KR101688221B1 - 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법 - Google Patents

협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법 Download PDF

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소정호
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Abstract

협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법이 개시된다. 다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO) 환경에서 채널이 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 형태로 송수신되는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법은, 기지국의 송신신호가 제1 수신기에 수신되는 단계, 수신된 송신신호가 상기 제1 수신기에서 복호(decoding)되는 단계, 복호된 송신신호 및 기지국의 송신신호가 제2 수신기에 수신되는 단계 및 수신된 송신신호를 이용하여 제2 수신기의 전송률을 증가시키는 단계를 포함한다.

Description

협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법{Non-orthogonal multiple access expansion method through cooperation level increase}
본 발명은 비직교 다중접속 기법의 확대 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법에 관한 것이다.
현재 지속적으로 높은 데이터 전송량에 대한 수요가 늘고 있는 상황에서 무선통신의 주파수 효율 증대에 대한 필요성이 점점 증가하고 있다. 이와 같은 주파수 효율 증대를 위한 최근 많은 주목을 받는 기술로써 비직교 다중접속(Non-Orthogonal Multiple Access) 기법을 꼽을 수 있다.
비직교 다중접속 기법의 경우, 점점 높아지는 수신기의 성능을 이용하여 수신기에서 순차적 간섭 제거 기법을 사용한다는 가정하에 기지국에서 중첩 코딩 기법(Superposition Coding)을 사용하여 전송량을 증대시키는 기술이다. 실질적으로 추가적인 자원이 없는 단일 안테나 상황에서 순차적 간섭 제거와 중첩 코딩 기법을 이용한다면 최적의 성능을 달성할 수 있음이 알려져 있다.
하지만 아직 전송량에 대한 수요를 만족하기는 어려운 실정이다. 이에 따라, 전송량을 더 높일 수 있는 다중접속 기법에 대한 연구가 많이 이루어지고 있다.
한국공개특허공보 제10-2014-0125643호는 사용자의 채널 정보를 이용하여 통신 용량을 향상시킬 수 있는 사용자 쌍을 클러스터(cluster)로 묶고 클러스터 내 사용자 간 전력 할당을 하는 다중 사용자 빔포밍 시스템에서 비직교 다중 접속 기법을 위한 운용 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 종래 비직교 다중접속에 비해 협력 수준을 높이는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법을 제공한다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 높은 협력 수준을 이용하여 신호의 중계를 통한 수신신호의 신호 대 잡음비를 높이는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법을 제공한다.
본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 높은 협력수준을 이용하여 간섭을 제어하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법을 제공한다.
상기 목적을 해결하기 위해,
본 발명에 따른 다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO) 환경에서 채널이 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 형태로 송수신되는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법은,
기지국의 신호가 설계되는 단계, 상기 기지국의 신호가 제1 수신기에 수신되는 단계, 상기 수신된 신호가 상기 제1 수신기에서 복호(decoding) 또는 압축(Compressed)되는 단계 및 상기 복호 또는 압축된 신호 및 상기 기지국의 신호가 제2 수신기에 수신되는 단계를 포함한다.
상기 기지국의 신호가 설계되는 단계는, 필터뱅크(filter bank)를 이용하여 유한임펄스응답 채널이 모델링되는 단계, 상기 모델링된 FIR 채널의 행렬 및 벡터를 이용하여 선형모델이 산출되는 단계, 상기 산출된 선형모델의 행렬 및 벡터를 이용하여 상기 제1 및 제2 수신기에서의 전송량 또는 신호의 오차가 수치로 산출되는 단계 및 상기 산출된 수치를 이용하여 상기 기지국의 신호가 최적화되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수신기에 수신되는 단계는, 상기 기지국으로부터 하기 수학식과 같은 신호를 수신되는 것을 특징으로 한다.
[수학식]
Figure 112015061072826-pat00001
여기서,
Figure 112015061072826-pat00002
는 제1 수신기의 수신신호를 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00003
는 MIMO 채널 행렬을 의미하며,
Figure 112015061072826-pat00004
과
Figure 112015061072826-pat00005
는 각각의 제1 및 제2 수신기의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00006
,
Figure 112015061072826-pat00007
는 각각 제1 및 제2 수신기의 송신신호 벡터를 의미하며,
Figure 112015061072826-pat00008
는 수신 잡음을 의미한다.
상기 제1 수신기에서 복호 또는 압축되는 단계는, 상기 제1 수신기의 송신신호 벡터인
Figure 112015061072826-pat00009
와 상기 제2 수신기의 송신신호 벡터인
Figure 112015061072826-pat00010
를 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation, SIC) 기법을 이용하여 복호되거나, 잡음 네트워크 코딩(Noisy Network Coding) 기법을 이용하여 압축되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수신기에서 복호 또는 압축되는 단계는, 상기 제1 수신기의 수신신호인
Figure 112015061072826-pat00011
을 선형필터를 통과시킨 후 전송, 복호 후 전송(Decode and Forward, DF) 및 압축 후 전송(Compress and Forward, CF) 중 어느 하나가 수행되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수신기에서 복호 또는 압축되는 단계는, 상기 제1 수신기의 송신신호 벡터인
Figure 112015061072826-pat00012
을 이용하여 제2 수신기에서 수신되는 간섭신호를 완화 및 중화 중 적어도 하나의 기법이 사용되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수신기는 상기 간섭신호의 반대 방향으로 신호를 전송하여 상기 간섭신호가 완화되는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 수신기에 수신되는 단계는, 상기 제1 수신기에서 전송된 신호 및 상기 기지국의 신호가 제2 수신기에서 하나의 신호로 합성되는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 수신기에 수신되는 단계는, 상기 합성된 신호를 하기 수학식과 같이 합성되는 것을 특징으로 한다.
[수학식]
Figure 112015061072826-pat00013
여기서,
Figure 112015061072826-pat00014
는 제2 수신기의 수신신호를 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00015
,
Figure 112015061072826-pat00016
는 MIMO 채널 행렬을 의미하며,
Figure 112015061072826-pat00017
과
Figure 112015061072826-pat00018
는 각각의 제1 및 제2 수신기의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00019
,
Figure 112015061072826-pat00020
는 각각 제1 및 제2 수신기의 송신신호 벡터를 의미하며,
Figure 112015061072826-pat00021
는 제1 수신기에서
Figure 112015061072826-pat00022
과
Figure 112015061072826-pat00023
를 복호 또는 압축하여 제2 수신기로 송신하는 함수를 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00024
는 수신 잡음을 의미한다.
본 발명에 따른 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법에 의하면, 종래 비직교 다중접속에 비해 협력 수준을 높일 수 있다.
또한 높은 협력 수준을 이용하여 신호의 중계를 통한 수신신호의 신호 대 잡음비를 높일 수 있다.
또한 높은 협력수준을 이용하여 간섭을 제어할 수 있다.
도 1은 종래기술에 따른 기본적인 비직교 다중접속 기법 시스템을 설명하기 위한 구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 시스템을 설명하기 위한 구성도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 최적화 신호 설계를 설명하기 위한 순서도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 시스템의 성능 평가를 설명하기 위한 도면이다.
이하 본 발명의 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 당업자에게 자명하거나 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
도 1은 종래기술에 따른 기본적인 비직교 다중접속 기법 시스템을 설명하기 위한 구성도이다.
도 1을 참조하면, 기본적인 비직교 다중접속은 다중입력 단일출력 (Multiple-Input Single-Output, MISO)인 경우일 수 있다.
기본적인 비직교 다중접속 기법 시스템(1)은 기지국(2), 제1 수신기(4) 및 제2 수신기(6)을 포함한다. 여기서, 제1 및 제2 수신기(4, 6)은 이동단말일 수 있으며, 제1 수신기(4)는 제2 수신기(6)보다 기지국(2)에 가까운 위치에 있을 수 있다.
기본적인 비직교 다중접속 기법 시스템(1)은 기지국(2)에서 제1 수신기(4)를 위한 데이터
Figure 112015061072826-pat00025
과 제2 수신기(6)를 위한 데이터
Figure 112015061072826-pat00026
가 중첩 코딩된 신호
Figure 112015061072826-pat00027
를 [수학식 1]과 같이 전송한다.
Figure 112015061072826-pat00028
여기서,
Figure 112015061072826-pat00029
과
Figure 112015061072826-pat00030
는 기지국(2)에서 각 데이터
Figure 112015061072826-pat00031
,
Figure 112015061072826-pat00032
에 할당한 전력을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00033
과
Figure 112015061072826-pat00034
는 각각의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하며, 이를 전송할 경우, 제1 수신기(4)에서 받는 신호
Figure 112015061072826-pat00035
는 [수학식 2]로 정의된다.
Figure 112015061072826-pat00036
여기서,
Figure 112015061072826-pat00037
는 기지국(2)으로부터 제1 수신기(4)로 송신되는 채널을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00038
는 제1 수신기(4)에서 수신되는 잡음으로 평균이 0이고, 분산이
Figure 112015061072826-pat00039
인 복소 원형 대칭 가우시안 분포를 따른다.
이 때, 제1 수신기(4)는 순차적 간섭 제거 기법을 이용하여 [수학식 3]와 같이 수신신호 대 잡음비로
Figure 112015061072826-pat00040
를 복호(decoding)한다.
Figure 112015061072826-pat00041
간섭을 제거한 다음, 제1 수신기(4)는 [수학식 4]과 같이 신호 대 잡음비로 송신신호
Figure 112015061072826-pat00042
를 복호한다.
Figure 112015061072826-pat00043
이 때, 제2 수신기(6)에서 수신된 신호
Figure 112015061072826-pat00044
는 [수학식 5]와 같이 정의된다.
Figure 112015061072826-pat00045
여기서,
Figure 112015061072826-pat00046
는 기지국(2)으로부터 제2 수신기(6)로 송신되는 채널을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00047
는 제2 수신기(6)에서 수신되는 잡음으로 평균이 0이고, 분산이
Figure 112015061072826-pat00048
인 복소 원형 대칭 가우시안 분포를 따른다. 제2 수신기(6)는 제1 수신기(4)를 위한 신호를 간섭으로 취급하여 [수학식 6]와 같은 신호 대 잡음비로
Figure 112015061072826-pat00049
를 복호한다.
Figure 112015061072826-pat00050
상기와 같은 일련의 과정을 위해서는 사전에 수신기들끼리의 그룹핑이 필요하고 채널이 좋은 수신기가 다른 수신기의 수신신호를 복호해야 하는 등의 협력이 필요하다. 또한 기지국(2)에서도 중첩 코딩 기법을 이용하여 신호를 전송해야 한다. 이 경우, 제1 수신기(4)는 불필요한 간섭신호인
Figure 112015061072826-pat00051
를 복호하는 과정을 거쳐야만 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 시스템을 설명하기 위한 구성도이다.
도 2를 참조하면, 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 종래 비직교 다중접속에 비해 협력 수준을 높인다. 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 높은 협력 수준을 이용하여 신호의 중계를 통한 수신신호의 신호 대 잡음비를 높인다. 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 높은 협력수준을 이용하여 간섭을 제어한다. 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 기지국(100), 제1 수신기(200) 및 제2 수신기(300)를 포함한다. 여기서, 제1 및 제2 수신기(200, 300)은 이동단말일 수 있으며, 제1 수신기(200)는 제2 수신기(300)보다 기지국(100)에 가까운 위치에 있을 수 있다. 또한 제1 수신기(200)는 수신기의 역할뿐만 아니라 중계기의 역할도 할 수 있다.
비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 상기 구성들 간에 다중입력 다중출력 (Multiple-Input Multiple-Output, MIMO) 송수신을 할 수 있다.
비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 기지국(100)에서
Figure 112015061072826-pat00052
개의 안테나를 사용하고,
Figure 112015061072826-pat00053
개의 안테나를 가지는 수신기를 고려한다. 이 때, 각 수신기의 안테나의 경우 서로 다른 수를 가질 수 있다. 추가적으로 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 기지국(100)에서 각 수신기로의 채널 벡터를 알고 있는 상황을 고려하지만, 부분적인 정보를 알고 있는 경우 또한 고려한다.
비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 기지국(100)에서 제1 수신기(200)을 위한 데이터
Figure 112015061072826-pat00054
과 제2 수신기(300)를 위한 데이터
Figure 112015061072826-pat00055
이 중첩 코딩된 신호
Figure 112015061072826-pat00056
를 [수학식 7]과 같이 전송한다. 이 때,
Figure 112015061072826-pat00057
,
Figure 112015061072826-pat00058
는 각각 제1 및 제2 수신기(200, 300)의 송신신호의 벡터를 의미한다.
Figure 112015061072826-pat00059
여기서,
Figure 112015061072826-pat00060
과
Figure 112015061072826-pat00061
는 각각의 제1 및 제2 수신기(200, 300)의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하고, 이를 전송할 경우 제1 수신기(200)에서 수신된 신호
Figure 112015061072826-pat00062
는 [수학식 8]과 같다.
Figure 112015061072826-pat00063
여기서,
Figure 112015061072826-pat00064
는 MIMO 채널 행렬을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00065
는 제1 수신기(200)에서 수신되는 잡음으로 평균이 0이고, 분산이
Figure 112015061072826-pat00066
인 복소 원형 대칭 가우시안 분포를 따른다.
제1 수신기(200)는
Figure 112015061072826-pat00067
,
Figure 112015061072826-pat00068
의 함수를 제2 수신기(300)에 전송한다. 이 때, 제1 수신기(200)는 전이중 통신(Full Duplex) 기법을 사용한다. 제2 수신기(300)는 기지국(100)에서 송신된 신호와 제1 수신기(200)에서 송신된 신호를 합성하여 하나의 신호를 수신한다. 이에 따라 제2 수신기(300)는 [수학식 9]과 같은 수신신호
Figure 112015061072826-pat00069
가 수신된다.
Figure 112015061072826-pat00070
여기서,
Figure 112015061072826-pat00071
,
Figure 112015061072826-pat00072
는 MIMO 채널 행렬을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00073
는
Figure 112015061072826-pat00074
과
Figure 112015061072826-pat00075
의 함수로써 다양한 방법을 통해 제2 수신기(300)의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있다. 또한
Figure 112015061072826-pat00076
는 수신 잡음을 의미하고,
Figure 112015061072826-pat00077
는 제1 수신기(200)로부터 제2 수신기(300)로 송신하는 채널을 의미한다.
따라서, 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 종래 비직교 다중접속 기법에서 불필요하게 복호하는 정보를 기초로 제1 수신기(200)에서 두 신호
Figure 112015061072826-pat00078
,
Figure 112015061072826-pat00079
를 이용하여 상대적으로 채널 상태가 좋지 않은 제2 수신기(300)로 수신되는 전송률을 높이는 역할을 하는 수준의 협력을 할 수 있다.
즉, 비직교 다중접속 기법 확대 시스템(10)은 제1 및 제2 수신기(200, 300)의 전송률을 높이므로써, 시스템의 총 전송량을 증가시킬 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 3을 참조하면, 비직교 다중접속 기법 확대 방법은 종래 비직교 다중접속 전송 기법에서 제1 수신기(200)가 제2 수신기(300)에서 원하는 신호를 이용하여 협력 수준을 높임으로써, 제2 수신기(300)로 수신되는 신호의 전송량을 증가시킨다.
즉, 비직교 다중접속 기법 확대 방법은 기지국(100)으로부터 제1 수신기(200)로 수신되는 신호의 전송량을 높이는 동시에, 상대적으로 기지국(100)과 멀리 떨어져 있는 제2 수신기(300)로 수신되는 신호를 기지국(100)과 제1 수신기(200)의 협력 수준을 높여 전송량을 증가시킨다. 따라서, 비직교 다중접속 기법 확대 방법은 시스템의 총 전송량을 증가시킬 수 있다.
비직교 다중접속 기법 확대 방법은 하기 단계에 따라 수행된다.
제1 단계는 기지국(100)에서 송신되는 신호를 최적화시켜 설계된다(S100). 기지국(100)은 제1 및 제2 수신기(200, 300)로의 채널 벡터를 알고 있는 상황이므로, 이에 대한 최적화된 빔포밍 벡터(
Figure 112015061072826-pat00080
,
Figure 112015061072826-pat00081
)를 설계한다.
상기 최적화는 기지국(100)에서 제1 및 제2 수신기(200, 300)로 송신하는 신호의 전송량이 가장 높도록 하는 것을 의미한다. 이 때, 기지국(100)은 최적화를 하기 위해 각 수신기와의 거리, 신호세기, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR), 평균자승오차(expected Mean Squared Error, expected MSE) 등을 이용할 수 있다.
제2 단계는 기지국(100)로부터 송신된 신호가 제1 수신기(200)에 수신된다(S110). 기지국(100)은 제1 단계에서 설계된 신호를 제1 수신기(200)로 송신한다. 이 때, 상기 송신되는 신호는 [수학식 8]과 같다. 기지국(100)은 제1 수신기(200)로 신호를 송신하는 동시에 제2 수신기(300)로 신호를 송신할 수 있다.
제3 단계는 수신된 신호가 제1 수신기(200)에서 복호 또는 압축된다(S120). 제1 수신기(200)는 제2 단계에서 수신된 제1 수신기(200)의 송신신호의 벡터인
Figure 112015061072826-pat00082
와 제2 수신기(300)의 송신신호 벡터인
Figure 112015061072826-pat00083
를 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation, SIC) 기법을 이용하여 복호하거나, 잡음 네트워크 코딩(Noisy Network Coding) 기법을 이용하여 압축한다.
즉, 제1 수신기(200)는 제1 수신기의 수신신호인
Figure 112015061072826-pat00084
을 선형필터를 통과시킨 후 전송, 복호 후 전송(Decode and Forward, DF) 및 압축 후 전송(Compress and Forward, CF) 중 어느 하나가 수행한다.
여기서, 선형필터를 통과시킨 후 전송은 신호의 크기와 위상을 선형필터로 변형시킨 후 부호(encoding)하여 전송하는 것을 의미하고, 복호 후 전송은 신호를 완전히 복호시킨 후 부호하여 전송하는 것을 의미하며, 압축 후 전송은 복호시키지 않고 부호하여 전송하는 것을 의미한다. 특히, 압축 후 전송은 신호를 복호시키지 않아도 신호에 포함된 데이터를 파악하는 경우에 수행될 수 있다.
또한 제1 수신기(200)는 제1 수신기(200)의 송신신호 벡터인
Figure 112015061072826-pat00085
을 이용하여 제2 수신기(300)에서 수신되는 간섭신호를 완화 및 중화 중 적어도 하나의 기법이 사용한다.
여기서, 간섭신호의 완화는 간섭신호의 반대 방향으로 신호를 전송하여 신호의 간섭을 완화시키는 것이고, 간섭신호의 중화는 간섭신호를 제거하는 것을 의미한다.
제4 단계는 제1 수신기(200)에서 복호 또는 압축된 신호 및 기지국(100)에서 송신된 신호가 제2 수신기(300)에 수신된다(S130). 제2 수신기(300)는 제1 수신기(200)에서 전송된 신호 및 기지국(100)의 신호를 하나의 신호로 합성한다. 상기 합성된 신호는 [수학식 9]과 같다.
여기서, 기지국(100)과 제1 수신기(200)의 채널 행렬이 동일한 경우, 자연스럽게 두 개의 신호가 하나의 합성이 되고, 기지국(100)과 제1 수신기(200)의 채널 행렬이 동일하지 않은 경우, 제2 수신기(300)가 순차적으로 수신되는 두 신호를 하나의 신호로 합성한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 최적화 신호 설계를 설명하기 위한 순서도이다.
도 4를 참조하면, 기지국(100)은 제1 및 제2 수신기(200, 300)로의 채널 벡터를 알고 있는 상황이므로, 이에 대한 최적화된 빔포밍 벡터(
Figure 112015061072826-pat00086
,
Figure 112015061072826-pat00087
)를 설계한다.
기지국(100)은 필터뱅크를 이용하여 유한임펄스응답(FIR) 채널을 모델링한다(S200). 상기 필터뱅크는 자체에서 FIR 채널 등 많은 채널을 일반적으로 모델링할 수 있다.
기지국(100)은 모델링된 FIR 채널을 이용하여 선형모델을 산출한다(S210). 기지국(100)은 모델링된 FIR 채널의 행렬 및 벡터를 이용하여 선형모델을 산출한다. 상기 선형모델은 FIR 채널에서의 수신신호와 송신신호의 관계를 수식적으로 표현할 수 있다.
기지국(100)은 선형모델을 이용하여 제1 및 제2 수신기(200, 300)의 전송량 또는 오차 등을 수치로 산출한다(S220). 기지국(100)은 선형모델의 행렬 및 벡터를 이용하여 각각의 수신기를 위한 전송량 또는 신호의 평균자승오차(expected Mean Squared Error, expected MSE)를 수치화한다. 즉, 기지국(100)은 상기 행렬과 벡터의 곱을 이용하여 신호대잡음비(SNR) 또는 MSE를 산출한다.
기지국(100)은 산출된 수치를 이용하여 송신되는 신호를 최적화한다(S230). 기지국(100)은 산출된 SNR 또는 MSE를 최적화하기 위한 최적화 문제를 생성한다. 여기서, 최적화 문제는 상기 설명된 벡터
Figure 112015061072826-pat00088
,
Figure 112015061072826-pat00089
,
Figure 112015061072826-pat00090
를 최적화 문제의 변수로 설정한 최적화 문제이다.
따라서, 기지국(100)은 단계S200 내지 단계S230을 수행함으로써, 최적화된 신호를 제1 수신기(200) 및 제2 수신기(300)에 송신할 수 있다. 이에 따라, 기지국(100)은 최소의 전력으로 최대의 전송량을 송신할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 시스템의 성능 평가를 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, 가로축의 R1은 제1 수신기의 전송률을 의미하고, 세로축의 R2은 제2 수신기의 전송률을 의미한다.
비직교 다중접속 기법 확대 방법은 종래 비직교 다중접속 전송 기법보다 정보이론적으로 제2 수신기(300)의 전송률이 향상되는 것을 도시하고 있다. 따라서, 종래 비직교 다중접속 전송 기법과 본 발명에 따른 비직교 다중접속 기법 확대 방법의 제1 수신기(200)의 전송률이 동일하다고 가정하면, 비직교 다중접속 기법 확대 방법은 종래 비직교 다중접속 전송 기법보다 제2 수신기(300)의 전송률을 증가시킴으로써, 총 전송률이 증가시킨다.
본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 장치에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 하드디스크, ROM, RAM, CD-ROM, 하드 디스크, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
1: 기본적인 비직교 다중접속 기법 시스템
10: 비직교 다중접속 기법 확대 시스템
2, 100: 기지국
4, 200: 제1 수신기
6, 300: 제2 수신기

Claims (10)

  1. 다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO) 환경에서 채널이 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 형태로 송수신되는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법에 있어서,
    기지국의 신호가 설계되는 단계;
    상기 기지국의 신호가 제1 수신기 및 제2 수신기로 발신되는 단계;
    상기 기지국에서 발신된 신호를 상기 제1 수신기가 수신하고, 상기 제1 수신기에서 상기 기지국의 신호를 복호(decoding) 또는 압축(Compressed)하여 제2 수신기로 송신하는 단계; 및
    상기 복호 또는 압축된 신호 및 상기 기지국의 신호가 제2 수신기에 수신되는 단계를 포함하고,
    상기 기지국은 상기 제1 수신기를 위한 데이터 스트림
    Figure 112016110319983-pat00120
    과 상기 제2 수신기를 위한 데이터 스트림
    Figure 112016110319983-pat00121
    가 중첩 코딩된 신호를 상기 제1 수신기와 상기 제2 수신기에 각각 발신하며,
    상기 제1 수신기는 full-duplex relay로 동작하며 상기 중첩 코딩된 신호 중 데이터 스트림
    Figure 112016110319983-pat00122
    를 복호하고, 상기 제2 수신기는 데이터 스트림
    Figure 112016110319983-pat00123
    의 복호 없이 데이터 스트림
    Figure 112016110319983-pat00124
    만을 복호하고,
    상기 제2 수신기에 수신되는 단계는,
    상기 제1 수신기에서 전송된 신호 및 상기 기지국의 신호가 제2 수신기에서 하나의 신호로 합성되며,
    상기 제2 수신기에 수신되는 단계는,
    상기 합성된 신호를 하기 수학식과 같이 합성되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법:
    [수학식]
    Figure 112016110319983-pat00125

    여기서,
    Figure 112016110319983-pat00126
    는 제2 수신기의 수신신호를 의미하고,
    Figure 112016110319983-pat00127
    ,
    Figure 112016110319983-pat00128
    는 MIMO 채널 행렬을 의미하며,
    Figure 112016110319983-pat00129
    과
    Figure 112016110319983-pat00130
    는 각각의 제1 및 제2 수신기의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하고,
    Figure 112016110319983-pat00131
    ,
    Figure 112016110319983-pat00132
    는 각각 제1 및 제2 수신기의 송신신호 벡터를 의미하며,
    Figure 112016110319983-pat00133
    는 제1 수신기에서
    Figure 112016110319983-pat00134
    과
    Figure 112016110319983-pat00135
    를 복호 또는 압축하여 제2 수신기로 송신하는 함수를 의미하고,
    Figure 112016110319983-pat00136
    는 수신 잡음을 의미한다.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 기지국의 신호가 설계되는 단계는,
    필터뱅크(filter bank)를 이용하여 유한임펄스응답 채널이 모델링되는 단계;
    상기 모델링된 FIR 채널의 행렬 및 벡터를 이용하여 선형모델이 산출되는 단계;
    상기 산출된 선형모델의 행렬 및 벡터를 이용하여 상기 제1 및 제2 수신기에서의 전송량 또는 신호의 오차가 수치로 산출되는 단계; 및
    상기 산출된 수치를 이용하여 상기 기지국의 신호가 최적화되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 기지국의 신호가 제1 수신기 및 제2 수신기로 발신되는 단계는,
    상기 기지국으로부터 하기 수학식과 같은 신호를 수신되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법:
    [수학식]
    Figure 112016079002740-pat00091

    여기서,
    Figure 112016079002740-pat00092
    는 제1 수신기의 수신신호를 의미하고,
    Figure 112016079002740-pat00093
    는 MIMO 채널 행렬을 의미하며,
    Figure 112016079002740-pat00094
    과
    Figure 112016079002740-pat00095
    는 각각의 제1 및 제2 수신기의 신호를 위한 크기가 1인 빔포밍 벡터를 의미하고,
    Figure 112016079002740-pat00096
    ,
    Figure 112016079002740-pat00097
    는 각각 제1 및 제2 수신기의 송신신호 벡터를 의미하며,
    Figure 112016079002740-pat00098
    는 수신 잡음을 의미한다.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 수신기에서 상기 기지국의 신호를 복호(decoding) 또는 압축(Compressed)하여 제2 수신기로 송신하는 단계는,
    상기 제1 수신기의 송신신호 벡터인
    Figure 112016079002740-pat00099
    와 상기 제2 수신기의 송신신호 벡터인
    Figure 112016079002740-pat00100
    를 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation, SIC) 기법을 이용하여 복호되거나, 잡음 네트워크 코딩(Noisy Network Coding) 기법을 이용하여 압축되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 수신기에서 상기 기지국의 신호를 복호(decoding) 또는 압축(Compressed)하여 제2 수신기로 송신하는 단계는,
    상기 제1 수신기의 수신신호인
    Figure 112016079002740-pat00101
    을 선형필터를 통과시킨 후 전송, 복호 후 전송(Decode and Forward, DF) 및 압축 후 전송(Compress and Forward, CF) 중 어느 하나가 수행되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 수신기에서 상기 기지국의 신호를 복호(decoding) 또는 압축(Compressed)하여 제2 수신기로 송신하는 단계는,
    상기 제1 수신기의 송신신호 벡터인
    Figure 112016079002740-pat00102
    을 이용하여 제2 수신기에서 수신되는 간섭신호를 완화 및 중화 중 적어도 하나의 기법이 사용되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제1 수신기는 상기 간섭신호의 반대 방향으로 신호를 전송하여 상기 간섭신호가 완화되는 것을 특징으로 하는 협력 수준 증가를 통한 비직교 다중접속 기법의 확대 방법.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.

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