 스펙트럼 대역폭으로 압착할 수 있게 되었다. 이러한 데이타 압축 알고리즘을 이용하여 압축되는 많은 비디오 신호는 이제 단일 아날로그 비디오 신호에 대하여 제한된 대역폭에 적합화될 수 있다. 이에따라 디지털 TV가 곧 일반화될 것이다. 많은 TVRO 위성 안테나의 소유자들에게는 불행하게도 디지털 TV 의 출현은 자신들의 TVRO 접시 안테나를 골치거리로 전락할 수도 있게끔 만들어버렸다. 즉, 종래의 TVRO 접시 안테나 소유자들은 자신들의 안테나가 수신할 수 있도록 설계된 방송 신호와는 상이한 주파수로 현재 방송되고 있는 새로운 디지털 TV 방송을 수신하기 위해 이제 새로운 안테나와 시스템을 구입해야만 한다. 종래의 안테나 소유자들은 자신들의 시스템에 $2500 이상을 투자했고, 새로운 시스템에 그보다는 못하지만 역시 비슷한 금액을 투자해야할 것 같다. 따라서, 아날로그 TV에서 디지털 TV로의 전환은 종래 TVRO 접시 안테나 소유자들에게는 만만치 않은비용이 요구되었다.
따라서, 본 발명은 TVRO 접시 안테나를 통해 수신된 아날로그 TV의 현재 사용자들에게 큰 부담을 주지 않으면서 새로운 디지털 C-대역 TV 신호와 현재의 아날로그 TV 신호를 동시에 수신할 수 있도록 하는 가정용 방송 TV 시스템을 사용할 수 있도록 하는 컨버터를 제공하려는 것이다.
따라서, 본 발명은 아날로그 TV에서 디지털 TV로의 원만하면서도 저렴한 전환이 가능하도록 아날로그 TV와 디지털 TV 방송 모두를 수신할 수 있는 이중 컨버터에 관한 것이다. 더욱이 본 발명은 방송 시스템 운영자에게 위성 자원을 할당하는 경우 여전히 아날로그 TV에서 디지털 TV로의 원만한 전환을 제공하는 완전한 융통성을 제공하는 컨버터를 제공하려는 것이다.
도 1 은 C-대역 위성 통신 시스템용 안테나를 도시한 도면.
도 2 는 C-대역 범위에서 동작하는 현행의 TV 방송 위성으로부터의 신호를 수신하는 통상 유형인 3피트 접시형 안테나의 통상적 패턴을 도시한 도면.
도 3 은 타겟 위성의 방향이 포물선형 안테나의 주축을 따라 놓여있는 경우, 피드혼으로부터 타겟위성의 반사기로의 모든 광선에 의해 이동되는 거리를 도시한 도면.
도 4 는 타겟 위성의 방향이 포물선형 안테나의 주축을 따라 놓여있지는 않지만, 상기 주축으로부터 약간 떨어진 경로를 따라 놓여있는 경우, 피드혼으로부터 타겟 위성의 반사기로의 모든 광선에 의해 이동되는 거리를 도시한 도면.
도 5 는 안테나의 정면으로부터 볼 수 있는 바와 같이, C-대역 안테나의 표면상의 수신 신호의 신호 길이를 도시한 도면.
도 6 은 중앙 위성과 2.24o 관계에 있는 위성으로부터 C-대역 안테나에 도달하는 방사에너지를 도시한 도면.
도 7 은 중앙 위성과 4.48o 관계에 있는 위성으로부터 C-대역 안테나에 도달하는 방사에너지를 도시한 도면.
도 8 은 중앙 위성과 6.72o 관계에 있는 위성으로부터 C-대역 안테나에 도달하는 방사에너지를 도시한 도면.
도 9 는 C-대역 안테나의 오프축 위성으로부터의 수신 신호길이를 도시한 도면.
도 10 은 C-대역에서 동작하는 위성 통신 시스템의 위성부를 도시한 도면.
도 11 은 위성 통신 시스템의 지상국을 도시한 도면.
도 12 는 C-대역 안테나와 대응하는 수신 신호 길이의 교차부를 도시한 도면.
도 13 은 통상적인 C-대역 안테나를 도시한 도면.
도 14A-14C 는 측면과, 평면 및 정면에서의 F＇-E-F(또는 G＇-E-G)를 따라 접시 안테나의 교차부에 대한 그래프.
도 15 는 신호를 수신하고, 이 신호를 다시 지상에 재전송하는 위성을 나타낸 도면.
도 16 은 기존의 옥외 유닛과 기존의 옥내 유닛을 이용하는 아날로그 및 디지털 C-대역 TV 모두를 수신하기 위해 본 발명의 어댑터를 채택한 시스템을 나타낸 도면.
도 17 은 도 16 에 나타낸 바와 같은 본 발명의 어댑터의 한 실시예에 대한 블록도.
도 18 은 본 발명의 어댑터 모듈의 배면도.
도 19 는 본 발명의 어댑터의 정면도.
본 발명은 새로운 디지털 TV 신호 형태를 수신하고, 기존의 아날로그 TV 신호를 기존의 수신기에 전달하며, 사용자로 하여금 새로운 위성 안테나를 설치하거나 현재 시스템을 포기하지 않고도 원하는 TV 신호를 TV 에 출력시킬 수 있도록 하는 컨버터를 제공하는데 있어 발생되는 문제점을 해결한다.
본 발명의 컨버터는 TV 또는 VCR과 같은 비디오 장치와 기존의 아날로그 C-대역 방송 TV 신호를 수신하는 수신기 사이에 접속된다. 이 컨버터는 단일 수신용 안테나를 사용하여 기존의 아날로그 TV 신호와 디지털 C-대역 방송신호 모두를 동시에 수신할 수 있게 한다. 이렇게하기 위해 컨버터는 2개의 동작모드가 있는 제어유닛을 포함한다. 제어 유닛은 기존의 아날로그 TV 신호를 수신하기 위한 아날로그 모드 또는 디지털 C-대역 방송 TV 신호를 수신하기 위한 디지털 동작 모드중 어느 한 모드로 컨버터를 스위칭하기 위해 사용자로부터의 모드 코맨드를 수신하게된다. 제어유닛은 어느 디지털 TV 전이이 디지털 동작 모드에서 출력되어야하는지를 나타내는 사용자로부터의 디지털 전이 선택코맨드를 수신하고, 디지털 선택 신호와 트랜스폰더(transponder) 선택신호를 출력한다. 컨버터는 옥외 유닛에 의해 출력된 중간주파수(IF) 신호를 수신하기 위해 옥외 유닛에 연결되는 하나의 입력과, 상기 제어유닛에 연결된 제어입력이 있는 스위치를 채택하고 있으며, 상기 제어유닛은 IF 신호가 디지털 동작 모드에서 제2 출력으로 출력되고, IF 신호가 아날로그 동작 모드에서 제1 출력으로 출력되도록 제어입력을 통해 스위치를 제어한다. 컨버터는 또한 스위치의 제2출력에 접속된 복조기도 포함하며, 그 복조기는 디지털 동작 모드에서 IF 신호를 수신하고, 제어유닛으로부터 트랜스폰더 선택신호를 수신하며, 트랜스폰더 선택신호에 의해 특정되는 반송주파수에서 IF 신호로부터 전송 비트 순서를 복조한다. 컨버터는 전이 선택기도 포함하고 있으며, 이 전이 선택기는 복조기로부터의 비트 순서를 수신하고, 제어 유닛으로부터 디지털 전이 선택신호를 수신하며, 선택된 압축 디지털 TV 신호를 형성하도록 비트 순서를 다시 분리(demultiplexe)한다. 컨버터는 전이 신장기(expander)도 포함하고 있으며, 이 전이 신장기는 선택된 압축 디지털 TV 채널의 신호를 수신하고, 선택된 압축 디지털 TV 신호를 압축해제시켜 선택된 디지털 TV 신호를 형성한다. D/A 컨버터는 선택된 디지털 TV 신호를 수신하고, 선택된 디지털 신호를 아날로그 TV 대기 신호로 변환한다. 예를들어 비디오 디바이스에 연결되는 출력 커플러는 디지털 동작 모드에서 D/A 컨버터로부터 아날로그 TV 대기 신호(예컨대 NTSC 신호)를 수신하고, 아날로그 대기 모드에서 기존의 C-대역 방송 TV 신호를 수신하기 위해 수신기로부터 추가적인 아날로그 TV 대기 신호를 수신하며, 디지털 동작 모드에서 D/A 컨버터로부터의 아날로그 TV 대기 신호를 출력하고, 아날로그 동작 모드에서 추가적인 아날로그 TV 대기 신호를 출력한다.
본 발명의 바람직한 실시예는 제어유닛으로하여금 안테나로 수신된 RF 신호의 폴라라이제이션을 변경시키도록 기존의 아날로그 C-대역 방송 TV 신호를 수신하는 수신기에 폴라라이제이션 선택신호를 출력하도록한다.
본 발명의 또다른 이점은 채널 선택시, 채널 선택기로 하여금 각각의 트랜스폰더에 전송된 데이타 관리 채널신호를 제어유닛에 출력시키도록하는 것이며, 상기 데이타 관리 채널은 모든 위성의 모든 디지털 TV 채널에 이용될 수 있는 정보관련 프로그램과 디지털 C-대역 방송 TV 신호를 전송하는 트랜스폰더를 포함하고 있다. 데이타 관리 채널은 네트워크 ID 뿐만 아니라 콘텐트 식별기(content identifier)에 의해 확인되는 미래의 프로그램 메뉴도 포함하고 있다. 시청자에게 제공되는 채널명은 위성 트랜스폰더와, 폴라라이제이션 및 프레임에 연결된다.
본 발명의 바람직한 실시예는 최소 전이 키잉 변조 방법(minimum shift keying modulation technique)을 이용하여 몇몇 디지털 TV 신호가 각 트랜스폰더 운반신호로 변조되도록하고, 복조기는 최소 전이 키잉 복조 기술 방법을 이용하여 RF 신호를 복조한다.
본 발명의 또다른 바람직한 실시예는 하나의 폴라라이제이션을 이용하여 각 C-대역 위성의 각 트랜스폰더에 의해 일부 디지털 TV 신호가 전송되도록 하고, 처음의 것과 직교관계에 있는 또다른 폴라라이제이션을 이용하여 상기 각 C-대역 위성의 상기 동일한 무선주파수 스펙트럼에 있는 또다른 트랜스폰더에 의해 기타 디지털 TV 신호가 전송되도록하며, 제어유닛은 사용자로부터 수신된 디지털 채널 선택 코맨드에 기초한 기존의 C-대역 방송 TV 신호를 수신하기 위해 폴라라이제이션 선택신호를 수신기에 전송하며, 폴라라이제이션 선택신호는 안테나에 의해 수신된 RF 신호가 포함하고 있는 폴라라이제이션이 어느 폴라라이제이션인지를 판정한다.
또다른 실시예는 몇몇 디지털 TV 신호를 포함하고 있는 제1 RF 신호가 하나의 C-대역 위성에 의해 전송되고, 기타 디지털 TV 신호를 포함하고 있는 제2 RF 신호가 또다른 C-대역 위성에 의해 전송되고, 제어유닛은 위성 조종 제어신호를 사용자로부터 수신된 디지털 채널 선택 코맨드에 기초한 수신기에 전송하도록 하며, 상기 위성 조종 제어 신호는 제1 RF 신호 또는 제2 RF 신호가 안테나에 의해 수신되는지를 판정한다.
또다른 실시예는 디지털 TV 채널로 방송하고 있는 각 C-대역 위성이, 어떠한 폴라라이제이션과 그 다중화 스킴내의 어떠한 채널 위치를 이용하여, 상기 각 C-대역 위성상의 어떠한 트랜스폰더에 각각의 디지털 TV 채널을 동적으로 재할당할 수 있도록하고, 제어 유닛은 폴라라이제이션 선택신호를 동적으로 수정하고, 디지털 선택신호와 프로그램망에 기초한 전송 선택신호는 데이타 관리 채널내에 포함된 정보를 확인하여 채널 선택기 유닛으로하여금 디지털 채널 선택 코맨드를 통해 시청자에 의한 망이름으로 특정된 디지털 TV 채널을 출력한다.
제어유닛은 디폴트값과, 모든 위성과 모든 트랜스폰더를 이용할 수 있는 각각의 디지털 TV 채널에 대한 미래의 프로그램의 메뉴를 저장하는 저장 유닛을 포함한다. 디폴트값은 위성 지시기와, 트랜스폰더 지시기와, 폴라라이제이션 지시기와, 프로그램시간 뿐만 아니라 비트 프레임 할당도 포함한다. 제어유닛은 데이타 관리 채널에 포함된 정보에 기초한 이러한 디폴트값을 정기적으로 갱신한다.
또다른 실시예는 캡션 생성기가 제어유닛에 연결되도록하고 있다. 캡션 생성기는 제어 유닛으로부터의 텍스트 메시지 신호를 수신하고, 상기 텍스트 메시지를 나타내는 비디오 텍스트 신호를 출력한다. 화상 결합기(picture combiner)는 캡션 생성기와 채널 신장기에 전이되고, 상기 결합기는 상기 캡션 생성기로부터의 비디오 텍스트 신호 및 채널 신장기로부터의 선택된 디지털 TV 신호를 수신하고, 비디오 텍스트 신호와 디지털 TV 채널을 결합된 텍스트와 비디오 신호로 결합한다.
또다른 실시예는 디스플레이가 제어유닛에 연결되도록함으로써 선택된 디지털 TV 채널수를 시청자에게 디스플레이하고 있다.
본 발명은 기존의 아날로그 C-대역 위성방송 TV 신호와 디지털 C-대역 위성 방송 TV 신호 모두를 단일 수신기를 이용하여 수신하는 방법과, 아날로그 위성 방송 TV 신호를 수신하기 위한 장치와, 상기 수신용 안테나와 기존의 장치에 연결되는 어댑터를 특정하고 있으며, 상기 기존의 장치내의 복수의 제1 디지털 TV 채널은 제1 비트순서로 다중화되고, 제2 복수의 디지털 TV 채널은 제2 비트순서로 다중화되며, 상기 제1 비트순서는 제1 반송 신호로 변조되고 제1 폴라라이제이션을 이용하여 특정 C-대역 위성상의 제1 트랜스폰더로부터 전송되며, 제2 비트 순서는 제1 반송신호로 변조되고 제2 폴라라이제이션을 이용하여 특정 C-대역 위성상의 제2 트랜스폰더로부터 전송되며, 제1 및 제2 비트 순서 역시 기타 C-대역 위성으로부터 전송되는 디지털 TV 채널을 포함하는 이용가능한 디지털 TV 채널에 대한 비트 프레임 할당과 폴라라이제이션, 반송 주파수, 위성을 특정하는 데이타 관리 채널도 포함한다. 본 발명의 방법은 (a) 아날로드 수신모드 또는 시청자로부터의 모드 수신 코맨드에 기초한 디지털 수신 모드중 어느 한 모드로 어댑터 모듈을 전환하는 단계와; (b) 아날로그 수신모드에서; (i) 수신용 안테나로부터의 아날로그 C-대역 위성 방송 TV 신호를 포함하는 수신된 RF 신호를 기존의 장치에 연결시키도록 어댑터 모듈내의 스위치를 제어하는 단계와; (ii) 기존의 장치로부터 TV 대기 신호를 수신하는 단계와; (iii) 어댑터 모듈로부터의 출력으로서 TV 대기 신호를 제공하는 단계와; (c) 디지털 수신 모드에서 (i) 어댑터 모듈로부터의 츨력으로서 제공될 특정 디지털 TV 채널을 특정하기 위해 시청자로부터의 디지털 TV 채널 선택 코맨드를 수신하는 단계와; (ii) 반송 주파수와, 폴라라이제이션 및, 상기 데이타 관리 채널에 포함된 정보에 기초한 특정 디지털 TV 채널에 대한 비트 프레임 할당을 판정하는 단계와; (iii) 특정 폴라라이제이션을 갖는 폴라라이제이션화된 RF 신호를 수신용 안테나가 출력하도록 수신용 안테나를 제어하는 단계와; (iv) 폴라라이제이션화된 RF 신호에 대응하는 IF 신호가 복조기에 연결되도록 스위치를 제어하는 단계와; (v) 복조기가 특정 반송 주파수에서 IF 신호를 복조하여 비트 순서를 형성하도록 상기 복조기를 제어하는 단계와; (vi) 특정 비트 프레임 할당에 기초한 복조기에의해 출력된 비트 순서로부터 디지털 TV 채널의 압축 버전을 채널 선택기가 분리하도록 채널 선택기를 제어하는 단계와; (vii) 특정 디지털 TV 채널의 압축 버전을 특정 디지털 TV 채널에 저장하는 단계와; (viii) 특정 디지털 TV 채널을 TV 대기 신호로 변환하는 단계를 포함하고 있다.
본 발명의 개선된 발명은 아날로그 수신 모드에서 디지털 수신모드로 먼저 전환되는 경우, 현재 및 미래의 프로그램의 디폴트값이 폴라라이제이션와, 트랜스폰더 반송 주파수 및 비트 프레임 할당을 위해 사용되도록 하고, 데이타 갱신은 폴라라이제이션와, 트랜스폰더 반송 주파수, 및 선택된 디지털 TV 채널을 위한 비트 프레임 할당에 대한 정정값을 판정하기 위해 디폴트값을 사용하여 데이타 관리 채널을 판독함으로써 얻어진다. 이러한 개선시 디폴트값이 폴라라이제이션와, 트랜스폰더 반송 주파수 및 어댑터 모듈내의 비트 프레임 할당을 위한 값으로서 저장된다. 아날로그 수신모드로부터 디지털 수신모드로의 전환시 제어 유닛은 어댑터 모듈이 디지털 수신 모드에 남아있는한 데이타 관리 채널내에 포함된 정보에 의해 동적으로 디폴트 값을 갱신한다.
본 발명의 또다른 방법은 아날로그 C-대역 TV 서비스로부터 디지털 C-대역 TV 서비스로 그리고 이어서 소형 수신용 안테나의 디지털 C-대역 TV 서비스로의 전환이 원만하게 이루어지도록한다. 본 발명의 방법에 따르면 소수의 트랜스폰더만이 디지털 서비스로 변환된다. 각각의 트랜스폰더는 데이타 관리 채널 뿐만 아니라 복수의 압축 디지털 TV 채널을 전송한다. 데이타 관리 채널(DMC)은 각 디지털 TV 채널에 이용할 수 있는 현재 및 미래의 프로그래밍 뿐만 아니라 예컨대 위성, 트랜스폰더, 폴라라이제이션 및 프레임 할당 등의 디지털 서비스에 이용할 수 있는 모든 채널과 관련된 정보를 포함하고 있다. 기존의 TVRO 접시 안테나를 사용하는 사용자들은 상기한 바와 같은 어댑터를 사용했다면 이러한 신호들을 수신할 수도 있다. 소형 안테나에 맞춘 디지털 C-대역 TV 서비스로의 전환을 위해 각 트랜스폰더의 데이타 전송률은 감소되어야한다. 디지털 TV 채널의 전체 수를 감소시키지 않기 위해 부가적인 트랜스폰더가 디지털 서비스로 전환된다. 일부 채널을 새로운 트랜스폰더로 이동시키고 DMC를 갱신함으로써 사용자는 이러한 변화에 영향받지 않게된다. 따라서 아날로그 C-대역 서비스로부터 디지털 C-대역 서비스로의 전환과, 소형 안테나에 맞춘 디지털 C-대역 서비스로의 원만한 전환도 가능하다.
본 발명은 기존의 TVRO 포물선형 접시 안테나에 의해 아날로그 및 C-대역 TV 신호 모두를 전송하여 수신하는 시스템을 개시하고 있다. 더욱이 이러한 시스템의 구성은 시스템 운영자로하여금 이용가능한 자원간의 디지털 TV 채널을 동적으로 할당하여 이러한 자원을 최상으로 이용할 수 있도록 해준다. 기존의 TVRO 접시형 안테나가 디지털 TV 방송을 수신할 수 있도록 간단하면서도 저렴한 어댑터 모듈을 제공함으로써 본 발명은 아날로그 C-대역 TV 로부터 디지털 C-대역 TV 서비스로 그리고, 소형 수신용 안테나에 의한 디지털 C-대역 TV 수신으로의 원활한 전환이 가능하다. 이러한 이점을 허용하는 특징은 이하의 설명으로부터 지지된다.
아날로그 TV 방송 시스템
현재 미국에서 약 400만 TVRO 접시형 안테나 소유자들에 대한 정지궤도 방송 아날로그 TV 채널에는 18개의 C-대역 위성이 있다. 이러한 각각의 위성들은C-대역(3.7GHz 내지 4.2GHz)에 24개의 트랜스폰더(2폴라라이제이션의 각각에 대해 12개)를 채용하고 있고, 각각의 트랜스폰더 신호는 36MHz 의 대역폭을 가지는 TV 신호에 의해 변조된다. 여전히 쏘아올려져야할 이러한 위성들의 대체물들은 36개의 트랜스폰더(2폴라라이제이션의 각각에 대해 18개)를 가지게될 것이며, 그 때문에 보다 많은 주파수 대역폭이 미국 연방 통신 위원회(Federal Communications Commission;FCC)에 의해 이용될 수 있게 되었다. 각각의 변조된 반송신호는 하나의 아날로그 TV 채널을 포함하고 있다. 위성들은 각각 좌측 순환성 또는 수직인 폴라라이제이션 형태의 RF 신호를 방사하는 피드와, 각각 우측 순환성 또는 수평인 폴라라이제이션 형태의 또다른 RF 신호를 방사하는 또하나의 피드를 사용하고 있다. 따라서 이러한 TVRO 접시형 안테나를 이용하여 수신할 수 있는 잠재적인 아날로그 TV 채널의 수는 약 432(18×12×2)개가 된다.
아날로그 TV 방송 신호 형태에 대한 상세한 설명은 이후 상술될 필요는 없다. C-대역 TV 방송 신호용의 기존의 수신기는 이러한 신호를 통상 NTSC 형태 신호가 되는 TV 대기 신호로 변환시키는데 충분하다.
아날로그 수신 모드에서 본 발명은 기존의 TVRO 접시형 안테나에 의해 수신된 RF 신호가 기존 장비의 변형없이 중계되도록 하고 있다. 기존의 장비에 의해 출력된 결과적인 TV 신호는 변형없이 TV로 중계된다. 이러한 부분은 도 16을 참조하여 설명된다.
디지털 TV 방송 시스템
본 명세서에서 참조되는 미국 특허 출원 제08/259,980호는 위성 트랜스폰더당 전송되고 있는 TV 채널의 수와 수신용 안테나의 크기 간에 적절한 트레이드 오프를 허용하고 있음을 인정하는 발명을 설명하고 있다. 최근 개발된 비디오 압축 알고리즘은 아날로그 TV 를 위해 제공된 현재 대역폭에 전송될 수 있는 디지털 TV 채널의 수를 10배 증가시키는 것이 가능하도록 하였다. 많은 TV의 선택이 그 표면적으로 나타나는 것이 바람직할 수도 있기 때문에 10회 사용자에게 제공한다고 하더라도 시청자들은 이러한 시스템에 이용할 수 있는 선택 횟수에 의해 압도될 수도 있다. 예를들어 4320개의 채널을 갖는 시스템에 이용할 수 있는 선택을 검토하는 것만으로도 시간을 벌 수 있다. 따라서 그밖의 어느 장점에 대한 가능한 TV 채널의 수에 있어서의 트레이드 오프의 일부 증가가 바람직한 것만은 아니다. 사실 동일한 대역폭을 통해 전송되고 있는 TV 채널의 수를 감소시킴으로써 즉, 동일한 대역폭을 통해 약간의 정보를 보급함으로써 수신용 안테나의 감도의 감소가 가능하다.
수신 감도에 있어서의 이러한 감소의 한 징후는 지상 안테나의 표면 영역의 감소에 있다. 따라서 미국 특허 출원 제08/259,980호에 설명되는 시스템은 3피트의 포물선형 안테나의 표면 영역을 가지는 C-대역 수신용 안테나를 가능하게 한다. 미국 특허 출원을 참조하여 본 명세서에서 개시되는 제08/259,980호의 소형 수신용 안테나의 개시는 다음을 설명하고 있다.
소형화된 수신용 안테나의 배경 기술
TV는 로컬 방송 개념으로부터 시청자가 여러 소스로부터의 TV 신호를 수신할 수도 있는 시스템으로 전개되어 왔다. 오늘날 TV 시청자들은 지역 방송국으로부터의 무선 방송과, 지상 케이블을 통한 전송 즉, 케이블 방송(CATV)과, 극초단파 시스템을 통한 전송과, 위성을 통한 가정용 방송 등, 여러 상이한 방법중 적어도 한 방법으로부터 프로그램을 수신한다.
TV 시청자들은 가정용 위성 장비를 구입하여 DTH 위성 방송을 수신할 수도 있지만, 현재의 위성 TV 통신 시스템은 상대적으로 큰, 예를들어 직경이 10피트 정도이거나 또는 현행의 C-대역 포물선형 접시 안테나 보다 큰 수신용 안테나를 이용하여 동작한다. 주파수가 낮아질수록 수신용 안테나는 커져왔다.
결과적으로, 대형 안테나는 위성을 통해 제공되는 서비스 유형의 바로 그 성질에 영향을 끼치게 된다. 대형 접시 안테나는 지지를 위한 단단한 패드와, 넓은 공간과, 숙련된 기술자에 의한 설치와, 안테나의 중량에 의한 복잡한 메카니즘과, 이러한 필요성 모두는 초기의 설치를 위해 많은 비용의 부담으로 나타나게 된다. 비싼 설치 비용은 많은 고객들이 이러한 높은 설치 비용을 수용할 수 없을 정도로 바로 판매에 영향을 준다.
비용이 큰 요인이 되고 있지만 비용은 현재의 DTH 위성 서비스에 대해서는 결코 유일한 단점이 아니다. 많은 고객들은 자신들의 정원에 놓여지는 대형 위성 접시 안테나에 의한 미적인 심미감(aesthetics)을 좋아하지 않는다. 따라서 그렇지 않았더라면 현재의 DTH 서비스를 신청할 여유가 있는 많은 고객들은 대형 포물선형 안테나가 자신들의 정원에 놓여지기를 원하지 않기 때문에 신청을 하지 않고 있다. 이러한 안테나의 빈약한 심미감 때문에 주택 개발시 제한적 계약은 자기집을 가진 사람이 대형 안테나를 설치하는 것을 금하고 있다.
이러한 안테나에 대한 고비용과 낮은 심미감은 DTH 위성 방송의 매력을 제한하고 있고, 이들 DTH 위성 방송은 현재의 CATV 공급업자들과 직접 경쟁관계에 있으며, 따라서 CATV 의 성장은 공정한 경쟁의 부재로 인해 비교적 폭발적인 성장을 해왔다. 그러나 CATV 는 시골 지역에서의 높은 설치 비용으로 인해 모든 고객이 이용할 수는 없게 될 것이다. 더욱이 CATV의 높은 비용은 많은 제3 세계국가들이 여러해 동안은, 비록 있을 수도 있겠지만 CATV 를 채택하지 않을 것임을 의미한다. 따라서 DTH 위성 서비스 시장이 생겨날 것이다.
비용과 심미감의 문제가 해결되는 경우에도 대형 안테나는 바람직하지 못하다. 대형 접시 안테나가 여러 응용의 사용에 적절할 수도 있지만, 이들 안테나는 일반 가정에서의 사용을 위해 또는 대부분의 가정중 적어도 일부의 가정에서 사용하기에는 너무 크다. 문제는 도시 지역에서 특히 심각하며, 이러한 문제는 공간적 제한으로 인해 누구나 이러한 대형 안테나를 채택할 수는 없다는 점이다. 그 결과 CATV는 도시 지역내의 TV 서비스에 대한 상대적인 독점을 향유하고 있다.
세계의 여러 지역에서 DBS(Direct Broadcast Services)라고하는 다른 DTH 서비스를 이용하고 있다. 이들 시스템의 주요 장점은 Ku-대역 주파수에서 신호를 전송하고 이들 주파수가 C-대역 주파수보다 높다는데에 있다. 보다 높은 전송 주파수는 보다 작은 소형 수신용 안테나를 가능하게 하고, Ku-대역 시스템의 경우에는 안테나의 직경이 평균 3피트이다.
보다 높은 고주파 신호가 보다 소형의 수신용 안테나를 가능하게하는 반면에, 이들 안테나 조차 일부 응용에 대해서는 너무 클 수도 있고, 이 경우에는 공간을 많이 필요로 하게 된다. 따라서 C-대역 주파수 또는 그 보다 낮은 주파수와 같은 낮은 위성 주파수에서는 특히 TV 안테나의 크기를 줄일 필요가 있다.
더욱이, 위성으로부터의 TV 서비스의 요구는 FCC 가 동기 궤도, 지구의 적도상공 약 22,000마일 내의 좁은 공간을 승인하도록 해왔다. ±2o 공간의 사용은 여러 위성들로 하여금 TV 서비스를 미국 시장에 제공하도록 하였다. 점점더 DTH 서비스가 이용가능해짐에 따라 위성의 간격을 줄이려는 요구가 나타나게 되어 인접 위성으로부터의 간섭 문제가 보다 심각해지게 되었다.
이전에는 동기 위성 궤도내의 전력의 제한과 인접 간격(약 ±2o) 때문에 C-대역 위성은 수신용 안테나의 직경이 적어도 8피트로 제한되고, 대부분의 영역에서는 통상 10피트 내지 15피트의 직경으로 제한되었다고 믿어졌다. 이러한 대형 안테나가 오늘날 보편적으로 사용되고 있고, 4백만개 이상의 안테나가 미국 전역에 설치되어 있다. 이러한 안테나는 최고 18개의 위성으로부터 TV 프로그램을 수신한다. 위성 간격이 추가로 감소한다면 원하는 위성과 그 인접 위성간의 식별을 위해 보다 큰 수신용 안테나가 요구될 것이다.
미국 특허 출원 제08/259,980호에 개시된 본 발명 이전에는 DTH 시스템용의 수신용 안테나의 크기를 3피트보다 약간 작은 직경으로 줄이는 유일한 방법이 Ku-대역(약 17Ghz)과 같은 보다 높은 무선 주파수 대역의 사용을 위해 사용되었고, 이 Ku 대역은 DBS를 위해 FCC 에 의해 할당되었다. 이러한 무선대역에서 FCC 는 보다 높은 전력 위성 전송을 가능하게 하고, 이러한 전송은 요구되는 안테나 크기의 감소로 나타난다. 보다 높은 주파수는 빔 폭과 무선 주파수간의 관계의 결과로서 안테나 감도 빔의 보다 좁은 폭으로도 나타나게 된다. 예를들어 대략 1.3o 내지 1.5o의 빔폭을 이용하여 Ku-대역 주파수로 동작하는 2내지 3피트 직경의 안테나는 타겟 위성으로부터 ±2o 에 있는 위성으로부터의 신호 분리에 충분한 안테나 감도 패턴을 얻을 수 있다.
그러나 보다 높은 주파수로의 이동은 이러한 높은 주파수에서의 강우 흡수(rain absorption)로 인해 높은 전송 전력을 필요로 하므로 비용이 증가한다. 강우는 이것을 통과하는 무선파에 대해 2가지 영향을 미친다. 강우는 에너지를 소산시켜 최소의 에너지가 수신기에 도달하도록 하고, 수신기에 도달하는 열에너지를 복사시키며, 따라서 수신된 신호와 간섭하는 랜덤잡음을 증가시킨다. 스케터링으로부터의 흡수 및 증가된 열잡음의 양은 높은 무선 주파수와 이에 따라 짧은 파장 길이를 갖는 무선 신호에 대해 보다 심각해진다. 강우 손실의 전반적인 영향은 예기된 강우의 정도와 서비스를 위해 요구되는 신뢰성에 좌우된다. Ku-대역 주파수에서 DTH 서비스의 통상적인 신뢰성에 대해 강우 손실을 나누기 위해 10개의 요소로 방사된 전력을 증가시켜야한다. 대략 강우 손실의 1/3의 증가는 증가된 잡음에 의한 것이며, 2/3는 강우 흡수에 의한 것이다. C-대역과 같은 낮은 레벨 주파수 대역에 대해서는 대응하는 전력의 할당은 단지 약 30% 와 같은 정도의 신뢰성을 증가시킨다.
위성 전송 주파수를 Ku-대역으로 증가시킴으로써 높은 전력이 위성으로부터 전송될 수 있고, 소형의 안테나는 ±2o 위성 간격에 대한 필요한 분리를 달성하게 된다. 예를들어 Ku-대역에서 동작하는 3피트 안테나는 대략 1.8o 의 빔폭을 가지고 있다. 그러나 Ku-대역은 강우로 인한 손실을 극복하기 위해 전송된 전력의 10배의증가(1,000%)를 필요로할 수도 있다. C-대역에서 단지 30% 의 증가가 강우 손실로 인해 요구된다. 따라서 높은 주파수로의 단순한 이동은 안테나 크기와 관련된 모든 문제를 해결하는 것은 아니다.
더욱이, 기존의 C-대역 위성을 사용하는 소형 수신용 안테나를 구현하는 것은 전력과 빔 분리에 대한 기본적인 제한을 위배하는 것으로 보일 수도 있다. 전체 위성의 전력의 제한은 지상에 도달하는 4KHz 대역폭 전력 전속 밀도당 -152dBW/m2 으로 설정된다. FCC 의 제한은 주파수에 따라 변한다. 높은 주파수가 Ku-대역주파수에서 허용된다. 사실 Ku-대역내의 주파수에 대한 제한은 전혀 존재하지 않는다. FCC 의 제한은 위성 전송에 의한 간섭으로부터 지상 마이크로파 중계장비를 보호하기 위해 입안되었다. 분명히 외국 정부는 복사된 전력에 대한 자신들의 제한을 가지고 있다. 현재의 C-대역 위성은 대략 36dB EIRP 까지 방사된 전력으로 동작하고, 이 전력은 지상에 도달할 때 FCC 제한 범위 바로 근처까지 내려간다. 지상국 안테나 영역 감소를 이룰 수 있는 정상적인 방법은 동일한 양으로 위성의 전력을 증가시키는 것이다. 9 또는 10피트 위성 안테나로부터 3피트 안테나로의 감소는 위성 전력에 있어서 10배의 증가를 필요로하게 되어, 대략 10개 정도로 부과된 FCC 의 제한을 현저히 초과해버린다.
FCC 에 의해 허용되는 경우에도 안테나 크기의 감소와 전송 전력의 감소는 소형 수신용 안테나가 큰 방향 수신범위를 가지고 있기 때문에 문제를 완전히 해결하지는 못한다. 통상적인 소형 안테나의 설계는 주요 위성으로부터 신호를 수신하게 될 것이지만, 예를들어 C-대역 시스템으로 구성됨에 따라 기타 위성으로부터의간섭신호도 수신하게 된다. 따라서 수신된 신호는 왜곡되어 적절한 디코딩과 수신을 손상시키게 된다.
안테나 크기의 감소에 대한 또다른 장벽은 수신용 안테나 빔폭이 이에 대응하여 증가하는 것이다. 현재 8피트 C-대역 안테나는 통상 1.8o 의 빔 폭을 가지게 될 것이며, 이러한 빔 폭은 궤도내의 위성들 ±2o 사이를 식별하기에 충분하다. 통상적인 3피트 안테나는 대략 4.9o 의 빔폭을 가지고 있으며, 이 폭은 타겟 위성으로부터 ±2o 에 있는 위성을 식별하기에 충분하지 못하다.
전력과 빔 폭의 제한은 업계가 TV 서비스를 C-대역의 소형 안테나로 제공하는 것을 방해하는 주요 장벽이 되며, DTH 산업의 성장도 제한하고 있었다. DTH 서비스를 소형 C-대역 안테나로 제공하려면 전력과 빔 폭과 관련된 문제가 동시에 해결되어야한다.
따라서 개시된 발명은 위성 통신 시스템에 있어서의 수신용 안테나의 크기를 감소시키는데 필요한 전력과 빔폭의 문제를 해결하는 것과 관련된 것이다. 개시된 발명은 상대적으로 작은 수신용 안테나의 사용을 가능하게 하며, 현재의 FCC 전력 제한과 기존의 위성 구성으로 여전히 동작하고 있는 위성통신 시스템의 개발과도 관련되어 있으며, 이 시스템은 적어도 C-대역, Ku-대역, S-대역, L-대역, Ka-대역에서 동작한다. 개시된 발명은 상대적으로 작고, FCC 위성 전송 전력의 제한에 있어서의 변화나 위성의 궤도 위치에 있어서의 변화를 필요로 하지 않고, 기존의 위성 통신 시스템으로부터의 수신이 가능하며, 상기 통신 시스템에서의 사용을 위한 지상안테나의 개발과도 관련된 것이다. 결국 개시된 발명은 상기 언급한 통신 시스템에서의 사용을 위한 부품에 관한 것이다.
소형화된 수신용 안테나의 개요
미국 특허 출원 제08/259,980호에 개시된 발명은, (1) 잠재적인 간섭이 예기되는 궤도위치에 대응하는 안테나 패턴의 널(nulls)을 생성하는 개구 합성(aperture synthesis)과; (2) 전송 전력 전속 밀도와 간섭을 경감시키는 스펙트럼 정형법(spectral shaping techniques)과; (3) 비디오 정보에 필요한 전력을 줄이기 위한 비디오 압축 방법의 결합을 이용하여 상기 문제를 해결한다. 본 명세서에서 사용되는 용어 널은 안테나 패턴의 최소치라고도 한다. 이러한 3개의 기술 방법의 결합은 C-대역 주파수에서 3피트 안테나의 수신영역을 갖는 안테나와, Ku-대역, S-대역, L-대역, 및 Ka-대역 주파수 뿐만 아니라 다른 주파수 대역을 현재 이용할 수 있는 것보다 현저히 적은 수신 영역을 갖는 안테나의 사용을 가능하게 한다.
수신용 안테나가 상기 위성상의 위성들간을 식별할 수 없도록 수신용 안테나 영역이 감소하는 경우에는 위성 군집중 하나의 위성으로부터 송신되는 어떠한 신호에 대해서도 본발명은 특히 현재 이용할 수 있는 영역으로부터의 수신용 안테나 영역의 감소를 가능하게 한다. 더욱이 개시된 본 발명은 수신용 안테나로 하여금 원하는 신호와 잠재적인 잡음원간을 식별할 수 있도록 해주며, 이 경우 원하는 신호와 잠재적인 잡음원은 서로에 대해 소정의 물리적 위치를 갖는다.
개구 합성술의 정확한 구현은 상이한 주파수 대역 시스템에서 약간 변화하고, 반면에 비디오 압축 방법과 스펙트럼 정형화 기술 방법은 일반적으로 동일성을유지한다. 각각의 기술 방법은 별도로 설명되며, C-대역, Ku-대역, S-대역, L-대역, 및 S-대역 등과 같은 특별한 응용을 위한 실시예로 설명된다.
비디오 압축
동일한 비디오 압축 방법은 본 명세서에서 설명되는 모든 시스템에 적용되며, 이것은 비디오 압축은 동일한 요인에 의해 요구되는 데이타 전송률을 감소시킴으로써 전송 주파수에는 상관없이 10개의 요인에 의한 전송 전력내의 감소를 허용하기 때문이다. 그 자체에 의해 위성 통신 시스템에 사용된 비디오 압축 방법은 개시된 발명의 부분을 형성하지는 않는 반면에 이러한 사용 결과로서 일어나는 구성요소 뿐만 아니라 개구조성과 스펙트럼 정형을 결합하여 사용하는 것은 신규한 것이다. 개시된 발명은 Scientific Atlanta부터 입수할 수 있는 상용으로 이용가능한 비디오 데이타 압축기를 채용하고 있다. 필요한 압축 방법은 이러한 정확한 결과일 필요는 없지만, 데이타 전송률의 동일한 감소를 이루는 어떠한 기술 방법일 수는 있다. 분명히 압축 방법이 향상됨에 따라 전송 전력의 추가적인 감소가 가능하게 될 것이며, 따라서 추가로 안테나 크기의 대응하는 감소나, 방사된 전력의 감소 또는 전송된 채널수의 증가를 가능하게 한다.
스펙트럼 정형화
소형 안테나 서비스의 급속한 구현을 허용하는 미국 특허 출원 제08/259,980호에 개시된 본 발명의 또다른 부품은 스펙트럼적으로 비전이적인 변조의 신중한 선택물이다. 디지털적으로 압축된 비디오의 데이타 전송률은 초당 3 내지 5MByte이다(3-5MBPS). 이러한 데이타 전송률은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 이나QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 등과 같은 전이적인 변조 선택을 이용하여 5MHz 이하의 주파수 대역폭에 용이하게 전송될 수 있다. 그러나 QPSK 또는 QAM 의 사용은 일부 C-대역 위성에 대해서는 이러한 변조 스킴에 대한 높은 스펙트럼 밀도로 인해 FCC 로 설정된 전력 전속 밀도 제한을 위반할 수도 있다. 더욱이 QPSK 또는 QAM 의 사용은 위성간 간섭을 피하기 위해 업계에서 현재 사용되는 위성들간의 좌표를 뒤엎을 수도 있다.
개시된 발명은 SFSK(Shaped Frequency Shift Key) 변조 방법을 이용하여 위성 트랜스폰더의 대역폭을 통한 원만한 트랜스폰더 보급, 즉 현재 C-대역 위성 트랜스폰더를 위한 30MHz 이상의 공급 에너지를 유지한다. SFSK 변조 방법을 이용하여 5MHz 내지 30 MHz 의 대역폭을 공급함으로써 전력 밀도는 FCC 한계의 미만이다. 어쨌든 스펙트럼은 현재의 위성내 스펙트럼 보다는 원할하게 되고, 따라서 근처 위성내의 다른 트랜스폰더의 사용자들에 대한 간섭이 완화된다. 비디오 압축에 의한 결합시 SFSK 변조를 이용함으로써 통신 시스템의 방사된 전력은 FCC 전력 전속 밀도 한계와 부합된다. 그럼에도 불구하고 개시된 발명은 그밖의 사용자에 대한 간섭의 증가없이 그리고 새로운 위성의 발사를 요하지 않고도 기존의 트랜스폰더를 이용하여 현재의 서비스로부터 개시된 발명의 시스템으로의 신속하고 간단한 전환이 가능하도록 한다.
개시된 발명의 SFSK 신호와는 다른 신호를 다른 위성이 전송하거나 또는 개시된 발명의 SFSK 신호와 동일한 신호를 전송하던지 간에, 최적의 변조 방법을 선택함으로써, 개시된 본 발명의 수신기는 인접 위성으로부터의 간섭에 덜 민감할 수도 있다. SFSK 신호 그 자체는 데이타 전송률에 의해 분할된 트랜스폰더 대역폭과 거의 동일한 "코딩 이득"(또는 보호)을 갖는다. 이것들은 하나의 위성 트랜스폰더로 개시된 본발명의 TV 신호의 갯수에 따라 3개 내지 10개의 보호 요인이 된다.
예를 들면, 데이타 전송률은 3-5 MBPS 이고 이용가능한 대역폭은 30MHz이고, 게인은 이하와 같다:
이러한 코딩 게인은 확산 스펙트럼 게인이 아니고 초기의 주파수 정합 방법에 관련된다. 기본적으로, 코딩 게인은 데이타 전송률 r과 변조된 신호의 대역폭 B의 관계를 나타내는 샤논의 법칙, 이하 관계식에 의해 결정된다.
여기서 C/N은 신호를 수신하는데 필요한 반송 전력 대 잡음 전력의 비이다. 그 자체로, SFSK 변조 사용으로 인접 위성 간섭에 대하여 보호하기에 충분하지 않지만, 깊이있는 안테나 감도에 대한 요구를 줄이고 소형 안테나에 대해 요구되는 정확도를 지적함으로써 기재된 발명에 관한 전반적인 보호를 형성한다.
3가지의 다른 SFSK 변조 형태는 트랜스폰더에서 유용한 방사 전력에 따라 사용되는 기재된 발명의 트랜스폰더의 채널 수가 하나, 두개 또는 3개 인지에 따라 이용가능하다. 30-31dB ERIP를 방사하는 트랜스폰더는 하나의 특정 SFSK 형태를 사용하는 텔레비젼 채널상에서 송신할 수 있다; 31-33dB를 방사하는 트랜스폰더는 다른 SFSK 형태를 사용하는 2개의 채널을 송출한다; 35 dB 이상의 ERIP를 방사하는 트랜스폰더는 다른 2개의 형태와는 다른 세번째 형태를 사용하는 3개의 채널을 송출한다. 특정 SFSK 형태의 선택은 본 발명이 현행의 위성 사용자를 간섭하지 않고 그 자체적으로도 간섭하지 않는다는 것을 확실하게 한다.
SFSK 변조는 공지되어 있고, 그 자체로 기재된 본 발명의 일부를 형성하지 않고, SFSK 변조의 결합, 비디오 압축 및 개구 합성은 새로운 것이다.
SFSK 변조 선택을 통해 부가적인 보호가 제공됨으로써 일정 대역폭이 유지되고 송신된 전력 감소를 이미 자동 계산하는 동안에 ERIP로 데이타 전송률을 조정하는 것은 새로운 것이다. 동일 대역폭에 대한 방사 전력을 증가시키고, 동시에 데이타 전송율을 감소키는 것은 "코딩 게인"을 증가시킨다는 면에서 효과적이다. 그러므로, 기재된 발명은 간섭 신호로부터의 부가적인 보호를 자동적으로 제공하게 된다. 결국, 소정 크기의 안테나를 이용하여 최대 채널 용량을 달성할 수 있지만 위성 ERIP는 동일하지 않다. 예를 들면, 방사 전력이 35dB인 위성 간섭은 30dB ERIP를 갖는 위성에 관한 간섭의 3배가 되지만, 30dB 위성용 수신기의 코딩 게인은 보상하기 위해 3배의 코딩 게인을 가질 것이다.
개구 합성
미국 특허 출원 제08/259,980호의 발명은 개구 합성 방법을 사용하여, 빔폭이 위성 군집내 위성 간격 보다 더 넓음에도 불구하고 소형 안테나가 위성 군집내 한 위성을 식별할 수 있게 된다. 개구 합성은 간섭 신호가 발생될 수 있는 정확한 궤도 위치에 대응하는 안테나 패턴내에 널을 넣는, 원형이 아닌 불규칙적인 형태로 안테나를 성형하는 것을 의미한다.
기재된 발명의 개구 합성 방법은 타겟 위성이외의 다른 위성으로부터의 신호 스스로가 취소되도록 안테나 표면내에 갭이 있는 반면에, 간섭되지 않은 신호를 강화시킨다. 정확한 안테나 디자인은 실행되는 각각의 주파수 대역에 있어서 다르지만, 기본적인 개념은 동일하다. 간섭 신호 스스로가 취소되도록, 인접 위성으로부터의 신호가 수신용 안테나에 충돌하는 시점에 수신용 안테나의 갭을 매칭시킴으로써, 배치되는 간섭 위성의 빔폭으로 안테나에 노치를 만드는 것이 효과적이다.
안테나 인접 위성으로부터의 신호 간섭을 제거하기 위해 개구 합성 사용으로 수신용 안테나에 널을 만드는 것은 새로운 것이고 기재된 발명의 일부를 형성한다. 이 개구 합성에 관한 상세한 설명은 이후에 기술될 것이다.
C-대역 위성 통신 시스템 및 안테나
개시된 발명의 C-대역 위성 통신 시스템은 기존의 C-대역 위성으로부터 현재의 구성으로 신호를 적절하게 수신하기 위해 직경이 3피트 이하인 포물선형 접시와 등가의 영역을 갖는 안테나만을 필요로 하며, 또한 지면에 도달하는 상기 위성으로부터 방출된 전력의 FCC 전력 한계내에 머무른다. 비교적 소형 수신 안테나의 C-대역 주파수(3.9-6.2GHz)에서 약 36dB EIRP의 전력 한계를 충족시키기 위해, 개시된 발명은 상기 비디오 압축 및 스펙트럼 정형화 방법을 조합하여 사용한다. 데이타를압축함으로써, 필요한 수신 전력이 10인 계수만큼 감소된다. 따라서, 4kHz 대역폭에서 -152dBW/m2의 위성으로부터 방출된 전력과 동일한 전력 한계내에서, 상기 영역의 1/10을 갖는 안테나가 사용될 수 있다.
C-대역 위성 통신 시스템은 종래의 C-대역 위성 송신을 수신하기 위한 소형 수신 안테나를 구비한다. 상기 3개의 특징을 조합하여 사용하기 때문에, 개시된 발명의 안테나는 텔레비젼 수신용으로 현재 사용되는 것으로 알려진 임의의 C-대역 위성 안테나보다 매우 작은 3피트 직경의 접시와 비슷한 영역을 가질 수 있다.
안테나의 직경을 감소시킴으로써, 빔폭은 정상적으로 증가된다. 8피트에서 3피트로 직경을 감소시키는 것은 1.8°에서 4.9°로 빔폭을 증가시킨다. 그 결과는 소형 안테나가 현재 궤도 구성내의 인접 C-대역 위성 사이에서 더 이상 식별할 수 없다는 것이다.
개시된 발명은 잠재적으로 간섭하는 위성이 위치하는 궤도 위치에 대응하는 안테나 패턴내에 널을 갖는 수신 안테나를 설계함으로써 빔폭 문제를 해결한다. 상기 널은 C-대역 주파수로 특정되고 인접 위성이 위치되는 빔 중앙으로부터 궤도 방향 ±2° 내지 ±4°내에 위치된다.
원하는 널을 생성하기 위해, 개시된 발명은 개시된 발명은 상기 안테나를 원형으로가 아니라 간섭 신호가 발생할 것으로 기대되는 정확하게 그 궤도 위치에 대응하는 안테나 패턴내에 널을 만든 불규칙한 형상으로 형성하는 상술된 개구 합성 기술 방법을 사용한다. C-대역에서 위성 간격에 독특한 상기 특정 위치에서의 널은 서비스 제공시에 문제를 해결하게 하는 방식으로 C-대역 텔레비젼 산업의 특정 문제를 어드레스한다. 그럼에도 불구하고, 개시된 발명은 C-대역 수행에 제한되지는 않고 임의의 위성 주파수 및 위성 간격에 대한 안테나 크기를 현저하게 감소시키는데 사용된다.
소형 안테나에 DTH 서비스의 고속 수행을 허용하는 개시된 발명의 제3 성분은 상기 논의된 스펙트럼으로 비전이적인 변조 기술 방법의 신중한 선택이다. 개시된 발명은 트랜스폰더의 에너지를 위성 트랜스폰더의 대역폭(약 30MHz)을 초과하여 평탄하게 분산되게 유지하기 위해 SFSK 변조 스켐(scheme)을 사용한다. SFSK 변조를 사용함으로써, 개시된 발명은 FCC 전력 플럭스 밀도 한계를 충족시키고, 다른 C-대역 사용자에 대한 어떠한 방해의 증가없이 기존 트랜스폰더에서 개시된 발명의 수행을 허용한다. 그러므로, 현재의 DTH 서비스에서 본 발명의 새로운 서비스로 전환하는 것은 용이하게 달성될 수 있다. 최적의 복조 기술 방법을 선택함으로써, 다른 위성이 정상 C-대역 트래픽 또는 개시된 발명의 신호중 어느 것을 반송하던지, 개시된 발명의 수신기는 인접 위성으로부터의 간섭에 덜 민감하게 된다. 각 위성의 전력 레벨에서 변화하도록 텔레비젼 채널의 수 및 데이타 전송률을 선택함으로써, 상기 간섭은 위성들 사이에서 동일하게 되고, 채널의 수는 지면상에 제공된 안테나 영역에 대해 최적화된다.
SFSK 신호 자체가 데이타 전송률에 의해 분할되는 트랜스폰더 대역폭과 대략 동일한 코딩 이득을 갖지만, 그것만으로 SFSK 이득은 ±2° 간격에서 인접 위성에 대하여 보호하기에 충분하지는 않다. 그러나, 소형 안테나에 필요한 지시 정확성 및 안테나 감지 널의 깊이의 요구를 감소시킴으로써 개시된 발명의 전체적인 보호부분을 형성한다.
감소된 데이타 전송률의 조합은 안테나 크기의 명백한 감소를 달성하는데 필요한 안테나 널의 깊이를 감소시키는 SFSK 변조에 의해 제공되는 코딩 이득과 비디오 압축에 기인한다. 그럼에도 불구하고, 상당히 큰 널이 여전히 필요하다. 각 간섭 위성의 방향으로 적어도 10dB 널이 간섭 위성 신호로부터 원하는 신호의 필요한 분리를 달성하는데 필요하다. 본 명세서에 기재되어 있는 개구 합성 기술 방법은 각 간섭 위성의 방향으로 요구된 10dB 널을 달성한다.
전체 전력 요구량을 감소시키기 위한 디지털 텔레비젼 압축의 특유한 조합, 좌표내의 인접 위성으로부터 예컨대, 현재의 C-대역 구조에서 동기 궤도내의 ±2° 및 ±4° 위치로부터의 위성 간섭을 노치 아웃시키기 위한 안테나 빔 합성 및 인터시스템 간섭을 감소시키기 위한 SFSK 변조가 위성 텔레비젼 DTH 서비스, 특히 C-대역에서 명백하게 개선되게 한다. 개시된 발명은 텔레비젼 프로그램이 기존의 C-대역 위성에서 어떠한 변경도 없이 소구경 사용자 안테나에 제공되게 한다. 그것은 직접 방송 위성 서비스(DBS)의 등가물이 신규 위성의 어떠한 발사도 없이 제공되게 한다. 현재의 위성은 C-대역 DTH 사용자가 기존 서비스를 인터럽트함없이 전개할 때 현재의 서비스에서 개시된 발명의 하나의 트랜스폰더의 시스템으로 전환될 수 있다. 신규 위성 발사를 요구함없이 이 평탄한 변화는 개시된 발명의 시스템에 큰 경제적인 이점을 제공한다. 실제로, 임의의 위성 발사에 고유한 비용 및 지연이 다수의 다른 DBS 시스템을 수행을 방해한다. 이전의 서비스에서 개시된 발명의 서비스로 빠르게 변화시킴으로써, 위성 발사의 막대한 지출없이 개시된 발명의 시스템이 시장에서 빠르게 유통될 수 있다. 또한, 개시된 발명의 C-대역 시스템은 요구된 위성 트랜스폰더 전력의 10배 감소와 Ku-대역 DBS 기존 서비스와 경쟁하여 개시된 발명의 C-대역 시스템에 연속적이고 큰 비용 이점을 제공하는 감소된 강우 손실의 영구적인 이점을 유지한다.
이들 3개의 기술 방법의 조합은 8 및 10피트의 직경 사이에서 변화하는 기준의 C-대역 안테나와 비교하여 3피트 직경 접시와 등가의 영역을 갖는 C-대역 안테나를 설계되게 한다. 작은 크기에 기인하여, 개시된 발명의 C-대역 시스템은 안테나 또는 그것을 지지하기 위한 고체 패드를 설치하기 위해 전문적인 설치를 요구하지 않는다. 결국, 상기 안테나의 미감은 안테나가 지붕, 창 등과 같은 위성에 대한 시계의 비차단 라인을 갖는 편리한 위치에 상기 안테나를 사용자가 설치하게 함으로써 개선된다. 그러므로, 개시된 발명은 DTH 시스템이 도시 지역내의 기존의 CATV 시스템과 전이적으로 경쟁할 수 있으며 또한 CATV가 실행될 수 없는 시골 지역내의 사용자에 편의를 제공할 수 있게 하여 소비자의 초기 투자 비용을 감소시키고, 미감을 개선한다. 그러므로, 개시된 시스템은 DTH 시스템의 이점, 즉, CATV 시스템의 이점을 갖는 시골 지역 사용자에 접근하기 쉽다는 것과 도시 지역에 비해 비교적 저렴하게 설치할 수 있다는 것을 결합한 것이다. 실제로, 개시된 발명의 시스템은 위성이 이미 존재하고 있는 경우 CATV 시스템보다 설치하는데 비용이 덜 든다.
Ku-대역 위성 통신 시스템 및 안테나
동일한 통상의 기술이 Ku-대역 위성 통신 시스템과 안테나에 대해 가능하다. 통상적으로, 그 문제점은 C-대역 시스템의 문제점과 유사하다. Ku-대역주파수(15.35-17.25GHz)가 직접 방송 텔레비젼에 사용된다. 그러한 주파수들로 인해 수반된 일부 차이점이 위성의 궤도 간격 및 허용가능한 FCC 전력 제한에 존재한다. FCC 전력 제한은 C-대역에서 보다 Ku-대역에서 더 높지만, 강우 흡수에 기인하여 손실되고 열 노이즈는 Ku-대역에서 더 높다. 따라서, 현재 사용되고 있는 것(약 2 내지 5피트 반경)보다 Ku-대역에서 소형 안테나를 사용하는 것은 정상적으로는 더 높은 방출 전력을 필요로 할 것이다. 그러나, Ku-대역 안테나상에 저장한 등가의 크기는 Ku-대역 환경에 적합하게 될 때 상기 논의된 비디오 압축, 스펙트럼 정형화 및 안테나 설계 기술의 조합에서 가능하게 된다.
근본적으로 상기 논의된 위성의 동일 좌표에 대해 ±2° 간격으로 이격된 상기 안테나 크기는 각 파장의 비율만큼 감소한다. 상기 안테나의 갭은 C-대역 시스템에 관한 한은 동일 비율의 위치에 유지한다. 예를 들면, C-대역에서 Ku-대역로 안테나를 변경하기 위해, 스케일링 비는 아래식과 같다:
그러므로, Ku-대역 안테나는 약 3.23의 계수만큼 C-대역 버전에서 직접 다운 스케일링될 수 있다. C-대역 안테나가 3피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖기 때문에, K-대역 안테나는 C-대역 시스템과 동일한 비율로 갭을 갖는 1피트 이하의 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖는다. 예를 들어, "x"가 상기 갭이 위치되는 안테나의 중앙으로부터의 위치를 나타낸다고 하면, x/3.23는 개시된 발명의 안테나의Ku-대역 버전으로 상기 갭의 배치를 나타낸다. 현재의 Ku-대역 포물선형 접시 안테나는 약 3피트 직경이고, 개시된 발명은 이 주파수 대역에 대해서도 명백하게 안테나를 감소시킨다.
L-,S- 및 Ka-대역 통신 시스템과 안테나
동일한 기술 방법이 또한 L-대역(0.390-1.550GHz), S-대역(1.55-5.20GHz) 및 Ka-대역(33-36GHz)와 같은 다른 주파수 대역에 대한 수신 안테나 크기를 감소시킬 수 있다. 안테나 크기를 감소시키는 것은 데이타 압축 기술 방법에 의해 해결되는 단위 대역폭당 데이타의 양의 감소를 요구한다. 텔레비젼 신호가 포함되는 것에서, 비디오 데이타 압축 기술 방법은 대략 90% 정도의 데이타의 명백한 감소를 허용한다(즉, 압축 디지털 신호는 비압축 신호의 약 1/10 정보 레이트이다). 이것은 홀로 기존의 위성 구조를 갖는 안테나 크기를 명백하게 감소시키기에 불충분하다. 전력 플럭스 밀도를 감소시키고, 약간의 이득을 제공하며, 송신 전력을 증가시키는 변조 기술 방법과 결합될 때, 수신 안테나는 명백하게 크기가 감소될 수 있다.
상기 수신 안테나는 수신 안테나가 좌표내의 복수의 위성의 송신 풋프린트에서 동작하게 하기 위해 개시된 발명에 따라서 설계될 수도 있고, 또한 관련된 위성과 관련된 위성에 인접한 위성 사이에서 식별한다. 본 명세서에 기재되어 있는 동일 기술 방법은 S-, L- 및 Ka-대역에서 사용할 것이다. S-, L- 및 Ka-대역에서 동작하기 위한 특정 문제는 안테나 패턴내의 필요한 널, 궤도내의 위성 사이의 특정 간격, 압축의 효과를 포함하는 필요한 위성 전력 및 강우 흡수이다. 빔 형상, 안테나 형상, 변조 형상 및 트랜스폰더당 텔레비젼 채널의 수의 특유한 조합은 기본 C-대역 시스템 기술에 의해 나타내는 절차를 따르는 각 대역에 적합하다.
전술한 바와 같이, 상기 논의된 위성의 동일 좌표에 대해, ±2° 간격으로 이격된 상기 안테나 크기는 각 파장의 비율만큼 감소된다. 안테나의 갭은 C-대역 시스템에 관한 한 동일한 비율의 위치로 유지한다. 예를 들어, C-대역에서 L-대역으로 안테나를 변경하기 위해, 스케일링 비는 아래식과 같다:
그러므로, L-대역 안테나는 약 5.2의 계수만큼 C-대역 버전에서 직접 업 스케일링될 수 있다. C-대역 안테나가 3피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖기 때문에, L-대역 안테나는 C-대역 시스템과 동일한 비율로 갭을 갖는 15.6피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖는다. 예를 들어, "x"가 상기 갭이 위치되는 안테나의 중앙으로부터의 위치를 나타낸다고 하면, 5.2x는 개시된 발명의 안테나의 L-대역 버전으로 상기 갭의 배치를 나타낸다. 기존의 L-대역 포물선형 접시 안테나는 약 3배의 직경이고, 개시된 발명은 L-대역에 대해서도 명백하게 수신 안테나를 감소시킨다.
예를 들어, C-대역에서 S-대역으로 안테나를 변경시키기 위해, 스케일링 비는 아래식과 같다:
그러므로, S-대역 안테나는 약 1.5의 계수만큼 C-대역 버전에서 직접 업 스케일링될 수 있다. 그 결과, C-대역 안테나가 3피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖기 때문에, S-대역 안테나는 C-대역 시스템과 동일한 비율로 갭을 갖는 4.5피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖는다. 예를 들어, "x"가 상기 갭이 위치되는 안테나의 중앙으로부터의 위치를 나타낸다고 하면, 1.5x는 개시된 발명의 안테나의 S-대역 버전으로 상기 갭의 배치를 나타낸다. 기존의 S-대역 포물선형 접시 안테나는 약 3배의 직경이고, 개시된 발명은 S-대역에 대해서도 명백하게 수신 안테나를 감소시킨다.
예를 들어, C-대역에서 Ka-대역으로 안테나를 변경시키기 위해, 스케일링 비는 아래식과 같다:
그러므로, Ka-대역 안테나는 약 6.8의 계수만큼 C-대역 버전에서 직접 다운 스케일링될 수 있다. 그 결과, C-대역 안테나가 3피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖기 때문에, Ka-대역 안테나는 C-대역 시스템과 동일한 비율로 갭을 갖는 0.44피트 직경 접시와 대략 등가의 영역을 갖는다. 예를 들어, "x"가 상기 갭이 위치되는 안테나의 중앙으로부터의 위치를 나타낸다고 하면, x/6.8는 개시된 발명의 안테나의 Ka-대역 버전으로 상기 갭의 배치를 나타낸다. 기존의 Ka-대역 포물선형 접시 안테나는 약 3배의 직경이고, 개시된 발명은 Ka-대역 수행에 대해서도 명백하게 수신 안테나를 감소시킨다.
미국 특허 출원 제08/259,980호에 기재되어 있는 발명의 설계 기술을 사용할 때, 상기 영역이 원하는 것보다 크거나 작은 경우, 예를 들면, 위성 전력 제한 또는 강우 손실로 인해, 동서 크기에서의 갭은 전술한 바와 같이 유지될 수 있지만, 남북 크기에서의 폭은 원하는 영역을 달성하기 위해 스케일링될 수 있다. 예를 들어, 남북 크기는 동서 궤도 위치에서 안테나 널의 위치를 변경시킴없이 상기 영역의 2배를 달성하도록 2배로 될 수 있다.
C-대역 시스템용 안테나의 설명
도 1은 C-대역 위성 통신 시스템에 사용하기 위한 미국 특허 출원 제08/259,980호에 기재되어 있는 발명의 수신 안테나의 실시예를 도시한다. 도 1에서 명백해지는 바와 같이, 안테나는 메인 반사기(1) 및 2개의 사이드 반사기(2,3) 뿐만 아니라 안테나 피드(4)를 포함한다. 메인 반사기(1)와 양사이드 반사기(2,3)는 포물선형 표면을 갖는다. 상기 피드(4)에서 메인 반사기 표면(1)까지 도 1에 도시된 안테나의 실시예의 반경은 약 20.0인치인 F1이다. 피드(4)에서 사이드 반사기들까지의 반경은 약 28.8인치인 F2이다. 안테나는 약 8.8인치인 F1-F2와 같은 프레넬 스텝을 갖는다. 하나의 사이드 반사기(2)의 외부 에지에서 다른 반사기(3)까지의 안테나의 길이는 57.5인치이다. 사이드 반사기(2,3)의 폭 또는 수평 크기는19.2인치이고, 메인 반사기의 폭 또는 수평 크기는 13.3인치이다. 메인 반사기의 수직 크기는 약 10.55인치인 반면에, 사이드 반사기들의 수직 크기는 약 5.48인치이다.
개시된 발명의 안테나는 안테나뒤의 지면으로부터 열 에너지가 피드혼에 도달하는 것을 방지하기 위해 넘침 방지 장치를 사용한다. 도 1에 도시되어 있는 바와 같이, 넘침 방지 장치(6)는 외부 반사기의 외부 에지에 위치된다.
개시된 발명의 C-대역 안테나에 대한 개구 합성은 동기 궤도내의 하나의 위치에서 위성에 정상 출력을 제공하고 동기 궤도에서 ±2°, ±4°, ±6° 및 ±8°이격된 위치에서 위성에 저이득 널을 제공하도록 설계된다. 상기 널의 깊이는 변할 수 있지만, 간섭을 방지하기 위해 적어도 10dB은 되어야 한다. 그러므로, 상기 안테나는 좌표내에 유지하는 위성 특히, 목표 위성에 직접적으로 인접한 위성으로부터 수신을 동시에 간섭할 때 좌표내의 위성들중 하나만으로부터 수신하도록 설계된다. 이들 위성으로부터의 수신을 간섭하는 이유는 그 위성들이 거의 동일한 고주파수에서 송신되지만, 그 신호들은 목표 위성으로부터의 신호와 다른 프로그램을 포함하기 때문에, 하나의 큰 포텐셜 간섭원이기 때문이다. 이들 간섭 신호는 수신 신호를 심각하게 왜곡시키고, 그 신호가 안테나 패턴에 의해 차폐되지 않는 한 적절한 디코딩을 방지할 것이다.
개시된 발명의 C-대역 버전에서, 요구된 널의 실제 위치는 도 2에서 명백해지는 바와 같이 지구 표면상의 안테나가 지구의 중심보다 위성의 좌표에 근접하기 때문에, 사실상 ±2° 간격보다 약간 넓다. 도 2는 C-대역 범위에서 동작하는 텔레비젼 방송 위성의 현재의 배치로부터 신호를 수신하는 3피트 수신 안테나의 전형적인 안테나 패턴을 도시한다. 도면에서 화살표는 간섭 위성(11,13,15,19,21 및 23)을 나타낸다. 목표 위성(17)은 수신 안테나의 최대 이득에서 중심이다.
수신 안테나의 3dB 컷오프 주파수는 중심에서 약 5.68°이다. 36"의 직경은 약 91cm와 같다. C-대역에서 신호를 나타내는 파장 λ, 즉, 약 4GHz는 아래식에 의해 결정된다.
3dB 컷오프 각 α는 아래의 식에 의해 일반적으로 결정된다. 그러므로, 4GHz에서 α는 아래식과 같다:
±2° 간격으로부터의 차는 위성들이 지면 안테나와 동일한 고도상에 있을 때인 ±2.35°의 최대로부터 상기 위성들이 그 위치의 60° 동 또는 서쪽에 있을 때인 ±2.11°까지 변화한다. 이 변화들은 이들 값의 평균이 되도록 갭을 설계하고 수신 안테나가 극단에 있을 때를 설명하기 위해 널내에 충분한 깊이를 제공함으로써 설명될 수 있다.
안테나 성능을 분석할 때, 광선 추적 문제로서 문제를 처리하는 것이 가장유용하다. 안테나 이득은 안테나 피드 혼(4) 또는 중앙 집전기로부터 반사기(1)의 표면까지 및 거기에서 특정 방향으로 매우 먼 거리 또는 "무한대"까지 외부로 광선들을 추적함으로써 밝혀질 수 있다. 상기 방향이 포물선형 안테나의 주축을 따라 놓일 때, 피드혼으로부터 반사기까지 원점(distant point)으로 모든 광선에 의해 이동된 거리는 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 동일하다. 그 경로들을 따라 이동하는 모든 전력의 증분은 1w=1o=1c이므로 동일하게 지연되어 도달할 것이다. 따라서, 그 방향으로 필드가 최대 이득으로 상호 보충하여 상호 일치하여 모든 에너지의 증분을 수신할 것이다.
반대로, 주축을 벗어난 약간의 각도의 방향에 대해(도 4에 도시), 포물선형 반사기(1)의 다른 부분으로부터 반사된 에너지가 상이한 길이의 경로들을 따라 이동한다. 주축의 방향에 근접한 반사기 측면 1w(가까운 측면)로부터의 에너지는 반사기의 중앙으로부터의 에너지보다 짧은 경로 1o를 이동하고, 따라서 1w<1o<1c이다. 그 결과, 가까운 측면으로부터의 에너지는 중앙으로부터의 에너지보다 빠른 위상으로 도달하고; 먼 측면으로부터의 에너지는 중앙으로부터의 에너지보다 느린 위상으로 도달한다. 모든 반사기로부터의 에너지가 상기 거리에서 결합될 때, 약간의 증분이 추가 및 약간 전체로부터 감해진다. 반사기의 중앙으로부터 반사기의 에지가지 거리차가 고주파수 파장 λ의 1/2에 도달할 대, 에지로부터의 에너지는 중앙으로부터의 에너지에서 직접 감해진다. 이 점에서 안테나의 직경은 아래식에 의해 제공된다:
정상 반사기 피드 설계에서, Φ1/2의 2배의 각에서 상기 에지로부터의 에너지는 전체 파장 길이가 1만큼 지연되고 중앙으로부터의 에너지와 일치하여 후퇴된다. 이것이 안테나 패턴에서 2×Φ1/2에서 에너지가 다시 보충되게 하여 작은 피크를 야기할 것이다.
상기 패턴 및 서브피크의 실제 널이 발생하는 경우의 값은 가 반사기를 조명하는 피드 혼 패턴의 형상, 상기 피드 혼 및 그 지지물과 같은 구조에 의해 임의의 에너지의 차단물과 반사기의 형상에 정확하게 의존하여 발생한다. 일반적인 안테나 설계에 대해 C-대역, f=4GHz, λ=0.075m에서 ±2° 위성 간격에 대한 적당한 보호 레벨로 상기 이득을 감소시키는데 필요한 직경은 약 8.5피트이다. 개시된 발명의 안테나에서, 디지털 텔레비젼 압축 및 스펙트럼 정형화가 3피트의 직경만큼 작은 안테나를 허용할 지라도, ±2.24°, ±4.48° 등에서 위성의 간섭은 표준 소형 접시를 배제한다.
개시된 발명은 위성 궤도내의 정확하게 이들 위치에서널 또는 큰 감쇠를 야기하는 방식으로 ±2.24°, ±4.48° 등에서의 방향에 도달하는 에너지의 위상을 제어하도록 차단되는 영역을 갖는 포물선형의 단면을 사용함으로써 이 문제를 해결한다. 기본 포물선형 표면은 관련된 소정의 위성(목표 위성으로 칭함)을 가르키고, 간섭 위성을 향한 방향의 모든 필드 성분은 정확한 배치를 야기하도록 상이한 위상각으로 합계한다.
도 1은 개시된 발명의 일 실시예를 도시한다. 포물선형인 안테나의 평면도는 3개의 부분, 즉, 중앙부와 지구 적도와 평행한 동서 방향의 2개의 측부가 유지되어 있는 것을 도시한다. 남북 방향으로의 상기 부분의 폭들은 임의의 동서 위치에서 에너지의 양을 증가 또는 감소하도록 조절될 수 있다. 예를 들어, 안테나의 외형은 안테나에 도달하는 에너지를 원하는 만큼 추가 또는 감하기 위해 안테나내의 영역을 추가 및 감하도록 평활 곡면보다는 불규칙한 형상을 가질 수 있다. 남북 크기는 원하는 널을 달성하도록 부분들 사이에 갭을 설치함으로써 0으로 감소될 수 있거나, 또는 원하는 방향으로 에너지를 증가시키도록 넓어질 수 있다.
도 6은 중앙 위성으로부터 2.24°의 위성에 도달하는 에너지의 사영을 도시한다. 기준 위상은 반사면의 중앙으로부터 도달하는 에너지의 위상이다. 도시된 것은 이 중간 에너지와 오프축 위치로부터의 에너지 사이의 위상각의 코사인이다. 중앙으로부터 더 멀리 이격된 것으로부터 에너지가 발생할 때, 사영은 감소하고 0으로 되며 부의 값으로 된다. 갭(7)은 메인 반사기(1)와 2개의 사이드 반사기(2,3) 사이에 존재한다.
도 7은 동일한 사영이지만 중앙 위성으로부터 ±4.48°에 도달하는 에너지에 대한 시간을 도시한다. 동일한 동작이 도시되어 있지만 0이 중앙에 근접한 만큼 2배로 나타난다.
도 8은 ±6.72°에서의 위성에 대한 동일한 것을 도시한다. 유사한 구상이 ±8.96°에서 발견된다.
2.24°에서 필드 강도를 밝히기 위해, 도 6의 음영 영역은 반사 표면상에 통합될 것이다. 더 정확하게는, 각 반사 소자의 물리 영역이 반사 소자들의 방향으로 피드 혼 안테나의 이득에 의해 더욱 가중될 것이다.
도 6의 예에서, 반사 영역 및 갭 영역은 원리를 설명하기 위해 선택된다. 갭 크기 및 위치는 정의 중앙 부분으로부터의 에너지가 2개의 에지 부분에 대해 부의 위상으로 소거하게 하도록 선택되었다. 이것이 중앙 위성으로부터 축에서 ±2.24° 벗어난 위치에 널을 야기한다.
이 특정 예에서, 도 7에 도시된 ±4.48°에서의 에너지는 개구 및 갭상에 도 7을 통합함으로써 밝혀질 수 있는 바와 같이 정확하게 소거하지 않는다. 그러나, ±4.48°에서의 소거를 개선하기 위해, 영역이 메인 반사기의 남북 폭을 증가 또는 감소시킴으로써 임의의 점에 추가 또는 감해질 수 있다. 도 6 내지 도 8에서 이 방향은 지면으로의 방향이다. 영역이 ±2.24° 곡면(도 6)이 있는 영역에 추가되어 0으로 되면, ±2.24° 소거로 변경되지는 않지만 ±4.48° 소거가 향상될 것이다.
유사한 방식으로, ±4.48° 곡면이 0으로 되는 안테나의 영역은 ±4.48° 에서 널에 영향을 주지 않고 ±2.24° 및 ±6.72°에서 널을 정제하도록 폭이 증가 또는 감소될 수 있다. 단지 4 세트의 널이 패턴이 요구된 레벨 미만으로 유지하기 전에 소거되게 할 필요가 있기 때문에, 그 문제는 약간 구속되는데, 즉, 남북 크기에서 상기 폭의 복수의 상이한 미세 조정이 ±2.24°, ±4.48°, ±6.72° 및 ±8.90° 위치에서 신호들을 소거하도록 제조될 수 있다.
8°를 초과한 안테나의 이득이 요구된 레벨보다 낮기 때문에, ±2.24°,±4.48°, ±6.72° 및 ±8.90°에서의 소거는 개시된 발명의 절차를 사용하여서만 균형을 이룰 필요가 있다. 상기 안테나의 동서 패턴에서 요구된 8개의 널을 생성하는데 필요한 것보다 많은 설계시의 자유도가 다수 있다. 피드 혼 이득, 갭 크기 및 남북 폭 선택의 다수의 조합이 요구된 노치를 생성하는 것으로 존재한다. 도면에 도시된 실시예는 위성의 방향으로 사영되는 바와 같은 아웃라인의 직사각형인 개구, 피드혼에 의해 차단되는 중앙 영역 및 피드 포인트로부터 도시된 바와 같은 메인 및 사이드 반사기들 사이의 갭의 회피를 사용한다.
도 5는 도 1에 도시된 안테나로부터 야기된 안테나 패턴을 도시한다. 도 5에서 평면도의 번호들은 안테나 표면상의 피드 혼의 필드 강도를 나타낸다. 갭 및 남북 크기는 원하는 소거를 달성하기 위해 선택된다. 도 5에 도시된 바와 같이, 중앙부내의 0은 피드 혼 차폐물을 나타내고; B는 외부 반사기의 폭을 나타내며; Bc는 내부 반사기의 폭을 나타내고; W는 안테나의 폭이다. 안테나의 1/2만 도시되어 있다. 도 5의 번호들은 특정 좌표에서 안테나상의 신호 강도를 도시한다. 예를 들어, 25mV는 동서 방향으로 28인치 및 남북 방향으로 약 5인치에서 안테나의 전계 강도이다. 점들은 신호 강도가 전이적으로 0인 위치를 나타낸다. 도 9는 원하는 위치에서 원하는 널을 도시하는 상이한 각도에서 안테나의 이득을 도시한다. 그러므로, 도 9는 안테나의 오프축 성능을 도시한다.
도 1은 또한 개시된 발명의 안테나의 제2 신기술을 도시한다. 중앙과 측부들 사이의 전체 갭은 프레넬 렌즈 개량물이라 칭해지는 것의 사용을 허용한다. 안테나 반사 표면이 포물선형 표면인 한, 상기 이득은 주 방향으로 달성될 것이다. 하나의피드가 상이한 포물선형 표면에 사용될 수 있다. 중앙 근처에 짧은 초점 거리를 갖는 포물선형 표면이 사용되고, 에지 포물선형 표면 근처에 큰 초점 거리를 갖는 것이 사용된다. 각 포물선형 표면이 기준 초점 거리와 1/2 파장의 정수배만큼 다른 한, 주 빔내의 에너지는 단일 포물선형 표면에서 야기된 것과 같이 동위상으로 모두 더해질 것이다. 이것은 물리적으로 더 가는 안테나와 성능이 거의 동일하게 되게 한다. 포물선형 표면사이의 스텝들은 가파르게 생성되어 프린징 효과로 1비트의 손실을 야기할 뿐만 아니라 일부 설계에서 약간의 기계적인 강도의 개선을 제공한다. 이 실시예에서, 프레넬 스텝은 F1-F2이다.
개시된 발명의 안테나에서, 이점이 있는 실시예는 상기 부분보다는 짧은 초점 거리 포물선형 표면으로 구성된 중앙부를 가짐으로써 이루어진다. 이 실시예는 3개의 이점이 있다. 첫째는 더 작고 강한 구조를 형성한다는 것이다. 둘째는 피드 혼에 의해 도시된 바와 같은 음영으로 될 영역에 위치하는 소거를 위해 필요한 갭을 가짐으로써 안테나 전이를 향상시킨다는 것이다. 셋째는 원하는 중앙 반사기가 에지 반사기보다 남북 크기가 작기 때문에 피드 혼 패턴을 실행하기 더 용이하다는 것이다. 이상적인 피드는 정상적으로는 중앙이 들어가고 측면에서 넓은 아령 패턴을 갖는다. 상기 피드 근처로 중앙 반사기를 이동하는 것은 중앙부에서 피드의 이상적인 빔 폭을 증가시켜 거의 달걀형으로 만들고 더 표준형의 피드 혼에서 실행가능하게 한다.
도 1의 실시예에 도시된 피드 혼은 동서 크기가 2.25인치이고 남북 크기가 8인치이다. 이 구조를 생성하는 피드 혼 패턴은 동서 크기가 넓고 남북 크기가 좁은타원형이다. 피드 혼의 하나의 다른 설계는 종래의 직사각형 피라미드 혼을 사용할 것이다. 직사각형 마우스보다는 달갈형 마우스를 갖는 피드 혼 설계가 또한 만족시킬 것이다.
안테나의 중앙 및 외부 사이의 프레넬 스텝은 원하는 널 포인트에서 실행하는 안테나의 실제 영역을 손상시킴없이 피드 혼의 전이를 증가시킨다. 본 실시예는 초점 거리가 메인 반사기에서 사이드 반사기들로 증가하는 특정 프레넬 스텝을 도시하지만, 다수의 상이한 스텝의 선택이 선택 실시예에서 가능하다.
그러므로, 개시된 발명의 안테나는 간섭 위성 포인트에서 널을 생성하도록 반사기 영역과 피드 패턴을 형성하도록 설계된다. 이것을 달성하기 위한 기술은 상술된 바 있다. 하나의 실시예가 상세하게 설명 및 기술된 바 있지만, 다양한 변형이 가능하다.
통상적인 방법에 대한 하나의 특정 부가는 물리적으로 분리된 부분상에 상이한 초점 거리의 포물선형 표면을 사용하는 것이다. 이 구성은 기계적인 설계뿐만 아니라 피드 전이를 개선할 수 있다.
도 12는 안테나의 1/2의 단부를 도시한다. 도 12의 하부는 개시된 발명의 안테나의 개구 분포를 나타낸다. E(n)은 전체 남북 크기에 대해 주어진 동서 위치에서 안테나의 전체 신호 강도를 나타낸다. 그러므로, E(n)은 남북 크기에서 하나의 에지로부터 다른 에지까지의 스트립을 따라서 실행하는 적분과 같이 특정 동서 위치에서 신호 강도의 적분이다. 4GHz에서, 중앙 반사기는 외부 반사기에 대하여 3파장 증가된다.
안테나의 물리적인 설계는 뒤에 기술될 것이다. 안테나는 도 13에 도시된 바와 같이 중앙부(1), 2개의 날개(2,3) 및 프레임(8)의 4 부분으로 이루어진다. 도 13은 안테나의 전체도이다. 개략적으로 표시된 프레임의 형상은 임의의 적절한 형태를 취할 수 있다.
중앙 접시는 포물선형 표면의 정점 둘레에 중앙으로 위치되는 초점 거리 19.95인치(도 13에서 H-H'-J'-J)의 포물선형 표면의 13.28" x 3.28" 정사각형 세그먼트이다.
상기 레벨 면에서 측정된 인치의 반경 r에서 정점상의 표면의 높이는 r2/79.8로 표현할 수 있다. 예를 들면, 각 정사각형 측면의 중앙에서 높이는 정점상에서 6.64×6.64/79.8=0.553인치이다. 코너에서 높이는 1.106인치이다.
표 1은 상기 레벨 면에서 양방향으로 1인치 이격된 점들의 그리드상에서 표면 높이를 제공한다. 사각형의 1/4만 도표화되어 있다. 사각형의 나머지 부분은 안테나의 대칭성으로부터 결정될 수 있다.
도 14a 내지 도 14c는 도 13에서 F'-E-F(또는 G'-E-G)를 따라 절단한 접시의 단부의 그래프이다. 좌상의 도면은 안테나의 측면도이고; 좌하의 도면은 안테나의 평면도이며; 우하의 도면은 안테나의 우면도이다. 상기 그래프는 중앙부의 중앙점인 E상에서 안테나의 중앙부의 높이를 도시한다.
에지 0 1 2 3 4 5 6 6.64
0 E0 1 6 11 20 31 45 F55
1 1 3 6 13 21 33 46 56
2 5 6 10 16 25 36 50 60
3 11 13 16 23 31 44 56 66
4 20 21 25 31 48 51 65 75
5 31 33 36 43 51 63 76 87
6 45 46 50 56 65 76 90 100
6.64 55G' 56 60 66 75 87 100 110H'
<중앙 접시에 대한 표면 높이>
각 날개는 도 13에서 초점 거리 28.8인치(C-D-D'-C)의 포물선형 표면의 직사각형 세그먼트이다. 내부 에지 CC'는 레벨 면에서 측정된 중앙 접시의 축으로부터 14.0인치의 거리에 위치된다. 도 14a 내지 도 14c에 표시된 (x,y,z) 좌표계에 대하여, 점들을 나타내는 위치들은 표 2에 제공되어 있다.
중앙 정사각형 접시의 축으로부터 레벨 면에서 측정된 인치로 반경 r에서의 날개의 표면의 높이는 r2/115.2로 표시할 수 있다. 예를 들면, E로부터 수평으로 측정된 14.01인치인 도 14b의 점 A에서, 높이는 14.01×14.01/115.2=17.04인치(표 2의 라인 1과 비교)이다.
점 x y z
A 14.01 0 1.7
B 28.76 0 7.18
C 14.01 9.59 2.5
D 28.76 9.59 7.98
E 0 0 8.95
F 6.64 0 9.4
G 0 6.64 9.94
H 6.64 6.64 9.95
<점들을 나타내는 좌표>
표 3은 코너 C,D,D' 및 C'를 통과하는 평면에 관련된 날개의 깊이를 제공한다. 직사각형의 1/2만 도표화되어 있다.
에지 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 15.74
A85 97 108 117 124 129 133 135 136 135 132 128 122 115 106 95 86 BC/L0
85 97 107 116 123 128 132 134 135 134 131 127 121 114 105 94 85 1
82 94 104 113 120 126 129 132 132 131 129 124 118 111 102 91 82 2
77 89 100 108 115 121 125 127 128 127 124 120 114 106 97 88 77 3
71 83 93 102 109 114 118 121 121 120 118 113 107 100 91 88 71 4
62 74 85 93 101 106 110 112 113 112 109 105 99 92 82 72 63 5
52 64 75 83 90 96 100 102 103 102 99 95 89 81 72 61 52 6
48 52 62 71 78 84 88 90 91 30 27 83 77 69 60 49 40 7
26 38 49 57 64 70 74 76 77 76 73 69 63 55 46 35 27 8
10 22 33 42 49 54 58 60 61 68 57 53 47 40 31 20 11 9
0C' 12 23 31 39 44 48 50 51 50 47 43 37 29 20 10 0D' 9.53
<1/100인치의 날개 표면 높이>
상기 모델의 표면은 전기적으로 도전성을 갖고 전체적으로 평탄하다. 본 실시예는 0.15 r.m.s. 이상까지 도표화된 값과 상이하지 않다.
전기적으로 비도전성 물질의 프레임은 ±0.05인치의 정확도내에서 표 3에서와 같이 서로 관련하여 제 위치에 접시와 2개의 날개를 유지한다. 상기 프레임은 굳고 단단하며 휴대가능하다. 다른 소자들 특히, 피드 지지 브래킷 또는 브래킷들 및 전기 케이블을 부착하는 것이 가능하다.
상기 기술은 특정 위치에 협폭 널을 배치하는 것에 관해 언급되어 있지만, 개시된 발명은 상기 널이 이와 동일한 위치에서 광폭 감쇠에 의해 대체되는 경우에도 또한 동작할 것이다. 요구되는 모든 것은 간섭 신호가 수신을 저해하는 임계치 이하로 신호 강도를 적절하게 감소시키는 것이다. 이 임계치는 각 수행에 따라 변화하지만, 10dB만큼 신호를 감쇠하는 것으로 충분하다.
또한, 상기 기술은 메인 반사기와 2개의 사이드 반사기 사이에 갭을 설치함으로써 이들 널을 생성하였지만, 임의의 전이적인 갭도 또한 충분하다. 효율적인 갭은 본 명세서에서 0은 아니지만 명백하게 감소되는 안테나내의 영역이 있는 위치로 정의된다. 그러므로, "네크(neck)"는 갭은 아니지만, 메인 반사기와 2개의 사이드 반사기의 각각의 사이에 존재할 수 있다. 그러한 설계는 제조의 용이함과 같은 특정의 이점이 있는 특성을 가질 수 있다.
또한, 상기 안테나 설계는 대칭 안테나를 설명하였다. 대칭 안테나는 간섭 신호의 신호 강도가 상기 임계치 이하로 감소되는 한 역시 충분하다.
결국, 개시된 발명의 안테나는 기본 데이타가 텔레비젼과 다른 응용 분야에서 실행될 것이다. 상기 안테나는 사용자가 안테나의 빔 폭이 단지 하나의 위성을 커버하지 않고 오히려 관련 위성 근처의 위성으로부터의 간섭 신호 뿐만 아니라 원하는 신호를 수신중인 점까지 안테나의 크기를 감소시키기를 원하는 임의의 시스템에 적용할 것이다.
결국, 전자 위상 소거 기술이 공지되어 있지만, 복잡한 설비가 수반되어야 하기 때문에 매우 비용이 많이 든다. 개시된 발명은 복잡한 전자 장치의 이익없이 개구 합성을 실행한다.
스펙트럼 정형화 기술 방법의 설명
미국 특허 출원 제08/259,980호에 기재되어 있는 발명은 상기 시스템의 각각에 대해 FCC 임계치 이하로 전력 밀도를 감소시키기 위해 대역폭 전개 기술을 사용한다. 이 기술은 수신 신호상에서 간섭 신호의 영향을 또한 감소시킨다.
개시된 발명은 현재의 C-대역 위성 트랜스폰더의 30MHz를 초과하여 신호를 전개하는 C-대역 시스템의 경우에 위성 트랜스폰더의 대역폭을 초과하여 트랜스폰더의 에너지를 평탄하게 전개하기 위해 형성된 주파수 전이 키잉(SFSK) 변조 스켐을 사용한다. 주파수 전이 키잉(FSK)은 공지된 변조 기술이다. 최소 전이 키잉(MSK)은 주파수 전개를 최소화하기 위한 방식으로 전이되는 FSK 신호이다. "SFSK"에 의해 발명자들은 전력 효율의 손실없이 넓은 대역폭을 점유할 주파수 대 시간 패턴의 임의의 다수의 형상을 의도한다. SFSK 변조 기술을 사용하여 5MHz에서 30MHz로 대역폭을 전개함으로써, 전력 밀도가 FCC 제한 미만으로 감소된다.
SFSK 신호 자체는 데이타 전송률에 의해 분할된 트랜스폰더 대역폭과 거의 동일한 "코딩 이득"과, 임의의 전력 효율 변조 스켐으로 달성되는 보호를 갖는다. 이것은 하나의 위성 트랜스폰더에서 개시된 발명의 텔레비젼 신호의 수에 의존하는 3과 10 사이의 보호 계수와 같다.
개시된 발명의 트랜스폰더가 트랜스폰더로부터의 전력에 의존하여 1, 2 또는 3개의 채널을 사용하는 지의 여부에 의존하는 3개의 상이한 SFSK 변조 형상이 사용가능하다. 30-31dB EIRP에서 신호를 방출하는 트랜스폰더는 특정 SFSK 변조를 사용하여 하나의 텔레비젼 채널을 송신하고; 31-33dB EIRP에서 신호를 방출하는 트랜스폰더는 상이한 변조를 사용하여 2개의 채널을 송신하며; 35dB 이상의 EIRP에서 신호를 방출하는 트랜스폰더는 제3 변조를 사용하여 3개의 채널을 송신할 수 있다.
개시된 발명의 이 양태의 하나의 가능한 실시예는 3개의 채널을 수행하기 위해 맨체스터 엔코딩을 사용한다. 예를 들어, 정보 데이타 전송률이 채널당 초당 5메가비트(MBPS)인 경우, 전체 정보 데이타 전송률은 15MBPS로 된다. 맨체스터 엔코딩을 사용하여 정보 비트들을 2개의 송신 비트로 코딩함으로써, 15MBPS 신호는 트랜스폰더의 30MHz 대역폭을 쉽게 점유하는 30MBPS 신호로 변환될 것이다.
2개의 채널 수행을 위하여, 10MBPS 신호는 30MBPS 신호로 변환되어야 한다. 이것은 정보 비트당 3개의 데이타 비트, 즉, 3중 중복을 사용함으로써 달성될 수 있다. 전술한 바와 같이, 결과적인 30MBPS 신호는 위성 트랜스폰더에 사용가능한 30MHz 대역폭을 쉽게 점유할 수 있다.
1개의 채널 수행을 위해, 5MBPS 신호가 정보 비트당 6개의 데이타 비트를 사용하여 달성될 수 있는 30MBPS 신호로 변환될 것이다. 원하는 변조는 송신기상의 임의의 다수의 형성 필터와 수신기상의 일치되는 필터에 의해 선택적으로 또는 스펙트럼 형상에 후속하는 상기와 같은 디지털 비트 확장을 사용하여 달성될 수 있다.
전술한 바와 같이 사용가능한 전체 대역폭을 점유하도록 스펙트럼을 변경하는데 추가하여, 개시된 발명은 선택된 위성에 사용가능한 트랜스폰더 EIRP에 의존하는 채널의 수를 변경한다. 예를 들어, 위성 트랜스폰더가 31dB EIRP만을 갖는 경우, 개시된 발명의 시스템은 그 위성을 통해 단지 하나의 채널만을 송출할 것이다. 추가의 보호는 6의 계수인 예컨대, 30MHz/5MBPS의 결과적인 코딩 이득에 의해 자동으로 제공된다. 예를 들어, 위성 트랜스폰더가 사용가능한 33dB EIRP만을 갖는 경우, 개시된 발명의 시스템은 그 위성을 통해 2개의 채널을 송출할 것이다. 추가의 보호는 3의 계수인 예컨대, 30MHz/10MBPS의 결과적인 코딩 이득에 의해 자동으로제공된다. 결국, 위성 트랜스폰더가 사용가능한 35dB 이상의 EIRP를 갖는 경우, 개시된 발명의 시스템은 그 위성을 통해 3개의 채널을 송출할 것이다. 추가의 보호는 필요없다.
주어진 위성 EIRP에 대한 채널 수의 조정은 상기 시스템의 간섭 성능을 균등화시킨다. 35dB EIRP와 같은 강한 신호를 정상적으로 방출하는 위성은 예컨대, 인접 위성으로부터 30dB에서 약한 신호와 간섭의 3배를 제공할 것이다. 그 결과, 높은 전력 위성으로부터의 신호는 약한 위성으로부터의 신호로부터 자체를 보호하기 위해 1/3의 코딩 이득을 필요로 할 것이다. 약한 신호를 방출하는 위성상의 단지 하나의 텔레비젼 채널을 사용하는 것은 약한 위성에 대한 보호에 필요한 개량물을 자동으로 제공한다. 트랜스폰더당 SFSK 변조 방식 및 채널의 선택은 위성들중 어느 것이 불일치한 전력의 위성의 집단에 수용될 지라도 안테나 패턴 및 텔레비젼 복조기에 의해 요구되는 보호를 균등화하도록 계획적으로 생성된다.
비디오 압축 기술의 설명
개시된 발명은 기존의 데이타 압축 기술을 통합하고 있다. 필요한 것은 약 10의 계수만큼 데이타를 감소시키는 데이타 압축 알고리듬이다. 개시된 발명의 실시예는 필요한 비디오 데이타 압축을 제공하기 위해 Scientific Atlanta에서 상용화한 제품을 사용한다. 이것과 같은 제품은 모든 실시예, 즉, C-, S-, L-, Ku- 및 Ka-대역 시스템에서 충족될 것이다.
C-대역 및 Ku-대역 통신 시스템의 설명
개시된 본 발명의 신호를 송신하기 위한 시스템의 기본 실시예는 도 10에서설명된다. 시스템이 Ku-대역, Ka-대역, L-대역 및 S-대역과 같은 다른 대역으로 변경될 경우에도 일반적인 블록도의 변화는 발생하지 않는다. 다만, 위성 송신기(117)와 안테나(118)만의 변화가 있을 수 있으며, 즉 이들은 다른 RF 주파수 상태의 신호를 위성으로 방사하게 된다.
시스템은 이하의 설명 처럼 동작한다. 도 10은 개시된 본 발명의 지상 송신기를 설명한다. 비디오 신호(110)는 아날로그/디지털 컨버터(111)에 의해 디지털 신호(112)로 변환된다. 이 디지털 신호(112)는 전술한 바와 같이, 데이타 압축기(113)에 의해 압축 디지털 신호(114)로 변환된다. 압축 디지털 신호(114)는 SFSK 변조기(115)에 의해 변조되어, 전술한 바와 같은 변조 기술 분야에 이용되는 광대역 아날로그 SFSK 업링크 신호(116)가 된다. 지상 송신기(117)는 지상 안테나(118)를 이용하여 이 광대역 아날로그 SFSK 신호를 송신한다. 결국, 위성을 향하여 RF 신호(119)가 방사하게 된다. 도 15에 도시된 위성 트랜스폰더(130)는 안테나(131)로서 유입되는 광대역 아날로그 SFSK 신호(119)를 수신하며, 이 수신된 신호를 수신기(132)로 통과시켜, SFSK 신호를 주파수 트랜슬레이터(133)에 출력시키고, 주파수 형태의 신호 예컨대, 간섭을 방지하는 업링크 주파수와 다른 C-대역 주파수와 같은 원하는 다운링크 주파수로 변경시킨다. 송신기(134)는 광대역 아날로그 SFSK 신호를 다운링크 주파수 형태로 출력함과 동시에 RF 신호(136)를 지상으로 방사한다.
RF 신호는 위성 트랜스폰더의 반송 주파수를 중심으로 하는 광대역을 갖는 신호로 구성되며, 이 반송주파수는 C-대역에서는 약 4GHz의 주파수를 갖는다. 링크에 대한 상세한 설명은 이하에 개시된다.
도 11은 개시된 본 발명의 실시예인 지상국의 일부를 도시한다. 전술된 안테나(120)는 위성으로부터 송신된 RF 신호(136), 간섭 신호 및 잡음을 함께 수신한다. 안테나(120)는 수신된 신호를 SFSK 복조기(121)로 출력하며, 이 복조기(121)는 수신된 신호를 도 10의 압축 디지털 신호(114)와 유사한 압축 디지털 신호(122)로 변환시킨다. SFSK 복조기는 이 압축 디지털 신호(122)를 데이타 복원기 또는 압축해제기(123)로 출력하고, 이 압축해제기는 압축 디지털 신호(122)를 도 10의 디지털 신호(112)와 유사한 디지털 신호로 변환시킨다. 데이타 압축해제기는 디지털 신호(124)를 디지털/아날로그 컨버터(125)로 보내어, 디지털 신호(124)를 도 10의 비디오 신호(110)와 유사한 비디오 신호(126)로 변환시킨다. 그러므로, 시스템은 도 10에 나타낸 바와 같은 지상 송신기로부터의 비디오 신호를 위성 트랜스폰더(130)를 통해 지상에 있는 사용자에게 송신한다. 이때, 사용자는 수신용으로서 송신 전력에 관한 FCC 규정을 위반하지 않는 위성 즉, 3 피트 보다 적은 직경을 갖는 접시형 반사기의 안테나를 이용하여 통신할 수 있다. 요금(billing)을 관리하고, 추가의 정보를 사용자에게 전달하도록, 추가적인 제어 동작 및 전체 데이타 전송률 보다 낮은 데이타 송신 신호들이 송신기 및 수신기에 부가될 수 있다. 데이타 압축 및 확장 기능은 독점 자원을 방지하기 위한 암호화 기술을 포함한다. 더우기, 에러 정정 및 에러 검출 기술 또한 개시된 본 발명에 적용될 수 있다. 정확한 RF 신호 레벨은 이하의 링크 방정식을 통해 나타낼 수 있다. 송신된 위성 라디오 전력과 접시형 안테나의 크기 사이의 관계를 정의하는 물리 방정식은 통상 "링크 방정식"이라 칭한다. 통상의 대수학식에서, 링크 방정식은 수신된 잡음 전력 Pn 에 대한 수신된 신호 전력 Pr 의 비를 정의한다. 수신된 신호 전력은 이하의 수학식에 의해 결정된다.
여기서, Ps 는 송신된 위성 전력이고, Gs 는 위성 안테나 게인 즉, 국지적으로 이용될때의 전력 집중력이고, ηAr 는 수신 안테나의 유효 면적이고, π 는 3.1415927 이며, Ab 는 대기 및 강우에 기인한 흡수 인자를 나타낸다.
안테나에 의해 수신된 잡음 전력은 온도의 함수로 표현되며, 즉 이하의 수학식에 의해 결정된다.
여기서, k = 1.38×1023 볼츠만 상수, 즉 "흑체"의 방사 온도에 관련한 물리 상수이고, Tr 는 수신 지역의 유효 방사 온도이며, B 는 수신된 신호의 대역폭이다.
다양한 형태의 텔레비젼은 통상의 방송을 위한 4.7MHz 주파수로부터 위성 FM 텔레비젼을 위한 30MHz의 대역폭을 가지며, 압축 디지털 텔레비젼용으로서는 1MHz 에서 부터 8MHz 까지의 대역폭을 갖는다.
필요한 성능은 수학식 11에서 구해진 잡음 Pn 에 대한, 수학식 10에서 구해진 수신된 신호 전력 Pr 의 최소 비율(C/N)에 의해 구해진다. 그러므로, C/N은 수학식 12에 의해 결정된다.
요구되는 비율(C/N)은 필요한 텔레비젼 송신 모드에 의해 결정되며, 이 값은 통상의 방송 텔레비젼에서 부터 위성 FM 텔레비젼 중계 및 새로운 디지털 텔레비젼 방송에 대하여 다양한 값을 갖는다. 송신 모드의 선택은 대역폭 B 와 동시에 필요비 C/N 가 함께 정의되기 때문에, 이 2개의 변수는 수학식 13에서와 같이, 항상 함께 적용된다.
필요 위성 전력(Pr)은 수학식 12에 의해 다른 시스템 선택 조건에 따라 정의될 수 있다.
수학식 14는 2 개의 주파수 대역 즉, C-대역 및 Ku-대역에서 제공된 위성 TV서비스의 비교에 관한 정보를 포함한다. 위성 전력 Ps 는 충분치 않은 솔라셀 전력이 각각의 트랜스폰더에 필요한 전력들 사이에서 나뉘어져야 하기 때문에, 주요 공간 구획 비용 인자가 되며, 이로써 전체의 위성 비용에서 각 채널이 부담해야 하는 가격이 결정된다.
수학식 13에서 나타낸 2 개의 인자는 현재 이용되고 있는 TV 변조 형태의 선택에 의해 결정된다. 이에 가장 관련된 변조 형태로서는, C-대역 위성에서 현재 이용되고 있는 형태인 통상의 방송용 TV 형태, 위성 FM-TV 형태 및 압축 비디오 형태가 있다. 이하의 표 4 는 이러한 3 개 형태의 TV 송신에 대한 수치를 열거한다.
TV 형태 B C/N B·C/N
방송 TV 4.6 MHz 3000 1380 x 10'
위성 FM-TV 30 MHz 8 24 x 10'
압축 비디오 5 Mhz 4 2.0 x 10'
통상의 방송 텔레비젼은 FM 텔레비젼에 보다 위성으로 부터 약 20 배 이상의 전력을 필요로 한다. 비록 일부 정보 기관이 위성으로 부터 가정의 텔레비젼 세트로의 직접 송신 방법을 제안하였다 할지라도, 약 20 배 이상의 위성 전력의 소모는 비실용적이게 한다.
표준 위성 FM 텔레비젼은 2 개 즉, C-대역 및 Ku-대역 위성에 대한 기본 기술을 토대로 여러해 동안 이용되었다. 표준 위성 FM 텔레비젼은 최근에까지 위성 전력을 최소화하는데 가장 큰 이용 가치가 있었다. 새로운 디지털 신호 처리기(DSP)의 출현은 압축 디지털 텔레비젼을 실용화시켰다. 이 압축 기술은 계수 10 만큼 B·C/N 변수가 줄어들며, 이는 시스템에서의 다른 변화없이, 단순히 새로운 텔레비젼 시스템을 변화함으로써, 위성 전력 또는 안테나 면적이 계수 10 만큼 줄어들게 한다. 이러한 성능의 개선은 Ku-대역 및 C-대역, 뿐만 아니라 S-대역, L-대역 및 Ka-대역에도 적용될 수 있다.
정지 궤도에 있는 위성의 거리 R 은 통상 40,000 Km 이다. 결국, 인자 4πR2 의 값은 Ku-대역과 C-대역에 대해 동일한 2 × 1016이 된다.
위성 게인 Gs 는 적용 범위에 포함된 지상국의 영역에 의존한다. 통상 미국의 적용 범위에 대해, 약 25dB의 게인 즉, 대수식으로 300의 값이 얻어질 수 있다. C-대역 또는 Ku-대역이 이용될 경우에도, 지리적 영역에 의해, 위성 게인은 300으로 제한된다. 이를 구현하기 위해, Ku-대역은 보다 작은 위성 안테나를 이용할 수 있으며, 이는 결국 위성의 비중을 줄이게 하지만, 위성의 비용을 줄이게 할 수는 없다.
위성에서의 전체 전력 또한 수신 안테나의 유효 면적 ηAT 에 비례한다. 60% 의 효율성을 갖는 안테나에 대한 유효 면적은 수학식 15에 의해 구해진다.
직접적으로 관련된 변수는 수학식 16에 의해 주어진 안테나의 게인이다.
표 5는 다수개의 가능한 실시예들로서, 안테나의 유효 면적을 제공한다. 유효 영역 또한 Ku-대역 또는 C-대역 주파수 선택과는 무관하다. 관련된 게인은 주파수 대역 선택에 의존한다.
안테나 직경(인치) (미터) 60% 영역 4 Ghz 에서의 이득
18 0.46 0.1㎡ 23.5dB
36 0.92 0.4㎡ 29.5dB
72 1.8 1.6㎡ 35.5dB
나머지 2 개의 변수 Tr 와 Ab 는 C-대역 또는 Ku-대역 주파수에 상당히 의존한다. Ku-대역 주파수는 강우가 흡수하는 주파수에 근접하게 되어 악화되는 반면에, C-대역 주파수는 강우에 의해 거의 영향을 받지 않는다. 필요한 여유도를 결정하기 위해, 많은 데이타 통계가 구해졌다. 이하에서 이용되는 이 값들은 양 극단 사이에 대해 중간값을 갖는다. C-대역 주파수에서의 강우에 대한 여유도는 통상 0.8dB 또는 대수식으로 1.20의 값을 갖는다. Ku-대역 상태에서, 강우에 대한 유사 전송률을 얻기 위한, 강우에서의 여유도는 대수식의 계수 6.3인 8dB이다. 이러한 흡수 인자는 필요한 위성 전력을 증대시킨다. Ku-대역 송신이 강우에 의한 손실을 극복하기 위해, 6.3 배의 전력을 필요로 하는 반면에, C-대역 송신은 강우에 의한 손실을 극복하기 위해, 1.2 배의 전력을 필요로 한다.
추가의 영향으로서, 강우 그 자체에 기인한 잡음 방사가 발생된다. 강우에 의한 흡수가 없는 상태에서도, 수신기는 C-대역에서, K-대역에서 이용가능한 것 보다 작은 온도를 갖는다. 즉, Ku-대역이 통상 80。K 이상의 온도를 갖는 것에 비해, C-대역은 통상 50。K의 온도를 갖는다. 하지만, 두 잡음 온도는 강우로 부터의 추가 방사에 영향을 받게 된다. 이 관계식은 수학식 17에 의해 나타낸다.
Tr 은 청명한 하늘에서의 수신기 온도이다. C-대역에서는 50。K이고, Ku-대역에서는 80。K 이다. Ab 는 다른 주파수에 대한 흡수 인자로서, 대수식으로서 C-대역에서는 1.2, Ku-대역에서는 6.3이다. 결국, 수학식 18, 19에 의해 그 값이 결정된다.
이후에, 이 값들은 수학식 14에 적용되어, 주파수 대역 및 변조 안테나 크기의 선택에 필요한 위성 전력 PS을 결정한다. 제1 실시예로서, 본원에서는 C-대역의 6 피트 수신기에 대한 위성 FM TV 송신을 선택하였다.
수학식 20과 수학식 21을 통해, 6 피트 안테나에서의 C-대역은 트랜스폰더 당 16 와트의 전력이 필요한 반면에, 동일 크기에서의 Ku-대역은 강우 여유도를 고려한 경우에도, 281 와트의 전력을 필요로 한다.
전력 레벨은 수학식 22와 같은 유효 등방성 방사 전력(EIRP)으로서 표현될 수 있다.
안테나 게인 GS=300 의 적용 범위를 제한하는 미국에 있어, 두가지의 경우가 이하에서와 같이 표현된다.
FM TV : C-대역: 6피트 수신기:EIRP=36.8dBW
FM TV : Ku-대역: 6피트 수신기:EIRP=49.2dBW
C-대역에서 이용되는 접시형 반사기는 통상 6 피트 보다 크다. 성능이 약한위성으로 부터 수신될 경우에, 신호가 약한 주변 영역에서는 8 피트, 10 피트 심지어 15 피트의 접시형 반사기가 이용된다.
미국에 있어서, 초기의 Ku-대역 위성은 300 와트의 Ku-대역 송신기가 이용되므로써, 높은 공간 구획 비용을 초래하고, 송신기의 수명을 단축시켰다. 각 지국이 미국 보다 적은 유럽에 있어서, 보다 큰 GS 가 허용되어, 100 와트 튜브가 Ku-대역에서 이용되었다. 일부 시스템은 보다 작은 Ku-대역 안테나가 이용되었지만, 비가 올 경우에는 큰 신호 손실이 초래되었다.
수학식 22는 전술한 바 있는 변조 형태와 임의의 안테나의 조합에 의해 이용될 수 있다. 표 6에서는 규정된 조합치를 나타낸다.
대역 모드 B·C/N 안테나 η AT T'T Ab W EIRP
C-대역 FM-TV 24x 10' 72" 1.6 98 1.2 16.2 36.8
24x 10' 36" 0.4 98 1.2 64.8 42.8
24x 10' 18" 0.1 98 1.2 259 48.9
Ku-대역 FM-TV 24x 10' 72" 1.6 324 6.3 281 49.2
24x 10' 36" 0.4 324 6.3 1124 55.2
24x 10' 18" 0.1 324 6.3 4500 61.3
C-대역 Dig.-TV 2.0x 10' 72" 1.6 98 1.2 1.62 26.8
2.0x 10' 36" 0.4 98 1.2 6.48 32.8
2.0x 10' 18" 0.1 98 1.2 25.9 38.9
Ku-대역 Dig.-TV 2.0x 10' 72" 1.6 324 6.3 28.1 39.2
2.0x 10' 36" 0.4 324 6.3 112.4 45.2
2.0x 10' 18" 0.1 324 6.3 450.0 51.3
압축 비디오용으로서 C-대역 및 Ku-대역에 이용가능한 수신기는 전술한 변수 B·C/N 보다 작으며, 표 6에서 열거한 수치 보다 1 또는 2 dB 적은 EIRP 값을 갖는 수신이 가능하다. 이러한 개선점은 낮은 B·C/N 을 허용하는 에러 정정 복조 기능에 의해 가능해지며, 이로써, B·C/N 을 낮출 수 있다.
하지만, 1 개의 압축 비디오 채널용으로 약 31dB를 갖는 36" 안테나 면적을이용함으로써, 최적의 목표를 달성할 수 있다. 이것은 현존하고 있는 모든 위성들에 이용될 수 있다.
만일, 다중 채널들이 동일한 트랜스폰더상에 조합될 경우, 변수 B·C/N 는 채널의 수에 직접 비례하여 증가하게 된다. 2개의 채널은 데이타 전송률과 위성 전력을 두배가 되게 한다. 3개의 채널은 데이타 전송률과 위성 전력을 세배가 되게 한다.
개시된 본 발명의 실시예는 이하의 설계를 이용한다.
압축 비디오 C-대역 EIRP:
31dBW 1채널,
34dBW 2채널,
35.7dBW 3채널.
위성 EIRP를 갖는 채널의 수를 증가하면, 안테나의 간섭 널에서, 개별 위성에 대응하도록 설정된 크기를 갖는 안테나의 성능을 동일하게 한다. 35.7dBW를 갖는 궤도에서 2。 정도 벗어난 간섭과 함께 위성의 메인 빔 31dBW를 수신하는 안테나는 간섭이 예컨대 31dBW, EIRP일 경우보다 3 배의 보호가 필요해진다. 만일, 중앙 위성이 코딩 게인으로서, 단지 하나의 채널을 갖는 경우에도, 변조에 의한 보호로서 3배 더 좋아질 수 있기 때문에, 전술한 현상은 개시된 본 발명의 변조 기능에 의해 자동적으로 보상된다.
본 발명의 바람직한 실시예들
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 규칙적인 간격으로 공간 위치된 복수개의 위성들을 포함하며, 이러한 배열을 갖는 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 바람직한 제1 실시예는, 2개의 감쇠 기능을 갖는데 있으며, 이 2개의 감쇠 기능은, 중앙 위성에 가장 근접한 배열내에 있는 적어도 두쌍의 위성에 필적하며, 적어도 두쌍의 인접 위성으로부터의 신호를 방지하고, 중앙 위성으로 부터 송신되는 신호와의 간섭을 방지함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 안테나에 대해 규정 각도로서 공간 위치된 복수개의 위성들을 포함하며, 이러한 배열을 갖는 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 중앙 반사기와, 제1 측 반사기와, 제2 측 반사기와, 제1 측 반사기와 중앙 반사기 사이에 있으며, 제1 측 반사기와 중앙 반사기에 비해 상대적으로 상당히 감소된 면적을 갖는 제1 유효 간격과, 제2 측 반사기와 중앙 반사기 사이에 있으며, 제2 측 반사기와 중앙 반사기에 비해 상대적으로 상당히 감소된 면적을 갖는 제2 유효 간격을 포함하고, 제1 및 제2 유효 간격은 수신된 에너지에서 적어도 2 개의 널을 생성하며, 이 2 개의 널은 위성 군집 상태에서, 중앙 위성에 가장 인접한 적어도 두개 쌍의 위성으로 부터 송신되고 있는 신호를 금지하는 기능을 행함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 안테나에 대해 규정 각도로서 공간 위치된 복수개의 위성들을 포함하며, 이러한 배열을 갖는 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 중앙 반사기와, 제1 측 반사기와, 제2 측 반사기와, 제1 측 반사기와 중앙 반사기 사이에 있으며, 제1 측 반사기와 중앙 반사기에 비해 상대적으로 상당히 감소된 면적을 갖는 제1 유효 간격과, 제2 측 반사기와 중앙 반사기 사이에 있으며, 제2 측 반사기와 중앙 반사기에 비해 상대적으로 상당히 감소된 면적을 갖는 제2 유효 간격을 포함하고, 제1 및 제2 유효 간격은 수신된 에너지에서 적어도 2 개의 감쇠 영역을 생성하며, 이 2 개의 감쇠 영역은 위성 군집 상태에서, 중앙 위성에 가장 인접한 적어도 두개 쌍의 위성으로 부터 송신되고 있는 신호를 금지하는 기능을 행함에 있다.
전술한 실시예인 안테나의 다른 바람직한 실시예는, 중앙 반사기로 부터 물리적으로 이격된 제1 및 제2 측 반사기를 포함함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 안테나에 대해 규정 각도로서 공간 위치된 복수개의 위성들을 포함하며, 이러한 배열을 갖는 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 중앙 위성으로 부터의 신호에 대한 정상 게인을 제공하며, 복수개의 위성으로 부터의 신호에 대한 낮은 게인 널을 제공하며, 불규칙적인 형태의 윤곽을 갖는 반사 표면을 포함하며, 낮은 게인 널은 복수개의 위성으로 부터 송신되는 신호를 중앙 위성으로 부터 송신되고 있는 신호의 간섭으로 부터 방지하는 기능을 행함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 안테나에 대해 규정 각도로서 공간 위치된 복수개의 위성들을 포함하며, 이러한 배열을 갖는 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 수신 안테나에서 중앙 반사기를 갖는 중앙 위성으로 부터 송신되는 신호를 강화하는 단계와, 수신 안테나에서 중앙 반사기와 양측 반사기 각각의 사이에 위치된 간격에 의해, 복수개의 위성으로 부터 송신되는 신호의 간섭을 금지하는 단계와, 간격의 폭과 중앙 반사기의폭과 양측 반사기의 폭을 선택하여, 중앙 반사기상에서 충돌하는 간섭 신호로 부터의 에너지를 양측 반사기상에서 충돌하는 간섭 신호로 부터의 에너지에 상쇄시키는 단계를 포함함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 지상 수신 안테나에 대해 제1 각도의 간격으로 공간 위치된 제1 인접 위성과, 제1 각도 간격의 두배인 제2 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제2 인접 위성과, 제1 각도 간격의 세배인 제3 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제3 인접 위성들로 부터 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 수신 안테나에서 중앙 반사기를 갖는 중앙 위성으로 부터 송신되는 신호를 강화시키는 단계와, (ⅰ)수신 안테나에서 중앙 반사기와 각각의 양측 반사기 사이에 간격을 배치하고, (ⅱ)중앙 반사기상에서 충돌하는 간섭 신호로 부터의 에너지를 양측 반사기상에서 충돌하는 간섭 신호로 부터의 에너지에 상쇄하도록 양측 반사기의 동-서 크기에 비교한 메인 반사기의 동-서 크기를 선택함으로써, 제1,2 및 제3 인접 위성으로 부터의 간섭 신호를 제거시키는 단계를 포함함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 지상 수신 안테나에 대해 제1 각도의 간격으로 공간 위치된 제1 인접 위성과, 제1 각도 간격의 두배인 제2 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제2 인접 위성과, 제1 각도 간격의 세배인 제3 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제3 인접 위성들로 부터 동시에 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 수신 안테나에서 중앙 반사기를 갖는 중앙 위성으로 부터 송신되는 신호를 강화시키는 단계와, (ⅰ)수신 안테나에서 각각의 양측 반사기와 중앙 반사기 사이에 간격을 배치하고, (ⅱ)양측 반사기의 동-서 크기에 비교한 메인 반사기의 동-서 크기를 선택하여, 메인 반사기에서 충돌하는 제1 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제1 간섭 신호의 에너지에 상쇄하게 하여 제1 인접 위성으로 부터의 제1 간섭 신호를 제거하는 단계와, (ⅰ)양측 반사기의 영역에 비교한 메인 반사기의 영역을 선택하여, 제2 단계에서 제1 간섭 신호의 상쇄를 변하시키지 않고, 메인 반사기상에 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지에 상쇄시킴으로써, 제2 인접 위성으로부터 제2 간섭 신호를 제거하는 단계와, 양측 반사기의 북-남 크기를 선택함으로써, 제3 인접 위성으로부터의 제3 간섭 신호를 상쇄하여, 제2 또는 제3 단계에서 제2 및 제1 간섭 신호의 상쇄를 변화시키지 않고, 메인 반사기에서 충돌하는 제3 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제3 간섭 신호의 에너지에 상쇄시키는 단계를 포함함에 있다.
전술한 방법에 대한 실시예의 이점은, 제3의 상쇄 단계에서, 메인 반사기상에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지에 상쇄시키도록, 피드혼 게인을 제어하는 단계를 추가로 가짐에 있다.
전술한 방법에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 제2의 상쇄 단계에서, 메인 반사기에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지에 상쇄시키도록, 피드혼 게인을 제어하는 단계를 추가로 가짐에 있다.
메인 위성과 이 메인 위성으로 부터 지상 안테나에 대해 규정 각도로서 공간위치되며, 메인 위성에 인접하게, 적어도 두쌍의 인접 위성들을 포함하는 배열을 갖는 위성들내에서, 메인 위성을 경유하여, 지상 송신기로 부터 지상 안테나에, 비디오 신호를 나타내는 데이타양을 제공하는 방법에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 압축된 데이타양을 형성하기 위해 데이타양을 압축하는 단계와, 지상 송신기의 광대역폭을 통과하는 압축 데이타양을 확산하도록, 압축 데이타양을 3 내지 8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력 유효 신호로 변조하는 단계와, 광대역 전력 유효 신호를 지상 송신기로 부터 메인 위성으로 송신하는 단계와, 위성으로 부터의 광대역 전력 유효 신호를 다시 송신하는 단계와, 이 광대역 전력 유효 신호를 지상 안테나로 수신하는 단계와, 메인 위성으로부터 재송신되는 광대역 전력 유효 신호에 지상 안테나에서의 게인을 제공하는 단계와, 메인 위성으로 부터 송신되는 신호에 무관하게, 적어도 두쌍의 인접 위성들로 부터 송신되는 신호를 금지하는 단계를 포함함에 있다.
전술한 방법에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 제7의 금지 단계에서, 지상 안테나에서 중앙 반사기와 두개의 양측 반사기 사이에 간격을 제공하는 단계를 추가로 포함함에 있으며, 이 간격의 폭 및 양측 반사기의 폭은 적어도 두쌍의 인접 위성의 규칙적 각도의 간격에 일치된다.
메인 위성과 이 메인 위성으로 부터 지상 안테나에 대해 규칙적인 간격의 각도로서 공간 위치되며, 메인 위성에 인접하게, 적어도 두쌍의 인접 위성들을 포함하는 배열을 갖는 위성을 통해, 지상 안테나의 지상 송신기로 부터 비디오 신호를 제공하기 위한 방법의 또 다른 바람직한 실시예는, 비디오 신호를 디지털 데이타양으로 변환하는 단계와, 압축된 디지털 데이타양으로 형성하기 위해 이 디지털 데이타양을 압축하는 단계와, 지상 송신기의 광대역폭을 통과하는 압축 데이타양을 확산하도록, 압축 데이타양을 3 내지 8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력 유효 신호로 변조하는 단계와, 광대역 전력 유효 신호를 지상 송신기로 부터 메인 위성으로 송신하는 단계와, 메인 위성으로 부터 광대역 전력 유효 신호를 다시 송신하는 단계와, 광대역 유효 신호를 지상 안테나로 수신하는 단계와, 중앙 위성으로 부터 송신되고 있는 광대역 전력 유효 신호를 지상 안테나의 중앙 반사기로 강화시키는 단계와, 수신 안테나에서 각각의 두개의 양측 반사기와 중앙 반사기 사이에 간격을 배치함으로써, 복수개의 위성으로 부터 송신되고 있는 간섭 신호를 금지하는 단계와, 두개의 양측 반사기의 폭과 간격의 폭을 선택하여, 중앙 반사기에서 충돌하는 간섭 신호로 부터의 에너지를 두개의 양측 반사기에서 충돌하는 간섭 신호의 에너지에 상쇄시키는 단계를 포함함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 지상 수신 안테나에 대해 제1 각도의 간격으로 공간 위치된 제1 인접 위성과, 제1 각도 간격의 두배인 제2 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제2 인접 위성과, 제1 각도 간격의 세배인 제3 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제3 인접 위성들로 부터 동시에 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 비디오 신호를 디지털 데이타양으로 변환하는 단계와, 압축 디지털 데이타양을 형성하기 위해 디지털 데이타양을 압축하는 단계와, 압축 디지털 데이타양을 3 내지 8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력 유효 신호로 변조하여, 지상 송신기의 광대역을 통해 압축디지털 데이타양을 확산하는 단계와, 광대역 전력 유효 신호를 지상 송신기로 부터 공간 배열된 위성들로 송신하는 단계와, 이 위성들로 부터 광대역 전력 유효 신호를 다시 송신하는 단계와, 지상 안테나로써 광대역 전력 유효 신호를 수신하는 단계와, 지상 안테나의 중앙 반사기로써 중앙 위성으로 부터 송신되는 광대역 신호를 강화하는 단계와, (ⅰ)지상 안테나에서의 각각의 양측 반사기와 중앙 반사기 사이의 간격을 배치하고, 양측 반사기의 동-서 크기에 비교한 메인 반사기의 동-서 크기를 선택하여, 메인 반사기에서 충돌하는 간섭 신호의 에너지를 사이드 반사기에서 충돌하는 간섭 신호의 에너지에 상쇄시켜, 제1,2 및 제3 인접 위성으로 부터의 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함함에 있다.
중앙 위성과 이 중앙 위성으로 부터 지상 수신 안테나에 대해 제1 각도의 간격으로 공간 위치된 제1 인접 위성과, 제1 각도 간격의 두배인 제2 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제2 인접 위성과, 제1 각도 간격의 세배인 제3 각도 간격으로 중앙 위성으로 부터 공간 위치된 제3 인접 위성들로 부터 동시에 송신되는 신호를 수신하는 안테나에 대한 또 다른 바람직한 실시예는, 비디오 신호를 디지털 데이타양으로 변환하는 단계와, 압축된 데이타양을 형성하기 위해 디지털 데이타양을 압축하는 단계와, 압축 디지털 데이타양을 3 내지 8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력 유효 신호로 변조하여, 지상 송신기의 광대역을 통해 압축 디지털 데이타양을 확산하는 단계와, 광대역 전력 유효 신호를 지상 송신기로 부터 공간 배열된 위성들로 송신하는 단계와, 이 위성들로부터 광대역 전력 유효 신호를 다시 송신하는 단계와, 지상 안테나로써 광대역 전력 유효 신호를 수신하는 단계와, 지상 안테나의 중앙 반사기로써 중앙 위성으로 부터 송신되는 광대역 신호를 강화하는 단계와, 수신 안테나에서 각각의 양측 반사기와 중앙 반사기 사이에 갭이 배치되고, 양측 반사기의 동-서 크기에 비교하여 메인 반사기의 동-서 크기를 선택하여, 메인 반사기에서 충돌하는 제1 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제1 간섭 신호의 에너지에 상쇄시켜 제1 인접 위성으로 부터의 제1 간섭 신호를 제거하는 단계와, 양측 반사기의 영역에 비교하여 메인 반사기의 영역을 선택하여, 제2 단계에서 제1 간섭 신호의 상쇄를 변화시키지 않고, 메인 반사기상에 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제2 간섭 신호의 에너지에 상쇄시킴으로써, 제2 인접 위성으로부터 제2 간섭 신호를 제거하는 단계와, 양측 반사기의 북-남 크기를 선택함으로써, 제3 인접 위성으로부터의 제3 간섭 신호를 상쇄하여, 제2 또는 제3 단계에서 제2 및 제1 간섭 신호의 상쇄를 변화시키지 않고, 메인 반사기에서 충돌하는 제3 간섭 신호의 에너지를 양측 반사기에서 충돌하는 제3 간섭 신호의 에너지에 상쇄시키는 단계를 포함함에 있다.
위성 군집내 메인 위성을 통해 지상 송신기로부터 지상 안테나로 비디오 신호를 송신하기 위한 시스템은 바람직하게는 지상 송신기를 구비하는데, 이 지상 송신기는 (ⅰ) 비디오 신호를 디지털 신호로 변환시키는 아날로그/디지털 컨버터와, (ⅱ) 아날로그/디지털 컨버터에 결합되어 압축된 디지털 신호를 형성하도록 디지털 신호를 압축하는 데이타 압축기와, (ⅲ) 데이타 압축기에 결합되어, 압축된 디지털 신호를 3~8dB의 코딩 게인을 포함한 주파수 전이 키잉된 신호 형태의 광대역 아날로그 신호로 변조시키는 광대역 변조기와, (ⅳ) 광대역 변조기에 결합되어 광대역RF 신호를 출력하는 위성 송신기와, (ⅴ) RF 신호가 메인 위성에 의해 재송신될때 지구 표면의 광대역 RD 신호가 지상 레벨로 위성 송신할때의 FCC 제한 미만인 전력 레벨에 있을 정도의 전력 레벨로 메인 위성에 광대역 RF 신호를 방사하는 위성 안테나와, 지상 안테나의 빔 폭이 광대역 RF 신호를 수신하여 수신된 신호를 출력하는 메인 위성 보다 더 많은 위성의 출력 신호를 포함할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나와, 광대역 복조기에 결합되어 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 변화시키는 압축해제기와, 데이타 압축해제기에 결합되어 수신된 디지털 신호를 수신된 비디오 신호롤 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 구비한다.
지상 안테나가 중앙 반사기, 제1 사이드 반사기, 제2 사이드 반사기, 제1 과 제2 반사기 사이의 제1 갭, 및 중앙 반사기와 제2 반사기 사이의 제2 갭을 추가로 포함할 경우, 상기 시스템에 관한 바람직한 실시예가 발생되며, 제1 및 제2 갭은 수신된 에너지에서 최소한 두개의 널을 발생하며, 두개의 널은 위성 군집내에서 최소한 두개 쌍의 인접 위성으로부터 송신되는 신호를 나타낸다.
이전 시스템에 관한 바람직한 실시예는 중앙 반사기가 제1 포물선형의 반사 표면을 가질 경우와, 제1 및 제2 사이드 반사기가 제2 포물선형의 반사 표면을 가질 경우에 발생한다.
이전 시스템에 관한 바람직한 실시예는 지상 안테나가 중앙 반사기와 제1 및 제2 사이드 반사기 사이의 프레넬 스텝을 추가로 포함할 경우 발생한다.
이전 시스템에 관한 바람직한 실시예는 제1 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제1 파라볼라가 제2 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제2 파라볼라의 제2 초점길이 보다 짧은 제1 초점 길이를 가질 경우 발생한다.
이전 시스템에 관한 바람직한 실시예는 지상 안테나가 피드 혼을 추가로 포함할 경우 발생하며, 제1 및 제2 갭은 피드 혼에 의해 중앙 위성으로부터 신호를 수신하지 못하는 영역에 위치한다.
이전의 시스템에 관한 바람직한 실시예는 중앙 반사기의 폭이 제1 및 제2 에지 반사기 보다 북-남 즉 수직 크기에 있어서 작은 경우에 발생한다.
이전의 시스템에 관한 바람직한 실시예는 제1 및 제2 사이드 섹션이 메인 섹션으로부터 물리적으로 떨어져 있는 경우 발생한다.
바람직하게는, 위성을 통해 지상 안테나에 광대역 전력의 유효 신호로서 전파하는 비디오 신호를 수신하기 위한 수신기는 지상 안테나에 결합되어 지상 안테나로부터 출력되어 수신된 광대역 전력의 유효 신호를 복조시키는 광대역 복조기를 구비하며, 이 수신된 광대역 전력의 유효 신호는 3~8dB의 코딩 케인을 포함하고 이 광대역 복조기는 수신된 광대역 전력의 유효 신호를 수신된 압축 디지털 신호로 변환시키는 광대역 복조기와; 광대역 복조기에 결합되어 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 압축해제하는 압축해제기와; 데이타 압축해제기에 결합되어 수신된 디지털 신호를 비디오 신호로 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 추가로 구비한다.
지상의 사용자에게 배열된 위성을 통해 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하기 위해 지상국은, 위성 군집로부터 전파되는 광대역 RF 신호를 수신하여 수신된 광대역 전력의 유효 신호를 출력하며, 지상 안테나의 빔폭이 위성 군집내 타겟 위성과 타겟 위성에 인접한 최소한 두개 쌍의 위성을 초과할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나와, 지상 안테나에 결합되어, 지상 안테나로부터 출력된 수신된 광대역 전력의 유효 신호를 수신된 압축 디지털 신호로 복조시키는 광대역 복조기와, 광대역 복조기에 결합되어 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 압축해제하는 데이타 압축해제기와, 데이타 컴프레서에 결합되어, 수신된 디지털 신호를 위성으로부터 전파된 비디오 신호와 비슷한 신호로 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 구비한다.
지상의 사용자에게 배열된 위성을 통해 전파되는 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하기 위해서 지상국은, 배열 위성으로부터 전파되는 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하여 수신된 형태의 주파수 전이 키잉된 신호를 출력하며, 지상 안테나의 빔폭이 위성 군집내 타겟 위성과 타겟 위성에 인접한 최소한 두개 쌍의 위성을 초과할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나와; 지상 안테나에 결합되어, 지상 안테나로부터 출력되는 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 수신된 주파수 전이 키잉 신호를 수신된 압축 디지털 신호로 복조하는 주파수 전이 키잉 복조기와; 주파수 전이 키잉 복조기에 결합되어, 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 압축해제하는 데이타 압축해제기와; 데이타 압축해제기에 결합되어, 수신된 디지털 신호를 위성으로부터 전파되는 비디오 신호와 비슷한 신호로 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 구비한다.
메인 위성에 인접하는 최소한 두개의 인접 위성을 포함하고 지상국에 관련된 메인 위성으로부터의 간격이 일정 각도 간격으로 이격되어 있는 위성 군집내 메인위성으로부터 광대역 전력의 유효 RF 신호로서 전파되는 텔레비젼 신호를 수신하기 위해 지상국은: 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하여 수신된 신호를 출력하고, 지상 안테나의 빔폭이 메인 위성 및 최소 두 쌍의 인접 위성의 신호를 포함할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나와; 지상 안테나에 결합되어, 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 수신된 신호를 수신된 압축 디지털 신호로 복조시키는 광대역 복조기와; 광대역 복조기에 결합되어 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 변환시키는 데이타 압축해제기와; 이 데이타 압축해제기에 결합되어 수신된 디지털 신호를 수신된 텔레비젼 신호로 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 구비한다.
이전 지상국에 관한 바람직한 실시예는, 지상 안테나가 중앙 반사기와; 제1 및 제2 사이드 반사기와; 중앙 반사기와 제1 사이드 반사기 사이의 제1 갭과; 중앙 반사기와 제2 사이드 반사기 사이의 제2 갭을 추가로 구비할 경우에 발생하며, 제1 및 제2 갭은 수신된 에너지에서 최소한 두개의 널로 발생하고, 두개의 널은 최소한 두 쌍의 인접 위성으로부터 전파되는 신호를 나타낸다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는 중앙 반사기가 포물선형의 반사 표면을 가질 경우와, 제1 및 제2 사이드 반사기가 제1 포물선형의 반사 표면을 가질 경우 발생한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는 지상 안테나가 중앙 반사기와 제1 및 제2 사이드 반사기 사이의 프레넬 스텝을 추가로 포함하는 경우에 발생한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는, 제1 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제1 파라볼라가 제2 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제2 파라볼라의 제1 초점 길이 보다 짧은 제1 초점 길이를 가질 경우에 발생한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는, 제1 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제1 파라볼라가 제2 포물선형의 반사 표면을 한정하는 제2 파라볼라의 제2 초점 길이와는 다른 제1 초점 길이를 가질 경우에 발생한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는, 지상 안테나가 피드 혼을 추가로 포함할 경우 발생하며, 제1 및 제2 갭은 피드 혼에 의해 중앙 위성으로부터의 신호를 수신하지 못하는 영역에 위치한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는 중앙 반사기의 폭이 북-남 즉 수직 크기에 있어서 제1 및 제2 에지 반사기 보다 작은 경우에 발생한다.
이전의 지상국에 관한 바람직한 실시예는 제1 및 제2 사이드 섹션이 메인 섹션으로부터 물리적으로 떨어져 있는 경우에 발생한다.
메인 위성에 인접하는 최소한 두 쌍의 위성을 포함하고 지상 사용자에 관련하여 일정 각도 간격으로 이격되어 있는 위성 군집내 메인 위성을 통해 지상 사용자레게 광대역 전력의 유효 RF 신호로서 전파되는 비디오 신호를 수신하기 위해 지상국은, 광대역 전력의 유효 RF신호를 수신하여 수신된 신호를 출력하며, 메인 위성으로부터의 신호에 대하여 정상 게인을, 최소한 두 쌍의 위성으로부터의 신호에 대하여 로우 게인 널을 제공하는 불규칙적인 형태의 윤곽을 갖는 지상 안테나를 구비하며, 이 로우 게인 널은 최소 두 쌍의 위성으로부터의 신호가 메인 위성으로부터 송신되는 신호를 방해하지 못하게 하며; 지상 안테나에 결합되어 수신된 신호를 수신된 압축 디지털 신호로 복조시키는 주파수 천이 복조기와; 주파수 천이 복조기에 결합되어 수신된 압축 디지털 신호를 수신된 디지털 신호로 변환시키는 데이타 압축해제기와; 데이타 압축해제기에 결합되어 수신된 디지털 신호를 수신된 사용자가 사용가능한 비디오 신호로 변환시키는 디지털/아날로그 컨버터를 구비한다.
지상 안테나의 빔폭이 위성 군집내에 있는 다른 위성 뿐만아니라 특정 위성 신호를 포함할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나에 신호를 재송신하기 위해 위성 군집내에 있는 위성은, 지상 송신기로부터 송신되어 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 주파수 천이 신호를 수신하는 위성 수신기와; 위성 수신기에 결합되어 주파수 천이된 신호를 재송신하는 위성 재송신기와; 광대역 RF 신호가 지구 표면에 도달할때 지상 레벨로 위성 전력을 방사시 광대역 RF 신호가 FCC 한계 미만이 될 정도의 전력 레벨로 광대역 RF 신호를 방사하는 위성 안테나를 구비한다.
빔폭이 C-대역 신호도 송신하는 위성 군집내 다른 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성 및 특정 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성을 초과할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나에 C-대역 신호를 전송하기 위해 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성 군집내 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성은, 지상 송신기로부터 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하는 위성 수신기와; 이 위성 수신기에 결합되어 C-대역 주파수에서 광대역 전력의 유효 RF 신호를 출력하는 위성 송신기와; 36db ERIP 이하의 전력 레벨로 광대역 유효 RF 신호를 방사하는 위성 안테나를 구비한다.
빔폭이 Ku-대역 신호도 송신하는 위성 군집내 다른 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성 및 특정 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성을 초과할 정도의 직경을 갖는 지상 안테나에 C-대역 신호를 전송하기 위해 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성 군집내 지구 정지 궤도에 올라 있는 위성은, 지상 송신기로부터 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력의 유효 RF 신호를 수신하는 위성 수신기와; 이 위성 수신기에 결합되어 Ku-대역 주파수에서 광대역 전력의 유효 RF 신호를 출력하는 위성 송신기와; 48db ERIP 이하의 전력 레벨로 광대역 유효 RF 신호를 방사하는 위성 안테나를 구비한다.
지상 안테나로 위성 군집내 위성으로 텔레비젼 신호를 송신하고 지상의 지상 안테나로 다시 전파하는 장치는, 텔레비젼 신호를 디지털 텔레비젼 신호로 변환시키는 아날로그/디지털 컨버터와; 아날로그/디지털 컨버터에 결합되어 디지털 텔레비젼 신호를 압축된 디지털 신호로 압축하는 데이타 압축기와; 이 압축된 디지털 신호를 3~8dB의 코딩 게인을 갖는 광대역 전력의 유효 신호로 변조시키는 변조기와; 변조기에 결합되어, 광대역 유효 신호가 위성으로부터 재송신되어 지구에 도달할 경우, 광대역 전력의 유효 신호가 지상 레벨로 위성 송신시 FCC 한계내에 있을 정도의 RF 전력 레벨로 광대역 전력의 유효 신호를 위성에 송신하는 RF 송신기를 구비한다.
상기 장치에 관한 바람직한 실시예는, RF 송신기가 지구 궤도에 올라 있는 위성이 36dB ERIP 이하의 전력 레벨과 C-대역 주파수로 광대역 전력의 신호를 재송신할 수 있을 정도의 전력 레벨로 지구 궤도에 올라있는 위성으로 광대역 전력의 유효 신호를 송신할 경우에 발생한다.
상기 장치에 관한 바람직한 실시예는, RF 송신기가 지구 궤도에 올라 있는위성이 48dB ERIP 이하의 전력 레벨과 Ku-대역 주파수로 광대역 전력의 신호를 재송신할 수 있을 정도의 전력 레벨로 지구 궤도에 올라있는 위성으로 광대역 전력의 유효 신호를 송신할 경우에 발생한다.
본 발명과의 연관성
유용한 텔레비젼 채널수에 있어서의 약간의 감소에 비해 지상 안테나의 표면 영역의 감소는 가능한 텔레비젼 채널수의 얼마간의 감소를 확실히 능가한다. 사실상, 명세서 및 미국 특허 출원 제08/259,980호에서 기술되는 디지털 텔레비젼 시스템은 현재의 아날로그 텔레비젼 시스템 보다 많은 디지털 텔레비젼 채널을 제공한다. 예를 들며, 트랜스폰더당 디지털 텔레비젼 8-12 채널은 기존의 TVRO 접시에도 공급될 수 있고, 트랜스폰더당 3-4 채널은 소형 안테나를 사용하여 공급될 수도 있다. 결국, 유용한 채널수가 432에서 1296-1728(3~4×18×24) 정도에서 약간 증가하게 된다. 가능한 최대 채널수는 약 3456-5184(8~12×28×24) 정도일 것이다. 그러므로, 안테나 크기는 감소하는 동시에 시청자는 유용한 채널수 증가를 제공받을 것이다. 사실상, 시청자들은 가능한 최소 채널로 구성된 안테나 크기의 감소에 대한 비용을 결코 실감하지 못할 것이다.
명세서에서 기술되는 본 발명의 변조 및 압축 방법과, 및 미국 특허 출원 제08/259,980호에서 기술되는 변조 및 압축 방법이 상술된 소형 수신용 안테나에 맞추어 만들어지고, 기존의 C-대역 위성에 의해 전파될 때의 최종 신호는 더 크고 더 민감한 안테나에 의해, 특히 기존의 3미터 TVRO 포물선형 접시 안테나에 의해 용이하게 수신될 것이다. 안테나가 C-대역 위성중 하나만을 동시에 포함하는 많은지향성 수신 패턴을 갖기 때문에, 이러한 안테나는 인접 위성으로부터 간섭 신호와 대향하지 않는다. 시스템 설계시 대형 안테나는 단순히 소형 안테나 보다 마진에서의 신호 대 잡음비(SNR)가 더 크다. 그러므로, 본 발명은 디지털 텔레비젼 신호를 TV 대기 신호로 변환시키고, 두 형태의 텔레비젼 신호를 수신하도록 아날로그와 디지털 텔레비젼 사이를 스위칭하는 어댑터 모듈을 제공한다. 결국, 아날로그 C-대역 텔레비젼에서 디지털 C-대역 텔레비젼으로의 평탄한 전환이 가능하게 된다.
미국 특허 출원 제08/259,980호에 기술된 발명은 디지털 텔레비젼 신호를 전송하기 위한 고유 형태를 제공하며, 상기에서 기술된 소형 안테나나 또는 기존의 TVRO 접시 중 둘 중 하나에 의해 수신된다. 기존의 C-대역 위성으로부터 전송된 디지털 TV 방송 RF 신호 D는 최소 천이된 신호이고, 또한 반송 주파수(FC)를 중심으로 32MHz의 대역폭을 갖는 주파수 천이된 형태의 신호로서 알려져 있다. 반송 주파수는 3.75GHz 내지 4.25GHz 사이에 있다. 각각의 C-대역 위성은 다수의 트랜스폰더를 구비한다; 24개의 트랜스폰더(2 폴라라이제이션 각각에 12개)를 가지며, 그래서 각각의 트랜스폰더는 다른 반송 주파수에서 전송하기 때문에 위성상의 인접 트랜스폰더를 간섭하지 못하게 한다. 각각의 트랜스폰더는 고유 반송 주파수 및 36MHz까지의 대역폭을 사용하는 2 폴라라이제이션 중 하나에서 MSK 신호를 전송하며, C-대역 위성의 다른 트랜스폰더와 오버랩되지 않는다. 각각의 신호의 데이타 전송률은 초당 36 메가비트(Mb/s) 미만이며, 결국 각각의 트랜스폰더로부터의 신호는 압축된 디지털 텔레비젼 타임 범위에서 통계적으로 2-12개의 다중화된(TDM) 채널을 송출한다. 디지털 텔레비젼 신호는 알려진 비디오 압축 방법, 예를 들면 MPEG-1, MPEG-2를 사용하여 압축된다. 최소의 채널수는 C-대역 배열의 최소 전력의 트랜스폰더에서, 위에서 그리고 참고로 통합된 미국 특허 출원 제08/259,980호에서 기술된 새로운 위성 수신용 안테나로 전송되는 신호에 적절한 반면에, 최다수의 채널은 최고 전력의 트랜스폰더에 의해 기존의 대형 TVRO 접시 안테나로 전송되는 신호에 적절하다.
도 16은 실외 유닛(2) 및 실내 유닛(4)을 구비하는 본 발명의 일실시예를 도시한다. 실외 유닛은 모든 기존의 장치, 즉 기존의 TVRO 위성 안테나(1), 스티어링 제어 장치(6), 폴라라이제이션 선택 장치(3), 저잡음 증폭기(LNA;5), 블럭 컨버터(9) 및 제어 분리기(7)로 구성된다.
파라볼라 접시에 충돌하는 동일 위성으로부터의 두개의 다른 RF 신호가 있는데, 한 신호는 폴라라이제이션 형태이고 폴라라이제이션 형태와는 다른 나머지 신호는 첫번째 신호와는 직각이다. 예를 들면, 만일 위성이 원형으로 폴라라이제이션된 신호를 전송하는 경우, RF는 원형으로 왼편으로 폴라라이제이션된 신호(LHC) 또는 원형으로 오른쪽으로 폴라라이제이션된 신호(RHC) 중 하나일 것이다. 위성이 선형으로 폴라라이제이션된 신호를 전송하는 경우에는, RF 신호는 수직으로 폴라라이제이션된 신호 또는 수평으로 폴라라이제이션된 신호 중 하나일 것이다. 대부분의 미국의 C-대역 아날로그 TV 신호는 선형으로 폴라라이제이션되는 반면에, 많은 외국 시스템은 원형 폴라라이제이션을 사용하여 신호를 전송한다. 본 발명은 용이하게 어느 형태에서든 사용될 수 있다.
기술된 RF 신호를 수신하기 위해, 통상적으로, 피드혼에 배치된 다이폴 안테나는 수직으로 폴라라이제이션된 신호를 수신하기 위한 위치 내지 수평으로 폴라라이제이션된 신호를 수신하기 위한 위치에서 회전된다. 폴라라이제이션 선택장치(3)는 실내 유닛(4)으로부터의 제어 신호(E)를 수신하고, 그 제어 신호에 의해 다이폴 안테나(도시되지 않음)를 회전시켜 소망의 RF 신호(A)를 출력하게 된다. 선택적으로, 두개의 다이폴 안테나는 피드혼에 장착될 수 있고, 전자 또는 기계적인 스위치는 소망의 폴라라이제이션을 선택하는데 사용될 수 있다.
폴라라이제이션 선택장치(3)의 동작에 따라, 폴라라이제이션된 RF 신호(B)는 LNA(5)에 출력되어 증폭된다. 증폭된 RF 신호(C)는 블럭 컨버터(9)에 출력되어, 중간 주파수(IF)로 변환된다. 그리고, 블럭 컨버터(9)는 중간 주파수 신호(D)를 제어 분리기(7)에 출력하며, 이 제어 분리기(7)는 실내 유닛(4)으로 들어가는 IF 신호(D) 및 실외 유닛(2)으로부터 들어오는 제어 신호(E,F)를 스티어링 제어장치(6; 제어 신호(F))와 폴라라이제이션 선택장치(3;제어 신호(E))로 분리한다. 제어 분리기(7)는 동축 케이블(8)에 중간 주파수 신호(D)를 출력한다. 동축 케이블은 제어 신호(E,F)를 전송하도록 추가 동축 케이블 또는 와이어쌍 중 하나를 구비한다.
어댑터 모듈
도 16에 도시된 바와 같이, 실내 유닛(4)은 본 발명의 어댑터 모듈(11), 채널 선택, 폴라라이제이션 선택 및 안테나 스티어링 기능을 갖는 기존의 제어기(13), 기존의 디코더(17), 기존의 텔레비젼(15) 및 본 발명의 원격 제어장치(19)를 구비한다. 어댑터(11)는 제어 분리기(7)로부터 중간 주파수신호(D)를 수신한다. 어댑터 모듈(11)은 아날로그 수신 모드 또는 디지털 수신 모드 중 하나에서 동작한다.
아날로그 수신 모드에서, 어댑터 모듈(11)은 IF 신호(D)를 제어기(13)를 통과시키고, 제어기에서 선택된 아날로그 TV 채널(G)을 디코더(17)에 출력한다. 디코더(17)는 모든 필요한 기능을 실행하여 수신된 신호(G)를 텔레비젼 대기 형태 신호(H)로 변환시킨다. 예를 들면, 디코더(17)는 신호(G)를 디코딩한다. 신호(H)는 VHF 대역,또는 기저 대역내 채널(3) 또는 채널(4) 중 하나이다. 디코더(17)는 TV 대기 신호(H)를 어댑터 모듈(11)에 출력하고, 아날로그 수신 모드에서는 단지 신호(H)가 신호(I)로서 텔레비젼(15)에 통과될 뿐이다.
본 발명의 원격 제어장치(19)는 사용자가 텔레비젼 채널을 선택하도록 하거나, 또는 다르게는 기존의 아날로그 TV 시스템을 제어하도록 한다. 사용자가 아날로그 수신 모드에서 아날로그 채널을 선택하는 경우, 원격 제어장치(19)는 적외선(IR; 또는 동등한 것) 신호(L)를 출력하고, 어댑터 모듈(11) 및 제어기(13)에 동시 전송된다. 도 19에 도시된 바와 같이, IR 수신기(31)(도 17)는 어댑터 모듈(11)의 앞면(41)에 IR 신호(L)을 수신하기 위한 영역을 가진다.
아날로그 수신 모드에서, 어댑터 모듈(11)은 IR 신호(L)를 무신하고, 제어기(13)는 소망의 기능을 실행한다. 예를 들면 채널 선택을 소망의 채널로 조정한다. 선택적으로, 어댑터 모듈(11)은 IR 신호(L)를 제어기(13)를 통과시켜 사용자가 시스템 운용을 단순하게 실행할 수 있게 한다.
부가적으로, 만일 제어기(13)가 폴라라이제이션 또는 안테나 스티어링을 교환할 필요가 있는 경우, 제어기(13)는 어댑터 모듈(11)에 제어 신호(E,F)를 출력하여, 그 출력 신호를 동축 케이블(8)을 경유하여 실외 유닛(2)를 통과시킨다.
디지털 수신 모드에서, 어댑터 모듈(11)은 모든 기능을 실행하여 IF 신호(D)를 TV 대기 신호(I)로 변환시키고 이 신호(I)를 텔레비젼(15)에 출력한다. 또한, 어댑터 모듈(11)은 원격 제어(19)로부터 IR 신호(L)을 수신하며, 신호(L)는 사용자에 의해 지정되는 정보를 포함한다. 이러한 정보에 기초하여, 어댑터 모듈(11)은 요구되는 제어 신호(E,F)를 출력하여 폴라라이제이션을 바꾸거나 또는 안테나(1)를 스티어링한다.
도 17은 어댑터 모듈(11) 내부의 기능 모듈에 관한 블럭도 및 기존 장치와의 접속을 도시하고 있다. 어댑터 모듈(11)은 실외 유닛(2)으로부터 동축 케이블(8)을 통해 IF 신호(D)를 수신한다. 어댑터 모듈(11)은 동축 케이블(8)을 통해 스티어링 제어 신호(F)와 폴라라이제이션 선택 신호(E)를 실외 유닛(2)으로 전송하고, 추가 리드 또는 리드 내부의 동축 케이블 중 하나를 구비한다.
아날로그 수신 모드에서, 어댑터는 기존의 제어기(13)으로부터 폴라라이제이션 선택 신호(E)와 스티어링 제어 신호(F)를 선택하고, 이러한 신호들(E,F)를 전술된 바와 같이 실외 유닛(2)에 전송한다. 또한, 어댑터 모듈(11)은 아날로그 수신 모드에서 IF 신호(D)를 제어기(13)에 전송한다. 기존의 디코더(17)는 TV 대기 신호(H)를 어댑터 모듈(11)로 돌려 보내어, 아날로그 수신 모드에서 TV 대기 신호(H)를 텔레비젼(15)에 전송한다.
동축 스위치
어댑터(11)는 어댑터(11)의 동작을 제어하는 스위치 세팅(40)(도 18), 즉 동작 모드에서 어댑터(11)가 동작할 지를 결정하는 스위치 세팅을 가진다. 스위치 세팅은 도 18에 도시된 수동 스위치(40), 또는 IR 신호(L)를 어댑터(11)에 전송하는 IR 원격 제어장치(19)를 통해 어댑터(11)에 전송되는 사용자에 의해 지정된 코맨드 중 하나 일 것이다. 사실상, 두 스위치는 사용자에게 완전한 융통성을 제공하는데 사용될 수 있다. 제어 유닛은 제어 신호(X)를 통해 스위치(21)의 위치를 제어한다.
일단 스위치 세팅이 설정되면, 동축 스위치(21)는 어댑터(11)의 내외로의 신호 흐름을 결정한다. 동축 스위치(21)는 공지된 장치이기 때문에 동작에 대해서 명세서상에서는 상세히 기술되지 않을 것이다. 아날로그 수신 모드에서, 동축 스위치(21)는 제어기(13)에 동축 케이블(8)로부터의 IF 신호(D)를 전송하고, 실외 유닛(2)으로 제어기(13)로부터의 제어 신호(E, F)를 전송한다. 디지털 수신 모드에서, 동축 스위치는 동조가능한 복조기(23)로 동축 케이(8)블로부터의 IF 신호(D)를 전송하고, 동축 케이블(8)을 통해 실외 유닛(2)으로 제어 유닛(29)로부터의 제어 신호(E,F)를 전송한다.
첫번째 실현에 가능한 대안은 들어오는 신호가 아날로그 및 디지털 경로로 동시에 전송할 수 있게 하는 제1 동축 입력으로부터의 버퍼 증폭기이다.
동조가능한 복조기
어댑터는 동조가능한 복조기를 또한 구비하는데, 이 복조기는 디지털 수신 모드에서 신호(M)를 통해 제어 유닛(29)에 의해 지정되는 반송 주파수에서 디지털 IF 신호(D)를 복조한다. C-대역 위성으로부터 송신되는 디지털 TV 방송 RF 신호(D)는 전술된 MSK 신호이며, 3.75MHz 내지 4.25GHZ에 있는 반송 주파수(FC)를 중심으로 대역폭 32MHz를 가진다. 각각의 C-대역 위성이 다수의 트랜스폰더를 갖고, 소수의 C-대역 위성이 12개의 트랜스폰더를 가지기 때문에, 각각의 트랜스폰더는 다른 반송파 주파수로 그 위성에 인접하는 트랜스폰더를 간섭하지 하도록 두개의 폴라라이제이션 중 한 폴라라이제이션을 송신한다. 각각의 트랜스폰더는 32MHz의 대역폭을 이용하여 고유 반송 주파수에서 MSK 신호를 송신하며, C-대역 위성의 다른 트랜스폰더와 오버랩되지 않는다. 각각의 신호의 데이타 전송률은 36Mb/s 미만이다. 결국, 각각의 트랜스폰더로부터의 신호는 압축된 디지털 텔레비젼 타임 범위에서 2-12개의 변조된(TDM) 채널로 전송된다.
제어 유닛(29)의 제어 신호 M이 동조가능한 변조기(23)에 대한 반송 주파수를 결정한다. MSK 신호를 변조하는 것은 공지되어 있으므로 여기에서 상세히 설명하지 않는다. 반송 주파수가 신호 M을 통해 지정되면, 동조가능한 복조기는 MSK 변조를 이용하여 반송파 상에서 변조된 비트 시퀀스 J를 출력한다.
각 트랜스폰더에 대해 반송파 상에서 변조된 비트 시쿼스 J는 데이타 관리 채널(DMC)를 포함하며, 이 데이타 관리 채널은 디지털 C-밴드 텔레비전 시스템에서 제공하는 모든 것에 관한 프로그래밍 정보를 지정한다. 예컨대, DMC는, 다른 트랜스폰더 또는 다른 위상 상에서 방송되고 있거나, 또는 동일한 트랜스폰더의 다른 폴라라이제이션을 이용하고 있는 채널까지 포함하여, 이용가능한 각 채널에 대한 정보를 포함한다. DMC는 모든 채널 상에서 현재 방영되는 프로그램뿐만 아니라 사용자에 대해 이용가능한 모든 채널 상에서 언젠가 가까운 미래에 방영될 모든 프로그램을 포함한다. 따라서 DMC는 각 트랜스폰더에 대해 동일하다. 각 트랜스폰더에 DMC를 설치함으로써, 사용자는 안테나를 재동조시키거나 서로 다른 위성으로 안테나를 향하게 하지 않고도 이용가능한 프로그램의 리스트를 볼 수 있다. 또한, 수신기는 시청자 입력을 설치하지 않고 새로운 채널로 재조정할 수 있다.
DMC는 각 채널이 송신되고 있고, 폴라라이제이션이 이용되고, 트랜스폰더가 사용되는 위성과, 각 채널에 대한 타임 슬롯 할당 및 비트 프레임 할당을 포함한다. 이로써, 시스템 오퍼레이터에 의해 이들 파라미터의 능동적인 재할당이 가능하다. 예컨대, 시스템 오퍼레이터는, 스포츠 토크쇼가 스포츠 이벤트보다 길어지면, 지정 스포츠 채널을 넌(non)-스포츠 프로그래밍 스롯으로 재할당하기를 원할 것이다. 스포츠 프로그램은 그 하이 모션 컨텐트로 인해, 영화와 같이 완전히 압축할 수 없는 동시에 다른 채널보다 시스템 자원을 더 많이 소비한다. 그러므로, 디지털 시스템에서, 시스템 오퍼레이터는, 위성 트랜스폰더의 과부하를 막기 위해 스포츠 프로그램을 위해 지정 채널을 할당하기를 원할 수 있다. 예컨대, 모든 Y 채널에 대한 X 스포츠 채널의 비율을 1로 하면(X < Y), 트랜스폰더마다 최대 비트율을 유지한다. 그러나, 스포츠에 소용되는 채널조차 더 높은 비트율을 요구하는 프로그램, 즉 스포츠 이벤트를 전달하지는 않는다. 그러므로, 효율적인 사용을 위해, 스포츠 이벤트를 실제로 전달하는 채널을 높은 비트율 채널 할당으로 할당하는 것만을 원할 것이다. 실제로 이것에 의해 방송자는, 시청률 주간 동안 대형 원형 경기장 또는 인기 프로 영화와 같은, 고품질 프로그램에 대한 프리미엄을 지불할 것인지를 선택할 수 있다. DMC에 의해 시스템 오퍼레이터는 기본 원리에 따라 이들 관련된것을 조절하는데 있어서 완전하게 융통성을 가질 수 있기 때문에, 시청자는 그 변화를 알지 못한다.
채널 선택
변조된 비트 시퀀스 J는, 원격 제어기(19)를 통해 사용자에 의해 지정된 채널을 수신하는 채널 선택기(25)에 제공된다. 채널 선택기는 사용자에 의해 선택된 채널 K를 해독 및 FEC 유닛으로 출력하고, DMC U를 제어 유닛(29)에 출력한다.
채널 선택기는 시간에 따라 멀티플렉스된 압축 디지털 텔레비전 채널을 개별 텔레비전 채널(2-12) 및 DMC로 디멀티플렉스한다. 이들 채널은 통계적 멀티플렉싱을 이용하여 멀티플렉스되며, 이 통계적 멀티플렉싱은 공지된 기술이므로 차후 상세히 설명하지 않는다.
해독 및 FEC
채널 선택기(25)에 의해 출력된 사용자 지정 채널 K는, 선택된 채널 K 상에서 해독 및 전방 에러 정정(FEC)을 수행하는 해독 및 FEC 유닛(27)에 제공된다. 사용되는 해독 알고리즘은 응용에 따라 변화할 수 있으며, 완전한 구성을 위해서만 도시되어 있다. 시스템은 지정 채널에 대해 비용을 지불한 사용자에게 채널을 제공하기 전에, 이 지정 채널에 대해 비용을 지불하지 않은 사용자에 대해 채널을 암호화함으로써, 로크아웃한다. 예컨대, 보는데 비용을 지불해야 하는 채널은 암호화되어야 하며, 해독 코드는 비용을 지불한 각 가입자에게 보내진다. 사용되는 FEC 알고리즘이 또한 응용에 따라 변화할 수 있으며, 완전한 구성을 위해서만 도시되어 있다. 약 10-4의 비트 에러율이 정정가능한 것이 최소 요구되는 능력이다. 이 비율은 압축된 텔레비전 신호에 대해 허용가능한 비트 에러율에 의해 결정되고 비트 에러에 민감한다. 압축된 텔레비전 신호의 모든 비트가 충분한 정보량을 포함하기 때문에, 압축된 텔레비전 신호의 품질은 아날로그 채널에 비해, 비트 에러율이 증가함에 따라 급격히 떨어진다. 비트 에러율이 허용가능한 비트 에러율을 초과하면, 시스템을 정지시킬 수 있는데, 즉 수신된 신호는 텔레비전 신호에 나타나는 중요한 아티팩트(artifacts) 없이는 복구될 수 없다. 적절한 오버헤드율을 갖는 필수적인 능력을 갖는 알고리즘이 제공된다. 대응하는 엔코더 및 디코더가 또한 이용가능하다. 결과적으로 정정되고 해독된 압축 디지털 텔레비전 신호 Q는 해독 및 FEC 유닛에 의해 채널 신장기(20)에 출력된다.
채널 신장기
채널 신장기는 신호를 압축하는데 사용되는 알고리즘을 이용하여, 압축된 디지털 텔레비전 신호 Q를 압축해제한다. 예컨대, 만일 텔레비전 채널이 MPEG-1 또는 MPEG-2 압축 기술을 이용하여 압축되었으면, 이 채널 신장기(20)는 상기 처리를 역으로 수행한다. MPEG-1 또는 MPEG-2에 대한 이 기능을 수행하는 디코더는 공지되어 있기 때문에, 여기에서 상세히 설명되지 않는다. 채널 신장기(20)는 그런 다음 디지털 신호 R을 출력한다.
화상 결합기
본 발명의 시스템은 디지털 텔레비전 시스템이기 때문에, 이 시스템은 사용자에 의해 보여지기 위해 디지털 텔레비전 상의 텍스트 메시지를 오버레이할 수 있는 능력을 갖는다. 일예로서, 스크린의 하부에 나타나는 텍스트 메시지가 있다. 다른 예로서, 스크린의 코너에 나타나는 텍스트 메시지가 있다. 이러한 능력을 제공하기 위해, 본 발명은 제어 유닛에 의해 출력된 텍스트 메시지 O를, 오버레이 신호 P를 발생시키는 캡션 발생기(24)로 결합하는 화상 결합기(22)를 포함한다. 그런 다음 오버레이 신호 P는 화상 결합기(22)에서 디지털 텔레비전 신호 R과 조합되어, 합성 디지털 비디오 신호 S를 형성한다. 화상 결합기 및 캡션 발생기는 공지되어 있으므로, 여기에서 상세히 설명하지 않는다. 선택적으로, 효율을 증가시키기 위해 캡션 발생기를 채널 신장기 소프트웨어의 구성요소로 통합할 수도 있다.
디지털/아날로그 컨버터
본 발명은 화상 결합기에 의해 출력된 비디오 신호 S를 아날로그 텔레비전 대기 신호 T로 변환하는 표준 디지털/아날로그(D/A) 컨버터(26)를 제공한다. 본 발명은 표준 D/A 컨버터를 채용하기 때문에, D/A 컨버터에 대해 상세히 설명하지 않는다.
분할기
본 발명은, 아날로그 TV 시스템으로부터의 TV 대기 신호 H 또는, 디지털 TV 시스템으로부터의 TV 대기 신호 T 모두를 텔레비전 세트(15)에 제공하는 표준 분할기(28) 또는 버퍼를 채용한다. 만일 시청자가 아날로그 텔레비전 수신 모드를 선택하면, 어댑터(11)는 D/A 컨버터(26)로부터 신호를 제공하지 않지만, 디코더(17)는 변화되지 않고 송신된 신호 H를 텔레비전(15)에 출력한다. 만일 시청자가 디지털 텔레비전 수신 모드를 선택하면, 어댑터는 D/A 컨버터(26)로부터의 신호 T를 출력한다. IF 신호 D는 디지털 수신 모드에서 제어기(13)에 제공되지 않기 때문에, 신호 H는 디코더(17)로부터 출력되지 않아야 한다. 그러나, 이 신호 H가 기존의 아날로그 설비의 지정 실행으로 인해 바람직하지 않은 잡음을 포함한다면, 전력 플러그(33)(도 19 참조)가, 기존의 아날로그 설비용의 전력 플러그(33)가 결합될 수 있는 어댑터 상에 제공될 수 있다. 따라서, 사용자가 디지털 수신 모드를 선택하면, 어댑터 모듈(11)은 아날로그 텔레비전 시스템으로 전력 오프를 간단히 스위치할 수 있으며, 이에 의해 잡음이 신호 H를 정상적으로 발생시키는 분할기(28)에 나타나는 것을 방지한다.
제어 유닛
본 발명은 아날로그 또는 디지털 수신 뿐만 아니라 소정의 채널을 시청자가 선택할 수 있도록 하는 원격 제어기(19)를 제공한다. 시청자는 각 채널에 대해 폴라라이제이션 또는 다른 세부 사항을 알기 원하지 않기 때문에, 시청자가 시청하기위해 채널을 선택하면 제어 유닛(29)는 소정의 폴라라이제이션 선택 신호 E, 소정의 안테나 방향 신호 F, 트랜스폰더 선택 신호 M 및 채널 선택 신호 N을 출력한다. 이 기능으로 인해, 변화가 나타나지 않기 때문에, 시스템 방송자는 위성의 설정에 따라 시스템의 이들 세부 사항을 시청자가 알지 못하게 변화시킬 수 있다. 안테나를 한쪽 방향으로 향하도록 할때, 안테나가 적절한 위치로 향할때까지의 몇분이 소요되는 동안, 스크린 상에 신호가 나타나지 않는다. 그러므로 이 변화는 시청자가 알 수 있다.
스포츠 프로그래밍은 종종 영화보다 초당 더 많은 비트를 요구한다. 동시에, 지정 트랜스폰더로 채널을 할당하는 기능을 가진 시스템 제어기가 스포츠 채널과다른 프로그램의 조합을 변경하여, 능동적인 방식으로 대역폭의 효율적인 사용을 유지할 수 있으며, 이것은 시청자가 알아차리지 못한다. 실제로, 시스템은 현재의 조합이 비효율적이라고 자동적으로 판단하고 효율적인 조합으로 현재의 조합을 변경할 수 있으며, 시청자는 이 변화를 알아차리지 못한다. 방송자는 송신되는 정보의 비트에 대해 비용을 지불하기 때문에, 방송 시스템은 송신된 용량이 하나의 트랜스폰더에서 낭비되지 않고, 다른 트랜스폰더에서 제한되지 않도록 용량의 사용에 주의를 기울여야 한다. 본 발명은 자원 할당의 능동적인 변형을 허용하여, 가능한 낮게 시스템 비용을 유지한다.
이 융통성은 디지털 TV로의 상대적으로 신속한 변환을 허용한다. 예컨대, 이 시스템은 처음에 트랜스폰더당 6-10개의 디지털 채널을 제공하여, 케이블 및 TVRO를 디지털로 빠르게 변환시킨 다음, 소형 안테나 및 더 많은 위성에 적합하도록 3-4 채널로 리턴할 수 있다.
완벽한 가요성을 제공하기 위해, 본 발명의 제어 유닛(29)은 각 이용가능한 디지털 텔레비전 채널에 대한 디폴트값을 기억하기 위한 기억 장치를 포함한다. 예컨대, 제어 유닛에 기억될 수 있는 것의 예를 표 7에 나타내었다.
프로그램 채널명 위성 폴라라이제이션 트랜스폰더주파수 비트 할당
3 "네트 1" 갤럭시 I 수직 3.7 GHz 1
4 "네트 2" 갤럭시 II 수평 3.718 GHz 2
5 "네트 3" 갤럭시 III 수직 3.736 GHz 3
6 "네트 4" 파이어니어 수직 4.17 GHz 7
"네트 1", "네트 2"...는 유명한 네트워크명을 가리키는 용어이다. 또한, 2주 동안 각 30분마다, 프로그램 기술, 예컨대 "The Tale of Blue Beauty", "Mickdy Goes to a Party" 이 기억될 것이다.
처음에, 제어 유닛(29)은 시스템이 각 채널을 할당할 디폴트값으로 프로그램된다. 어댑터 모듈(11)이 먼저 턴온되면, 지정 텔레비전 채널로 조정되며, 제어 유닛(29)은 그 디폴트값 라이브러리에 기억된 채널에 대한 파라미터를 출력한다. 데이타 관리 채널(DMC)은 각 트랜스폰더 상에서 송신되기 때문에, 어댑터 모듈(11)이 어떤 신호를 수신하자마자 이 어댑터 모듈은 DMC를 수신한다. 어댑터 모듈(11)은 DMC를 수신하면 어떤 변화라도 즉시 적용되도록 그 디폴트값 라이브러리를 갱신한다. 그러므로, 시청자가 다른 채널로 리턴하거나 또는 채널 서핑을 시작하면, 채널이 그 디폴트값에서 이동하여도 모듈은 사용자에 의해 선택된 채널이 텔레비전(15)으로 출력되도록 하는데 필수적인 제어를 수행한다. 최악으로 시청자는, 어댑터 모듈이 턴온하여 수신된 현재의 DMC에 기초하여 디폴트값을 갱신하는 동안, 잠깐의 지연을 경험할 수 있다. 그러나, 텔레비전환 또한 동시에 턴온된다면, 텔레비젼 화상이 먼저 나타날때까지 어댑터 모듈은 그 디폴트값 라이브러리를 쉽게 완전히 변형할 수 있다.
어댑터 모듈에 기억된 라이브러리는 이용가능한 채널과, 현재 및 가까운 미래의 프로그래밍의 리스트를 포함한다. 이 데이타는 기억되기 때문에, 사용자는 편리할 때에 이 데이타를 리콜하고, 또한 조정할 수 있다. 예컨대, 사용자는 자신이 정기적으로 보는 채널만을 나타내는 데이타의 서브세트 생성할 수 있다. 이것에 의해 사용자는 관심 프로그램을 위해 그가 좋아하는 채널을 빠르게 스캔할 수 있다.사용자는 또한 예컨대, 스포츠, 코메디, 네트워크등과 같은 채널 타입을 나타내는 데이타의 세트를 생성하여, 이들 채널의 컨텐트를 빠르게 스캔할 수 있다. 따라서, 어댑터 모듈은 사용자가 채널의 이러한 리스트 즉 데이타 서브세트를 생성할 수 있도록 하는 사용자 변형가능한 기억 장치를 포함한다.
예컨대, 100 kb/s의 데이타율은 전체 400 채널 또는 실제 채널 상에서 30분 간격으로 약 2주간의 프로그래밍을 용이하게 조절할 수 있다. 각 30분 슬롯에 대한 2개의 문장 기술은 용이하게 포함될 수 있다. 그런 다음, 원격 제어기를 통해, 사용자는 채널의 리스트를 작성하고, 그 리스트로부터 채널을 선택 또는 선택 해제하여 예컨대, 브루스의 리스트와 같은 명칭으로 메모리에 그 최종 리스트를 기억시킬 수 있다. 사용자가 리스트를 보기를 원할때마다 그는 원격 제어기를 통해 기억된 리스트를 불러낼 수 있다. 사용자는 가장 많이 보는 순서로, 카테고리 순서로, 알파벳 순서(즉, 대중적인 명칭)로 또는 그외 다른 순서로 채널을 분류할 수 있다. 기억 장치는 RAM 또는 사용자 변경가능한 기억 장치의 형태로 제어 유닛(29)에 제공된다. 사용자의 리스트는 제어기로부터 텍스트로서 간단하게 출력되고 보여지고 있는 장면 상에 오버레이될 수 있다. 이것에 의해, 기존의 시스템에서처럼 정보가 스크롤하는 것을 대기하는 일없이 그의 선택을 빠르게 스캔할 수 있다.
디스플레이
본 발명은 어떤 모드가 작동하고 있는지 그리고 어느 채널이 사용되고 있는지에 대한 정보와 같은 간단한 정보가 사용자에게 전달되어지는 디스플레이를 제공한다. 예컨대, 아날로그 모드에서, 보여지는 채널은 현행 장치 상에 적절하게 디스플레이된다. 디지털 모드에서, 이 정보는 사용자에게 반드시 제공되어야 한다. 또한, 사용자는 수신 모드에서 장치가 현재 세팅되었는지를 알고 싶어한다.
본 발명은 시스템이 디지털 TV 모드로 작동하고 있음을 표시하기 위해 어댑터 모듈(11)의 정면(14) 상에 설치된 LED(43)를 이용한다. 다른 LED(44)는 시스템이 아날로그 TV 모드에서 작동하고 있음을 표시한다. 숫자 표시 디스플레이(46)는 어댑터 모듈에 의해 출력되고 있는 디지털 TV 채널을 표시한다. 이 디스플레이(46)는 1000 채널까지 표시할 수 있는 적어도 3개의 문자 위치를 포함한다. 추가적인 LED가 10000 채널이 표시될 수 있도록 제공될 수 있다.
IR 송수신기
본 발명은 사용자 선택을 시스템으로 송신하는 IR 원격 제어기(19)를 제공한다. IR 수신기(31)는 IR 신호 L을 수신하고, 이 신호를 전기 신호 W로 변환하며, IR 수신기(31)가 전기 신호 W를 제어 유닛(29)에 출력한다. IR 송신기는 채널을 변경시키는 사용자로부터의 코맨드를 송신하고, 사용자 지정 명칭으로 메모리에 새로운 리스트를 기억/호출하는데 사용될 수 있다.
어댑터 모듈의 기계적 설계
어댑터 모듈(11)은 단일 하우징 내에 설치된다. 도 18은 어댑터 모듈(11)을 도시하고 있다. 어댑터 모듈(11)의 후면은 실외 유닛(2)로부터의 RF 신호 D를 수신하는 동축케이블 입력부(34)를 포함한다. 또하나의 동축케이블 입력부(35)는 디코더(17)로부터의 TV 대기 신호 H를 수신하기 위해 제공된다. 제3 동축케이블 입력부(37)는 제어기(13)로부터의 제어 신호(E 및 F)를 수신하기 위해 제공된다.
동축케이블 출력부는 제어 신호(E 및 F)를 실외 유닛(2)에 출력하기 위해 제공된다. 2개의 다른 동축케이블 출력부, 즉 텔레비젼(15)에 접속하기 위한 동축케이블 출력부(38)와, IF 신호 D를 제어기(13)에 결합시키기 위한 또하나의 동축케이블 출력부가 제공된다.
어댑터 모듈의 상부에 설치된 수동 스위치(40)는, 사용자가 수동으로 아날로그 TV 모드를 디지털 TV 모드로 변환하거나 또는 바이스(vice)를 방향 전환할 수 있도록 한다. 쿨링 벤트(cooling vent)(32)는 어댑터 모듈(11)의 측면에 제공되며, 그 한쪽면만이 도 18에 도시되어 있다. 전력 플러그(33)는 종래의 아날로그 컨버터로 플러그하여 전력이 어댑터 모듈에 의해 요구될때 컨버터로부터 이동될 수 있도록 하기 위해 제공된다.
시스템 신호 리스트
시스템에서 지정된 신호는 표 8에서 그 해당되는 설명과 함께 리스트화되어 있다.
신호 설명
A. A 신호는 종래의 TVRO 안테나(1)에 의해 출력되고, 아날로그 TV RF 신호 또는 새로운 디지털 TV RF 신호중 하나이며, TVRO 안테나(1)가 지향하는 있는 G-대역 위성 상의 모든 트랜스폰더에 의해 방송된다. 이 신호는 수직 및 수평 폴라라이제이션 RF 신호를 모두 포함한다.
B. B 신호는 종래의 폴라라이제이션 선택 유닛(3)에 의해 출력되고, TVRO 안테나(1)가 지향하고 있는 C-대역 위성 상의 모든 트랜스폰더에 의해 송신되는 수직 또는 수평 폴라라이제이션 신호중 하나를 선택한다.
C. C 신호는 LNA(5)에 의해 출력되는 신호 B가 증폭된 것이다.
D. D 신호는 신호 C가 RF 신호로부터 중간 주파수로 변환된 것이다.
E. E 신호는 수직 또는 수평 폴라라이제이션 신호를 선택하기 위해 종래의 시스템으로부터 제공되는 폴라라이제이션 선택 제어 신호이며, 수직 또는 수평 폴라라이제이션 신호를 선택할 필요가 있을 경우에는 제어 유닛(29)으로부터 송신된다.
F. F 신호는 TVRO 안테나(1)를 특정 위성으로 향하게 하기 위해 종래의 시스템으로부터 제공되는 방향 제어 신호이며, TVRO 안테나(1)를 소정의 위성으로 향하게 할 필요가 있을 경우에는 디지털 수신 모드에서 제어 유닛(29)으로부터 전송된다.
G. G 신호는 제어기(13)에서 디코더(17)로 시그널링하는 신호이다.(본 발명에 속하지 않음)
H. H 신호는 텔레비전(15)을 위해 의도된, 디코더(17)로부터의 아날로그 TV 대기 신호이다.
I. I 신호는 분할기(28)로부터 NTSC 포맷으로 제공되는 아날로그 또는 디지털 TV 대기 신호이다.
J. J 신호는 동조가능한 복조기(23)로부터 복도된 비트 시퀀스이며, 특정 위성의 하나의 트랜스폰더 상에서 전송되는 완전한 비트 시퀀스를 포함한다. 이 신호는 DMC 및, 함께 통계적으로 멀티플렉싱된 2-12개의 TDM 압축 디지털 텔레비전 채널을 포함한다.
K. K 신호는 채널 선택기(25)에 의해 출력된 신호 압축 디지털 텔레비젼 채널이다.
L. L 신호는 원격 제어기(19)에 의해 출력된 IR 신호이며, 원격 제어기(29)에 대한 사용자 코맨드를 포함한다.
M. M 신호는 TVRO가 지향하고 있는 위성상의 특정 트랜스폰더를 선택하기 위해, 제어 유닛(29)에 의해 출력된 제어 신호이다.
N. N 신호는 선택된 트랜스폰더 상에서 이용가능한, 원격 제어기(19)를 통해 유저에 의해 지정된 특정 채널을 선택하기 위해 제어 유닛(29)에 의해 출력된 제어 신호이다.
O. O 신호는 텔레비전 스크린 상에 표시되는 화상에 오버레이하는, 제어 유닛(29)에 의해 출력된 텍스트 메시지이다.
P. P 신호는 제어 유닛(29)으로부터 전송된 텍스트 메시지 O에 기초하여 캡션 발생기(24)에 의해 출력된 캡션이다.
Q. Q 신호는 해독 및 FEC 유닛(27)에 의해 출력된 압축되고, 해독되고, 에러 정정된 디지털 신호이다.
R. R 신호는 채널 확장기(20)에 의해 출력된 복구된 디지털 텔레비젼 신호이다.
S. S 신호는 캡션 발생기(24)에 의해 발생된 캡션 P와 결합된 디지털 텔레비전 신호 R이다.
신호 설명
T. T 신호는 디지털 수신 모드에서 D/A 컨버터에 의해 출력된 TV 대기 신호이다.
U. U 신호는 채널 선택기(25)에 의해 제어 유닛(29)으로 출력된 데이타 관리 채널(DMC)이다. 이 DMC는 디지털 텔레비젼 방송 시스템에 의해 제공되는 모든 것에 대한 프로그래밍 정보를 포함한다. 예컨대 DMC는, 다른 트랜스폰더 또는 다른 위상 상에서 방송되고 있거나, 또는 동일한 트랜스폰더의 다른 폴라라이제이션을 이용하고 있는 채널까지 포함하여, 이용가능한 각 채널에 대한 정보를 포함한다. DMC는 모든 채널 상에서 현재 방영되는 프로그램뿐만 아니라 유저에 대해 이용가능한 모든 채널 상에서 언젠가 가까운 미래에 방영될 모든 프로그램을 또한 포함한다. DMC는 각 트랜스폰더에 대해 동일한다.
V. V 신호는 제어 유닛(29)에서 디스플레이(30)에 전송되는 디스플레이 신호이다.
W. W 신호는 원격 제어기(19)를 위해 IR 수신기(31)로부터 제어 유닛(29)에 전송되는 IR 신호 L을 전기적으로 변환한 것이다.
X. X 신호는 동축케이블 스위치의 위치를 변환시키는 제어 신호이다.
본 발명에 의해 방송 오퍼레이터는 기존의 고객에 대한 서비스를 중단하지 않으면서, 아날로그 C-대역 서비스를 디지털 서비스로 변환할 수 있다. 먼저, 새로운 디지털 서비스는 트랜스폰더마다 8-20개의 디지털 텔레비젼 채널을 채용할 수 있다. 이것에 의해, 종래의 TVRO 위성 소유자가 이들 방송을 수신할 수 있다. 소형 안테나로 전환하기 위해, 트랜스폰더당 디지털 채널의 수는 감소되어야 한다. 그러므로, 추가적인 트랜스콘더가 동일한 수의 채널을 수용하기 위해 디지털 텔레비젼으로 변환되어야 한다. DMC를 간단하게 갱신함으로써, 어댑터 모듈은 사용자가 개입하지 않고, 채널 파라미터를 변경할 수 있다. 동시에, 이러한 전환은 기존의 사용자에게 어떠한 영향도 미치지 않으며, 새로운 사용자가 소정 안테나를 이용하여 새로운 디지털 텔레비젼 방송을 수신할 수 있도록 한다. 따라서, 디지털 TV로의 신속하고 원활한 전환이 가능하다.
처음에, 디지털 텔레비젼 소비스는 몇개의 트랜스폰더만을 채용할 수 있으며, 각 트랜스폰더는 8-12개의 압축된 디지털 텔레비젼 채널 및 DMC를 반송한다. 디지털 서비스를 소형 안테나를 통해 전환시키기 위해서, 트랜스폰더당 데이타율은 감소되어야 한다. 채널이 감소되는 것을 피하기 위해 몇개의 추가적인 트랜스폰더가 디지털 서비스로 변환되어야 하는데, 이는 채널이 이동되어야 한다는 것을 의미한다. 동시에, 사용자의 수신기는 DMC의 정보에 기초하여 이들 변화를 트래킹한다. 하나의 트랜스폰더에서 다른 트랜스폰더로 채널을 전환하기 위해, 상기 채널에 대한 수신기 파라미터가 동시에 갱신되어야 한다. 그런 다음 수신기는 적절한 채널로 리턴한다. 이것에 의해, 대형 TVRO에 대해 아날로그 서비스에서 디지털 서비스로, 결국, 소형 C-대역 디지털 서비스로의 원활한 전환이 가능하다.
본 발명에 의한 가능한 이러한 용통성에 의해, 방송자는 능동적인 기본 원리에 따라, 송신되고 있는 현재의 데이타에 기초하여 시스템 자원을 조절할 수 있다. 예컨대, 방송 지상국은 각 트랜스폰더의 비트율을 자동적으로 모니터할 수 있다. 트랜스폰더 비트율이 소정의 임계치를 초과하면, 시스템은 그 보상을 위해 이용가능한 트랜스폰더중의 채널을 재할당한 다음, 이 변화를 반영하기 위해 DMC를 간단히 갱신한다. 이것에 의해, 각각의 트랜스폰더가 과부하되는 것을 방지한다. 만일 사용가능한 트랜스폰더가 더이상 없으면 시스템 오퍼레이터에게 이러한 사실이 통지되어, 추가적인 트랜스폰더가 이용가능하게 될 수 있거나 또는 채널이 다른 위성으로 재할당될 수 있도록 한다. 사용자는 안테나를 어떤 방향으로 향하게할 필요성으로 인해 채널이 하나의 위성에서 다른 위성으로 이동할때를 알 수 있게 되기 때문에, 이러한 형태의 변경은 가능한 짧은 시간에 이루어져야 한다. 그럼에도 불구하고, 시스템은 자원을 할당하는데 있어서의 완전한 융통성 및, 그 자동적인 수행 능력까지 가지고 있다.

Claims (2)

  1. 중앙 위성과 이 중앙 위성으로부터 일정한 간격으로 배치된 복수의 위성을 포함하는 위성 군집으로부터 송신된 신호를 수신하기 위한 안테나에 있어서,
    상기 중앙 위성에 인접한 상기 위성 군집 내의 적어도 2쌍의 위성에 매칭되며, 상기 적어도 2쌍의 인접한 위성으로부터의 신호가 상기 중앙 위성으로부터 송신된 신호와 간섭되는 것을 방지하는 2개의 널(null)을 구비하는 것을 특징으로 하는 안테나.
  2. 중앙 위성과 이 중앙 위성으로부터 안테나에 대하여 일정한 간격으로 배치된 복수의 위성을 갖는 위성 군집 내의 중앙 위성으로부터 신호를 수신하는 안테나에 있어서,
    (a) 중앙 반사기와;
    (b) 제1 면 반사기와;
    (c) 제2 면 반사기와;
    (d) 상기 중앙 반사기와 상기 제1 면 반사기 사이의 제1 갭과;
    (e) 상기 중앙 반사기와 상기 제2 면 반사기 사이의 제2 갭을 구비하며, 상기 제1 및 제2 갭은 수신된 에너지내에서 적어도 2개의 널을 발생시키고, 상기 2개의 널은 상기 중앙 위성에 인접한 위성 군집 내의 적어도 2쌍의 위성으로부터 송신된 신호를 억제하는 것을 특징으로 하는 안테나.
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