KR19990063677A

KR19990063677A - 위치 결정 시스템

Info

Publication number: KR19990063677A
Application number: KR1019980702139A
Authority: KR
Inventors: 제임스 듀펫트-스미스 피터; 제임스 부르노 그래인지 키이스
Original assignee: 제임스 듀펫트-스미스 피터; 캠브리지 포지셔닝 시스템스 리미티드
Priority date: 1995-09-19
Filing date: 1996-09-19
Publication date: 1999-07-26
Also published as: ES2165998T3; GB9519087D0; JPH11513482A; PT880712E; CN1202968A; DE69617744D1; IL123599A0; EP1118871A2; US6342854B1; EP0880712A1; RU2137150C1; MX9802182A; CA2230982A1; EP0880712B1; AU713289B2; IL123599A; DK0880712T3; HK1015884A1; DE69617744T2; EP1118871A3

Abstract

본 발명은, 전송 소스(BTS)의 수에 의해 송신된 디지털 전화 신호를 수신하기 위한 위치 결정 시스템에 관한 것이다. 본 시스템은, 한쪽이 알려진 위치(O)에있고 다른쪽이 이동하는 물체(R)상에 있는 한 쌍의 수신국(CBU, CRU)과, 위치 결정 프로세서(CPP) 및, 상기 수신국에서 전송 소스로부터 수신한 신호에 대한 정보를 포함하고 있는 링크 신호(L1, L2)를 상기 수신국 각각으로부터 상기 위치 결정 프로세서로 통과시키는 수단을 갖추고 있다. 상기 수신국 각각은 각각의 전송 소스로부터 거의 동시에 신호를 수신하도록 배열되어 있다. 위치 결정 프로세서는, 한쪽의 수신국으로부터 수신한 정보와 다른쪽의 수신국에서 수신한 정보를 비교하고, 이동하는 물체의 위치를 결정하기 위해 양쪽 수신국에서 수신한 각각의 신호 사이의 시간 딜레이를 결정하도록 배열되어 있다.

Description

위치 결정 시스템

본 발명자들에 의한 유럽 특허 EP-B-O 303 371에서는, 몇몇 라디오 송신기로부터의 신호의 공간 결합력을 이동 수신기의 위치를 결정하는데 사용하는 'CURSOR'라고 알려진 라디오 항해 및 추적 시스템에 대해 기술했다. 그 원리는 상기 특허 명세서에 설명되어 있는 바, 이동 수신기(rover)에 의해 직접 수신된 신호를, 위상 차,즉 각 송신기로부터의 베이스와 로우버(rover)의 범위의 차를 결정하기 위해, 위치가 알려진 고정된 기지국에 의해 수신된 신호와 어떻게 비교하는지를 나타내고 있다. 독립적인 송신기에서 행해지는 3가지의 그러한 측정은 송신기 기지국과 네트워크에 관하여 로우버(rover)의 위치를 고정하기 위해 2차원에서 항해 및 추적하는 것을 필요로 한다. 새로운 위치마다 계산되는 알려지지 않은 양은 2개의 수신기의 장비에서 국부발진기 사이의 위상 오프셋과 함께 로우버(rover)의 공간 x와 y좌표이다. 또 다른 특허 명세서 WO 94/28432는, 같은 원리가 터널 안과 지하 주차장 등과 같은 차폐된 다른 공간에 어떻게 적용되는지를 나타내고 있다.

「Duffet-Smith and Woan(Journal of Navigation, 45, 157, 1992)」은, 3개 이상의 중파 AM 공영 방송국으로부터의 신호를 영국 캠브리지 및 주위에서 차량의 위치를 약 5m의 정밀도를 가지고 110km/h까지의 속도로 추적하는데 사용하는 위상측정 시스템의 특별한 실현을 설명하고 있다. 그러한 시스템의 장점중의 하나는, CURSOR 동작을 위해 코히어런트 라디오 송신기의 부가적인 값비싼 하부구조를 설치할 필요가 없다는 사실에 있다. 이에 반하여, CURSOR는 어떤 목적을 위해 설치한 독립된 라디오 송신기로부터의 신호를 사용할 수 있다.

EP-B-O 303 371은 또한 변조된 전송의 더 넓은 대역폭 신호가 기지국과 로우버(rover)의 각각의 송신기로부터 수신된 신호 사이의 시간차를 측정하는데 어떻게 사용되는지를 설명하고 있다. 이 경우, 크로스 상관에서의 피크의 위치를 2개의 수신된 신호 사이의 시간차, 즉 베이스와 로우버(rover)의 송신기로부터의 거리차의 평가기로서 이용할 수 있다. 상기 위상 측정 시스템과 마찬가지로, 3개의 넓은 공간을 차지하는 송신기에서 행해진 3개의 그러한 측정은 2개의 수신국에서 발진기 사이의 시간 오프셋과 함께 로우버(rover)의 공간 x와 y좌표를 계산하기에 충분하다.

이동 전화는 GSM과 다른 디지털 기술을 점점 더 사용하고 있고, 그것은 사용자에게 부가적인 서비스를 제공하도록 시간 측정 CURSOR 위치 결정 기술을 부가하는데 잇점이 있다. 그러나, 디지털 전화 송신기에 의해 방사된 신호는 복잡하므로, 그들 기술을 결합하도록 시도할 때에 극복해야 할 문제이다.

본 발명은 라디오 또는 다른 방송 전송을 사용하는 위치 결정 시스템에 관한 것으로, 특히 이동 통신용 글로벌 시스템(GSM) 또는 다른 디지털 전송 시스템을 사용하는 위치 결정 시스템에 관한 것이다.

도 1은 기본 시스템 요소의 설명도,

도 2는 본 시스템 좌표를 정의하기 위해 사용된 그래프,

도 3은 크로스 상관 함수의 계산을 설명하는 그래프,

도 4는 본 발명의 시간 측정 기술을 짜넣은 GSM네트워크와 그 논리요소를 나타낸 도면,

도 5는 GSM 핸드셋의 기본 회로성분을 나타낸 도면,

도 6은 상대 시간 딜레이의 측정시에 다중경로 전파의 영향을 극복하는 특별한 방법을 설명하는 도면,

도 7a, 7b, 7c는 본 발명을 짜넣은 GSM시스템에서 소자의 각종 다른 구성을 나타낸 도면,

도 8은 위치 정보가 작은 액정 디스플레이에 어떻게 도식적으로 표시될 수 있는지를 설명하는 도면,

도 9는 영국의 캠브리지에서 실행되는 시도에 있어서 소자 및 테스트 사이트의 배열을 설명하는 도면,

표 1은 고유한 측정 에러가 신호대 잡음 전력비와 레코딩된 비트수에 따라 어떻게 변동하는지를 나타낸 표,

표 2는 영국의 캠브리지에서 실행되는 위치 결정 시스템의 테스트로부터 몇몇 결과를 제공하는 표이다.

본 발명에 의하면, 이동하는 물체의 움직임을 감시해야 할 차원의 수와 적어도 같은 수의 전송 소스에 의해 전송된 광대역 신호를 받기 위한 위치 결정 시스템을 제공한다. 그 시스템은, 제1의 수신국이 알려진 위치에 있고, 제2의 수신국이 이동하는 물체상에 위치하는 한 쌍의 수신국과, 위치결정 프로세서 및, 수신국에서 전송 소스로부터 수신한 신호에 대한 정보를 포함하고 있는 링크신호를 수신국 각각으로부터 위치 결정 프로세서로 통과시키는 수단을 구비하여 구성되고, 수신국 각각은 거의 동시에 각각의 전송 소스로부터 신호를 받도록 배열되어 있으며, 위치 결정 프로세서는 하나의 수신국에서 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 그 다른 수신국으로부터 받은 정보를 비교하고, 이동하는 물체의 위치를 결정하기 위해 양 수신국에서 받은 각각의 신호 사이의 시간 딜레이를 결정하기 위해 배열되어 있다.

수신국은 각각의 전송 소스로부터 순차적으로 신호를 받거나, 혹은 서로 동일한 시퀀스(sequence)로 신호를 받을 수 있다.

본 발명은 또한 이동 물체의 위치 결정 방법을 포함한다. 그 방법은, 이동하는 물체의 움직임을 감시해야 할 차원의 수와 적어도 같은 수의 전송 소스로부터 광대역 신호를 전송하는 단계와, 제1의 수신국이 알려진 위치에 있고, 제2의 수신국이 이동하는 물체상에 위치하는 한 쌍의 수신국에서 신호를 수신하는 단계, 각각의 수신국에서 전송 소스로부터 받은 신호에 대한 정보를 포함하는 링크 신호를 수신국 각각으로부터 위치 결정 프로세서로 통과시키는 단계, 하나의 수신국에서 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 위치 결정 프로세서에서 그 하나의 수신국으로부터 받은 정보와, 다른 수신국에서 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 그 다른 수신국으로부터 받은 정보를 비교하는 단계 및, 이동하는 물체의 위치를 결정하기 위해 양 수신국에서 받은 각각의 신호 사이의 시간 딜레이를 결정하는 단계를 구비하여 이루어지고, 수신국 각각은 거의 동시에 각각의 전송 소스로부터 신호를 받도록 배열되어 있다.

부가적으로, 본 발명은 두 위치에서 수신한 방송신호 수신 시간의 오프셋을 계산하는 방법을 포함한다. 그 방법은, 한 위치에서 수신한 신호가 다중 경로 효과에 의한 변조를 받을 수 있는 경우에, 한 위치에서 수신한 신호를 자기 상관하는 단계와, 다른 위치에서 수신한 신호를 자기 상관하는 단계, 상기 한 위치와 다른 위치에서 수신한 신호를 크로스 상관하는 단계, 부의 시간축에 대응하는 상기 다른 위치에서 수신한 신호의 자기 상관의 부분과, 정의 시간축에 대응하는 상기 한 위치에서 수신한 신호의 자기 상관의 부분을 구성하는 템플리트를 생성하는 단계 및, 상기 템플리트가 상기 한 위치와 다른 위치에서 수신한 신호의 측정된 크로스 상관에 가장 적합한 경우의 오프셋을 상기 두 위치에서 수신한 신호 사이의 시간 오프셋의 계산치로서 측정하는 단계를 구비하여 이루어진다.

몇몇 시스템에서, 수신국 각각은 또한 하나 이상의 송신기로부터 제2의 신호를 받아들이기 위해 배열된다. 상기 제2의 신호는 순차적으로 수신된 신호의 수신중에 설비 오프셋의 변화에 대한 보상을 가능하게 하기 위해 사용되는 것이다.

위치 결정 프로세서는 수신국중의 하나와 같은 장소에 배치되거나, 떨어져서배치될 수 있다.

한 실시예에서는, 수신국중 하나로부터의 링크 신호는 또 다른 수신국으로 통과하거나, 또 다른 수신국으로부터 위치 결정 프로세서로 통과한다.

위치를 정하는 목적을 위해서는, 이동하는 물체의 위치에 관한 정보를 제공하는 신호는 위치결정 프로세서로부터 적어도 수신국중의 하나로 통과하는 것이 바람직하다.

본 시스템은, 하나 이상의 감시국을 더 구비하여 구성되고, 이동하는 물체의 위치에 관한 정보를 제공하는 신호는 위치 결정 프로세서로부터 하나 이상의 감시국으로 통과할 수 있다.

향상된 기능을 제공하기 위해서는, 데이터베이스 서버가 위치 결정 프로세서에 접속될 수 있고, 그 데이터베이스 서버는 다수의 알려진 위치에 관련된 데이터 요소를 포함하고 있으며, 본 시스템은 이동하는 물체의 위치 결정 프로세스에 의해 결정된 위치에 대한 정보를 데이터베이스 서버로 통과시키기 위한 수단과, 위치 결정 프로세서에 의해 결정된 위치에 관련된 데이터 요소를 검색하는 수단 및, 데이터 요소를 수신국중 하나 또는 하나 이상의 감시국으로 통과시키는 수단을 더 구비하여 구성되어 있다.

전체 수신국 또는 각 수신국이나 전체 감시국 또는 각 감시국은 디스플레이를 포함하고, 이동하는 물체의 위치를 도트(dot) 매트릭스 디스플레이일 수 있는 디스플레이상에 표시하는 것이 바람직하다.

데이터 베이스 서버는 그래픽 정보를 포함할 수 있고, 그 그래픽 정보는 수신국 또는 감시국에 통과하고, 이동 물체의 위치를 나타내기 위해 디스플레이 상에 표시된다.

전송 소스와 수신국은 GSM 네트워크와 같은 디지털 셀룰러 전화 네트워크의 구성요소를 구비하는 것이 바람직하다. 이것은, 수신국이 다수의 전송 소스의 신호 강도를 감시하고, 수신을 위해 충분히 강한 다수의 신호를 선택하는 경우에 잇점이 있다.

각각의 전송 소스로부터 수신한 신호 사이의 의사 동기는, 전송된 신호의 소정 부분의 수신을 감시함으로써 이루어지지만, 국부 클럭 신호 등과 같은 전송된 신호의 독립적인 수단에 의해 선택적으로 이루어질 수도 있다.

본 시스템은, 위치 결정 시스템의 넓은 가청구역과 사용을 제공하기 위해 지역적, 전국적이거나 또는 국제적으로 네트워크되는 일련의 고정 수신국을 포함하는 것이 바람직하다. 수신국은 2개 이상의 채널을 동시에 수신할 수 있고, 그것은 다수의 전송 소스로부터의 신호의 수신을 반복하는데 잇점이 있다.

이하의 설명은, 시간 측정 CURSOR 시스템의 원리를 GSM 전화 시스템 등과 같은 디지털 라디오 네트워크에 적용하여 휴대용 전화의 핸드셋 등과 같은 수신기의 위치를 송신기 네트워크에 대하여 어떻게 측정하는가를 나타내고 있다. 본 설비는, 실현이 적은 여분의 비용으로 성취되도록 하기 위해 위치 고정 동작을 필요로 하는 대부분의 이미 짜넣은 네트워크에 사용된다. 각각의 위치 측정의 정밀도는 신호의 대역폭의 역수에 비례하는 바, 200kHz 대역폭의 GSM 단일 채널의 경우 그 정밀도는 약 200kHz이다.

이하, 본 발명에 따른 위치 결정 시스템의 동작 원리와 GSM 기술로의 특정의응용을 첨부 도면과 포함된 표를 참조하여 설명하기로 한다.

동작의 원리

송신기(A)는 주파수 v0에 집중되어 있는 폭 Δv의 주파수의 대역 내에서 변조된 라디오 신호를 방송하고 있다고 하자. 신호는 도 1에 나타낸 것처럼 고정된 기지국(O)과 이동 수신국(R)에 의해 수신된다. 또, 도 2에 나타낸 것처럼 기지국에 중심을 둔 축에 대하여 데카르트 좌표(x, y)를 정의한다. 그 축은 어떤 방향을 가질 수 있지만, y축이 국부 매핑 격자 북남 방향을 따라 놓이도록 편리하게 설정할 수 있다.a=(ax, ay)는 송신기의 위치를 정의하는 벡터이다. 그리고r=(x, y)는 로우버(rover)의 위치를 정의한다. 벡터r-a=(x-ax, y-ay)는 삼각형(OAR) 을 완성한다. 송신기(A)는 신호를 연속적으로 전송한다. 예정된 순간에 O와 R의 라디오 수신기는 짧은 전송 기간의 전송을 수신하거나 레코딩하는 것을 시작한다. 이 순간은, 예컨대A로부터 전송된 트리거나 A에 의해 방사된 통상의 신호 트래픽으로부터 유도된 트리거나 국부적으로 발생된 트리거의 도착에 의해 신호된다. 이들의 마지막은, 예컨대초기에 동기화되어 있던 R과 O에서의 고밀도의 클럭으로부터 유도된 짧은 기간의 펄스의 사용에 의해 얻을 수 있다. 본 출원의 디지털 버전에서는, 먼저 신호가 v0로부터 베이스밴드로 변환되고, 그리고 나서 다이내믹 메모리에 레코딩된다. O 및 R은 가능한한 거의 동시에 레코딩하지만, 그럼에도 불구하고 AO와 AR의 거리의 차 및 O와 R에서의 트리거의 도착간의 동기화 에러에 의해 야기되는 두 레코드간의 시간 오프셋이 발생한다. Δt를 이 시간 오프셋이라고 하면, 다음과 같이 표현된다.

Δt=

여기서,ε는 동기화 에러이고,

υ

는 라디오파의 속도이다.

Δt의 계산은 O와 R에서 행해지는 레코딩의 크로스 상관(cross correlation)으로부터 얻을 수 있다. 도 1에서는 각 수신국에서 행해지는 레코딩의 표시를 위치 결정 프로세서(CPP)에 전달하는 수단을 나타내는 링크 L1과 L2를 나타내고 있다. 거의 실시간에 정보를 전달하거나, 또는 딜레이를 부과하는 링크의 성질은 이론상으로는 중요하지 않다. 각 수신국에 의해 레코딩의 복사가 행해지는 물체는 모두 서로 비교를 위해 위치 결정 프로세서에서 함께 모이게 된다. 두 레코딩의 크로스 상관은 현재 어떤 편리한 수단을 사용하는 위치 결정 프로세서에 의해 실행되고 있다. 디지털 신호의 경우에는, 이것은 도 3에 점으로 나타낸 것처럼 표본화 간격(t_s)에 대응하는 시간 오프셋의 이산 간격(τ)에서 함수의 평가를 계산하는 마이크로프로세서에 의해 가장 잘 실행될 수 있다. 함수의 피크는 특별한 표본에 대응하는 것 같지 않다. 그래서, 마이크로프로세서는 또한 피크의 위치의 최적 평가를 얻기 위해 대시 곡선(---)으로 나타낸 보간 함수에 맞지 않으면 안된다. 피크에 대응하는 τ의 값은 Δt의 평가자이다.

이러한 의사 동시 레코딩의 처리, 하나 이상의 링크를 통한 전달, 한 장소에서의 복사의 모임 및 크로스 상관으로부터의 Δt의 값의 평가는, 적어도 2개 또는 3개의 공간적으로 별개인 송신기에서 실행되지 않으면 안된다. O와 R에서의 수단이 충분히 정확하게 동기되어 있다면, 2개의 측정이 일반적으로 만족되지만, 그렇지 않고 ε이 그 경우에 알려져 있다면, 적어도 3개의 측정이 필요하다. 후자의 경우에 벡터 위치a=(a_x, a_y),b=(b_x, b_y),c=(c_x, c_y)에서 3개의 송신기를 A, B, A, B, C라고 하자. 그러면 Δt의 3가지 측정은 다음과 같이 주어진다.

Δt_a=

Δt_b=

Δt_c=

이들 3개의 비선형 방정식은 x, y 그리고 ε의 값을 구할 수 있다. 즉, 로우버(rover)의 위치가 결정된다. 실제로, 이들 3개의 방정식의 해는 일반적으로

(x, y)의 2개의 가능한 쌍으로 해석할 수 있다. 종종 이것은 명확하고, 정확한 결과로부터 떨어져 있고(예컨대, 오직 하나는 3개의 송신기에 의해 형성된 삼각형 이내에 위치한다.), 그러나, 모호하다면 모니터 되어야만 하는 여분의 송신기는 자동적으로 해결되어야만 한다.

그 방법의 정확성은 크로스 상관으로부터 유도된 Δt의 판단기에서의 에러에 의존한다. 그리고, 거기에는 3개의 주요 요소가 있다. 첫째로, 크로스 상관의 폭은 더 넓어진 기능이 보다 날카롭지 않게 정의된 피크이므로, 그 결과의 정확성에 영향을 미친다. 그 폭은 송신된 신호의 대역폭(Δv)에 역비례한다. 그러므로, 보다 넓어진 대역폭 전송을 더 정확한 본래의 위치 결정을 위해 제공한다. 대역폭은 특별한 라디오 마스트와 단지 하나가 아닌 특별한 채널로부터 방사된 모든 신호를 포함한다고 여기에 기록되어 있다. 예를 들어, 만약 각각의 200KHz폭의 10개의 인접한 채널은 총 2MHz폭 이내에서 활동 한다면, 즉시 10개 모두를 이용하고 2MHz 대역폭에 정확한 일치를 얻는 것에 의하여 1채널 이상을 동시에 수신할 수 있는 광대역 수신기나 그것을 이용할 수 있을 것이다. 만약 약간의 채널이 활동하지 않는다면, 가장 멀리 떨어진 2개의 채널의 분리의 모든 정확한 일치를 얻기 위해 역시 여전히 가능할 것이다.

둘째로, 신호 대 잡음 전력비(r)는 중요하다. 우선 베이스밴드에서 변환된 수신 신호의 1비트 표본을 레코딩하고 있다고 가정하자. 각 표본은 신호가 표본화의 순간에 0보다 큰지 작은지의 여부에 따라 0또는 1이 된다. 또한, 신호가 0부터 Δν까지 확장된 주파수의 균일한 대역이내에서 완전히 포함된다고 가정한다. 그리고, 그것은 2Δν와 같은 나이키스트율로 표본이 만들어진다. 피크 Δτ의 위치 판단 에러는 아래의 근접한 표현식에 의해, 단지 하나의 에러를 포함하는 연속적인 표본의 평균 수 q(r)에 관련된다.

Δτ

N은 크로스 상관에서 사용된 표본의 총수이다. 신호가 없을 때, 1비트 표본이 옳을 때와 틀릴 때 마찬가지로 같은 기회를 가지기 때문에 q의 최소값은 2이다. 여기서, 우리는 크로스 상관함수가 잡음신호, 그리고 스퀘어 대역 통과 필터에 대해 기대되는 싱크-스퀘어(sinc-squared) 함수라기 보다는 오히려 본래는 삼각함수라고 가정했다. Δτ의 에러는 위치에러로서 Δx를 2차적으로 포함시킨다. 여기서 Δx=υΔτ이다. q(r)과 r의 관계는 신호가 유사 잡음과 같다는 가정하에서 다음의 표현으로부터 얻어질 수 있다.

q(r)=

P=

표 1에 나타낸 결과는 200KHz에서 정해진 Δv에서 얻어진다.

표 1

신호/잡음 전력비 r	q	N=1024Δx/m	N=4096 Δx/m
0	2.0	∞	∞
1	4.0	81	41
2	5.1	61	31
3	6.0	52	26
4	6.8	47	24
6	8.1	41	20
10	10.3	34	17
30	17.4	25	12
100	31.5	18	9

상기한 바와 같이, 각 전송기로부터 측정 에러, 즉 Δx₁,Δx₂,Δx₃는 로우버(rover)의 위치의 계산에서의 서로 그리고 다른 에러의 구적법에 의해 더해져야 한다. 나쁜 수신 조건하에서도 상당히 좋은 결과를 얻을 수 있다는 것은 흥미롭게 한다.

셋째로, 보통 실제에서 가장 중요한 것은, 신호가 로우버(rover)에 도달하는 경로의 정확한 지식을 가지지 못해 초래되는 에러가 있다는 것이다.

다중경로 전달은 크로스 상관에 퍼져 있다. 그런데, 다중경로는 피크의 위치를 측정하는데 더 어렵게 만든다. 그것은, 또한 다른 것보다 더 낮은 진폭을 갖는 희망하는 피크의 다중 피크 크로스 상관 결과를 낳을 수도 있다. 만약 모든 신호가 간접적인 루트에 의해 도착한다면, 시야의 선 전달 경로에 대응하는 어떠한 피크도 없을 수 있다. 그러나, 다중경로 전달은 항상 직접 경로에 비교해서 신호의 딜레이 결과를 갖는다는 것을 알아야 한다. 만약 베이스 기지국 안테나가 포위하는 혼잡 위에 안전하게 있다면, 베이스 기지국 안테나는 가장 직접의 신호만을 받는다. 그 때, 로우버(rover)에서의 딜레이된 신호는 항상 크로스 상관의 피크의 더 나중면에 나타난다.(이러한 상황에서 다중경로 전달의 효과를 줄이는 것이 가능하다. 이에 대해서는 후술하기로 한다.) 적당한 보간함수를 이산 표본에 맞춘 후에는, 피크 자체의 위치보다 위치의 계산에 쓰여지는 Δt의 값으로써 중요한 양의 신호가 있는 τ의 최소값을 선택하는 것이 중요하다.

GSM의 응용

GSM에서 송신기에 의해 방사된 신호는 복합적이다. GSM의 디자인이 적응성과 용량성 있게 만들어진 것은 그것을 어렵게 하기 위한 것과 같다. 만약 할당된 스펙트럼(유럽에서는 거의 900MHz와 1800MHz)이 정확히 예언되는 방법을 위해 가능하다면 언제든지 사용될 것이다. 주파수 대역은 구조의 순차적 시간에서 분할된 주파수 변조(FM)신호를 반송하는 각각의 200KHz 폭의 라디오 주파수(RF) 채널의 수로 쪼갠다. 기본 장치는 시분할 다중 접근(TDMA)으로 불리는 영구적인 4.615ms의 구조와 더 나아가서는 8타임 슬롯에서 분할된 것이다. 각각의 타임 슬롯은 270K비트 s^-1율에서 156.25비트를 반송하고 데이터와 트레이닝 비트의 '표준 버스트' 및 고정된 패턴의 '주파수 보정 버스트' 그리고, 데이터와 동시성 비트의 '동시성 버스트' 또는 동시성 순차와 데이터의 '접근 버스트'를 나타낼 수 있다. 이 버스트의 각각은 또한 헤더, 테일 그리고 보호 비트를 반송 한다. 시간 슬롯이 얼마나 많이 주어진 구조에서 어떤 순간에 사용되는지와 RF 반송자가 얼마나 많이 주어진 송신기로부터 방송되는지는 본 시스템이 설치 되었는 방법과 그 순간 왕래의 양에 의존한다. 그러나, 최소의 경우 모든 것이 조용할 때, RF반송자중 하나는 소위 방송 콘트롤 채널(BCCH; 논리적인 채널)을 이동시키고, 모든 TDMA 구조에서 하나의 접근 버스트를 방송에 의해 그 셀에서 수신기에 대해 송신하도록 작용하면서 항상 살아 있을 것이다. 그러므로, 약 200KHz의 대역폭의 각각의 송신기 마스트로부터 적어도 하나의 FM방송에 의존할 수 있고, 이것은 위치 지정을 위해 사용할 수 있다.

전체의 GSM 네트워크 통합 위치 시스템은 본 발명에 의해 도 4에 보여지는 것과 같다. 이하에, 두문자어 CBU, 라벨이 붙은 CBU_A,CBU_B, CBU_C등에 의해 언급된 기본 수신기, 그들이 자신의 국부 송신기로부터의 신호뿐만 아니라 최소한 원거리의 송신기로부터의 신호도 받을 수 있는 모든 GSM 송신기인 A, B, C등을 볼 것이다. 또한, 이동 수신기를 포함하는 많은 핸드셋을 볼 수 있다. 또한, 이하에 그 영역에서 활동하는 두문자어 CRU, 라벨이 붙은 CRU₁, CRU₂등의 사용을 기술했다. 이 핸드셋이 또한 국부 송신기로부터 뿐만 아니라, 원거리 송신기의 같은 세트로부터 신호를 수신할 수 있다는 것은 중요하다. 상기한 바와 같이, 원거리 신호의 수신을 위해 높은 신호대 잡음비를 획득하는 것은 필요하지 않다. 그러나, 원거리의 송신기를 수신하기 위해 필요함에도 불구하고, 셀이 매우 넓게 나누어져 있는 시골 지역에서 본 시스템의 유용은 한계일지 모른다. 또한, 도 4는 위치 결정 프로세서(CPP)와 서비스 서버 데이터베이스(SPD)를 나타낸다. 이것은 위치 결정 시스템의 사용자에 의해 요구되는 명확한 위치관계 데이터를 제공하는 장치이다. 예컨대, 사용자는 생소한 도시에서 철도역을 발견하기 위한 방향을 필요로 할 수 있다. 본 위치 결정 프로세서는 사용자의 위치를 계산하고 사용자의 요구와 함께 서비스 서버 데이터베이스를 통과시킨다. 그 데이터 베이스는 지시의 요구 목록에 응답한다. 여기에서 보여준 위치 결정 프로세서의 구성은 단독의 원격조작 장치이며, 단지 몇몇 가능한 구성(이하에 나타낸)중의 하나이다. 예컨대, CPP와 CRU는 핸드셋 안에 함께 결합되어 있다. 그래서, 위치 처리는 핸드셋 자신의 컴퓨터에 의해 실행된다. 거기에는 BCCH 논리 채널이내에서 아마도 각각의 송신기로부터 주기적으로 방송되는 확정된 트리거 코드가 필요하다. 상기 레코딩에 의하면 이것은 현재 GSM 구조이내에서 확립되는 특별한 코드이거나 매 4초마다 발생하는 3개의 0에서 구조의 마지막 수의 도착과 같은 보통의 GSM 신호 자체의 반복되는 요소이다. 트리거 코드의 도착은 적어도 3개의 송신기로부터 레코딩된 신호의 진행이 시작되기 위해서는 활동적인 이동 수신기(CRU)의 원인이 된다. 때때로 특별한 작동기에 유일한 트리거 코드를 만드는 것은 상업적인 유리함이 있다. 또는 특별한 핸드셋 조차도 위치 결정 서비스를 위해 요금을 지불하는 사용자의 하나의 수단으로 제공한다(요금 지불의 많은 다른 가능한 방법의 코스가 있다.). 트리거 코드는 또한 GSM송신기에 기본 장치(CBU)를 붙인 레코딩 장치를 활동적으로 한다. 대부분의 GSM 핸드셋이 즉시 단지 하나의 RF채널을 수신할 수 있기 때문에 먼 신호를 레코딩하는 순서는 예컨대, 셀 방송 사용이나 또는 짧은 메시지 서비스의 사용에 의해 우선 확정되어 있어야만 한다. 또한, 그것이 레코딩 주기 이상의 이동을 고려하기 위해 두 번째 국부 송신기 신호를 레코딩하기 위해 필요하다는 것을 이하에서 볼 수 있다. (I와 Q의 구적법-위상 신호의 각각 1024) 그리고, 국부 송신기(2048의 두 세트)를 위한 4096 표본, 모든 진행은 채널과 각각의 새로운 주파수 결정 사이에서 스위치를 위한 시간을 포함하는 몇 백 ms이내에서 완성될 수 있다. 이동 수신기(CRU)와 베이스 수신기(BBU)에 의해 만들어지는 레코딩은, 그 다음에 위치 결정 프로세서(CPP)의 어떤 편리한 수단에 의해 보내어진다. 이동 수신기는 예컨대 GSM 신호의 슬롯이나 데이터 전송 요구 설정 하는데 사용된다. 베이스 수신기는 아마도 원거리 위치 결정 프로세서의 지상 통신선에 의하여 레코딩되어 보내질 것이다. 본 프로세서는 상관과 위치 처리를 위한 베이스와 이동 수신기에 의해 수신된 신호 자체 복사의 메모리 안에서 수신되고 모아진다. 그것은 또한 신호 세기와 같은 2개의 수신국에 의해 레코딩된 신호의 다른 매개변수를 사용한다.

일단 데이터가 모아지면, 프로세서는 크로스 상관 분석을 실행한다. 표준 방법이 사용되지만 보다 바람직한 다중 경로 전달의 효과를 감소시키는 보다 바람직한 방법이 뒤에 기술된다. Δt_a, Δt_b, Δt_c의 계산은 프로세서가 x와 y의 값을 구하기 위해 방정식을 푼다. 그러나, 3개의 송신기로부터 신호를 받을 필요성은 동기 에러에 있어서의 복잡함을 순차적으로 보여준다. 동기 에러 ε은 항상 변화하고, 리코딩 시간에 대해 일정하지 않을 것 같다. 우리는 오프셋이 선형 기울기에 더해지듯이 짧은 주기 이상으로 이 에러의 모형을 만들 수 있다.

즉,

ε=ε₀+ε₁t

여기에서 ε₀와ε₁은 상수이고, t는 시간이다. 우리는 원거리의 알려지지 않은 양 ε₁을 계산하기 위해, 그리고 두 번째 시간동안(베이스와 로우버(rover) 양쪽에서) 국부 송신기로부터 다시 레코딩된 신호에 의해 이것을 할 수 있다. 우리는 지금 순차적인 시간 t₁, t₂, t₃, t₄에서 만들어진 Δt의 네 개의 값을 포함한다. 그리고 방정식(1)이 된다.

Δt_a(t₁)=

Δt_b(t₂)=

Δt_c(t₃)=

Δt_a(t₁)= (2)

ε₁을 구할수 있는 것으로부터 아래식을 구하기 위해 이 방정식의 처음과 마지막을 뺄 수 있다.

Δt_a(t₄)-Δt_a(t₁)=ε₁( t₄-t₁)

따라서, Δt의 4개의 계산으로 방정식(2)는 x와 y를 되찾기 위해 값을 구할 수 있다. 동시에 3개의 채널을 수신할 수 있는 다중 채널 수신기를 포함하는 핸드셋은 송신기 A부터의 신호의 레코딩을 반복할 필요가 없다. 왜냐하면, 클럭(ε₁에 의해 측정된 ) 사이의 이동율은 그 때 중요하지 않고 결정되어질 필요가 없기 때문이다. 또한, 고품질 단일 채널 핸드셋은 클럭 에러에서의 이동이 무시할 정도로 작다면 반복된 레코딩을 할 필요가 없을 수도 있다.

상기 기술한 바와 같이, 본 발명을 목적으로 한 GSM 핸드셋 안에 필요로 하는 거의 모든 하드웨어 요소는 일반적인 GSM 오퍼레이션에 대해 거의 존재한다. 도 5는 전형적인 실행을 나타낸다. 900MHz 또는 1800MHz 영역에서의 RF 신호는 안테나(1)에 의해 수신되고, RF 증폭기(2)에서 증폭되어 RF 대역 통과 필터(3)에서 필터링된다. 그리고, 국부 발진기 신호(LO₁)와 함께 믹서(4)에서 중간 주파수(IF)에 혼합되기 전에 발진기(5)에 의해 발생된다. LO₁은 필요한 채널 스위칭 능력을 거의 결합한다. 그것의 주파수가 마스터 발진기(MO), 일반적으로 크리스탈 발진기(6)이라는 것은 본 발명에서 중요하다. 이것은 또한 부과 비용을 없애기 위한 일반적인 GSM 오퍼레이션의 필요조건이다. IF신호는 증폭기(7)에서 증폭되고, 대역 통과 필터(8)에 의해 필터되고, 구적 믹서(9)와 제2의 국부 발진기(11)로부터 신호(LO₂)를 사용하는 10에서 베이스 대역으로 변환된다. LO₁과 함께 이 제2의 발진기는 또한 마스터 발진기로 위상동기(phase-locked)될 필요가 있다. 그러나, 좋은 동조(자동 주파수 조절, AFC)는 종종 또한 루프에 결합된다. 그것은 레코딩 진행 동안 일정하게 유지되어야 한다. 구적 출력은 저역 통과 필터(12, 13)에 의해 필터된다. 그리고, AD변환기(14, 15)에서 디지털화되고, I와 Q 라벨이 붙은 비트 스트림이 생기게 된다. 위치 결정 때에 단지 프로그램(18)의 제어하에 다이내믹 램(17)에서 비트 스트림의 레코딩을 위해 마이크로프로세서(16)이 요구된다. 거기에는 얼마간의 부가 메모리를 위해 필요로 한다. 위치 결정을 가능하게 하기 위한 주된 조절은 계속되는 마이크로프로세서의 펌웨어(firmware) 프로그램 안에서 일어난다. 그리고, 그것은 더 빠른 모델 자체의 프로세서로 업그레이드(upgrade)하기 위해 필요하다. 유사 장비는 베이스 수신국에서 필요로 한다.

본 발명에 의한 시스템에서의 상업상 한계 요소는 베이스와 로우버(rover)에 수신된 신호가 크로스 상관을 위한 위치 결정 프로세서로 전달되는 것에 의한 수단일 것 같다. 그러므로, 가능한 많이 전달된 비트의 수를 줄이는 것이 중요하다. 위 레코딩에 의하면 1비트 표본은 비약한 신호 수신 조건에서조차도 충분한 결과를 만들어 내고, 2비트 표본 사용에서는 조금 더 정확할지라도 링크 로드(link load)에서의 증가로 좋지 않을 것 같다. 대신에, 아마도 그것은 더 많은 1비트 표본을 두배로 하는 것이다. 즉, 2비트 표본 사용보다 표본 간격의 길이를 두배로 하는 것이다. 또한 양쪽 I와 Q채널의 측정을 위해, 그리고 복합적인 크로스 상관(cross correlation)의 실행을 위해 필요할지 모른다. 왜냐하면, 베이스와 로우버(rover) 신호는 서로 동위상일 것 같지 않고, 크리스탈 발진기가 함께 잠겨 있지 않기 때문이다. 로우버(rover)(CRU)에서 구적 비트 스트림이 I와 Q에 의해 나타내어진다고 하자. (도 5 참조)

I = V₁(t)cos(θ₁) 및

Q = V₂(t)sin(θ₁)

여기에서 θ₁은 신호의 위상이고, V₁(t), V₂(t)는 그것의 진폭이다. 베이스(CBU)에서 레코딩된 대응하는 양은

I´= V₁´(t)cos(θ₂) 및

Q´= V₂´(t)sin(θ₂)

그 마이크로프로세서는 II´, QQ´, IQ´그리고, I´Q에 대응하는 4개의 크로스 상관을 계산하고 나서, 양 ρ에서 피크를 구해야 한다. 여기에서

ρ=

이다. 위상의 차이 θ=θ₁- θ₂는 또한,

θ=tan^-1 로부터 얻을 수 있다. 그리고, 이것은 더 긴 적분법을 가능하게 하기 위해 베이스와 로우버(rover) 안에서 국부 발진기 사이의 작은 주파수 오프셋을 제거하는데 사용되어질 수 있다. 위 방정식(1)과 (2)는 시간 딜레이 Δt의 계산 방법을 보여준다. 이것은 로우버(rover)의 위치(x,y)를 추론하고 베이스와 로우버(rover) 사이의 동기 에러 ε을 추론하는데 사용될 수 있다. 이 진행의 중점은 Δt가 크로스 상관으로부터 포함될 수 있는 계산의 정확성이다. 위 레코딩에 의하면 주된 정확성의 한계는 GSM 송신기로부터 로우버(rover)까지 신호의 다중 경로 전달에 의해 야기될 것 같다. 베이스에서 안테나는 다중 경로 전달이 무시되어질 만큼 충분히 작은 것을 보장하기 위해 포위하는 혼잡위에 충분히 높게 설치되어 왔다고 여겨진다. 이러한 상황에서 로우버(rover)의 다중 경로 전달은 더 긴 딜레이 시간을 향해 펼쳐지는 크로스 상관 측면도를 야기한다. 왜냐하면 우선 대부분의 직접 신호가 도착하기 때문이다. 통용되는 Δt의 계산을 위한 선택되는 방법은 그것들 사이에서 크로스 상관(CCF)은 물론, 베이스와 로우버(rover) 신호의 자기 상관(ACF)사용에 기초를 둔다. 우리는 크로스 상관의 형태와 같이 추론하기 위해 2개의 자기 상관을 사용한다. 그리고, Δt의 최상의 측정을 얻기 위해 크로스 상관의 템플리트(template)가 적당하다. 2개의 자기 상관, ACF_CRU와 ACF_CBU는 크로스 상관 CCF와 함께 표준의 어떤 수단에 의해 얻게될 수 있다(예컨대, 「"Random Data:analysis and measurement procedures" by J.S.Bendat and A.G.Piersol,Wiley-Interscience, 1971」참조). 우리는 고속 푸리에 변환을 포함하는 방법을 선택한다. ACF_CRU가 다중 경로 신호, 즉 등가 경로에 의해 딜레이된 신호에 의해 이질화될 것 같을 때 ACF_CBU는 송신된 신호(다중 경로 영향을 무시해도 좋다.)의 고유한 자기 상관의 좋은 측정이다. 이것은 도 6의 특별한 예를 위한 것이다. 여기에서 선 A는 ACF_CBU이고, B는 ACF_CRU이다. 우리는 다중 경로가 자기 상관은 항상 대칭적이어서 주요 피크선의 양쪽 면에 나타나는 선 B에서 제2의 피크에서 올라가는 것을 볼 수 있다. '템플리트(template)'는 ACF_CBU(즉, 음시간축에 대응하는 A에서 중심 피크의 왼쪽선)의 왼쪽 부분에 의해 구성된다. 그리고, 그것은 ACF_CRU(즉, 양시간축에 대응하는 B에서 중심 피크의 오른쪽선)의 오른쪽 부분에 연결한다. 이것은 도 6의 선(C)으로 나타낸다. 측정된 CCF는 선 D에 의해 보여지고, 템플리트(template) C를 재생시키는 주된 특징을 볼 수 있다. 시간 오프셋 Δt의 측정은 어떤 표준 방법을 사용하여 측정된 CCF의 템플리트(template) 고정에 의해 얻어진때, 그 템플리트(template)의 2.5의 진폭은 Δt는 물론 파라미터를 자유롭게 한다. 적당한 절차는 또한 데이터의 배제 또는 포함을 위한 기초로서 사용될 수 있는 파라미터의 '고정의 장점(goodness of fit)´을 만들어낸다.

베이스와 로우버(rover) 양쪽에서 수신될 수 있는 GSM 송신기 3개보다 많을 경우에, 특히 한 개 또는 그 이상의 경로가 대체로 간접적이라면 위치 결정 프로세스에서 그것 모두를 사용하는데 유리할 수 있다. 그와 같은 경우에 고정 파라미터의 장점은 측정 위치에서 사용되는 각각의 Δt를 위해 가중치 요소를 제공할 수 있다는 것이다.

GSM 핸드셋은 다중 레벨 AD변환기(ADC)를 결합하고, 다중 경로 전달로부터의 에러 결과를 감소하기 위해 적응성의 처리 기술을 사용한다. 그러므로, 핸드셋의 디자인에 의존하여, 수신기로부터 원래의 I와 Q데이터 스트림보다, 오히려 크로스 상관 함수를 위해 복조된 신호 자체를 사용하는 것이 가능하다. 적응성의 처리에 의해 실행된 이러한 여분의 딜레이는 제거되어야 하고, 비록 처리가 전체의 간접 신호의 알려지지 않은 여분의 경로 길이를 고려할 수 없더라도 복조된 출력은 전처리된 I와 Q의 원래 데이터 스트림보다 시간 딜레이를 측정하는데 있어 더 좋다. 도 5의 점 외곽선은 FM 판별 장치(19; FMD)이다. FM 판별은 출력에서 주파수 오프셋을 일정한(DC) 이동으로 번역한다. 그래서 구적 신호(I와 Q)는 필요하지 않지만, 단일 신호(도 5에서 J)로 대신할 수 있다. 이것은 또, (a) 데이터의 반은 링크 위에 전달될 필요가 있고, (b) 위치 결정 프로세서에서 주파수 오프셋을 조절하기 위해 필요하지 않다. 그러므로, 전반적인 프로세서가 감소한다. 상술한 바와 같이, 몇몇의 본 발명에 의한 위치 결정 시스템의 다른 형상은 GSM송신기(종종 기본 트랜시버 기지국, BTS라고 불린다.), 이동 수신기(CRU), 베이스 수신기(CBU) 및 위치 결정 프로세서(CPP), 그리고 서비스 서버 데이터베이스(SPD)의 위치관계에 의존하여 가능하다. 3개의 형상은 도 7a, 7b, 7c에 도시하고, A, B, C 로 표시된다. 이것의 각각은 또 2개로 재분된다. 도 7a는 양쪽 CBU와 CRU로부터 먼 곳에 배열되어지는 CPP와 SPD의 형상 A를 나타낸다. 예를 들어, 이것은 하나의 CPP/SPD 결합이 전체 영역을 취급할 때의 경우이다. A1에서 각각의 BTS는 BTS와 함께 배열된 CBU를 가지고 있다. A2에서 3개의 BTS에 의해 받아들여진 국부 셀의 취급은 셀 내 어딘가를 보여준다. 형상 B1과 B2(도 7b)는 지금 많은 CPP가 있기는 하지만, A1과 A2 각각과 비슷하다. B1에서 각각의 BTS는 BTS에 부착된 CBU를 가지고 있다.; B2에서 각각의 BTS 삼각형은 그것 안에 CPP를 가지고 있다. 그리고 그림에서는 단지 하나만 보여진다. 지역적인 SPD는 먼 거리의 위치를 유지한다. 형상 C1과 C2(도 7c)는 A1 및 A2와 유사하지만, 위치 처리에 있어 각각의 핸드셋내에서 실행된다. 다른 형상이 또한 가능하고, 각각의 장점은 특별한 상업적인 적용에 적합하게 만드는데 관련이 있다.

약간의 상업적인 적용에 있어서, 위치에 관계된 서비스를 위한 요구에 서비스 서버 데이터베이스의 응답 부분으로서 그래픽 형태에서의 맵 정보를 표시하는 장점이 있을 수 있다. 이것의 예는 도 8에서 주어지는데 위치 결정 프로세서 또는 감시국에 부착한 화면위에 전시되는 국부 지역의 맵이 보여지는 방법이 있다. 사용자는 Z 라벨이 붙은 원에 의해 표시된 위치의 방향을 요구하여 왔다. 그리고, 위치 결정 프로세서는 W 라벨이 붙은 원내 어딘가의 사용자의 위치를 계산하여 왔다. 사용자의 핸드셋은 액정 크리스털 도트-행렬 표시를 포함한다. 이것은 기본적인 특성(character-based) 정보는 물론 더 큰 맵의 작은 부분을 표시할 수 있다. 도 8에서 첫 번째 화면은 핸드셋 위에 표시(a)한 구획안을 보여주는 것이다. 이것은 반지름 100m의 원에서 국부 지역의 대규모의 맵이고, 측정된 위치에 집중되어 있다. 그 경로는 1, 2, 3 등으로 표시되어 있고, 두 번째 화면의 한 구획(b)에서 지적된 명칭과 대응한다. 사용자는 마음대로 화면 사이를 앞뒤로 돌돌 말수 있다. 한 구획(c)는 목적지 Z의 방향을 지적하는 포인터 K와 함께 국부 지역의 대규모 맵을 보여준다. 명확히, 정보의 많은 그 밖의 화면은 목적지의 주어진 하나의 주소를 포함, 그리고 국부 왕래 조건 및, 가까운 거리 등이 가능하다. 상업적 적용에 있어서 또한, 핸드셋 표시위에 광고의 한계양을 위한 기회를 주었다.

기본 시스템의 테스트

한 쌍의 표준 휴대용 장치와 약간의 부가적인 레코딩 기구를 사용하는 기본 테스트 장비는 영국의 캠브리지(Cambridge)에 설치되어졌다. 기본국(CBU)은 지붕위에 고정된 안테나와 함께 도심 (도 9 참조) 근처의 3층 빌딩안에 있었다. 이동 수신기(CRU)는 도 9의 십자표에 의해 보여진 것처럼 차로 도시 남쪽의 다양한 장소로 운반되었다. 3개의 GSM 송신기(BTS) 각각은 도시 중앙에, 그레이트 쉘포드(Great Shelford)의 남쪽에, 그리고 풀본(Fulbourn)의 동쪽에 위치되어 시험적으로 사용되어졌다. 표 2는 양쪽 좌표에서 평균 위치 에러를 나타낸다. 즉, 약 10개의 독립적인 위치 결정의 평균과 지도 위에 측정된 진짜 위치 사이의 차이를 의미한다. 간단한 데이터 분석 기술은 다중 경로 전달의 효과에 대한 특별한 구별없이 사용되었다. 나란히 벤치(bench)위에서 기본 수신기와 이동 수신기 모두로 사용한 테스트에서 발견된 장치 특유의 정확성은 20m rms 이하였다. 1에서 6번 테스트는 고정된 이동기를 통해 실행되었고, 7번에서 11번 테스트는 40~64km/h의 속도에서 실행되었다.

본 발명은 라디오 또는 다른 방송 전송에 사용하는 위치 결정 시스템에 관한 것으로, 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(GSM) 또는 다른 디지털 전송 시스템에 적용할 수 있다.

Claims

이동하는 물체의 움직임을 감시해야 할 차원의 수와 적어도 같은 수의 전송 소스에 의해 전송된 광대역 신호를 받는 위치 결정 시스템에 있어서,

제1의 수신국이 알려진 위치에 있고, 제2의 수신국이 이동하는 물체상에 위치하는 한 쌍의 수신국과,

위치 결정 프로세서 및,

상기 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대한 정보를 포함하는 링크 신호를 상기 수신국 각각으로부터 상기 위치 결정 프로세서로 통과시키는 수단을 구비하여 구성되고,

상기 수신국 각각은 거의 동시에 각각의 전송 소스로부터 신호를 받도록 배열되어 있으며, 상기 위치 결정 프로세서는 하나의 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 그 하나의 수신국으로부터 받은 정보와, 다른 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 그 다른 수신국으로부터 받은 정보를 비교하고, 이동하는 물체의 위치를 결정하기 위해 양 수신국에서 받은 각각의 신호 사이의 시간 딜레이를 결정하도록 배열되어 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항에 있어서, 상기 수신국은 각각의 전송 소스로부터 순차적으로 신호를 받거나, 혹은 서로 동일한 시퀀스(sequence)로 신호를 받을 수 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 수신국 각각은 하나 이상의 전송 소스로부터 두 번째 신호를 받도록 배열되어 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위치 결정 프로세서는 상기 수신국중 하나와 같은 장소에 배치되어 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제 4항에 있어서, 상기 수신국중 하나로부터의 상기 링크 신호는 상기 다른 수신국으로 통과하거나, 상기 다른 수신국으로부터 상기 위치 결정 프로세서로 통과하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위치 결정 프로세서가 상기 수신국으로부터 떨어져 배치되어 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서, 이동하는 물체의 위치에 대한 정보를 제공하는 신호가 상기 위치 결정 프로세서로부터 상기 수신국중 적어도 하나로 통과하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, 감시국을 더 구비하여 구성되고, 상기 이동하는 물체의 위치에 대한 정보를 제공하는 신호가 상기 위치 결정 프로세서로부터 감시국으로 통과하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위치 결정 프로세서에 접속되고, 다수의 알려진 위치에 관련된 데이터 요소를 포함하고 있는 데이터베이스 서버와,

상기 이동하는 물체의 상기 위치 결정 프로세서에 의해 결정된 위치에 대한 정보를 데이터베이스 서버로 통과시키는 수단,

상기 위치 결정 프로세서에 의해 결정된 위치에 관련된 데이터 요소를 검색하는 수단 및,

상기 데이터 요소를 상기 수신국중 하나 또는 상기 감시국으로 통과시키는 수단을 더 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제 9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신국이나 각 수신국 또는 상기 감시국은 디스플레이를 포함하고, 상기 이동하는 물체의 위치를 상기 디스플레이에 표시하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제10항에 있어서, 상기 디스플레이가 도트(dot) 매트릭스 디스플레이로 구성되는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제 9항에 종속할 때의 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 데이터베이스 서버는 그래픽 정보를 포함하며, 상기 그래픽 정보는 상기 수신국 또는 상기 감시국으로 통과하고 상기 이동하는 물체의 위치를 나타내기 위해 상기 디스플레이상에 표시되는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
상기의 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전송 소스 및 상기 수신국은 디지털 셀룰러 전화 네트워크의 구성 요소를 구비하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제13항에 있어서, 상기 디지털 셀룰러 전화 네트워크는 GSM 네트워크인 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
상기의 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신국은 다수의 전송 소스의 신호 강도를 감시하고, 수신을 위해 충분히 강한 다수의 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 각각의 전송 소스로부터 받은 상기 신호 사이의 의사 동기가 전송된 신호의 소정 부분의 수신을 감시함으로써 이루어지는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
제15항에 있어서, 상기 각각의 전송 소스로부터 수신한 신호 사이의 의사 동기가 전송된 신호와 독립된 수단에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 위치 결정 시스템.
이동하는 물체의 위치를 결정하는 방법에 있어서,

이동하는 물체의 움직임을 감시해야 할 차원의 수와 적어도 같은 수의 전송 소스로부터 광대역 신호를 전송하는 단계와,

제1의 수신국이 알려진 위치에 있고, 제2의 수신국이 이동하는 물체상에 위치하는 한 쌍의 수신국에서 신호를 수신하는 단계,

상기 각각의 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대한 정보를 포함하는 링크 신호를 상기 수신국 각각으로부터 위치 결정 프로세서로 통과시키는 단계,

하나의 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 상기 위치 결정 프로세서에서 그 하나의 수신국으로부터 받은 정보와, 다른 수신국에서 상기 전송 소스로부터 받은 신호에 대해 그 다른 수신국으로부터 받은 정보를 비교하는 단계 및;

이동하는 물체의 위치를 결정하기 위해 양 수신국에서 받은 각각의 신호 사이의 시간 딜레이를 결정하는 단계를 구비하여 이루어지고,

상기 수신국 각각은 거의 동시에 각각의 전송 소스로부터 신호를 받도록 배열되어 있는 것을 특징으로 하는 위치 결정 방법.
제18항에 있어서, 방송신호가 디지털 셀룰러 전화 네트워크 전송신호인 것을 특징으로 하는 위치 결정 방법.
두 위치에서 수신한 방송신호의 수신 시간의 오프셋을 계산하는 방법에 있어서,

한 위치에서 수신한 신호가 다중 경로 효과에 의한 변조를 받을 수 있는 경우에, 상기 한 위치에서 수신한 신호를 자기 상관하는 단계와,

다른 위치에서 수신한 신호를 자기 상관하는 단계,

상기 한 위치와 다른 위치에서 수신한 신호를 크로스 상관하는 단계,

중앙 피크(central peak) 전의 오프셋 시간에 대응하는 상기 다른 위치에서 수신한 신호의 자기 상관의 부분과, 중앙 피크 후의 오프셋 시간에 대응하는 상기 한 위치에서 수신한 신호의 자기 상관의 부분을 구성하는 템플리트(template)를 생성하는 단계 및,

상기 템플리트가 상기 한 위치와 다른 위치에서 수신한 신호의 측정된 크로스 상관에 가장 적합한 경우의 오프셋을 상기 두 위치에서 수신한 신호 사이의 시간 오프셋의 계산치로서 측정하는 단계를 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 방송신호의 수신 시간의 오프셋 계산 방법.