KR19990072647A

KR19990072647A - 개별적인변환기들에의해공급되는잔류측파대및직각진폭변조최종중간주파수신호들을동기화시키는직각진폭변조/잔류측파대디지털텔레비젼수신기

Info

Publication number: KR19990072647A
Application number: KR1019990005007A
Authority: KR
Inventors: 림버그알렌레로이
Original assignee: 윤종용; 삼성전자 주식회사
Priority date: 1998-02-20
Filing date: 1999-02-12
Publication date: 1999-09-27
Also published as: CN1233912A; AR014632A1; CA2262329C; CA2262329A1; TR200002396T2; KR100285432B1; JPH11331301A; BR9900784A; AU1470899A; AU714240B2; US6104763A; SG71906A1; CN1141836C

Abstract

본 발명은 디지털 텔레비젼신호가 직각진폭변조(QAM)를 이용하는지 아니면 잔류측파대(VSB) 진폭변조를 이용하는지의 여부와 무관하게 상기 디지털 텔레비젼신호를 수신하기 위해 버금(penultimate) 중간주파수 증폭기까지 동일 회로를 사용하게 구성된 다중 변환형 QAM/VSB 디지털 텔레비젼 수신기를 제공한다. QAM신호 수신시 최종 중간주파수신호를 발생시키는데 사용되는 변환기와 VSB신호 수신시 최종 중간주파수신호를 발생시키는데 사용되는 변환기들은 각기 별도의 자동주파수 및 위상 제어기능을 갖는 전용의 믹서들과 전용의 국부발진기들을 구비하고 있다. 이러한 개별적인 변환기들의 사용에 따라 VSB 변조형의 디지털 텔레비젼신호의 수신 중에 발생할 수 있는 VSB 수신 모드로부터의 락 아웃(lock-out)을 방지할 수 있다.

Description

개별적인 변환기들에 의해 공급되는 잔류측파대 및 직각진폭변조 최종 중간주파수 신호들을동기화시키는 직각진폭변조/잔류측파대디지털텔레비젼수신기{SYCHRODYNING OF VSB AND QAM FINAL I-F SIGNALS SUPPLIED BY SEPARATE CONVERTERS IN A QAM/VSB DIGITAL TV RECEIVER}

본 발명은 디지털 텔레비젼(DTV)신호가 주반송파의 직각 진폭변조(quadrature amplitude modulation: QAM)를 이용하여 전송되는지 또는 주반송파의 잔류 측파대(vestigial sideband: VSB) 진폭 변조를 이용하여 전송되는지의 여부와 무관하게 상기 디지털 텔레비젼(DTV)신호에 대한 수신 기능을 갖는 무선 수신기에 관한 것이다.

1995년 9월 16일자로 ATSC(Advanced Television Systems Committee)에서 발표한 디지털 텔레비젼 표준에는, 일례로 미합중국내의 NTSC(National Television System Committe)방식의 아날로그 텔레비젼신호의 무선 방송에서 현재 사용하고 있는 6MHz 대역폭의 텔레비젼 채널에서 디지털 텔레비젼(digital television) (DTV)신호의 전송을 위해 사용되는 잔류 측파대(VSB)신호들이 명시되어 있다. VSB DTV신호는 그 스펙트럼이 동일 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV신호의 스펙트럼과 인터리빙(interleaving)되기 쉽도록 설계되어 있는데, 이러한 설계는 파일럿 반송파 및 DTV신호의 주 진폭변조 측파대 주파수를 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도의 1/4의 짝수 배수들간에 각기 존재하는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도의 1/4의 홀수 배수들에 위치시키게 이루어져 있다. 이에 있어, 동일 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV신호의 휘도 및 색도 성분들의 에너지 대부분은 상기 짝수 배수들에 존재하게 되어 있다. NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 1.25MHz 만큼 오프셋되어 있다. 또한, DTV신호의 반송파는 상기한 바와 같은 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 그 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도의 59.75 배만큼 오프셋되어, 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 약 309,877.6kHz 만큼 떨어져 위치하게 된다. 따라서, DTV신호의 반송파는 텔레비젼 채널의 중심 주파수로부터 약 2,690,122.4Hz 만큼 떨어져 위치하게 된다. 디지털 텔레비젼 표준에 따른 정확한 심볼속도(symbol rate)는 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 4.5MHz 만큼 오프셋된 음성 반송파(sound carrier)의 684/286 배로 되어 있다. 여기서, "684"는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 당 심볼들의 갯수를 나타내며, "286"은 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 4.5MHz 만큼 오프셋된 음성 반송파를 얻도록 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도에 승산되는 인수를 나타낸다. 상기 심볼속도는 초당 10.762238 *10⁶개의 심볼에 해당하는 심볼속도로서, 이 심볼속도는 DTV신호 반송파로부터 5.38119MHz 만큼 연장되는 VSB신호에 포함될 수 있다. 즉, VSB신호는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 5.690997MHz 만큼 연장하는 대역으로 제한될 수 있다.

미합중국에서의 디지털 HDTV신호 지상 방송을 위한 ATSC규격에 따르면, 16:9 화면비를 갖는 2가지의 고선명 텔레비젼(HDTV) 포맷 중 어느 쪽도 전송 가능하다. 한가지 HDTV 포맷은 2:1 필드 비월주사방식으로서, 주사선 당 1,920 개의 샘플 및 30Hz 프레임 당 1,080개의 유효 수평 주사선을 사용한다. 다른 HDTV 포맷은 순차주사방식으로서, 주사선 당 1,280개의 휘도 샘플 및 60Hz 프레임 당 텔레비젼 영상의 720개 순차 주사선을 사용한다. 또한 ATSC규격에 따르면, NTSC 아날로그 텔레비젼신호와 비교하여 정상 선명도를 갖는 4개의 텔레비젼신호의 병렬 전송과 같은, HDTV 포맷이외의 DTV 포맷의 전송도 가능하다.

미합중국에서의 지상방송을 위한 잔류측파대(VSB) 진폭변조(AM)에 의해 전송되는 DTV신호는 각기 시간 면에서 연속성을 갖는 313개의 데이터 세그먼트들을 포함하여 시간 면에서 연속성을 가지고 있는 일련의 데이터 필드들을 포함하고 있다. 각 데이터 세그먼트에는 832개의 심볼이 존재한다. 따라서, 심볼속도가 10.76MHz 이면 각 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초(ms)의 지속기간을 갖는다. 각 데이터 세그먼트는 +S, -S, -S, +S 값들을 연속적으로 갖는 4개의 심볼로 된 라인 동기(line synchronization) 코드그룹으로부터 시작된다. 값 +S는 최대 양(positive) 데이터 회귀점(excursion)보다 한 레벨 낮으며, 값 -S는 최대 음(negative) 데이터 회귀점보다 한 레벨 높다. 각 데이터 필드의 초기 라인은 채널등화 및 다중경로 억제과정에 사용하는 트레이닝(training)신호를 코드화하는 필드 동기 코드그룹을 포함한다. 상기 트레이닝신호는 3개의 63-샘플 PN 시퀀스들이 수반되는 하나의 511-샘플 의사잡음 시퀀스("PN 시퀀스")로 이루어진다. 63-샘플 PN 시퀀스들 중 중간 것은 그의 각 홀수번째 데이터 필드의 제 1 라인에서는 제 1 논리규정에 따라, 그리고 각 짝수번째 데이터 필드의 제 1 라인에서는 상기 제 1 논리규정에 대해 1의 보수관계를 갖는 제 2 논리 규정에 따라 전송된다. 상기 트레이닝신호의 나머지 시퀀스들은 모든 데이터 필드에서 동일한 논리 규정에 따라 전송된다.

각 데이터 필드의 후속 라인들은 리드-솔로몬 순방향 에러 정정 코드화된 데이터를 포함한다. 무선 방송의 경우, 리드-솔로몬 코드화된 데이터는 각기 한 개의 비코드화 비트를 갖는 2/3 속도 트렐리스(trellis) 코드인 12개의 인터리빙된(interleaved) 트렐리스 코드들을 이용하여 트렐리스 코드화된다. 트렐리스 코드화 결과는 8-레벨 1차원 구조의 심볼 코드로서 무선 전송될 수 있게 3-비트 군들로 파스(parse)되고, 이 때 상기 전송은 트렐리스 코딩절차와 별도로 심볼을 사전 코드화시키지 않고 수행된다. 트렐리스 코드화는 유선 방송에서는 사용하지 않는다. 에러 정정 코드화된 데이터는 16-레벨 1차원 구조의 심볼 코드로서 전송될 수 있게 4-비트 군들로 파스되며, 이 경우에도 전송은 사전 코딩 없이 수행된다.

VSB신호는 억제된 변조 백분율에 따라 진폭이 변화하게 될 고유 반송파를 갖는다. 상기 고유 반송파는 소정의 변조 백분율에 대응하는 일정 진폭의 파일럿 반송파로 대체된다. 이 일정 진폭의 파일럿 반송파는 진폭변조 측파대신호를 발생시키는 평형변조기에 인가되는 변조전압의 직류성분을 시프트(shift), 즉 이동시킴으로써 발생된다. 상기 진폭변조 측파대신호는 VSB신호를 응답신호로서 공급하는 필터에 제공된다. 4-비트 심볼 코드의 8개의 레벨들이 반송파 변조신호에서 -7,-5,-3,-1,+1,+3,+5, 및 +7의 정규화 값을 갖는다면, 파일럿 반송파는 1.25의 정규화 값을 갖는다. 이 경우, +S의 정규화 값은 +5이며, -S의 정규화 값은 -5이다.

8-레벨 심볼 코딩을 이용한 VSB신호는 미합중국내의 무선방송 시스템에서 사용될 수 있으며, 16-레벨 심볼 코딩을 이용한 VSB신호는 무선 협역방송 시스템 또는 유선방송 시스템에서의 사용을 위해 ATSC규격에서 제안되고 있다. 그러나, 이러한 시스템들의 실제 규격은 VSB신호를 사용하는 대신 억제 반송파 QAM신호를 이용하는 것이다. 따라서, 텔레비젼 수신기 설계자들은 모든 형태의 전송신호를 수신가능하고, 현재 수신되는 전송형태에 적합한 수신장치를 자동으로 선택할 수 있는 수신기를 설계해야 하는 과제를 해결해야 한다. 이러한 수신기들은 본 명세서에서 "QAM/VSB 디지털 텔레비젼 수신기"로 지칭되며, 종종 "VSB/QAM 디지털 텔레비젼 수신기"로도 언급된다. QAM신호 및 VSB신호 모두에 대해 공통적으로 사용되는 중간주파수(IF) 증폭기들을 가지고 있는 QAM/VSB DTV 수신기에 대한 설계에 관련해서는 본 명세서에 인용되고 "HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION"란 명칭으로 1996년 4월 9일자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,606,636 호에 기재되어 있다. 이러한 형태의 QAM/VSB DTV 수신기는 또한 "RADIO RECEIVER FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS"란 명칭으로 1994년 6월 28일자로 출원된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허출원번호 제 08/266,753 호와, "RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS"란 명칭으로 1998년 2월 3일자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,715,012 호와, "RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS"란 명칭으로 1996년 12월 26일자로 출원된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허출원번호 제 08/773,949 호에 기재되어 있다. 상기 미합중국 특허 번호 제 5,506,636 호 및 제 5,715,012 호, 그리고 미합중국 특허 출원 번호 제 08/266,753 호들은 ATSC의 소 위원회에서 일찌기 제안한 바와 같이 VSB DTV신호의 반송파 주파수가 최저 채널 주파수보다 625kHz 만큼 높을 것이라는 가정 하에서 설명을 하고 있다. 이 명세서에서는 1995년 9월 16자로 발간된 디지털 텔레비젼 기준의 부록 A에 명시된 바와 같이 VSB DTV신호의 반송파 주파수를 최저 채널 주파수보다 310kHz 만큼 높다고 가정하고 있다.

미합중국 특허번호 제 5,506,636 호에 기재되어 있는 QAM/VSB DTV 수신기들은 QAM신호가 아닌 VSB신호가 수신되는 중에 종종 VSB 수신 락 아웃(lock out)의 문제점이 발생되게 된다. 본 발명자는 종종 발생하는 이러한 문제점의 발생 원인이 현재 수신되고 있는 DTV신호가 실제로 QAM 인지 또는 VSB인지의 여부에 따라 상기한 다중 변환 수신기들 각각의 후속 국부발진기들 중 하나가 두 소오스 중 하나로부터 선택되는 자동 주파수 및 위상 제어(automatic-frequency-and-phase- control; AFPC)신호를 수신하기 때문이라는 것을 밝혀 내었다. 미합중국 특허번호 제 5,506,636 호에 기재되어 있는 QAM/VSB DTV 수신기의 경우, AFPC신호의 선택은 가능한 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 데 사용하는 회로에 응답하는 허수샘플 존재 검출기에 의해 제어되게 되어 있다. 그러나, 허수샘플 존재 검출기를 만족스럽게 동작시키기 위해서는 가능한 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 데 사용하는 상기 회로가 VSB 파일럿 반송파에 관련하여 적절히 동기화되어야만 한다. 이와 같은 적절한 동기화 상태가 존재하지 않는 한은 허수샘플들이 발생하게 될 것이다. 이러한 허수샘플들의 발생에 응답하여, 허수 샘플 존재 검출기는 QAM/VSB DTV 수신기를 QAM 수신이 가능하게 제어하게 될 것이다. 가능한 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝(synchrodyne)시키는 데 사용하는 상기 회로는 가능한 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 데 사용하는 회로라기 보다는 제어된 후속 국부발진기용의 AFPC신호를 제공하는 회로로서 언급될 것이고, 그 결과 VSB 파일럿 반송파에 관련한 적절한 동기화는 강요되지 않는다. 적절한 동기화가 우연히 발생할 수 있지만, 이 경우에는 허수샘플 존재 검출기가 QAM/VSB DTV 수신기를 VSB 수신이 가능하게 제어할 것이다. 이러한 사고는 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 발생되는 반송파와 VSB 파일럿 반송파간의 위상 슬리패지(slippage)에 의해 발생될 가능성이 크다. 그러나, 종종 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 발생되는 반송파와 VSB 파일럿 반송파간의 위상 슬리패지는 실질적으로 존재하지 않고, 위상은 부정확한 상태로 있게 된다. 이러한 조건하에서는 VSB 수신 모드로부터의 락 아웃이 발생한다.

미합중국 특허번호 제 5,715,012 호와 미합중국 특허출원번호 제 08/266,753 호 및 제 08/773,949 호에 기재된 QAM/VSB DTV 수신기들로서, 가능한 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 데 사용하는 회로에 응답하는 허수샘플 존재 검출기에 의해 AFPC신호의 선택이 제어되게 되어 있는 QAM/VSB DTV 수신기들의 경우에도 상기와 유사하게 QAM신호가 아닌 VSB신호가 수신되는 중에 종종 VSB 수신이 락 아웃(lock out)되는 문제점이 종종 관찰된다. VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 발생되는 반송파와 VSB 파일럿 반송파간의 위상차에 대한 감도는 허수 샘플 존재 검출기가 허수 샘플들의 비 발생을 나타낼 수 있게 하는 경우보다는 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기가 VSB 파일럿 반송파가 검출되고 있다는 것을 나타낼 수 있게 하는 경우에서 낮은 것이 사실이다. 그러나, 이에 불구하고 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 발생되는 반송파와 VSB 파일럿 반송파간에 실질적인 위상 슬리패지가 없고, 그 위상이 정확한 동기화로부터 90°만큼 오프셋된 상태에 있는 경우에는 VSB 수신 모드로부터의 락 아웃이 발생하게 된다.

본 발명자의 주 목표는 QAM 수신용의 그리고 VSB 수신용의 대역통과 트랙커(tracker)들을 사용하여 QAM/VSB 디지털 텔레비젼 수신기에서의 VSB 수신 모드로 부터의 여하한 락 아웃을 방지하는 것이다.

본 발명은 선택된 디지털 텔레비젼신호가 직각 진폭변조(QAM) 디지털 텔레비젼신호인지 아니면 잔류 측파대(VSB) 디지털 텔레비젼신호인지의 여부와 무관하게 선택된 디지털 텔레비젼신호를 수신하기 위한 무선 수신기에서 구현된다. 상기 무선 수신기는 선택된 디지털 텔레비젼신호를 선택하여, 그 텔레비젼신호를 최소한 제 1의 증폭된 버금(penultimate) 중간주파수신호로 증폭, 변환시키는 전단측(front-end circuitry)회로와, 상기 제 1 의 증폭된 버금 중간주파수신호를 제 1 최종 중간주파수신호로 변환하고, 제 1 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 발진 주파수와 발진 위상이 제어되게 구성된 제 1 제어형 발진기를 포함하는 제 1 주파수 변환기와, 상기 제 1 최종 중간주파수신호를 디지털화하고, 디지털화된 제 1 최종 중간주파수신호를 발생시키는 제 1 아날로그/디지털 변환기와, 상기 디지털화된 제 1 최종 중간주파수 신호내의 모든 QAM 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 1 동위상 기저대신호와 제 1 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝 회로와, 디지털화된 제 2 최종 중간주파수신호내의 모든 VSB 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 2 동위상 기저대신호와 제 2 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝회로를 포함한다.

본 발명의 상기 무선 수신기는 상기 전단측 회로로부터 공급되는 제 2 의 증폭된 버금 중간주파수신호를 제 2 최종 중간주파수신호로 변환시키고, 발진 주파수 및 발진 위상이 제 2 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되게 구성된 제 2 제어형 발진기를 포함하는 제 2 주파수 변환기와, 상기 제 2 최종 중간주파수신호를 디지털화하여, 디지털화된 제 2 최종 중간주파수신호를 발생시키는 제 2 아날로그/디지털 변환기를 구비함을 특징으로 하고 있다. 상기 무선 수신기는 또한 상기 제 1 동위상 기저대신호와 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 상기 제 1 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 1 자동주파수 및 위상제어 회로와, 상기 제 2 동위상 기저대신호와 상기 제 2 직교위상 기저대신호에 응답하여 상기 제 2 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 2 자동주파수 및 위상제어 회로를 포함한다.

상기의 "발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술" 부분에서 설명한 QAM/VSB DTV 수신기들과 대조적으로, 모든 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로와 모든 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로에 각기 인가될 수 있게 디지털화된 상기 제 1 및 제 2 최종 중간주파수신호들은 동일 주파수 변환기로부터 공급되지 않고, 각기 제 1 제어형 발진기와 제 2 제어형 발진기들을 포함하는 개별적인 제 1 및 제 2 주파수 변환기들에 의해 각각 공급된다. 또한, 제 1 제어형 발진기에 인가되는 제 1 AFPC신호는 제 2 동위상 기저대신호나 제 2 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않고, 반면 제 2 제어형 발진기에 인가되는 제 2 AFPC신호는 제 1 동위상 기저대신호나 제 1 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않는다. 제 1 제어형 발진기와 제 2 제어형 발진기들 전용의 이러한 개별적인 AFPC 루프들에 의해 상기의 "발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술" 부분에서 설명한 락 아웃의 문제점이 방지된다. 또한, 상기 제 1 및 제 2 제어형 발진기들의 공칭 발진주파수들이 동일할 필요가 없기 때문에, 모든 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로와 모든 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로들에 관련하여 추가적인 설계 융통성이 얻어진다.

도 1 내지 도 4는 본 발명에 따라 구성된 디지털 텔레비젼(DTV) 수신기의 무선 수신부의 개략 블럭도,

도 5는 QAM DTV신호를 디지털 방식으로 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 도 1 내지 도 4의 각 경우에 사용되는 회로의 상세 구성을 도시하는 개략 블럭도,

도 6은 VSB DTV신호를 디지털 방식으로 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 도 1 내지 도 4의 각 경우에 사용되는 회로의 상세 구성을 도시하는 개략 블럭도,

도 7은 샘플클럭발생기와, 디지털 QAM신호들과 디지털 VSB신호들을 각기 최종 중간주파수신호 주파수들에서 기저대로 싱크로다이닝 시키는데 사용되는 복소 반송파들의 디지털 표현신호들을 공급하는 룩업 테이블 롬(ROM)들과, 상기 롬들의 어드레스 발생기들을 제공하는 회로로서, 도 1 내지 도 4에 도시된 소정의 DTV신호 무선 수신기들에 포함되어 있는 회로의 상세 구성을 도시하는 개략 블럭도,

도 8은 도 1 내지 도 4에 도시되어 있는 무선 수신부들을 포함하는 상기 DTV 수신기들의 나머지 부분들을 도시하는 개략 블럭도,

도 9는 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금(penultimate) 중간주파수 대역을 QAM신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들의 표,

도 10은 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금 중간주파수 대역을 VSB신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운(down) 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들을 상기 버금 중간주파수 대역과 상기 최종 중간주파수 대역에서 모두 잔류측파대의 주파수가 전(full) 측파대의 주파수보다 높게 되어 있다는 가정하에서 정하여진 표,

도 11은 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금 중간주파수 대역을 VSB신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들을 상기 버금 중간주파수 대역과 상기 최종 중간주파수 대역에서 모두 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮게 되어 있다는 가정하에서 정하여진 표.

도 1에는 본 발명에 따라 구성되어 QAM과 VSB 디지털 텔레비젼신호(이하 "TV신호"라 칭함) 모두 수신가능한 DTV 수신기의 무선 수신부가 도시되어 있다. 도 1에서, 안테나(1)는 극초단파(ultra high frequency; UHF) 대역 또는 초단파(very high frequency; VHF) 대역의 TV신호에 대한 대표적인 소오스로서, 안테나(1)로부터의 TV신호는 고주파(radio-frequency; RF)증폭기(2)로 인가된다. 상기 RF증폭기(2)에는 수신을 위해 선택된 상기 TV신호에 관련된 텔레비젼 방송 주파수대의 일부를 선택하기 위한 트랙킹(tracking) 사전선택 필터가 구비되어 있다. 상기 RF증폭기(2)는 자동이득제어(automatic-gain-control: AGC) 지연회로(3)를 통해 인가되는 AGC신호들에 대해 지연 응답하는 방식으로 역(reverse) AGC된다. 상기 RF증폭기(2)는 수신을 위해 선택된 TV신호에 대한 증폭된 응답신호를 공급한다.

상기 증폭된 응답신호는 극초단파(UHF) 스팩트럼에서 가장 높은 주파수의 텔레비젼 채널보다 높은 고 대역의 중간주파수로 업(up) 변환될 수 있게 제 1 국부발진기(10)로부터 출력되는 슈퍼(super) 헤터로다이닝신호와 믹싱된다. 현재의 실제 TV 구성에 따르면, 상기 국부발진기(10)는 일반적으로 주파수가 AFT신호에 의해 제어되는 소자제어형 발진기의 주파수에 대해 선택된 주파수 비(ratio)를 갖는 주파수의 슈퍼 헤테로다이닝신호를 발생시키는 주파수 합성기이다. 이러한 택일된 실제 구성에 따르면 AFT신호에 대한 상기 슈퍼 헤테로다이닝신호의 감도는 수신된 모든 TV 채널과 관련하여 대체로 동일하게 된다. RF증폭기(2)에 의해 공급되는 6-MHz 대역폭의 선택된 고주파신호는 제 1 믹서(11)에서 고 대역의 중간주파수(IF)신호로 업 변환되는데, 상기 제 1 믹서(11)는 바람직하게 이중평형 선형 승산형(doubly-balanced linear-multiplication type)으로 구성된다. 상기 고 대역의 IF신호는 텔레비젼 방송용으로 할당된 채널들을 포함하는 UHF 대역 중 1GHz이상의 영상주파수들과 관련된 부분보다 높은 극초단파 주파수에 중심주파수를 두고 있고, 이에 따라 상기 고 대역의 IF신호는 제 1 믹서(11)의 출력단에서 대역통과 결합 네트워크에 의해 용이하게 제거되게 된다.

상기 고 대역의 IF신호는 고 중간주파수 대역 버퍼 증폭기(Hi-IF-Band Buffer Amp)(12)(이하 "고 IF 대역 버퍼증폭기(12)" 라 칭함)를 거쳐 SAW(Surface-Acoustic-Wave)필터(13)에 인가된다. 상기 고 IF 대역 버퍼 증폭기(12)는 상기 SAW필터(13)의 삽입손실(insertion loss)을 10 내지 12dB로 되게 하도록 고정된 이득을 제공하고, 원하지 않는 반사를 방지할 수 있게 선택된 고정된 소오스 임피던스에 의해 상기 SAW필터(13)를 구동시킨다. 상기 SAW필터(13)는 대체로 선형 위상을 가지고 있고 진폭이 일정한 출력신호를 발생시킨다. 상기 SAW필터(13)의 상기 출력신호는 대체로 6MHz의 대역폭을 가지고 있고 중심대역 주파수에 대해 대칭을 이루고 있는 -1dB 내지 1dB의 통과대역의 신호이다. 일례로 상기 UHF 대역의 IF신호는 916MHz에 중심주파수를 둘 수 있다. SAW필터(13)로서 비소화갈륨 SAW필터를 사용하는 경우, 상기한 주파수 범위에서 SAW필터(13)가 만족스럽게 동작할 수 있다. 상기 SAW필터(13)의 출력신호는 제 2 믹서(14)에 인가되어, VHF 대역 중 텔레비젼 방송용으로 할당된 채널들을 포함하는 부분 보다 낮은 초단파 주파수에 중심주파수를 두고 있는 저 대역의 IF신호로 다운(down) 변환된다. 상기 저 대역의 IF신호는 아날로그 TV 시행규정에서 일반화되어 있는 바와 같이 대략 44MHz에 중심주파수를 둘 수 있다. 제 2 믹서(14)에서의 다운 변환을 실행시킬 수 있게 하기 위해 상기 제 2 믹서(14)에는 바람직하게 수정제어형으로 구성된 국부발진기(20)에 의해 안정된 고정 주파수의 헤테로다이닝신호가 인가된다. 상기 제 2 믹서(14)는 바람직하게 이중 평형 선형 승산형으로 구성된다.

저 중간주파수 대역 버퍼증폭기(15)(이하 "저 IF 대역 버퍼증폭기(15)"라 칭함)에 의해 저대역 IF신호가 SAW필터(16)에 인가되는데, 상기 SAW필터(16)는 최소한 6MHz의 대역폭을 갖는 일정한 출력신호를 발생시킬 수 있게 설계되어 있다. 상기 저 IF 대역 버퍼증폭기(15)는 상기 SAW필터(16)의 삽입손실(insertion loss)을 10 내지 12dB로 되게 하도록 고정된 이득을 제공하고, 원하지 않는 반사를 방지할 수 있게 선택된 고정된 소오스 임피던스에 의해 상기 SAW필터(16)를 구동시킨다. 상기 SAW필터(16)는 대체로 선형 위상을 가지고 있고 6MHz를 초과하는 대역폭을 가지고 있는 신호를 출력하고, 이에 따라 이전의 SAW필터(13)는 제 1 중간주파수 증폭기 체인(chain)의 채널특성을 결정하게 된다. SAW필터(16)로서 니오브산리튬(lithium niobate) SAW필터를 사용하는 경우, 대략 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 주파수 범위에서 SAW필터(16)가 만족스럽게 동작할 수 있다. 상기 SAW필터(16)의 출력신호는 자동 이득제어형 저 중간주파수(VHF) 대역 증폭기(이하, "역 AGC형 저 IF 대역 증폭기"라 칭함)(17),(27)들에 입력신호로서 인가된다. 상기 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17)의 출력신호는 최종 IF신호를 공급하기 위한 제 3 믹서(18)에 입력신호로서 인가되고, 상기 제 3 믹서(18)로부터의 상기 최종 IF신호는 아날로그/디지털 변환기(19)(이하 "ADC(19)"라 칭함)에 인가되어 동위상(I) QAM 반송파변조의 동시 검출과 직교위상(Q) QAM 반송파변조의 동시 검출을 행하는 디지털 싱크로다이닝 회로(4)(이하 "QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)"라 칭함)에 인가될 수 있게 디지털화된다. 한편 상기 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(27)의 출력신호는 최종 IF신호를 공급하기 위한 제 3 믹서(28)에 입력신호로서 인가되고, 상기 제 3 믹서(28)로부터의 상기 최종 IF신호는 아날로그/디지털 변환기(29)(이하 "ADC(29)"라 칭함)에 인가되어 동위상(I) VSB 반송파변조의 검출과 직교위상(Q) VSB 반송파변조의 동시 검출을 행하는 디지털 싱크로다이닝 회로(5)(이하 "VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)"라 칭함)에 인가될 수 있게 디지털화된다.

본 발명이 관련되는 한, 도 1의 소자(2), (10 내지 17), (20), (27)들은 상기 제 3 믹서(18),(28)들에 버금(penultimate) IF신호들을 공급하기 위한 전단측 회로를 구성한다. 도 1에 도시된 삼중 변환형 무선 수신기의 경우, 상기 버금 IF신호들은 VHF 대역의 이차 IF신호들이다.

상기 역 AGC형 IF 증폭기(17)의 출력신호와 전압제어형(voltage-controlled: VCO)(이하 "VCO형"이라 칭함)의 제 3 국부발진기(30)로부터의 VHF 국부발진신호는 제 3 믹서(18)에 각기 제 1 및 제 2 입력신호로서 인가된다. 상기 제 3 믹서(18)는 ADC(19)에 의해 디지털화 되기 위해 기저대로부터 수 메가헤르쯔만큼 오프셋된 제 1의 최종 IF신호를 발생시키도록 역 AGC형 IF 증폭기(17)로부터의 증폭된 제 1 VHF IF신호를 다운 변환시키도록 동작한다.

QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)는 상기 제 1의 최종 IF신호에 포함된 QAM DTV신호에 응답하여 QAM심볼들을 나타내는 동위상(I) 및 직교위상(Q) 기저대신호들을 각각 복원시키도록 설계되어 있다. 상기 I 및 Q 기저대신호들은 신속한 동작을 보장할 수 있게 바람직하게 ROM(Read-Only Memory)에서 구현되는 디지털 승산기(31)에 의해 함께 승산된다. 저 주파수 비이트(beat) 항과 심볼속도 항을 나타내는 샘플들을 포함하는 결과 곱은 디지털/아날로그 변환기(32)(이하 "DAC(32)"라 칭함)에 의해 아날로그 형태로 변환된다. DAC(32)의 출력신호에 포함된 심볼속도 항은 자동주파수 및 위상제어(automatic-frequency-and-phase-control: AFPC) 검출기(33)(이하 "AFPC 검출기(33)"이라 칭함)에 공급되고, 상기 AFPC 검출기(33)의 출력신호는 VCO형 제 3 국부발진기(30)에 인가되어 상기 DAC(32)의 출력신호에 포함된 저 주파수 비이트 항을 제로 주파수까지 감소시킬 수 있게 상기 VCO형 제 3 국부발진기(30)의 주파수 및 위상을 조정한다.

상기 VOC형 제 3 국부발진기(30)의 이러한 피드백(feedback) 제어는 일종의 코스타스 루프(Costas loop)이다. 상기 DAC(32)의 출력신호는 QAM 자동이득제어 검출기(34)(이하 "QAM AGC 검출기(34)"라 칭함)에 인가되는데, 상기 QAM AGC 검출기(34)는 인가되는 상기 DAC(32)의 출력신호에 응답하여 AGC신호결합기(25)용 제 1 입력신호를 발생시킨다. 상기 AGC신호결합기(25)는 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17)에 자동이득제어(AGC)신호를 인가한다. 역 AGC 기능을 갖는 상기 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17)를 사용하는 이유는 그의 출력신호에서 QAM 디지털 변조의 선형성에 대한 보존을 보다 좋게 하기 위해서이다.

상기 역 AGC형 IF 증폭기(27)의 출력신호와 VCO형의 제 3 국부발진기(35)로부터의 VHF 국부발진신호는 제 3 믹서(28)에 각기 제 1 및 제 2 입력신호로서 인가된다. 상기 제 3 믹서(28)는 ADC(29)에 의해 디지털화 되기 위해 기저대로부터 수 메가헤르쯔만큼 오프셋된 제 2의 최종 IF신호를 발생시키도록 역 AGC형 IF 증폭기(27)로부터의 증폭된 제 2 VHF IF신호를 다운 변환시키도록 동작한다.

VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)는 상기 제 2의 최종 IF신호에 포함된 VSB DTV신호에 응답하여 동위상(I) 및 직교위상(Q) 기저대신호들을 각각 복원시키도록 설계되어 있다. 상기 기저대신호들중 최소한 I 기저대신호는 VSB AM심볼들을 나타내는 것이다. VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)로부터의 Q 기저대신호는 디지털/아날로그 변환기(36)(이하 "DAC(36)"이라 칭함)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 상기 DAC(36)의 출력신호에 포함된 저 주파수 비이트 항은 저역통과 필터(37)에 의해 상기 DAC(36)의 출력신호로부터 추출된 후 상기 VCO형 제 3 국부발진기(35)에 AFPC신호로서 인가된다. VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)로부터의 I 기저대신호는 디지털/아날로그 변환기(38)(이하 "DAC(38)"이라 칭함)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 상기 DAC(38)의 출력신호는 VSB 자동이득제어 검출기(39)(이하 "VSB AGC 검출기(39)"라 칭함)에 인가되는데, 상기 VSB AGC 검출기(39)는 그에 인가되는 상기 DAC(38)의 출력신호에 응답하여 AGC신호결합기(25)용의 제 2 입력신호를 발생시킨다. 상기 AGC신호결합기(25)는 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(27)에 자동이득제어(AGC)신호를 인가한다. 역 AGC 기능을 갖는 상기 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(27)를 사용하는 이유는 그의 출력신호에서 QAM 디지털 변조의 선형성에 대한 보존을 보다 좋게 하기 위해서이다.

아마도 QAM AGC 검출기(34)와 VSB AGC 검출기(39)의 각 출력신호들 중 하나만은 무선 수신기의 이득 감소의 필요성을 나타낼 것이고, 이에 따라 AGC신호결합기(25)는 상기 출력신호들에 대한 아날로그 OR 회로로서 동작하여 상기 QAM AGC 검출기(34)와 VSB AGC 검출기(39)의 출력신호들 중 무선 수신기의 이득 감소의 필요성을 거의 나타내는 상기 출력신호에만 응답하는 AGC신호들을 발생시킬 수 있게 구성될 수 있다. 상기 AGC신호결합기(25)는 두 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17),(27)모두에 AGC신호를 공급한다. 상기 AGC신호결합기(25)는 매우 강한 신호 수신이 이루어질 시 RF 증폭기(2)의 이득을 감소시킬 수 있게 상기 AGC 지연회로(3)에 AGC신호를 인가한다.

ATSC신호 파일럿 반송파의 동기검출에 기인하는 직류 항이 DAC(36)의 출력신호에 존재하는지의 여부는 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기로서 동작하는 임계값 검출기(21)(이하 "VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)"라 칭함)에 의해 감지된다. 상기 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)에 의한 ATSC신호 파일럿 반송파의 존재 및 비 존재를 나타내는 신호들은 싱크로다이닝 결과 선택기(6)의 제어신호로서 사용된다. 이 신호들은 또한 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 인가되어, 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)내의 디지털 필터들의 구성을 현재 수신 중인 DTV신호가 QAM AM신호인지 아니면 VSB AM신호인지의 여부에 따라 상기 DTV신호에 맞게 선택할 수 있게 해준다.

싱크로다이닝 결과 선택기(6)는 ATSC신호 파일럿 반송파의 비 존재를 나타내는 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력신호에 응답하여 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)로부터의 I 기저대신호를 선택하여 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 실수 샘플 스트림으로서 인가되게 하고, 또한 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)로부터의 Q 기저대신호를 선택하여 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 허수 샘플 스트림으로서 인가한다. 이러한 두 가지의 선택과정은 위상을 스태거링(staggering)시키는 방식으로 이루어지는 것이 아니라 동기적으로 수행된다. 샘플속도가 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 속도라고 가정할 때 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 내부의 디지털 필터 회로가 QAM 심볼들의 보 레이트(baud rate)의 4배에 해당하는 초당 21.52 * 10⁶개 샘플의 샘플속도로 클럭되게 분수 등화기로서 동작할 수 있다. 적합한 설계로는 QAM을 위해 진폭 및 군 지연 등화기(7)가 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)로부터 수신하는 실수 및 허수 샘플 스트림들에 대한 속도 감소 필터링을 사용하는 것을 들 수 있다. 또한 복조된 VSB AM 심볼들의 실수 샘플들의 스트림에 대한 등화를 위해 사용하는 하드웨어의 이용 관점에서 보면 먼저 복조된 QAM 심볼들의 실수 및 허수 샘플 스트림들을 교번 샘플 방식(alternate sample basis)으로 시분할 다중화시킨 후 상기 디지털 등화 필터링의 나머지 과정을 이중 위상 방식(dual-phase basis)으로 행하여 QAM 수신 중에 복소수 등화를 제공하는 것이 편리하다. 복조된 QAM에 대한 진폭 및 군 지연 등화기(7)의 입력단에서의 속도 감소 필터링은 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)를 복조된 QAM에 대한 동기 등화기로서 또는 복조된 QAM에 대한 분수 등화기로서 동작시키게 끔 이루게 할 수 있다. 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 복조된 QAM에 대한 분수 등화기로서 동작하는 경우 QAM신호에 대한 트렐리스(trellis) 디코더(91)(도 8에 도시됨)측의 출력단에 속도 감소 필터가 구비되게 될 것이다.

도 1에 있어서, 싱크로다이닝 결과 선택기(6)는 ATSC신호 파일럿 반송파의 존재를 나타내는 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력신호에 응답하여 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)로부터의 I 기저대신호를 선택하여 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 실수 샘플 스트림으로서 인가되게 하고, 또한 산술 0들의 스트림을 선택하여 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 허수 샘플 스트림으로서 인가되게 한다. 각 스트림에서의 샘플속도가 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 속도라고 가정할 때 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 내부의 디지털 필터 회로가 VSM AM 심볼들의 보 레이트(baud rate)의 2배에 해당하는 초당 21.52 * 10⁶개 샘플의 샘플속도로 클럭되게 VSB AM 수신 중에 분수 등화기로서 동작하도록 제어될 수 있다. 다른 실시예로서, 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 그의 입력단에 속도 감소 필터를 구비할 수 있다. 각 스트림에서의 샘플속도가 여전히 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 속도라고 가정할 때 상기 속도 감소 필터는 진폭 및 군 지연 등화기(7)를 동기 등화기로서 동작케 하도록 VSB AM에 대해 초당 10.76 * 10⁶개 샘플의 샘플속도에 해당하는 보 레이트까지 재 샘플링을 행할 수 있고, 또는 진폭 및 군 지연 등화기(7)를 보다 적은 수의 탭(tap)들을 갖는 분수 등화기로서 동작케 하도록 4/3 보 레이트와 같이 보다 작은 레이트까지 재 심플링을 행할 수 있다. 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 복조된 VSB AM에 대한 분수 등화기로서 동작하는 경우 VSB AM신호에 대한 트렐리스(trellis) 디코더(92)(도 8에 도시됨)측의 출력단에 속도 감소 필터가 구비되게 될 것이다.

도 2에는 SAW 필터(16)의 출력신호를 증폭시키는데 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17),(27)들 대신 단일의 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(26)을 사용한다는 점에서 도 1의 QAM/VSB DTV 수신기와 다른 QAM/VSB DTV 수신기의 무선 수신부들이 도시되어 있다. 제 3 믹서(18),(28)들은 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(17),(27)의 각 출력신호 대신, 상기 단일의 역 AGC형 저 IF 대역 증폭기(26)의 출력신호를 그들의 각 저 IF 대역 DTV 입력신호들로서 수신한다. 상기 저 IF 대역 증폭기(26)에는 역 AGC신호로서 AGC신호 결합기(25)의 출력신호가 인가된다. 본 발명이 관련되는 한, 도 2의 소자 2, 10 내지 16, 26들은 상기 제 3 믹서(18),(28)들에 버금(penultimate) IF신호들을 공급하기 위한 전단측 회로를 구성한다.

도 3 및 도 4에는 싱크로다이닝 결과 선택기(6)에 대한 제어신호인 QAM/VSB 제어신호가 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)에 의해 발생되지 않는다는 점에서 도 1 및 도 2에 도시된 QAM/VSB DTV 수신기들과 다른 QAM/VSB DTV 수신기들의 무선 수신부들이 도시되어 있다. 도 3 및 도 4에 도시된 QAM/VSB DTV 수신기들의 무선 수신부들의 경우, QAM/VSB 제어신호는 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)로부터의 저주파 직교위상 출력신호에 응답하도록 접속된 허수샘플 존재 검출기(22)에 의해 발생되게 되어 있다. 상기 허수샘플 존재 검출기(22)는 QAM신호가 수신 중에 있는 상태에 대한 표시를 제공하도록 상기 저주파 직교위상 출력신호의 에너지에 실질적인 변화가 있을 때를 검출한다.

본 발명의 또 다른 실시예의 경우, 상기 QAM/VSB 제어신호는 단안정 회로 또는 그와 등가인 회로로부터의 출력신호로서 다음과 같은 방식으로 발생되게 된다. 정합필터에 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 동위상 출력신호를 상기 정합필터의 입력신호로서 인가하여 상기 정합필터에 의해 상기 동위상 출력신호에 포함된 데이터 세그먼트(segment) 동기화 코드군들, 데이터 필드 동기화 코드군들, 또는 데이터 필드 동기화 코드군들의 일부에 응답하여 출력 펄스들을 발생시킨다. 상기 출력 펄스들은 노이즈와의 구분을 위해 임계값 검출기에 의해 임계값이 검출되고, 상기 임계값 검출기로부터의 결과 펄스들은 단안정 회로에 인가되어 단안정 회로를 비안정 상태로 절환시킨다. 상기 단안정 회로가 그의 비안정 상태에 있는 동안은 상기 QAM/VSB 제어신호는 VSB AM 수신상태를 나타낸다. VSB DTV신호를 동반하는 데이터 동기화신호가 검출되지 않을 경우 상기 단안정 회로는 그의 안정상태에 있으며, 따라서 이 경우 QAM/VSB 제어신호는 QAM 수신을 의미하는 VSB DTV신호의 비 수신을 나타낸다.

도 5에는 QAM DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)의 구체적인 구성이 도시되어 있다. 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)는 그 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)의 출력신호의 실수부를 발생시키기 위한 QAM 동위상 동기 검출기(40)와, 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)의 출력신호의 허수부를 발생시키기 위한 QAM 직교위상 동기 검출기(45)를 포함하고 있다. 본질적으로 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)는 ADC(19)로부터의 디지털 샘플들에 응답하여 출력되는 실수/복소수 샘플 변환기(48)의 출력신호에 ROM(49)(이하 "QAM 복소 반송파 ROM(49)"라 칭함)으로부터 판독된 QAM 반송파의 복소수 디지털 샘플들을 승산시키는 복소수 디지털 승산기이다. 구체적으로 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)는 디지털 가산기(46), 디지털 감산기(47), 그리고 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 디지털 승산기 41 내지 44를 포함하고 있다. 상기 QAM 동위상 동기 검출기(40)는 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)의 출력신호의 실수부를 발생시키기 위해 상기 제 1 디지털 승산기(41), 상기 제 2 디지털 승산기(42), 그리고 상기 제 1 및 제 2 디지털 승산기(41),(42)들의 곱 출력신호들을 가산하기 위한 디지털 가산기(46)를 포함하고 있다. 상기 제 1 디지털 승산기(41)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털 샘플들에 상기 QAM 복소 반송파 ROM(49)내의 코사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(491)로부터 판독된 QAM 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 상기 제 2 디지털 승산기(42)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털 샘플들에 상기 QAM 복소 반송파 ROM(49)내의 사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(492)로부터 판독된 QAM 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다. 상기 QAM 직교위상 동기 검출기(45)는 상기 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)의 출력신호의 허수부를 발생시키기 위해 상기 제 3 디지털 승산기(43), 상기 제 4 디지털 승산기(44), 그리고 상기 제 4 디지털 승산기(44)의 곱 출력신호로부터 상기 제 3 디지털 승산기(43)의 곱 출력신호를 감산하기 위한 디지털 감산기(47)를 포함하고 있다. 상기 제 3 디지털 승산기(43)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털 샘플들에 상기 QAM 복소 반송파 ROM(49)내의 사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(492)로부터 판독된 QAM 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 상기 제 4 디지털 승산기(44)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털 샘플들에 상기 QAM 복소 반송파 ROM(49)내의 코사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(491)로부터 판독된 QAM 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다.

도 6에는 VSB DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 구체적인 구성이 도시되어 있다. 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)는 그 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 출력신호의 실수부를 발생시키기 위한 VSB 동위상 동기 검출기(50)와, 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 출력신호의 허수부를 발생시키기 위한 VSB 직교위상 동기 검출기(55)를 포함하고 있다. 본질적으로 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)는 ADC(29)로부터의 디지털 샘플들에 응답하여 출력되는 실수/복소수 샘플 변환기(58)의 출력신호에 ROM(59)(이하 "VSB 복소 반송파 ROM(59)"라 칭함)으로부터 판독된 VSB 반송파의 복소수 디지털 샘플들을 승산시키는 복소수 디지털 승산기이다. 구체적으로 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)는 디지털 가산기(56), 디지털 감산기(57), 그리고 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 디지털 승산기 51 내지 54를 포함하고 있다. 상기 VSB 동위상 동기 검출기(50)는 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 출력신호의 실수부를 발생시키기 위해 상기 제 1 디지털 승산기(51), 상기 제 2 디지털 승산기(52), 그리고 상기 제 1 및 제 2 디지털 승산기(51),(52)들의 곱 출력신호들을 가산하기 위한 상기 디지털 가산기(56)를 포함하고 있다. 상기 제 1 디지털 승산기(51)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(58)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털 샘플들에 상기 VSB 복소 반송파 ROM(59)내의 코사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(591)로부터 판독된 VSB 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 상기 제 2 디지털 승산기(52)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(58)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털 샘플들에 상기 VSB 복소 반송파 ROM(59)내의 사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(592)로부터 판독된 VSB 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다. 상기 VSB 직교위상 동기 검출기(55)는 상기 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 출력신호의 허수부를 발생시키기 위해 상기 제 3 디지털 승산기(53), 상기 제 4 디지털 승산기(54), 그리고 상기 제 4 디지털 승산기(53),(54)의 곱 출력신호로부터 상기 제 3 디지털 승산기(53)의 곱 출력신호를 감산하기 위한 상기 디지털 감산기(57)를 포함하고 있다. 상기 제 3 디지털 승산기(53)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(58)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털 샘플들에 상기 VSB 복소 반송파 ROM(59)내의 사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(592)로부터 판독된 VSB 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 상기 제 4 디지털 승산기(54)는 상기 실수/복소수 샘플 변환기(58)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털 샘플들에 상기 VSB 복소 반송파 ROM(59)내의 코사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(591)로부터 판독된 VSB 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다.

도 7에는 샘플 클럭 발생기(8)의 대표적인 구성이 상세하게 도시되어 있다. 도시된 구성은 공칭적으로 21.52MHz 주파수의 시소이드적(cissoidal)인 발진신호들을 발생시키고 바람직하게 고유 발진 주파수와 발진 위상의 안정화를 위해 수정을 사용하는 형태로 된 전압제어형 발진기(80)(이하 "21.5MHz 수정 VCO(80)"라 칭함)를 포함한다. 상기 21.5MHz 수정 VCO(80)는 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC)신호 전압에 의해 발진 주파수 및 위상이 제어되게 구성된 제어형 발진기이다. 상기 AFPC신호 전압은 상기 21.5MHz 수정 VCO(80)의 발진신호에 대한 분주 응답신호를 10.76MHz 아날로그 대역통과 필터(82)(이하 "10.76MHz 아날로그 BPF(82)"라 칭함)를 거쳐 공급되는 10.76MHz의 기준 반송파와 비교하는 자동주파수 및 위상제어(AFPC) 검출기(81)(이하 "AFPC 검출기(81)"라 칭함)에 의해 발생된다. 상기 시소이드적인 발진신호에 응답하여 대칭 클리퍼(clipper) 또는 리미터(limiter)(83)가 본질적으로 구형파의 출력신호를 발생시키는데, 상기 구형파 출력신호는 ADC(22)내에서 최종 IF신호의 샘플링을 타이밍시키기 위한 제 1 클럭신호로서 사용된다. 상기 대칭 클리퍼(83)의 출력신호는 분주기 플립플롭(84)(이하 "(f/2) T 플립플롭(84)"라 칭함)에 인가되는데, 상기 (f/2) T 플립플롭(84)은 소정의 방식으로 상기 제 1 클럭신호의 천이에 응답하여 상기 21.5MHz 수정 VCO(80)의 발진 주파수의 1/2에 해당하는 10.76MHz의 기본 주파수를 갖는 또 다른 구형파를 발생시킨다. 상기 21.5MHz 수정 VCO(80)의 발진신호에 대한 이러한 분주 응답신호는 상기 AFPC 검출기(81)에 인가되어, 상기 10.76MHz 아날로그 BPF(82)를 거쳐 공급되는 10.76MHz의 기준 반송파와 비교된다. 상기 (f/2) T 플립플롭(84)은 또한 10.76MHz의 기본 주파수를 갖는 구형파의 출력신호를 AND 회로(85)에 공급하여, 상기 제 1 클럭신호와 AND 연산되게 함으로써 진폭 및 군 지연 등화기(7)에서의 속도 감소 필터링에 사용되는 제 2 클럭신호를 발생시키게 한다.

21.5MHz 수정 VCO(80)로부터 공급되는 21.52MHz의 기준 반송파는 기저대로 싱크로다이닝된 수신 DTV신호로부터 심볼 주파수(또는 보 주파수)의 저조파에 해당하는 주파수를 갖는 성분을 추출하고, 주파수 체배기 회로에서 상기 심볼 주파수의 저조파에 적당한 인수를 승산함으로써 발생된다. 이하, 이 과정을 구체적으로 설명하겠는데, 이 설명은 먼저 상기 수신 DTV신호가 10.76MHz의 심볼 주파수 또는 보 레이트를 갖는 VSB신호라고 가정한 상태에서, 그리고 다음으로 수신 DTV신호가 5.38MHz의 심볼 주파수 또는 보 레이트를 갖는 QAM신호라고 가정한 상태에서 진행하겠다.

상기 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)에는 디지털 멀티플랙서(86)(이하 "5.38MHz 기준 선택기(86)"라 칭함)가 접속되어 있는데, 이 5.38MHz 기준 선택기(86)는 상기 수신 DTV신호를 동반하는 파일럿 반송파를 검출하여 상기 수신 DTV신호가 VSB신호라는 것을 나타내는 상기 VSB 파일럿 반송파 검출기(21)로부터의 출력신호에 응답하여 VSB 동위상 동기 검출기(50)로부터 공급되는 상기 수신 DTV신호의 실수 샘플들을 선택함으로써 그 실수 샘플들을 5.38MHz에 중심주파수를 두고 있는 선택 응답신호를 제공하는 대역통과 FIR 디지털 필터(87)(이하 "5.38MHz 디지털 BPF(87)"라 칭함)에 인가시키도록 동작하고, 이에 따라 상기 5.38MHz 디지털 BPF(87)는 상기 VSB신호로부터 심볼 주파수의 일차 저조파를 선택하게 된다. 디지털 방식으로의 후속 주파수 체배를 행하려고 할시 발생하는 언더샘플링(undersampling) 문제를 방지하기 위해 5.38MHz에서의 후속 주파수 체배는 아날로그 방식으로 행해진다. 즉, 5.38MHz 디지털 BPF(87)의 출력신호는 디지털/아날로그 변환기(88)(이하 "DAC(88)"라 칭함)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 결과신호는 전파 정류기(89)에 인가된다. 상기 전파 정류기(89)는 5.38MHz의 이차 고조파로서 강한 10.76MHz 성분을 포함하는 상기 5.38MHz 디지털 BPF(87)의 출력신호의 고조파를 발생시킨다. 상기 10.76MHz 아날로그 BPF(82)는 상기 5.38MHz의 이차 고조파에 응답하여 상기 AFPC 검출기(81)에 10.76MHz 의 기준 반송파 입력신호를 공급한다.

상기 5.38MHz 기준 선택기(86)는 또한 상기 수신 DTV신호를 동반하는 파일럿 반송파를 검출하지 않아 상기 수신 DTV신호가 QAM신호라는 것을 나타내는 상기 VSB 파일럿 반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력신호에 응답하여 자승 회로(8A)의 출력신호를 선택함으로써, 그 선택된 신호를 5.38MHz에 중심주파수를 두고 있는 선택 응답신호를 제공하는 상기 5.38MHz 디지털 BPF(87)에 인가시키도록 동작한다. 기저대 QAM신호의 심볼 주파수의 2.69MHz의 일차 저조파를 선택하기 위해 2.69MHz에 중심주파수를 두고 있는 선택 출력신호를 제공하는 대역통과 FIR 디지털 필터(8B)(이하 "2.69MHz 디지털 BPF(8B)"라 칭함)에 의해 상기 자승 회로(8A)에 대한 입력신호가 공급되며, 이에 따라 상기 자승 회로(8A)는 강한 5.38MHz의 성분을 포함하는 상기 2.69MHz 디지털 BPF(8B)의 출력신호의 고조파를 발생시킨다. 상기 기저대 QAM신호는 도 7에 도시된 바와 같이 QAM 동위상 동기 검출기(40)로부터 또는 QAM 직교위상 동기 검출기(45)로부터 공급될 수 있다. 도 7 에서 상기 자승 회로(8A)는 2.69MHz 디지털 BPF(8B)의 출력신호를 승수 및 피승수로서 모두 수신하는 디지털 승산기로서 도시되어 있다. 상기 자승 회로(8A)는 논리 게이트들을 사용하여 디지털 승산기로서 구성될 수 있으나, 보다 신속한 동작을 위해 자승값들에 대한 룩업 테이블을 저장하고 있는 ROM으로 구성된다. 이전 필터의 출력신호의 고조파를 발생시키는데 상기한 자승 회로 대신 절대값 회로를 사용할 수도 있으나, 이 경우에는 약한 이차 고조파가 발생되기 때문에 바람직하지 않다.

도 7에는 또한 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교위상관계를 가지고 있는 QAM 반송파의 두 위상들에 대한 복소수 디지털 표현신호들을 제공하는 QAM 복소 반송파 ROM(49)의 코사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(491)과 사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(492)에 어드레스신호들을 공급하는 제 1 어드레스 발생기(60)의 대표적인 구성이 도시되어 있다. 상기 제 1 어드레스 발생기(60)에는 제 1 어드레스 카운터(61)가 구비되어 상기 제 1 클럭신호의 천이를 계수하고, 이에 의해 기본 제 1 어드레스신호를 발생시킨다. 이 기본 제 1 어드레스신호는 디지털 가산기(62)에 제 1 피가수로서 인가된다. 상기 디지털 가산기(62)내에서 상기 기본 제 1 어드레스신호에는 상기 디지털 가산기(62)에 제 2 피가수로서 인가되는 제 1 어드레스 정정신호가 가산되고, 이에 따라 QAM 복소 반송파 ROM(49)의 코사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(491)과 사인 QAM 복소 반송파 룩업 테이블(492) 모두를 어드레싱시키기 위한 정정된 제 1 어드레스신호가 합 출력신호로서 발생된다. 상기 제 1 어드레스 발생기(60)에는 또한 심볼 클럭 회전 검출기(63)가 구비되는데, 이 심볼 클럭 회전 검출기(63)는 QAM 동위상 동기 검출기(40)에 의해 기저대로 싱크로다이닝되는 QAM신호의 실수 샘플들의 시퀀스 및 QAM 직교위상 동기 검출기(45)에 의해 기저대로 싱크로다이닝되는 QAM신호의 허수 샘플들의 시퀀스에 응답한다. 상기 심볼 클럭 회전 검출기(63)는 심볼 주파수의 약수인 최종 중간주파수로 헤테로다이닝된 수신 QAM신호에서 입증되는 바와 같이 상기 제 1 클럭신호에 따라 수신기에서 행해지는 심볼 클럭킹(clocking)과 송신기에서 행해지는 심볼 클럭킹사이의 위상 불일치(misphasing)를 검출한다. "METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRONIZATION AND DATA DETETION"이란 명칭으로 1992년 5월 19일자로 에이. 디. 쿠카(A.D.Kucar)에게 특허 허여되었고 본 명세서에 인용되어 있는 미합중국 특허번호 제 5,115,454 호에는 상기 심볼 클럭 회전 검출기(63)의 구성에 관련된 여러 형태 및 그 중 일부를 설명하는 배경 문헌이 기재되어 있다. 상기 제 1 어드레스 발생기(60)에는 또한 디지털 저역통과 필터(64)(이하 "샘플 평균화 디지털 LPF(64)"라 칭함)가 구비되어 있는데, 이 샘플 평균화 디지털 LPF(64)는 상기 심볼 클럭 회전 검출기(63)에 의해 검출되는, 수신기에서 행해진 심볼 클럭킹의 위상 불일치를 수 많은 샘플들(일례로 수 백만개의 샘플들)에 대해 평균화하여, 상기 기본 제 1 어드레스신호를 정정하도록 상기 디지털 가산기(62)에 공급되는 상기 제 1 어드레스 정정신호를 발생시킨다. 이와 같이 많은 샘플들에 대해 이루어지는 평균화는 보다 적은 갯수의 샘플들을 누적한 후 그 누적된 샘플들을 후속 누적을 위해 감소된 샘플속도로 순방향으로 덤프(dump)시키고, 이러한 누적과 서브 샘플링(sub-sampling)을 서브 샘플링의 속도를 점차로 감소시키면서 수 회 반복하는 과정에 의해 행할 수 있다.

도 7에는 또한 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교위상관계를 가지고 있는 VSB 반송파의 두 동기 위상들에 대한 복소수 디지털 표현신호들을 제공하는 VSB 복소 반송파 ROM(59)의 코사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(591)과 사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(592)에 어드레스신호들을 공급하는 제 2 어드레스 발생기(70)의 대표적인 구성이 도시되어 있다. 상기 제 2 어드레스 발생기(70)에는 제 2 어드레스 카운터(71)가 구비되어 상기 제 1 클럭신호의 천이를 계수하고, 이에 의해 기본 제 2 어드레스신호를 발생시킨다. 이 기본 제 2 어드레스신호는 디지털 가산기(72)에 제 1 피가수로서 인가된다. 상기 디지털 가산기(72)내에서 상기 기본 제 2 어드레스신호에는 상기 디지털 가산기(72)에 제 2 피가수로서 인가되는 제 2 어드레스 정정신호가 가산되고, 이에 따라 VSB 복소 반송파 ROM(59)의 코사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(591)과 사인 VSB 복소 반송파 룩업 테이블(592) 모두를 어드레싱시키기 위한 정정된 제 2 어드레스신호가 합 출력신호로서 발생하게 된다.

도 7에는 또한 상기 VSB 동위상 동기 검출기(50)로부터의 샘플들을 양자화기(74)에 입력신호로서 인가하기에 앞서 소정 갯수의 샘플 주기들만큼 지연시키는 클럭형 디지털 지연 라인(73)이 도시되어 있다. 상기 양자화기(74)는 그에 입력신호로서 현재 수신되는 샘플에 의해 가장 근사하게 된 양자화 레벨을 공급한다. 이러한 양자화 레벨은 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파의 에너지로부터 추정 또는 상기 VSB신호의 포락선(envelope) 검출 결과로부터 추정할 수 있다. 양자화기(74)에 의해 출력신호로서 선택되는 가장 근사한 양자화 레벨은 출력단에 클럭형 래치를 포함하여 클럭형 소자로서 동작하는 디지털 가산기/감산기(75)에서 상기 양자화기(74)의 입력신호에 의해 감산된다. 상기 디지털 가산기/감산기(75)로부터의 결과 차 출력신호는 복원되어야 할 심볼 레벨들로부터 실제로 복원된 심볼 레벨들의 퇴거(departure)를 나타내나, 그 퇴거의 극성이 선행되는 심볼 위상 불일치 또는 지연되는 심볼 위상 불일치 중 어느 것에 기인하는 지의 여부는 해결해야 할 상태로 남아 있게 된다.

상기 클럭형 디지털 지연 라인(73)에 입력신호로서 인가되는 상기 VSB 동위상 동기 검출기(50)로부터의 샘플들은 지연 없이 평균자승오차(mean-square-error: MSE) 구배 검출 필터(76)(이하 "MSE 구배 검출 필터(76)"라 칭함)에 입력신호로서 인가된다. 상기 MSE 구배 검출 필터(76)는 (-1/2), 1, 0, (-1), (+1/2) 커널(kernel)을 갖는 유한 임펄스 응답(FIR)형 디지털 필터로서, 이 필터의 동작은 상기 제 1 샘플링 클럭에 의해 클럭되게 되어 있다. 상기 클럭형 디지털 지연 회로(73)에 의해 제공되는 상기한 지연 샘플 기간들의 갯수는 MSE 구배 검출 필터(76)의 출력신호가 디지털 가산기/감산기(75)로부터의 차신호와 일시적으로 정렬(alignment) 상태를 이루게끔 정해진다. 이를 위해 디지털 가산기/감산기(75)로부터의 차신호는 디지털 승산기(77)에 의해 MSE 구배 검출 필터(76)의 출력신호와 승산되게 된다. 2의 보수 필터인 상기 MSE 구배 검출 필터(76)의 출력신호 중 부호 비트(sign bit) 및 다음의 최상위 비트만으로도 승산이 가능하고, 이에 따라 디지털 승산기(77)의 구성을 단순화시킬 수 있다. 상기 디지털 승산기(77)로부터 출력되는 곱신호의 샘플들은 수신기에서 행해진 심볼 클럭킹의 위상 불일치를 나타내는 것들로서, 디지털 저역통과 필터(78)(이하 "샘플 평균화 디지털 LPF(78)"라 칭함)에 의해 평균화되게 된다. 상기 샘플 평균화 디지털 LPF(78)에 의해 행해지는 평균화는 수 많은 샘플들(일례로, 수 백만개의 샘플들)에 대해 이루어지며, 그 결과 상기 샘플 평균화 디지털 LPF(78)는 상기 기본 제 2 어드레스를 정정하도록 상기 디지털 가산기(72)에 인가되는 상기 제 2 어드레스 정정신호를 발생시키게 된다.

도 6에 도시된 상기 제 2 어드레스 발생기(70)에 사용되는 심볼 동기 기술은 에스. 유. 에이취. 큐레시(S.U.H. Qureshi)가 1976년 12월 판 IEEE Transactions on Communications의 1326-1330쪽에 실린 그의 논문 "Timing Recovery for Equalized Partial-Response Systems"에서 펄스진폭변조(PAM)신호의 사용과 관련된 일반적인 기술과 동일한 것이다. VSB신호의 심볼동기와 관련하여 사용되는 이러한 심볼동기 기술들은 특히 본 명세서에서 인용하고 있는 씨.비. 파텔(C.B. Patel)과 본 발명자의 선 출원들에 기재되어 있다. 도 7에 도시된 일반적인 형태의 제 2 어드레스발생기(70)의 경우, 클럭형 디지털 지연라인(73)은 별도의 소자로서 존재하지 않고, 대신 MSE 구배 검출 필터(76)와 일시적으로 정렬되는 디지털 가산기/감산기(75)로부터의 차신호에 대해 소정의 샘플주기 갯수만큼 지연된 상태로 양자화기(74)에 입력되는 입력신호는 MSE 구배 검출 필터(76)에 내장되어 있는 탭형 디지털 지연라인으로부터 발생된다. 상기 탭형 디지털 지연라인은 MSE 구배 검출 필터(76)의 출력신호를 발생시키도록 합산되기 전에 상기한 (-1/2), 1, 0, (-1), (+1/2) 커널에 의해 가중처리될 차동지연된 샘플들을 공급한다.

도 8에는 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)가 도시되어 있는데, 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 심볼간 에러를 야기시키기 쉬운 진폭 대 주파수 특성을 갖는 기저대 응답신호를 심볼간 에러를 발생시키는 경향을 최소화시키는 보다 최적의 진폭 대 주파수 특성을 갖는 신호로 변환시킨다. 도 1 내지 도 4에 또한 도시되어 있는 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)로는 등화기들에 사용하기 위한 오프 더 셀프로서 입수 가능한 모노리틱(monolithic) 집적회로들 중 적당한 것을 사용할 수 있다. 이러한 집적회로는 진폭 및 군 지연 등화를 위해 사용되고 탭가중치가 프로그램가능한 다중탭 디지털필터와, 트레이닝 신호(training signal)를 선택적으로 누적하고, 그 누적결과를 임시 저장하는 회로와, 임시 저장된 누적결과를 "priori"로서 알려져 있는 이상적인 트레이닝 신호와 비교하고, 진폭 및 군 지연 등화를 위해 사용되는 다중탭 디지털필터의 갱신된 탭가중치들을 계산하기 위한 마이크로컴퓨터를 포함한다.

VSB AM 수신 중에 진폭 및 군 지연 등화기(7)의 실수 출력신호는 VSB 원신호로부터의 심볼디코딩된 디지털 데이터스트림들을 복원시키는 심볼디코딩을 수행하는 1차원 심볼디코딩회로(91)(이하 "VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)"라 칭함)에 입력신호로서 인가된다. ATSC 규격에 따른 VSB신호의 경우에는 트렐리스 코딩처리가 이루어지지 않은 필드동기 코드군들을 포함하는 각 데이터필드의 초기 데이터 세그먼트를 제외한 모든 데이터 세그먼트들내의 데이터에 대해 트렐리스 코딩이 사용된다. 종래기술에서와 같이, VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)가 공급하는 심불디코딩된 디지털데이터 스트림들 중 하나로서 추후의 데이터처리를 위해 사용되어야할 디지털데이터 스트림은 데이터 슬라이스과정의 결과를 트렐리스디코딩함에 따라 발생되며, 통상적으로 최적의 비터비(Viterbi) 디코딩기술들이 사용된다. 종래기술에서와 같이 VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)가 공급하는 심볼 디코딩된 디지털데이터 스트림들 중 또 다른 하나로서 수신된 QAM 원신호에 포함되어 있는 동기정보에 응답하는 수신기에 의한 데이터처리를 제어하기 위해 사용되어야 할 디지털데이터 스트림은 후속 트렐리스 디코딩 없이 데이터 슬라이스과정을 이용하여 발생된다. 상기 VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)는 바람직하게 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE"란 명칭으로 1998년 5월 5일자로 특허허여된 미합중국 특허번호 제 5,748,226 호에 기재된 것과 유사한 데이터 슬라이스기술을 이용한다는 점에서 통상의 종래 방식과 다르게 되어 있다.

QAM 수신 중에 상기 진폭 및 군 지연 등화기(7)의 실수 및 허수 응답신호들 모두는 QAM 원(origin)신호로부터의 심볼디코딩된 디지털 데이터스트림들을 복원시키는 심볼디코딩을 수행하는 2차원 심볼디코딩회로(92)(이하 "QAM 2차원 트렐리스 디코딩회로(92)"라 칭함)에 입력신호로서 인가된다. 상기 QAM 원신호가 그 VSB 원신호내의 데이터 동기정보에 대응하는 데이터 동기정보를 포함한다고 가정하면, 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 하나는 추후의 데이터처리를 위해 공급된 트렐리스 디코딩된 디지털데이터 스트림이 되고, 그러한 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 또 다른 하나는 후속 트렐리스 디코딩없이 데이터 슬라이스처리에 의해 발생되게 된다. 후자의 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림은 상기 수신된 VSB 원신호에 포함되어 있는 동기 정보에 응답하는 수신기에 의한 데이터 처리를 제어하는데 사용된다.

VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)와 QAM 2차원 트렐리스 디코딩회로(92)에는 디지털신호 멀티플랙서(93)가 접속되어 있는데, 이 디지털신호 멀티플랙서(93)는 인가되는 두 디지털입력신호들 중 하나를 출력신호로서 선택하는 데이터소오스 선택기(이하 "데이터소오스 선택기(93)"라 칭함)로서 작용한다. 상기 데이터소오스 선택기(93)는 VSB 싱크로다이닝회로(5)로부터의 실수 샘플들의 제로 주파수 항을 검출하기 위한 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)에 의해 제어되게 되어 있다. 상기 제로 주파수 항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 없음을 나타내는, 본질적으로 제로의 에너지를 갖는 경우, 데이터소오스 선택기(93)는 그의 제 1 디지털입력신호에 선택적으로 응답하여 그의 디지털데이터출력원으로서 QAM신호에 포함된 심볼들을 디코딩하는 QAM 2차원 트렐리스 디코딩회로(92)를 선택한다. 그러나, 상기 제로 주파수 항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 존재를 나타내는 실질적인 에너지를 갖는 경우, 데이터소오스 선택기(93)는 그의 제 2 디지털입력신호에 선택적으로 응답하여 그의 디지털데이터출력원으로서 VSB신호에 포함된 심볼들을 디코딩하는 VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)를 선택한다.

상기 데이터소오스 선택기(93)에 의해 선택된 데이터는 데이터 디인터리버(94)에 입력신호로서 인가되고, 그 데이터 디인터리버(94)로부터 공급되는 디-인터리브된 데이터는 리드-솔로몬 디코더(95)에 인가된다. 상기 데이터 디인터리버(94)는 종종 그의 전용 모노리틱 집적회로 내에 구성되고 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적합한 디-인터리빙 알고리듬을 선택할 수 있도록 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 되어 있으나, 이러한 사항은 단순 설계사항에 불과한 것이다. 또한, 상기 리드-솔로몬 디코더(95)도 종종 그의 전용 모노리틱 집적회로내에 구성되고 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적당한 리드-솔로몬 알고리듬을 선택할 수 있도록 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 되어 있으나, 이러한 사항도 단순 설계사항에 불과한 것이다. 리드-솔로몬 디코더(95)는 데이터 디랜더마이저(de-randomizer)(96)에 에러검출 데이터를 공급하는데, 상기 에러검출데이터에 응답하여 데이터 디랜더마이저(96)는 DTV수신기에 전송하기에 앞서 랜더마이징된 신호를 재생시킨다. 상기 재생된 신호는 패킷소터(packet sorter)(97)용의 데이터 패킷들을 포함한다. 데이터 디랜더마이저(96)는 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적당한 데이터 디랜더마이징 알고리듬을 선택할 수 있도록 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 구성되어 있으나, 이러한 사항도 단순 설계사항에 불과한 것이다.

QAM 2차원 트렐리스 디코딩회로(92)의 데이터출력에 포함되어 있는 데이터동기정보는 제 1 데이터동기 복원회로(98)에 의해 복원되며, VSB 1차원 트렐리스 디코딩회로(91)의 데이터출력에 포함되어 있는 데이터동기정보는 제 2 데이터동기 복원회로(99)에 의해 복원된다. 상기 데이터동기 복원회로(98),(99)에는 데이터 동기 선택기(100)가 접속되어 있는데, 상기 데이터 동기 선택기(100)는 VSB 싱크로다이닝회로(5)로부터의 실수 샘플들의 제로 주파수 항을 검출하기 위한 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)의 제어에 따라, 제 1, 제 2 데이터동기 복원회로(98),(99)에 의해 각기 제공되는 데이터동기정보들 중 하나를 선택하게 되어 있다. 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 없음을 나타내는, 본질적으로 제로의 에너지를 갖는 경우, 데이터동기 선택기(100)는 그의 출력신호로서 제 1 데이터동기 복원회로(98)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택한다. 그러나, 상기 제로 주파수 항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 존재를 나타내는 실질적인 에너지를 갖는 경우, 데이터동기 선택기(100)는 그의 출력신호로서 제 2 데이터동기 복원회로(99)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택한다.

데이터동기 선택기(100)가 그의 출력신호로서 제 2 데이터동기 복원회로(99)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택하는 경우, 각 데이터필드의 초기 데이터라인들이 훈련신호로서 진폭 및 군 지연 등화기(7)에 인가될 수 있게 선택된다. 데이터동기선택기(100)에 데이터필드 인덱싱정보를 제공할 수 있도록 제 2 데이터동기 복원회로(99)내에서 2개의 연속된 63-샘플 PN 시퀀스의 발생이 검출된다.

QAM DTV신호에 대한 규격은 현재 VSB DTV신호에 대한 규격과 같이 잘 정의되어 있지 않다. 32-상태 QAM신호는 MPEG 기준과 관계없는 압축기술들을 사용할 필요 없이 단일 HDTV신호에 대한 충분한 용량을 제공하나, 일반적으로 MPEG 규격과 관계없는 압축기술들 중 일부는 단일 HDTV신호를 16-상태 QAM신호로서 코딩시키도록 사용되고 있다. 전형적으로, 제 2 데이터동기 복원회로(99)는 데이터동기선택기(100)에 인가하기 위한 데이터필드 인덱싱정보를 발생시킬 수 있도록 소정의 24-비트 워드(word)의 발생을 검출한다. 데이터동기선택기(100)에 내장되어 있는 멀티플랙서는 제 1 및 제 2 데이터동기복원회로(98),(99)에 의해 각기 공급되는 데이터필드 인덱싱정보들 중 하나를 선택하는데, 이와 같이 하여 선택된 데이터필드 인덱싱 정보는 데이터 디인터리버(94), 리드-솔로몬 검출기(95), 그리고 데이터 디랜더마이저(96)에 공급된다. 이 경우, QAM DTV신호에 트레이닝 신호가 포함되어 있지 않다는 내용이 기록된다. 따라서, 진폭 및 군 지연 등화기(7)는 파일럿 반송파의 없음을 나타내는 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(21)에 응답하여 트레이닝 신호에 의존하지 않는 결정방향성 등화기술을 사용하도록 제어되게 되고, 제 2 데이터동기복원회로(99)에 의해 선택된 VSB 트레이닝 신호는 멀티플랙서의 필요 없이 데이터동기선택기(100)를 통해 전송되게 된다. 또한, QAM DTV전송을 위한 데이터라인 동기신호로서, 최소한 기준으로서 선택된 데이터라인 동기신호가 아닌 데이터라인 동기신호는 존재하지 않는다. 제 1 데이터동기복원회로(98)는 데이터필드 내 동기정보를 발생시키도록 각 데이터필드내의 샘플들을 계수하는 계수회로를 포함한다. 이 데이터필드 내 동기정보 및 제 2 데이터동기복원회로(99)에 의해 발생되는 데이터필드 내 동기정보(일례로, 데이터라인 계수값)들은 필요에 따라 데이터 디인터리버(94), 리드-솔로몬 디코더(95), 그리고 데이터 디랜더마이저(96)에 인가되도록 데이터동기선택기(100)내의 적당한 멀티플랙서들에 의해 선택되게 된다.

다른 실시예로서, VSB신호 수신 중에 행하는 데이터동기를 싱크로다이닝 결과 선택기(6)의 출력신호 또는 진폭 및 군 지연 등화기(7)의 출력신호내의 동기코드 시퀀스에 대한 스파이크(spike)응답신호를 발생시키는 정합필터들을 사용하여 심볼디코딩에 앞서 이루게 할 수도 있다. 동기코드 시퀀스들에 대한 스파이크응답신호를 발생시키는 상기 정합필터들은 바람직하게 그 각각의 커널(kernel)내의 샘플 갯수를 감소시킬 수 있도록 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)와 VSB DTV 싱크로다이닝 회로(5)의 오버 샘플링(over-sampling)된 응답신호들을 입력신호로서 공급받지 않고, 대신 입력신호들을 ATSC신호의 보 레이트 또는 심볼속도까지 감소된 샘플속도로 공급받는다. 동기코드 시퀀스들에 대한 스파이크응답신호들을 발생시키는 상기 정합필터들은 바람직하게 다중경로수신이 온 데이터(on data)동기를 갖게 하는 효과를 감소시킬 수 있도록 진폭 및 군지연 등화기(7)의 응답신호를 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있다.

패킷소터(97)는 연속된 데이터패킷들내의 헤더코드들에 응답하여 각기 다른 용도의 데이터패킷들을 소팅한다. DTV 프로그램의 오디오부분들을 나타내는 데이터패킷들은 상기 패킷소터(97)에 의해 디지털 사운드 디코더(101)에 인가된다. 상기 디지털 사운드 디코더(101)는 다수의 스피커(103),(104)들을 구동시키는 다중채널 오디오 증폭기(102)에 좌측 채널 및 우측 채널 스테레오 사운드신호들을 공급한다. DTV 프로그램의 비디오부분을 나타내는 데이터패킷들은 패킷소터(97)에 의해 일례로 MPEG-2형의 MPEG 비디오 디코더(105)(이하 "MPEG-2 비디오 디코더(105)"라 칭함)에 인가된다. 상기 MPEG-2 비디오 디코더(105)는 키네스코프(kinescope) 편향회로(106)에 수평(H) 및 수직(V) 동기신호들을 공급하고, 상기 키네스코프 편향회로(106)는 키네스코프(107)의 표시 스크린의 래스터 주사를 제공한다. 상기 MPEG-2 비디오 디코더(105)는 또한 키네스코프(107)에 증폭된 적색(R), 녹색(G), 청색(B) 구동신호들을 인가하는 키네스코프 구동기 증폭기(108)에 신호들을 공급한다. 도 1, 도 2, 도 3, 도 4, 그리고 도 8에 도시된 DTV 수신기의 변형예로서, 키네스코프(107)대신 또는 그에 추가로 다른 형태의 디스프레이장치를 사용할 수 있으며, 사운드 복원시스템의 경우도 다른 형태의 것, 그러나 단일 오디오채널로 구성되는 것을 사용하거나, 단순한 스테레오 재생시스템의 경우보다 복잡한 것을 사용할 수도 있다.

실수/복소수 샘플 변환기(48),(58)들은 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER, AS FOR INCLUSION IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1995년 12월 26자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,479,449 호에 기재된 바와 같은 힐버트(Hilbert) 변환 발생 필터 및 지연 보상 회로를 사용할 수 있다. 다른 실시예로서, 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48),(58)들은 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FILTERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1996년 10월 20일자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,548,617 호에 기재된 바와 같은 레이다(Rader) 필터들을 사용할 수 있다. 또 다른 실시예로서, 상기 실수/복소수 샘플 변환기(48),(58)들은 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FILTERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1998년 3월 24일자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,731,848 호에 기재된 바와 같은 Ng 필터를 사용할 수 있다.

최종 IF신호의 최저 주파수에 대한 최고 주파수의 비를 대략 8:1 미만으로 유지시켜 실수/복소수 샘플변환기(48),(58)에 대한 필터링 요건을 완화시킬 수 있도록 상기 최종 IF신호의 최저 주파수는 1 MHz이상이 되는 것이 바람직하다. QAM신호 단독에 대한 이러한 선택을 만족시키기 위한, 최종 IF신호의 QAM 반송파에 대한 최저 반송파 주파수는 3.69 MHz이다. 또한, VSB신호 단독에 대한 상기한 선택을 만족시키기 위한, 최종 IF신호의 VSB 반송파에 대한 최저 반송파 주파수는 VSB신호의 전 측파대의 주파수가 잔류측파대의 주파수보다 높아야 하는 것으로 가정할 경우에는 1.31 MHz이고, VSB신호의 전 측파대의 주파수가 잔류측파대의 주파수보다 낮아야 하는 것으로 가정할 경우에는 6.38 MHz이다.

본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIPLE OF SYMBOL RATE, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1997년 2월 25일자로 특허 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)씨와 본 발명자의 미합중국 특허번호 제 5,606,579 호에 기재되어 있는 바와 같이, 디지털 방식으로 기저대로 싱크로다이닝되는 신호의 반송파는 심볼속도의 배수의 약수로 되는 주파수를 가지고 있어야만 한다는 조건이 강력히 요구된다. 이에 따르면 아날로그 반송파신호들을 연속적인 방식으로 디지털화시키는 대신 ROM에의 디지털 반송파신호의 저장을 실현할 수 있다.

ADC(19)에서의 샘플속도가 샘플클럭발생기(8)로부터의 제 1 클럭신호에 의해 초당 5.38 * 10⁶개의 심볼에 해당하는 심볼속도로 QAM신호를 적절히 복조하는데 요구되는 초당 최소 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 설정되면, QAM DTV신호의 반송파에 대한 최종 변환 중간주파수는 5.38 MHz보다 높지 않게 되는 것이 바람직하고, 이 경우 상기 중간주파수는 사이클당 최소한 4번 샘플링될 수 있다. 최종 IF신호의 QAM 반송파가 3.69MHz와 5.38MHz사이의 대역(이 두 한계 주파수 포함)에 있게 되는 경우, 상기 QAM 반송파는 일례로 43.05MHz의 7차, 8차, 9차, 또는 10차 저조파에 해당하는 주파수를 가질 수 있을 것이다. QAM 반송파에 대한 최종 변환 중간주파수로는 43.05MHz의 7차 저조파 및 21.52MHz의 3차 저조파, 즉, 5.38MHz가 바람직하다. 이 경우에 요구되는 실제 저장 영역의 갯수를 감소시킬 수 있도록 QAM 복소 반송파 ROM(49)의 어드레싱(addressing)을 대칭화시킬 수 있다. QAM 복소 반송파 ROM(49)에서 요구되는 실제 저장 영역들의 갯수를 감소시키는 관점에서 보면 43.05MHz의 11차 저조파 및 21.52MHz의 5차 저조파, 즉, 3.587MHz가 QAM 반송파에 대한 적절한 최종 변환 중간주파수가 될 수도 있다. 그러나, 이 경우에는 실수/복소수 샘플 변환기(48)를 900MHz로의 실수/복소수 샘플 다운(down) 변환을 이룰 수 있게 설계해야만 한다.

ADC(29)에서의 샘플속도가 샘플클럭발생기(8)로부터의 제 1 클럭신호에 의해 초당 10.76 * 10⁶개의 심볼에 해당하는 심볼속도로 VSB신호를 적절히 복조하는데 요구되는 초당 최소 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 설정되면, VSB DTV신호의 반송파에 대한 최종 변환 중간주파수는 5.38 MHz보다 높을 수 없게 되거나 아니면 큐레시(Qureshi)의 기술로부터 채택할 수 있는 심볼 동기 기술들을 성공적으로 사용하는 것이 불가능하다. VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 낮다면, ADC(29)에서의 샘플속도는 반송파의 주파수가 최소한 6.38MHz의 주파수를 가질 수 있도록 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도보다 높아야만 한다(일례로 초당 43.05 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도). ADC(29)에서의 샘플속도가 더 높아지는 것을 방지하기 위해서는 상기 VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 높아야만 한다. 이는 ADC(29)의 샘플속도가 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도를 가질 경우 실수/복소수 샘플 변환기(48),(58)들이 Ng 필터들을 실제로 사용할 수 없다는 것을 의미하는 것이다.

기저대로의 싱크로다이닝을 위해 사용되는 최종 중간주파수로 변환되는 VSB신호의 반송파는 그 최종 IF신호가 1 내지 9MHz의 주파수범위로 제한되어야 하는 경우 1.31MHz와 3.62MHz 사이의 주파수 대역(그 두 한계 주파수 포함)에 있어야만 한다. 일례로, 상기 VSB 반송파는 43.05MHz의 5차, 6차, 7차, 8차, 9차, 10차, 11차, 12차, 13차, 14차, 또는 15차 저조파에 해당하는 주파수를 가질 수 있을 것이다. 어드레싱 대칭 구성을 이용하여 롬내의 반송파 룩업 테이블들의 크기를 감소시키는 관점에서 볼 때 VSB 반송파에 대한 최종 변환 중간주파수로는 15차 저조파, 즉 2.690MHz가 바람직하다. 그러나, 이 2.690MHz는 QAM DTV 싱크로다이닝 회로(4)에 공급되는 최종 IF신호내의 QAM 반송파가 5.381MHz의 주파수를 갖는 경우에는 최적의 선택 주파수라 할 수 없는데, 그 이유는 상기한 제 3 국부발진기(30),(35)들의 공칭 주파수들이 동일하게 되기 때문이다. 거의 동일한 주파수를 가진 상태에서 서로 인접하게 배치된 발진기들의 경우는 동일하게 발진하는 경향을 갖게 되고, 그 결과 그들의 각 주파수들을 개별적으로 제어하는 능력에 악 영향이 미치게 될 수 있다.

어드레싱 대칭 구성을 이용하여 롬내의 반송파 룩업 테이블들의 크기를 감소시키는 관점에서 볼 때 VSB 반송파에 대한 최종 변환 중간주파수로는 21.52MHz의 15차 저조파에 해당하는 43.05MHz의 31차 저조파, 즉 1.345MHz도 양호한 선택 주파수라 할 수 있다. 그러나, 실수/복소수 샘플 변환기(58)에 대한 설계요건을 완화시키기 위해서는 대신에 21.52MHz의 11차 저조파에 해당하는 43.05MHz의 23차 저조파, 즉 1.793MHz를 선택할 수 있을 것이다. 단, 이 경우에는 낮은 주파수에서의 실수/복소수변환이 이루어져야만 한다.

도 9는 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금 중간주파수 대역을 QAM신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들의 표이다. 제 3 국부발진기(30)의 발진신호들은 그 발진신호들의 이차 고조파가 여하한 근접 주파수 변조 무선방송 수신기와 간섭하게 되는 가능성을 감소시킬 수 있도록 상기 버금 중간주파수 대역보다 낮게 되는 것이 바람직하다.

도 10은 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금 중간주파수 대역을 VSB신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들의 표로서, 상기 설계주파수들은 상기 버금 중간주파수 대역과 상기 최종 중간주파수 대역에서 모두 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 높게 되어 있다는 가정하에서 정해진 것이다. 이러한 형태의 동작은 상기 ADC(19),(29)의 샘플링이 초당 21.52 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도가 아닌 초당 43.05 * 10⁶개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 이루어지는 경우와 관련되고, 이 경우 진폭 및 군 지연 등화기(7)가 동기 등화기였더라면 4:1 속도감소필터를 사용할 수 있었을 것이다. 제 1 국부발진기(10)는 제 1 믹서(11)에 일차 중간주파수 대역보다 높은 주파수의 발신신호를 제공하며, 그 결과 수신 DTV 채널에서 주파수가 전 측파대보다 낮은 잔류측파대가 상기 일차 중간주파수 대역에서 전 측파대보다 주파수가 높게 되도록 변환되게 된다. 이차 또는 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮게 하기 위해서는 제 2 국부발진기(20)는 제 2 믹서(14)에 상기 일차 중간주파수 보다 높은 주파수의 발진신호를 공급하여야만 한다. 일례로, 상기 일차 중간주파수 대역의 중심주파수가 940MHz인 경우에는 상기 제 2 국부발진기(20)는 896MHz의 발진신호를 공급하여 버금 중간주파수 대역의 중심주파수를 44MHz로 되게 한다. 상기 896MHz는 현재의 UHF 채널 83보다 높고, 따라서 상기 제 2 발진신호가 DTV 수신기의 범위를 넘어 방출되는 경우에는 근접 NTSC 수신기는 이러한 제 1 발진신호에 동조하지 않게 될 것이다. 상기 이차 또는 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 높은 경우에는 제 3 국부발진기(35)는 최종 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 높게 될 수 있도록 상기 버금 중간주파수 대역에서 보다 낮은 주파수의 발진신호를 제 3 믹서(28)에 공급하여야만 한다.

도 11은 44MHz에 중심주파수를 두고 있는 버금 중간주파수 대역을 VSB신호용의 다양한 최종 중간주파수 대역들로 다운 헤테로다이닝시키는 데 사용하는 발진신호들을 공급하는데 사용되는 국부발진기에 대한 설계 주파수들의 표로서, 상기 설계주파수들은 상기 버금 중간주파수 대역과 상기 최종 중간주파수 대역에서 모두 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮게 되어 있다는 가정하에서 정해진 것이다. 제 1 국부발진기(10)는 제 1 믹서(11)에 일차 중간주파수 대역보다 높은 주파수의 발신신호를 제공하며, 그 결과 수신 DTV 채널에서 주파수가 전 측파대보다 낮은 잔류측파대가 상기 일차 중간주파수 대역에서 전 측파대보다 주파수가 높게 되도록 변환된다. 이차 또는 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮게 하기 위해서는 제 2 국부발진기(20)는 제 2 믹서(14)에 상기 일차 중간주파수 보다 높은 주파수의 발진신호를 공급하여야만 한다. 일례로, 상기 일차 중간주파수 대역의 중심주파수가 916MHz인 경우에는 상기 제 2 국부발진기(20)는 960MHz의 발진신호를 공급하여 버금 중간주파수 대역의 중심주파수를 44MHz로 되게 한다. 항행 대역과의 간섭 가능성을 최소화하기 위해서는 제 2 국부발진기(20)는 960MHz보다 높지 않은 주파수의 발진신호를 공급하는 것이 바람직하다. 상기 이차 또는 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮은 경우에는 제 3 국부발진기(35)는 최종 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수가 전 측파대의 주파수보다 낮게 될 수 있게 하도록 상기 버금 중간주파수 대역에서 보다 낮은 주파수의 발진신호를 제 3 믹서(28)에 공급하여야만 한다.

상기 이차 또는 버금 중간주파수 대역을 보다 낮게 함으로써 상기 제 3 국부발진기(35)를 상기 중간주파수 대역보다 높은 주파수로 발진케하는 것을 도모할 수 있다. 이러한 구성에 따라, 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수를 전 측파대의 주파수보다 높게 할 수 있는 반면 최종 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수를 전 측파대의 주파수보다 낮게 할 수 있다. 다른 실시예로서, 상기한 구성에 따르면 버금 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수를 전 측파대의 주파수보다 낮게 할 수 있는 반면 최종 중간주파수 대역에서 잔류측파대의 주파수를 전 측파대의 주파수보다 높게 할 수 있다. 제 2 국부발진기(20)의 발진주파수는 일차 중간주파수 대역으로부터는 거의 제거할 필요가 없는데, 이 경우에는 DTV신호 수신기의 무선 수신기부의 UHF부분에 대한 설계요건을 완화시킬 수 있다. 그러나, 버금 중간주파수 대역이 낮아지면 질수록 SAW필터(16)의 만족스러운 설계를 제공하기가 점점 더 어려워진다.

이상의 설명에서 "믹서"와 "국부발진기"의 용어 앞에 형용사로서 사용한 서수는 무선 수신기에서의 상기 소자들의 배치를 나타내기 위해 통상의 공학용어 기재방법에 따라 사용한 것으로, 이러한 서수는 특허청구범위에서는 인용기호로 나타낸 경우를 제외하고는 사용하지 않는다. 특허청구범위에서 인용기호로 나타내지 않은 서수들은 일련의 청구항들에서 그러한 서수들로 인용되어 기재된 요소들의 일련 순서를 단지 나타내는 것이다.

이상과 같은 본 발명에 따르면 상기의 [발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술] 부분에서 설명한 QAM/VSB DTV 수신기들과 대조적으로, 모든 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로와 모든 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로에 각기 인가될 수 있게 디지털화된 상기 제 1 및 제 2 최종 IF신호들은 동일 주파수 변환기로부터 공급되지 않고, 각기 제 1 제어형 발진기와 제 2 제어형 발진기들을 포함하는 개별적인 제 1 및 제 2 주파수 변환기들에 의해 각각 공급된다. 또한, 제 1 제어형 발진기에 인가되는 제 1 AFPC신호는 제 2 동위상 기저대신호나 제 2 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않고, 반면 제 2 제어형 발진기에 인가되는 제 2 AFPC신호는 제 1 동위상 기저대신호나 제 1 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않는다. 제 1 제어형 발진기와 제 2 제어형 발진기들 전용의 이러한 개별적인 AFPC 루프들에 의해 상기의 [발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술] 부분에서 설명한 락 아웃의 문제점이 방지된다. 또한, 상기 제 1 및 제 2 제어형 발진기들의 공칭 발진주파수들이 동일할 필요가 없기 때문에 모든 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로와 모든 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 상기 회로들에 관련하여 추가적인 설계 융통성이 얻어진다.

Claims

선택된 디지털 텔레비젼신호가 QAM 디지털 텔레비젼신호인지 또는 VSB 디지털 텔레비젼신호인지의 여부와 무관하게 상기 선택된 디지털 텔레비젼신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서,

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호를 선택하여 그 텔레비젼신호를 최소한 제 1의 증폭된 버금 중간주파수신호로 증폭, 변환시키는 전단측 회로와,

상기 제 1 증폭 버금 중간주파수신호를 제 1 최종 중간주파수신호로 변환하고, 제 1 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 발진 주파수와 발진 위상이 제어되게 구성된 제 1 제어형 발진기를 포함하는 제 1 주파수 변환기와,

상기 제 1 최종 중간주파수신호를 디지털화하고 디지털화된 제 1 최종 중간주파수신호를 발생시키는 제 1 아날로그/디지털 변환기와,

상기 디지털화된 제 1 최종 중간주파수신호내의 모든 QAM 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 1 동위상 기저대신호와 제 1 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝 회로와,

디지털화된 제 2 최종 중간주파수신호내의 모든 VSB 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 2 동위상 기저대신호와 제 2 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝회로와,

상기 제 1 동위상 기저대신호와 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하는 반면 상기 제 2 동위상 기저대신호 및 상기 제 2 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않는 상기 제 1 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 1 자동주파수 및 위상제어 회로와,

상기 전단측 회로로부터 공급되는 제 2 의 증폭된 버금 중간주파수신호를 상기 제 2 최종 중간주파수신호로 변환시키고, 발진 주파수 및 발진 위상이 제 2 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되게 구성된 제 2 제어형 발진기를 포함하는 제 2 주파수 변환기와,

상기 제 2 최종 중간주파수신호를 디지털화하고 디지털화된 제 2 최종 중간주파수신호를 발생시키는 제 2 아날로그/디지털 변환기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호와 상기 제 2 직교위상 기저대신호에 응답하는 반면 상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에는 응답하지 않는 상기 제 2 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 2 자동주파수 및 위상제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제1항에 있어서, 상기 전단측 회로는

각기 제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 공유 버금 중간주파수 입력신호에 대한 각각의 응답신호로서 공급하는 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제2항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 공유 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제3항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제4항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제2항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제1항에 있어서, 상기 전단측 회로는

제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 버금 중간주파수 입력신호에 대한 응답신호로서 공급하는 중간주파수 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제7항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 중간주파수 증폭기에 상기 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제8항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제9항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제7항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
선택된 디지털 텔레비젼신호가 QAM 디지털 텔레비젼신호인지 또는 VSB 디지털 텔레비젼신호인지의 여부와 무관하게 상기 선택된 디지털 텔레비젼신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서,

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호를 선택하여, 그 텔레비젼신호를 제 1 및 제 2 의 증폭된 버금 중간주파수신호로 증폭, 변환시키는 전단측 회로와,

제 1 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 주파수 및 위상이 제어되는 제 1 발진신호를 공급하는 제 1 제어형 발진기와,

제 2 자동주파수 및 위상제어신호에 의해 주파수 및 위상이 제어되는 제 2 발진신호를 공급하는 제 2 제어형 발진기와,

상기 제 1 국부발진신호와 헤테로다이닝된 상태의 상기 제 1 증폭 버금 중간주파수신호에 응답하여 제 1 최종 중간주파수신호를 공급하는 제 1 믹서와,

상기 제 2 국부발진신호와 헤테로다이닝된 상태의 상기 제 2 증폭 버금 중간주파수신호에 응답하여 제 2 최종 중간주파수신호를 공급하는 제 2 믹서와,

상기 제 1 최종 중간주파수신호를 디지털화하는 제 1 아날로그/디지털 변환기와,

상기 제 2 최종 중간주파수신호를 디지털화하는 제 2 아날로그/디지털 변환기와,

상기 디지털화된 제 1 최종 중간주파수신호내의 모든 QAM 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 1 동위상 기저대신호와 제 1 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝 회로와,

상기 제 1 동위상 기저대신호와 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 상기 제 1 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 1 자동주파수 및 위상제어 회로와,

상기 디지털화된 제 2 최종 중간주파수신호내의 모든 VSB 디지털 텔레비젼신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜, 제 2 동위상 기저대신호와 제 2 직교위상 기저대신호를 발생시키는 싱크로다이닝회로와,

상기 제 2 동위상 기저대신호와 상기 제 2 직교위상 기저대신호에 응답하여 상기 제 2 자동주파수 및 위상제어신호를 발생시키는 제 2 자동주파수 및 위상제어 회로와,

후속처리를 위해 상기 제 1 동위상 기저대신호와 상기 제 1 직교위상 기저대신호를 모두 선택하거나 상기 제 2 동위상 기저대신호를 선택하는 싱크로다이닝 결과 선택기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제12항에 있어서,

후속처리를 위해 상기 제 2 동위상 기저대신호를 선택하기 위해 상기 싱크로다이닝 결과 선택기를 제어하도록 상기 제 2 동위상 기저대신호내의 실질적인 직류성분의 존재를 검출하는 VSB 파일럿 존재 검출기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제13항에 있어서, 상기 전단측 회로는

각기 제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 공유 버금 중간주파수 입력신호에 대한 각각의 응답신호로서 공급하는 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들을 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제14항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 공유 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제15항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제16항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제14항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제13항에 있어서, 상기 전단측 회로는

제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 버금 중간주파수 입력신호에 대한 응답신호로서 공급하는 중간주파수 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제19항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 중간주파수 증폭기에 상기 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제20항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제21항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제19항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제12항에 있어서,

후속처리를 위해 상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호를 선택하기 위해 상기 싱크로다이닝 결과 선택기를 제어하도록 상기 제 2 동위상 기저대신호내의 허수샘플들의 존재를 검출하는 허수샘플 존재 검출기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제24항에 있어서, 상기 전단측 회로는

각기 제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 공유 버금 중간주파수 입력신호에 대한 각각의 응답신호로서 공급하는 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들을 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제25항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 공유 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제26항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제27항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제25항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 제 1 및 제 2 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제24항에 있어서, 상기 전단측 회로는

제어된 이득을 가지고 있고, 상기 제 1 및 제 2의 증폭된 버금 중간주파수신호들을 버금 중간주파수 입력신호에 대한 응답신호로서 공급하는 중간주파수 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제30항에 있어서, 상기 전단측 회로는

상기 선택된 디지털 텔레비젼신호에 응답하여 상기 중간주파수 증폭기에 상기 버금 중간주파수 입력신호를 공급하는 이중변환 수신기 회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제31항에 있어서, 상기 이중변환 수신기 회로는

제어된 이득을 갖는 고주파 증폭기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제32항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기와,

설정 주파수범위 중 소정의 부분에 걸쳐 상기 제 3 자동이득제어신호에 응답하여 상기 고주파 증폭기에 인가되는 제 4 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어 지연회로를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.
제30항에 있어서,

상기 제 1 동위상 기저대신호 및 상기 제 1 직교위상 기저대신호에 응답하여 제 1 자동이득제어신호를 공급하는 QAM 자동이득제어 검출기와,

상기 제 2 동위상 기저대신호에 응답하여 제 2 자동이득제어신호를 공급하는 VSB 자동이득제어 검출기와,

상기 제 1 및 제 2 자동이득제어신호들을 결합시켜 상기 중간주파수 증폭기들에 인가되는 제 3 자동이득제어신호를 발생시키는 자동이득제어신호 결합기를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 수신기.