KR101282764B1

KR101282764B1 - Method of producing ultrasound images using orthogonal nonlinear codes and apparatus thereof

Info

Publication number: KR101282764B1
Application number: KR1020110043149A
Authority: KR
Inventors: 장진호; 송태경; 유양모; 윤창한
Original assignee: 서강대학교산학협력단
Priority date: 2011-05-06
Filing date: 2011-05-06
Publication date: 2013-07-05
Also published as: KR20120125076A

Abstract

본 발명은 초음파 영상 생성 방법에 관한 것으로서, 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 송신하고, 송신된 N개의 직교 비선형 코드가 반사되어 수신된 수신신호를 서로 다른 송신 집속점에 대응하는 N개의 수신신호로 분리한 다음, 분리된 N개의 수신신호를 송신 집속 구간에 따라 합성하는 것을 특징으로 하며, 프레임율을 희생시키지 않으면서도 축방향 해상도의 저하를 최소화하고, 측방향 해상도를 개선할 수 있다.The present invention relates to a method for generating an ultrasound image, wherein N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other are transmitted to different transmission focal points, and the received N orthogonal nonlinear codes are reflected to transmit received signals to different transmission focal points. The N received signals are separated into corresponding N received signals, and then the separated N received signals are synthesized according to the transmission focusing interval, and the degradation of the axial resolution is minimized without sacrificing the frame rate. It can be improved.

Description

Method for producing ultrasound images using orthogonal nonlinear codes and apparatus

본 발명은 초음파 영상 생성 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 프레임율을 희생시키지 않으면서도 축방향 해상도의 저하를 최소화하고, 측방향 해상도를 개선하는 초음파 영상 생성 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a method for generating an ultrasound image, and more particularly, to a method and an apparatus for generating an ultrasound image for minimizing the reduction in the axial resolution and improving the lateral resolution without sacrificing the frame rate.

일반적으로 초음파 영상은 송신 고정 집속과 수신 동적 집속을 수행함으로써 실시간 이차원 영상을 구성한다. 이러한 방식은 높은 프레임율의 초음파 영상을 실시간으로 제공할 수 있지만 송신 집속점 이외의 영역에서는 해상도가 낮아지는 단점이 있다. 이런 문제점을 해결하기 위해서 기존 초음파 영상 시스템에서는 하나의 주사선을 생성 시 여러 영역에 송신 집속을 수행하여 해상도를 높이는 방법을 사용하고 있지만 이는 낮은 프레임율로 인해 움직임이 있는 대상체를 영상화하는데 적합하지 않다는 문제점이 있다.In general, an ultrasound image forms a real-time two-dimensional image by performing transmission fixed focusing and reception dynamic focusing. This method can provide a high frame rate ultrasound image in real time, but has a disadvantage in that resolution is lowered in a region other than the focusing point. In order to solve this problem, the existing ultrasound imaging system uses a method of increasing the resolution by performing focusing on several areas when generating one scan line, but this is not suitable for imaging a moving object due to a low frame rate. There is this.

프레임율을 희생하면 측면 해상도는 멀티존 송신 집속에 의해 개선될 수 있다. 멀티존 송신 집속이란, 다른 집속점 깊이에 대하여 두 번 이상의 송신이 각각의 스캔라인에 대하여 연속적으로 이루어지는 것을 의미한다. 따라서, 프레임율이 송신 집속 영역의 수만큼 감소하게 된다.At the expense of frame rate, lateral resolution can be improved by multizone transmission focusing. Multi-zone transmission focusing means that two or more transmissions are made consecutively for each scan line for different focal point depths. Therefore, the frame rate is reduced by the number of transmission focusing areas.

멀티존 송신 집속은 두 개 이상의 직교 코드열을 동시에 여기(excitation)시킴으로써, 프레임율을 낮추지 않고 수행할 수 있다. 코드 여기시에 바커(barker), 골레이(golay), 및 쳐프(chirp)와 같은 긴 코드열이 송신되고, 이어서 펄스 압축(예를 들어, 상관관계)이 수신시 축방향 해상도를 유지하기 위해 수행된다. Multi-zone transmission focusing can be performed without lowering the frame rate by simultaneously exciting two or more orthogonal code sequences. Long code sequences such as barkers, golays, and chirps are transmitted upon code excitation, followed by pulse compression (e.g., correlation) to maintain axial resolution upon reception. Is performed.

특히, 골레이(golay) 코드 및 쳐프(chirp) 코드는 직교 성질을 갖도록 설계될 수 있다. 직교 성질이란, 이론적으로 각 직교 코드열 사이에 어떠한 상호 상관(cross-correlation)이 없다는 것을 의미한다. 높은 프레임율을 얻기 위해서는 직교 코드들이 동시에 다른 부구경으로부터 송신되어야 한다. 이것을 병렬 송신(parallel transmission)이라고 한다. In particular, golay cords and chirp cords may be designed to have orthogonal properties. Orthogonality means that in theory there is no cross-correlation between each orthogonal code sequence. To obtain a high frame rate, orthogonal codes must be transmitted from different sub-diameters at the same time. This is called parallel transmission.

따라서, 본 발명이 해결하고자 하는 첫 번째 과제는 프레임율을 희생시키지 않으면서도 축방향 해상도의 저하를 최소화하고, 측방향 해상도를 개선하는 초음파 영상 생성 방법을 제공하는 것이다.Accordingly, the first problem to be solved by the present invention is to provide a method for generating an ultrasound image that minimizes the reduction in the axial resolution and improves the lateral resolution without sacrificing the frame rate.

본 발명이 해결하고자 하는 두 번째 과제는 프레임율을 희생시키지 않으면서도 축방향 해상도의 저하를 최소화하고, 측방향 해상도를 개선하는 초음파 영상 생성 장치를 제공하는 것이다.The second problem to be solved by the present invention is to provide an ultrasound image generating apparatus that minimizes the reduction in the axial resolution and improves the lateral resolution without sacrificing the frame rate.

또한, 상기된 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 제공하는데 있다.It is another object of the present invention to provide a computer-readable recording medium storing a program for causing a computer to execute the above-described method.

본 발명은 상기 첫 번째 과제를 달성하기 위하여, 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 송신하는 단계; 상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드가 반사되어 수신된 수신신호를 상기 서로 다른 송신 집속점에 대응하는 N개의 수신신호로 분리하는 단계; 및 상기 분리된 N개의 수신신호를 송신 집속 구간에 따라 합성하는 단계를 포함하는 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 방법을 제공한다.The present invention comprises the steps of transmitting the N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other in order to achieve the first object; Dividing the received signals by reflecting the transmitted N orthogonal nonlinear codes into N received signals corresponding to the different transmission focal points; And synthesizing the separated N received signals according to a transmission focusing period.

본 발명의 일 실시예에 의하면, 트랜스듀서의 대역폭을 상기 N개의 대역으로 분할할 수 있다. According to an embodiment of the present invention, the bandwidth of the transducer may be divided into the N bands.

또한, 상기 N개의 수신신호로 분리하는 단계는 압축 필터를 이용하여 상기 분리된 N개의 수신신호를 압축하는 단계를 더 포함할 수 있다.The separating of the N received signals may further include compressing the separated N received signals using a compression filter.

이때, 상기 압축 필터는 비정합 필터이고, 상기 직교 비선형 코드를 이상적으로 압축하였을 때 얻을 수 있는 포락선과 상기 직교 비선형 코드를 임의의 비정합 필터 계수를 이용하여 압축한 후 얻은 포락선의 차이가 가장 작도록 하는 비정합 필터 계수를 상기 비정합 필터의 필터 계수로 할 수 있다.In this case, the compression filter is an unmatched filter, and the difference between the envelope obtained when ideally compressing the orthogonal nonlinear code and the envelope obtained after compressing the orthogonal nonlinear code using an arbitrary nonmatching filter coefficient is the smallest. The mismatched filter coefficient may be the filter coefficient of the mismatched filter.

또한, 상기 직교 비선형 코드를 이상적으로 압축하였을 때 얻을 수 있는 포락선은 선형 코드를 이상적으로 압축하였을 때 얻을 수 있는 포락선인 것이 바람직하다. 이때, 상기 직교 비선형 코드와 상기 직교 비선형 코드의 트랜스포즈의 곱은 상기 비정합 필터의 필터 계수와 상기 비정합 필터의 필터 계수의 트랜스포즈의 곱과 동일한 것이 바람직하다.Further, the envelope obtained when ideally compressing the orthogonal nonlinear code is preferably an envelope obtained when ideally compressing the linear code. In this case, the product of the transpose of the orthogonal nonlinear code and the orthogonal nonlinear code is preferably the same as the product of the transpose of the filter coefficient of the non-matching filter and the filter coefficient of the non-matching filter.

또한, 상기 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 동시에 송신할 수 있다. 상기 직교 비선형 코드는 2차 직교 쳐프 신호인 것이 바람직하다.Further, the N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other can be simultaneously transmitted to different transmission focal points. The orthogonal nonlinear code is preferably a quadratic orthogonal chirp signal.

본 발명의 다른 실시예에 의하면, 상기 서로 다른 송신 집속점의 깊이가 서로 다른 경우, 상기 깊이에 대응하는 직교 비선형 코드의 주파수를 다르게 하는 것이 바람직하다. 이때, 깊이가 깊은 송신 집속점은 높은 주파수 서브 밴드에 대응하고, 깊이가 얕은 송신 집속점은 낮은 주파수 서브 밴드에 대응하도록 할 수 있으며, 이와 반대로 대응시킬 수도 있다.According to another embodiment of the present invention, when the depths of the different transmission focal points are different, it is preferable to change the frequency of the orthogonal nonlinear code corresponding to the depth. In this case, a deep transmission focus point may correspond to a high frequency subband, and a shallow depth transmission focus point may correspond to a low frequency subband, and vice versa.

또한, 상기 N이 2인 경우, 주파수 스윕 방향이 반대인 두 개의 직교 비선형 신호를 이용할 수 있다. In addition, when N is 2, two orthogonal nonlinear signals having opposite frequency sweep directions may be used.

본 발명은 상기 두 번째 과제를 달성하기 위하여, 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 송신하는 트랜스듀서; 상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드가 반사되어 수신된 수신신호를 상기 서로 다른 송신 집속점에 대응하여 N개의 수신신호로 분리하면, 각각의 분리된 수신신호를 압축하는 펄스 압축부; 및 상기 분리된 N개의 수신신호를 송신 집속 구간에 따라 합성하는 존 블렌딩부를 포함하는 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 장치를 제공한다. The present invention to achieve the second object, a transducer for transmitting N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other to different transmission focal points; A pulse compression unit compressing each of the received signals when the received N orthogonal nonlinear codes are reflected and separated into N received signals corresponding to the different transmission focus points; And a zone blending unit configured to synthesize the separated N received signals according to a transmission focusing period.

상기 다른 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은 상기된 초음파 영상 생성 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 제공한다. In order to solve the above other technical problem, the present invention provides a computer-readable recording medium recording a program for executing the above-described method for generating an ultrasound image on a computer.

본 발명에 따르면, 초음파 영상 생성시 프레임율을 희생시키지 않으면서도 축방향 해상도의 저하를 최소화하고, 측방향 해상도를 개선할 수 있다.According to the present invention, a decrease in the axial resolution can be minimized and the lateral resolution can be improved without sacrificing the frame rate in generating the ultrasound image.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 장치의 블록도이다.
도 2는 같은 주파수 대역폭(△f₁=△f₂)를 갖는 2개의 선형 쳐프 신호와 2개의 2차 쳐프 신호의 순시 주파수를 함수를 도시한 것이다.
도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 방법의 흐름도이다.
도 4는 트랜스듀서의 임펄스 응답과 컨벌루션한 후에 2개의 선형 직교 쳐프 신호와 2개의 2차 직교 쳐프 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다.
도 5는 선형 직교 쳐프 신호와 2차 직교 쳐프 신호의 펄스 압축 결과를 도시한 것이다.
도 6은 Field Ⅱ 시뮬레이션에 의해 생성된 이미지가 도시되어 있다.
도 7은 각각의 깊이에서 포인트 타겟의 -6dB 측방향 및 축방향 빔폭을 도시한 것이다.
도 8은 각각의 깊이에서 포인트 타겟의 -20dB 측방향 및 축방향 빔폭을 도시한 것이다.
도 9는 비선형 쳐프 신호와 비정합 필터를 도시한 것이다.
도 10은 비선형 쳐프 신호에서 일반적인 정합 필터와 비정합 필터를 이용하여 구한 포락선과 선형 쳐프 신호의 포락선을 보여주고 있다.1 is a block diagram of an ultrasound image generating apparatus using an orthogonal nonlinear code according to an exemplary embodiment of the present invention.
Figure 2 shows the function of the instantaneous frequencies of two linear chirp signals and two secondary chirp signals having the same frequency bandwidth (Δf ₁ = Δf ₂ ).
3 is a flowchart of a method of generating an ultrasound image using an orthogonal nonlinear code according to an exemplary embodiment of the present invention.
4 shows the spectra of two linear orthogonal chirp signals and two secondary orthogonal chirp signals after convolution with the impulse response of the transducer.
5 shows pulse compression results of a linear orthogonal chirp signal and a quadrature quadrature chirp signal.
6 shows an image generated by the Field II simulation.
7 shows the -6 dB lateral and axial beamwidth of the point target at each depth.
8 shows the -20 dB lateral and axial beamwidth of the point target at each depth.
9 illustrates a nonlinear chirp signal and an unmatched filter.
FIG. 10 shows an envelope obtained by using a general matched filter and an unmatched filter in a nonlinear chirp signal and an envelope of a linear chirp signal.

본 발명에 관한 구체적인 내용의 설명에 앞서 이해의 편의를 위해 본 발명이 해결하고자 하는 과제의 해결 방안의 개요 혹은 기술적 사상의 핵심을 우선 제시한다.Prior to the description of the concrete contents of the present invention, for the sake of understanding, the outline of the solution of the problem to be solved by the present invention or the core of the technical idea is first given.

본 발명의 일 실시예에 따른 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 방법은 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 송신하는 단계; 상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드가 반사되어 수신된 수신신호를 상기 서로 다른 송신 집속점에 대응하는 N개의 수신신호로 분리하는 단계; 및 상기 분리된 N개의 수신신호를 송신 집속 구간에 따라 합성하는 단계를 포함한다.An ultrasound image generating method using an orthogonal nonlinear code according to an embodiment of the present invention includes transmitting N orthogonal nonlinear codes that are orthogonal to each other to different transmission focal points; Dividing the received signals by reflecting the transmitted N orthogonal nonlinear codes into N received signals corresponding to the different transmission focal points; And synthesizing the separated N received signals according to a transmission focusing period.

본 발명은 직교 비선형 신호를 이용하여 다중 집속 초음파 영상화 방법에 관한 것으로, 초음파 트랜스듀서의 대역폭을 다수의 대역(N)으로 분할한 후 서로 직교하는 N개의 직교 코드를 설계하여 이를 동시에 서로 다른 송신 집속점에 송신한다. 수신 시 압축 필터를 이용하여 서로 다른 송신 집속점을 가지는 N개의 수신 신호로 분리한다. 이때 압축 방식은 정합 혹은 비정합 필터를 이용할 수 있다. 분리된 수신신호는 송신 초점 구간에 따라 합성함으로써 높은 해상도와 프레임율의 초음파 영상을 제공한다. 즉, 대상체로부터 수신된 신호를 코드 압축 방식(정합 혹은 비정합)으로 N개의 코드로 분리한 후 이를 합성하여 디스플레이한다. The present invention relates to a multi-converged ultrasound imaging method using an orthogonal nonlinear signal, which divides the bandwidth of an ultrasonic transducer into a plurality of bands (N) and designs N orthogonal codes that are orthogonal to each other and simultaneously transmits different orthogonal codes. Send to the point. When receiving, the signal is separated into N received signals having different transmission focus points by using a compression filter. In this case, the compression method may use a matched or unmatched filter. The separated received signals are synthesized according to a transmission focal section to provide an ultrasound image with high resolution and frame rate. That is, the signal received from the object is divided into N codes by a code compression method (matched or unmatched), and then synthesized and displayed.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다. 그러나 이들 실시예는 본 발명을 보다 구체적으로 설명하기 위한 것으로, 본 발명의 범위가 이에 의하여 제한되지 않는다는 것은 당업계의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It will be apparent to those skilled in the art, however, that these examples are provided to further illustrate the present invention, and the scope of the present invention is not limited thereto.

본 발명이 해결하고자 하는 과제의 해결 방안을 명확하게 하기 위한 발명의 구성을 본 발명의 바람직한 실시예에 근거하여 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하되, 도면의 구성요소들에 참조번호를 부여함에 있어서 동일 구성요소에 대해서는 비록 다른 도면상에 있더라도 동일 참조번호를 부여하였으며 당해 도면에 대한 설명시 필요한 경우 다른 도면의 구성요소를 인용할 수 있음을 미리 밝혀둔다. 아울러 본 발명의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세하게 설명함에 있어 본 발명과 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명 그리고 그 이외의 제반 사항이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우, 그 상세한 설명을 생략한다. 덧붙여, 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 '연결'되어 있다고 할 때, 이는 '직접적으로 연결'되어 있는 경우뿐만 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 '간접적으로 연결'되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 구성 요소를 '포함'한다는 것은, 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라, 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The above and other objects, features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description of the present invention when taken in conjunction with the accompanying drawings, in which: It is to be noted that components are denoted by the same reference numerals even though they are shown in different drawings, and components of different drawings can be cited when necessary in describing the drawings. In the following detailed description of the principles of operation of the preferred embodiments of the present invention, it is to be understood that the present invention is not limited to the details of the known functions and configurations, and other matters may be unnecessarily obscured, A detailed description thereof will be omitted. In addition, in the entire specification, when a part is referred to as being 'connected' to another part, it may be referred to as 'indirectly connected' not only with 'directly connected' . Also, to include an element does not exclude other elements unless specifically stated otherwise, but may also include other elements.

일반적인 초음파 이미징 시스템은 프레임율 때문에 송신 고정 집속과 수신 동적 집속을 수행한다. 따라서, 가장 좋은 측방향 해상도는 송신 집속점 근처이다.Typical ultrasonic imaging systems perform fixed transmit focus and receive dynamic focus because of the frame rate. Thus, the best lateral resolution is near the transmission focal point.

하나의 주사선을 생성 시 여러 영역에 송신 집속을 수행하는 방법은 프레임율을 희생하여 측방향 해상도를 높일 수 있다. 그러나, 본 발명의 실시예에서는 프레임율을 희생하지 않고 측방향 해상도를 향상시키기 위해 동시에 여러 영역에 송신 집속을 수행하는 방법을 개시한다.In the case of generating a single scan line, a method of performing focusing on multiple areas may increase lateral resolution at the expense of frame rate. However, an embodiment of the present invention discloses a method of performing focusing on multiple areas at the same time to improve lateral resolution without sacrificing frame rate.

본 발명의 실시예에 따르면, 다른 주파수 스펙트럼을 가지고 있으면서, 가중치가 부여된 두 개의 2차 쳐프 신호가 동시에 다른 송신 지연 시간으로 송신되어 멀티-존 집속을 수행한다.According to an embodiment of the present invention, two weighted secondary chirp signals having different frequency spectrums are simultaneously transmitted with different transmission delay times to perform multi-zone focusing.

가중치가 부여된 두 개의 2차 쳐프 신호는 압축 후에 원하는 레벨의 상호 상관(cross-correlation)을 갖도록 설계될 수 있으므로, 스펙트럼을 나누는 것으로 인해 축방향 해상도의 열화가 최소화된다.Two weighted secondary chirp signals can be designed to have a desired level of cross-correlation after compression, thereby minimizing axial resolution degradation due to spectral dividing.

Field Ⅱ 시뮬레이션을 통해 살펴보면, 본 발명의 성능을 평가하여 2 사이클 펄스 여기 방법과 가중치가 부여된 선형 쳐프 신호의 성능과 비교할 수 있을 것이다. 시뮬레이션 결과로부터 본 발명은 -6dB 측방향 빔 폭과 -20dB 측방향 빔 폭을 펄스 여기 방법과 비교하여 각각 1.67배와 1.84배 향상시킬 수 있었다. Looking through Field II simulations, we can evaluate the performance of the present invention and compare it with the performance of a two cycle pulse excitation method and a weighted linear chirp signal. From the simulation results, the present invention can improve the -6dB lateral beam width and -20dB lateral beam width by 1.67 and 1.84 times, respectively, compared with the pulse excitation method.

비록 가중치가 부여된 2개의 선형 쳐프 신호들은 측방향 해상도 면에서는 같은 개선 정도를 보이지만, 축방향 해상도 면에서는 상당히 저하된다. Although the weighted two linear chirp signals show the same improvement in lateral resolution, they are considerably degraded in axial resolution.

가장 최악의 해상도 저하는 -6dB 빔 폭과 -20dB 빔 폭에서 각각 2.11배와 3.51배 저하될 수 있다. 이것은 스펙트럼을 분할하고, 분할된 스펙트럼 사이의 상호상관으로 인한 것이다. 2차 쳐프 신호의 경우에 최악의 해상도 저하는 -6dB 빔 폭과 -20dB 빔 폭에서 각각 1.73배와 2.01배이다. 이러한 결과는 초음파 이미지의 축방향 해상도는 측방향 해상도보다 일반적으로 몇 배 더 높기 때문에 본 발명이 초음파 이미지 화질을 전반적으로 개선하는데 유용하다는 것을 보여준다.The worst resolution degradation can be reduced by 2.11 and 3.51 times for the -6 dB beamwidth and -20 dB beamwidth, respectively. This is due to the splitting of the spectra and the cross-correlation between the divided spectra. For the second-order chirp signal, the worst resolution degradation is 1.73 times and 2.01 times for the -6 dB beam width and -20 dB beam width, respectively. These results show that the present invention is useful for improving the overall ultrasound image quality since the axial resolution of the ultrasound image is generally several times higher than the lateral resolution.

본 발명에서는 주파수 스윕 방향이 반대인 두 개의 직교 쳐프 신호를 이용한다. 다른 스윕 방향은 두 개의 쳐프 신호 사이에 상호 상관의 정도를 감소시키도록 한다. 상호 상관은 두 개의 송신 스캔 라인이 멀리 떨어져 있을수록 감소된다. In the present invention, two orthogonal chirp signals having opposite frequency sweep directions are used. The other sweep direction allows to reduce the degree of cross-correlation between the two chirp signals. Cross correlation is reduced as the two transmit scan lines are farther apart.

그러나 이상의 방법은 상호 상관과 밀접하게 연관이 있는 사이드로브 범위를 충분히 억제하기 위해 상대적으로 긴 쳐프 시퀀스(20μs 길이)를 사용한다. 긴 길이의 쳐프 신호는 결과적으로 상당한 데드 존(dead zone)을 발생시킨다.However, the above method uses a relatively long chirp sequence (20 μs long) to sufficiently suppress the sidelobe range that is closely related to the cross correlation. Long length chirp signals result in significant dead zones.

다른 실시예로서, 동시에 여러 영역에 송신 집속이 이루어지는 동시 멀티존 송신 집속(simultaneous transmit multi-zone focusing, STMF)은 직교 골레이 코드를 이용할 수도 있다. 동시 멀티존 송신 집속에서 두 개의 직교 코드들이 동시에 다른 지연 시간으로 송신되어 두 개의 다른 깊이에서 집속된다. 그러나, 골레이 코드열의 특성 때문에 직교 코드에 상보적인 코드 쌍이 각 스캔라인의 사이드로브 범위를 제거하기 위해 연속적으로 송신되므로, 프레임율이 감소하게 된다.In another embodiment, simultaneous multi-zone focusing (STMF), in which transmission focusing is performed on several areas at the same time, may use orthogonal Golay codes. In simultaneous multi-zone transmission focusing, two orthogonal codes are simultaneously transmitted with different delay times and focused at two different depths. However, because of the characteristics of the Golay code string, the code pairs complementary to the orthogonal codes are transmitted continuously to remove the side lobe range of each scan line, thereby reducing the frame rate.

더구나 동시 멀티존 송신 집속 방법은 모션 아티팩트와 같이 움직임에 의해 야기되는 비상관(decorrelation) 때문에 움직이는 타겟을 이미지화하는데 적절하지 않다. Moreover, the simultaneous multi-zone transmission focusing method is not suitable for imaging moving targets because of decorrelation caused by movement, such as motion artifacts.

또한, 선형 쳐프 신호를 이용하는 동시 멀티존 송신 집속 방법(simultaneous transmit multi-zone focusing-linear chirp, STMF-LC)를 이용할 수 있다. 이 방법에서는 두 개의 직교 쳐프 신호들을 트랜스튜서의 대역을 2개의 서브 밴드들로 나눔으로써, 획득할 수 있다. 각 서브 밴드에서의 스윕 방향은 반대인 것이 바람직하다.In addition, a simultaneous multi-zone focusing method (STMF-LC) using a linear chirp signal may be used. In this method, two orthogonal chirp signals can be obtained by dividing the band of the transducer into two subbands. The sweep direction in each sub band is preferably reversed.

STMF-LC의 장점은 프레임율을 감소시키지 않으면서 STMF를 수행할 수 있다는 점이다. 그러나, STMF-LC는 여전히 두 개의 쳐프 신호 사이에 상당한 상호 상관으로 인해 높은 수준의 사이드로브 범위로 문제가 발생할 수 있다. 이러한 문제는 각 쳐프 신호의 대역폭이 증가할 때 더 심각한 문제가 될 수 있다. 본 발명에서는 상호 상관을 감소시키기 위해 직교 2차 쳐프 신호를 이용한 동시 멀티존 송신 집속 방법(simultaneous transmit multi-zone focusing-quadrature chirp, STMF-QC)를 개시한다. The advantage of STMF-LC is that it can perform STMF without reducing the frame rate. However, STMF-LC can still suffer from high levels of sidelobe range due to the significant cross-correlation between the two chirp signals. This problem can be more serious when the bandwidth of each chirp signal increases. The present invention discloses a simultaneous multi-zone focusing-quadrature chirp (STMF-QC) using an orthogonal secondary chirp signal to reduce cross correlation.

시간에 따른 순시 주파수의 2차원적 변화로 인해 직교 2차 쳐프 신호는 선형 직교 쳐프 신호보다 낮은 상호상관을 갖도록 설계될 수 있다. 또한, STMF-QC의 성능은 공간 해상도 개선의 관점에서 Field Ⅱ 시뮬레이션을 통해 평가된다. 성능 평가는 종래의 펄스 여기(pulse excitation) 성능과 STMF-LC의 성능을 고려하여 평가된다.
Due to the two-dimensional change of instantaneous frequency over time, the orthogonal secondary chirp signal can be designed to have a lower cross correlation than the linear orthogonal chirp signal. In addition, the performance of STMF-QC is evaluated through Field II simulation in terms of spatial resolution improvement. Performance evaluation is evaluated in consideration of the conventional pulse excitation performance and the performance of STMF-LC.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 장치의 블록도이다.1 is a block diagram of an ultrasound image generating apparatus using an orthogonal nonlinear code according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 본 실시예에 따른 초음파 영상 생성 장치는 송신 지연시간 제어부(110), 제 1 직교 코드 생성부(120), 제 2 직교 코드 생성부(125), 송신부(130), 트랜스듀서(140), 아날로그 플론트 엔드(160), 빔포머(170), 제 1 펄스 압축부(180), 제 2 펄스 압축부(185), 및 존 블렌딩부(190)로 구성된다.Referring to FIG. 1, the ultrasound image generating apparatus according to the present embodiment includes a transmission delay time controller 110, a first orthogonal code generator 120, a second orthogonal code generator 125, a transmitter 130, and a transformer. The producer 140, the analog front end 160, the beamformer 170, the first pulse compression unit 180, the second pulse compression unit 185, and the zone blending unit 190 are included.

도 1에 도시된 초음파 영상 생성 장치는 동시에 멀티존 집속을 하기 위한 직교 코드 여기 장치를 포함한다.The ultrasound image generating apparatus shown in FIG. 1 includes an orthogonal code excitation apparatus for simultaneously performing multi-zone focusing.

송신 지연시간 제어부(110)는 직교 코드 생성부(120, 125)가 생성하는 직교 코드에 대하여 송신 지연시간을 결정하고, 각 직교 코드 생성부로 전달한다.The transmission delay time control unit 110 determines a transmission delay time with respect to the orthogonal codes generated by the orthogonal code generation units 120 and 125, and transmits them to each orthogonal code generation unit.

제 1 직교 코드 생성부(120)는 제 2 직교 코드 생성부(125)가 생성하는 코드와 직교하는 제 1 직교 코드를 생성한다. The first orthogonal code generation unit 120 generates a first orthogonal code orthogonal to the code generated by the second orthogonal code generation unit 125.

제 2 직교 코드 생성부(125)는 제 1 직교 코드 생성부(120)가 생성하는 코드와 직교하는 제 2 직교 코드를 생성한다. The second orthogonal code generation unit 125 generates a second orthogonal code orthogonal to the code generated by the first orthogonal code generation unit 120.

도 1에서는 2개의 직교 코드를 생성하는 구성이 도시되었으나, N개의 직교 코드를 생성하는 제 1 직교 코드 생성부 내지 제 N 직교 코드 생성부를 포함하여 구성될 수 있다. Although FIG. 1 illustrates a configuration for generating two orthogonal codes, it may include a first to Nth orthogonal code generator that generates N orthogonal codes.

송신부(130)는 제 1 직교 코드 생성부(120)와 제 2 직교 코드 생성부(125) 각각으로부터 직교 코드를 수신하고, 수신된 직교 코드를 합하여 트랜스듀서(140)로 출력한다. The transmitter 130 receives an orthogonal code from each of the first orthogonal code generation unit 120 and the second orthogonal code generation unit 125, and adds the received orthogonal codes to the transducer 140.

본 실시예에 따른 초음파 영상 생성 장치가 두 개의 직교 코드들을 동시에 생성할 때, 출력 신호 e(t)는 다음의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다. When the ultrasound image generating apparatus according to the present embodiment simultaneously generates two orthogonal codes, the output signal e (t) may be expressed by Equation 1 below.

여기서, c₁(t)와 c₂(t)는 상호 직교 코드 쌍이다. Here, c ₁ (t) and c ₂ (t) are mutually orthogonal code pairs.

만일 c₁(t)과 c₂(t)가 서로 다른 깊이에서 송신 집속을 하는데 이용되고, c₁(t)과 c₂(t)의 상호 상관이 초음파 영상 생성 장치의 잡음 레벨(noise floor)보다 더 낮다면, 초음파 영상의 측방향 해상도는 프레임율을 낮추지 않고 개선될 수 있다. If c ₁ (t) and c ₂ (t) are used to transmit focus at different depths, the cross-correlation of c ₁ (t) and c ₂ (t) is the noise floor of the ultrasonic imaging device. If lower, the lateral resolution of the ultrasound image can be improved without lowering the frame rate.

한편, 출력 신호 e(t)는 트랜스듀서(140)와 매개체(150)를 통과하고, 이후 반사체(155)로부터 반사된 반사 신호들이 트랜스듀서(140)에 의해 수신된다. Meanwhile, the output signal e (t) passes through the transducer 140 and the mediator 150, and then the reflected signals reflected from the reflector 155 are received by the transducer 140.

트랜스듀서(140)는 송신부(130)가 출력한 출력신호 e(t)를 수신한 후, 대상체를 향해 상기 출력신호 e(t)를 출력하고, 출력신호가 반사체(155)에 의해 반사된 채널별 수신신호를 수신한 후, 아날로그 프론트 엔드(160)로 채널별 수신신호를 보낸다.The transducer 140 receives the output signal e (t) output by the transmitter 130, and then outputs the output signal e (t) toward the object, and the output signal is reflected by the reflector 155. After receiving a separate reception signal, the channel-specific reception signal is sent to the analog front end 160.

아날로그 프론트 엔드(160)는 아날로그 신호인 채널별 수신신호를 디지털 신호로 변환한다. The analog front end 160 converts the received signal for each channel, which is an analog signal, into a digital signal.

빔포머(170)는 트랜스듀서(140)가 수신한 채널별 수신신호들에 채널별 지연시간을 적용하여 수신신호를 생성한다. The beamformer 170 generates a received signal by applying a delay time for each channel to the received signals for each channel received by the transducer 140.

빔포머(170)가 빔포밍 후 생성된 수신신호는 다음의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다. The received signal generated by the beamformer 170 after beamforming may be represented by Equation 2 below.

여기서, *는 컨벌루션 기호이고, p(t), m(t), 및 s(d,t)는 각각 트랜스듀서(140), 매개체(150), 및 깊이 d에서의 반사체(155)의 임펄스 응답이다.Where * is the convolutional symbol, and p (t), m (t), and s (d, t) are the impulse response of the reflector 155 at the transducer 140, the mediator 150, and the depth d, respectively. to be.

제 1 펄스 압축부(180)는 빔포머(170)가 생성한 수신신호 r(t)를 수신하여 짧은 펄스로 압축한다.The first pulse compressor 180 receives the received signal r (t) generated by the beamformer 170 and compresses the short signal into short pulses.

제 2 펄스 압축부(185)는 빔포머(170)가 생성한 수신신호 r(t)를 수신하여 짧은 펄스로 압축한다.The second pulse compressor 185 receives the received signal r (t) generated by the beamformer 170 and compresses the received signal r (t) into short pulses.

수신신호 r(t)를 짧은 펄스로 압축하는데 이용되는 펄스 압축(pulse compression)은 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.Pulse compression used to compress the received signal r (t) into short pulses may be represented by Equation 3 below.

여기서, h₁(t)와 h₂(t)는 각각의 직교 코드(c₁(t)와 c₂(t))에 매칭된 디코딩 필터들이다. 매칭된 디코딩 필터는 h(t)=c^*(-t)로 표현할 수 있다.Here, h ₁ (t) and h ₂ (t) are decoding filters matched to the orthogonal codes c ₁ (t) and c ₂ (t), respectively. The matched decoding filter may be represented by h (t) = c ^* (− t).

수학식 3에서 c₂(t)*h₁(t)항과 c₁(t)*h₂(t)항은 상호 상관을 나타내는 항이다. 만일 이상적인 직교 코드들이 송신시에 사용된다면, 펄스 압축은 다음의 수학식 4와 같이 각각의 직교 코드의 자기 상관(autocorrelation)만을 생성할 것이다.In Equation 3, the c ₂ (t) * h ₁ (t) term and the c ₁ (t) * h ₂ (t) term are terms indicating cross correlation. If ideal orthogonal codes are used at the time of transmission, pulse compression will only generate autocorrelation of each orthogonal code as shown in Equation 4 below.

수학식 4에 도시된 바와 같이 빔포머(170)로부터 수신된 수신신호 r(t)는 각각의 직교 코드에 대해서 펄스 압축에 의해 분리될 수 있다.As shown in Equation 4, the received signal r (t) received from the beamformer 170 may be separated by pulse compression for each orthogonal code.

존 블렌딩부(190)는 분리된 신호들(y₁(t), y₂(t))을 멀티존 블렌딩(blending) 방법에 기초하여 결합한다.
The zone blending unit 190 combines the separated signals y ₁ (t) and y ₂ (t) based on a multi-zone blending method.

이하에서는 제 1 직교 코드 생성부(120) 또는 제 2 직교 코드 생성부(125)가 생성하는 직교 코드에 대하여 보다 상세하게 살펴보기로 한다. 이하의 설명은 일예에 불과하며, 직교 코드인 경우 모두 적용이 가능하고, 직교 코드 생성부가 N개 있어도 무방하다.Hereinafter, an orthogonal code generated by the first orthogonal code generation unit 120 or the second orthogonal code generation unit 125 will be described in detail. The following description is only an example, and in the case of an orthogonal code, all of them may be applied, and there may be N orthogonal code generation units.

직교 코드 생성부가 생성하는 직교 코드에는 크게 직교 선형 코드와 직교 비선형 코드가 있다. 직교 선형 코드는 직교 선형 쳐프 신호를 예로 들고, 직교 비선형 코드는 2차 쳐프 신호를 예로 들어 설명하기로 한다.The orthogonal codes generated by the orthogonal code generation unit generally include orthogonal linear codes and orthogonal nonlinear codes. An orthogonal linear code takes an orthogonal linear chirp signal as an example, and an orthogonal nonlinear code takes a secondary chirp signal as an example.

가중치가 부여된 선형 쳐프 신호는 시간에 따라 선형적으로 변화하는 순시 주파수를 가지며 다음의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.The weighted linear chirp signal has an instantaneous frequency that varies linearly with time and can be represented by Equation 5 below.

여기서, w_l(t)는 윈도우 함수이고, f₀는 중심 주파수이며, Δf는 쳐프 신호의 대역폭이다. T는 펄스 시간이다. Where w _l (t) is the window function, f ₀ is the center frequency, and Δf is the bandwidth of the chirp signal. T is the pulse time.

인체 조직으로부터 반사된 쳐프 신호를 수신한 후에, 수신된 신호를 송신된 쳐프 신호와 상관시킴으로써, 펄스 압축이 수행되는 것이다.After receiving the chirp signal reflected from human tissue, pulse compression is performed by correlating the received signal with the transmitted chirp signal.

펄스 압축부(180, 185)에 의한 선형 쳐프 신호에 대한 펄스 압축의 출력은 다음의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.The output of the pulse compression for the linear chirp signal by the pulse compression units 180 and 185 may be expressed by Equation 6 below.

수학식 6에서 주엽폭은 윈도우 함수 w_l(t)의 자기 상관을 푸리에 변환함으로써 결정된다. 또한 주엽폭은 쳐프 신호의 대역폭 Δf에 반비례한다.In Equation 6, the leaf width is determined by Fourier transforming the autocorrelation of the window function w _l (t). Also, the leaf width is inversely proportional to the bandwidth Δf of the chirp signal.

한편, 가중치가 부여된 비선형(예를 들면 2차) 쳐프 신호는 순시 주파수가 시간에 따라 2차함수적으로 변화하는데, 다음의 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.On the other hand, the weighted nonlinear (eg, secondary) chirp signal has an instantaneous frequency that changes secondarily with time, which can be expressed as Equation 7 below.

2차 쳐프 신호에 대하여 펄스 압축의 분석가능한 해(analytic solution)는 구할 수 없다. 그러나 압축된 2차 쳐프 신호의 주엽폭과 사이드로브 범위 레벨은 Field Ⅱ 시뮬레이션으로 구할 수 있다.No analytic solution of pulse compression can be obtained for the secondary chirp signal. However, the principal lobe width and side lobe range levels of the compressed secondary chirp signal can be obtained by Field II simulation.

이론적으로 오버랩되지 않는 주파수 대역을 갖는 쳐프 신호들은 상호 직교한다고 한다. 주어진 트랜스듀서 대역폭 하에서 직교 쳐프 신호를 설계하기 위해서는 쳐프 신호들의 대역폭 Δf가 좁아야 한다. 이러한 설계는 수학식 6에서 볼 수 있는 바와 같이 펄스 압축 후에 넓은 주엽을 갖도록 한다.In theory, chirp signals with frequency bands that do not overlap are said to be orthogonal to each other. To design an orthogonal chirp signal under a given transducer bandwidth, the bandwidth Δf of the chirp signals must be narrow. This design allows for a broad main lobe after pulse compression as shown in equation (6).

쳐프 신호들의 대역폭이 주엽폭을 개선하기 위해 증가함에 따라, 쳐프 신호들의 주파수 오버랩 또한 증가하기 때문에 쳐프 신호들 사이의 상호 상관은 증가하게 된다. 이러한 상호 상관은 사이드로브 레벨 범위와 밀접한 관련이 있다.As the bandwidth of the chirp signals increases to improve the main lobe width, the cross-correlation between the chirp signals increases because the frequency overlap of the chirp signals also increases. This cross correlation is closely related to the range of sidelobe levels.

한편, 좁은 주엽폭을 얻기 위해서는 넓은 밴드의 직교 쳐프 신호들의 주파수 스윕 방향이 바뀌도록 설계되어야 한다. 이에 대해서는 도 2를 참조하여 상세하게 살펴보기로 한다.
Meanwhile, in order to obtain a narrow main leaf width, the frequency sweep direction of the wide band orthogonal chirp signals should be changed. This will be described in detail with reference to FIG. 2.

도 2는 같은 주파수 대역폭(△f₁=△f₂)를 갖는 2개의 선형 쳐프 신호와 2개의 2차 쳐프 신호의 순시 주파수를 함수를 도시한 것이다.Figure 2 shows the function of the instantaneous frequencies of two linear chirp signals and two secondary chirp signals having the same frequency bandwidth (Δf ₁ = Δf ₂ ).

도 2a는 두 개의 선형 직교 쳐프 신호들의 순시 주파수 함수를 도시한 것이다. 도 2a를 참조하면, 한 선형 쳐프 신호의 순시 주파수가 감소할 때, 다른 선형 쳐프 신호의 순시 주파수가 시간에 따라 증가한다.2A shows the instantaneous frequency function of two linear orthogonal chirp signals. Referring to FIG. 2A, when the instantaneous frequency of one linear chirp signal decreases, the instantaneous frequency of the other linear chirp signal increases with time.

주파수 스윕 방향의 변화는 같은 주파수 스윕 방향을 갖는 설계와 비교할 때, 일정 부분 사이드로브 범위 레벨을 감소시키는데 기여한다.The change in frequency sweep direction contributes to reducing some sidelobe range levels when compared to designs with the same frequency sweep direction.

그러나, 도 2a의 회색 박스로 도시된 바와 같이 두 개의 쳐프 신호들의 스펙트럼 오버랩은 상호상관을 증가시키게 되고, 사이드로브 범위 레벨을 올리게 된다. However, the spectral overlap of the two chirp signals, as shown by the gray box in FIG. 2A, increases cross-correlation and raises the sidelobe range level.

도 2b는 두 개의 2차 직교 쳐프 신호들의 순시 주파수 함수를 도시한 것인데, 도 2b에 도시된 바와 같이 2차함수적으로 순시 주파수를 변화시킴으로써, 스펙트럼 오버랩을 효과적으로 감소시킬 수 있다. 즉, 2차 쳐프 신호를 이용함으로써, 스펙트럼 오버랩을 감소시킬 수 있다.
FIG. 2B illustrates the instantaneous frequency function of two second quadrature orthogonal chirp signals. As shown in FIG. 2B, by changing the instantaneous frequency quadraticly, spectral overlap can be effectively reduced. That is, by using the secondary chirp signal, the spectral overlap can be reduced.

도 1과 도 2를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 초음파 영상 생성 장치는 직교 2차 쳐프 신호를 이용하여 동시에 멀티존 송신 집속 방법(STMF-QC)을 수행하는 것을 알 수 있다. 1 and 2, it can be seen that the ultrasound image generating apparatus according to the preferred embodiment of the present invention simultaneously performs the multi-zone transmission focusing method (STMF-QC) using an orthogonal secondary chirp signal.

STMF-QC에서는 두 개의 직교 2차 쳐프 신호가 동시에 다른 지연 시간을 갖고 송신되어, 두 개의 다른 깊이에서 집속된다. 이때, 깊이에 따라 일정한 측방향 해상도를 유지하기 위해 각각의 송신 집속 깊이에 대응하는 주파수 서브밴드 선택이 이루어진다.In STMF-QC, two orthogonal secondary chirp signals are simultaneously transmitted with different delay times and focused at two different depths. At this time, frequency subband selection corresponding to each transmission focus depth is performed to maintain constant lateral resolution according to the depth.

측방향 해상도는 주엽폭에 의해 결정되는데, 주엽폭은 다음의 수학식 8과 같이 정의된다.The lateral resolution is determined by the main leaf width, which is defined as in Equation 8 below.

λ는 파장이고, z는 이미징 깊이이며, D는 어퍼쳐 크기이다. v는 부드러운 조직에서의 초음파 속도이고, f는 중심 주파수이다.λ is the wavelength, z is the imaging depth, and D is the aperture size. v is the ultrasonic velocity in the soft tissue and f is the center frequency.

수학식 8을 참조하면, 주엽폭이 이미징 깊이에 비례하고, 중심 주파수에 반비례함을 알 수 있다. Referring to Equation 8, it can be seen that the leaf width is proportional to the imaging depth and inversely proportional to the center frequency.

따라서, 본 발명의 실시예에 따른 STMF-QC는 가까운 깊이에 집속하기 위해 낮은 서브 밴드(예를 들면, 업-스웹(up-swept) 쳐프 신호)를 사용하고, 깊은 깊이에 집속하기 위해서는 높은 서브 밴드(다운 스웹(down-swept) 쳐프 신호)를 이용한다. 이와 같이 나누어 집속하면, 이미지 전체적으로 균일한 측방향 해상도를 얻을 수 있다.Accordingly, the STMF-QC according to the embodiment of the present invention uses a low subband (for example, an up-swept chirp signal) to focus at a close depth and a high sub to focus at a deep depth. A band (down-swept chirp signal) is used. By dividing and focusing in this way, a uniform lateral resolution can be obtained throughout the image.

주파수에 따라 초음파가 감쇠하는 것을 고려하면, 낮은 서브 밴드를 깊은 깊이에 집속하는데 사용하고, 높은 서브 밴드를 가까운 깊이에 집속하는데 사용할 수 있다. 이와 같이 하는 이유는 높은 주파수의 초음파는 낮은 주파수의 초음파보다 매질을 진행함에 따른 감쇠가 더 크기 때문이다.
Considering the attenuation of ultrasonic waves with frequency, it can be used to focus low subbands at deeper depths and to focus high subbands at nearer depths. The reason for this is that high frequency ultrasound is more attenuated as the medium advances than low frequency ultrasound.

도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직교 비선형 코드를 이용한 초음파 영상 생성 방법의 흐름도이다.3 is a flowchart of a method of generating an ultrasound image using an orthogonal nonlinear code according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 3을 참조하면, 본 실시예에 따른 초음파 영상 생성 방법은 도 1에 도시된 초음파 영상 생성 장치에서 시계열적으로 처리되는 단계들로 구성된다. 따라서, 이하 생략된 내용이라 하더라도 도 1에 도시된 초음파 영상 생성 장치에 관하여 이상에서 기술된 내용은 본 실시예에 따른 초음파 영상 생성 방법에도 적용된다. Referring to FIG. 3, the ultrasound image generating method according to the present exemplary embodiment includes steps processed in time series in the ultrasound image generating apparatus of FIG. 1. Therefore, although omitted below, the above description of the ultrasound image generating apparatus shown in FIG. 1 is also applied to the ultrasound image generating method according to the present embodiment.

300 단계에서 초음파 영상 생성 장치는 서로 직교하는 N개의 직교 비선형 코드를 서로 다른 송신 집속점에 송신한다.In operation 300, the ultrasound image generating apparatus transmits N orthogonal nonlinear codes that are orthogonal to each other to different transmission focal points.

상기 N개의 직교 비선형 코드는 N개의 직교 코드 생성부(120, 125)로부터 생성될 수 있으며, 송신 지연시간 제어부(110)는 생성되는 각각의 직교 비선형 코드의 송신 지연시간를 결정한다.The N orthogonal nonlinear codes may be generated from the N orthogonal code generation units 120 and 125, and the transmission delay time control unit 110 determines the transmission delay time of each orthogonal nonlinear code generated.

310 단계에서 초음파 영상 생성 장치는 상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드의 수신신호를 상기 서로 다른 송신 집속점에 대응하는 N개의 수신신호로 분리한다.In operation 310, the ultrasound image generating apparatus separates the received signals of the transmitted N orthogonal nonlinear codes into N received signals corresponding to the different transmission focal points.

상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드의 수신신호는 빔포머(170)에 의해 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다. The received signals of the transmitted N orthogonal nonlinear codes may be represented by Equation 2 by the beamformer 170.

한편, 상기 송신된 N개의 직교 비선형 코드의 수신신호를 상기 서로 다른 송신 집속점에 대응하는 N개의 수신신호로 분리하는 것은 압축 필터를 포함하는 펄스 압축부(180, 185)가 수행한다.On the other hand, the pulse compression unit (180, 185) including a compression filter is performed to separate the received signals of the transmitted N orthogonal nonlinear codes into N received signals corresponding to the different transmission focus points.

320 단계에서 초음파 영상 생성 장치는 상기 분리된 N개의 수신신호를 송신 집속 구간에 따라 합성한다.
In operation 320, the ultrasound image generating apparatus synthesizes the separated N received signals according to a transmission focusing period.

본 발명의 실시예에 따른 STMF-QC를 이용한 초음파 영상 생성 방법에서 사이드로브 범위를 감소시키는 효과는 MATLAB에서 시뮬레이션을 통해 확인할 수 있다. 시뮬레이션에서 두 개의 서브 밴드들은 STMF-LC와 STMF-QC 방법에서 스펙트럼 분할에 의해 얻어진다. 두 방법의 -6dB 대역폭은 2.3~3.7MHz 와 3.3~4.7MHz의 범위이고, -6dB 스펙트럼 오버랩은 29%이다. 쳐프 신호의 길이는 7.25μs이다. 또한, 트랜스듀서의 스펙트럼 특성은 쳐프 신호와 트랜스듀서의 임펄스 응답 p(t)를 컨벌루션함으로써, 얻을 수 있다. 중심 주파수와 트랜스듀서의 -6dB 비대역폭(fractional bandwidth)은 각각 3.5MHz와 70%이다.In the ultrasound image generation method using STMF-QC according to an embodiment of the present invention, the effect of reducing the side lobe range may be confirmed by simulation in MATLAB. In the simulation, two subbands are obtained by spectral segmentation in the STMF-LC and STMF-QC methods. The -6dB bandwidth of the two methods ranges from 2.3 to 3.7 MHz and 3.3 to 4.7 MHz, with a -6 dB spectral overlap of 29%. The length of the chirp signal is 7.25 μs. In addition, the spectral characteristics of the transducer can be obtained by convolving the chirp signal and the impulse response p (t) of the transducer. The center frequency and -6dB fractional bandwidth of the transducer are 3.5MHz and 70%, respectively.

또한, 공간 해상도의 향상은 Field Ⅱ 시뮬레이션을 통해 확인할 수 있다. In addition, the improvement of the spatial resolution can be confirmed through Field II simulation.

Field Ⅱ 시뮬레이션에서, 다른 깊이에 있는 강한 반사체들(reflectors)과 산란체들(scatterers)은 3.5MHz 컨벡스 어레이에 의해 스캔된다.In Field II simulations, strong reflectors and scatterers at different depths are scanned by a 3.5 MHz convex array.

시뮬레이션에서 사용되는 파라미터들은 표 1에 나타낸 바와 같다.The parameters used in the simulation are shown in Table 1.

Hanning 윈도우가 STMF-LC와 STMF-QC에 대해 윈도우 함수로 사용된다. Hanning window is used as window function for STMF-LC and STMF-QC.

두 가지 방법에 사용되는 직교 쳐프 신호는 같은 대역폭을 갖고, 낮은 서브 밴드는 40mm 깊이에서 집속되고, 높은 서브 밴드는 80mm 깊이에서 집속된다.The orthogonal chirp signals used in both methods have the same bandwidth, the low subbands are focused at 40mm depth, and the high subbands are focused at 80mm depth.

비교를 위해, 2 사이클 펄스를 생성하고, 50mm 깊이에서 집속시키기로 한다. 2 사이클 펄스 이미지의 공간 해상도는 STMF 방법의 성능을 평가하는 척도로 사용된다.
For comparison, two cycle pulses are generated and focused at a depth of 50 mm. The spatial resolution of the two cycle pulse image is used as a measure to evaluate the performance of the STMF method.

도 4는 트랜스듀서의 임펄스 응답과 컨벌루션한 후에 2개의 선형 직교 쳐프 신호와 2개의 2차 직교 쳐프 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다.4 shows the spectra of two linear orthogonal chirp signals and two secondary orthogonal chirp signals after convolution with the impulse response of the transducer.

도 4a는 트랜스듀서에 의해 생성되는 2 개의 선형 직교 쳐프 신호의 스펙트럼을 도시한 것이고, 도 4b는 트랜스듀서에 의해 생성되는 2개의 2차 직교 쳐프 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다.FIG. 4A shows the spectrum of two linear quadrature chirp signals generated by the transducer, and FIG. 4B shows the spectrum of two quadrature quadrature chirp signals generated by the transducer.

업-스웹(up-swept) 쳐프 신호는 낮은 서브 밴드에서 생성되고, 다운-스웹(down-swept) 쳐프 신호는 높은 서브 밴드에서 생성된다. 두 서브 밴드들의 -6dB 대역폭은 각각 2.3~3.7MHz와 3.3~4.7MHz이다. Up-swept chirp signals are generated in the low subbands, and down-swept chirp signals are generated in the high subbands. The -6dB bandwidths of the two subbands are 2.3-3.7MHz and 3.3-4.7MHz, respectively.

두 개의 선형 쳐프 신호의 최대 크기는 각각 3MHz와 4MHz 주파수에서 발생한다. 또한, 두 개의 선형 쳐프 신호의 -6dB 대역폭은 1.3MHz이다. 2차 쳐프 신호의 경우, 최대 크기가 발생하는 주파수는 2.4MHz와 4.6MHz이다. 또한, 2차 쳐프 신호의 -6dB 대역폭은 1.4MHz이다.The maximum magnitude of the two linear chirp signals occurs at 3MHz and 4MHz, respectively. Also, the -6dB bandwidth of the two linear chirp signals is 1.3MHz. For the second chirp signal, the frequencies at which the maximum magnitude occurs are 2.4 MHz and 4.6 MHz. Also, the -6 dB bandwidth of the secondary chirp signal is 1.4 MHz.

도 4a에 도시된 바와 같이 두 개의 선행 쳐프 신호의 스펙트럼은 3.5MHz에서 -2.47dB 정도부터 오버랩된다. As shown in FIG. 4A, the spectra of the two preceding chirp signals overlap from about -2.47 dB at 3.5 MHz.

반면에, 2개의 2차 쳐프 신호의 스펙트럼은 비선형 주파수 스윕으로 인해 약간 편향되어 있다. On the other hand, the spectra of the two secondary chirp signals are slightly biased due to the nonlinear frequency sweep.

도 4b를 참조하면, 편향된 스펙트럼으로 인해 스펙트럼 오버랩이 3.5MHz에서 -10.34dB 정도부터 시작되는 것을 알 수 있다. Referring to FIG. 4B, it can be seen that the spectral overlap starts from about -10.34 dB at 3.5 MHz due to the deflected spectrum.

이러한 사실로부터 본 발명의 실시예에 따른 STMF-QC는 낮은 스펙트럼 오버랩으로 인해 STMF-LC보다 낮은 레벨의 사이드로브 범위를 생성하는 것을 알 수 있다.
From this fact, it can be seen that the STMF-QC according to the embodiment of the present invention produces a lower level of lobe range than the STMF-LC due to the low spectral overlap.

도 5는 선형 직교 쳐프 신호와 2차 직교 쳐프 신호의 펄스 압축 결과를 도시한 것이다.5 shows pulse compression results of a linear orthogonal chirp signal and a quadrature quadrature chirp signal.

도 5a는 2개의 선형 쳐프 신호에 대하여 포락선 신호(envelope, 실선으로 표시), 자기상관 함수(autocorrelation, 점선으로 표시), 및 상호상관 함수(점선과 도트로 표시)가 도시되어 있다.FIG. 5A shows an envelope signal (envelope, represented by a solid line), an autocorrelation function (indicated by a dotted line), and a cross-correlation function (indicated by dashed lines and dots) for two linear chirp signals.

도 5b는 2개의 2차 직교 쳐프 신호에 대하여 포락선 신호(envelope, 실선으로 표시), 자기상관 함수(autocorrelation, 점선으로 표시), 및 상호상관 함수(점선과 도트로 표시)가 도시되어 있다.5B shows an envelope signal (envelope, indicated by a solid line), an autocorrelation (indicated by a dotted line), and a cross-correlation function (indicated by dashed lines and dots) for two quadrature quadrature chirp signals.

도 5를 참조하면, 2차 쳐프 신호의 자기상관은 선형 쳐프 신호의 자기상관보다 더 넓다. 2차 쳐프 신호의 자기상관의 경우, 자기상관의 -6, -20, -40 dB 폭이 각각 0.9, 1.7, 3.9μs이다. 반면에 선형 쳐프 신호는 0.9, 1.6, 2.1μs이다.Referring to FIG. 5, the autocorrelation of the secondary chirp signal is wider than that of the linear chirp signal. For autocorrelation of the secondary chirp signal, the -6, -20, and -40 dB widths of the autocorrelation are 0.9, 1.7, and 3.9 μs, respectively. Linear chirp signals, on the other hand, are 0.9, 1.6, and 2.1μs.

그러나, 2차 쳐프 신호의 상호상관 함수는 -24.6dB의 최대 레벨을 갖는데, 이 레벨은 선형 쳐프 신호의 최대 레벨인 -11.5dB보다 낮은 값이다. However, the cross-correlation function of the secondary chirp signal has a maximum level of -24.6 dB, which is lower than the maximum level of the linear chirp signal -11.5 dB.

또한, 상호상관 함수는 2차 쳐프 신호의 경우가 선형 쳐프 신호의 경우보다 더 좁다. 즉, 2차 쳐프 신호의 -40dB와 -60dB 폭은 3.6μs과 5.9μs이다. 그러나 선형 쳐프 신호의 -40dB와 -60dB 폭은 6.2μs과 7.8μs이다.Also, the cross-correlation function is narrower for the second order chirp signal than for the linear chirp signal. In other words, the -40dB and -60dB widths of the secondary chirp signal are 3.6μs and 5.9μs. However, the -40dB and -60dB widths of the linear chirp signal are 6.2μs and 7.8μs.

이러한 결과는 2개의 선형 쳐프 신호에서보다 2개의 2차 쳐프 신호에서 더 적은 스펙트럼 오버랩이 일어나기 때문이다.This result is due to less spectral overlap in the two secondary chirp signals than in the two linear chirp signals.

다시 도 5를 참조하면, 포락선 신호의 -6dB와 -20dB 축방향 해상도는 2개의 2차 직교 쳐프 신호의 경우에 0.8μs과 1.6μs이다. 반면에 2개의 선형 쳐프 신호의 경우에는 1.1μs과 3.5μs이다.Referring again to FIG. 5, the -6 dB and -20 dB axial resolutions of the envelope signal are 0.8 μs and 1.6 μs for the two second orthogonal chirp signals. On the other hand, the two linear chirp signals are 1.1 μs and 3.5 μs.

이러한 결과는 2차 쳐프 신호가 선형 쳐프 신호보다 축방향 해상도를 덜 저하시키는 것을 나타내고 있으며, 이것은 선형 쳐프 신호의 상호상관보다 낮은 2차 쳐프 신호의 상호상관 레벨에 기인한다.
These results indicate that the secondary chirp signal degrades the axial resolution less than the linear chirp signal, which is due to the cross-correlation level of the secondary chirp signal lower than that of the linear chirp signal.

도 6은 Field Ⅱ 시뮬레이션에 의해 생성된 이미지가 도시되어 있다. 6 shows an image generated by the Field II simulation.

도 6a는 2 사이클 펄스 여기 방법(two-cycle pulsed excitation)에 의한 이미지이고, 도 6b는 STMF-LC에 의한 이미지이며, 도 6c는 STMF-QC에 의한 이미지이다.FIG. 6A is an image by a two-cycle pulsed excitation method, FIG. 6B is an image by STMF-LC, and FIG. 6C is an image by STMF-QC.

도 6b와 도 6c의 SMTF에서 송신 집속 깊이는 각각 40mm와 80mm이다. 펄스 여기 방법에 대해서는 2 사이클 사인파가 송신되고, 50mm 지점에서 집속된다. 이미지들은 60dB의 동적 범위로 로그함수적으로 압축되었다. In the SMTF of FIGS. 6B and 6C, the transmission focusing depths are 40 mm and 80 mm, respectively. For the pulse excitation method, a two cycle sine wave is transmitted and focused at 50 mm point. Images were logarithmically compressed with a 60 dB dynamic range.

시각적으로 평가하면, STMF-LC와 STMF-QC의 측방향 해상도가 펄스 여기 방법의 측방향 해상도보다 더 나은 것을 알 수 있다. 그러나 펄스 여기 방법은 가장 좋은 축방향 해상도를 제공한다. Visually, it can be seen that the lateral resolution of the STMF-LC and STMF-QC is better than the lateral resolution of the pulse excitation method. However, the pulse excitation method provides the best axial resolution.

이것은 STMF가 초음파를 생성하고 수신하는데 서브 밴드들을 사용하기 때문이다. 특히, 높은 상호상관으로 인해 STMF-QC(도 6c)와 비교하여 STMF-LC(도 6b)의 경우에 축방향 해상도의 저하가 더 심하다.This is because the STMF uses subbands to generate and receive ultrasound. In particular, due to the high correlation, the degradation of the axial resolution is more severe in the case of STMF-LC (FIG. 6B) compared to STMF-QC (FIG. 6C).

수치적으로 비교하기 위해 도 7과 도 8에서는 강한 반사체들의 측방향 해상도와 축방향 해상도를 측정하여 도시하였다.
7 and 8 illustrate lateral and axial resolutions of strong reflectors.

도 7은 각각의 깊이에서 포인트 타겟의 -6dB 측방향 및 축방향 빔폭을 도시한 것이다.7 shows the -6 dB lateral and axial beamwidth of the point target at each depth.

도 8은 각각의 깊이에서 포인트 타겟의 -20dB 측방향 및 축방향 빔폭을 도시한 것이다.8 shows the -20 dB lateral and axial beamwidth of the point target at each depth.

60mm의 깊이 이전에, 세 가지 방법들의 -20dB 측방향 해상도는 유사하지만, 2 사이클 펄스 여기 방법이 가장 좋은 -6dB 측방향 해상도를 보이고 있다. Prior to a depth of 60mm, the -20dB lateral resolution of the three methods is similar, but the two cycle pulse excitation method shows the best -6dB lateral resolution.

가장 큰 차이는 펄스 여기 방법의 송신 집속 깊이(50mm)에서 발생한다. 펄스 여기 방법의 -6dB와 -20dB 측방향 해상도는 0.6mm와 1.4mm이다. The largest difference occurs at the transmit focus depth (50 mm) of the pulse excitation method. The -6dB and -20dB lateral resolutions of the pulse excitation method are 0.6mm and 1.4mm.

대조적으로 STMF-LC의 경우의 -6dB와 -20dB 측방향 해상도는 1.0mm과 1.6mm이고, STMF-QC의 경우의 -6dB와 -20dB 측방향 해상도는 0.8mm과 1.8mm이다. In contrast, the -6dB and -20dB lateral resolutions for the STMF-LC are 1.0mm and 1.6mm, and the -6dB and -20dB lateral resolutions for the STMF-QC are 0.8mm and 1.8mm.

그러나, 60mm 이후에 STMF는 측방향 해상도를 상당히 개선하고 있음을 알 수 있다. 이것은 STMF에 의해 생성된 쳐프 신호들이 80mm에서도 역시 집속되기 때문이다. However, it can be seen that after 60 mm, STMF has significantly improved the lateral resolution. This is because the chirp signals generated by the STMF are also focused at 80mm.

80mm를 넘는 깊이에서 -20dB 측방향 해상도의 평균 개선정도는 STMF-LC에서 1.9mm, STMF-QC에서 1.7mm이다. At depths above 80mm, the average improvement in -20dB lateral resolution is 1.9mm for the STMF-LC and 1.7mm for the STMF-QC.

-6dB 측방향 해상도의 경우에는 STMF-LC와 STMF-QC 모두 0.5mm로 동일하다.For -6dB lateral resolution, both the STMF-LC and STMF-QC are the same 0.5mm.

반면에, 펄스 여기 방법은 전체 이미징 깊이에 걸쳐서 가장 좋은 축방향 해상도를 제공하고 있다. 이것은 축방향 해상도가 송신된 신호의 대역폭과 직접적으로 관련이 있는데, STMF 방법들은 2개의 쳐프 신호들을 송신하기 위해 서브 밴드들을 이용하고 있기 때문이다.On the other hand, the pulse excitation method provides the best axial resolution over the entire imaging depth. This is directly related to the bandwidth of the transmitted signal because axial resolution is because the STMF methods use subbands to transmit two chirp signals.

그러나, 도 7b와 도 8b에서 알 수 있는 바와 같이 STMF-QC 방법은 STMF-LC 방법보다 더 나은 축방향 해상도를 제공한다. However, as can be seen in FIGS. 7B and 8B, the STMF-QC method provides better axial resolution than the STMF-LC method.

전체 깊이에 걸쳐서 -20dB 축방향 해상도의 평균값은 펄스 여기 방법의 경우에 0.8mm, STMF-LC의 경우에 2.1mm, STMF-QC의 경우에 1.3mm이다. The average value of -20 dB axial resolution over the entire depth is 0.8 mm for the pulse excitation method, 2.1 mm for the STMF-LC, and 1.3 mm for the STMF-QC.

또한, 전체 깊이에 걸쳐서 -6dB 축방향 해상도의 평균값은 펄스 여기 방법의 경우에 0.4mm, STMF-LC의 경우에 0.8mm, STMF-QC의 경우에 0.7mm이다. In addition, the average value of the -6 dB axial resolution over the entire depth is 0.4 mm for the pulse excitation method, 0.8 mm for the STMF-LC, and 0.7 mm for the STMF-QC.

이상의 결과는 본 발명의 실시예에 따른 STMF-QC가 STMF-LC와 유사한 측방향 해상도를 제공할 수 있다는 것을 보여주며, 스펙트럼 분할에 의해 발생하는 축방향 해상도의 저하는 STMF-LC에 의한 저하보다는 훨씬 덜하다.The above results show that the STMF-QC according to the embodiment of the present invention can provide lateral resolution similar to that of STMF-LC. Much less.

Field Ⅱ 시뮬레이션에서 알 수 있는 바와 같이, 직교 2차 쳐프 신호들은 비선형 주파수 스윕으로 인해 선형 쳐프 신호들보다 낮은 상호상관을 생성한다. 그러나 자기상관은 도 5에 도시된 바와 같이 선형 쳐프 신호의 자기상관보다 더 넓다. 한편, 스펙트럼 반전 방법을 사용하거나 비정합 필터(mismatched filter)를 이용하여 축방향 해상도를 개선할 수 있다.As can be seen in the Field II simulation, orthogonal second order chirp signals produce lower cross-correlation than linear chirp signals due to nonlinear frequency sweeps. However, the autocorrelation is wider than the autocorrelation of the linear chirp signal as shown in FIG. Meanwhile, axial resolution may be improved by using a spectral inversion method or using a mismatched filter.

시뮬레이션 연구로부터 본 발명에서 축방향 해상도의 저하는 중요하지 않다는 사실이 입증되었다. 그 이유는 초음파 이미징 시스템은 일반적으로 측방향 해상도보다 몇 배 높은 축방향 해상도를 제공하기 때문이다. 따라서, 본 발명에서는 축방향 해상도를 다소 저하시킴에도 불구하고, 초음파 이미징 시스템의 전체 해상도를 향상시킬 수 있다.
Simulation studies have demonstrated that the reduction in axial resolution is not critical in the present invention. The reason is that ultrasonic imaging systems generally provide axial resolution several times higher than lateral resolution. Accordingly, in the present invention, the overall resolution of the ultrasonic imaging system can be improved even though the axial resolution is slightly reduced.

이하에서는 도 1에 도시된 펄스 압축부(180, 185)의 다른 실시예를 살펴보기로 한다.Hereinafter, another embodiment of the pulse compression units 180 and 185 shown in FIG. 1 will be described.

수신한 비선형 쳐프 신호를 정합 필터 방식으로 압축할 경우, 축방향의 주엽폭이 선형 쳐프 신호와 비교하였을 때 더 넓어지게 된다. 이러한 문제를 해결하기 위한 한 방법으로 비선형 쳐프 신호 압축에 적합한 비정합 필터 방식을 이용할 수 있다.When the received nonlinear chirp signal is compressed by a matched filter method, the main leaf width in the axial direction becomes wider than the linear chirp signal. One way to solve this problem is to use an unmatched filter method suitable for nonlinear chirp signal compression.

비선형 쳐프 신호는 선형 쳐프 신호에 비하여 주엽폭이 넓은 단점이 있다. 따라서 선형 쳐프 신호와 비선형 쳐프 신호의 포락선의 차이를 최소화하면서 비정합 필터에 의한 에너지를 유지할 수 있는 비정합 필터를 설계한다. 또한, 비정합 필터의 길이는 정합 필터와 동일 혹은 더 길게 설계할 수 있으며 기본 주파수와 하모닉 주파수 신호 모두 동일한 조건을 이용하여 설계가 가능하다. 따라서, 일반적으로 비선형 신호의 압축 및 복조하는 방법 또는 하모닉 주파수 성분을 이용한 하모닉 영상에서의 비선형 신호의 압축 및 직교 복조 방법 등에서 본 발명의 실시예에 따른 비정합 필터를 이용할 수 있을 것이다.
Nonlinear chirp signals have a wider main lobe width than linear chirp signals. Therefore, we design an unmatched filter that can maintain the energy of the mismatched filter while minimizing the difference between the envelopes of the linear and nonlinear chirp signals. In addition, the length of the unmatched filter can be designed to be the same or longer than the matched filter, and the fundamental frequency and the harmonic frequency signal can be designed using the same conditions. Therefore, in general, a non-matching filter according to an embodiment of the present invention may be used in a method of compressing and demodulating a nonlinear signal or a method of compressing and orthogonal demodulating a nonlinear signal in a harmonic image using harmonic frequency components.

수학식 9는 비정합 필터 설계를 위한 목적 함수이고 수학식 10는 비정합 필터의 제한 조건을 보여주고 있다.Equation 9 is an objective function for designing an unmatched filter, and Equation 10 shows a constraint condition of an unmatched filter.

여기서, x_QC는 비선형 쳐프 신호이고, x_Mismatched _{_} _QC는 최종 결정된 비정합 필터 계수를 의미하며, T는 트랜스포즈(transpose) 연산이다.Here, x is a non-linear chyeopeu _QC signal, x _Mismatched _{_} _QC refers to the ratio determined final matched filter coefficients and, T is the transpose (transpose) operations.

Env_LC(t)는 비선형 쳐프 신호를 이상적으로 압축하였을 때 얻을 수 있는 포락선, 즉, 얻고자 하는 압축 결과이다. 본 발명에서는 일 실시예로서, 선형 쳐프 신호의 이상적 압축 결과를 Env_LC(t)로 선택한다.Env _LC (t) is the envelope that can be obtained by ideally compressing the nonlinear chirp signal, that is, the compression result to be obtained. In one embodiment of the present invention, the ideal compression result of the linear chirp signal is selected as Env _LC (t).

Env_mismatched _{_} _QC(x;t)는 임의의 비정합 필터 계수(coefficients) x를 사용하여 비선형 쳐프 신호를 비정합 필터로 압축한 후 얻은 포락선을 나타낸다. 임의의 비정합 필터 계수 x는 1-by-N 또는 N-by-N 매트릭스 구조로 표현할 수 있다. Env _mismatched _{_} _QC (x; t) represents the envelope obtained after compressing the nonlinear chirp signal with an unmatched filter using arbitrary unmatched filter coefficients x. Any unmatched filter coefficient x can be represented by a 1-by-N or N-by-N matrix structure.

따라서, 수학식 9는 이상적인 포락선과 수신한 비선형 쳐프 신호를 임의의 비정합 필터 계수 x를 이용하여 압축한 후 얻은 포락선의 차이를 가장 작게 하는 비정합 필터 계수 x를 비정합 필터 계수 x_mismatched _{_} _QC로 결정하는 식이다.
Thus, equation (9) is an ideal non-matched filter coefficient x to the non-matched filter coefficient of the envelope and the received non-linear chyeopeu signal to the smallest the difference between the envelope obtained was compressed using any non-matched filter coefficient x x _mismatched _{_} _QC It is determined by.

도 9는 비선형 쳐프 신호와 비정합 필터를 도시한 것이다. 도 9a는 비선형 쳐프 신호를 보여주며 도 9b는 비정합 필터를 보여주고 있다.9 illustrates a nonlinear chirp signal and an unmatched filter. 9A shows a nonlinear chirp signal and FIG. 9B shows an unmatched filter.

도 10은 비선형 쳐프 신호에서 일반적인 정합 필터와 비정합 필터를 이용하여 구한 포락선과 선형 쳐프 신호의 포락선을 보여주고 있다.FIG. 10 shows an envelope obtained by using a general matched filter and an unmatched filter in a nonlinear chirp signal and an envelope of a linear chirp signal.

굵은 실선은 정합 필터를 이용한 비선형 쳐프 신호의 포락선이고, 가는 실선은 비정합 필터를 이용한 비선형 쳐프 신호의 포락선이며, 점선은 정합 필터를 이용한 선형 쳐프 신호의 포락선이다.
The thick solid line is the envelope of the nonlinear chirp signal using the matched filter, the thin solid line is the envelope of the nonlinear chirp signal using the matched filter, and the dotted line is the envelope of the linear chirp signal using the matched filter.

본 발명의 실시예들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.Embodiments of the present invention may be implemented in the form of program instructions that can be executed by various computer means and recorded in a computer readable medium. The computer readable medium may include program instructions, data files, data structures, etc. alone or in combination. The program instructions recorded on the medium may be those specially designed and constructed for the present invention or may be available to those skilled in the art of computer software. Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks, and magnetic tape, optical media such as CD-ROMs, DVDs, and magnetic disks, such as floppy disks. Magneto-optical media, and hardware devices specifically configured to store and execute program instructions, such as ROM, RAM, flash memory, and the like. Examples of program instructions include not only machine code generated by a compiler, but also high-level language code that can be executed by a computer using an interpreter or the like. The hardware device described above may be configured to operate as one or more software modules to perform the operations of the present invention, and vice versa.

이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.As described above, the present invention has been described by specific embodiments such as specific components and the like. For those skilled in the art, various modifications and variations are possible from these descriptions. Accordingly, the spirit of the present invention should not be construed as being limited to the embodiments described, and all of the equivalents or equivalents of the claims, as well as the following claims, belong to the scope of the present invention .

Claims

Transmitting N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other to different transmission focus points;
Dividing the received signals by reflecting the transmitted N orthogonal nonlinear codes into N received signals corresponding to the different transmission focal points; And
Synthesizing the separated N received signals according to a transmission focusing period,
And the orthogonal nonlinear code is a quadrature orthogonal chirp signal.

The method of claim 1,
Ultrasonic image generation method using an orthogonal nonlinear code, characterized in that the bandwidth of the transducer is divided into the N bands.

The method of claim 1,
Separating into the N received signals,
And compressing the separated N received signals using a compression filter.

The method of claim 3, wherein
The compression filter is an inconsistent filter,
The non-matching filter coefficients are arranged such that the difference between the envelope obtained when ideally compressing the orthogonal nonlinear code and the envelope obtained by compressing the orthogonal nonlinear code using an arbitrary mismatching filter coefficient is the smallest. Ultrasonic image generation method using an orthogonal nonlinear code, characterized in that the filter coefficient of.

The method of claim 4, wherein
The envelope obtained by ideally compressing the orthogonal nonlinear code is an envelope obtained by ideally compressing the linear code.

The method of claim 4, wherein
And a product of a transpose of the orthogonal nonlinear code and the orthogonal nonlinear code is the same as the product of the transpose of the filter coefficients of the non-matching filter and the filter coefficients of the non-matching filter.

The method of claim 1,
Transmitting the orthogonal N orthogonal nonlinear codes to each other at different transmission focal points,
And simultaneously transmitting the N orthogonal nonlinear codes to different transmission focal points.

delete

The method of claim 1,
When the depths of the different transmission focus points are different from each other, the frequency of the orthogonal nonlinear code corresponding to the depth is different, the ultrasound image generating method using the orthogonal nonlinear code.

The method of claim 9,
A deep transmit focus point corresponds to a down-swept chirp signal, and a shallow transmit focus point corresponds to an up-wept chirp signal. Ultrasound image generation method.

The method of claim 9,
A deep transmission focus point corresponds to an up-swept chirp signal, and a shallow transmission focus point corresponds to a down-swept chirp signal.

The method of claim 1,
When N is 2, two orthogonal nonlinear signals having opposite frequency sweep directions are used.

A transducer for transmitting N orthogonal nonlinear codes orthogonal to each other to different transmission focus points;
A pulse compression unit compressing each of the received signals when the received N orthogonal nonlinear codes are reflected and separated into N received signals corresponding to the different transmission focus points; And
And a zone blending unit configured to synthesize the separated N received signals according to a transmission focusing period.
And the orthogonal nonlinear code is a quadrature orthogonal chirp signal.

The method of claim 13,
And the pulse compression unit compresses the separated N received signals using a compression filter.

15. The method of claim 14,
The compression filter is an inconsistent filter,
The non-matching filter coefficients are arranged such that the difference between the envelope obtained when ideally compressing the orthogonal nonlinear code and the envelope obtained by compressing the orthogonal nonlinear code using an arbitrary mismatching filter coefficient is the smallest. Ultrasonic image generating apparatus using an orthogonal nonlinear code, characterized in that the filter coefficient of.

The method of claim 15,
And an envelope obtained when ideally compressing the orthogonal nonlinear code is an envelope obtained when ideally compressing the linear code.

The method of claim 15,
The product of the orthogonal nonlinear code and the transpose of the orthogonal nonlinear code is equal to the product of the transpose of the filter coefficients of the non-matching filter and the filter coefficients of the non-matching filter.

delete

The method of claim 13,
When the depths of the different transmission focus points are different from each other, the frequency of the orthogonal nonlinear code corresponding to the depth is different, the ultrasound image generating apparatus using the orthogonal nonlinear code.

The method of claim 19,
A deep transmit focus point corresponds to a down-swept chirp signal, and a shallow transmit focus point corresponds to an up-wept chirp signal. Ultrasound image generating device.

The method of claim 19,
A deep transmission focal point corresponds to an up-swept chirp signal, and a shallow transmission focal point corresponds to a down-swept chirp signal.

The method of claim 13,
When N is 2, two orthogonal nonlinear signals having opposite frequency sweep directions are used.

A transducer for transmitting the N nonlinear codes to different transmission focus points;
A pulse compression unit for compressing each of the received signals when the received N non-linear codes are reflected and divided into N received signals corresponding to the different transmission focus points; And
A zone blending unit configured to synthesize the separated N received signals according to a transmission focusing period,
The pulse compression unit includes an inconsistent filter,
An unmatched filter coefficient that minimizes the difference between the envelope obtained by ideally compressing the nonlinear code and the envelope obtained after compressing the nonlinear code by using a non-matching filter coefficient is used as the filter coefficient of the non-matching filter. Ultrasonic image generating apparatus using a non-linear code, characterized in that.

The filter coefficients of the non-matching filter are defined as non-matching filter coefficients such that the difference between the envelope obtained when ideally compressing the nonlinear code and the envelope obtained after compressing the non-linear code using the mismatching filter coefficient is the smallest. A non-matching filter that compresses the nonlinear chirp signal by preventing the axial main leaf width from compressing the nonlinear chirp signal from being wider than the axial main leaf width when compressing the linear chirp signal.

A computer-readable recording medium having recorded thereon a program for executing the method of any one of claims 1 to 7 or 9 to 12.