KR19990003844A - Adaptive Channel Equalization Method for Orthogonal Split Band System - Google Patents
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Abstract
본 발명은 직교분할대역 수신 시스템의 적응적인 채널 등화 방법 관한 것으로서, 주파수축으로 Y 개 샘플씩 나누어 그룹(Gi)을 설정하고, 그룹(Gi)내에서 시간축으로 하나의 파일롯 셀을 포함하여 X 개의 샘플로 구성된 블록(BLi,j)들을 설정하는 단계(S1)와; 원래 파일롯 셀을 기준신호로 하고, 실제 채널을 통해 수신된 파일롯 셀을 비교하여 각 그룹의 최초 채널 역함수들을 구하는 단계(S2); 각 그룹의 현재 블록을 등화 시키기 위해서, 이전 파일롯 셀로부터 계산된 채널 역함수을 현재 블록내의 모든 샘플에 적용시켜 등화시키는 채널 등화 단계(S3) 및; 각 그룹의 현재 블록의 원래 파일롯 셀을 기준 신호로 하고, 상기 채널 역함수를 통해 등화된 현재 블록의 파일롯 셀을 비교하여 에러값을 계산하여 다음 블록에 적용할 채널 역함수의 계수를 새로 갱신하는 채널 계수 갱신 단계(S4)로 구성되며, 샘플간격으로 그룹을 결성하고, 또한 그룹내에서도 파일롯 셀을 중심으로 블록을 결성하여 블록내 파일럿 신호를 이용하여 채널 역함수를 갱신시켜가면서 블록내의 유효샘플들을 등화시키므로써, 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있으며, 또한 심볼내 샘플간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있는 효과가 있다.The present invention relates to an adaptive channel equalization method of an orthogonal subband reception system, wherein a group Gi is set by dividing Y samples on a frequency axis and X pilots are included in a group on a time axis within a group Gi. Setting blocks BLi, j composed of samples (S1); Using the original pilot cell as a reference signal and comparing the pilot cells received through the actual channel to obtain initial channel inverse functions of each group (S2); A channel equalization step S3 for equalizing the channel inverse function calculated from the previous pilot cell to all samples in the current block to equalize the current block of each group; Channel coefficient for newly updating the coefficient of the channel inverse function to be applied to the next block by calculating an error value by comparing the pilot cells of the current block equalized through the channel inverse function with the original pilot cell of the current block of each group as a reference signal. It consists of an update step (S4), and forms a group at sample intervals, and also forms a block around a pilot cell in the group, and equalizes valid samples in the block while updating a channel inverse function using a pilot signal in the block. In addition, it is possible to equalize adaptively to sudden change of channel and to effectively remove interference between samples in a symbol.
Description
본 발명은 직교분할대역(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM 이라 한다.) 수신 시스템의 채널 등화 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a channel equalization method of an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) reception system.
일반적으로 무선 통신 채널 및 디지털 고화질 텔리비젼(이하 HDTV라함 )의 전송 채널에서는 다중경로 페이딩(multipath fading)에 의하여 수신된 신호에서 심볼간의 간섭(InterSymbol Interference:ISI)이 발생된다. 특히 HDTV 시스템과 같은 고속 데이터가 전송되는 경우에는 심볼간 간섭은 더욱 심화되어 수신측의 데이터 복원과정의 심각한 오류를 초래하게 된다. 이를 해결할 방안으로서, 최근 유럽에서는 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting:DAB) 및 디지털 지상 텔레비젼 방송(Digital Terrestrial Television Broadcasting:DTTB)의 전송 방식으로서 다중경로 페이딩에 강인하게 동작할 수 있는 OFDM 방식이 제안된 바 있다.In general, inter-symbol interference (ISI) is generated in a signal received by multipath fading in a wireless communication channel and a transmission channel of a digital high definition television (hereinafter referred to as HDTV). In particular, when high-speed data such as an HDTV system is transmitted, the intersymbol interference becomes more severe, which causes a serious error in the data recovery process of the receiver. As a solution to this problem, recently, in Europe, an OFDM scheme capable of robustly operating in multipath fading has been proposed as a transmission method of digital audio broadcasting (DAB) and digital terrestrial television broadcasting (DTTB). There is a bar.
OFDM 방식은 직렬 형태로 입력되는 심볼열을 N개 심볼씩 병렬 데이터로 변환시킨 후, 병렬화된 심볼을 각기 상이한 부반송파 주파수로 멀티플렉싱하고, 멀티플렉싱된 각 데이터를 모두 더해서 전송한다. 여기서, 병렬화된 N개 심볼을 하나의 단위 블럭(block)으로 간주하고, 블럭의 각 부반송파는 상호 직교성을 가지도록 하여 부반송파 채널(이하, 부채널이라 함)간의 영향이 없도록 한다. 따라서, 기존의 단일 반송파 전송 방식과 비교하면, 동일한 심볼 전송율을 유지하면서도 심볼 주기를 부채널 수(N)만큼 증가시킬 수 있기 때문에 다중경로 페이딩에 의한 심볼간 간섭을 줄일 수 있다. 특히, 전송되는 심볼 사이에 보호구간(Guard Interval:GI)을 삽입할 경우에는 심볼간 간섭을 더욱 감소시킬 수 있으므로 채널 등화기의 구조가 매우 간단해 지는 장점도 있다. 또한, OFDM방식은 기존의 FDM(frequency division multiplexing) 방식과는 달리 각 부채널의 스펙트럼이 서로 중첩되는 특성이 있으므로 대역 효율이 높으며 스펙트럼 형태가 사각파 모양으로 전력이 각 주파수 대역에 균일하게 분포하여 동일 채널 간섭 신호에 강한 장점도 있다. 일반적으로 OFDM 에 자주 결합되는 변조 기법으로는 PAM(pulse amplitude modulation), FSK(frequency shift keying), PSK(phase shift keying), QAM(quadrature amplitude modulation)등이 있다.The OFDM method converts a symbol string input in serial form into parallel data by N symbols, and then multiplexes the parallelized symbols with different subcarrier frequencies, and adds and transmits each of the multiplexed data. Here, the N parallelized symbols are regarded as one unit block, and each subcarrier of the block is orthogonal to each other so that there is no influence between subcarrier channels (hereinafter referred to as subchannels). Therefore, compared with the conventional single carrier transmission scheme, since the symbol period can be increased by the number of subchannels N while maintaining the same symbol rate, inter-symbol interference due to multipath fading can be reduced. In particular, when a guard interval (GI) is inserted between the transmitted symbols, the inter-symbol interference can be further reduced, thereby simplifying the structure of the channel equalizer. In addition, unlike the conventional frequency division multiplexing (FDM) method, the OFDM method has high bandwidth efficiency because the spectrum of each subchannel overlaps each other, and thus the power is uniformly distributed in each frequency band due to the square wave shape. There is also a strong advantage over co-channel interference signals. In general, modulation techniques frequently coupled to OFDM include pulse amplitude modulation (PAM), frequency shift keying (FSK), phase shift keying (PSK), and quadrature amplitude modulation (QAM).
도 1은 직교분할대역 (OFDM) 방식의 변조 원리를 설명하기 위한 블록도로서, QAM을 기본 변조 기법으로 적용한 OFDM 변조기의 블록도이다.1 is a block diagram illustrating a modulation principle of an orthogonal division band (OFDM) scheme and is a block diagram of an OFDM modulator using QAM as a basic modulation technique.
도 1 을 참조하면, QAM 변조시 직렬로 입력된 각 복소 심볼(complex symbol) ai가 N 단으로 병렬화 된 후, 서로 수직인 부반송파 신호에 의해 곱해진 다음 수학식 1과 같이 합산된다.Referring to FIG. 1, subcarrier signals perpendicular to each other after each complex symbol a i inputted in series during QAM modulation are parallelized to N stages. It is multiplied by and then summed as
여기서, TA는 복소 반송파의 샘플링 주기(sampling period)이다. 각 부반송파 신호들이 서로 수직이기 위해서는(는 한 심볼 주기)의 조건을 만족해야 한다. 샘플링 주기 TA를으로 정하자. 상기 두 조건에 의해 상기 수학식 1은 수학식 2 와 같이 쓸수 있다.Here, T A is a sampling period of a complex carrier. Each subcarrier signal To be perpendicular to each other ( Must satisfy the condition of one symbol period). Sampling period T A Let's decide. According to the two conditions, Equation 1 may be written as Equation 2.
상기 수학식 2 를 살펴보면, N 포인트 역이산 퓨리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform:IDFT)와 동일한 수식임을 알 수 있다. 즉, IDFT, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)구조로 OFDM 변조 신호를 얻을 수 있고, 수신측에서는 OFDM 변조 신호를 DFT, FFT 구조로 복조할 수 있다.Looking at Equation 2, it can be seen that the equation is the same as the N point Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT). In other words, an OFDM modulated signal can be obtained using an IDFT and an inverse fast fourier transform (IFFT) structure, and the OFDM modulated signal can be demodulated into a DFT and FFT structure at a receiving side.
따라서, OFDM 방식은 병렬 부채널수가 증가 될수록 하드웨어 복잡도가 증가되는 문제점이 있으나, 시스템을 디지털화하면 FFT 구조 하나만으로 구현할 수 있으므로 하드웨어를 간단히 구현할 수 있는 잇점이 있다.Accordingly, the OFDM scheme has a problem in that hardware complexity increases as the number of parallel subchannels increases. However, if the system is digitized, hardware can be simply implemented because the FFT structure can be implemented.
도 2 는 전형적인 FFT 및 보호 구간을 사용하는 OFDM 시스템의 구성도로서, OFDM 시스템의 송신부는 직/병렬 변환기(40)와, 신호 맵퍼(41), IFFT칩(42), 병/직렬 변환기(43), 보호구간 삽입기(44), D/A 변환기(45), 상향 변환기(Up Converter:46)으로 구성되어 있고, OFDM 시스템의 수신부는 하향 변환기(Down Converter:50)와, A/D변환기(51), 보호구간 제거기(52), 직/병렬 변환기(53), FFT칩(54), 등화기(55), 신호 맵퍼(56), 병/직렬 변환기(57)로 구성되어 있다.FIG. 2 is a block diagram of an OFDM system using a typical FFT and guard interval, wherein a transmitter of the OFDM system includes a serial / parallel converter 40, a signal mapper 41, an IFFT chip 42, and a parallel / serial converter 43 ), The guard section inserter 44, the D / A converter 45, and the up-converter (Up Converter: 46), and the receiver of the OFDM system is a down converter (50) and an A / D converter. And 51, the guard section eliminator 52, the serial / parallel converter 53, the FFT chip 54, the equalizer 55, the signal mapper 56, and the parallel / serial converter 57.
송신측의 상기 직/병렬 변환기(40)로 입력된 직렬 데이터는 병렬 데이터 형태로 변환되며, n 비트씩 그룹지어져서 상기 신호 맵퍼(41)를 통해 복소 심볼 ai 로 출력된다. 여기서, n 는 신호 성좌( signal constellation)에 따라 결정되는 비트수로서, 예를 들어 상기 신호 맵퍼(41)의 신호 성좌가 16QAM이라면 n=4비트, 32QAM이라면 n=5비트이다. 상기 신호 맵퍼(41)로부터 병렬 출력된 N 개 복소 심볼은 상기 IFFT 칩(42)을 통해 역퓨리에 변환되고, 전송되기 위해 다시 직렬 형태로 변환되어 출력된다. 상기 보호구간 삽입기(44)에서는 다중경로 페이딩에 의한 심볼간 간섭(ISI)을 피하기 위해 보호구간(Guard interval)을 설정하여 삽입한다. 상기 보호구간 삽입기(44)로부터 출력된 이산 심볼은 아날로그 신호로 변환되고 상향주파수로 변조되어 채널을 통해 전송된다. 수신측에서는 송신측과 반대로 진행되는 프로세싱을 수행한다. 여기서, 등화기(55)는 채널의 비이상적인 특성 즉, 각종 잡음, 인접 채널과의 간섭, 다중 경로 등에 의한 채널 왜곡을 보상해주는 역할을 수행한다.The serial data input to the serial / parallel converter 40 on the transmitting side is converted into a parallel data form, grouped by n bits, and output as complex symbols ai through the signal mapper 41. Here, n is the number of bits determined according to the signal constellation. For example, n = 4 bits when the signal constellation of the signal mapper 41 is 16QAM, and n = 5 bits when the 32QAM is used. N complex symbols output in parallel from the signal mapper 41 are inverse Fourier transformed through the IFFT chip 42, and are converted into serial form again for transmission. The guard interval inserter 44 sets and inserts a guard interval to avoid inter-symbol interference (ISI) due to multipath fading. The discrete symbol output from the guard interval inserter 44 is converted into an analog signal, modulated to an uplink frequency, and transmitted through a channel. The receiver performs processing that is reversed from the transmitter. Here, the equalizer 55 serves to compensate for channel distortion due to non-ideal characteristics of the channel, that is, various noises, interference with adjacent channels, and multipath.
도 3 은 도 2의 OFDM 시스템에서 보호구간을 삽입한 OFDM 신호의 시간-주파수 영역을 나타낸 도면이다. 신호가 FFT 변환에 의해 시간-주파수 영역으로 변환되는 것을 2차원적으로 표현하였다. 시간 영역에서 심볼이 전송되는 시간은 Ts 이고, 보호구간이 전송되는 시간은 Tg이며, 주파수 영역에서 각 부채널대역은 1/Ts 이다. 주파수 영역에서 심볼들은 서로 오버랩(overlapped)되어 있고, 시간 영역에서 심볼들은 보호 구간(Guard Interval)에 의해 서로 분리되어 있음을 알 수 있다.FIG. 3 is a diagram illustrating a time-frequency domain of an OFDM signal with a guard interval inserted in the OFDM system of FIG. 2. Two-dimensional representation of the signal transformed into the time-frequency domain by FFT transform. In the time domain, a symbol is transmitted Ts, a guard interval is transmitted Tg, and each subchannel band is 1 / Ts in the frequency domain. In the frequency domain, the symbols overlap each other, and in the time domain, the symbols are separated from each other by a guard interval.
도 4 는 도 2의 OFDM 시스템에서 보호구간을 사용한 전송 심볼에 대한 포맷도이다. 송신측으로부터 전송된 샘플들은 유효구간(Useful Part)과 보호구간(GI:Guard Interval)으로 구성되어 있다. 유효구간내에는 유효한 OFDM 샘플들이 전송되는 구간이고, 이 유효구간의 앞단에 보호구간이 삽입되어 OFDM 심볼을 구분시켜주고 있다. 보호구간에는 유효구간내의 하위에 위치한 일부 샘플들을 복사하여 사용한다.4 is a format diagram for a transmission symbol using a guard interval in the OFDM system of FIG. Samples transmitted from the sender are composed of a useful part and a guard interval (GI). In the valid section, valid OFDM samples are transmitted, and a guard section is inserted at the front of the valid section to distinguish the OFDM symbol. In the guard interval, some samples located below the valid interval are copied.
도 5 는 보호 구간을 삽입하여 심볼간 간섭이 제거되는 것을 설명하기 위한 도면으로서, 연속되는 유효구간들 사이에 보호구간이 삽입되어 있다. 지연없이 직접경로로 전송되는 직접파와, 약간 지연된 에코 신호가 수신되었을 경우, 수신된 신호는 에코 신호에 의해 발생된 심볼간 간섭의 영향을 받지 않음을 알수 있다. 즉, 보호구간보다 짧은 다중경로에 의한 심볼간 간섭(ISI:intersymbol interference)을 제거할 수 있다.FIG. 5 is a diagram for explaining that inter-symbol interference is removed by inserting a guard interval, and a guard interval is inserted between successive valid intervals. When a direct wave transmitted in a direct path without delay and a slightly delayed echo signal are received, it can be seen that the received signal is not affected by the intersymbol interference caused by the echo signal. That is, intersymbol interference (ISI) due to multipaths shorter than the guard interval can be eliminated.
이상에서 살펴본 OFDM 방식은, 다중 경로 페이딩에 의해 발생하는 인접 심볼간의 간섭은 보호구간(Guard Interval)이라는 약간의 시간 간격을 전송 심볼사이에 삽입함으로써 제거할 수 있으나, 심볼내 샘플간 간섭(intrasymbol interference)은 OFDM 변조기법 자체만으로는 제거할 수 없다. 따라서, OFDM 수신측에서는 심볼내 샘플간 간섭을 제거할 수 있는 특별한 채널 등화기를 필요로 한다. 채널 등화기에서는 심볼내 각 샘플이 서로 다른 부반송파를 가지고 있기 때문에 변화하는 채널 상황에 따라 왜곡 정도를 알아내어 이를 제거시켜 주어야 한다.In the OFDM scheme described above, interference between adjacent symbols generated by multipath fading can be eliminated by inserting a small time interval called a guard interval between transmission symbols, but intrasymbol interference in a symbol ) Cannot be removed by the OFDM modulation technique alone. Therefore, the OFDM receiver requires a special channel equalizer capable of eliminating inter-symbol interference. In the channel equalizer, since each sample in the symbol has a different subcarrier, it is necessary to find and remove the distortion level according to the changing channel condition.
OFDM 방식에서 있어서, 효율적인 채널 등화 기법으로 파일롯 심볼 삽입(Pilot Symbol Insertion : PSI) 기법을 들수 있으며, 현재도 계속 연구 중에 있다. 파일롯 심볼 삽입 기법에서는 송신측에서 주기적으로 파일롯 심볼을 전송하면 수신측에서는 파일롯 심볼이 전송되는 시기를 알고 있으면서, 전송받은 파일롯 심볼을 복호화하여 채널에 의해 왜곡된 정도를 추정한다. 그리고 추정값으로 채널에 의해 왜곡된 유효데이터 심볼을 보상하는 것이다.In the OFDM scheme, a pilot symbol insertion (PSI) technique may be used as an efficient channel equalization technique. In the pilot symbol insertion scheme, when a transmitter periodically transmits a pilot symbol, the receiver knows when the pilot symbol is transmitted, and decodes the received pilot symbol to estimate the degree of distortion by the channel. The estimated value compensates for the valid data symbol distorted by the channel.
여기서, 효율적인 채널 추정을 위한 파일롯 심볼을 삽입하는 방법들을 고려해 보면, 파일롯 심볼의 수가 증가될 수록 유효데이터 심볼의 전송률은 감소되기때문에 적은 수의 파일롯 심볼을 사용하고, 정확성 높은 채널 추정이 되어야 한다. 이에 대해 여러 삽입 방법이 제시된 바 있으며, 도 6 을 참조하여 설명하기로 한다.Here, considering methods of inserting pilot symbols for efficient channel estimation, as the number of pilot symbols increases, the transmission rate of valid data symbols decreases, so that a small number of pilot symbols should be used and accurate channel estimation should be performed. Various insertion methods have been proposed for this, and will be described with reference to FIG. 6.
도 6 은 종래의 파일롯 삽입 방법에 따른 채널 등화 방법을 설명하기 위한 프레임 구조도이다. 여기서, H(n,k) 를 n번째 심볼내의 k번째 샘플에 대한 전달 함수라고 나타내자.6 is a frame structure diagram illustrating a channel equalization method according to a conventional pilot insertion method. Let H (n, k) be the transfer function for the kth sample in the nth symbol.
도 6a 는 시간축을 한 심볼내의 모든 샘플에 파일롯 셀을 할당하는 구조도이다. 즉, 시간축을 따라 매 T 번째 심볼마다 파일롯 셀을 삽입하여 전송하는 것으로, 여기서 T=16 번째 심볼마다 파일롯 심볼을 삽입하였다. 이 방법에서 중요한 것은 시변 채널의 변화를 얼마나 빠르게 따라갈 것인가를 결정짓는 T 파라메터의 선택이다. 이 방법에서는 파일롯 심볼 n 과 파일롯 심볼 n+T에 대한 채널 전달 함수 H(n,k)와 H(n+T,k)를 이용하여, 두 파일롯 심볼간의 T-1개 유효심볼들의 채널 전달 함수를 인터폴레이션(interpolation)에 의해 추정한다. 이때, T-1개 데이터 심볼을 저장해야 하므로 상당한 메모리 코스트를 이유로 현실적으로 실시되기는 어렵다.6A is a structural diagram of allocating a pilot cell to all samples in a symbol along a time axis. That is, a pilot cell is inserted and transmitted every T-th symbol along the time axis, where a pilot symbol is inserted every T = 16th symbol. What is important in this method is the choice of the T parameter that determines how quickly the time-varying channel changes. This method uses the channel transfer functions H (n, k) and H (n + T, k) for the pilot symbol n and the pilot symbol n + T to transfer the channel transfer functions of the T-1 valid symbols between the two pilot symbols. Is estimated by interpolation. At this time, since it is necessary to store T-1 data symbols, it is difficult to carry out practically because of the considerable memory cost.
도 6b는 주파수축을 따라 심볼내에서는 16번째 샘플마다, 인접한 심볼간에는 4샘플간격을 두고 파일롯 셀을 할당하여, 시간축을 따라 4(T)심볼마다 주기적으로 반복 삽입되는 구조이다. 이 구조는 샘플링 이론을 적용하여 최소한의 파일롯 셀을 사용하였고, 도플러 현상에 강한 특성을 갖도록 한것이다. 도 6b의 구조는 도 6a에 비해 파일롯 삽입 주기가 짧아서 T-1=3 심볼들만 저장하면 되므로, 적은양의 메모리가 소요된다. 따라서, 하드웨어적으로 인터폴레이션 적용이 가능하며, 실제로 STERNE 장비에 적용되었다. 또한, 유효데이터 심볼보다 전력이 높은 부스티드된(boosted) 파일롯 셀을 이용하여 잡음의 영향을 줄여 채널 추정에 정확성을 기하였다.6B is a structure in which a pilot cell is allocated every 16 th sample in a symbol along the frequency axis and 4 sample intervals between adjacent symbols, and is repeatedly inserted every 4 (T) symbols along the time axis. This structure uses a minimum of pilot cells by applying the sampling theory, and has a strong characteristic of the Doppler phenomenon. Since the structure of FIG. 6B has a shorter pilot insertion period than that of FIG. 6A, only T-1 = 3 symbols need to be stored, thus requiring a small amount of memory. Therefore, it is possible to apply interpolation in hardware and actually applied to STERNE equipment. In addition, a boosted pilot cell with a higher power than a valid data symbol is used to reduce the influence of noise to ensure accuracy in channel estimation.
상기 도 6에서 살펴본 종래의 채널 등화 기법은 심볼별로 몇개의 샘플(부채널)에 파일롯 셀을 주기적으로 삽입하고, 이 파일롯 셀을 이용하여 그 채널 함수를 구한후, 인터폴레이션 기법에 의존하여 나머지 채널 함수를 추정하였다.In the conventional channel equalization technique described with reference to FIG. 6, a pilot cell is periodically inserted into a few samples (subchannels) for each symbol, the channel function is obtained using the pilot cell, and the remaining channel functions are dependent on the interpolation technique. Was estimated.
그러나, OFDM 신호에 대해 인터폴레이션에 의한 추정 기법은 채널의 급작스러운 변화에 적응적으로 대처하지 못하는 문제점이 있었다.However, there is a problem in that an estimation method using interpolation for an OFDM signal cannot adaptively cope with a sudden change in a channel.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로 서, 시간에 따라 변화하는 채널 상황에 적응하여 심볼내 샘플간 간섭을 제거하는 직교분할대역 시스템의 적응적인 채널 등화 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been made to solve the above problems, and provides an adaptive channel equalization method of an orthogonal subband system that eliminates inter-sample interference by adapting to channel conditions that change over time. There is a purpose.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 등화 방법은, 한 심볼내에서 X번째 샘플마다 파일롯 셀을 전송하고, 이웃한 심볼간에는 Y개 샘플 간격마다 파일롯 셀을 전송하는 프레임 구조에 있어서, 주파수축으로 Y 개 샘플씩 나누어 그룹을 설정하고, 그룹내에서 시간축으로 하나의 파일롯 셀을 포함하여 X 개의 샘플로 구성된 블록을 설정하는 단계와; 원래 파일롯 셀을 기준 신호로 하고, 실제 채널을 통해 수신된 파일롯 셀을 비교하여 각 그룹의 최초 채널 역함수들을 구하는 단계; 각 그룹의 현재 블록을 등화 시키기 위해서, 이전 파일롯 셀로부터 계산된 채널 역함수을 현재 블록내의 모든 샘플에 적용시켜 등화시키는 채널 등화 단계 및; 각 그룹의 현재 블록의 파일롯 셀을 기준 신호로 하고, 채널 역함수를 통해 등화된 현재 블록의 파일롯 셀을 비교하여 에러값을 계산하여 다음 블록에 적용할 채널 역함수의 계수를 새로 갱신하는 채널 계수 갱신 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.The channel equalization method of the OFDM system according to the present invention for achieving the above object, the frame structure for transmitting a pilot cell every X-th sample in one symbol, and a pilot cell every Y sample intervals between neighboring symbols A method comprising: setting a group by dividing Y samples by a frequency axis, and setting a block including X samples by including a pilot cell on a time axis within the group; Using the original pilot cell as a reference signal and comparing pilot cells received through an actual channel to obtain initial channel inverse functions of each group; A channel equalization step of equalizing the channel inverse function calculated from the previous pilot cell to all samples in the current block to equalize each group's current block; A channel coefficient update step of newly updating coefficients of a channel inverse function to be applied to the next block by calculating an error value by comparing pilot cells of the current block equalized through the channel inverse function with reference signals of the current block of each group. Characterized in that it comprises a.
본 발명에 따르면 샘플간격으로 그룹을 결성하고, 또한 그룹내에서도 파일롯 셀을 중심으로 블록을 결성하여 블록내 파일럿 신호를 이용하여 채널 역함수를 갱신시켜가면서 유효샘플들에 적용하므로써 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있다.According to the present invention, a group is formed at a sample interval, and a block is formed around a pilot cell in the group, and the channel inverse function is updated by using a pilot signal in the block, and then applied to effective samples, thereby adapting to sudden changes in a channel. Can be equalized.
도 1 은 직교분할대역 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 방식의 변조 원리를 설명하기 위한 블록도,1 is a block diagram illustrating a modulation principle of an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme;
도 2 는 전형적인 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier transform : FFT) 및 보호 구간을 삽입하여 전송하는 OFDM 시스템에 대한 구성도,FIG. 2 is a block diagram of an OFDM system for transmitting a typical fast Fourier transform (FFT) and a guard interval.
도 3 은 도 2의 OFDM 시스템에서 보호구간을 삽입한 OFDM 신호의 시간 주파수 영역을 나타낸 도면,3 is a view showing a time frequency domain of an OFDM signal with a guard interval inserted in the OFDM system of FIG.
도 4 는 도 2의 OFDM 시스템에서 보호구간을 삽입한 전송 단위 심볼에 대한 포맷도,4 is a format diagram for a transmission unit symbol with a guard interval inserted in the OFDM system of FIG. 2;
도 5 는 보호구간을 삽입하여 심볼간 간섭이 제거되는 것을 설명하기 위한 도면,5 is a view for explaining that inter-symbol interference is removed by inserting a guard interval;
도 6 은 종래의 파일롯 삽입 방법에 따른 채널 등화 방법을 설명하기 위한 프레임 구조도,6 is a frame structure diagram for explaining a channel equalization method according to a conventional pilot insertion method;
도 7 은 유럽 DVB 스펙의 분산 파일롯 셀 위치를 나타내기 위한 OFDM 전송 프레임 구조도,7 is an OFDM transmission frame structure diagram for illustrating distributed pilot cell position in the European DVB specification;
도 8은 본 발명에 따른 적응적 채널 등화 방법에 대한 흐름도,8 is a flowchart of an adaptive channel equalization method according to the present invention;
도 9 는 본 발명에 따라 도 7 에 도시된 OFDM 전송 프레임의 파일롯 셀을 이용하여 채널에 적응적으로 등화하는 방법을 설명하기 위한 프레임 구조도이다.9 is a frame structure diagram for explaining a method for adaptive equalization to a channel using a pilot cell of an OFDM transmission frame shown in FIG. 7 according to the present invention.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 대하여 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail with respect to the present invention.
본 발명의 채널 등화시 기준신호로 이용되는 파일롯 셀에 대해서 살펴보면, 파일롯 셀에는 분산 파일롯 셀(SPC: Scattered pilot cells), 연속 파일롯 반송파(CPC: Continual pilot carriers), 전송 파라메타 신호 파일롯(TPS: Transmission Parameter Signalling pilots) 등이 있다. 이러한 파일롯 셀들은 프레임 동기(frame synchronization), 주파수 동기(frequency synchronization), 시간 동기(time synchronization), 채널 추정(channel estimation), 전송 모드 식별(transmission mode identification)에 사용되며, 위상 잡음(phase noise)을 추적할 때에도 사용된다. 상기 파일롯 셀들은 전송되는 데이터와 함께 OFDM 프레임내에 포함되는데, 이때 수신측으로 전송된 기준정보 값은 알려진 값이다. 상기 기준 정보가 포함된 셀들은 부스티드(boosted) 전력 레벨 즉, 전송 데이터 레벨의 약 1.4 배 정도의 전력 레벨을 갖고 전송된다. 본 발명에서는 여러 파일롯 셀들중 분산 파일롯 셀(SPC)을 기준 신호로 정하여 사용하기로 한다.Referring to a pilot cell used as a reference signal when channel equalization of the present invention, the pilot cell includes a scattered pilot cell (SPC), continuous pilot carriers (CPC), transmission parameter signal pilot (TPS: Transmission) Parameter Signaling Pilots). These pilot cells are used for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization, channel estimation, transmission mode identification, and phase noise. It is also used to track. The pilot cells are included in an OFDM frame together with the transmitted data, wherein the reference information value transmitted to the receiver is a known value. The cells including the reference information are transmitted at a boosted power level, that is, about 1.4 times as high as the transmission data level. In the present invention, a distributed pilot cell (SPC) is used as a reference signal among several pilot cells.
우선, 유럽의 디지탈 지상 텔레비젼 방송을 위한 스펙 초안(1996년 1 월, TM 1545 rev.2, DRAFT SPECIFICATION for DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION)을 참조하여 OFDM 프레임 구조에 대해서 살펴보면, 전송된 신호는 프레임(Frame)들로 구성되어 있는데, 이때 각각의 프레임은 68 개의 OFDM 심볼(Symbol: S0∼S67)들로 이루어져 있다. 그리고, 각각의 심볼은 8K 모드인 경우에는 K=6817(K: 부반송파 수) 또는 2K 모드인 경우에는 K=1705 로 이루어져 있다.First of all, referring to the draft specification for digital terrestrial television broadcasting in Europe (January 1996, TM 1545 rev. 2, DRAFT SPECIFICATION for DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION), the OFDM frame structure is described. In this case, each frame is composed of 68 OFDM symbols (S 0 ~ S 67 ). Each symbol consists of K = 6817 (K: number of subcarriers) in 8K mode or K = 1705 in 2K mode.
도 7 은 유럽 DVB 스펙의 분산 파일롯 셀 삽입 위치를 나타내기 위한 OFDM 전송 프레임 구조도이다. kmin=0 ∼ kmax=1704 는 2K 모드의 샘플 수(=부반송파 수)를 나타내고, S0, S1, S2, S3,… S67은 각각 심볼을 나타낸다. 그리고, data 는 실제 정보를 실은 유효 데이터를 나타내며, SPC 는 부스티드(boosted) 파일롯인 분산 파일롯 셀을 나타낸다. 한 심볼내의 분산 파일롯 셀은 12 샘플마다 반복되고, 한 심볼내의 분산 파일롯 셀과 인접한 다른 심볼내의 분산 파일롯 셀은 3 샘플씩 차이가 나도록 분포되어 있다. 또한 심볼 순서에 따라 모듈러 4 연산하여 그 값이 0이 되는 심볼 즉 4번째 심볼(S64, S0, S4,… )의 마지막 샘플(kmax)마다 분산 파이롯 셀(SPC)이 분포되어 있다.7 is an OFDM transmission frame structure diagram for indicating a distributed pilot cell insertion position of the European DVB specification. k min = 0 to k max = 1704 indicate the number of samples (= subcarriers) in the 2K mode, and S 0 , S 1 , S 2 , S 3 ,. S 67 each represents a symbol. In addition, data represents valid data carrying actual information, and SPC represents a distributed pilot cell that is a boosted pilot. The distributed pilot cell in one symbol is repeated every 12 samples, and the distributed pilot cell in one symbol and the distributed pilot cell in another adjacent symbol are distributed by 3 samples. In addition, the distributed pilot cell (SPC) is distributed for each of the last sample (k max ) of the fourth symbol (S 64 , S 0 , S 4 ,... have.
한편, 등화 장치의 가장 기본적인 원리는 전송 채널의 전달 함수를 구하여, 이 전달 함수의 역함수 특성을 갖도록 회로를 구성하는 것이다. 그러나, 채널의 특성이 항상 일정한 것이 아니라 시간과 장소에 따라 수시로 변하기 때문에 그때 그때마다 채널 특성을 따라 갈 수 있도록 등화 장치를 구성해야 하는데 이와 같은 등화 장치를 적응 등화 장치(Adaptive Equalizer)라 한다. 본 발명에서는 분산 파일롯 셀(SPC)를 이용하여 채널 역함수를 갱신시켜 적응적시키는 등화 방법을 제시한다.On the other hand, the most basic principle of the equalizer is to obtain the transfer function of the transmission channel and configure the circuit to have the inverse function characteristic of this transfer function. However, since the characteristics of the channel are not always constant, but change from time to time and place, the equalizer must be configured to follow the channel characteristic at that time. Such an equalizer is called an adaptive equalizer. The present invention proposes an equalization method for adaptively updating a channel inverse function using a distributed pilot cell (SPC).
도 8은 본 발명에 따른 파일롯 셀을 이용한 적응적 채널 등화 방법에 대한 흐름도이다.8 is a flowchart illustrating an adaptive channel equalization method using a pilot cell according to the present invention.
송신측에서 전송한 파일롯 셀은 일정한 간격으로 주기적으로 반복되므로 수신측에서 동일한 파일롯 셀을 발생시켜 기준 신호로 사용한다. 파일롯 셀의 전송 간격은 1심볼내에서 X 번째 샘플마다 전송되고, 이웃한 심볼간에는 Y 샘플간격 떨어져 전송된다고 하자. 그러면 프레임내의 파일롯 셀의 배열은 X/Y 심볼을 주기로 하여 반복되어진다.Since the pilot cell transmitted from the transmitting side is periodically repeated at regular intervals, the receiving side generates the same pilot cell and uses it as a reference signal. Suppose that the transmission interval of a pilot cell is transmitted every X th sample within one symbol, and the Y sample interval is transmitted between neighboring symbols. The array of pilot cells in the frame is then repeated with the period of X / Y symbols.
그룹 및 블록 설정 단계(S1)에서는 주파수축으로 Y 개 샘플씩 나누어 하나의 그룹(Gi)을 설정하고, 그룹내에서 시간축으로 하나의 파일롯 셀을 포함하여 X 개의 샘플로 구성된 하나의 블록(BLi.j)을 설정한다.In the group and block setting step S1, one group Gi is set by dividing the Y samples by the frequency axis, and one block composed of X samples including one pilot cell on the time axis within the group. j) is set.
최초 채널 역함수를 구하는 단계(S2)에서는 각 그룹별로 최초로 전송되는 원래 파일롯 셀을 기준 신호로 하고, 실제 채널을 통해 수신된 파일롯 셀을 비교신호로 하여, 두 신호의 차를 계산하여 각 그룹의 최초 채널 역함수를 구한다. 최초 채널 역함수들은 X/Y개 심볼이 전송되는 동안에 구해지며, 이 동안(최초 채널 역함수가 구해지는 기간)에 전송된 심볼은 등화되지 않고 채널을 통과한 신호 그대로 복원된다.In the step S2 of obtaining the first channel inverse function, the original pilot cell transmitted first for each group is used as a reference signal, and the pilot cell received through the actual channel is used as a comparison signal. Find the inverse channel function. The first channel inverses are obtained during the transmission of X / Y symbols, during which time the symbols transmitted during the first channel inverses are retrieved and are recovered as they pass through the channel.
채널 등화 단계(S3)에서는 각 그룹의 현재 블록내에 분포된 각 유효샘플들에다 채널 역함수를 각각 적용시켜 등화시킨다. 여기서, 적용된 채널 역함수는 현재 블록 이전에 전송된 이전 파일롯 셀로부터 계산된 채널 역함수이다.In the channel equalization step S3, the inverse channel function is applied to each valid sample distributed in the current block of each group to equalize the respective effective samples. Here, the applied channel inverse function is the channel inverse function calculated from the previous pilot cell transmitted before the current block.
채널 계수 갱신 단계(S4)에서는 각 그룹의 현재 블록내의 원래 파일롯 셀을 기준 신호로 하고, 이전 채널 역함수를 통해 등화된 현재 블록의 파일롯 셀을 비교하여, 에러값을 계산하여 다음 블록의 채널 역함수에 대한 계수를 갱신한다.In the channel coefficient updating step (S4), the original pilot cell in the current block of each group is used as a reference signal, the pilot cells of the current block equalized through the previous channel inverse function are compared, and an error value is calculated and applied to the channel inverse function of the next block. Update the coefficients for
도 9 는 도 8을 적용하여 도 7 에 도시된 OFDM 전송 프레임의 분산 파일롯 셀을 이용하여 채널에 적응적으로 등화하는 방법을 설명하기 위한 프레임 구조도이다.FIG. 9 is a frame structure diagram illustrating a method of adaptive equalization to a channel by using a distributed pilot cell of an OFDM transmission frame shown in FIG. 7 by applying FIG. 8.
분산 파일롯 셀의 전송 간격은 1심볼내에서 12(=X)번째 샘플마다 전송되고, 이웃한 심볼간에는 3(=Y)샘플간격 떨어져 전송된다. 따라서 프레임내의 파일롯 셀의 배열은 시간축을 따라 4(=X/Y)심볼을 주기로 하여 반복되어진다. 또한, 주파수 축을 따라 3개의 샘플단위로 그룹(Gi)을 형성하고, 그룹내에서 하나의 파일롯 셀을 중심으로하여 12(=X) 개의 샘플로 구성된 하나의 블록 BLi,j을 설정할 수 있다. 블록 BLi,j 에서 i는 몇번째 그룹인지를 구분하는 인덱스이고, j는 i번째 그룹의 j번째 블록을 나타낸다.The transmission interval of the distributed pilot cell is transmitted every 12 (= X) th samples in one symbol, and is spaced apart by 3 (= Y) sample intervals between neighboring symbols. Therefore, the arrangement of pilot cells in a frame is repeated with a period of 4 (= X / Y) symbols along the time axis. In addition, a group Gi may be formed in units of three samples along the frequency axis, and one block BLi, j including 12 (= X) samples may be set based on one pilot cell in the group. In block BLi, j, i is an index for identifying which group is used, and j represents j-th block of the i-th group.
도 9에서와 같이, 주파수축으로 부반송파 k=0∼k=2 에 실리는 샘플들을 그룹 G0, 부반송파 k=3∼k=5에 실리는 샘플들을 그룹 G1, 부반송파 k=6∼k=8 에 실리는 샘플들을 그룹 G2, 부반송파 k=9∼k=11에 실리는 샘플들을 그룹 G3으로 나누었다고 하자. 그러면, 12개의 샘플로 구성된 블록들은, 시간축 상에서 심볼 S0의 첫번째 파일롯 셀(k=0)를 포함하는 블록 BL0,0, 심볼 S1의 첫번째 파일롯 셀(k=3)를 포함하는 블록 BL1,0, 심볼 S2의 첫번째 파일롯 셀(k=6)를 포함하는 블록 BL2,0, 심볼 S3의 첫번째 파일롯 셀(k=9)를 포함하는 블록 BL3,0 등과 같이 나눌 수 있다. 이렇게 정해진 블록별로 파일롯 셀에 의한 별도의 채널 역함수를 구하여 블록내의 각 샘플들을 등화시키는 것이다.As shown in FIG. 9, samples carrying subcarriers k = 0 to k = 2 on the frequency axis are group G0 and samples carrying subcarriers k = 3 to k = 5 are group G1 and subcarriers k = 6 to k = 8. Assume that the samples carried in the group G2 and the samples carried in the subcarriers k = 9 to k = 11 are divided into the group G3. Then, the blocks composed of 12 samples are blocks BL0,0 including the first pilot cell (k = 0) of symbol S0 on the time axis, blocks BL1,0, including the first pilot cell (k = 3) of symbol S1. The block BL2,0 including the first pilot cell (k = 6) of the symbol S2 may be divided into the block BL3,0 including the first pilot cell (k = 9) of the symbol S3. Each channel in the block is equalized by obtaining a separate channel inverse function by the pilot cell for each block.
이제, 도 8에서 설명한 흐름도를 상기 도 9에 적용하여 본 발명의 작용 및 효과를 자세히 설명하고자 한다.Now, the operation and effects of the present invention will be described in detail by applying the flowchart illustrated in FIG. 8 to FIG. 9.
여기서, Wi,j 은 i번째 그룹의 j번째 블록을 위한 채널 역함수이다.Here, Wi, j is the inverse channel function for the j-th block of the i-th group.
최초 채널 역함수를 구하는 단계(S2)에서는 심볼 S64∼S67을 이용하여 각 그룹의 최초 채널 역함수를 구한다. 즉, 그룹 G0 의 최초 채널 역함수 W0,0은 S64의 첫번째 샘플(k=0)인 파일롯 셀(p0)을 이용하여 구하고, 그룹 G1 의 최초 채널 역함수 W1,0는 S65의 4번째 샘플(k=3)인 파일롯 셀(p1)을 이용하여 구하고, 그룹 G2 의 최초 채널 역함수 W2,0 는 S66의 7번째 샘플(k=6)인 파일롯 셀(p2)을 이용하여 구하고, 그룹 G3의 최초 채널 역함수 W3,0 은 S67의 10번째 샘플(k=9)인 파일롯 셀(p3)을 이용하여 구한다.In the step S2 of obtaining the initial channel inverse function, the first channel inverse function of each group is obtained using the symbols S64 to S67. That is, the first channel inverse function W0,0 of the group G0 is obtained by using the pilot cell p0 which is the first sample of k64 (k = 0), and the first channel inverse function W1,0 of the group G1 is the fourth sample of k65 (k = 3) is obtained using the pilot cell (p1), and the first channel inverse function W2,0 of the group G2 is obtained using the pilot cell (p2), which is the seventh sample (k = 6) of S66, and the first channel inverse function of the group G3. W3,0 is obtained using the pilot cell p3 which is the 10th sample (k = 9) of S67.
이렇게 각 그룹의 최초 채널 역함수를 구하는 기간동안, 최초 파일롯 셀을 전송하는 4심볼(S64∼S67)은 채널 등화 과정을 거치지 못하고, 실제 채널로부터 수신된 그대로 출력된다.In this way, during the period of obtaining the first channel inverse function of each group, the four symbols S64 to S67 that transmit the first pilot cell do not go through the channel equalization process and are output as they are received from the actual channel.
이제, 각 그룹의 최초 채널 역함수들은 다음 블록의 각 샘플에 작용하여 채널 등화를 수행한다.(S3) 즉, 그룹 G0의 블록 BL0,0에서는 최초 채널 역함수 W0,0을 이용하여 12 샘플을 각각 등화시키고, 그룹 G1의 블록 BL1,0에서는 채널 역함수 W1,0을 이용하여 12샘플을 각각 등화시키는 것이다.Now, the first channel inverses of each group act on each sample of the next block to perform channel equalization (S3), i.e., in block BL0,0 of group G0, 12 samples are each equalized using the first channel inverse function W0,0. In block BL1,0 of group G1, 12 samples are equalized using channel inverse function W1,0, respectively.
채널 계수 갱신 단계(S4)에서는 현재 블록의 원래 파일롯 셀을 기준신호로하여 현재 블록의 등화된 파일롯 셀을 비교하여 에러를 계산하고, 다음 블록을 위한 채널 역함수의 계수값을 갱신시킨다. 예를 들어, 그룹 G0에서 다음 블록 BL0,1 을 위한 채널 역함수 W0,1은 현재 블록 BL0,0에 속해 있는 파일롯 셀 즉, 심볼 S0의 첫번째 샘플(k=0)을 이용하는 것이다. 현재 블록 BL0,0에서 심볼 S0의 원래 파일롯 셀을 기준 신호로 발생시키고, 채널 역함수 W0,0 으로 등화된 파일롯 셀을 비교하여 발생한 에러를 계산하고, 이 에러값을 이용하여 계수 갱신 알고리즘에 따라 새로운 계수를 계산한다. 계수를 구하는 알고리즘으로는 일반적인 채널 등화 기법인 최소평균자승(Least Mean Square) 기법을 이용할 수 있다.In the channel coefficient updating step S4, an error is calculated by comparing the equalized pilot cells of the current block with the original pilot cell of the current block as a reference signal, and the coefficient value of the channel inverse function for the next block is updated. For example, the inverse channel function W0,1 for the next block BL0,1 in the group G0 is to use a pilot cell belonging to the current block BL0,0, that is, the first sample (k = 0) of the symbol S0. In the current block BL0,0, the original pilot cell of the symbol S0 is generated as a reference signal, an error generated by comparing the pilot cell equalized with the inverse channel function W0,0 is calculated, and the error value is used according to the coefficient update algorithm. Calculate the coefficients. As an algorithm for obtaining coefficients, a least mean square method, which is a general channel equalization technique, may be used.
채널 계수 갱신 단계(S4) 이후, 갱신된 계수를 갖는 채널 역함수 W0,1을 그룹 G0의 다음 블록 BL0,1에 속한 12개 샘플들에 적용하여 각각 등화시키는 것이다.After the channel coefficient updating step S4, the channel inverse function W0,1 having the updated coefficient is applied to 12 samples belonging to the next block BL0,1 of the group G0 to equalize.
다른 그룹에서도 위와 동일한 순서로로 현재 블록내의 파일롯 셀을 이용하여 다음 블록에 적용할 새로운 계수값을 갱신시키는 것이다. 결과적으로, 채널 역함수들은 항상 그전 계수값을 참조하여 각 블록의 파일롯 셀을 기준으로 에러를 보상해주는 계수들이 새롭게 갱신되는 것이다.In other groups, new coefficient values to be applied to the next block are updated using the pilot cells in the current block in the same order as described above. As a result, the channel inverse functions always update the coefficients that compensate for the error based on the pilot cell of each block by referring to the previous coefficient value.
그리고, 주파수축을 고려하여, 심볼 S0 을 살펴보면, 부반송파 k=0∼k=2에 실린 샘플은 채널 역함수 W0,0이 적용되며, 부반송파 k=3∼k=5는 채널 역함수 W1,0이 적용되며, 부반송파 k=6∼k=8 는 채널 역함수 W2,0이 적용되며, 부반송파 k=9∼k=11는 채널 역함수 W3,0이 적용되는 등 한 심볼내에서 각 샘플들에 적절한 채널 역함수를 적용시키므로써 심볼내 샘플간의 간섭을 제거시킨다.In consideration of the frequency axis, when the symbol S0 is examined, the inverse channel function W0,0 is applied to the sample on the subcarriers k = 0 to k = 2, and the inverse channel function W1,0 is applied to the subcarriers k = 3 to k = 5. For subcarriers k = 6 to k = 8, the channel inverse function W2,0 is applied, and for subcarriers k = 9 to k = 11, the channel inverse function W3,0 is applied. This eliminates interference between samples in a symbol.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명은 샘플간격으로 그룹을 결성하고, 또한 그룹내에서도 파일롯 셀을 중심으로 블록을 결성하여 블록내 파일럿 신호를 이용하여 채널 역함수를 갱신시켜가면서 블록내의 유효샘플들에 적용하므로써, 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있으며, 또한 심볼내 샘플간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있는 효과가 있다.As described above, according to the present invention, a group is formed at sample intervals, and a block is formed around a pilot cell in the group, and the channel inverse function is updated using the pilot signal in the block, thereby applying to the effective samples in the block. In addition, it is possible to equalize adaptively to sudden change of channel and to effectively remove interference between samples in a symbol.
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| KR1019970027807A KR100226709B1 (en) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | Method of adaptive channel equalization in ofdm system |
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1997
- 1997-06-26 KR KR1019970027807A patent/KR100226709B1/en not_active IP Right Cessation
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| US11595169B2 (en) | 2015-07-01 | 2023-02-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitting apparatus and receiving apparatus and controlling method thereof |
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