KR20000074720A - Signal transmission method and apparatus - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A method for transmitting signals is provided to reduce sizes of portions of samples only when blocks are divided into small blocks to decrease a peak-to-average power ratio(PAR), so as to generate signals having a least PAR and to simplify an equalizer. CONSTITUTION: A signal coder(502) codes a signal. A reception distributor makes coded N data as one block, and divides blocks having M sizes into L small blocks. A high speed Fourier transformer applies M-point high speed Fourier inverse transformations to the L small blocks. A reception combiner combines the transformed L small blocks to generate an inverse blocks having N sizes. A cyclic prefix adder(510) adds a cyclic prefix to the inverse block. A digital to analog(D/A) converter(512) converts the inverse block into an analog signal to transmit the analog signal.

Description

신호 전송 방법 및 장치{Signal transmission method and apparatus}Signal transmission method and apparatus

본 발명은 신호 전송 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식을 개선한 신호 전송 방법 및 그 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a signal transmission method and apparatus, and more particularly, to a signal transmission method and apparatus for improving an orthogonal frequency division multiplexing scheme.

무선 또는 유선 채널을 통하여 데이터를 전송할 경우 전송 속도가 높아질 수록 멀티패스 페이딩(multipath fading) 또는 심볼간 간섭(intersymbol interference:이하에서 ISI라 한다)이 증가하여 신뢰적인 데이터 전송이 어렵게 된다. 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency division multimplexing:이하에서 OFDM이라 한다)와 이산 다중톤(Discrete multitone:이하에서 DMT라 한다)은 멀티패스 페이딩과 ISI에 강하고 대역 효율이 높은 장점이 있어서 유럽에서는 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcast:DAB)과 디지털 텔레비젼(Digital TV)의 신호 전송방식으로 채택되었고, 미국에서는 비대칭 디지털 가입자 라인(Asymmetric Digital Subscriber Line:ADSL)과 범용 비대칭 디지털 가입자 라인(Universal Asymmetric Digital Subscriber Line:UADSL)에서 사용된다.When data is transmitted through a wireless or wired channel, as the transmission speed increases, multipath fading or intersymbol interference (hereinafter, referred to as ISI) increases, which makes reliable data transmission difficult. Orthogonal frequency division multimplexing (hereinafter referred to as OFDM) and discrete multitone (hereinafter referred to as DMT) are strong in multipath fading and ISI, and have high band efficiency. (Digital Audio Broadcast: DAB) and Digital TV (Digital TV) signal transmission method adopted in the United States, Asymmetric Digital Subscriber Line (ADSL) and Universal Asymmetric Digital Subscriber Line (UADSL) Is used).

도 1은 일반적인 OFDM 신호 전송단계를 나타낸다. 일련의 입력 데이터 비트 bn은 부호화기(102)에 의해 서브심볼 Xn으로 부호화된다. 일련의 Xn은 직렬/병렬 변환기(104)에 의해 N개의 Xn으로 이루어진 벡터 또는 블록으로 변환된다. 직렬/병렬 변환기(104)의 출력은 N-점 고속 퓨리에 역변환기(N-point inverse fast Fourier transformer:이하에서 N-IFFT라 한다)(106)에 의해 N-점 고속 퓨리에 역변환되어 N개의 시간영역 신호 xk로 변환된다. 여기서 n은 주파수 영역 인덱스이며, k는 시간 영역 인덱스이다.1 shows a general OFDM signal transmission step. The series of input data bits b n are encoded by sub-symbol X n by encoder 102. A series of X n is converted into a vector or the block consisting of the N X n by the serial / parallel converter 104. The output of the serial / parallel converter 104 is N-point fast Fourier inverse transformed by an N-point inverse fast Fourier transformer (hereinafter referred to as N-IFFT) 106 to N time domains. Is converted to signal x k . Where n is the frequency domain index and k is the time domain index.

병렬/직렬 변환기(108)는 N개의 구성요소들로 이루어진 벡터 또는 블록을 일련의 시간영역 신호 xk로 변환시킨다. 순환프리픽스 추가기(110)는 N개의 신호들 중에서 마지막 G개의 신호들을 복사하여 N개 신호들 맨 앞에 첨부한다. 이 G개의 신호들을 순환 프리픽스(cyclic prefix)라고 부른다. 이 (N+G)개의 신호 샘플들은 시간영역에서 하나의 OFDM 심볼 블록을 이룬다. 이와 같은 OFDM 심볼 블록들이 연속적으로 디지털/아날로그 변환기(112)를 통하여 아날로그 신호로 변환되고, 적절한 중간 주파수(Intermediate Frequency:이하에서 I/F라 한다) 및 무선 주파수(Radio Frequency:이하에서 R/F라 한다) 처리 과정을 거쳐서 출력된다. 이상의 과정은 기존의 OFDM 시스템에서 신호를 전송하는 보통의 과정이다. 여기서 부호화기(102)와 직렬/병렬 변환기(104)의 순서를 바꾸어도 아무런 문제가 없다.Parallel-to-serial converter 108 converts a vector or block of N components into a series of time-domain signals x k . The cyclic prefix adder 110 copies the last G signals among the N signals and attaches them to the front of the N signals. These G signals are called cyclic prefixes. These (N + G) signal samples form one OFDM symbol block in the time domain. Such OFDM symbol blocks are successively converted into an analog signal through the digital-to-analog converter 112, and an appropriate intermediate frequency (hereinafter referred to as I / F) and radio frequency (hereinafter referred to as R / F). Output through the process. The above process is a normal process of transmitting a signal in an existing OFDM system. There is no problem in changing the order of the encoder 102 and the serial / parallel converter 104 here.

도 2는 일반적인 OFDM 신호 수신 단계를 나타낸다. 수신되는 아날로그 신호는 적절한 R/F 및 I/F 처리 과정에 의해 베이스밴드 신호 r(t)로 변형되고, 다시 아날로그/디지털 변환기(202)를 통하여 샘플링되어서 디지탈 신호 rk로 변환된다. 순환프리픽스 제거기(204)는 수신된 신호에서 OFDM 심볼 블록의 시작점을 찾아서 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 제거한 다음, N개의 신호 샘플들을 출력한다. 직렬/병렬 변환기(206)는 다시 일련의 신호 샘플들을 크기 N의 벡터로 변환하여 N-점 고속 퓨리에 변환기(N-point fast Fourier transformer:이하에서 N-FFT라 한다)(208)로 출력한다. N-FFT(208)는 N-점 고속 퓨리에 변환하는 단계로서, 시간영역 신호 rk를 주파수 영역 신호 Rn으로 변환시킨다.2 shows a general OFDM signal reception step. Received analog signal is transformed into a base band signal r (t) by the appropriate R / F and I / F processing, and be re-sampled through the A / D converter 202 is converted into a digital signal r k. The cyclic prefix remover 204 finds the starting point of the OFDM symbol block in the received signal, removes the cyclic prefix, and then outputs N signal samples. The serial / parallel converter 206 again converts a series of signal samples into a vector of size N and outputs it to an N-point fast Fourier transformer (hereinafter referred to as N-FFT) 208. The N-FFT 208 converts the time-domain signal r k into a frequency-domain signal R n as a step of N-point fast Fourier transform.

주파수영역등화기(frequency domain equalizer:이하에서 FEQ라 한다)(210)은 N-FFT(208) 출력 Rn에 각 주파수 인덱스 n별로 주파수영역등화기의 탭값을 곱하여 채널에서 발생한 신호변형을 보상해 준다. 검출기(212)는 FEQ(210)의 출력 Zn으로부터 원래 전송된 서브심볼 Xn을 검출한다. 병렬/직렬 변환기(214)가 크기 N의 벡터를 일련의 신호들로 변환한 다음, 복호화기(216)에서 원래 데이터 비트 bn을 복호화한다. 이상은 기존의 OFDM 시스템이 신호를 수신하는 보통의 단계를 나타낸다. 여기서 병렬/직렬 변환기(214)와 복호화기(216)의 순서를 바꾸어도 아무런 문제가 없으며, 또한 검출기(212)와 복호화기(216)를 하나의 단계에서 한꺼번에 수행할 수도 있다.A frequency domain equalizer (frequency domain equalizer: referred to hereinafter FEQ) (210) is to compensate for signal variations that occurred in the channel by multiplying the N-FFT (208) tap values of the frequency-domain equalizer by n for each frequency index to the output R n give. Detector 212 detects the originally transmitted subsymbol X n from the output Z n of FEQ 210. Parallel / serial converter 214 converts the vector of size N into a series of signals and then decodes original data bit b n at decoder 216. The above represents a normal stage in which a conventional OFDM system receives a signal. There is no problem in changing the order of the parallel / serial converter 214 and the decoder 216, and the detector 212 and the decoder 216 may be performed simultaneously in one step.

여러개의 서브심볼 Xn을 수학식 1과 같이 합하였기 때문에, 시간영역 OFDM 신호 xk는 중앙 한계의 정리(central limit theorem)에 의해서 가우시안(Gaussian) 분포를 갖는다. 그 결과 신호의 피크 대 평균 전력비(peak-to-average power ratio:이하에서 PAR이라 한다)가 매우 큰 특성이 있다.Since several subsymbols X n are summed as in Equation 1, the time domain OFDM signal x k has a Gaussian distribution by the central limit theorem. As a result, the peak-to-average power ratio (hereinafter referred to as PAR) of the signal is very large.

도 3은 N=256이고 Xn이 4중 위상 편이 방식(Quadrature Phase Shift Keying:QPSK) 심볼일 때, 시간영역 OFDM 신호의 진폭값을 나타낸다. 신호의 PAR가 크면 송신단의 디지털/아날로그 변환기에서 클리핑(clipping)이 발생하거나 양자화 노이즈(quantization noise)가 크게 발생한다. 또한 신호를 전송할 때 R/F단의 고전력 증폭기(High Power Amplifier:이하에서 HPA라 한다)에서 클리핑(clipping)과 비선형적 왜곡이 발생하여 성능이 급격히 저하된다. 이 문제를 피하기 위하여 고의로 HPA가 매우 낮은 전력에서 동작하도록 제한할 경우, HPA의 효율을 크게 저하시키고 전체 시스템 성능을 저하시키는 문제가 발생한다.3 shows amplitude values of a time-domain OFDM signal when N = 256 and X n is a Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) symbol. If the PAR of the signal is large, clipping occurs in the digital / analog converter of the transmitter, or quantization noise is large. In addition, when transmitting signals, high power amplifiers (hereinafter referred to as HPAs) at the R / F stages generate clipping and nonlinear distortions, resulting in drastic performance degradation. In order to avoid this problem, deliberately restricting HPA to operate at very low power causes problems that greatly reduce the efficiency of HPA and degrade overall system performance.

어떤 j번째 OFDM 심볼 xj,k의 PAR는 다음과 같이 정의된다.The PAR of any j th OFDM symbol x j, k is defined as follows.

시간영역 OFDM 신호는 매 심볼마다 피크 전력값이 다르므로, PAR 값을 미리 구할 수 없고 통계적 특성만 구할 수 있다. 도 4는 N=2,4,8,16, ..., 1024로 변화될 때 주어진 OFDM 시스템의 신호의 PAR 값이 어떤 값 ζ0보다 클 확률 Pr{ζj>ζ0}을 나타낸다.Since the time domain OFDM signal has a different peak power value for each symbol, the PAR value cannot be obtained in advance, and only statistical characteristics can be obtained. 4 shows a probability Pr {ζ j > ζ 0 } in which the PAR value of a signal of a given OFDM system is greater than a certain value ζ 0 when N = 2,4,8,16, ..., 1024.

주어진 OFDM 시스템에서 발생할 수 있는 최대 PAR는 Parsevals's theorem을 통하여 쉽게 구할 수 있으며, 다음의 결과는 연구논문["OFDM with Reduced Peak-to-Average Power Ratio by Multiple Signal Representation", Annals of Telecommunications, vol.52, no.1-2, pp.58-67, February 1997]에서 도달한 결론과 동일하다. N개 서브심볼을 갖는 OFDM 신호에서 발생할 수 있는 최대 PAR는 다음과 같다.The maximum PAR that can occur in a given OFDM system can be easily obtained through Parsevals's theorem, and the following results are presented in the research paper ["OFDM with Reduced Peak-to-Average Power Ratio by Multiple Signal Representation", Annals of Telecommunications, vol. 52). , no.1-2, pp.58-67, February 1997]. The maximum PAR that can occur in an OFDM signal having N subsymbols is as follows.

여기서 σx 2는 시간영역 신호의 분산(variance)이다. 그러면,Where σ x 2 is the variance of the time-domain signal. then,

여기서 σx 2는 주파수영역 신호 Xn의 분산이며, maxn|Xn|=C 는 서브심볼 Xn의 배열(constellation)로부터 간단히 구할 수 있다. 그러므로 수학식 3의 PAR는 다음과 같이 구할 수 있다.Where σ x 2 is the variance of the frequency domain signal X n , and max n | X n | = C can be simply obtained from the constellation of subsymbols X n . Therefore, the PAR of Equation 3 can be obtained as follows.

여기서, ζX=C/σX는 주어진 서브심볼 Xn의 PAR를 나타낸다. 기존의 단일 반송파(single carrier) 방식은 심볼을 그대로 전송하므로, ζX는 기존의 단일 반송파 방식의 PAR 값이기도 하다. 그러므로, 수학식 7은 다중반송파(multicarrier) 방식인 OFDM 시스템의 신호가 기존의 단일 반송파 전송방식 신호에 비하여 PAR가 얼마만큼 큰가를 나타내는 수식이다.Here, ζ X = C / σ X represents the PAR of the given subsymbol X n . Since the conventional single carrier scheme transmits a symbol as it is, ζ X is also a PAR value of the conventional single carrier scheme. Therefore, Equation 7 is an expression indicating how large the PAR is in a signal of a multicarrier OFDM system compared to a signal of a conventional single carrier transmission.

이상과 같이 기존의 OFDM 시스템은 N-point IFFT/FFT를 사용하기 때문에 신호의 PAR가 매우 커서, 시스템 구현시 매우 중대한 문제를 야기시킨다. 따라서, OFDM 신호의 PAR를 줄이기 위한 방법이 많이 연구되어 왔다. OFDM 신호의 PAR를 줄이기 위한 종래의 방법들을 살펴보면, OFDM 심볼 크기 N이 작은 경우 알고리듬이 간단하면서도 매우 효과적이지만, 동일한 방법을 N이 큰 경우에는 적용할 수 없는 문제가 있다. 또, N이 큰 경우에 적용되는 알고리듬은 PAR를 많이 줄일수록 복잡도와 정보손실이 크게 증가하는 문제가 있다.As described above, the conventional OFDM system uses N-point IFFT / FFT, so the PAR of the signal is very large, which causes a serious problem in system implementation. Therefore, many methods for reducing the PAR of the OFDM signal have been studied. Looking at the conventional methods for reducing the PAR of the OFDM signal, the algorithm is simple and very effective when the OFDM symbol size N is small, but the same method is not applicable when the N is large. In addition, the algorithm applied when N is large has a problem in that complexity and information loss increase greatly as the number of PARs is reduced.

연구논문 [A.E. Jones, T.A. Wilkinson and S.K. Barton, "Block coding scheme for reduction of peak to mean envelope power ratio of multicarrier transmission schemes", Electronics Letters, vol. 30, no. 25, pp. 2098-2099, December 1994], [S.J. Shepherd, P.W.J. Van Eetvelt, C.W. Wyatt- Millington and S.K. Barton, "Simple coding scheme to reduce peak factor in QPSK multicarrier modulation", Electronics Letters, vol. 31, no. 14, pp. 113-114, July 1995], [Richard D.J. van Nee, "OFDM codes for peak-to-average power reduction and error correction", proc. of Globecom'96, pp. 740-744, London, November 1996] 등의 방법들은 간단한 코딩(coding)을 사용하여 OFDM 신호의 PAR를 줄인다. 이 방법들은 그 구현이 간단하고 PAR를 줄이는데 매우 효과적이지만 N이 16보다 큰 OFDM 심볼의 경우 적용할 수 없는 문제가 있다.Research Paper [A.E. Jones, T.A. Wilkinson and S.K. Barton, "Block coding scheme for reduction of peak to mean envelope power ratio of multicarrier transmission schemes", Electronics Letters, vol. 30, no. 25, pp. 2098-2099, December 1994, S.J. Shepherd, P.W.J. Van Eetvelt, C.W. Wyatt- Millington and S.K. Barton, "Simple coding scheme to reduce peak factor in QPSK multicarrier modulation", Electronics Letters, vol. 31, no. 14, pp. 113-114, July 1995, Richard D.J. van Nee, "OFDM codes for peak-to-average power reduction and error correction", proc. of Globecom'96, pp. 740-744, London, November 1996] and the like reduce the PAR of the OFDM signal using a simple coding (coding). These methods are simple in their implementation and very effective in reducing the PAR, but there is a problem that is not applicable to OFDM symbols with N greater than 16.

미국 발명특허 5787113과 5623513 "Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems", 그리고 논문[ "Mitigating clipping noise in Multi-carrier systems", proc. of ICC'97, pp. 715-719, 1997]은 모든 시간영역 OFDM 심볼 블록의 피크 전력값을 구한다. 구한 피크 전력값이 어떤 문턱값보다 클 경우, 그 OFDM 심볼 블록의 모든 신호 샘플들을 적절한 비율로 감소시킨 다음, 감소한 스케일(scale)값을 OFDM 신호와 함께 전송한다. 수신단은 수신된 OFDM 신호에서 이 스케일 값을 먼저 검출한 다음, 신호의 크기를 원래대로 복원하여 데이터를 검출한다. 신호의 크기를 줄이지 않으면 HPA에서 발생하는 클리핑과 비선형 왜곡으로 인해 잡음이 크게 발생하는 결과를 초래하므로, 이 방법은 신호감소로 인한 신호의 전력 손실보다 잡음 전력 감소로 인한 전체적인 성능 개선 효과를 얻고자 하였다. 그러나 결국 신호의 크기를 줄여야 하므로 수신단에서 신호대 잡음비가 감소되는 문제가 발생하며, PAR의 감소 정도도 크지 않는 한계가 있다. 또한, 수신단에서 스케일 값을 오류없이 검출해야 성능 개선효과가 있을 수 있지만, 만약 이 스케일 값이 잘못 검출되는 경우 해당 OFDM 심볼 블록은 검출 신뢰도가 낮아지게 되고 전체 성능이 오히려 나빠지게 된다.U.S. Patents 5787113 and 5623513 "Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems", and the paper "Mitigating clipping noise in Multi-carrier systems", proc. of ICC'97, pp. 715-719, 1997] obtain peak power values of all time-domain OFDM symbol blocks. If the obtained peak power value is larger than a certain threshold value, all signal samples of the OFDM symbol block are reduced at an appropriate ratio, and then the reduced scale value is transmitted together with the OFDM signal. The receiving end first detects this scale value in the received OFDM signal, and then restores the signal to its original size to detect the data. If you do not reduce the size of the signal, the result is a significant noise due to clipping and nonlinear distortions generated by the HPA. This method is intended to achieve an overall performance improvement due to noise power reduction rather than power loss of the signal due to signal reduction. It was. However, in the end, the signal size needs to be reduced, which causes a problem in that the signal-to-noise ratio is reduced at the receiving end. In addition, if the scale value is detected without error at the receiving end, the performance may be improved. However, if the scale value is incorrectly detected, the OFDM symbol block may have low detection reliability and overall performance deteriorate.

미국 발명특허 5610908 "Digital signal transmission system using frequency division multiplexing"은 먼저 QPSK 서브심볼로 이루어진 OFDM 심볼을 IFFT하여 시간영역 신호를 얻는다. 그 다음, 이 신호를 그대로 전송하지 않고 클리핑을 한 다음 다시 FFT하여 클리핑된 주파수영역 신호를 얻는다. 주파수영역 신호에서 원하는 신호의 위상은 원래대로 복원하고, 밴드 에지(band edge) 부근의 신호를 감쇠시킨다. 그러면 사용하지 않는 주파수 인덱스에 어떤 신호값이 남게 되고, 두번째로 IFFT하여 얻은 시간영역 신호는 첫번째 신호보다 피크 전력값이 작게된다. 이 방법은 IFFT를 한번만 사용하는 경우보다 신호의 피크 전력이 감소되는 효과가 어느정도 있지만, 이 감소 정도는 사용하지 않는 주파수 인덱스가 많을수록 커진다. 그러므로 피크 전력을 많이 감소시키려면 정보손실이 많아야 하는 단점이 있다.U.S. Patent No. 5610908, "Digital signal transmission system using frequency division multiplexing", first IFFT OFDM symbols consisting of QPSK subsymbols to obtain a time domain signal. Then, without clipping the signal as it is, it is clipped and then FFT again to obtain a clipped frequency domain signal. The phase of the desired signal in the frequency domain signal is restored to its original state, and attenuates the signal near the band edge. Then, a signal value is left at the unused frequency index, and the time domain signal obtained by the second IFFT has a smaller peak power value than the first signal. This method has some effect of reducing the peak power of the signal than using IFFT only once, but the decrease is larger as more frequency indexes are not used. Therefore, in order to reduce the peak power much, there is a disadvantage that the information loss must be large.

참고문헌 [Allan Gatherer and Michael Polley, "Clip mitigation techniques for T1.413 Issue3", T1E1.4/97-397, December 1997]과 [Jose Tellado and John M. Cioffi, "PAR reduction in multi- carrier transmission systems", T1E1.4 VDSL, T1E1.4/97-367, December 8, 1997]은 여분의(redundant) 주파수 인덱스에 적절한 값을 지정하여 시간영역 OFDM 신호의 피크를 소거하는 방법이다. 이 방법에서 피크 전력 감소 효과를 크게 하려면, 여분의 주파수를 늘려야 하며 정보 손실이 그에 따라 늘어나야 한다.Allan Gatherer and Michael Polley, "Clip mitigation techniques for T1.413 Issue3", T1E1.4 / 97-397, December 1997, and Jose Tellado and John M. Cioffi, "PAR reduction in multi-carrier transmission systems. ", T1E1.4 VDSL, T1E1.4 / 97-367, December 8, 1997" is a method of erasing the peak of the time-domain OFDM signal by assigning an appropriate value to the redundant frequency index. In this method, to increase the peak power reduction effect, the extra frequency must be increased and the information loss must increase accordingly.

참고문헌 [Stefan H. Muller and Johannes B. Huber, "A comparison of peak power reduction schemes for OFDM", proc. of Globecom'97, pp. 1-5, 1997]은 OFDM 신호의 주파수영역 위상을 변경하여 시간영역 피크 전력을 줄이는 2가지 방법을 비교하였다. 이 방법들은 여러개의 N-point IFFT를 동시에 수행해야 하므로 매우 복잡하며, 위상변화 정보를 데이터와 함께 전송해야 하므로 정보손실이 발생하고, 또한 수신단에서 위상변화 정보를 오류없이 검출해야 하는 문제가 있다.References [Stefan H. Muller and Johannes B. Huber, "A comparison of peak power reduction schemes for OFDM", proc. of Globecom'97, pp. 1-5, 1997] compared two methods of reducing the time-domain peak power by changing the frequency-domain phase of an OFDM signal. These methods are very complicated because multiple N-point IFFTs must be performed at the same time, and since the phase change information must be transmitted together with the data, information loss occurs and the receiving end has no problem of detecting the phase change information without error.

기존의 단일 반송파 신호 전송방식은 PAR가 크지 않으므로 OFDM 시스템이 겪는 이와 같은 문제를 갖지 않는다. 기존의 단일 반송파 방식은 등화기를 시간영역에서 학습(training)하고 동작시킨다. 그런데, 데이터 전송속도가 증가하면 채널의 신호간섭이 급격히 커져서 수신부에서의 등화기 탭(equalizer tap) 수가 매우 많아져야 한다. 이 경우 등화기의 학습이 매우 오래 걸리고 동작이 매우 복잡해지는 문제가 발생한다. 이에 비하여, OFDM 시스템의 FEQ는 주파수 영역에서 학습하고 동작하는데, 각 주파수별로 1개의 탭만 있으므로 학습과 동작이 매우 간단한 장점이 있다. 그러므로 고속 데이터 전송에 있어서는 OFDM 방식이 더 적합한 점이 있지만, 신호의 PAR가 크다는 결점으로 인하여 실용화에 어려움을 겪고 있다.The conventional single carrier signal transmission method does not have such a problem that the OFDM system suffers from because the PAR is not large. The conventional single carrier method trains and operates the equalizer in the time domain. However, as the data transmission rate increases, the signal interference of the channel increases rapidly and the number of equalizer taps in the receiver must be very large. In this case, the learning of the equalizer takes a very long time and the operation becomes very complicated. On the other hand, the FEQ of the OFDM system learns and operates in the frequency domain. Since only one tap is provided for each frequency, learning and operation are very simple. Therefore, although OFDM is more suitable for high-speed data transmission, there is a difficulty in practical use due to the drawback of a large PAR of a signal.

본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위하여 창작된 것으로서, 기존의 OFDM 방식에 비하여 PAR이 훨씬 감소된 신호를 생성하며, 기존의 단일 반송파 방식에 비하여 등화기의 구조가 간단한 신호 송/수신 방법 및 그 장치를 제공함을 그 목적으로 한다.The present invention was created to solve the above problems, and generates a signal with a much lower PAR than the conventional OFDM scheme, and has a simpler equalizer structure than the conventional single carrier scheme and a signal transmission / reception scheme thereof. It is an object to provide a device.

도 1은 기존의 OFDM 신호 송신장치의 구성을 도시한 블록도이다.1 is a block diagram showing the configuration of a conventional OFDM signal transmitter.

도 2는 기존의 OFDM 신호 수신장치의 구성을 도시한 블록도이다.2 is a block diagram showing the configuration of a conventional OFDM signal receiving apparatus.

도 3은 OFDM 신호의 진폭을 도시한 그래프이다.3 is a graph showing the amplitude of an OFDM signal.

도 4는 N값이 각각 2,4,8,16, .., 1024인 경우의 OFDM 심볼의 PAR 분포를 도시한 그래프이다.4 is a graph illustrating PAR distribution of OFDM symbols when N values are 2, 4, 8, 16, ..., 1024, respectively.

도 5는 본 발명에 의한 신호 송신장치의 일실시예의 구성을 도시한 블록도이다.5 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a signal transmission apparatus according to the present invention.

도 6은 도 5의 L*(M-IFFT)의 일실시예의 구성을 도시한 블록도이다.6 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of L * (M-IFFT) of FIG.

도 7은 도 6의 송신 분배기의 일실시예를 도시한 것이다.FIG. 7 illustrates one embodiment of the transmit distributor of FIG. 6.

도 8은 도 6의 송신 결합기의 제1실시예를 도시한 것이다.8 shows a first embodiment of the transmit coupler of FIG.

도 9는 도 6의 송신 결합기의 제2실시예를 도시한 것이다.9 illustrates a second embodiment of the transmit coupler of FIG.

도 10은 본 발명에 의한 신호 수신장치의 일실시예의 구성을 도시한 블록도이다.10 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a signal receiving apparatus according to the present invention.

도 11은 도 10의 L*(M-FFT)의 일실시예의 구성을 도시한 블록도이다.FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of an embodiment of L * (M-FFT) of FIG. 10.

도 12는 도 11의 수신 분배기의 제1실시예를 도시한 것이다.FIG. 12 illustrates a first embodiment of the receiving distributor of FIG. 11.

도 13은 도 11의 수신 분배기의 제2실시예를 도시한 것이다.FIG. 13 shows a second embodiment of the receive distributor of FIG.

도 14는 도 11의 수신 결합기의 일실시예를 도시한 것이다.FIG. 14 illustrates one embodiment of the receive coupler of FIG.

상기의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 신호 송신 방법은 (a) 신호를 부호화하는 단계; (b) 부호화된 N개의 코드 데이터를 하나의 블록으로 하고, 다시 크기가 M인 L개의 소블록들로 나누는 단계(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M); (c) 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 역변환하는 단계; (d) L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 역변환 블록을 생성하는 단계; (e) 상기 역변환 블록에 순환 프리픽스를 첨부하는 단계; 및 (f) 순환 프리픽스가 첨부된 역변환 블록을 아날로그 신호로 변환하여 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the signal transmission method according to the present invention comprises the steps of (a) encoding a signal; (b) dividing the coded N code data into one block and dividing it into L small blocks of size M (where N, M, and L are integers of 1 or more, respectively, L = N / M) ; (c) inversely transforming the L small blocks with M-point fast Fourier transforms; (d) combining the L M-point fast Fourier inverse transformed small blocks to produce an inverse transform block of size N; (e) attaching a cyclic prefix to the inverse transform block; And (f) converting the inverse transform block with the cyclic prefix to an analog signal and transmitting the analog signal.

상기의 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 신호 수신 방법은 (a) 수신된 신호를 디지털 변환하여 신호 샘플들을 얻는 단계; (b) 상기 신호 샘플들로부터 크기 N인 신호 샘플 블록의 시작점을 찾고, 순환 프리픽스를 제거하는 단계; (c) 상기 신호 샘플 블록을 크기가 M인 L개의 소블록으로 나누는 단계(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M); (d) 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 변환하는 단계; (e) L개의 M-점 고속 퓨리에 변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 변환 블록을 생성하는 단계; 및 (f) 상기 변환 블록으로부터 데이터를 검출하고, 복호화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above another object, the signal receiving method according to the present invention comprises the steps of (a) digitally converting the received signal to obtain signal samples; (b) finding a starting point of a signal sample block of size N from the signal samples and removing a cyclic prefix; (c) dividing the signal sample block into L small blocks of size M, wherein N, M, and L are each an integer of 1 or more, and L = N / M; (d) M-point fast Fourier transforming each of the L small blocks; (e) combining the L M-point fast Fourier transformed small blocks to produce a transform block of size N; And (f) detecting and decoding data from the transform block.

상기의 또 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 신호 송신장치는 신호를 부호화하는 부호화기; 부호화된 N개의 코드 데이터를 하나의 블록으로 하고, 다시 크기가 M인 L개의 소블록들로 나누는 송신분배기(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M); 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 역변환하는 L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환기; L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 역변환 블록을 생성하는 송신 결합기; 상기 역변환 블록에 순환 프리픽스를 첨부하는 순환프리픽스 추가기; 및 상기 순환 프리픽스가 첨부된 역변환 블록을 아날로그 신호로 변환하여 전송하는 디지털/아날로그 변환기를 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above another object, the signal transmission apparatus according to the present invention comprises an encoder for encoding a signal; A transmission divider for making the coded N code data into one block and dividing it into L small blocks of size M (where N, M, and L are integers of 1 or more, respectively, L = N / M); L M-point fast Fourier inverse transformers respectively inverting the M small-point fast Fourier transforms; A transmit combiner for combining the L M-point fast Fourier inverse transformed small blocks to produce an inverse transform block of size N; A cyclic prefix adder for attaching a cyclic prefix to the inverse transform block; And a digital-to-analog converter for converting the inverse transform block to which the cyclic prefix is attached and converting the analog signal into an analog signal.

상기의 또 다른 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 의한 신호 수신장치는 수신된 신호를 디지털 변환하여 신호 샘플들을 얻는 아날로그/디지털 변환기; 상기 신호 샘플들로부터 크기 N인 신호 샘플 블록의 시작점을 찾고, 순환 프리픽스를 제거하는 순환프리픽스 제거기; 상기 신호 샘플 블록을 크기가 M인 L개의 소블록으로 나누는 수신 분배기(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M); 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 변환하는 L개의 M-점 고속 퓨리에 변환기; L개의 M-점 고속 퓨리에 변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 변환 블록을 생성하는 수신 결합기; 상기 변환 블록으로부터 데이터를 검출하는 검출기; 및 상기 검출된 데이터를 복호화하는 복호화기를 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the signal receiving apparatus according to the present invention comprises an analog-to-digital converter to digitally convert the received signal to obtain signal samples; A cyclic prefix remover that finds a starting point of a signal sample block of size N from the signal samples and removes a cyclic prefix; A receiving divider dividing the signal sample block into L small blocks of size M, where N, M, and L are each an integer of 1 or more, and L = N / M; L M-point fast Fourier transformers respectively converting the L small blocks into M-point fast Fourier transforms; A receive combiner for combining the L M-point fast Fourier transformed small blocks to produce a transform block of size N; A detector for detecting data from the transform block; And a decoder for decoding the detected data.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

본 발명에 의해 신호를 생성하여 송신하는 장치의 일실시예는 도 5와 같이 나타낼 수 있다. 도 5에 의하면, 본 발명에 의한 신호 송신장치의 일실시예는 부호화기(502), 직렬/병렬 변환기(504), L분배 M-점 고속 퓨리에 역변환기(이하에서 L*(M-IFFT)라 한다)(506), 병렬/직렬 변환기(508), 순환프리픽스 추가기(510) 및 디지털/아날로그 변환기(512)를 포함하여 구성된다. 도 5에 의한 본 발명의 구성은 도 1에 의한 종래의 기술의 구성에서 N-IFFT(106)을 L*(M-IFFT)(506)으로 대체한 것과 동일하다. 즉, 본 발명의 신호 송신장치에서 부호화기(502), 직렬/병렬 변환기(504), 병렬/직렬 변환기(508), 순환프리픽스 추가기(510) 및 디지털/아날로그 변환기(512)는 각각 도 1의 부호화기(102), 직렬/병렬 변환기(104), 병렬/직렬 변환기(108), 순환프리픽스 추가기(110) 및 디지털/아날로그 변환기(112)에 대응하는 구성요소이다.An embodiment of an apparatus for generating and transmitting a signal according to the present invention can be shown as shown in FIG. 5, an embodiment of a signal transmission apparatus according to the present invention is an encoder 502, a serial / parallel converter 504, an L-distribution M-point fast Fourier inverse transformer (hereinafter referred to as L * (M-IFFT)). 506, a parallel / serial converter 508, a cyclic prefix adder 510, and a digital / analog converter 512. The configuration of the present invention by FIG. 5 is the same as replacing N-IFFT 106 by L * (M-IFFT) 506 in the prior art configuration by FIG. That is, in the signal transmission apparatus of the present invention, the encoder 502, the serial / parallel converter 504, the parallel / serial converter 508, the cyclic prefix adder 510, and the digital / analog converter 512 are respectively shown in FIG. Encoder 102, serial / parallel converter 104, parallel / serial converter 108, cyclic prefix adder 110, and digital / analog converter 112 are corresponding components.

도 6은 도 5의 L*(M-IFFT)(506)의 일실시예를 나타내며, 그 작용을 설명하면 다음과 같다. 송신분배기(506a)는 크기가 N인 입력신호 블록을 크기가 M인 L개의 작은 블록으로 나눈다. 그 다음, 각 블록은 L개의 M-IFFT(506b-1, 506b-2, …, 506b-L)에 의해 M-점 고속 퓨리에 역변환된다. 여기서 M×L=N이다. 그 다음, 송신결합기(506c)는 L개의 M-IFFT 출력을 인터리브(interleave)하여 다시 크기가 N인 하나의 블록으로 구성한다.FIG. 6 illustrates an embodiment of L * (M-IFFT) 506 of FIG. 5, and the operation thereof is as follows. The transmission divider 506a divides the input signal block of size N into L small blocks of size M. Each block is then inversely transformed by the M-point fast Fourier by L M-IFFTs 506b-1, 506b-2, ..., 506b-L. Where M × L = N. The transmit combiner 506c then interleaves the L M-IFFT outputs to form one block of size N again.

도 7은 N=8, M=2, L=4일때의 송신분배기(506a)의 일실시예를 나타낸다. 도 8과 도 9는 각각 N=8, M=2, L=4일때의 송신결합기(506c)의 제1실시예 및 제2실시예를 나타낸다.7 shows an embodiment of the transmission divider 506a when N = 8, M = 2, and L = 4. 8 and 9 show the first and second embodiments of the transmission coupler 506c when N = 8, M = 2, and L = 4, respectively.

이 과정을 수식으로 나타내면 다음과 같다. L개의 소블록은 다음과 같이 입력 벡터 Xn로부터 만든다.This process is expressed as an equation: L small blocks Is made from the input vector X n as

L개의 M-IFFT(506b-1, 506b-2, …, 506b-L)은 각각를 입력으로 하고 수학식 9의 M-점 고속 퓨리에 역변환을 수행하여을 출력한다.L M-IFFTs 506b-1, 506b-2, ..., 506b-L, respectively As the input and perform the M-point fast Fourier inverse transform Outputs

송신결합기(506c)는 L개의 M-IFFT(506b-1, 506b-2, …, 506b-L)의 출력을 하나의 블록으로 결합하여를 출력한다. 수학식 10은 도 8의 제1실시예를 나타내는 수식이며, 수학식 11은 도 9의 제2실시예를 나타내는 수식이다.The transmit combiner 506c outputs the L M-IFFTs 506b-1, 506b-2, ..., 506b-L. To combine into one block Outputs Equation 10 is an equation representing the first embodiment of FIG. 8, and Equation 11 is an equation representing the second embodiment of FIG. 9.

본 발명에 의한 신호 송신장치는 이와 같이 생성된 N개의 시간영역 신호 샘플의 마지막 G개 샘플을 복사하여 N개 샘플 맨 앞에 순환 프리픽스(cyclic prefix)로서 첨부하여 하나의 시간영역 OFDM 심볼 블록을 만든 다음, 아날로그 신호로 변환하고 송신한다.In the signal transmission apparatus according to the present invention, the N time-domain signal samples generated in this way are Copies the last G samples of and attaches them as cyclic prefixes to the beginning of the N samples to form one time-domain OFDM symbol block, and then converts and transmits the analog signal.

도 10은 본 발명에 의한 신호 수신장치의 일실시예를 나타낸다. 수신된 아날로그 신호 r(t)는 아날로그/디지털 변환기(1002)에 의해 샘플링되어 디지탈 신호 rk로 변환된다. 순환프리픽스 제거기(1004)는 수신된 신호에서 각 OFDM 심볼 블록의 시작점을 찾아서 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 제거한 다음 N개의 신호 샘플을 출력한다. 직렬/병렬 변환기(1006)는 다시 일련의 신호 샘플을 크기 N의 벡터로 변환하여 N-FFT(1008)로 출력한다. N-FFT(1008)는 시간영역 신호 rk를 주파수 영역 신호 Rn으로 변환시킨다. FEQ(1010)는 N-FFT(1008)의 출력 Rn에 각 주파수 인덱스 n별로 주파수 영역 등화기의 탭값을 곱하여 채널에서 발생한 신호변형을 보상하고, Wn을 출력한다. N-IFFT(1020)은 입력 신호 Wn을 N-점 고속 퓨리에 역변환하여 시간영역 신호 wk로 변환한다. 여기서, N-FFT(1008), FEQ(1010) 및 N-IFFT(1020)에 의해 처리되는 일련의 과정은 수신 신호 rk로부터 채널의 왜곡을 보정한 신호 wk를 얻기 위한 수단을 예를 들어 나타내는 것이며, 다른 필터링 과정을 통하여 동일한 효과를 달성하여도 본 발명의 구현에 있어서는 아무런 문제가 없다.10 shows an embodiment of a signal receiving apparatus according to the present invention. The received analog signal r (t) is sampled by the analog-to-digital converter 1002 and converted into a digital signal r k . The cyclic prefix remover 1004 finds the starting point of each OFDM symbol block in the received signal, removes the cyclic prefix, and then outputs N signal samples. The serial / parallel converter 1006 again converts a series of signal samples into a vector of size N and outputs it to the N-FFT 1008. N-FFT 1008 converts time domain signal r k into frequency domain signal R n . The FEQ 1010 multiplies the output R n of the N-FFT 1008 by the tap value of the frequency domain equalizer for each frequency index n to compensate for signal distortion occurring in the channel, and outputs W n . The N-IFFT 1020 converts the input signal W n into an N-point fast Fourier inverse transform into a time domain signal w k . Here, a series of processes processed by the N-FFT 1008, the FEQ 1010, and the N-IFFT 1020 may include, for example, means for obtaining a signal w k from which the distortion of the channel is corrected from the received signal r k . Even if the same effect is achieved through another filtering process, there is no problem in the implementation of the present invention.

도 11은 도 10의 L분배 M-점 고속 퓨리에 변환기(이하에서 L*(M-FFT)라 한다)(1022)의 일실시예를 나타내며, 그 작용을 설명하면 다음과 같다. 수신분배기(1022a)는 크기가 N인 입력 신호 블록을 크기가 M인 L개의 작은 블록들로 나눈다. 그 다음, 각 블록을 L개의 M-FFT(1022b-1, 1022b-2, …, 1022b-L)를 통하여 M-점 고속 퓨리에 변환을 한다. 여기서, M×L=N이다. 그 다음, 수신결합기(1022c)은 L개의 M-FFT(1022b-1, 1022b-2, …, 1022b-L)의 출력을 인터리브(interleave)하여 다시 크기가 N인 하나의 블록으로 구성한다. 도 12와 도 13은 각각 N=8, M=2, L=4일때 수신분배기(1022a)의 제1실시예 및 제2실시예를 나타낸 것이다. 도 14는 N=8, M=2, L=4일때 수신결합기(1022c)의 실시예를 나타낸다. 도 12는 신호 송신장치의 송신결합기(506c)가 도 8과 같이 구현된 경우에 대응하는 신호 수신장치의 수신분배기(1022a)의 구조를 나타낸다. 도 13은 신호 송신장치의 송신결합기(506c)가 도 9와 같이 구현된 경우에 대응하는 신호 수신장치의 신호분배기(1022a)의 구조를 나타낸다. 수학식 12는 도 12에 도시된 수신분배기(1022a)의 제1실시예를 나타내는 수식이며, 수학식 13은 도 13에 도시된 수신분배기(1022a)의 제1실시예를 나타내는 수식이다.FIG. 11 shows an embodiment of the L-distribution M-point fast Fourier transformer (hereinafter referred to as L * (M-FFT)) 1022 of FIG. 10, and its operation will be described below. Receive divider 1022a divides an input signal block of size N into L small blocks of size M. Then, each block is subjected to M-point fast Fourier transform through L M-FFTs 1022b-1, 1022b-2, ..., 1022b-L. Here, M x L = N. The receive combiner 1022c then interleaves the outputs of the L M-FFTs 1022b-1, 1022b-2, ..., 1022b-L to form one block of size N again. 12 and 13 show a first embodiment and a second embodiment of the reception distributor 1022a when N = 8, M = 2, and L = 4, respectively. 14 shows an embodiment of the receive coupler 1022c when N = 8, M = 2, and L = 4. FIG. 12 shows the structure of the reception divider 1022a of the signal receiving apparatus corresponding to the case where the transmission combiner 506c of the signal transmitting apparatus is implemented as shown in FIG. FIG. 13 shows the structure of the signal splitter 1022a of the signal receiving apparatus corresponding to the case where the transmitting combiner 506c of the signal transmitting apparatus is implemented as shown in FIG. 9. Equation 12 is an equation representing the first embodiment of the reception distributor 1022a shown in FIG. 12, and Equation 13 is an equation representing the first embodiment of the reception distributor 1022a shown in FIG.

L개의 M-FFT(1022b-1, 1022b-2, …, 1022b-L)는를 입력으로 하고 수학식 14의 M-점 고속 퓨리에 변환을 수행하여을 출력한다.L M-FFTs 1022b-1, 1022b-2, ..., 1022b-L As the input and perform the M-point fast Fourier transform Outputs

그 다음, 수신결합기(1022c)는 수학식 15와 같이 L개의 M-FFT(1022b-1, 1022b-2, …, 1022b-L)의 출력을 인터리브(interleave)하여 다시 크기가 N인 하나의 블록 Zn을 만든다.Then, the receive combiner 1022c outputs the L M-FFTs 1022b-1, 1022b-2, ..., 1022b-L as shown in Equation 15. Interleave 다시 to make a block Z n of size N again.

마지막으로 검출기(1012)는 Zn로부터 Xn을 검출한다.Finally, detector 1012 detects X n from Z n .

본 발명은 L=N, M=1으로 할 경우 도 5의 L*(M-IFFT)(506)은 입력과 출력이 동일해지므로 결과적으로 시간영역에서 신호를 발생하게 된다. 이 경우, 송신단의 직렬/병렬 변환기(504)와 병렬/직렬 변환기(508)가 필요없어진다. 또한, 도 10의 L*(M-FFT)(1022)도 입력과 출력이 동일해진다. 이 경우, 본 발명에 의한 신호 전송 방식은 신호를 시간영역에서 생성하여 송신하고, 시간 영역에서 데이터를 검출한다는 점에서 기존의 단일 반송파 신호 전송 방식과 같다. 그러나, 본 발명에 의한 신호 전송 방식은 신호 송신장치에서는 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 크기 N블록별로 첨가하고 신호 수신장치에서는 수신 신호에서 순환 프리픽스를 제거하며, N-FFT(1008), FEQ(1010) 및 N-IFFT(1020)에 의한 처리에 의해 데이터를 검출하는 점에 있어서 단일 반송파 방식과는 다르다. 본 발명에 의하면, 신호 수신장치의 등화기를 주파수 영역에서 동작하게 하여 기존 단일 반송파 신호 전송방식에서 등화기가 길어졌을 때 갖는 문제점을 쉽게 해결해 준다.In the present invention, when L = N and M = 1, since L * (M-IFFT) 506 of FIG. 5 becomes the same as the input and the output, a signal is generated in the time domain as a result. In this case, the serial / parallel converter 504 and the parallel / serial converter 508 of the transmitting end are unnecessary. In addition, the input and output of L * (M-FFT) 1022 of FIG. In this case, the signal transmission method according to the present invention is the same as the conventional single carrier signal transmission method in that a signal is generated and transmitted in the time domain and data is detected in the time domain. However, in the signal transmission method according to the present invention, a cyclic prefix is added for each size N block in a signal transmission apparatus, and a cyclic prefix is removed from a received signal in a signal receiver, and the N-FFT 1008 and the FEQ 1010 are used. ) And N-IFFT 1020 are different from the single carrier method in that data is detected. According to the present invention, the equalizer of the signal receiving apparatus operates in the frequency domain, thereby easily solving the problem of having the equalizer lengthened in the conventional single carrier signal transmission method.

본 발명은 도 5의 L*(M-IFFT)(506)으로 시간영역 신호를 생성하므로 신호의 최대 PAR 값은 다음과 같다.Since the present invention generates a time domain signal with L * (M-IFFT) 506 of FIG. 5, the maximum PAR value of the signal is as follows.

즉, 본 발명에 의한 신호의 최대 PAR 값은 기존의 OFDM 신호에 비하여로 작아진다. 특히, M=1, L=N으로 할 경우, 본 발명에 의한 신호의 PAR 값은 기존의 단일 반송파 방식의 값과 같아진다.That is, the maximum PAR value of the signal according to the present invention is compared with the conventional OFDM signal Becomes smaller. In particular, when M = 1 and L = N, the PAR value of the signal according to the present invention becomes the same as that of the conventional single carrier system.

또한, 1<M<N인 경우, 본 발명은 기존의 OFDM 신호의 PAR를 줄이기 위한 종래의 방법들과 함께 동작하여 신호의 PAR를 더욱 줄일 수 있을 뿐만 아니라 종래의 PAR 감소 방법들의 작용을 더욱 개선한다.In addition, when 1 <M <N, the present invention can operate together with conventional methods for reducing the PAR of an existing OFDM signal to further reduce the PAR of the signal and further improve the operation of the conventional PAR reduction methods. do.

연구논문 [Richard D.J. van Nee, "OFDM codes for peak-to-average power reduction and error correction", proc. of Globecom'96, pp. 740-744, London, November 1996]의 경우, N=16이고 8-심볼 보상 코드(complementary code) 2개를 인터리빙(interleaving)하여 사용한다. N=8인 기존의 OFDM 시스템에서 8-심볼 보상 코드를 사용할 경우 신호의 PAR가 3dB이지만, N=16이고 8-심볼 보상 코드를 2개 사용할 경우 PAR는 6.24dB로 증가한다. 그러나, 본 발명의 방법에서 N=16, L=2, M=8로 한 다음 신호를 생성할 경우, 신호의 PAR가 3dB이므로 종래의 방법에 비하여 PAR를 3.24 dB 감소시키는 효과를 얻는다. 일반적으로 코드를 사용하여 신호의 PAR를 줄이는 방법들은 N이 커지면 수신단 복호화기의 복잡도가 급격히 증가하여 실제 구현이 불가능하게 되고 단지 N이 작을 때만 구현이 가능하다는 문제가 있다. 그러나, 본 발명에 의하면 N이 큰 심볼을 L개의 작은 블록들로 나누어 코딩할 수 있으로 N이 큰 경우에도 이 코드를 사용할 수 있게 하는 장점이 있다.Research Paper [Richard D.J. van Nee, "OFDM codes for peak-to-average power reduction and error correction", proc. of Globecom'96, pp. 740-744, London, November 1996], N = 16 and two 8-symbol complementary codes are used by interleaving. In the conventional OFDM system with N = 8, the signal PAR is 3dB when using 8-symbol compensation code, but the PAR is increased to 6.24dB when N = 16 and two 8-symbol compensation codes are used. However, in the method of the present invention, when N = 16, L = 2, and M = 8, the next signal is generated, since the PAR of the signal is 3 dB, the effect of reducing the PAR by 3.24 dB is obtained compared to the conventional method. In general, methods for reducing the PAR of a signal using a code have a problem in that when N increases, the complexity of the receiver decoder increases rapidly, so that the actual implementation is impossible, and only when N is small, it can be implemented. However, according to the present invention, since a symbol having a large N can be divided into L small blocks, the code can be used even when the large N is large.

미국 발명특허 5787113과 5623513 "Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems"에서는 신호의 피크 전력이 클리핑 레벨(clipping level)을 넘을 경우, 해당 OFDM 심볼의 전체적인 크기를 줄여야하므로 심볼 전체의 전력을 줄이는 문제가 발생한다. 그러나 본 발명에 의해 크기가 M개인 L개의 소블록으로 나누어서 PAR 감소 방법을 적용할 경우, 심볼 전체가 아닌 일부 샘플들만 그 크기를 줄이므로 전체 신호의 전력 감소가 종래의 방법보다 적어진다. 또한, 수신단에서 신호감소 정보를 검출할 때, 종래의 방법은 이 정보에 오류가 발생하면 전체 심볼 검출에 치명적인 영향을 주지만, 본 발명에 의한 PAR 감소 방법을 적용할 경우, 신호감소 정보는 해당 블록에만 영향을 주고 전체적으로는 영향을 주지 않는다.In U.S. Patents 5787113 and 5623513 "Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems", if the peak power of the signal exceeds the clipping level, the overall size of the OFDM symbol must be reduced, thereby reducing the power of the entire symbol. Occurs. However, according to the present invention, when the PAR reduction method is applied by dividing M into L small blocks of size M, the power reduction of the entire signal is smaller than that of the conventional method since only some samples, not the entire symbol, are reduced in size. In addition, when the receiver detects the signal reduction information, the conventional method has a fatal effect on the entire symbol detection when an error occurs in the information, but when the PAR reduction method according to the present invention is applied, the signal reduction information is applied to the corresponding block. This only affects and does not affect the whole.

Claims (14)

신호를 송신하는 방법에 있어서,In the method of transmitting a signal, (a) 신호를 부호화하는 단계;(a) encoding a signal; (b) 부호화된 N개의 코드 데이터를 하나의 블록으로 하고, 다시 크기가 M인 L개의 소블록들로 나누는 단계(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M);(b) dividing the coded N code data into one block and dividing it into L small blocks of size M (where N, M, and L are integers of 1 or more, respectively, L = N / M) ; (c) 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 역변환하는 단계;(c) inversely transforming the L small blocks with M-point fast Fourier transforms; (d) L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 역변환 블록을 생성하는 단계;(d) combining the L M-point fast Fourier inverse transformed small blocks to produce an inverse transform block of size N; (e) 상기 역변환 블록에 순환 프리픽스를 첨부하는 단계; 및(e) attaching a cyclic prefix to the inverse transform block; And (f) 순환 프리픽스가 첨부된 역변환 블록을 아날로그 신호로 변환하여 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신방법.(f) converting the inverse transform block with the cyclic prefix into an analog signal and transmitting the analog signal. 제1항에 있어서, 상기 하나의 블록을 이루는 N개의 코드 데이터를라고 나타낼 때,The method of claim 1, wherein the N code data forming the one block is stored. When you say, 상기 (b) 단계에서 상기 L개의 소블록들()은 각각 수식In step (b), the L small blocks ( ) Is the formula for each 에 대응하여 나누어지고,Divided in response to, 각 소블록별로 코드 데이터을 M-점 고속 퓨리에 역변환하여 얻는 신호를라 할 때,Code data for each small block Signal obtained by inverse transformation of M-point fast Fourier When we say 상기 (d) 단계에서 상기 역변환 블록은 수식The inverse transform block in the step (d) Silver formula 에 대응하여 결합되는 것을 특징으로 하는 신호 송신방법.The signal transmission method characterized in that coupled to. 제1항에 있어서, 상기 하나의 블록을 이루는 N개의 코드 데이터를라고 나타낼 때,The method of claim 1, wherein the N code data forming the one block is stored. When you say, 상기 (b) 단계에서 상기 L개의 소블록들()은 각각 수식In step (b), the L small blocks ( ) Is the formula for each 에 대응하여 나누어지고,Divided in response to, 각 소블록별로 코드 데이터을 M-점 고속 퓨리에 역변환하여 얻는 신호를라 할 때,Code data for each small block Signal obtained by inverse transformation of M-point fast Fourier When we say 상기 (d) 단계에서 상기 역변환 블록은 수식The inverse transform block in the step (d) Silver formula 에 대응하여 결합되는 것을 특징으로 하는 신호 송신방법.The signal transmission method characterized in that coupled to. 신호를 수신하는 방법에 있어서,In a method for receiving a signal, (a) 수신된 신호를 디지털 변환하여 신호 샘플들을 얻는 단계;(a) digitally converting the received signal to obtain signal samples; (b) 상기 신호 샘플들로부터 크기 N인 신호 샘플 블록의 시작점을 찾고, 순환 프리픽스를 제거하는 단계;(b) finding a starting point of a signal sample block of size N from the signal samples and removing a cyclic prefix; (c) 상기 신호 샘플 블록을 크기가 M인 L개의 소블록으로 나누는 단계(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M);(c) dividing the signal sample block into L small blocks of size M, wherein N, M, and L are each an integer of 1 or more, and L = N / M; (d) 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 변환하는 단계;(d) M-point fast Fourier transforming each of the L small blocks; (e) L개의 M-점 고속 퓨리에 변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 변환 블록을 생성하는 단계; 및(e) combining the L M-point fast Fourier transformed small blocks to produce a transform block of size N; And (f) 상기 변환 블록으로부터 데이터를 검출하고, 복호화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.(f) detecting and decoding data from the transform block. 제4항에 있어서, 상기 하나의 신호 샘플 블록을 이루는 N개의 신호 샘플들을라고 나타낼 때,The method of claim 4, wherein the N signal samples constituting the one signal sample block are collected. When you say, 상기 (c) 단계에서 상기 L개의 소블록들()은 각각 수식In step (c), the L small blocks ( ) Is the formula for each 에 대응하여 나누어지고,Divided in response to, 각 소블록별로 신호 샘플들을 M-점 고속 퓨리에 변환하여 얻는 신호를라 할 때,Signal Samples for Each Small Block Signal obtained by M-point fast Fourier transform When we say 상기 (e) 단계에서 상기 변환 블록은 수식The transform block in the step (e) Silver formula 에 대응하여 결합되는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.Signal receiving method characterized in that coupled in correspondence. 제4항에 있어서, 상기 하나의 신호 샘플 블록을 이루는 N개의 신호 샘플들을라고 나타낼 때,The method of claim 4, wherein the N signal samples constituting the one signal sample block are collected. When you say, 상기 (c) 단계에서 상기 L개의 소블록들()은 각각 수식In step (c), the L small blocks ( ) Is the formula for each 에 대응하여 나누어지고,Divided in response to, 각 소블록별로 신호 샘플들을 M-점 고속 퓨리에 변환하여 얻는 신호를라 할 때,Signal Samples for Each Small Block Signal obtained by M-point fast Fourier transform When we say 상기 (e) 단계에서 상기 변환 블록은 수식The transform block in the step (e) Silver formula 에 대응하여 결합되는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.Signal receiving method characterized in that coupled in correspondence. 제4항에 있어서, 상기 (b) 단계와 상기 (c) 단계 사이에The method of claim 4, wherein the step (b) and the step (c) (b.1) 상기 크기 N인 신호 샘플 블록을 N-점 고속 퓨리에 변환하는 단계;(b.1) N-point fast Fourier transforming the signal sample block of size N; (b.2) 상기 b.1 단계에서 N-점 고속 퓨리에 변환된 값들에 주파수영역등화기의 탭값을 곱하여 채널에 의한 왜곡을 보정하는 단계; 및(b.2) correcting the distortion caused by the channel by multiplying the N-point fast Fourier transformed values by the tap values of the frequency domain equalizer in step b.1; And (b.3) 상기 b.2 단계에서 왜곡을 보정한 N개의 샘플들을 N-점 고속 퓨리에 역변환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.(b.3) further comprising inversely transforming the N samples corrected for distortion in step b.2 by the N-point fast Fourier transform. 신호를 송신하는 장치에 있어서,In the apparatus for transmitting a signal, 신호를 부호화하는 부호화기;An encoder for encoding the signal; 부호화된 N개의 코드 데이터를 하나의 블록으로 하고, 다시 크기가 M인 L개의 소블록들로 나누는 송신분배기(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M);A transmission divider for making the coded N code data into one block and dividing it into L small blocks of size M (where N, M, and L are integers of 1 or more, respectively, L = N / M); 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 역변환하는 L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환기;L M-point fast Fourier inverse transformers respectively inverting the M small-point fast Fourier transforms; L개의 M-점 고속 퓨리에 역변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 역변환 블록을 생성하는 송신 결합기;A transmit combiner for combining the L M-point fast Fourier inverse transformed small blocks to produce an inverse transform block of size N; 상기 역변환 블록에 순환 프리픽스를 첨부하는 순환프리픽스 추가기; 및A cyclic prefix adder for attaching a cyclic prefix to the inverse transform block; And 상기 순환 프리픽스가 첨부된 역변환 블록을 아날로그 신호로 변환하여 전송하는 디지털/아날로그 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신장치.And a digital / analog converter for converting the inverse transform block to which the cyclic prefix is attached and converting it into an analog signal. 제8항에 있어서, 상기 하나의 블록을 이루는 N개의 코드 데이터를라고 나타낼 때,The method of claim 8, wherein the N code data constituting the one block is stored. When you say, 상기 송신 분배기는 상기 L개의 소블록들()을 각각 수식The transmit splitter divides the L small blocks ( ) Each formula 에 대응하여 나누고,Divide in response to, 각 소블록별로 코드 데이터을 M-점 고속 퓨리에 역변환하여 얻는 신호를라 할 때,Code data for each small block Signal obtained by inverse transformation of M-point fast Fourier When we say 상기 송신 결합기는 상기 역변환 블록을 수식The transmitting combiner is the inverse transform block Formula 에 대응하여 결합하는 것을 특징으로 하는 신호 송신장치.And a signal transmitter for coupling in correspondence. 제8항에 있어서, 상기 하나의 블록을 이루는 N개의 코드 데이터를라고 나타낼 때,The method of claim 8, wherein the N code data constituting the one block is stored. When you say, 상기 송신 분배기는 상기 L개의 소블록들()을 각각 수식The transmit splitter divides the L small blocks ( ) Each formula 에 대응하여 나누고,Divide in response to, 각 소블록별로 코드 데이터을 M-점 고속 퓨리에 역변환하여 얻는 신호를라 할 때,Code data for each small block Signal obtained by inverse transformation of M-point fast Fourier When we say 상기 송신 결합기는 상기 역변환 블록을 수식The transmitting combiner is the inverse transform block Formula 에 대응하여 결합하는 것을 특징으로 하는 신호 송신장치.And a signal transmitter for coupling in correspondence. 신호를 수신하는 장치에 있어서,In a device for receiving a signal, 수신된 신호를 디지털 변환하여 신호 샘플들을 얻는 아날로그/디지털 변환기;An analog-to-digital converter for digitally converting the received signal to obtain signal samples; 상기 신호 샘플들로부터 크기 N인 신호 샘플 블록의 시작점을 찾고, 순환 프리픽스를 제거하는 순환프리픽스 제거기;A cyclic prefix remover that finds a starting point of a signal sample block of size N from the signal samples and removes a cyclic prefix; 상기 신호 샘플 블록을 크기가 M인 L개의 소블록으로 나누는 수신 분배기(여기서, N,M,L은 각각 1이상의 정수이고, L=N/M);A receiving divider dividing the signal sample block into L small blocks of size M, where N, M, and L are each an integer of 1 or more, and L = N / M; 상기 L개의 소블록들을 각각 M-점 고속 퓨리에 변환하는 L개의 M-점 고속 퓨리에 변환기;L M-point fast Fourier transformers respectively converting the L small blocks into M-point fast Fourier transforms; L개의 M-점 고속 퓨리에 변환된 소블록들을 결합하여, 크기가 N인 변환 블록을 생성하는 수신 결합기;A receive combiner for combining the L M-point fast Fourier transformed small blocks to produce a transform block of size N; 상기 변환 블록으로부터 데이터를 검출하는 검출기; 및A detector for detecting data from the transform block; And 상기 검출된 데이터를 복호화하는 복호화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신장치.And a decoder for decoding the detected data. 제11항에 있어서, 상기 하나의 신호 샘플 블록을 이루는 N개의 신호 샘플들을라고 나타낼 때,12. The method of claim 11, wherein the N signal samples constituting the one signal sample block When you say, 상기 수신 분배기는 상기 L개의 소블록들()을 각각 수식The receiving distributor divides the L small blocks ( ) Each formula 에 대응하여 나누고,Divide in response to, 각 소블록별로 신호 샘플들을 M-점 고속 퓨리에 변환하여 얻는 신호를라 할 때,Signal Samples for Each Small Block Signal obtained by M-point fast Fourier transform When we say 상기 수신 결합기는 상기 변환 블록을 수식The receive combiner is the transform block Formula 에 대응하여 결합하는 것을 특징으로 하는 신호 수신장치.Signal receiving apparatus, characterized in that coupled to correspond to. 제11항에 있어서, 상기 하나의 신호 샘플 블록을 이루는 N개의 신호 샘플들을라고 나타낼 때,12. The method of claim 11, wherein the N signal samples constituting the one signal sample block When you say, 상기 수신 분배기는 상기 L개의 소블록들()을 각각 수식The receiving distributor divides the L small blocks ( ) Each formula 에 대응하여 나누고,Divide in response to, 각 소블록별로 신호 샘플들을 M-점 고속 퓨리에 변환하여 얻는 신호를라 할 때,Signal Samples for Each Small Block Signal obtained by M-point fast Fourier transform When we say 상기 수신 결합기는 상기 변환 블록을 수식The receive combiner is the transform block Formula 에 대응하여 결합하는 것을 특징으로 하는 신호 수신장치.Signal receiving apparatus, characterized in that coupled to correspond to. 제11항에 있어서,The method of claim 11, 상기 순환프리픽스 제거기에 의해 순환 프리픽스가 제거된 크기 N인 신호 샘플 블록을 N-점 고속 퓨리에 변환하는 N-점 고속 퓨리에 변환기;An N-point fast Fourier transformer for transforming an N-point fast Fourier transform signal block of size N from which the cyclic prefix is removed by the cyclic prefix remover; 상기 N-점 고속 퓨리에 변환기에 의해 N-점 고속 퓨리에 변환된 값들에 주파수영역등화기의 탭값을 곱하여 채널에 의한 왜곡을 보정하는 주파수영역 등화기; 및A frequency domain equalizer for correcting distortion caused by a channel by multiplying the tap values of the frequency domain equalizer by the N-point fast Fourier transformed values by the N-point fast Fourier transformer; And 상기 주파수영역 등화기에 의해 왜곡이 보정된 N개의 샘플들을 N-점 고속 퓨리에 역변환하여 상기 수신 분배기로 출력하는 N-점 고속 퓨리에 역변환기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신장치.And an N-point fast Fourier inverse transformer for inverting the N-point fast Fourier-inverted N samples corrected by the frequency domain equalizer and outputting the N-point fast Fourier inverse transformer.
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