KR20000074722A

KR20000074722A - Ｃｄｍａ 통신시스템의 코드동기 취득방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR20000074722A
Application number: KR1019990018854A
Authority: KR
Inventors: 전지용; 박형운
Original assignee: 윤종용; 삼성전자 주식회사
Priority date: 1999-05-25
Filing date: 1999-05-25
Publication date: 2000-12-15
Also published as: CN1275844A; JP2001007734A; EP1158687B1; DE60036461D1; DE60036461T2; US6798758B1; KR100513710B1; CN1168241C; JP4350271B2; EP1158687A2; EP1158687A3

Abstract

본 발명은 CDMA 신호를 수신하는 수신시스템에서, 초기코드동기를 취득하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명에 의한 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법의 일실시예는 N개의 PN코드 주기 동안에는 홀드 상태를 유지함으로써 입력되는 복소 디지털 신호와의 상대적인 코드위상을 N개 변경시키고, 그 다음 K개의 PN코드 주기 동안에는 매주기마다 입력되는 복소 디지털 신호에 대응하여 쉬프트되면서 생성되는 N개의 병렬 복소확산코드를 생성한다. 이와 같이 생성된 N개의 병렬 복소확산코드와 입력되는 샘플링된 복소 디지탈 신호와의 상관관계를 각 성분별로 K개 누적하고, 그 누적된 결과에 대하여 각 성분별의 에너지값들을 병렬적으로 구한다. 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값과 평균에너지값의 비율값을 구하고, 그 비율을 소정의 판정임계값과 비교하여, 비율값이 판정임계값보다 크거나 같으면 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상이라 판정해서 코드동기취득과정을 종료하고, 비율값이 상기 판정임계값보다 작으면 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바르지 않은 코드위상이라 판정한다.

본 발명에 의하면, 무선이동채널에서 채널 왜곡에 의해 초래되는 CDMA 수신신호에 포함된 왜곡의 영향을 거의 받지 않고 안정되게 코드위상의 동기여부를 판정할 수 있는 효과가 있다.

Description

ＣＤＭＡ 통신시스템의 코드동기 취득방법 및 그 장치{Method and apparatus for performing code acquisition in CDMA communications system}

본 발명은 부호 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access : 이하에서 CDMA라 한다) 변조방식을 사용하는 전송시스템에 관한 것으로서, 특히 CDMA 전송시스템의 수신기에서 확산코드의 동기를 맞추는 과정 중 초기 동기 취득 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

CDMA는 전송할 정보비트를 확산코드로 변조하여 전송채널을 만드는 통신 방식으로서, 여러 개의 확산코드를 사용하여 동시에 여러개의 전송채널을 만드는 대역확산 디지탈 통신 방식이다. 확산코드는 데이터 비트율(data bit rate)보다 훨신 높은 칩율(chip rate)로 동작하여 전송신호를 대역확산하는 코드이다. 확산코드의 자기상관(auto correlation)특성과 상호상관(cross correlation)특성을 이용하여 여러 채널신호를 다중화할 수 있는데, 이는 일반적으로 {+1,-1} 값을 가지면서 상호 직교(orthogonal)하거나 준직교(quasi-orthogonal)한 성질을 갖는 의사 잡음(Pseudo Noise : 이하에서 PN이라 한다) 코드를 확산코드로서 사용하기 때문이다.

CDMA에서 PN 코드 동기의 주요 기능은 수신 신호를 복조하기 위해서 수신신호를 역확산하는 것이다. 수신신호는 본질적으로 2가지 종류의 디지털 신호로 구성되어 있다. 첫째 신호는 부호화된 음성신호와 같은 정보신호이다. 두 번째 신호는 PN코드발생기에 의해서 발생된 PN 코드로서 정보신호보다 훨씬 높은 비트율(bit rate)을 갖고 있다.

수신단에서는 반송파(carrier) 복조 후에, 국부 PN 발생기에 의해서 발생하는 PN 코드를 사용하여 역확산하고, 이 PN 코드와 수신신호에 포함된 PN 코드 성분과의 동기를 맞추는 과정을 수행한다. 그래서, 수신신호로부터 PN 코드 성분을 제거하고, PN 코드 성분이 제거된 수신신호를 심볼 주기동안 적분함으로써 원래의 정보신호를 이상적으로 얻을 수 있게 된다.

코드동기 과정은 대개 다음과 같은 2단계로 수행된다. 첫째 단계는, 코드동기 취득단계라고 하며, 수신신호에 포함된 PN 코드 위상과 국부적으로 발생하는 PN 코드 위상을 1 코드 칩 주기 이내로 정렬하는 것이다. 두번째 단계는, 코드위상 추적단계라고 하며, 위상 동기 루프(Phase Locked Loop : 이하에서 PLL이라 한다)를 사용하여 계속적으로 2개 PN 코드 위상을 정확한 위치에 정렬하는 것이다.

본 발명은 상기 2단계 중에서 초기 코드동기 취득 과정에 초점을 둔 것이다. 초기 코드동기 취득은 CDMA 시스템에서 가장 중요한 과정 중의 하나이다. 초기 코드동기 취득의 중요성 때문에, 최근까지 여러 형태의 탐색 방식과 판정 방식을 사용한 초기 코드동기 취득을 위한 방식들이 제안되어 오고 있다. 제안되는 초기 코드동기 취득방식들은 탐색 방식에 따라 크게 다음과 같은 두가지로 분류될 수 있다.

첫째는, 병렬 탐색(Parallel Search)방식이다. 이는 수신신호와 국부적으로 발생되는 PN 코드의 모든 가능한 코드 위상들을 동시에 병렬로 상관을 취하여 각 코드위상에 대한 동기여부를 병렬로 판정하는 방식으로서, 코드동기 취득시간을 줄일 수 있다는 장점이 있는 반면에 하드웨어가 복잡해지는 단점이 있다.

둘째는, 직렬 탐색(Serial Search)방식이다. 이 방식은, 먼저 수신신호와 국부적으로 발생되는 PN 코드를 상관을 취해서 구한 상관값을 특정 임계값과 비교하여 두 신호가 동기가 맞았는지를 판정한다. 만약 동기가 맞는다고 판정되면 코드동기 추적과정이 시작되고, 동기가 맞지 않는다고 판정되면 내부 발생되는 PN 코드 위상을 바꾸어서 상기의 과정을 재수행한다. 이와 같이 동기가 맞을 때까지 발생 가능한 모든 PN 코드 위상에 대해서 탐색을 수행한다. 하드웨어면에서는 상대적으로 상기 병렬 탐색방식에 비해 간단하지만 동기 취득시간이 길어지는 단점이 있다.

코드동기취득과정의 취득시간과 찾은 동기의 정확도는 CDMA 수신기의 성능을 제한하는 주요 요인이 된다. 일반적으로 초기 코드동기취득과정은 CDMA 시스템에서 수행해야할 과정들 중에서 가장 어려운 과정들 중 하나인데, 그 원인은 낮은 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio : 이하에서 SNR라 한다), 도플러(Doppler) 영향, 그리고 페이딩(fading) 환경 등과 같은 열악한 채널환경 때문이다. 이와 같은 왜곡 요소들 중에서 본 발명에서 주로 관심을 갖는 것은 도플러 영향에 의한 채널 변화이다.

무선 이동채널 환경에서, 수신기가 이동하거나 주변의 사물이 상대적으로 이동할 때 발생하는 도플러(Doppler) 영향은 시간에 따라 채널 전력 및 채널 위상의 변화를 초래하며, 그 변화량은 이동체의 속도에 비례하게 된다. 채널 전력 변화에 의해 수신신호의 크기가 변하게 되면, 수신신호와 국부 PN 코드와의 상관에너지값이 달라지게 된다.

따라서, 기존과 같이 직렬 탐색방식을 사용하는 경우는 각 국부 PN 코드 위상을 탐색할 때마다 수신신호의 크기가 다르므로 동일한 환경에서 코드 위상을 탐색할 수 없다. 만약, 지금 탐색하고 있는 국부 PN 코드 위상이 정확한 코드 위상이라고 가정하면, 상관에너지값은 그 전의 국부 PN 코드 위상에 대한 상관에너지값에 비해서 상당히 클 것이다(이론적으로는 processing gain 배 만큼 크다).

그러나, 채널 전력 변화로 인해 현재의 채널 전력이 그 전의 채널 전력에 비해 상당히 작다면, 현재 탐색하는 코드위상이 정확한 코드위상이라고 해도 수신신호의 크기가 워낙 작아서 상관에너지값도 매우 작게 된다. 최악의 경우를 고려하면, 그전의 정확하지 않은 코드위상의 상관에너지와 거의 같거나 오히려 작은 경우도 발생할 수 있다.

이와 같은 상황에서는 고정형 임계값(Fixed Threshold)을 사용하여 코드동기 여부를 판정하는 경우는 말할 필요도 없고, 적응형 임계값(Adaptive Threshold)을 사용한다고 해도 올바르게 코드동기를 취득하기가 매우 어렵게 된다. 적응형 임계값을 사용한 코드동기취득 방식은 채널 전력 변화를 계속적으로 계산하면서 그 때마다 판정 임계값을 적응적으로 구해가는 방식이지만, 채널 전력 변화를 계산하는 속도면에서 실시간적으로 처리하기 곤란하기 때문에, 적응적으로 구한 임계값을 적절한 시간에 적용하여 판정하기 어렵다. 또한, 좀 더 실제적으로 현 무선이동채널 환경과 같이 SNR이 매우 나쁜 상황에서는 채널 전력 변화를 제대로 구하기가 어렵기 때문에, 적응적으로 구한 판정 임계값도 제대로 구한 값으로 보기 어렵다.

고정형 임계값을 사용하는 기존 직렬 탐색방식의 예는, 미국특허번호 5,644,591, 등록일자는 1997.07.01, 출원인은 Qualcomm사, 그리고 제목은 “Method And Apparatus For Performing Search Acquisition In a CDMA Communications System"이다. 그리고, 적응형 임계값을 사용한 기존 직렬 탐색방식의 예는, 미국특허번호 5,642,377, 등록일자는 1997.06.24, 출원인은 Nokia Mobile Phones사, 그리고 제목은 “Serial Search Acquisition System With Adaptive Threshold and Optimal Decision for Spread Spectrum Systems"이다.

상기 기존의 직렬 탐색방식에서 발생하는 문제점들은 기존의 병렬 탐색방식을 사용하는 경우에도 마찬가지로 발생한다. 즉, 기존의 병렬 탐색방식은 여러 개의 코드위상에 대한 상관에너지를 동시에 구한다는 것 이외에 판정 방법은 직렬 탐색방식과 동일하기 때문에, 상기 채널 전력 변화로 인한 문제점을 해결하기 어렵다.

본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위하여 창작된 것으로서, 무선이동채널을 전송매체로 하고 CDMA 방식에 의한 신호를 수신하는 수신장치에서, 확산코드의 동기를 맞추는 과정 중 초기 동기코드 취득과정에서 CDMA 수신신호에 포함된 왜곡의 영향을 받지 않고, CDMA 수신신호의 전력변화에 의해 발생하는 오류 검출(false alarm) 확률 및 잘못된 탐지(miss detect) 확률을 대폭적으로 줄임으로써 안정되고, 전체적으로 초기 코드동기 취득시간을 줄일 수 있는 CDMA 전송시스템의 초기 동기코드 취득방법 및 그 장치를 제공함을 목적으로 한다.

도 1은 본 발명의 전체 구성도이다.

도 2는 적응비율 판정기의 상세구성을 예시한 것이다.

도 3은 최대신호 검출기의 상세구성을 예시한 것이다.

도 4는 PN코드발생 제어기의 구성을 예시한 것이다.

도 5는 병렬 복소PN코드 발생기의 상세구성을 예시한 것이다.

도 6은 제어신호의 타이밍도이다.

도 7a 내지 도 7d는 본 발명의 효과를 종래의 탐색 방식과 비교한 것이다.

도 8a 및 도 8b는 본 발명의 성능을 검증하기 위한 컴퓨터 시뮬레이션의 결과를 도시한 것이다.

상기의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 방법의 일실시예는 (a) 샘플링된 복소 디지탈 신호와 상기 수신기 내부에서 생성된 N개의 병렬 복소 확산코드와의 상관관계를 구하기 위해 N개의 병렬 복소 상관을 수행하는 단계; (b) N개의 병렬 복소 상관의 결과에 대하여, 각 성분별로 연속적으로 생성된 K개의 병렬 복소 상관 결과값들을 병렬적으로 누적하는 단계; (c) K개의 병렬 복소 상관 결과값들이 누적된 결과에 대하여, 각 성분별의 에너지값들을 병렬적으로 구하는 단계; 및 (d) 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값과 평균에너지값의 비율값을 구하고, 그 비율을 소정의 판정임계값과 비교하여, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 크거나 같으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상이라 판정해서 코드동기취득과정을 종료하고, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 작으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바르지 않은 코드위상이라 판정하는 단계;를 포함함을 특징으로 한다.

상기의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 방법의 다른 실시예는 (e) 상기 (d) 단계에서 상기 N개의 병렬 복소확산코드의 코드위상 내에 올바른 코드 위상이 없다고 판정하였을 때, 상기 N개의 병렬 복소확산코드 다음의 N개의 코드위상을 갖는 N개의 병렬 복소확산코드를 발생하여 상기 (a) 단계 이하를 반복하는 단계;를 더 포함함을 특징으로 한다.

상기의 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 장치의 일실시예는 샘플링된 복소 디지탈 신호와 상기 수신기 내부에서 생성된 N개의 병렬 복소 확산코드와의 상관관계를 구하기 위해 N개의 병렬 복소 상관결과값을 생성하는 병렬복소상관기; N개의 각 성분별로, 연속적으로 생성된 K개의 병렬 복소 상관 결과값들을 병렬적으로 누적하는 병렬복소누적기; N개의 각 성분별로, K개가 누적된 병렬 복소 상관 결과값들의 에너지값들을 병렬적으로 구하는 병렬에너지검출기; 및 N개의 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값과 평균에너지값의 비율값을 구하고, 그 비율을 소정의 판정임계값과 비교하여, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 크거나 같으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상이라 판정해서 검색종료신호를 생성하는 적응비율판정기;를 포함함을 특징으로 한다.

상기의 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 장치의 다른 실시예에서 상기 적응비율판정기는 상기 N개의 병렬 복소확산코드의 코드위상 내에 올바른 코드 위상이 없다고 판정하였을 때 검색제어신호를 생성하고, 상기 검색제어신호의 제어에 의해 연속적인 N개의 PN코드 주기와 연속적인 K개의 PN코드 주기마다 각각 쉬프트 인에이블 또는 홀드 인에이블 상태를 나타내는 PN코드제어신호를 생성하는 PN코드발생제어기; 및 상기 PN코드제어신호에 의해 상기 N개의 병렬 복소확산코드를 발생하는 병렬복소PN코드발생기;를 더 포함함을 특징으로 한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

도 1에 의하면, 본 발명에 의한 CDMA 수신장치에서의 코드위상취득 장치의 일실시예는 병렬복소상관기(11), 병렬복소누적기(12), 병렬에너지검출기(13), 적응비율판정기(14), PN코드발생제어기(16) 및 병렬복소PN코드발생기(17)을 포함하여 구성된다.

병렬복소상관기(11)는 입력되는 d_k데이터 샘플신호(101)와 내부에서 발생되는 N개의 병렬 복소PN코드인 c_k벡터신호(105)와의 복소 상관(complex correlation)을 N개 병렬로 수행한다.

병렬복소누적기(12)는 병렬복소상관기(11)의 출력인 r_k벡터신호(102)의 각 성분별로 K개의 연속하는 샘플들을 누적한다.

병렬에너지검출기(13)는 복소신호인 병렬복소누적기(12)의 출력 s_k벡터신호(103)에 대하여 각 복소성분별로 에너지를 구한다.

적응비율판정기(14)는 병렬에너지검출기(13)의 출력인 e_k벡터신호(104)와 판정임계값 V_TH(111)을 입력으로 하고, e_k벡터신호(104)의 통계적 특성을 이용해서 코드동기 여부를 판정한다.

PN코드발생제어기(16)는 적응비율판정기(14)의 출력신호들 중 SEARCH_FLAG신호(107)를 이용해서 병렬복소PN코드발생기(17)의 동작을 제어한다.

병렬복소PN코드발생기(17)는 PN코드발생제어기(16)의 출력신호인 PN_CNTL신호(108)의 제어에 따라, N개의 코드위상을 갖는 병렬 복소PN코드인 c_k벡터신호(105)를 발생한다.

도 2에 의하면, 도 1에 도시된 본 발명에 의한 CDMA 수신장치에서의 코드위상취득 장치의 일실시예의 구성요소들 중 적응비율판정기(14)는 최대신호검출기(21), 가산기(22), 감산기(23), 제1제산기(24), 제2제산기(25), 판정기(26) 및 판정상태타이밍발생부(27)를 구비하여 이루어진다.

최대신호검출기(21)는 도 1의 상관에너지값인 e_k벡터신호(104)의 N개의 각 에너지 성분들 중에서 가장 큰 최대에너지값(E_max)을 검출한다.

가산기(22)는 e_k벡터신호(104)의 N개의 각 에너지 성분들을 모두 가산한다.

감산기(23)는 가산기(22)의 출력신호인 E_sum(202)에서 최대신호검출기(21)의 출력신호인 E_max(201)를 감산하고, 제1제산기(24)는 감산기(23)의 출력신호를(203) (N-1)로 나누어 평균에너지값인 E_mean(204)를 생성한다.

제2제산기(25)는 최대신호검출기(21)의 출력신호인 E_max(201)를 제1제산기(24) 출력인 E_mean(204)으로 나눈다.

판정기(26)는 제2제산기(25)의 출력이 소정의 판정임계값 V_TH(111)보다 큰지 작은지를 판정한다.

판정상태타이밍발생부(27)는 판정기(26)의 출력인 판정값(206)으로부터 SEARCH_FLAG신호(107), SEARCH_DONE신호(110)를 생성한다.

도 4에 의하면, 도 1에 도시된 본 발명에 의한 CDMA 수신장치에서의 코드위상취득 장치의 일실시예의 구성요소들 중 PN코드발생제어기(16)는 SEARCH_FLAG신호(107)에 의해 리셋(reset)되는 카운터(41), 카운터(41)의 출력값이 (N-1)과 일치하는지를 비교하여 그 결과를 PN_CNTL신호(108)로 출력하는 비교기(42) 및 PN_CNTL신호(108)를 반전시켜 카운터(41)의 카운드 홀드(count hold) 동작 제어를 위한 제어신호를 출력하는 인버터(43)를 구비하여 이루어진다.

이하에서, 본 발명의 동작원리를 첨부 도면을 중심으로 상세히 설명한다.

도 1에 의하면, 입력되는 d_k신호(101)는 CDMA 수신신호로서, 안테나를 통하여 수신되고 IF(Intermediate Frequency)신호로 다운 컨버젼(down-conversion)된 후, 다시 기저대역신호로 복조되어 아날로그/디지털변환기(A/D converter:도면에는 도시되지 않음)에 의해 샘플링된 신호로서, I성분(In Phase)과 Q성분(Quadrature Phase)이 있는 복소신호이다. 즉,

와 같이 된다. d_k신호(101)는 CDMA 전송시스템에서 무선이동채널을 거친 신호이며, 무선이동채널은 복소채널로서 아래와 같이 모델링된다.

여기서, A(t)는 시간에 따라 변하는 채널 크기를 나타내며, 그 변화 분포는 레일리(Rayleigh) 분포를 갖는다. q는 복소 채널의 위상성분으로서(0,2π) 범위에서 균등(Uniform) 분포를 갖는다.

d_k신호(101)는 병렬복소상관기(11)로 입력된다. 병렬복소상관기(11)의 또 다른 입력신호는 병렬복소PN코드발생기(17)로부터 출력되는 국부발생 복소PN 코드벡터 c_k(105)이다. 국부발생 복소PN 코드벡터 c_k(105)는 아래과 같이 N개의 복소PN 코드로 구성된 벡터신호이다.

수학식 3에서 T는 벡터 전치(vector transpose)를 나타낸다. 여기서, 각 성분은 켤레복소신호(Complex Conjugate)이다. 즉,

와 같다. 병렬복소상관기(11)는 d_k신호(101)와 c_k벡터신호(105)의 각각의 성분과의 복소 상관(complex correlation)을 병렬로 수행하여, 그 결과를 r_k벡터신호(102)로 출력한다. 즉,

와 같다. 여기서, r_k벡터신호(102)는 N개의 성분으로 구성되어 있으며 각각의 성분은 복소신호로서, d_k신호(101)와 c_k벡터신호(105)의 각 성분과의 복소 상관(complex correlation) 결과이다. 즉,

와 같이 된다.

r_k벡터신호(102)는 병렬복소누적기(12)로 입력되어 각 성분마다 별도로, 그리고 I성분과 Q성분이 별도로 각각의 누적기에서 K개 샘플들만큼 누적되어, s_k벡터신호(103)로 출력된다. s_k벡터신호(103)은 N개의 성분으로 구성되어 있으며, 각각의 성분은 복소신호이다. 이 관계는 아래 수학식과 같다.

병렬에너지검출기(13)는 병렬복소누적기(12)의 출력신호인 s_k벡터신호(103)을 입력으로 하여, 각 성분의 에너지를 병렬로 계산하여 e_k벡터신호(104)로 출력한다. e_k벡터신호(104)는 N개의 성분으로 구성되어 있으며, 각 성분은 s_k벡터신호(103)의 각 성분의 에너지값이며 실수이다. 이 관계는 아래 수학식과 같다.

적응비율판정기(14)의 내부 동작은 다음과 같다. e_k벡터신호(104)를 입력으로 하여 N개의 에너지 성분들 중에서 최대 에너지값 E_max를 구하고, 최대 에너지값을 제외한 나머지 (N-1)개 성분들의 평균값 E_mean을 구한다. 그 다음, 그 두 값의 비율과 또 다른 입력신호인 판정임계값 V_TH(111)와 비교함으로써 최대 에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상인지를 판정하여 SEARCH_FLAG신호(107)과 MAX_PHASE신호(106)를 출력한다. 여기에서 사용되는 클럭신호는 그 주기가 하나의 PN코드 칩(chip)과 같은 CHIP_CLK신호(도면에는 도시되지 않음)이다. MAX_PHASE신호(109)는 현재의 e_k벡터신호(104)에서 구한 최대 에너지값에 해당하는 코드위상이다. 그리고, SEARCH_FLAG신호(107)는 현재의 e_k벡터신호(104)에서 구한 최대에너지값 E_max가 판정 임계값 V_TH(111)보다 크면 1이 되고, 작으면 0이 되는 신호로서, PN코드발생제어기(16)로 입력된다. 또 하나의 출력신호인 SEARCH_DONE신호(110)는 코드동기 취득과정에서 올바른 코드위상을 찾았을 때 코드동기 취득과정이 완료되었음을 나타내는 상태신호로서, 올바른 코드위상을 찾으면 1이 되고 그렇지 않으면 0이 되는 신호이다.

PN코드발생제어기(16)는 입력되는 SEARCH_FLAG신호(107)의 값에 따라 PN_CNTL신호(108)를 출력하여 병렬PN코드발생기(17)의 동작을 제어한다. PN코드발생제어기(16)는 N개의 코드위상에 대한 코드동기 탐색을 완료한 후 올바른 코드위상을 찾지 못했을 때, 연속하는 다음 N개의 코드위상들을 병렬복소PN코드발생기(17)에서 효과적으로 발생시키기 위한 것이다. 현재의 N개의 코드위상들을 다음과 같이

라 했을 때, 그 다음 N개의 코드위상은,

와 같이 된다. 따라서, 현재의 N개의 코드위상에 대한 동기탐색이 완료된 후, PN코드발생제어기(16)는 N개의 PN코드주기 동안 병렬복소PN코드발생기(17)의 동작을 홀드(hold)함으로써 그 다음 N개의 위상들을 갖는 복소 PN코드를 발생할 수 있도록 한다.

병렬복소PN코드발생기(17)는 PN_CNTRL신호(108)의 제어에 의해 복소PN 코드신호인 c_k벡터신호(105)를 발생한다. c_k벡터신호(105)는 수학식 3과 같이 연속하는 N개의 위상들을 갖는 복소코드로 구성되어 있으며, 병렬복소상관기(11)로 입력된다.

도 2에 의하면, 도 1에 도시된 적응비율판정기의 세부적인 동작과정은 다음과 같다. 입력되는 e_k벡터신호(104)는 최대신호검출기(21)로 입력된다. 최대신호검출기(21)에서는 e_k벡터신호(104)의 N개의 성분들 중에서 크기가 가장 큰 에너지값을 찾아서 그 에너지값을 최대값 E_max(201)로 출력하고, 동시에 그 에너지값에 해당하는 코드위상의 인덱스를 MAX_PHASE신호(109)로서 출력한다. 이 관계를 수학식으로 나타내면 다음과 같다.

MAX_PHASE = E_max의 인덱스

e_k벡터신호(104)는 가산기(22)로도 입력된다. 가산기(22)에서는 e_k벡터신호(104)의 N개 성분을 모두 합산하여 그 결과인 E_sum(202)을 출력한다. 감산기(23)는 가산기(22)의 출력신호인 E_sum(202)로부터 최대 에너지값 E_max(201)를 감산한다.

제1제산기(24)는 감산기(23)에 의해 감산한 결과값(203)을 (N-1)로 나누어서 평균 에너지값 E_mean(204)으로 출력한다. 또 하나의 제산기인 제2제산기(25)는 최대 에너지값 E_max(201)를 평균 에너지값 E_mean(204)으로 나누어서 그 결과값을 적응비율 R(205)신호로 출력한다.

판정기(26)는 입력신호인 적응비율 R(205)신호 및 또 다른 입력신호인 임계판정값 V_TH(111)를 비교하여 판정값(206)을 출력한다. 판정값(206)은 적응비율 R(205)값이 임계판정값 V_TH(111)보다 크거나 같으면 1이 되고, 작으면 0이 된다. 즉,

- R ≥ V_TH이면, 판정값 = 1

- R ＜ V_TH이면, 판정값 = 0

와 같이 된다.

판정상태타이밍발생부(27)는 판정값(206)을 입력으로 하여, 복소PN코드발생을 제어하기 위한 SEARCH_FLAG신호(107)와 코드동기 취득과정의 종료 여부를 나타내는 SEARCH_DONE신호(110)를 출력한다. SEARCH_FLAG신호(107)는 K개 샘플에 대한 상관값을 누적하는 구간에서는 항시 1을 유지하고, K개 샘플들을 누적한 것에 대한 상관에너지를 구해서 코드동기 여부를 판정한 결과에 따라, 하나의 PN코드주기 동안 그 값이 바뀐다. 즉, 올바른 코드위상이라 판정될 경우는 계속 1이 되고, 그렇지 않다고 판정될 경우는 하나의 PN코드주기 동안 0이 된다. 상기 SEARCH_DONE신호(110)은 코드동기를 취득하지 못했을 때는 0이 되고, 코드동기가 취득되었다고 판정되면 1이 되어 코드동기 취득과정을 종료하게 한다.

도 3은 도 2의 최대신호검출기(21)의 세부 구성을 예시한 것이다.

N개의 입력신호들인 e_k(104.0) 내지 e_k-N+1(104.N-1)는 도 1의 병렬에너지검출기(13)의 출력신호인 e_k벡터신호(104)의 각 성분을 나타낸 것이다. 첫째 단계에서는 연속하는 2개 신호씩 쌍으로 하여 각각 비교출력기(31.1 내지 31.N/2)로 입력한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 입력신호 e_k(104.0)와 e_k-1(104.1)은 비교출력기(31.1)로 입력되고, e_k-N+2(104.N-2)와 e_k-N+1(104.N-1)은 비교출력기(31.N/2)로 입력된다. 둘째 단계에서는 연속하는 2개의 첫째 단계의 비교출력기들의 출력신호들을 쌍으로 하여 다음 단계의 비교출력기들(32.1 내지 32.N/4)로 입력한다. 이와 같이 점차적으로 단계를 증가시켜감에 따라 비교할 대상들의 수를 줄여갈 수 있으며, 마지막 단계인 (log₂N)번째 단계에서는 1개의 비교출력기(33)만이 필요하게 된다. 이 마지막 비교출력기(33)은 그 전단계에서 넘어 온 2개의 신호를 비교하여 최종적으로 최대 에너지값 E_max(201)를 얻게 된다.

비교출력기의 상세 구성을 설명하기 위해 여러개의 비교출력기들 중에서 비교출력기(31.1)에 대해서 설명한다. 나머지 비교출력기의 구성도 참조번호 31.1의 비교출력기의 구성과 동일하다. 비교출력기(31.1)내의 비교기(31.1.1)는 2개의 입력신호(104.0, 104.1)를 각각 비교기(31.1.1)의 A단자와 B단자로 입력받아서, 비교결과값(301)을 출력한다. 비교결과값(301)은 A단자 입력신호가 B단자 입력신호보다 크거나 같으면 1이 되고, 작으면 0이 된다. 선택기(31.1.2)는 e_k(104.0)신호를 L단자로 입력받고 e_k-1(104.N-1)신호를 H단자로 입력받아서, S단자로 입력되는 비교기(31.1.1)의 비교결과값(301)에 따라 OUT단자(302)로 선택적으로 출력한다. 즉, S단자로 입력되는 비교결과값(301)이 1이면 H단자 입력신호(104.1)를 OUT단자(302)로 출력하고, 0이면 L단자 입력신호(104.0)를 OUT단자(302)로 출력한다.

도 4에 의하면, 도 1에 도시된 PN코드발생제어기(16)의 세부적인 동작과정은 다음과 같다.

카운터(41)의 클리어(Clear) 단자로 입력되는 SEARCH_FLAG신호(107)는 도 1의 적응비율판정기(14)에서 출력되는 신호이다. 클리어 단자는 로 액티브(low-active) 단자로서, 0이 입력되면 카운터(41)의 출력값(141)을 0으로 리셋시킨다. 카운터(41)는 클리어 단자의 신호가 1이 될 때만 PN코드 주기마다 1회씩 카운트 출력값(141)을 증가시킨다. 비교기(142)는 카운트 출력값(141)을 계속적으로 (N-1)값(142)과 일치하는지 여부를 비교하여, 일치하지 않을 때는 0을 발생하고 일치하는 경우는 1을 발생하여 PN_CNTL신호(108)로서 외부로 출력한다. 또한, PN_CNTL신호(108)는 인버터(43)에 의해 반전되어 카운터(41)의 홀드(HOLD) 단자로 입력된다. 홀드 단자는 로 액티브(low-active) 단자로서, 0이 입력되면 카운트 출력값(141)을 유지하면서 더 이상 증가시키지 않고, 1이 입력되면 카운트 출력값(141)을 증가시킨다. 도 6은 입력되는 SEARCH_FLAG신호(107)와 출력되는 PN_CNTL신호(108)와의 타이밍 관계를 나타낸다.

도 5에 의하면, 도 1에 도시된 병렬복소PN코드발생기(17)의 세부적인 동작과정은 다음과 같다. 여기에서는 in-phase PN코드 발생만을 나타내었다. Quadrature PN코드 발생은 생성다항식만 다르고 구성 및 동작에 있어서 in-phase PN코드 발생의 경우와 동일하다.

생성다항식 G(x)의 차수는 r차를 가정하였다. 따라서, 생성다항식 G(x)는,

여기서, g_r-1,g_r-2,…,g₁은 생성다항식 G(n)의 계수이며, {1,0}값을 갖는다. g_r,g₀은 항상 1이 된다. 선형피드백쉬프트레지스터부(Linear Feedback Shift Register:이하에서 LFSR라 한다)(51)의 D형 플립플롭(52.r 내지 52.1)들 중 r-1개의 D형 플립플롭들(52.r 내지 52.2)의 초기값은 0로 설정하고, 나머지 1개의 D형 플립플롭(52.1)은 1로 설정한다. 여기서의 초기값은 통상적인 값일 뿐이며, 필요에 따라 다른 값을 설정하는 것도 가능하다. 생성다항식의 계수들은 게이트들(53.r-1 내지 53.1)의 동작을 제어한다. 게이트(53.1)의 경우를 예로 들면, 상기 생성다항식의 계수 g₁값이 1이면 게이트(53.1)는 입력을 그대로 출력하고, g₁값이 0이면 게이트(53.1)는 입력에 상관없이 무조건 0을 출력한다.

쉬프트 레지스터(54)는 LFSR(51)의 출력인 c_k신호(501)를 입력으로 하여, 도 1의 c_k벡터신호(105)를 생성한다. 쉬프트 레지스터(54)는 (N-1)개의 D형 플립플롭들(54.1 내지 54.N-1)로 구성되어 있으며, 직/병렬 변환 레지스터와 유사한 동작을 수행한다.

LFSR(51)로 입력되는 PN_CNTL신호(108)는 LFSR(51) 내부의 모든 D형 플립플롭들(52.r 내지 52.1)의 홀드 단자에 입력된다. 홀드 단자는 액티브 로(active-low) 단자로서, 0이 입력되면 각 D형 플립플롭의 쉬프트(shift)동작을 멈추고 그 상태를 유지하며, 1이 입력되면 각 D형 플립플롭이 쉬프트(shift) 동작을 한다. 각 D형 플립플롭에 공급되는 클럭은 PN코드 칩 클록(chip clock)이다. 따라서, K개 PN코드주기 동안은 계속해서 LFSR(51)에 의해 연속하는 PN코드 신호(501)가 발생하여, 쉬프트 레지스터(54) 내부의 각 D형 플립플롭(54.1 내지 54.N-1)의 계속적인 쉬프트 동작에 의해서 연속적으로 진행하는 벡터신호(105)를 생성한다. 그러다가, PN_CNTL신호(108)가 N개 PN코드주기동안 0이 되면 LFSR(51)의 각 D형 플립플롭(52.r 내지 52.1)의 쉬프트 동작이 멈춰지고, 그 전의 상태값을 그대로 유지하게 되며, 유지하는 기간은 N개 PN코드주기 동안이 된다. 또한, 동시에 쉬프트 레지스터(54)의 각 D형 플립플롭(54.1 ~ 54.N-1)도 마찬가지로 쉬프트 동작이 멈취지고 그 전의 값을 N개 PN코드주기 동안 그대로 유지하게 되므로, 벡터신호(105)의 값도 N개 PN코드주기 동안 변하지 않고 유지하게 된다.

PN_CNTL신호(108)는 쉬프트 레지스터(54)에도 입력되어, 내부의 모든 D형 플립플롭(54.1 내지 54.N-1)의 홀드 단자에 입력된다. PN_CNTL신호(108)에 의한 쉬프트 레지스터(54) 동작제어 과정은 LFSR(51)에서의 PN_CNTL신호(108)에 의한 동작제어 과정과 동일하다.

이와 같이 쉬프트와 홀드 동작을 번갈아 수행하므로써, PN코드위상을 원하는 위치에서 변경할 수 있게 된다. 즉, 먼저 N개 코드위상을 동시에 탐색하기 위해서 K개 PN코드주기 동안 연속적으로 발생하는 c_k벡터신호(105)와 도 1의 d_k신호(101)와의 병렬 복소 상관(complex correlation)의 결과를 K개 병렬로 누적한다. 그 누적결과를 이용해서 코드동기 여부를 판정한 후, 올바른 코드동기를 찾지 못했을 때에는 그 다음 N개의 코드위상을 갖는 c_k벡터신호(105)를 생성하게 된다. 코드위상은 d_k신호(101)의 인덱스와 PN코드 인덱스와의 상대적인 비교값이다. d_k신호(101)는 계속해서 샘플링되어 입력되는 신호이므로, 상기와 같이 N개 PN코드주기 동안 c_k벡터신호(105) 값을 홀드(hold)함으로써 d_k신호(101)와 c_k벡터신호(105) 간의 상대적인 코드위상을 N개 만큼 변경할 수 있다. 즉, 다음의 N개 코드위상을 갖는 c_k벡터신호(105)를 생성할 수 있게 된다.

도 7a 내지 도 7d는 본 발명의 효과를 종래의 탐색 방식과 비교한 것으로서, 도 7a는 종래의 직렬탐색 방식에 의한 판정결과를 도식적으로 나타낸 것이고, 도 7b는 채널 전력의 변화가 없을 때의 종래의 병렬탐색 방식에 의한 판정결과(N=4일 경우)를 도식적으로 나타낸 것이고, 도 7c는 채널 전력이 변화할 때의 종래의 병렬탐색 방식에 의한 판정결과(N=4일 경우)를 도식적으로 나타낸 것이고, 도 7d는 채널 전력이 변화할 때의 본 발명의 적응비율 판정방식에 의한 판정결과(N=4일 경우)를 도식적으로 나타낸 것이다.

본 발명의 성능을 검증하기 위하여, 컴퓨터 시뮬레이션을 하였다. 무선이동채널에서 도플러 주파수는 83Hz로 하였으며, 병렬탐색의 개수 N은 16으로 하였다. 그 결과는 도 8a 및 도 8b에 나타내었다.

도 8a는 탐색하는 각 코드위상에서의 상관에너지를 나타낸 것으로서, 원하는 코드위상은 x축에서 33번째이다. 그러나, 도 8a에서 보듯이 코드위상 92에서 상관에너지가 가장 크고, 코드위상이 60이상의 상관에너지값이 그전의 것보다 전체적으로 상당히 큰 것을 알 수 있다. 이는 도플러 영향에 의한 채널전력 변화로 인해서 이 부분의 채널전력이 상대적으로 앞쪽의 채널전력보다 매우 크기 때문이다. 따라서, 기존의 판정방식과 같이 도 8a에 도시된 상관에너지를 단순히 특정의 판정임계값과 비교해서 판정한다면, 올바른 코드위상(코드위상 33)을 찾아낼 수 없다.

그러나, 본 발명에서는 도 8a에 도시된 상관에너지를 N개(본 실험에서는 N=16)씩 나누어, 그 안에서의 통계적 특성을 구해서 판정하므로 정확한 코드위상을 얻는 것이 가능하다.

도 8b는 도 8a에서 코드위상이 1 ~ 48인 부분만을 확대한 것이다. 도 8b에 의하면, 48개의 코드위상에 대한 결과를 16개 단위로 나누고(왜냐하면, N=16이므로), 각각을 블럭1, 블럭2, 그리고 블럭3이라 표현하였다. 정확한 코드위상인 33은 블럭 3에 있다. 도 8b에 의하면, 48개 코드위상 중에서 최대 상관에너지는 코드위상 10일 때이지만, 이것이 속해있는 블럭 1의 평균에너지도 크기 때문에 본 발명인 적응비율 판정에 의해서 이 코드위상 10은 올바른 코드위상이라 판정되지 않는다.

한편, 정확한 코드위상인 33이 속해있는 블럭 3의 경우는, 코드위상 33의 상관에너지는 큰 반면에, 평균에너지는 매우 작기 때문에 본 발명인 적응비율 판정에 의해 코드위상 33을 올바른 코드위상이라 판정할 수 있다.

각 블럭의 통계적 분표

표 1은 도 8a의 16개 단위의 각 블럭의 최대에너지, 평균에너지, 그리고 적응비율 R을 나타낸 것이다.

본 발명에 의하면, 무선이동채널 환경에서 CDMA 방식을 사용하여 신호를 전송하는 시스템에서의 초기 코드동기취득과정에서 무선이동채널에서 채널 왜곡에 의해 초래되는 CDMA 수신신호에 포함된 왜곡의 영향을 거의 받지 않고 안정되게 코드위상의 동기여부를 판정할 수 있는 효과가 있다.

본 발명의 또 다른 효과는, 초기 코드동기취득과정에서 CDMA 수신신호의 전력변화에 의해 발생하는 오류 검출(false alarm) 확률 및 잘못된 탐지(miss detect) 확률을 대폭적으로 줄임으로써, 안정된 CDMA 수신시스템을 구현할 수 있다는 것이다.

본 발명의 또 다른 효과는, 초기 코드동기취득과정에서 CDMA 수신신호의 전력변화로 인해 발생할 수 있는 오류 검출(false alarm) 확률 및 잘못된 탐지(miss detect) 확률을 줄임으로써, 전체적으로 초기 코드동기취득 시간을 대폭적으로 줄일 수 있다는 것이다.

구현 측면에서 얻을 수 있는 본 발명의 효과는, 기존 하드웨어 구현에 적합하도록 되어 있던 초기코드동기 취득장치를 병렬처리함으로써, 소프트웨어에 의한 효과적인 구현이 가능하도록 하였고, 또한 여러 개 코드위상에 대한 상관에너지의 특성 및 분포를 계산하여 임계 판정값을 구하는 방식이므로, 소프트웨어에 의한 연산기능의 효과를 최대한으로 이용할 수 있다는 것이다.

본 발명의 이용 분야는, DS-CDMA( Direct Sequence CDMA )를 사용하는 모든 전송시스템에 적용할 수 있으며, 특히 현재 셀루러 전화( Cellular Phone ), PCS( Personal Communication System ) 등의 시스템은 물론이고 향후 IMT-2000와 같은 3세대 이동통신기기의 수신시스템에 적용이 가능하다.

Claims

무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 방법에 있어서,

(a) 샘플링된 복소 디지탈 신호와 상기 수신기 내부에서 생성된 N개의 병렬 복소 확산코드와의 상관관계를 구하기 위해 N개의 병렬 복소 상관을 수행하는 단계;

(b) N개의 병렬 복소 상관의 결과에 대하여, 각 성분별로 연속적으로 생성된 K개의 병렬 복소 상관 결과값들을 병렬적으로 누적하는 단계;

(c) K개의 병렬 복소 상관 결과값들이 누적된 결과에 대하여, 각 성분별의 에너지값들을 병렬적으로 구하는 단계; 및

(d) 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값과 평균에너지값의 비율값을 구하고, 그 비율을 소정의 판정임계값과 비교하여, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 크거나 같으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상이라 판정해서 코드동기취득과정을 종료하고, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 작으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바르지 않은 코드위상이라 판정하는 단계;를 포함함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법.
제1항에 있어서,

(e) 상기 (d) 단계에서 상기 N개의 병렬 복소확산코드의 코드위상 내에 올바른 코드 위상이 없다고 판정하였을 때, 상기 N개의 병렬 복소확산코드 다음의 N개의 코드위상을 갖는 N개의 병렬 복소확산코드를 발생하여 상기 (a) 단계 이하를 반복하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법.
제2항에 있어서,

N개의 PN코드 주기 동안에는 병렬 복소확산코드를 그대로 유지함으로써 입력되는 복소 디지털 신호와 병렬 복소확장코드와의 상대적인 코드위상을 N개 변경시키고, 그 다음 K개의 PN코드 주기 동안에는 매주기마다 입력되는 복소 디지털 신호에 대응하여 병렬 복소확장코드를 쉬프트시키면서 생성함으로써 상대적인 코드위상을 그대로 유지하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법.
제1항에 있어서,

상기 최대에너지값은 상기 각 성분별의 에너지값들 중에서 가장 큰 최대에너지값으로 하고, 상기 평균에너지값은 상기 최대에너지값을 제외한 (N-1)개의 에너지값들의 평균값임을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법.
제4항에 있어서,

상기 평균에너지값은 상기 N개의 에너지값들을 모두 가산한 값에서 상기 최대에너지값을 감산한 후, 그 감산 결과를 (N-1)로 나누어 구하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득방법.
무선이동채널환경의 CDMA 통신시스템의 수신기에서, CDMA 변조된 신호를 수신하여 아날로그 다운 컨버젼하여 복소 디지탈 신호로 샘플링한 후, 초기의 확산코드동기를 취득하는 장치에 있어서,

샘플링된 복소 디지탈 신호와 상기 수신기 내부에서 생성된 N개의 병렬 복소 확산코드와의 상관관계를 구하기 위해 N개의 병렬 복소 상관결과값을 생성하는 병렬복소상관기;

N개의 각 성분별로, 연속적으로 생성된 K개의 병렬 복소 상관 결과값들을 병렬적으로 누적하는 병렬복소누적기;

N개의 각 성분별로, K개가 누적된 병렬 복소 상관 결과값들의 에너지값들을 병렬적으로 구하는 병렬에너지검출기; 및

N개의 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값과 평균에너지값의 비율값을 구하고, 그 비율을 소정의 판정임계값과 비교하여, 상기 비율값이 상기 판정임계값보다 크거나 같으면 상기 최대에너지값에 해당하는 코드위상이 올바른 코드위상이라 판정해서 검색종료신호를 생성하는 적응비율판정기;를 포함함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제6항에 있어서,

상기 적응비율판정기는 상기 N개의 병렬 복소확산코드의 코드위상 내에 올바른 코드 위상이 없다고 판정하였을 때 검색제어신호를 생성하고,

상기 검색제어신호의 제어에 의해 연속적인 N개의 PN코드 주기와 연속적인 K개의 PN코드 주기마다 각각 쉬프트 인에이블 또는 홀드 인에이블 상태를 나타내는 PN코드제어신호를 생성하는 PN코드발생제어기; 및

상기 PN코드제어신호에 의해 상기 N개의 병렬 복소확산코드를 발생하는 병렬복소PN코드발생기;를 더 포함함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제7항에서, 상기 PN코드발생제어기는

상기 검색제어신호를 입력으로 하는 클리어 입력단자와 홀드 입력단자를 구비하고, 0에서 N-1까지 카운팅하여 그 결과를 출력하는 카운터; 및

상기 카운터의 출력값을 N-1과 비교하여 그 결과를 PN코드제어신호로서 출력하는 비교기를 구비하고,

상기 PN코드제어신호를 상기 카운터의 홀드 입력단자로 입력시키는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제7항에 있어서, 상기 병렬복소PN코드발생기는

복소확산코드를 생성하는 선형피드백쉬프트레지스터부;

상기 선형피드백쉬프트레지스터부에서 생성된 값을 순차적으로 저장하면서, N개의 위상을 갖는 복소PN코드를 병렬로 발생하는 쉬프트레지스터부를 구비함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제9항에 있어서, 상기 병렬복소PN코드발생기는

상기 PN코드발생제어기로부터의 PN코드제어신호가 쉬프트 인에이블을 나타낼 때에는 상기 선형피드백쉬프트레지스터부에서 생성된 값들을 상기 쉬프트레지스터부에서 순차적으로 쉬프트시키면서 상기 N개의 병렬 복소확산코드를 생성하고, 상기 PN코드발생제어기로부터의 PN코드제어신호가 홀드 인에이블을 나타낼 때에는 상기 선형피트백쉬프트레지스터부 및 상기 쉬프트레지스터부에서의 쉬프트 동작을 홀드시킴으로써 상기 병렬복소상관기로 입력되는 샘플링된 복소 디지탈 신호와의 상대적인 코드 위상을 N개 이동시키는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제7항에서, 상기 적응비율판정기는

상기 N개의 각 성분별의 에너지값들로부터 최대에너지값을 검출하는 최대신호검출기;

상기 N개의 각 성분별의 에너지값들을 모두 가산하는 가산기;

상기 가산기의 출력에서 상기 최대에너지값을 감산하는 감산기;

상기 감산기의 출력을 N-1로 나누어 평균에너지값을 구하는 제1제산기;

상기 최대에너지값을 상기 평균에너지값으로 나누어 비율값을 구하는 제2제산기;

상기 비율값과 상기 소정의 판정임계값과 비교하여 판정값을 생성하는 판정기; 및

상기 판정값에 따라 상기 검색종료신호 및 상기 검색제어신호를 생성하는 판정상태타이밍발생부;를 구비함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.
제11항에 있어서, 상기 최대신호검출기는

입력된 두 개의 신호를 비교하여 그 중 큰 신호를 출력하는 (log2 N)개의 비교출력기들을 구비함을 특징으로 하는 CDMA 통신시스템의 수신기에서 확산코드동기 취득장치.