KR101058052B1 - 다이버시티 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 수신기가 고속(예를 들면, 자동차로) 이동하고 있는 동안 고속 무선 신호들(예를 들면, DVB-T 신호들)의 수신에 관한 것이다. 2개 이상의 안테나들(12, 16)은 무선 신호들을 수신하기 위하여 움직임의 방향(v)으로 서로의 뒤쪽에 근접하게 이격되어 배열된다. 제 1 안테나(12)를 통해서 구해진 신호(S₁(t)) 및 제 2 안테나(16)를 통해서 구해진 신호(S₂(t))의 차(S₂(t)-S₁(t))는 수신 채널 전달 함수의 공간 도함수의 추정치로서 역할한다. 이 공간 도함수는 시간 도함수로서 해석되고 고속 수신 채널 변화들로 인한 왜곡들(예를 들면, ICI)을 소거 또는 적어도 감소시키는데 이용된다.

공간 도함수, 시간 도함수, 안테나, 수신 채널 전달 함수, 다이버시티 수신기

Description

다이버시티 수신기{Diversity receiver}

본 발명은 일반적으로 다중 수신 브랜치들을 갖는 다이버시티 수신기(diversity receiver)에 관한 것이며, 특히 수신기가 고속으로 이동하는 동안 고속 무선 신호들을 수신하는데 적합한 다이버시티 수신기에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 이동하는 다이버시티 수신기에 의해 수신되는 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법, 레코드 캐리어 상에 저장되거나 다운로드에 이용가능한 컴퓨터 프로그램으로서, 상기 컴퓨터 프로그램은 이동하는 다이버시티 수신기에 의해 수신되는 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법을 실행하도록 적응되는 상기 컴퓨터 프로그램, 및 안테나 시스템에 관한 것이다.

이동 수신시, 무선 신호들은 시간에 따라(종종 빠르게) 가변하는 채널 조건들을 경험한다. 이것은 주로 다중경로 무선 신호 전파에 의해 야기되고, 반사된 파들은 하나의 위치에서 서로 상쇄할 수 있지만, 다른 장소에서 서로를 강화시킬 수 있다. "페이딩(fading)"이라 불리는 이런 효과를 설명하기 위한 잘 알려진 모델은 수신된 신호가 다중 반사파들로 구성되는 것을 가정하는 것이고, 상기 반사파들 각각은 이동 수신 안테나에서 상이한 각도로 도달한다. 이것은 각각의 파에 대해 약간 상이한 도플러 시프트들(Doppler shifts)을 유발한다. 도플러 시프트들의 콜렉션은 신호의 도플러 확산(Doppler spread)이라 불린다.

일반적으로, 이동 수신기에 대한 페이딩 효과들은 무선 채널의 시간 변화들로서 도시된다.

다이버시티(Diversity)는 무선 신호들의 수신의 신뢰성을 개선하기 위해 알려진 방법이다. 다이버시티 시스템에서, 적어도 두 개의 안테나들은 무선 신호를 수신하기 위하여 사용된다. 적어도 두 개의 안테나들로부터의 신호들은 수신의 신뢰성을 개선하기 위하여 결합된다. 만약 채널이 페이딩되면, 적응화 방법은 다중 안테나들로부터의 신호들이 건설적인 방식으로 결합되는 것을 연속적으로 보장하기 위하여 사용된다.

JP-A-04-185130은 상기 언급된 유형의 다이버시티 수신기를 개시한다. 다중 경로 효과를 감소시키고 안정된 전송 수신을 달성하기 위하여, 제 1 안테나에 대하여 공간적으로 분리된 제 2 안테나가 제공된다. 두 개의 안테나들 사이의 거리는 λ/3(여기서 λ는 캐리어의 파장) 만큼 공간적으로 분리되거나, 하나의 안테나로부터의 수신 신호 및 다른 안테나로부터의 수신 신호가 거의 비상관이도록 하는 것이다.

수신의 신뢰성을 개선하기 위한 다른 방법은 채널 변동 효과(effect of channel variations)를 완화시키기 위하여 수신된 신호를 처리하는 것이다. 특히 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthoronal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 변조 방법들에 대하여, 빠른 채널 변동들이 무선 링크의 신뢰성의 열화를 유발하는 것이 알려져 있다. OFDM은 상이한 서브 캐리어들을 사용하여 다중 사용자 심볼들이 병렬로 전송되는 변조 방법이다. OFDM 수신기 구조는 비교적 간단한 신호 처리를 허용한다.

OFDM 변조 방법의 실제 구현은 통상적으로 무선 전송 전후, 사용자 비트들의 (고속) 푸리에 변환을 포함한다. 결과적으로, 데이터는 많은 병렬 스트림들로 나뉘어진다. 각각의 스트림은 상이한 서브 캐리어 주파수상에서 변조된다. 일반적으로, OFDM 시스템들은 각각의 데이터 심볼 파형이 특정 서브 캐리어 주파수 주변에 배치되고, 신호가 (적당하게) 주파수 선택 채널(frequency-selective channel)을 통해 수신될 때, 대역폭이 주파수 평탄 페이딩(frequency-flat fading)을 경험하기에 충분히 작도록 설계된다. 변조된 서브 캐리어들은 중첩하는 사이드 로브(overlapping side lobe)들을 포함한다. 많은 종래 시스템들에서, 직사각형 펄스 형상(rectangular pulse shape)은 사인 함수에 따른 스펙트럼을 유도한다. 이들 신호 파형들은 주파수에서 주의깊게 이격되고 이에 따라 서로 간섭이 아닌 직교되도록 설계된다. 예를 들면, 페이딩에 의해 유발된 도플러 확산은 도달 파들이 상이한 주파수 오프셋들을 가진 다른 파들과 간섭하기 때문에 OFDM 서브 캐리어 신호들의 직교에 바람직하지 않다. 이것은 캐리어간 간섭(inter-carrier interference; ICI)이라 불린다.

비록 다이버시티 수신기들, 예를 들면 JP-A-04-185130에 개시된 유형으로, 수신 신뢰성이 단지 하나의 안테나만을 포함하는 시스템들에 비해 개선될 수 있지만, ICI로 인해, 특히 고속으로 이동하는 수신기들 및 고속 무선 신호들의 수신의 콘텍스트에서 시간에 따라 바르게 변화하는 채널 조건들이 왜곡들을 야기한다는 문제점이 여전히 존재한다.

그러므로, 본 발명의 목적은 (고속) 채널 변화들로 인한 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시킬 수 있는 다이버시티 수신기, 방법 및 컴퓨터 프로그램을 제공하는 것이다. 또한, 본 발명의 목적은 본 발명을 따른 다이버시티 수신기 및 방법에 사용되기에 적합한 안테나 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 독립 청구항들의 특징부에 의해 해결된다. 또한, 본 발명의 개발들 및 바람직한 실시예들은 종속 청구항들에 개요가 서술된다.

본 발명의 제 1 양상에 따라, 상기 목적들 중 제 1 목적은 제 1 안테나 요소에 연관된 제 1 수신 브랜치 및 제 2 안테나 요소에 연관된 적어도 제 2 수신 브랜치를 포함하는 다이버시티 수신기에 의해 해결되며, 상기 다이버시티 수신기는 제 1 수신 브랜치 상의 제 1 신호 및 제 2 수신 브랜치 상의 제 2 신호로부터 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수(spatial derivative)의 추정치를 나타내는 제 3 신호를 얻기 위한 제 1 수단을 포함하며, 상기 제 3 신호는 수신 채널의 시간-변화들로 인해 발생하는 신호 왜곡들을 소거하거나 또는 적어도 감소시키기 위해 사용된다.

본 발명의 제 2 양상에 따라, 상기 목적들 중 제 1 목적은 이동하는 다이버시티 수신기, 특히 본 발명을 따른 이동하는 다이버시티 수신기에 의해 수신되는 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법에 의해 해결되며, 상기 신호 왜곡들은 무선 시스템 내의 수신 채널의 시간-변화들로 인해 발생하며, 상기 방법은 움직임의 방향이 상이한 2개의 근접하게 이격된 위치들에서 무선 신호를 수신하는 단계; 상기 2개의 위치들에서 수신된 무선 신호에 기초하여 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수를 추정하는 단계; 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수를 해석하는 단계; 및 상기 신호 왜곡들을 소거하거나 또는 적어도 감소시키기 위하여 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수를 이용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 제 3 양상에 따라, 상기 목적들 중 제 1 목적은 레코드 캐리어상에 저장되고 다운로드를 위해 이용가능해진 컴퓨터 프로그램에 의해 해결되며, 상기 컴퓨터 프로그램은 이동하는 다이버시티 수신기에 의해 수신되는 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거하거나 또는 적어도 감소시키기 위한 다음의 방법을 실행하도록 적응되는데, 상기 방법은 움직임 방향이 상이한 2개의 근접하게 이격된 위치들에서 수신된 무선 신호에 기초하여 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수를 추정하는 단계; 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수를 해석하는 단계; 및 상기 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위하여 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수를 이용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 제 4 양상에 따라, 상기 목적들 중 제 2 목적은 움직임 방향이 상이한 근접하게 이격된 적어도 2개의 위치들에서 무선 신호를 수신하는 안테나 시스템에 의해 해결되는데, 여기서 안테나 시스템은 방사 패턴들(radiation patterns)의 상호작용이 작도록 배열된 적어도 제 1 안테나 요소 및 제 2 안테나 요소를 포함한다. 이와 관련하여, 제 1 및 제 2 안테나는 평행하게 배열되는, 바람직하게는 공통 베이시스(common basis)로부터 대향 방향들로 확장하는 수직 휩들(vertical whips)인 것이 바람직하다.

본 발명의 상술된 양상들은 적어도 하나의 수신 채널 파라미터, 특히 수신 채널 전달 함수의 공간 도함수를 추정하고 이용함으로써, 간단화된 추적 및 추정을 위한 이점들 이외에, 왜곡들의 효율적인 소거 또는 적어도 감소가 달성될 수 있다라는 발견에 기초한다. 이는 특히 이동 수신기를 위한 공간 도함수가 시간 도함수에 관한 정보를 포함한다는 사실로 인한 것이다. 예를 들면, ICI 대책들과 관련하여, 원하고 원치 않는 신호 성분들의 분리에 기초하는 해결책들이 존재한다. 이는 개별적인 주파수-시프트된 성분들의 분리, 또는 (직교) 서브-캐리어 진폭들의 분리 및 (간섭 및/또는 누화) 진폭들의 도함수들을 포함할 수 있다. ICI의 소거 또는 적어도 감소를 위하여 사용되는 기술들의 상당 부분은 서브-캐리어의 진폭들이 수신 채널 파라미터들, 특히 원하는 신호의 전달 함수를 설명하는 반면에, 이들 진폭들의 시간 도함수들(즉, 변화들)이 ICI를 초래한다는 개념에 기초한다.

비록 대부분의 다음 특징들이 다이버시티 수신기에 관련해서만 주장되지만, 당업자는 본 발명에 따른 방법 및/또는 컴퓨터 프로그램과 관련하여 유리하게 사용될 수 있도록 문제없이 이들 특징들을 적절하게 적응시킬 수 있다는 점에 유의하여야 한다.

제 1 안테나 요소 및 제 2 안테나 요소는 다이버시티 수신기의 움직임 방향으로 근접하게 이격되어 서로의 뒤쪽에 배열되는 것이 바람직하다. 움직임의 방향은 특히 수신기를 포함하는 차량의 움직임의 방향일 수 있다. 제 1 안테나 요소는 바람직하게는 주 신호 성분을 수신하는 주 안테나로 고려되는데, 제 2 안테나 요소는 제 1 안테나 요소와 적어도 실질적으로 동일한 공간 경로를 따르지만, 다소 시간 지연된다.

또한, 제 1 수단은 바람직하게는 제 1 신호 및 제 2 신호 간의 차로서 제 3 신호를 구한다. 이는 수신 채널 파라미터, 특히 채널 전달 함수의 공간 도함수가 (근접하게) 이격된 안테나들 간의 차로서 추정될 수 있다는 사실에 기인한다. 많은 실시예들에서, 이 차 신호(difference signal)는 신호의 사용자 데이터에 의해 변조되는 공간 도함수와 거의 근사하는 것이 바람직하다. 이러한 콘텍스트에서, 이 변조된 도함수는 주 신호에서 ICI를 완화시키는데 직접 사용되는 것이 또한 바람직하다. 그러나, 공간 도함수들을 이용하기 위한 기본 개념은 또한 더욱 복잡한 수신기 아키텍쳐들에서 적용될 수 있어서, 순수 도함수들(clean derivatives), 즉, 변조없는 도함수가 상기 차 신호로부터 추정되고 채널 추정, 동기화(synchronization) 및/또는 ICI 완화 알고리즘들(ICI mitigation algorithms)의 성능을 향상시키는데 사용된다.

또한, 제 3 신호(바람직하게는 추가 처리 없음)는 적어도 다이버시티 수신기가 이동될 때, 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 해석되는 것이 바람직하다.

바람직한 실시예들에 의해, 본 발명에 따른 다이버시티 수신기는 제 4 신호를 얻기 위하여 제 3 신호를 처리하기 위한 제 2 수단; 제 5 신호를 얻기 위하여 제 1 신호를 처리하기 위한 제 3 수단; 및 제 4 신호 및 제 5 신호를 결합하기 위한 제 5 수단을 더 포함한다. 제 4 신호 및 제 5 신호의 결합은 이에 제한됨이 없이 가산기에 의해 성취될 수 있다.

이러한 콘텍스트에서, 제 1 수단, 제 2 수단, 제 3 수단 및 제 4 수단 중 하나 이상의 수단은 소프트웨어와 상호작용하는 하드웨어로 및/또는 이산 구성요소들로 완전히 또는 부분적으로 실현된다. 이에 제한됨이 없이, 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 수단은 적어도 부분적으로 소프트웨어 제어된 마이크로프로세서에 의해 실현되는 것이 바람직하다.

제 2 수단은 다음 기능들, 필터링, 샘플링, A/D-변환, 직렬-대-병렬 변환, 램프 함수(ramp function)와의 승산, (고속) 푸리에 변환, 누화 매트릭스(crosstalk matrix)와의 승산, 및 신호 가중(signal weighting) 중 하나 이상의 기능을 수행한다.

이러한 콘텍스트에서, 제 2 수단은 신호 왜곡들을 최소화하기 위하여 제어되는 가중 인자와의 승산을 포함하는 신호 가중 함수를 수행하는 경우에 특히 유리하다. 예를 들면, 적응형 제어 루프(adaptive control loop)는 결과적인 출력 신호 및 각 도함수 간의 상관 관계가 제로가 됨을 보장하기 위해 가중 인자를 설정하도록 사용된다.

각 실시예에 따르면, 제 3 수단은 바람직하게는 다음 기능들: 필터링, 샘플링, A/D-변환, 직렬-대-병렬 변환 및 (고속) 푸리에 변환 중 하나 이상을 수행한다.

이에 제한됨이 없이, 본 발명의 모든 실시예들에 대해서 적어도 하나의 수신 채널 파라미터는 수신 채널 전달 함수인 것이 바람직하다. 그러나, 감쇠(attenuation), 이득, 위상 시프트 등과 같은 상이하거나 또는 관련된 파라미터들이 또한 고려될 수 있다.

가상의 제 3 안테나를 생성하기 위한 본 발명의 다른 개발에 따라서, 제 1 수신 브랜치 상의 신호로부터 제 2 수신 브랜치 상에 대응하는 신호로 스위칭하기 위한 스위칭 수단이 제공된다. 이 스위칭은 바람직하게는 선형적이고 평활하게 행해진다. 이 전이들의 속도를 적절하게 선택함으로써, 가상 안테나의 위치는 제 1 및 제 2 안테나들의 움직임에도 불구하고 공간에서 고정될 수 있다.

제 1 안테나 요소 및 제 2 안테나 요소는 평행하게 배열되지만 상이한 방향들로 확장한다. 바람직한 실시예들을 따르면, 안테나들은 공통 베이시스로부터 확장한다. 일반적으로, 특별한 구성들은 방사 패턴의 작은 상호작용으로 2개의 근접하게 이격된 위치들에서 신호들을 수신하는 안테나 시스템을 생성할 수 있다.

이에 제한됨이 없이, 본 발명은 다음 시스템들, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템들, 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting; DAB) 시스템들, 디지털 비디오 광대역(Digital Video Broadband; DVB) 시스템들, 예를 들면 DVB-T 시스템들, 디지털 지상 텔레비젼 방송(Digital Terrestrial Television Broadcasting; DTTB) 시스템들, 코드 분할 다중 액세스(Code Division Multiple Access; CDMA) 시스템들, 예를 들면 셀룰러 CDMA 시스템들, 유니버셜 이동 전기통신 시스템들(UMTS), 이동 통신 글로벌 시스템(Global System for Mobile communications; GSM), 디지털 인핸스트 코드리스 전기통신(Digital Enhanced Cordless Telecommunication; DECT) 시스템들, 예를 들면 표준 802.11a, 802.11g, 또는 HIPERLAN II을 따른 무선 근거리 통신망 시스템들 중 하나 이상에 유용하게 사용될 수 있다.

본 발명의 요지는 이동 수신기에 대한 왜곡들, 특히 ICI를 초래하는 시간 도함수들이 실제로 공간 도함수들, 즉 신호의 시간 변화들이 안테나가 공간 변화에서 이동되지만, 시간적으로 고정 환경이기 때문에 주로 발생된다라는 것을 인식하는 것이다. 그러므로, 2개의 근접하게 이격된 안테나들로부터 신호들 간의 차이로서 채널 전달 함수의 공간 도함수를 추정하는 것이 가능하다. 이동 안테나에 대해서, 2개의 안테나 신호들을 감산함으로써 공간 도함수로서 시간 도함수를 추정하는 것이 가능하다. 조건은 2개의 안테나들이 움직임 방향과 동일한 방향에서 공간적으로 분리된다는 것이다.

본 발명의 상기 및 다른 양상들 및 장점들이 이하에 설명되고 도면에 도시된 실시예들에 관하여 명백하고 명확하게 될 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 다이버시티 수신기의 제 1 실시예의 간단화된 개략적인 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 다이버시티 수신기의 제 1 실시예의 간단화된 개략적인 블록도.

도 3은 본 발명에 따른 방법의 실시예 및 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램으로 실행될 수 있는 방법의 실시예를 또한 도시하는 순서도.

도 4는 가상 안테나를 생성하기 위한 스위칭 수단의 사용뿐만 아니라 본 발명을 따른 안테나 배열의 간단화된 개략적인 블록도.

도 1은 본 발명에 따른 다이버시티 수신기의 제 1 실시예의 간단화된 개략적인 블록도를 도시한 것이다. 도 1에 도시된 다이버시티 수신기는 제 1 수신 브랜치(10) 및 제 2 수신 브랜치(14)를 포함한다. 제 1 수신 브랜치(10)는 제 1 (전방) 안테나(12)를 포함하고 제 2 수신 브랜치(14)는 제 2 (후방) 안테나(16)를 포함한다. 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16)는 거리(d) 만큼 근접하게 이격되어 다이버시티 수신기의 움직임의 방향(v)으로 서로의 뒤쪽에 배열된다. 바람직하게는, 거리(d)는 λ/3을 초과하는 간격들에 대해서, 단지 1차 도함수들만을 고려한 근사화가 덜 정확하게 되고 이것이 본 발명의 효율성을 감소시킬 수 있기 때문에 λ/2보다 작을 것이다(또는 심지어 λ/3보다 적을 것이다). 예를 들면, 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16)는 도 4와 관련하여 후술되는 바와 같이 차량에 장착될 수 있고 본 발명에 따라 안테나 시스템에 의해 형성될 수 있다. 바람직하게는, 안테나 신호들은 도면들에 도시되지 않은 RF 프리-필터들(RF pre-filters)에 의해 대역폭면에서 제한된다. 도 1에 따라서, 제 1 수신 브랜치(10) 상의 제 1 신호(20)(S₁(t)) 및 제 2 수신 브랜치(14) 상의 제 2 신호(22)(S₂(t))로부터 제 3 신호(24)를 얻기 위한 제 1 수단(18)이 제공된다. 도 1에 도시된 실시예에서, 제 1 수단은 제 3 신호(24)를 얻기 위하여 제 2 신호(22) 및 제 1 신호(20) 간의 차, 즉, S₂(t)-S₁(t)를 계산하는 가산기/감산기(18)로 형성된다. 이 제 3 신호(24), 즉 제 2 신호(22) 및 제 1 신호(20) 간의 차는 수신 채널 전달 함수의 공간 도함수의 추정치를 나타낸다. 본 발명의 기본적인 개념은 이 수신 채널 파라미터, 특히 채널 전달 함수의 공간 도함수를 각 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 해석하고, 이 시간 도함수를 사용하여 ICI 또는 다른 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시킨다는 것이다. 도 1에 도시된 실시예에 따라, 제 3 신호(24)로부터 제 4 신호를 얻기 위한 제 2 수단(26, 28, 30, 32), 및 제 1 신호(20)로부터 제 5 신호(38)를 얻기 위한 제 3 수단(36)이 제공된다. 본 실시예에서, 제 3 수단(36)뿐만 아니라 제 2 수단(26, 28, 30, 32)은 샘플링 및 직렬-대-병렬 변환 유닛(26, 36) 각각을 포함한다. 블록들(26, 36, 28, 38, 30, 40) 간의 상호접속부들은 바람직하게는 디지털 실수 또는 복소 벡터 신호들을 전달한다. 즉, 다수의, 바람직하게는 N개의 값들은 예를 들면 최신 버스 기술을 사용하여 다중화된다. 이들 유닛들(26, 36)은 제 3 신호(24) 및 제 1 신호(20) 각각을 레이트 (T)로 샘플링하여 디지털화하고 다이버시티 수신기에 의해 사용되는 전형적인 데이터 양에 대응하는 다수의 샘플들(N)에 대해 직렬-대-병렬 변환을 수행한다. 예를 들면, DVB-T와 관련하여, 샘플들의 수(N)는 바람직하게는 OFM 심볼 또는 프레임에 대응할 것이다. 도 1에 도시된 실시예에서, 수신기로부터의 클럭 신호(SYNC)는 직렬-대-병렬 변환들, 예를 들면, NㆍT 기간들의 OFDM 신호 타이밍 구조에 동기화시키고, 바람직하게는 또한 기간(T)에 동기화시키는데 사용된다. 대안적으로, 주 수신기로부터 피드백(SYNC)이 없이 필요한 동기화를 얻을 수 있다. 예를 들면, 이 동기화는 N=0, 1...인 순간들 NㆍT에서 펄스를 제공하는 제 1 자유 실행 발진기, 및 N_a=0.5,1.5, 2.5,...인 순간들 N_aㆍT에서 펄스를 제공하는 제 2 발진기로부터 얻어질 수 있다. 이 경우에, 제 1 신호(20), 즉 S1(t)에 접속된 회로(36) 및 제 3 신호(24), 즉, S2(t)-S1(t)에 접속된 회로(26, 28, 40)(이 요소들(28, 40)이 후술된다)는 바람직하게 복제되어 제 2 수신기(또한, 도면에 도시되지 않음)로 전송되는 제 2 출력 신호 r_a(kㆍT)(도면에 도시되지 않음)를 생성시킨다. 따라서, r(kㆍT)를 인지하는 주 수신기 및 r_a(kㆍT)를 인지하는 제 2 수신기는 동기화 불연속성들을 겪어 결국 순간들 NㆍT 및 N_aㆍT 각각에서 에러들의 버스트들(bursts)을 겪을 것이다. 이 경우에 NㆍT 및 N_aㆍT가 상이한 순간들에서 버스트 에러들을 발생시키기 때문에, 두 개의 수신 브랜치들은 스위치 인스턴스들 동안 과도한 에러들 없이 새로운 데이터 스트림에 결합될 수 있다. 도 1에 따라, 디지털화되고 직렬-대-병렬 변환된 제 3 신호(24)는 블록(28)에서 선형으로 증가하는 램프 함수 k/N과 승산되는 샘플들 S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)을 포함하여 (k/N)ㆍ(S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT))을 구한다. 다음에, 가중 인자 -α와의 승산은 제 4 신호(34)로서 -αㆍ(k/N)ㆍ(S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT))을 얻기 위하여 블록(30)에서 수행된다. 그 후, 도 1에서 가산기(40)의 형태로 도시된 결합 수단은 제 4 신호(34) 및 제 5 신호(38)의 합, 즉 S₁(kㆍT)-αㆍ(k/N)ㆍ(S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT))을 도 1에 따른 다이버시티 수신기에 의해 처리되는 출력 신호 r(kㆍT)로서 획득한다. 가중 인자(α)는 바람직하게는 수신 채널 변화들이 최소화되도록 제어된다. α= v/d인 실시예들에서, α는 예를 들면, 차량 속도(v)를 측정하는 속도계 신호(speedometer signal)로부터 획득될 수 있다. 그러나, 도 1의 실시예에서, 적응형 제어 루프(adaptive control loop)는 α를 설정하도록 사용되어 예를 들면, r(t)= αㆍtㆍs₁(t)+(1-αㆍt)ㆍs₂(t) 및 도함수 [S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]간의 상관이 제로가 되도록 한다. 대안적으로, 제어 루프는 r(kㆍT)= S₁(kㆍT)-αㆍ(k/N)ㆍ(S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT))과 (k/N)ㆍ[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]을 비상관시킬 수 있다. 도 1에 도시된 비상관기(decorrelator; 32)는 상관=Σ_k=1...N 입력₁(kㆍT)ㆍ입력₂(kㆍT)로서 규정된 2개의 입력들 간의 상관을 계산하고 상관값들로부터 값(α)을 계산한다. 바람직하게는, 통합 루프에서, α는 최종 몇 개의 심볼 기간들 동안 계산된 상관값들의 누산이다. 출력 신호 r(t)는 제 1 신호 S1(t)와 비교하여 ICI와 같은 적어도 감소된 왜곡들을 포함한다.

도 2는 본 발명을 따른 다이버시티 수신기의 제 2 실시예의 간단화된 개략적인 블록도를 도시하며, 여기서 제 2 실시예는 주파수 도메인에서 전이를 실행한다. 무선 신호들은 제 1 수신 브랜치(110)에 연관된 제 1 안테나 요소(112) 및 제 2 수신 브랜치(114)에 연관된 제 2 안테나 요소(116)에 의해 수신된다. 제 3 신호(124)는 가산기/감산기(118) 형태의 제 1 수단에 의해 제 2 수신 브랜치(114) 상의 제 2 신호(122) 및 제 1 수신 브랜치(110) 상의 제 1 신호(120)의 차로서 획득된다. 도 2에 도시되지 않았지만, 신호들은 RF 프론트 엔드들(RF front ends)에 공급되며 필터링되며, 디지털 샘플들로 샘플링되고 본 발명에서 적어도 부분적으로 제 2 수단이라 칭하는 본 기술 분야에 알려진 적절한 장비에 의해 직렬-대-병렬로 변환된다. 예를 들면, OFDM 수신기 구조의 일부로서, 고속 푸리에 변환(FFT)은 블록들(126(제 2 수단의 부분), 136(제 3 수단의 부분)) 각각에서 실행된다. ICI 영향은 고정된 누화 매트릭스

로서 정확하게 설명될 수 있다는 것이 종래 기술에서 공지되어 있다. 도 2에 도시된 다이버시티 수신기에 의해, 두 개의 신호 브랜치들은 통상적인 OFDM 수신기 설계를 따라서 처리된다. 제 3 신호(124)를 처리하는 신호 브랜치에서, 블록(128)(제 2 수단의 부분)에서, 매트릭스 연산

이 실행된다. 결과적인 신호는 블록(130)(제 2 수단의 부분)에서 인자 -α 만큼 가중을 겪어 제 4 신호(134)를 생성한다. α를 도출하기 위한 방법들의 예들이 도 1의 실시예에 제공된다. 가산기(140)의 형태의 제 4 수단은 블록(136)으로부터 출력되는 제 4 신호(134) 및 제 5 신호(138)를 결합하여 출력 신호(H₀S)를 획득한다.

도 3은 본 발명을 따른 방법의 실시예(단계들 S1 내지 S6) 및 또한 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램으로 실행될 수 있는 방법의 실시예(단계들 S2 내지 S6)를 도시하는 순서도를 도시한다.

두 가지 방법들은 이동 다이버시티 수신기에 의해 수신되는 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거하거나 도는 적어도 감소시키는 것이며, 이 두 가지 방법들은 예를 들면, 상술된 다이버시티 수신기들과 결합하여 사용될 수 있다. 단계(S1)에서, 제 1 신호(S₁(t))는 전방 안테나를 통해서 얻어지고 제 2 신호(S₂(t))는 후방 안테나를 통해서 얻어진다. 전방 안테나는 예를 들면, 주 신호 성분을 수신하는 주 안테나로 간주될 수 있다. 후방 안테나는 전방 안테나와 동일한 공간 경로를 따르지만 작은 시간 지연을 갖는다. 단계 S2에서, S₃(t)=S₂(t)-S₁(t)를 통해 제 3 신호 S₃(t)가 얻어지며, 이는 시간 도함수로서 해석되고 다음 단계들에 의해 이용되어 예를 들면 ICI에 의해 초래되는 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시킨다. 단계 S3에서, 제 1 신호 S₁(t) 및 제 3 신호 S₃(t)는 다수의 샘플들 N에 대해서 샘플링되며, 레이트 T로 디지털화되고, 직렬-대-병렬 변환되어, 제 1 샘플들 S₁(kㆍT) 및 제 2 샘플들 S₂(kㆍT) 을 구한다. 단계 S4에서, 샘플들[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]은 (선형적으로 증가하는) 램프 함수 k/N과 승산되어 (k/N)ㆍ[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]을 구한다. 단계 S5에서, 가중 인자α는 최종 몇 개의 심볼 기간들 동안 계산되는 다음의 상관 값 Σ_k=1...N{S₁(kㆍt)-αㆍ(k/N)ㆍ[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]}ㆍ{(k/N)ㆍ[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)]}의 누산으로서 계산된다. 이로써, 이 가중 인자 α는 단계(S6)에서 다음의 출력 신호들, r(kㆍT)=S₁(kㆍT)-αㆍ(k/N)[S₂(kㆍT)-S₁(kㆍT)] 및 r(t)=αㆍtㆍS₁(t)+(1-αㆍt)ㆍS₂(t) 각각이 구해질 때 왜곡들을 최소화하도록 제어된다.

도 4는 가상 안테나를 생성하기 위한 스위칭 수단의 사용뿐만 아니라 본 발명을 따른 안테나 배열의 간단화된 개략적인 블록도를 도시한다. 도 4에 도시된 안테나 시스템은 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16)를 포함한다. 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16)는 움직임의 방향 (v)로 거리(d) 만큼 근접하게 이격되어 서로의 뒤쪽에 배열된다. 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16)는 평행하게 배열되지만 공통 베이시스에 대해서 대향 방향들로 확장된다. 이것이 방사 패턴들의 상호작용을 작게 한다. 도 4에서, 제 1 수신 브랜치(10) 상의 신호 S₁(t)로부터 제 2 수신 브랜치(14) 상의 신호 S₂(t)로 선형적으로 평활하게 스위칭시키는 예시된 스위칭 수단이 또한 존재한다. 양호한 근사화에서, 이는 제 1 안테나 요소(12) 및 제 2 안테나 요소(16) 간의 어느 곳에 위치되는 가상 제 3 안테나 요소를 생성한다. 전이 속도를 적절하게 선택함으로써, 가상 안테나 요소의 위치는 2개의 안테나 요소들의 움직임에도 불구하고, 이격되어 고정될 수 있다.

상술된 본 발명에 의해, 시간 도함수로서 공간 도함수를 해석하고 이 시간 도함수를 이용함으로써 예를 들면, ICI로 인해 왜곡들을 효율적으로 소거 또는 적어도 감소시킬 수 있다. 이로써, 예를 들면, 고속으로 이동하는 수신기(예를 들면, 차량에 장착된 수신기)로 고속 무선 신호들(예를 들면, 5Mbits/sec의 속도를 갖는 비디오 신호들)을 수신할 수 있다.

명세서 및 청구항들에 설명된 모든 수단은 종래 기술에 알려진 구성요소들에 의해 특정 실시예에 따라서 실현될 수 있다. 이와 관련하여, 이산적인 구성요소들 및/또는 소프트웨어와 상호작용하는 하드웨어는 부분적으로 또는 전체적으로 상술된 수단 중 하나 이상의 수단을 형성할 수 있다. 또한, 청구항들에 포함되는 임의의 참조 부호들은 청구범위를 제한하는 것으로서 구성되지 않는다.

Claims (17)

1. 제 1 안테나 요소(12; 112)에 연관된 제 1 수신 브랜치(10; 110) 및 제 2 안테나 요소(16; 116)에 연관된 적어도 제 2 수신 브랜치(14; 114)를 포함하는 다이버시티 수신기(diversity receiver)에 있어서,

   상기 제 1 수신 브랜치(10; 110)상의 제 1 신호(20; 120) 및 제 2 수신 브랜치(14; 114) 상의 제 2 신호(22; 122)로부터 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수의 추정치를 나타내는 제 3 신호(24; 124)를 획득하기 위한 제 1 수단(18; 180)을 포함하며, 상기 제 3 신호(24; 124)는 상기 수신 채널의 시간 변화들로 인해 발생되는 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위해 사용되고, 상기 제 3 신호(24; 124)는 적어도 상기 다이버시티 수신기가 이동될 때, 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 해석되는, 다이버시티 수신기.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 안테나 요소(12; 112) 및 상기 제 2 안테나 요소(16; 116)는 근접하게 이격되어 있으며, 상기 다이버시티 수신기의 움직임의 방향 (v)로 서로의 뒤쪽에 배열되는, 다이버시티 수신기.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 수단(18; 118)은 상기 제 1 신호(20; 120) 및 상기 제 2 신호(22; 122) 간의 차로서 상기 제 3 신호(24; 124)를 획득하는, 다이버시티 수신기.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 안테나 요소(12; 112) 및 상기 제 2 안테나 요소(16; 116)는 λ/2보다 작은 거리로 이격되는, 다이버시티 수신기.
5. 제 1 항에 있어서,

   - 제 4 신호(34; 134)를 얻기 위하여 상기 제 3 신호(24; 124)를 처리하기 위한 제 2 수단(26, 28, 30, 32; 126, 128, 130);

   - 제 5 신호(38; 138)를 얻기 위하여 상기 제 1 신호(20; 230)를 처리하기 위한 제 3 수단(36; 136); 및

   - 출력 신호(r(t); H_oS)를 얻기 위하여 상기 제 4 신호(34; 134) 및 제 5 신호(38; 138)를 조합하기 위한 제 4 수단(40; 140)을 포함하는, 다이버시티 수신기.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 제 1 수단(18; 118), 상기 제 2 수단(26, 28, 30, 32; 126, 128, 130), 상기 제 3 수단(36, 136) 및 상기 제 4 수단(40; 140) 중 하나 이상의 수단은 소프트웨어와 상호작용하는 하드웨어 또는 이산 구성 요소들에 의해 완전히 또는 부분적으로 실현되는, 다이버시티 수신기.
7. 제 5 항에 있어서,

   상기 제 2 수단(26, 28, 30, 32; 126, 128, 130)은 필터링, 샘플링, A/D-변환, 직렬-대-병렬 변환, 램프 함수와의 승산, (고속) 푸리에 변환, 누화 매트릭스트(crosstalk matrix)와의 승산, 및 신호 가중(signal weighting) 중 하나 이상의 기능들을 수행하는, 다이버시티 수신기.
8. 제 5 항에 있어서,

   상기 제 2 수단(26, 28, 30, 32; 126, 128, 130)은 상기 신호 왜곡들을 최소화하도록 제어되는 가중 인자(weighting factor)(α; d/v)와의 승산을 포함하는 신호 가중 기능을 수행하는, 다이버시티 수신기.
9. 제 5 항에 있어서,

   상기 제 3 수단(36; 136)은 필터링, 샘플링, A/D-변환, 직렬-대-병렬 변환, 및 (고속) 푸리에 변환 중 하나 이상의 기능들을 수행하는, 다이버시티 수신기.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터는 수신 채널 전달 함수인, 다이버시티 수신기.
11. 제 1 항에 있어서,

    가상의 제 3 안테나 요소를 생성하기 위하여, 상기 제 1 수신 브랜치(10) 상의 신호로부터 상기 제 2 수신 브랜치(14) 상의 대응하는 신호로 스위칭하기 위한 스위칭 수단(42)이 제공되는, 다이버시티 수신기.
12. 제 1 항에 있어서,

    상기 제 1 안테나 요소(12) 및 상기 제 2 안테나 요소(16)는 병렬로 배열되지만 상이한 방향들로 확장하는, 다이버시티 수신기.
13. 제 1 항에 있어서,

    상기 다이버시티 수신기는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템들, 디지털 오디오 방송(DAB) 시스템들, 디지털 비디오 광대역(DVB) 시스템들로서, 예를 들면 DVB-T 시스템들, 디지털 지상 텔레비젼 방송(DTTB) 시스템들, 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 시스템들로서, 예를 들면 셀룰러 CDMA 시스템들, 범용 이동 통신 시스템들(UMTS), 이동 통신 글로벌 시스템(GSM), 디지털 인핸스트 코드리스 통신(DECT) 시스템들, 예를 들면 표준 802.11a, 802.11g 또는 HIPERLAN II을 따른 무선 근거리 통신망 시스템들 중 하나 이상의 시스템들에 사용되도록 구성되는, 다이버시티 수신기.
14. 이동하는 다이버시티 수신기에 의해 수신된 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법으로서, 상기 다이버시티 수신기는 제 1 안테나 요소(12; 112)에 연관된 제 1 수신 브랜치(10; 110) 및 제 2 안테나 요소(16; 116)에 연관된 적어도 제 2 수신 브랜치(14; 114)를 포함하는, 상기 무선 신호의 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법에 있어서,

    상기 제 1 수신 브랜치(10; 110) 상의 제 1 신호(20; 120) 및 상기 제 2 수신 브랜치(14; 114) 상의 제 2 신호(22; 122)로부터 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 공간 도함수의 추정치를 나타내는 제 3 신호(24; 124)를 획득하는 단계;

    상기 수신 채널의 시간 변화들로 인해 발생하는 신호 왜곡들을 소거 또는 적어도 감소시키기 위해 상기 제 3 신호(24; 124)를 사용하는 단계; 및

    적어도 상기 다이버시티 수신기가 이동될 때, 상기 제 3 신호(24; 124)를 상기 적어도 하나의 수신 채널 파라미터의 시간 도함수로서 해석하는 단계를 포함하는, 무선 신호의 신호 왜곡을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법.
15. 제 14 항에 있어서,

    상기 제 3 신호(24; 124)는 상기 제 1 신호(20; 120) 및 상기 제 2 신호(22; 122) 간의 차로서 획득되는, 무선 신호의 신호 왜곡을 소거 또는 적어도 감소시키기 위한 방법.
16. 제 14 항에 따른 방법을 실행하도록 적응된 컴퓨터 프로그램을 기록한 기록 매체.
17. 삭제

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