KR20030016751A - Signal to noise ratio estimation apparatus and method using frequency component information - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 변조 신호의 신호 대 잡음비에 관한 것으로, 특히 수신신호의 주파수 성분을 이용하여 신호 대 잡음비를 효율적으로 측정하게 한 주파수 성분 정보를 이용한 신호 대 잡음비 추정 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a signal-to-noise ratio of a modulated signal, and more particularly, to an apparatus for estimating a signal-to-noise ratio using frequency component information for efficiently measuring a signal-to-noise ratio using frequency components of a received signal.
일반적으로 신호 대 잡음비는 신호 전력과 잡음 전력의 크기의 비율로, S/N이라고도 한다. 도 1은 신호 대 잡음비가 다른 두 성상도를 보인 설명도로서, (가) 성상도가 (나) 성상도보다 높은 신호 대 잡음비를 갖음을 보여 주고 있다.In general, signal-to-noise ratio is a ratio of signal power and noise power, also called S / N. 1 is an explanatory diagram showing two constellations having different signal-to-noise ratios, and shows that (a) the constellation has a higher signal-to-noise ratio than the (b) constellation.
이하, 종래의 신호 대 잡음비를 추정하는 방법에 대해 상세히 설명하면 복조 시스템은 수신 신호의 신호 대 잡음비를 계산하여 수신한 변조 신호를 효율적으로 복조한다. 이러한 목적을 달성하기 위하여 수신 신호의 신호 대 잡음비를 측정하기 위한 여러 방법들이 사용되고 있다. 한가지 예를 들면 다음과 같다.Hereinafter, a conventional method for estimating a signal-to-noise ratio will be described in detail. The demodulation system efficiently demodulates a received modulated signal by calculating a signal-to-noise ratio of the received signal. In order to achieve this purpose, various methods for measuring the signal-to-noise ratio of a received signal have been used. One example is as follows.
수신기는 잡음이 없는 통신 채널 상에서 수신된 신호를 나타내는 신호점과 잡음이 있는 통신 채널 상에서 수신된 신호를 나타내는 잡음신호점과의 거리를 계산하여 잡음의 양을 측정함으로써 수신신호에 대한 신호 대 잡음비를 측정한다. 도 1은 이론적인 신호점, 수신 신호점 및 수신 오차를 보인 성상도로서, 여기서 수신 오차(E)는 수신 신호점(R)과 그 수신 신호점(R)에 제일 가까운 이론적인 신호점(T)과의 거리를 말한다. 수신 신호점(R)은 잡음이 많아질수록 이론적인 신호점(T)을 중심으로 넓게 분포하게 된다. 따라서, 수신 오차(E)의 분포정도를 측정하여 수신신호의 신호 대 잡음비는 계산된다. 수신 오차(E)의 계산 방법은 여러 가지가 있을 수 있으며, 그 한가지 예를 들면인 수학식을 사용하는 계산 방법이 있다. 여기서, IR, QR은 각각 수신 신호점(R)의 I, Q축값이며, IT, QT는 이론적인 신호점(T)의 I, Q축값이다.The receiver calculates the distance between a signal point representing a signal received on a noisy communication channel and a noise signal point representing a signal received on a noisy communication channel and measures the amount of noise to determine the signal to noise ratio for the received signal. Measure 1 is a constellation diagram showing a theoretical signal point, a received signal point, and a reception error, where the reception error E is the received signal point R and the theoretical signal point T closest to the received signal point R. FIG. Say). The reception signal point R is distributed more widely around the theoretical signal point T as the noise increases. Therefore, the signal to noise ratio of the received signal is calculated by measuring the distribution degree of the reception error E. There may be various methods of calculating the reception error (E). For example, There is a calculation method using a mathematical equation. Here, I R and Q R are the I and Q axis values of the reception signal point R, and I T and Q T are the I and Q axis values of the theoretical signal point T, respectively.
이 수학식은 다수의 이론적인 수신 신호점과 실제 수신 신호점 사이의 거리를 제곱한 후, 그 값을 평균한 식이다. 이와 같은 방법은 수신기가 실제 수신 신호점에 가장 가까운 이론적인 수신 신호점을 송신 신호점이라고 가정하고 신호 대 잡음비를 계산하므로, 이 신호 대 잡음비는 어느 정도의 오차를 갖고 있지만 크게 벗어나지는 않는다.This equation is the average of the squares of the distance between a number of theoretical received signal points and the actual received signal points. This method calculates the signal-to-noise ratio by assuming that the receiver receives the theoretical received signal point closest to the actual received signal point as the transmission signal point, so that the signal-to-noise ratio has some error but does not deviate significantly.
또 다른 방법으로, 프림앰블과 같이 수신기가 알고 있는 신호를 이용하는 방법이 있다. 이 방법은 정확한 신호 대 잡음비를 얻을 수 있으나 수신신호의 반송파 동기 및 심벌 동기 등이 모두 맞추어져 있어야 신호대잡음비의 추정이 가능하다는 단점이 있다.Another way is to use a signal known to the receiver, such as a primamble. This method can obtain accurate signal-to-noise ratio, but it is disadvantageous that the signal-to-noise ratio can be estimated only when both the carrier and symbol synchronization of the received signal are aligned.
그러나, 상기와 같은 종래 기술은 신호대 잡음비를 추정하기 위해서 시간축에서 수신 신호점 각각에 대해 수신오차를 계산해야 하므로, 계산량이 많아지거나 동기가 잡혀야 수행할 수 있는 문제점이 있다.However, since the reception error has to be calculated for each of the received signal points on the time axis in order to estimate the signal-to-noise ratio, there is a problem in that the calculation amount must be large or synchronized.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 감안하여 창안한 것으로 수신신호를 주파수축상의 주파수 성분을 이용하여 신호대 잡음비를 추정한 방식으로, 계산량을 줄일수 있으며, 동기가 잡히지 않은 경우에도 추정이 가능한 신호대 잡음비 추정장치 및 방법을 제공함에 그 목적이 있다.The present invention was devised in view of the above problems, and the signal-to-noise ratio can be reduced by estimating the signal-to-noise ratio using the frequency components on the frequency axis. It is an object of the present invention to provide an apparatus and method.
도 1은 신호대 잡음비가 다른 두 성상도를 보인 설명도.1 is an explanatory diagram showing two constellations having different signal-to-noise ratios.
도 2는 종래의 신호대 잡음비 추정 방법을 설명하기 위한 성상도상의 이론적인 신호점, 수신 신호점 및 수신 오차를 보인 설명도.2 is an explanatory diagram showing a theoretical signal point, a reception signal point, and a reception error in the constellation for explaining a conventional signal-to-noise ratio estimation method.
도 3은 본 발명 주파수 성분 정보를 이용한 신호대 잡음비 추정 장치를 보인 블록도.3 is a block diagram showing an apparatus for estimating a signal-to-noise ratio using the frequency component information of the present invention.
도 4는 도 3의 이론적 배경을 설명하기 위해 예시한 NRZ 데이터의 PSD를 보인 설명도.4 is an explanatory diagram showing a PSD of NRZ data illustrated to explain the theoretical background of FIG.
도 5는 도 3의 이론적 배경을 설명하기 위해 예시한 반송파 신호와 QAM 변조 신호의 PSD를 보인 설명도.FIG. 5 is an explanatory diagram showing a PSD of a carrier signal and a QAM modulated signal illustrated to explain the theoretical background of FIG. 3; FIG.
도 6은 도 3의 일실시예인 IFFT 방식을 설명하기 예시한 N 포인트 IFFT 주파수 대역 및 PSD를 보인 설명도.FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating an N point IFFT frequency band and a PSD illustrating an IFFT scheme according to an embodiment of FIG. 3; FIG.
도 7은 도 3의 잡음전력추정부를 설명하기 위해 예시한 수신 변조 신호와 잡음 신호의 PSD를 보인 설명도.FIG. 7 is an explanatory diagram showing PSDs of a received modulated signal and a noise signal exemplified for explaining the noise power estimation of FIG. 3; FIG.
도 8은 도 3의 일실시예인 협대역 필터를 사용한 장치를 설명하기 위한 PSD를 보인 설명도.FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a PSD for describing an apparatus using a narrowband filter according to an embodiment of FIG. 3. FIG.
** 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 **** Explanation of symbols for main parts of drawings **
10 : 주파수성분추정부 20 : 수신전력추정부10: Frequency component estimation 20: Receive power estimation
30 : 잡음전력추정부 40 : 신호대잡음비추정부30: Noise power estimation 40: Signal to noise estimation
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 수신신호를 입력받아 주파수 성분을 추정하여 주파수성분신호를 출력하는 주파수성분 추정부와; 상기 주파수성분신호를 입력받아 반송파 전력을 추정하여 반송파전력신호를 출력하는 수신전력추정부와; 상기 주파수성분신호를 입력받아 잡음 전력을 추정하여 잡음전력신호를 출력하는 잡음전력추정부와; 상기 반송파전력신호와 잡음전력신호를 입력받아 신호대잡음비를 추정하는 신호대잡음비추정부로 구성한 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a frequency component estimating unit configured to receive a received signal, estimate a frequency component, and output a frequency component signal; A reception power estimation unit which receives the frequency component signal and estimates carrier power and outputs a carrier power signal; A noise power estimation unit for receiving the frequency component signal and estimating a noise power to output a noise power signal; And a signal-to-noise ratio estimation unit for receiving the carrier power signal and the noise power signal to estimate the signal-to-noise ratio.
이하, 본 발명에 의한 주파수 성분 정보를 이용한 신호 대 잡음비 추정 장치를 첨부한 도 3을 참조하여 설명한다.Hereinafter, a signal-to-noise ratio estimation apparatus using frequency component information according to the present invention will be described with reference to FIG. 3.
도 3은 본 발명 주파수 성분 정보를 이용한 신호 대 잡음비 추정 장치에 대한 구성을 보인 블록도로서, 이에 도시한 바와 같이 수신신호를 입력받아 역고속푸리에 변환에 의해 주파수 성분을 추정하여 주파수성분신호를 출력하는 주파수성분 추정부(10)와; 상기 주파수성분신호를 심벌 주기로 나누어 반송파 전력을 추정하여 반송파전력신호를 출력하는 수신전력추정부(20)와; 상기 주파수성분신호에 채널대역폭을 곱해 잡음 전력을 추정하여 잡음전력신호를 출력하는 잡음전력추정부(30)와; 상기 반송파전력신호와 잡음전력신호를 입력받아 그 비율을 계산하여 신호대잡음비를 추정하는 신호대잡음비추정부(40)로 구성한 것을 특징으로 한다.3 is a block diagram illustrating a signal-to-noise ratio estimating apparatus using the frequency component information of the present invention. As shown in this figure, a frequency component is estimated by receiving an inverse fast Fourier transform and outputting a frequency component signal. A frequency component estimating unit 10; A reception power estimation unit 20 for dividing the frequency component signal into symbol periods to estimate carrier power and outputting a carrier power signal; A noise power estimation unit (30) for outputting a noise power signal by estimating noise power by multiplying the frequency component signal by a channel bandwidth; The signal-to-noise ratio estimator 40 is configured to receive the carrier power signal and the noise-power signal and calculate a ratio thereof to estimate the signal-to-noise ratio.
일반적으로 신호의 주파수 전력 밀도(PSD: Power Spectral Density, 이하PSD로 표기함)는 연속 PSD와 이산 PSD로 구성되는데 이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 (1)과 같다.Generally, the frequency power density (PSD) of a signal is composed of a continuous PSD and a discrete PSD, which are represented by Equation (1) below.
여기에서, Ws(f)는 전체 PSD이고, Wu(f)는 연속 PSD이고, Wv(f)는 이산 PSD이고, fs는 심벌 레이트이고, G1(f)은 심벌 g1(t)의 푸리에 변환이고, G2(f)는 심벌 g2(t)의 푸리에 변환이고, m은 정수이고, p는 심벌 g1(t)이 발생할 확률이고, (1-p)는 심벌 g2(t)가 발생할 확률이다.Where W s (f) is the full PSD, W u (f) is the continuous PSD, W v (f) is the discrete PSD, f s is the symbol rate, and G 1 (f) is the symbol g 1 ( is the Fourier transform of t), G 2 (f) is the Fourier transform of symbol g 2 (t), m is an integer, p is the probability that symbol g 1 (t) occurs, and (1-p) is symbol g The probability of 2 (t) occurring.
심벌 g1(t)은 Ts라는 시간동안 크기가 A이고 나머지 영역은 0이며, 심벌 g2(t)는 Ts라는 시간동안 크기가 -A이고 나머지 영역은 0이다. 이 두 심벌을 푸리에 변환하면 심벌 g1(t)은이고, 심벌 g2(t)는 G2(f)=-G1(f)이다.The symbol g 1 (t) is size A during the time T s and the remaining area is 0. The symbol g 2 (t) is size A -A and the remaining area is 0 during the time T s . Fourier transforming these two symbols gives the symbol g 1 (t) And symbol g 2 (t) is G 2 (f) = − G 1 (f).
NRZ 데이터는 두 심벌로 이루어지는데 제1심벌은 Ts라는 시간동안 크기가 A이고 나머지 영역은 0이며, 제2심벌은 Ts라는 시간동안 크기가 -A이고 나머지 영역은 0이다. 또한 송신 데이터 가운데 0과 1이 발생할 확률이 같다고 한다면 p=1-p=0.5가 된다. 이 관계식을 수학식 1에 대입하면이 되며 이를 도시하면 도 4와 같다.The NRZ data consists of two symbols. The first symbol is size A during the time T s and the remaining area is 0. The second symbol is size A during the time T s and the remaining area is 0. In addition, if the probability of occurrence of 0 and 1 in the transmission data is the same, p = 1-p = 0.5. Substituting this relation into Equation 1 This is illustrated in FIG. 4.
상기 NRZ(Non-Return-to-Zero) 데이터를 변조한 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 신호의 푸리에 변환은 NRZ 데이터의 푸리에 변환을 반송파주파수(fs) 중심으로 주파수 천이 하면 된다.The Fourier transform of the Quadrature Amplitude Modulation (QAM) signal modulated with the Non-Return-to-Zero (NRZ) data may be performed by performing a frequency shift on the Fourier transform of the NRZ data around the carrier frequency f s .
만약 송신 데이터 중 0 또는 1이 발생할 확률(p)이 0이고, 크기가 A인 신호에 대한 최대주파수 전력밀도값은 A2이며 이 값이 바로 반송파 전력밀도값임을 알 수 있다. 또한, QAM 신호의 반송주파수에서 주파수 전력밀도값은 2A2Ts임도 알 수 있다. 이 반송파와 QAM 신호의 PSD를 도시하면 도 5와 같다.If the probability (p) of 0 or 1 of the transmission data is 0, the maximum frequency power density value for the signal of size A is A 2 and this value is the carrier power density value. In addition, it can be seen that the frequency power density value is 2A 2 T s at the carrier frequency of the QAM signal. 5 shows the PSD of the carrier and the QAM signal.
지금까지 설명한 이론적 배경을 구현한 본 발명 주파수 성분 정보를 이용한 신호 대 잡음비 추정 장치의 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다.The operation of the signal-to-noise ratio estimation apparatus using the frequency component information of the present invention, which has implemented the theoretical background described so far, is described in detail as follows.
주파수성분추정부(10)는 수신 신호를 입력받아 IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation) 방식을 사용하여 이 수신 신호를 계산하고 주파수성분신호를 출력한다.The frequency component estimator 10 receives the received signal and calculates the received signal using an Inverse Fast Fourier Transformation (IFFT) method and outputs the frequency component signal.
이 때, 수신 신호의 주파수 성분을 추출하는 방법에는 여러 가지가 있을 수 있으며, 복조기능과의 연계를 고려하여 가장 간단한 방식이 사용된다. IFFT를 이용할 경우 IFFT 포인트 수는 하드웨어 규모 및 목표 성능에 따라 적당한 값이 사용된다. IFFT 출력의 주파수 성분신호는 도 6에 도시된 바와 같이, 각각의 점선과 실선이 만나는 점의 값으로 불연속적이며 변조신호의 주파수 영역뿐만 아니라 양측에 잡음의 주파수 영역의 값도 포함한다.In this case, there may be various methods of extracting frequency components of the received signal, and the simplest method is used in consideration of the linkage with the demodulation function. When using IFFT, the number of IFFT points is appropriate, depending on hardware size and target performance. As shown in FIG. 6, the frequency component signal of the IFFT output is discontinuous at the point where each dotted line and the solid line meet each other, and includes not only the frequency domain of the modulation signal but also the frequency domain of noise on both sides.
수신전력추정부(20)는 상기 주파수성분신호를 입력받아 반송파 주파수에서의 수신신호 전력을 구한 후, 이 값을 심벌 주기와 연산하여 반송파전력신호를 출력한다. 이 연산에 사용되는 식은 C=Cmod/(2Ts)이고, 여기서, Cmod는 반송파 주파수에서의 수신 신호 전력이며, Ts는 심벌 주기이다.The reception power estimation unit 20 receives the frequency component signal, obtains the reception signal power at the carrier frequency, and then calculates this value with a symbol period to output the carrier power signal. The equation used for this operation is C = Cmod / (2Ts), where Cmod is the received signal power at the carrier frequency and Ts is the symbol period.
이때, IFFT 포인트 수가 커짐에 따라 포인트 사이의 주파수 차이가 작아지면 반송파 주파수 성분과 그 앞뒤 주파수 성분을 이용하여 더 정확하게 반송파 주파수에서의 수신신호 PSD 및 전력이 구해진다.At this time, as the number of IFFT points increases, the frequency difference between the points decreases, so that the received signal PSD and the power at the carrier frequency can be obtained more accurately using the carrier frequency component and the front and rear frequency components.
잡음전력추정부(30)는 상기 주파수성분신호를 입력받아 잡음레벌을 구한 후, 이 값을 대역폭과 연산하여 잡음전력신호를 출력한다. 이 연산에 사용되는 식은 N=N0×BW이며, 여기서 N0은 잡음전력밀도이고 BW는 채널대역폭이다.The noise power estimation unit 30 receives the frequency component signal, calculates a noise level, and calculates this value with a bandwidth to output a noise power signal. The equation used for this operation is N = N 0 × BW, where N 0 is the noise power density and BW is the channel bandwidth.
이때, 잡음의 PSD를 구할 수 있는 정보를 여러 신호점으로부터 얻어 이들의 평균을 구하면 보다 정확한 잡음 PSD가 구해진다.At this time, if the information for obtaining the noise PSD is obtained from several signal points and their average is obtained, a more accurate noise PSD is obtained.
도 7은 수신 변조 신호와 잡음 신호의 PSD를 보인 설명도로서, 통신 채널의 잡음 특성이 가산 백색 가우시안 잡음이라고 할 때, 수신 변조 신호와 잡음 신호의 PSD를 보여주고 있다.FIG. 7 is an explanatory diagram showing PSDs of a received modulated signal and a noise signal. FIG. 7 illustrates PSDs of the received modulated signal and the noise signal when the noise characteristic of the communication channel is added white Gaussian noise.
신호대잡음비추정부(40)는 상기 반송파전력신호와 잡음전력신호를 입력받아 연산하여 신호대잡음신호를 출력한다.The signal-to-noise ratio estimation unit 40 receives the carrier power signal and the noise power signal and calculates the signal-to-noise signal.
이때, 수학식을 이용하여 수신신호의 신호 대 잡음비를 추정한다. 여기서, C는 반송파 전력이고, N은 수신 잡음 전력이고, Cmod는 반송파주파수에서의 수신신호 전력이고, Ts는 심벌 주기이고, N0는 잡음전력밀도이고, BW는 채널대역폭이고, Es는 심벌 에너지이고, Eb는 비트 에너지이다.At this time, the equation We estimate the signal-to-noise ratio of the received signal using. Where C is the carrier power, N is the received noise power, C mod is the received signal power at the carrier frequency, Ts is the symbol period, N 0 is the noise power density, BW is the channel bandwidth, and Es is the symbol energy. And Eb is the bit energy.
수신신호에는 언제나 잡음이 있으며, 특히 페이딩이 있을 때에는 신호전력의 변화가 심하다. 따라서 한 FFT블록을 이용하여 수신신호의 신호 대 잡음비를 추정하는 것은 오차가 클 수 있다. 따라서 위와 같은 작업을 여러 FFT(Fast Fourier Transformation) 블록에 대하여 수행하여 평균함으로써 보다 신뢰할 수 있는 변조신호의 신호 대 잡음비가 구해진다.There is always noise in the received signal, especially when there is fading, the signal power changes significantly. Therefore, estimating the signal-to-noise ratio of the received signal using one FFT block may have a large error. Therefore, the above operation is performed for several Fast Fourier Transformation (FFT) blocks and averaged to obtain a more reliable signal-to-noise ratio of the modulated signal.
이 방식을 구현하기 위해서는 수신신호를 IFFT하여야 하는 부담이 있다는 단점이 있다. 그러나, FDE(Frequency Domain Equalization)나 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)과 같이 복조기에 FFT 블록이 필요한 경우에는 추가부담 없이 구현할 수 있다는 장점이 있다. FFT와 IFFT는 기본적으로 같은 블록이므로 계수 조정만 해주면 서로 바꾸어 쓸 수 있다.In order to implement this method, there is a disadvantage that IFFT the received signal. However, when an FFT block is required in a demodulator such as frequency domain equalization (FDE) or orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), it can be implemented without additional burden. FFT and IFFT are basically the same block, so they can be used interchangeably just by adjusting the coefficients.
또 다른 일실시예로, 주파수 성분을 추정하기 위하여 IFFT를 이용하는 방식 대신에 원하는 대역에 맞는 필터를 이용하는 방식이 있다. 도 8은 협대역 필터를 이용한 PSD 추정표를 보인 설명도로서, 이 방식은 협대역 필터를 이용하여 원하는 주파수 성분을 추출하는 과정을 보여주고 있다. 이를 상세히 설명하면 수신 신호의F1 주파수 성분은 F1 주파수 성분만을 통과시키는 협대역 필터를 사용하여 얻어지고, F2 주파수 성분은 F2 주파수 성분만을 통과시키는 협대역 필터를 사용하여 얻어진다.In another embodiment, there is a method of using a filter for a desired band instead of using an IFFT to estimate a frequency component. 8 is an explanatory diagram showing a PSD estimation table using a narrowband filter, and shows a process of extracting a desired frequency component using a narrowband filter. In detail, the F1 frequency component of the received signal is obtained using a narrowband filter passing only the F1 frequency component, and the F2 frequency component is obtained using a narrowband filter passing only the F2 frequency component.
나머지 동작은 IFFT를 사용한 경우와 같은 방식으로 처리하면 된다.The rest of the operation is handled in the same way as with IFFT.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 변조된 수신 신호의 신호 대 잡음비를 수신신호의 주파수 성분을 이용하여 추정함으로써, 복조기의 동작을 보다 효율적으로 하는 효과가 있다.As described in detail above, the present invention has an effect of more efficiently operating the demodulator by estimating the signal-to-noise ratio of the modulated received signal using the frequency component of the received signal.
또한, 특히 FDE나 OFDM과 같이 복조에 FFT블록이 필요한 변조방식에서는 신호 대 잡음비를 구하는 장치를 추가적인 부담 없이 구현이 가능한 효과가 있다.In addition, especially in a modulation scheme requiring an FFT block for demodulation such as FDE or OFDM, an apparatus for obtaining a signal-to-noise ratio may be implemented without additional burden.
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