KR101129085B1

KR101129085B1 - 수신 신호 품질 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101129085B1
Application number: KR1020067018657A
Authority: KR
Inventors: 엘리어스 존슨
Original assignee: 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘)
Priority date: 2004-03-12
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2012-06-05
Also published as: KR101076120B1; JP2007529174A; HK1103879A1; JP4723564B2; EP1723732A1; WO2005096517A1; CN1951058B; JP4758416B2; KR20070004709A; KR20060135877A; WO2005096536A1; CN1951058A; EP1723744A1; EP1723744B1; JP2007529176A

Abstract

본 처리 회로 및 방법은 수신기의 ISI 상쇄 성능에 대응하는 상쇄 메트릭에 따라 수신된 신호의 측정된 심볼간 간섭을 스케일링하기에 기초하여 신호 품질 추정값을 생성한다.

단순한 스케일링 메트릭에 기초하여 수신기의 ISI 상쇄 성능을 고려함으로써, 정확한 수신 신호 품질 측정이, 신호 품질 계산에 잠재적으로 복잡한 다중경로 결합 가중치 계산의 사용을 요구함 없이, 수신된 신호의 상쇄되지 않은 ISI을 고려하는 방식으로 획득된다. 신호 품질 추정 결과는 대응하는 채널 품질 지시자, 및 통신 링크 송신 전력 제어 명령들 등을 전송하는데 이용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 상쇄 메트릭은 동적 값으로서 측정된 ISI 상쇄 성능에 기초하여 유지되지만, 다른 실시예에서는, 상쇄 메트릭은 예컨대, 메모리에 저장된 사전 구성된 값을 포함할 수 있다.

ISI 상쇄, 신호 품질, 송신 전력 제어, 가중치 계산

Description

수신 신호 품질 추정 방법 및 장치{A METHOD AND APPARATUS FOR RECEIVED SIGNAL QUALITY ESTIMATION}

본 발명은 일반적으로 통신 신호 처리에 관한 것이며, 특히 수신 신호 품질을 측정하기에 관한 것이다.

여러 유형의 통신 시스템은 송신 전력 제어의 일부 형태를 이용하고, 송신기의 송신 전력은 원격 수신기로부터의 피드백에 응답하여 명시적으로 또는 암시적으로 제어된다. 예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 무선 통신 네트워크 등의 간섭 제한 시스템은 순방향 및 역방향 링크 전력 제어를 이용하여 간섭을 제어하고 이용가능한 송신 전력 자원의 효율적 이용을 촉진한다.

소정의 이동 단말기에 관련하여, 순방향 링크 전력 제어는 이동 단말기로부터의 전력 제어 명령들을 지원용 네트워크 기지국에서 수신하기와, 착신 명령들에 따라 해당 이동 단말기에 서비스하도록 할당된 순방향 링크 송신 전력을 업(up) 및 다운(down)으로 조정하기를 포함한다. 이동 단말기에 수신된 순방향 링크 신호 품질이 목표 값보다 작으면, 이동 단말기가 하나 이상의 업 명령들을 전송하고, 반대로, 품질이 목표 값보다 크면, 이동 단말기가 하나 이상의 다운 명령들을 전송한다. 이런 비교 및 대응하는 명령 생성은 비교적 높은 레이트로, 예컨대, 초당 수 백회씩, 발생하여, 그 결과 송신측 기지국(들)은 목표 신호 품질을 유지하도록 이동국에 대한 순방향 링크 전력을 계속해서 조정하게 된다. 이런 폐쇄-루프(closed-loop) 모드의 전력 제어는 "내부-루프(inner-loop)" 전력 제어라 한다.

"외부-루프(outer-loop)"는 상기 내부 루프 동작을 제2의, 전형적으로 더 저속의 조정 메커니즘을 부가함으로써 보완하는데, 이 조정 매커니즘은 일부 다른 수신된 신호 메트릭(metric)에 기초하여 내부-루프 제어 목표값을 조정한다. 예를 들어, 이동국은 외부 루프 제어의 기초로서 수신된 순방향 링크 트래픽 채널에 대한 FER(Frame Error Rate)을 평가하거나, 일부 동등한 메트릭을 평가한다. 따라서, FER이 현재 수신 신호 품질 목표값에 대해 너무 높으면, 외부-루프 제어 메커니즘이 내부 루프 목표값을 상향으로, 예컨대, 1dB만큼 조정한다. 반대로, FER이 수용가능한 에러율보다 작으면, 외부-루프 제어 메커니즘은 내부-루프 목표값을 하향으로 조정할 것이다.

상기 내부-루프 및 외부-루프 제어 메커니즘으로, 수신측 이동국은 네트워크 송신기들이 전파 상태 변경에 따라 이동 단말기에서의 목표 신호 품질을 유지하기 위해 필요로 되는 그들 송신 전력을 동적으로 조정하도록 보장하고, 동시에 송신기들이 필요한 것보다 높은 전력으로 전송하지 않도록 보장한다. 이와 유사한 내부-루프 및 외부-루프 전력 제어가, 네트워크 기지국들에서, 그 기지국들과 이들에 의해 지원되는 이동 단말기 각각 사이의 역방향 링크에 대해 구현될 수 있다. 순방향 링크와 마찬가지로, 역방향 링크 전력 제어는, 각각의 이동국이 지원용 기지국에서 목표로 하는 수신 신호 품질(및 데이터 에러율)을 유지하는데 필요한 것보다 높지 않는 전력으로 전송하도록, 보장한다.

상기 링크 전력 제어가 간단히 기술되어 있지만, 실제로 이런 전력 제어는 내부-루프 전력 제어 레이트로 수신 신호 품질을 적시에 정확하게 판정하기 위한 요건에 의해 복잡해질 수 있다. 예를 들어, 광대역 CDMA(WCDMA) 사양에서는 이동 단말기가 각각의 송신 슬롯에서 비교적 조기에 수신 신호 품질을 계산하여, 대응하는 송신 전력 제어(TPC;Transmit Power Control) 명령들(bits)을 되돌려주도록 요구한다. 이런 환경에서의 신호 품질은 하나 이상의 네트워크 송신기로부터의 다중경로 신호 수신 특성에 따르기 때문에, 실제 수신 신호 품질의 판정은 계산적으로 복잡할 수 있다.

본 발명은 수신기의 심볼간 간섭(ISI;inter-symbol interference) 상쇄 성능에 대응하는 상쇄 메트릭에 따라, 수신 신호의 측정된 을 스케일링(scaling)하기에 기초하여 신호 품질 추정값을 생성하는 방법 및 장치를 포함한다. 단순한 스케일링 메트릭에 기초하여 수신기의 ISI 상쇄 성능을 고려함으로써, 신호 품질 계산에 잠재적으로 복잡한 다중경로 결합 가중치 계산의 사용을 요구함 없이, 수신된 신호에서 상쇄되지 않은 ISI을 고려하는 방식으로 정확한 수신 신호 품질 측정이 얻어진다. 신호 품질 추정 결과는 대응하는 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicators), 통신 링크 송신 전력 제어 명령들 등을 전송하는데 이용될 수 있다.

본 발명에 따른, 심볼간 간섭 상쇄 수신기에 수신된 신호에 대한 수신 신호 품질을 판정하는 예시적 방법은 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정값을 생성하기, 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭으로 추정된 심볼간 간섭을 스케일링하기, 및 심볼간 간섭의 스케일링된 추정값에 기초하여 수신 신호 품질을 추정하기를 포함한다. 상쇄 메트릭은 메모리 내에 저장된 사전 구성된 값일 수 있거나, 수신기의 측정된 ISI 상쇄 성능을 반영하기 위해 필요할 때 또는 주기적으로 갱신되는 동적 값을 포함할 수 있다. 어쨌든, 추정된 신호 품질은 예컨대, WCDMA 네트워크, 혹은 다른 유형의 네트워크에서 순방향 또는 역방향 링크 전력 제어에 대해, 대응하는 송신 전력 제어 명령들을 생성하고/거나 채널 품질 지시자를 생성하는데 이용될 수 있다.

상기 방법을 보완하는, 예시적 무선 수신기 처리 회로가 심볼간 간섭 상쇄 수신기용으로 구성된다. 이런 수신기는 무선 팜탑(palmtop) 컴퓨터, 무선 PDA, 또는 셀룰러 무선전화기 등의 다른 유형의 이동 단말기와 같은 무선 통신 장치의 적어도 일부를 포함할 수 있다. 여하튼, 하나 이상의 실시예들에서, 처리 회로는 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정값을 생성하도록 구성되는 간섭 추정 회로를 포함한다. 간섭 추정 회로에 포함되거나 그에 연관된 스케일링 회로는 추정된 심볼간 간섭을 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭으로 스케일링하도록 구성된다. 또한, 포함된 신호 품질 추정 회로는 심볼간 간섭의 스케일링된 추정값에 기초하여 수신 신호 품질을 추정하도록 구성된다.

예시적 실시예에서, 처리 회로는 기저대역 신호 처리를 위해 구성된 집적 회로 장치로 구현된다. 그러나, 본 발명이 하드웨어로, 소프트웨어로, 및 그들의 조합으로 구현될 수 있음을 이해해야 한다. 또한, 당업자는 첨부된 도면을 참조하고, 이후의 상세한 설명을 판독함으로써, 광범위하게 전술된 것들 이외에 다른 특성 및 장점을 인식할 것이라고 이해해야 한다.

도 1은 예시적 무선 통신 장치 및 예시적 지원용 무선 통신 네트워크의 도면.

도 2는 본 발명의 하나 이상의 실시예들에 따른, 수신기 처리 회로가 수행할 수 있는 예시적 처리 로직의 도면.

도 3은 본 발명에 따른 예시적 무선 통신 장치의 도면.

도 4는 도 3의 장치의 예시적 수신기 상세에 대한 도면.

도 5는 본 발명의 하나 이상의 실시예들을 수행하기 위한 보다 상세한 예시적 처리 로직의 도면.

도 1은 예시적 무선 통신 네트워크(10) 및 예시적 무선 통신 장치(12)의 도면이다. 네트워크(10)는 장치(12)를 하나 이상의 외부 네트워크(14)(예컨대, PSTN, 인터넷 등)와, 동일한 혹은 다른 무선 네트워크에 있는 다른 장치들에 통신적으로 연결시킨다. 네트워크(10)는 적어도 무선망 제어기(RNC;Radio Access Controller)(18)와 "노드 B" 송수신기라 하는 하나 이상의 무선 기지국(RBS;Radio Base Station)(20)을 포함하는 무선 접속망(16)(RAN;Radio Access Network)을 포함한다. RAN(16)은 장치(12)와 하나 이상의 코아 네트워크(CN;Core Network)(22) 사이의 네트워크-대-무선 인터페이스를 제공하고, 이 CN은 외부 네트워크(14)에 통 신적으로 링크된다. 여기서, 본 문서의 다른 곳과 마찬가지로, 용어 "포함하는", 및 "포함한다"의 사용은 언급된 특성, 수치, 단계, 또는 구성요소의 존재를 규정하지만, 하나 이상의 다른 특성, 수치, 단계, 구성요소, 또는 그것들의 그룹의 존재 또는 추가를 배제하지는 않는다.

비제한적인 예로서, 네트워크(10)는 WCDMA 네트워크를 포함할 수 있고, 장치(12)는 WCDMA 네트워크용으로 구성된 이동 단말기를 포함할 수 있다. 네트워크(10)에 대한 다른 구성 선택으로서, IS-95B/IS-2000, GSM, 및 다른 것들을 포함하나 이에만 한정되지는 않는다. 어쨌든, 당업자는 표현을 쉽고 명확히 하기 위해 예시된 네트워크가 단순화되어 있지만, 실제 구현예에서, 네트워크(10)는 보다 복잡할 수 있다. 마찬가지로, 장치(12)는 이동 전화기, 페이저, 통신기, 즉 전자 오거나이저(electrics organizers), 스마트-폰 등을 포함하는 임의 유형의 휴대형 무선 통신 기기를 필수적으로 포함할 수 있다. 편의를 위해, 장치(12)는 이 문서의 이후에서 이동(무선) 단말로서 지칭된다.

당업자에게 알려져 있는 바와 같이, 이동 단말기(12)는 하나 이상의 RBS(20)로부터 순방향 무선 링크에 의해 신호를 수신하고, 역방향 링크에 의해 하나 이상의 RBS(20)에 신호를 전송한다. 각각의 RBS(20)는 둘 이상의 무선 유효(coverage) 영역에 서비스할 수 있고, 각각의 이런 영역은 셀 또는 섹터로 지칭될 수 있다. 따라서, 동작중인 이동 단말기(12)는 소정의 시간에 둘 이상의 셀에 의해 서비스될 수 있다. 특히, 이동 단말기(12)가 2개 셀의 무선 유효 영역 사이의 천이 영역에 있는 경우, 이는 관련된 RBS(들)(20)의 둘 이상의 네트워크 송신기가 각각 이동 단 말기(12)에 전송하는 소프트 핸드오프 모드로 동작할 수 있다. HSDPA(High Speed Downlink Packet Access) 서비스 등의 일부 동작 모드에서, 이동 단말기(12)는 임의 정해진 시간에 단일 셀에 의해 서비스된다. HSDPA에서, 서비스하는 RBS(20)는 다수의 이동 단말기(12) 사이의 공통(고속) 하향 채널의 시분할을 조정하고, 각각의 이동 단말기(12)는 그 필요와 무선 상태에 따라, 또한 네트워크의 스케줄링 목적에 따라, 스케줄된 시각마다 데이터를 수신한다.

이동 단말기(12)에 의한 수신 신호 품질의 판정은 일반적으로 모든 이런 모드 및 구성의 그 동작의 양상을 포함한다. 예를 들어, HSDPA가 아닌(non-HSDPA) 순방향 링크 서비스의 경우, 이동 단말기(12)는 자신이 네트워크(10)로부터 수신한 하나 이상의 신호 품질의 판정에 기초하여 송신 전력 제어(TPC) 명령들을 생성한다. 보다 구체적으로, 이동 단말기(12)는 네트워크(10)로부터 하나 이상의 DPCH(Dedicated Physical Channel) 신호를 순방향 링크에 의해 수신할 수 있다. 이들 채널은 예컨대, 트래픽 채널, 제어 채널, 또는 그것들의 일부 혼합을 포함할 수 있다. 어쨌든, 이런 신호들을 이동 단말기(12)에 송신할 때, 네트워크(10)에 의해 이용되는 순방향 링크 송신 전력은 예시적 3GPP WCDMA 표준에 따르면 초당 1500회까지 이를 수 있는 소정의 송신 레이트로 TPC를 이동 단말기(12)로부터 수신하기에 기초한다.

마찬가지로, 수신 신호 품질에 대한 이동 단말기의 판정은 HSDPA 동작에서 소정의 역할을 한다. 이동 단말기(12)는 순방향 링크 HSDPA 채널 신호를 전력 제어하지 않지만, CQI(Channel Quality Indicator)의 형태 등으로, 수신 신호 품질을 결정 및 보고하며, 이에 의해 네트워크(10)는 HSDPA 채널에 의해 이동 단말기(12)에 서비스하는 적절한 데이터 레이트를 결정하고/거나 이동 단말기(12)에 서비스하는 스케줄링 시각들을 결정하게 된다. 예를 들어, 이동 단말기(12)가 특히 열악한 채널 상태를 지시하는 하나 이상의 CQI를 보고한 경우, 서비스 측 RBS의 HSDPA 스케줄러는 이동 단말기(12)에 현재 더 나은 무선 상태를 영위하는 다른 채널을 위하여 너 낮은 스케줄링 우선 순위를 제공할 수 있다. 보다 일반적으로, 이동국의 보고된 CQI는 변조 유형, 코드 레이트(code rate), 및 블록 길이 등의, 이동국에 이용될 다수의 무선 서비스 매개변수를 결정하는데 이용될 수 있다.

이런 및 다른 이유 때문에, 이동 단말기(12)는 자신이 그 지원용 무선 통신 네트워크(10)로부터 수신한 착신 신호의 품질을 판정하게 된다. 수신 신호 품질 추정에 대한 본 발명의 개선점에 관련하여 다양한 양상을 이해함에 있어, 이런 신호 처리와 연관된 일반적 프레임워크를 서술하는 것이 도움이 될 수 있다.

비제한적인 예로써, 표기를 분명히 하기 위해, 우리는 ISI 상쇄를 GRAKE 문맥으로 예시하나, 본 발명은 예컨대, 칩 이퀄라이저 등의 다른 ISI 상쇄 장치 및 방법에 적용될 수 있음을 이해해야 한다. 고려한 것으로, 임의 시간 처리(random time process)

의 경우,

는 시점 t에서 정해진 기대값을 의미한다. 복소수 x의 경우, 이 복소 공액(complex conjugate)은

으로 표시한다. 본원에 사용되는, 볼드체 소문자는 일반적으로 벡터를 나타내고, 볼드체 대문자는 일반적으로 행렬을 표시한다. 최종적으로,

로, 우리는 복소 열 벡터

의 헤밀턴 전 치(Hermitian transpose)를 의미한다.

확산 계수

로 나누어진 수신된 DPCH 역확산 신호에 대한 적합한 모델은 다음과 같이 주어진다.

여기서, s는 송신된 심볼로, |s|=1 이며, 기지국(RBS(20))으로부터 진폭 a로 전송되며,

는

로 색인된 시간 지연 동안 수신기와 송신기에서의 무선 필터들과 전파 채널(propagation channel)의 결합 효과(즉, "네트(net)" 채널 응답)이고,

은

에 의해 색인되며 핑거/지연(finger/delay) 동안 심볼간 간섭이고,

는 열 잡음 및 다른 셀 간섭으로써, 수신 무선 필터 이전의 독립적인 가우시안 백색 잡음 처리로서 모델링된다. 여기서, 모든 핑거/지연은 동일한 기지국으로부터 도래한다.

를 신호를 복조하는데 이용하는 가중치 벡터라 하고, 즉

여기서, F는 핑거/지연 개수와 일치한다. 이상적으로, 일부 양 정수 c에 대해

이다. 셀의 신호-대-간섭비(SIR;Signal-to-Interference ratio) 의 측정값으로서, 다음 식을 이용할 수 있다.

종래에, 수학식(3)은 DPCH 신호를 정해진 이동 단말기에 송신하는데 이용되는 모든 셀에 대해 계산된다. 매 셀마다 SIR의 합은 최종 SIR이다. 즉, 이동 단말기는, 연관된 다중경로 채널을 통한 하나 이상의 네트워크 송신기로부터의 신호 기여도를 반영하는 네트(net) 또는 전체 SIR을 획득하기 위해 다중경로 신호 결합 기능을 유리하게 이용한다. 주지된 바와 같이, 소정의 이동 단말기는, 이동 단말기에 할당된 순방향 링크 송신 전력의 폐쇄-루프 제어를 발신의 일부로서 네트워크로 되돌려 전송하는 내부-루프 전력 제어 명령들을 생성하기 위해, 그 기초로서 전체 SIR을 전형적으로 이용한다.

, 및

가 비상관인 제약이 존재하지 않아, 대다수 경우에,

및

에 대해 동일하게 적용된다. 단말기의 수신기 역확산기(핑거)가 칩 간격인 경우,

의 공분산 행렬(covariance matrix)은 잡음 분산 σ ²의 단위 행렬

배이고, 다음과 같다.

여기서,

이고, 실제로 예측값을 1차 재귀 필 터(first order recursive filter)로 대체하여 계산될 수 있다. 통상적으로, 고려중인 네트워크 유형의 CPICH(Common Pilot Channel), 또는 다른 적절한 참조 신호가 계산에 이용된다.

수학식(3)의 분자는 DPCH 상의 파일롯 심볼 세트에 대해 평가될 수 있다.

파일롯 심볼이 있다고 가정하면,

여기서,

은 변수 n에 의해 색인된 파일롯 심볼이다. 이는 자명하게 다음 식을 도시하는데,

,

, 및

의 전체 곱셈의 조합이 상이한 시간 샘플들에 대해 상관되지 않는다고 가정한다.

따라서, 수학식(3)의 신호 품질은 다음과 같이 표현되며,

계수 256/

는 DPCH와 CPICH 파일롯 심볼들 사이의 확산 계수의 불일치를 나타낸다. 당업자라면 이에 따라 전파를 조정하여 다른 확산 계수 관계를 고려할 수 있고, 다른 네트워크 유형에서의 다른 편차를 고려할 필요가 있을 수 있음을 인식할 것이다. 간단히 기술하자면, 상이한 데이터 레이트, 송신 전력 등을 관련시키거나 스케일링하도록 선택된 조정을 행할 필요가 있을 것이다.

어쨌든, 복조 가중치 벡터

를 계산하기는 일반적으로 계산적으로 과중한 연산이다. 그러나, 상기 접근법으로, 전체 수신 신호 품질을 판정하는데 계산된 결합 가중치 벡터

에 따라 다중경로 신호 결합하기를 요구한다. 달리 말하면, 종래의 이동 단말기에서는 전체 신호 품질의 정확한 추정값을 획득하기 위해(예컨대, 결합된 다중경로 신호의 전체 SIR을 추정하기 위해) 결합 가중치 벡터 계산을 완료하도록 요구된다.

그 요건은 비교적 과중한 계산 부담을 종래의 이동 단말기에 부과시킨다. 예를 들어, 관련 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 사양에서는 최초 수신 전파 채널 경로의 정확히 512 칩 후에 TPC 비트가 이동 단말기에 의해 송신되도록 요구한다. 전형적으로, 다른 가능한 셀로부터의 최초 경로와 최후 경로 사이에는 100칩의 확산이 존재하고, 이는 단말에게 어림잡아 400칩의 계산 시간을 남겨주어, DPCCH(Dedicated Physical Control Channel)에 의해 네트워크로 되돌려 전송하기 위한 TPC 비트를 생성하게 한다.

수신 신호 품질 추정하기에 이용되는 결합 가중치의 계산은 해당 시간 동안 회로 복잡도 및/또는 프로세서 클럭 속도의 관점에서 상당한 처리 전력을 요구한 다. 이런 전력 요건은 비용, 사이즈, 및 배터리 수명의 관점에서 바람직하지 않다. 또한,

를 생성하는데 이용되는 알고리즘에 따라, 복조 가중치 벡터는 종종 수신된 벡터

에 의존하는 비선형 방식으로 어느 정도 잡음이 있을 수 있고, 이는 수학식(3)에 의해 주어진 신호 품질 측정을 더욱 저하시킬 것이다.

본 발명에 따라 구성된 예시적 수신기 처리 회로에 있어서, 수신 신호 품질은 수신된 신호의 ISI 추정값을 스케일링하기 위한 ISI 상쇄 메트릭(또는 메트릭스)를 이용하기에 기초하여 추정된다. 그 메트릭은 처리 회로가 포함된 수신기의 특성화된 또는 측정된 ISI 상쇄 성능을 반영한다. 따라서, 메트릭을 수신 신호의 추정된 ISI에 적용시킴으로써, 처리 회로는 수신 신호 품질 추정 처리에서 상쇄되지 않은 ISI를 계산적으로 효과적인 방식으로 처리한다.

도 2는 나중에 본원에 설명되는 예시적 처리 회로에 이용될 수 있는 예시적 처리 로직을 도시한다. 이런 처리 로직은 하드웨어로, 소프트웨어로, 또는 그들의 조합으로 구현될 수 있다. 여하튼, 도시된 예시적 처리는 관심있는 수신된 신호의 샘플(예컨대, 수신된 역확산 기저대역 샘플)이 평가에 이용될 수 있다고 가정하므로, 신호 품질 추정 처리는 이들 샘플을 평가하기로 부터 시작하여, 수신된 신호의 ISI의 추정값을 생성한다(단계(100)).

예시적 처리에서, 계속하여 처리 회로가 수신기의 ISI 상쇄 성능에 관련된 적정 값의 상쇄 메트릭으로 추정된 ISI를 스케일링한다(단계(200)). 이후에 본원에 보다 상세히 설명된 바와 같이, 상쇄 메트릭은 수신기의 특성화된 ISI 상쇄 성 능에 관련된 사전-구성된 값일 수 있거나, 상쇄 메트릭은 예컨대, 수신기가 동작하는 동안 그 ISI 상쇄 성능을 측정하는 것에 기초하여, 수신기의 발신 동작 동안에 동적으로 갱신되는 "라이브(live)" 값일 수 있다.

어쨌든, 단순한 스칼라 값의 상쇄 메트릭을 이용함으로써, 결합된 수신 신호에 대해 예측된 상쇄 성능을, 궁극적으로 이런 결합에 영향을 주는데 이용될 수 있는 결합 가중치의 실계 계산을 요구함 없이, 적절하게 반영하는 계산 항들을 제공하게 된다. 따라서, 처리 회로는 수신 신호 품질 추정을 스케일링된 ISI 추정값에 기초하여 수행할 수 있다(단계(104)). 그 품질 추정 처리는 네트워크(10)에 되돌려 전송하기 위한 TPC 명령들을 생성하는데 이용되는 전체 ISI 추정값을 산출하도록 구성될 수 있거나, 네트워크(10)로 되돌려 전송하기 위한 CQI의 생성 등의 다른 목적에 이용될 수 있다.

비제한적인 예에 의하면, 상쇄 메트릭은 추정된 ISI를 직접 승산하기에 의해, 수신기에 의한 ISI 상쇄 이후에 수신된 신호에 남아있을 것으로 예측되는 상쇄되지 않은 ISI에 대응하는 값이 산출되도록 구성될 수 있다. 참조로, 종래의 RAKE 수신기는 ISI 상쇄를 수행하지 않으므로, "1"의 상쇄 메트릭에 대응할 것이며, 이는 모든 ISI가 남아있을 것으로 예측됨을 의미한다. 반대로, 거의 완벽한 ISI 상쇄를 행하는 수신기 아키텍처는 예컨대, 0.1 또는 0.2의 상쇄 메트릭과 연관될 수 있다. 물론, 상쇄 메트릭은 큰 수치(예컨대, >1)가 양호한 ISI 상쇄를 반영하는데 이용되도록 구성될 수 있으며, 이 경우 추정된 ISI에는 메트릭에 대한 1의 비가 곱해질 수 있다.

도 3은 이동 단말기(12)의 예시적 도면을 나타낸다. 도면에서, 이동 단말기(12)는 송신/수신 안테나(30), 스위치 및/또는 듀플렉서 회로(32), 처리 회로(36)를 포함하는 수신기(34), 송신기(38), 시스템 제어기 회로(40), 및 사용자 인터페이스(42)를 포함하고, 이 사용자 인터페이스는 디스플레이, 키패드, 마이크로폰, 및 스피커 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 당업자는 이동 단말기(12)의 아키텍처가 필요에 따라 또는 소망에 따라 다양화될 수 있고, 도시된 그 기능적 배치는 단순히 처리 회로(36)를 보다 상세히 설명하기 위한 예시적 구조로서 이용되고 있음을 인식할 것이다.

하나 이상의 실시예에서, 처리 회로(36)는 도 2의 예시적 처리 로직에 따라 구성된다. 처리 회로(36)는 하드웨어, 소프트웨어 등으로 구현될 수 있으나, 어느 경우든 그 예시적 실시예는 도 4에 도시된 기능적 배치를 포함하는데, 도 4는 또한 처리 회로(36)를 설명하는데 유용한, 수신기(34)의 추가적 상세를 도시한다.

예시적 수신기(34)는 처리 회로(36) 이외에, 수신기 프런트-엔드(50), 역확산기(52), 지연 선택기(54), 신호 검출/추가적 처리 회로(56), 및 전력 제어 회로(58)를 포함한다. 모든 이러한 회로들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그들의 조합으로 개별적으로 또는 공동으로 구현될 수 있다. 예시적 실시예에서, 이들 중 하나 이상이 집적 회로(IC) 장치에 처리 회로(36)와 함께 포함되고, IC 장치는 ASIC, FPGA, 또는 다른 이런 로직 처리 회로를 포함할 수 있다.

동작 시, 수신기 프런트-엔트(50)는 필요에 따라 필터, 증폭기, 믹서, 및 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)를 포함하여, 수신된 신호 샘플들을 역확산기(52)에 대한 입력으로서 생성한다. 또한 RAKE 핑거로 지칭될 수 있는 역확산기(52)는 수신된 신호 샘플들을 다양한 지연 또는 오프셋으로 선택된 상관 코드와 상관시켜, 수신된 신호의 하나 이상의 전파 경로에 대응하는 역확산 샘플 값들의 상이한 스트림을 생성한다. 예시적 역확산기(52)는 또한 역확산기 "오프-패스(off-path)" 중 하나 이상을 위치찾기 하여, 수신된 신호의 잡음과 간섭의 추정을 용이하게 한다. 지연 선택기(52)는 일반적으로 모든 이런 역확산기 지연 할당을 설정/갱신하도록 구성된다.

역확산 출력 값은, 필요에 따라 또는 소망에 따라 RAKE 결합, 복조, 및 검출 회로를 포함할 수 있는 추가적 처리 회로(56)에 제공된다. 물론, 추가적 처리 회로(56)는 예컨대, 트렐리스(trellis) 디코더, 판정 피드백 이퀄라이저 등의 적어도 일부 ISI 상쇄를 행하는 그러한 구성으로 본질적으로 구성될 수 있음을 인식해야 한다.

주지된 바와 같이, 처리 회로(36)에 의해 이용되는 예시적 상쇄 메트릭(스)는 해당 ISI 상쇄 성능을 반영한다. 따라서, 도시된 예시적 처리 회로의 구성을 보면, 이 처리 회로가 간섭 추정 회로(60), 스케일링 회로(62)(이것은 추정 회로(60)와 연관되거나 이에 포함될 수 있음), 및 예컨대 SIR 생성기 회로 등의 신호 품질 추정 회로(64)를 포함하고 있음을 알게 된다. 처리 회로(36)는 SIR 추정값 또는 다른 신호 품질 추정 값을 내부-루프 제어 회로(66), 및 외부-루프 제어 회로(68)를 포함하는 전력 제어 회로(58)에 제공할 수 있다. 처리 회로(36)에 의해 생성된 신호 품질 추정값들은 일반적으로 전력 제어 회로(58)에 의해 그 내부-루프 제어의 일부로서 TPC 명령들을 생성하는데 이용된다.

상기 예시적 회로 상세를 고려하면서, 본 발명은 계산적으로 효율적인 수신 신호 품질 추정을 제공하며, 이는 하나 이상의 실시예들에서 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, u는 얼마나 많은 ISI가 평균적으로 남겨져 있는지 반영하는 상쇄 메트릭이다.

메트릭 u의 특정 값은 특성화되거나 측정되거나 ISI 상쇄 성능에 따른다. 주지된, 전형적인 RAKE 수신기의 경우 u는 1이고, 이상적인 ISI 상쇄기의 경우 u는 0이다. 또한, 다수의 셀에 대해 수행된 수학식(6)은 ISI 상쇄가 매 셀마다 수행되었음을 의미한다. ISI 상쇄가 선택된 셀에 대해만 이용되거나, 다른 ISI 상쇄가 상이한 셀에 대해 이용되는 경우, 수학식(6)은

이고, 여기서 C는 DPCH 또는 주목된 다른 신호를 송신하는 셀의 총 개수이고,

는 셀 c의 핑거 개수이다. 이후에서는, DPCH가 하나의 셀로부터 송신되는 경우만이 다루어진다. 일반적인 경우로의 확장은 자명하다.

값 u는 사전-구성된 값 또는 동적으로 추정된 값 중 어느 하나로 이용가능하다. 또한, 우리는

임을 안다. 간섭 분산 σ ²은 필요에 따라 또는 소망에 따라 여러 방법으로 추정될 수 있지만, 예시적 추정 방법이 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARARUS FOR PARAMETER ESTIMATION IN A GENERALIZED RAKE RECEIVER" 인 본원과 동시 출원된 미국출원에 기재되어 있다. 이 출원은 또한 대리인 문서 No. 4015-5161로 식별되고, 그 전체 내용이 본원에 참조로서 인용된다.

따라서, σ ²및

로서, 다음의 식

은 DPCH상의 파일롯 심볼

의 경우,

로서 추정될 수 있다. 이는 다음 식으로 나타날 수 있다.

, 및

의 모든 곱셈의 조합이 상이한 시간 샘플에 대해 상관되지 않음을 가정한다. 따라서, 수학식(6)은 다음과 같이 추정될 수 있다.

수학시(9)의 계산은 본원에 전술된 TPC 명령 생성의 시간 요건 내에서 쉽게 행해질 수 있다. 이런 계산을 지원하는, 이후 본원에 주어질 수학식(A5)은 다음과 같이 나타내다.

여기서, 제1 항은

이고, p는 물리적 채널을 열거하고, a _p 는 물리적 채널 p의 신호 진폭이고,

는 전파 지연 세트 L의 지연 l에 의해 색인된 역확산기 핑거의 전파 채널에 대한 영향이다. 표현의 간결함을 위해, 우리는 여기서 역확산기 색인들

은 전파 채널 시간 지연에 대응하지 않는 시간 지연에 매핑됨을 가정하였다.

이는 또한 이후 본원에 주어질 수학식(A6)으로부터, 추정된 잡음 분산

은

이고, 여기서,

이다.

이후의 설명은

에 의해 색인된 지연/핑거를 여분의(extra) 핑거 세트 E로서 지칭하고,

에 의해 색인된 지연/핑거를 (상관) 피크 세트로서 지칭한다.

을 수신된 역확산 CPICH 심볼을 그 확산 계수 256로 나눈 값이라 하자. 정의에 의해, 소정의 WCDMA 타임슬롯에는 10개 CPICH 심볼이 존재한다. 용이한 설명을 위해, 셀이 송신 다이버시티 모드를 이용하지 않는다고 가정하지만, 본 발명은 다이버시티 구성에 쉽사리 적응될 수 있다. 따라서,

는 다음와 같이 추정될 수 있다.

여기서,

는

이고, 심볼 n동안의 채널 추정값으로 해석되며, 계수 1/9는

의 기대값이

임을 보장하는 것이고, 추정값을 DPCH 확산 계수로 변환하기 위한 계수 256/

, 및

는 다음과 같이 주어진 보간된 추정값이다.

보간된 추정값을 사용하면

의 값은 적어도 250km/h까지의 속도에 대해 정확하다. 필터링된

을 획득하기 위해, 다음을 사용할 수 있다.

수학식(12)에서,

는 세트 E의 핑거에 대해 0이고, 이는 수학식(13)을 다음과 같이 간략화한다.

그러나, 이런 간략화는 반대로 수학식(11)의 분산 추정으로 획득된 결과를 변경할 수 있고, 따라서 본 발명의 예시적 실시예는 이런 간략화를 행하지 않아서, 일관성있는 근사화가

의 모든 계산에 대해 이용될 수 있게 된다. 또한 CPICH는 위상 기준으로서 이용될 수 있는 경우, 소정의 RAKE 수신기의 복조 가중치 벡터는 다음과 같이 표현됨을 인식할 수 있다.

상기 정보를 고려하면서, 도 5는 처리 회로(36)의 구현예에 대한 보다 상세한 처리 로직을 예시하고, 매 셀마다 상쇄 메트릭을 이용하는 옵션으로 다수의 셀에 대한 처리를 고려한다. 먼저, 고려중인 각각의 셀에 대응하는 (역확산) 핑거의 세트가 고려될 핑거들을 정의한다고 가정하면서, 처리는 고려될 제1 셀에 대응하는 핑거의 세트의 선택으로부터 시작된다(단계(110)). 핑거들 중 선택된 세트는

에 의해 인덱스되고, 여기서 이런 인덱싱은 선택된 셀과 연관된 전파 채널 지연들의 세트에 대한 지연 세트에 대응한다. 핑거 중 선택된 세트는 세트 P로서 지칭된다.

처리는 필터링된 ISI와 잡음에 간섭 추정값을 합하는 계산으로 진행한다(단계(112)). 이런 처리의 일부로서, 핑거의 여분의 세트인, 세트 E가 선택된다. 세트 E는

로서 색인되고, 그 멤버 핑거들은 예시적 실시예에서, 전파 채널 지연으로부터 적어도 5칩(chip) 떨어져 있다. 즉, 세트 E의 핑거들은 "오프-패스"이다.

복조/디코딩의 일부로서 수신된 신호 결합을 위해 수신기(34)가 여전히 계산 할 수 있는 전술된 복조 가중치 벡터 w가 세트 P 및 E을 포함하는 핑거들의 조합 세트에 대해 계산될 수 있기 때문에, 임의의 역확산기를 불필요하게 낭비하지 않는 것이 유용하다.

처리는 주어진 셀에 대한 잡음을 계산하는 단계로 계속된다(단계(114)). 처리 회로(36)는 세트 P 및 E에 대한 2개의 필터 상수 λ₁ 및 λ₂를 사용하여

및

를 계산하도록 구성될 수 있다. 전파 채널의 가간섭성 길이(coherence length)와 같도록 1/λ₁을 취할 수 있다. 즉, 전파 채널이 일정하게 유지되는 슬롯들의 개수와 같도록 1/λ₁을 선택할 수 있다. 이는 다음과 같은 도플러 주파수에 기초하여 계산될 수 있다

.

다수의 도플러 추정기 중 임의 하나를 사용하여 도플러 주파수

를 추정할 수 있다. 또는, 처리 회로(36)는 항상 λ₁을 1로 설정하도록 구성될 수도 있다.

항은 ISI와 현재 관찰가능한 잡음의 합에 대해 추적한다. 예시적 실시예에서, 1/λ₂값은 200 내지 600이 되도록 취해지는데, 400이 권장되지만 그 값에 한정되는 것은 아니다.

처리는

일 때

로써 잡음 분산을 추정하고(단계(114)),

로써 수학식(9)에 사용되는

를 추정하는 단계로 계속된다.

또한, 전술된 바와 같이, 독자는 여기에 전체가 통합된 앞서 식별된 동시출원의 개시를 참조할 수 있다.

처리는 수신 신호 품질의 추정, 예를 들어 수학식(9)에 주어진 바와 같은 고려하의 셀에 대한 추정된 SIR의 계산으로 계속된다(단계(116)). 고려할 셀이 더 있으면(단계(118)), 고려될 다음 셀이 선택되고, 새롭게 선택된 셀에 관련된 핑거에 대해 상기 처리가 반복된다. 이러한 방식으로, 수신 신호 품질, 예를 들어 SIR 값이 고려하의 모든 셀들에 대해 추정된다. 따라서, 모든 셀들이 고려된 후, 예시적 수신기는 그러한 셀들에 대한 개별 SIR들의 합으로 모든 고려된 셀들에 대한 전체 SIR을 계산하도록 구성된다(단계(120)). 따라서 추정된 전체 SIR은 결합 가중치 벡터들을 계산하고 정확한 전체 SIR을 추정하는데 필요한 부분으로서 수신 신호 조합을 수행할 필요없이, 수신기(34)의 ISI 상쇄 효과로부터 발생될(또는 그러리라 생각되는) ISI 상쇄를 반영한다.

상기 예시적 신호 처리로부터 획득된 수신 신호 품질의 최종 추정치를 사용하여, 내부 루프 전력 제어에서의 사용 및/또는 CQI 보고서 생성을 위해 전체 SIR 추정값을 전력 제어 회로(58)에 제공하기 등의 추가적 수신기 동작을 필요에 따라 또는 소망에 따라 수행할 수 있다. 또한, 도 5의 예시적 처리 로직은 규칙적인 간격으로 또는 필요한 때마다 반복될 수 있다는 것도 유의하자. 예를 들어, 이동 단 말기(12)가 WCDMA 네트워크 또는 규칙적으로 갱신되는 신호 품질 측정에 의존하는 다른 유형의 무선 통신 네트워크 내에서의 동작을 위해 구성된 매 타임슬롯마다 반복될 수 있다.

또한, 상쇄 메트릭(들)은 상기 처리와 함께 갱신될 수 있다는 것도 유의해야 한다. 예를 들어, 이동 단말기(12)가 고려하고 있는 임의의 셀에 대한 상쇄 메트릭이 매 타임슬롯마다 또는 다른 반복 원리로 동적으로 갱신될 수 있기 때문에, 상쇄 메트릭(들)은 이동 단말기의 수신기(34)의, 측정된 거의 실시간의 ISI 상쇄 성능을 반영한다.

상쇄 메트릭의 예시적 추정은 수학식(13, 14 및 15)에 샘플

대신 샘플

및

를 대입함으로써 획득될 수 있다. 이러한 대입에 의해 획득된 결과는 각각

,

및

,

로 나타내질 수 있으며, 여기서 필터링 매개변수의 값은 상기와 같이 λ₂가 선택된다. 가중치 제곱들의 합은 예를 들어 다음과 같이 필터링된다

.

따라서, 소정의 셀에 대해서, 다음과 같이 상쇄 메트릭 u가 정의될 수 있다

.

도 5의 처리 로직은 매 셀마다 루핑 동안에, 또는 전체 수신 신호 품질 추정을 계산한 후 및 모든 셀들의 평가 종료시에, 상쇄 메트릭의 동적 갱신을 수행하는 단계를 포함할 수 있다. 전체 처리 내에서의 그 논리적 위치선정에 상관없이, 상쇄 메트릭은 필요한 때 또는 원해질 때(예를 들어, 매 타임슬롯마다 한번씩) 갱신될 수 있다는 것이 핵심이며, 이에 따라 예시적 처리는 진행중인 ISI 상쇄 성능을 반영하는 상쇄 메트릭(들)에 대한 유지되고 있는 라이브 값(remaining live value)에 기초한다.

또는, 상쇄 메트릭은 이동 단말기(12)의 메모리 장치 내에 사전 구성된(고정된) 값으로 저장될 수 있다. 사전 구성된 값은, 예를 들어 이동 단말기(12)를 제조하는 동안 중 일부 시점에서 수신기(34)의 ISI 상쇄 성능을 특성화함으로써 획득될 수 있다. 보다 일반적으로, 이동 단말기(12) 내에 구현된 수신기(34) 유형의 특성에 기초한 상쇄 메트릭의 적절한 값은 이동 단말기(12)의 메모리 내에 위치할 수 있다. 몇몇 실시예에서, 이동 단말기(12)는 라이브 상쇄 메트릭을 사용하는 것과 사전 구성된 상쇄 메트릭을 사용하는 것 사이에서 전환될 수 있거나, 소정의 셀에 대해서는 사전 구성된 값을 사용하고 또 다른 셀에 대해서는 라이브 값을 사용할 수도 있다.

상쇄 메트릭 u가 매 셀마다 계산되는 경우, 및 셀들의 세트가 동일한 간섭 상쇄 방법을 사용하는 경우, 이러한 셀들 모두에 대한 상쇄 메트릭들은 평균화될 수 있다. 상쇄 메트릭을 자주 (예를 들어, 매 타임슬롯마다 한번씩) 갱신하는 것을 원할 때는, 소정의 셀의 상쇄 메트릭에 대한 가장 최근에 결정된 값을 사용하여 도 5의 단계(116)를 수행함을 보증하는 것이 바람직할 수 있다. 그러나, 하나 이상의 예시적 실시예들에 따라 동적으로 계산된 상쇄 메트릭(들)은 필터링된 값으로서 계산되기 때문에, 필터링된 값들은 슬롯마다 현저하게 변하지 않아야 한다. 즉, 처리 회로(36)는 수학식(17)로부터 획득한 상쇄 메트릭 값을 필터링한 후에야만 수신 신호 품질 계산에 그 값들을 사용하도록 구성될 수 있다.

상기 처리에 관련하여, 잡음 분산 추정값의 사용을 고려할 수 있다. 통합된 동시출원은 예시적 상세를 제공하지만, 관련 독자는 향후 관련 교시에 대해서 바로 다음에 뒤따르는 수학적 전개를 재검토할 수 있다.

네트워크 기지국 송신기로부터 송신된 신호가 다음과 같이 모델링되는 것으로 하자.

,

여기서 p는 물리 채널들을 열거하며, a _p 는 물리 채널 p에 대한 신호 진폭이고,

는 스크램블링 코드(scrambling code)×채널화 코드×송신된 심볼들이며,

은 송신 필터이고, t는 아날로그 영역에서의 시간 변수이다. 인덱스 시퀀스 n은 칩들을 열거하고, Δ_chip은 하나의 칩의 시간 간격(time span)이다.

상이한 물리적 채널 상에서 송신된 심볼 스트림들이 독립적이라고 가정하면, 다음의 속성을 가질 수 있으며,

,

여기서 δ _ij 는 i=j일 때는 1이고, 그 외에는 0이다. 따라서, 수신 기저대역 신호는 다음과 같다.

,

여기서

는 지연 τ _ㅣ 에 대한 전파 채널의 영향을 모델링한 것이고, φ는 송신 필터

및 수신 필터

들의 컨볼루션이고, μ는 다른 셀로부터의 간섭 및 열잡음을 모델링한 것인데, 이는 독립적인 가우스 백색 잡음 처리로 모델링된 것이다.

또한 다음과 같아진다.

,

여기서 δ( t ₁ - t ₂ )는 t ₁ = t ₂ 일 때는 1이고, 그 외에는 0이다. 송신 및 수신 필터는 정수 m=0일 때, φ(mΔ _chip )이 1이 되기에 충분하도록 그 외에는 0인 제곱근 코사인 필터(a root raised cosine filter)에 근사하다.

x _τ 가 시간 지연τ 동안의 S 심볼들에 대한 역확산된 및 평균화된 신호를 나타내고, 물리 채널의 개수가 1일 때, 다음과 같아진다,

.

상기로부터, 다음이 자명하게 나타내진다.

.

이라 하자. 그러면, 다음과 같아진다,

.

그 후, 수학식((A1) 및 (A2))을 사용하면, 다음과 같이 나타낼 수 있다,

.

실제로, 충분히 정확한 추정 방법은 전파 채널 지연이 정수개의 칩만큼 공간적으로 떨어져 있다는 가정에 기초할 수 있다. 또한, 지연

가 그리드의 간격으로 이격된 동일한 칩으로부터 선택된다고 가정된 경우에는, 다음과 같아진다.

.

수학식(A4)로부터, 다음이 획득된다.

.

수신 신호 세기 표시자(RSSI)는 다음과 같이 정의될 수 있다

.

τ이 전파 채널 지연 중 하나와 일치하지 않을 때, 수학식(A5)은 RSSI와 동일하게 된다. 간섭

로 정의함으로써, T를, y _τ 를 생성하는데 사용되는 시간 지연의 세트라고 하자. T는 적어도 전파 채널 지연 L의 세트를 포함한다고 가정될 수 있다. 따라서, 수학식(A5)으로부터 다음과 같아진다.

여기서 |T|는 세트 T 내의 원소들의 개수를 나타낸다. 우리는 이제 잡음 분산을 다음과 같이 풀 수 있으며,

여기서 세트 E는 L을 제외한 T에 포함된 지연들의 세트로 정의된다.

상기 설명을 고려하여, 당업자는 수신 신호 품질 평가에 대한 본 발명의 개 선점을 인식할 것이다. 그러한 개선점이 수신된 DPCH 신호에 대한 각각의 WCDMA 타임슬롯 내에 TPC 명령들의 이른 생성 등의 시간 결정적인 응용에 특별히 이점을 제공하지만, 본 발명은 반드시 이러한 응용에만 제한되는 것은 아니다. 실제로, 본 발명은 수신된 신호 내의 상쇄되지 않은 ISI를 고려하기 위한 스칼라 값의 ISI 상쇄 메트릭의 사용을 광범위하게 개시하고 있다. 따라서, 본 발명은 다음의 청구항 및 그들에 타당한 등가물에 의해서만 제한된다.

Claims

심볼간 간섭 상쇄 수신기에서 수신된 신호에 대한 수신 신호 품질을 판정하는 방법으로서,

상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정치를 생성하는 단계;

추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하는 단계; 및

상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하는 단계

를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하는 단계는 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 주기적으로 추정하는 단계, 및 대응하는 채널 품질 정보를 지원용 무선 통신 네트워크에 주기적으로 송신하는 단계를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 주기적으로 추정하는 단계, 대응하는 링크 전력 제어 명령들을 생성하는 단계, 및 상기 링크 전력 제어 명령들을 지원용 무선 통신 네트워크에 송신하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 상쇄 메트릭을 사전 구성된 값으로서 상기 수신기의 메모리에 저장하는 단계를 더 포함하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 수신기 또는 동일한 유형의 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능을 특성화함으로써 상기 상쇄 메트릭의 사전 구성된 값을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 동작 동안 측정된, 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 기초하여 상기 상쇄 메트릭을 동적으로 갱신된 값으로서 유지하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신된 신호는 WCDMA DPCH(Dedicated Physical Channel) 신호를 포함하고,

심볼간 간섭 상쇄 수신기에서 수신된 신호에 대한 수신 신호 품질을 결정하는 것은, DPCH 신호의 각각의 타임슬롯에 대하여, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하는 것, 대응하는 송신 전력 제어 명령을 생성하는 것, 및 상기 전력 제어 명령을 지원용 WCDMA 네트워크에 송신하는 것을 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정치를 생성하는 단계는 상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 기대값을 생성하는 단계를 포함하는 방법.
제9항에 있어서, 상기 추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하는 단계는 상기 심볼간 간섭의 기대값에 상기 상쇄 메트릭 또는 상기 상쇄 메트릭의 비를 곱하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하는 단계는 상기 수신된 신호에 대한 수신 신호 전력을 추정하는 단계, 상기 심볼간 간섭 이외의 것에 대응하는 상기 수신된 신호의 추가적 손상 성분을 추정하는 단계, 및 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치와 상기 추가적 손상 성분의 합에 대한 상기 수신 신호 전력의 비로서 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 수신 신호 전력, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치 및 상기 추가적 손상 성분은 상기 수신된 신호에 연관된 상기 수신기의 RAKE 핑거(RAKE finger)들에 대응하는 조합 값들을 사용하여 추정되는 방법.
제11항에 있어서, 상기 수신된 신호에 대한 수신 신호 전력을 추정하는 단계는 상기 수신된 신호에 연관된 전파 경로들에 대한 신호 진폭들, 및 네트 채널 응답(net channel response)들의 크기들에 기초하여 상기 수신 신호 전력을 계산하는 단계를 포함하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 심볼간 간섭 이외의 것에 대응하는 상기 수신된 신호의 추가적 손상 성분을 추정하는 단계는 수신된 파일럿 채널 심볼들에 기초하여 간섭 분산(interference variance)을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 하나 이상의 지원용 네트워크 송신기들 각각에 대한 상쇄 메트릭을 저장하는 단계를 더 포함하고,

상기 추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하는 단계는 상기 하나 이상의 네트워크 송신기들 각각에 대한 추정된 심볼간 간섭 추정치를 대응하는 상기 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 상쇄 메트릭을 획득하기 위해, 상기 수신된 신호의 심볼간 간섭과 다른 손상에 대한 조합 추정치를 생성하고 상기 조합 추정치로부터 상기 다른 손상에 대응하는 잡음 분산 추정치를 제거하는 것에 기초하여 상기 상쇄 메트릭을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
심볼간 간섭 상쇄 수신기에서 사용하도록 구성된 처리 회로로서,

수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정치를 생성하도록 구성된 간섭 추정 회로;

상기 간섭 추정 회로에 포함되거나 그에 연관되고, 추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하도록 구성된 스케일링 회로; 및

상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하도록 구성된 신호 품질 추정 회로

를 포함하는 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 추정함으로써 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하도록 구성된 처리 회로.
제18항에 있어서, 상기 처리 회로는 지원용 무선 통신 네트워크로의 대응하는 채널 품질 정보의 주기적 송신을 위해 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 주기적으로 추정하도록 구성된 처리 회로.
제18항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 주기적으로 추정하고, 지원용 무선 통신 네트워크에 송신하기 위한 대응하는 링크 전력 제어 명령들을 생성하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신기 내의 메모리로부터 사전 구성된 값을 상기 상쇄 메트릭으로서 수신하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 동작 동안 측정된, 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 기초하여 동적으로 갱신된 값으로서 상기 상쇄 메트릭을 유지하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 수신된 신호는 WCDMA DPCH 신호를 포함하고,

상기 처리 회로는 상기 DPCH 신호의 각각의 타임슬롯에 대하여, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하고 지원용 WCDMA 네트워크에 송신하기 위해 대응하는 송신 전력 제어 명령을 생성함으로써 상기 DPCH 신호에 대한 수신 신호 품질을 판정하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 기대값을 생성함으로써 상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정치를 생성하도록 구성된 처리 회로.
제24항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하되, 상기 심볼간 간섭의 기대값에 상기 상쇄 메트릭 또는 상기 상쇄 메트릭의 비를 곱함으로써 스케일링하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신된 신호에 대한 수신 신호 전력을 추정하고, 상기 심볼간 간섭 이외의 것에 대응하는 상기 수신된 신호의 추가적 손상 성분을 추정하고, 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치와 상기 추가적 손상 성분의 합에 대한 상기 수신 신호 전력의 비로서 계산함으로써, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하도록 구성된 처리 회로.
제26항에 있어서, 상기 처리 회로는 상기 수신된 신호에 연관된 상기 수신기의 RAKE 핑거들에 대응하는 조합 값들에 기초하여, 상기 수신 신호 전력, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치 및 상기 추가적 손상 성분을 추정하도록 구성된 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 무선 통신 수신기 내에서의 기저대역 신호 처리를 위해 배치 및 구성된 집적 회로 장치의 적어도 일부를 포함하는 처리 회로.
제17항에 있어서, 상기 처리 회로는 하나 이상의 지원용 네트워크 송신기들의 각각에 대한 상쇄 메트릭을 사용하도록 구성되고,

상기 스케일링 회로는 대응하는 상기 상쇄 메트릭을 사용하여 각각의 송신기에 대한 심볼간 간섭 추정치를 스케일링하도록 구성된 처리 회로.
제29항에 있어서, 상기 하나 이상의 지원용 네트워크 송신기들은 상이한 네트워크 셀들에 연관되고,

상기 처리 회로는 셀 단위로 심볼간 간섭을 추정 및 스케일링하는 처리 회로.
무선 통신 네트워크에서 사용하기 위한 무선 통신 장치로서,

상기 네트워크로부터 신호들을 수신하도록 구성된 수신기;

상기 네트워크에 신호들을 송신하도록 구성된 송신기; 및

상기 수신기 및 송신기의 동작을 제어하도록 구성된 하나 이상의 제어 회로들

을 포함하고,

상기 수신기는 제17항 내지 제30항 중 어느 한 항에 따른 처리 회로를 포함하는, 무선 통신 장치.
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심볼간 간섭 상쇄 수신기에서 수신된 신호에 대한 수신 신호 품질을 판정하기 위한 컴퓨터 프로그램이 저장된 컴퓨터 판독가능 매체로서,

상기 컴퓨터 프로그램은,

상기 수신된 신호의 심볼간 간섭의 추정치를 생성하기 위한 프로그램 명령어들;

추정된 심볼간 간섭을 상기 수신기의 심볼간 간섭 상쇄 성능에 대응하는 스칼라 값을 포함하는 상쇄 메트릭에 의해 스케일링하기 위한 프로그램 명령어들; 및

상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하기 위한 프로그램 명령어들

을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체.
제45항에 있어서, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치에 기초하여 상기 수신 신호 품질을 추정하기 위한 프로그램 명령어들은 상기 수신된 신호에 대한 수신 신호 전력을 추정하고, 상기 심볼간 간섭 이외의 것에 대응하는 상기 수신된 신호의 추가적 손상 성분을 추정하고, 상기 수신된 신호의 신호-대-간섭비를 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치와 상기 추가적 손상 성분의 합에 대한 상기 수신 신호 전력의 비로서 계산하기 위한 프로그램 명령어들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체.
제46항에 있어서, 상기 수신 신호 전력, 상기 심볼간 간섭의 스케일링된 추정치 및 상기 추가적 손상 성분은 상기 수신된 신호에 연관된 상기 수신기의 RAKE 핑거들에 대응하는 조합 값들을 사용하여 추정되는 컴퓨터 판독 가능 매체.