KR100678193B1 - Apparatus and method for estimating noise and interference in a communication system - Google Patents

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KR100678193B1 KR1020040030569A KR20040030569A KR100678193B1 KR 100678193 B1 KR100678193 B1 KR 100678193B1 KR 1020040030569 A KR1020040030569 A KR 1020040030569A KR 20040030569 A KR20040030569 A KR 20040030569A KR 100678193 B1 KR100678193 B1 KR 100678193B1
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Abstract

본 발명은 통신 시스템에서, 수신되는 다수개의 부반송파에 미리 설정되어 있는 기준 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시키는 단계와, 상기 다수의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값과의 차이를 계산하고, 상기 각 부반송파에 대한 상관값들의 차이로부터 잡음 파워를 구한다.According to an embodiment of the present invention, there is provided a method of correlating a plurality of subcarriers with a reference sequence that is preset, and a difference between a correlation value of the plurality of subcarriers and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier. The noise power is calculated from the difference between the correlation values for each subcarrier.

CINR, OFDM, OFDMA, SINRCINR, OFDM, OFDMA, SINR

Description

통신 시스템에서 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법{Apparatus and method for estimating noise and interference in a communication system}Apparatus and method for estimating noise and interference in a communication system

도 1은 일반적인 OFDM 송신기의 구성을 나타낸 블록도,1 is a block diagram showing the configuration of a typical OFDM transmitter;

도 2는 본 발명의 CINR 추정기를 포함한 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도,2 is a block diagram showing the configuration of an OFDM receiver including a CINR estimator of the present invention;

도 3은 본 발명에 따른 CINR 추정기의 구성 블록도를 나타낸 도면,3 is a block diagram illustrating a configuration of a CINR estimator according to the present invention;

도 4a 내지 도 4c는 각각 본 발명의 제1 내지 제3 실시예에 따른 CINR 추정 방식을 설명하기 위한 도면,4A to 4C are diagrams for describing a CINR estimation method according to the first to third embodiments of the present invention, respectively;

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)의 블록 구성도를 나타낸 도면,5 is a block diagram of an interference and noise power estimator 430 according to an embodiment of the present invention;

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 및 잡음 파워를 추정하기 위한 제어 흐름도,6 is a control flowchart for estimating interference and noise power according to an embodiment of the present invention;

도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면,7 is a diagram illustrating a configuration of a CINR estimator according to an embodiment of the present invention;

도 8은 AWGN 환경에서 본 발명이 적용된 CINR 추정기의 성능을 나타낸 도면, 8 is a diagram showing the performance of the CINR estimator to which the present invention is applied in the AWGN environment,

도 9는 ITU-R의 채널 모델 환경에서 본 발명이 적용된 CINR 추정기의 평균 성능을 나타낸 도면.
9 is a view showing the average performance of the CINR estimator to which the present invention is applied in the channel model environment of the ITU-R.

본 발명은 통신 시스템에서 간섭(interferenjce) 및 잡음(noise)을 추정하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM) 방식 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 OFDMA) 방식을 사용하는 통신시스템에서 간섭 및 잡음을 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 이하, 설명의 편의상 통신 시스템에서 상기 OFDM 방식을 사용하는 경우를 일 예로 하여 설명하기로 한다.The present invention relates to an apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system, and in particular, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) or Orthogonal Frequency Division An apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system using a multiple access (OFDMA) scheme are provided. Hereinafter, for convenience of description, a case of using the OFDM scheme in the communication system will be described as an example.

최근 유/무선 채널에서 고속의 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 OFDM 방식은 다수의 반송파(Sub-Carrier)들을 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고, 이들 각각에 대해 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파들, 즉 서브채널(Sub Channel)로 변조하여 전송하는 방식을 말한다. Recently, the OFDM method, which is used as a useful method for high-speed data transmission in a wired / wireless channel, is a method of transmitting data using a plurality of sub-carriers, and converts serially input data in parallel, respectively. It refers to a method of modulating and transmitting a plurality of subcarriers, i.e., subchannels, having orthogonality to each other.

이러한 OFDM 방식은 디지털/오디오 방송, 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 또는 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 상기 OFDM 방식은 하드웨어적인 복잡도로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 FFT)과 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 IFFT) 방식을 포함한 각종 디지털 신호 처리 방식이 발전함으로써 활발하게 사용되고 있다. 이러한 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(FDM:Frequency Division Multiplexing)과 유사하나 무엇보다도 다수의 부반송파들간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성을 가진다. 또한, OFDM 방식은 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용함으로써 주파수 선택적 페이딩에 강하고 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며 그리고 임펄스성 잡음에 강하다는 장점을 가진다. The OFDM scheme is widely applied to digital transmission technologies such as digital / audio broadcasting, digital TV, wireless local area network (WLAN) or wireless asynchronous transfer mode (WATM). Although the OFDM scheme is not widely used due to hardware complexity, various digital signal processing schemes including the Fast Fourier Transform (FFT) and Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) have been developed recently. It is being used actively. The OFDM scheme is similar to the conventional Frequency Division Multiplexing (FDM), but above all, it maintains orthogonality among a plurality of subcarriers and thus has an optimal transmission efficiency in high-speed data transmission. In addition, it has good frequency efficiency and is strong against multi-path fading. In addition, the OFDM scheme is superimposed on frequency selective fading by using the frequency spectrum superimposed, and it is possible to reduce the influence of intersymbol interference by using a guard interval, and it is possible to simply design the equalizer structure in hardware and to prevent impulsive noise. Strong has the advantage.

상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, OFDM 통신 시스템)에서는 전력 제어나 적응적 변복조 등에 필수적으로 사용되는 파라미터인 캐리어대 간섭 잡음비(Carrier to Interference Noise Ratio, 이하 CINR)를 측정해야만 한다. In a communication system using the OFDM scheme (hereinafter, referred to as an OFDM communication system), a carrier to interference noise ratio (CINR), which is an essential parameter used for power control or adaptive modulation and demodulation, must be measured.

한편, 상기 OFDM 통신 시스템에서 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio, 이하 SNR)를 측정하는 방식의 일 예가 미국 등록 특허인 "Method and apparatus for SNR(Signal to Noise ratio) measurement (등록특허 6456653)"에 기재되어 있다. 상기 미국 등록 특허에서는 사용하지 않는 부반송파들에서 잡음 레벨을 추정하는 방법을 개시하고 있는데, 이를 간략하게 설명하면 다음과 같다. OFDM 통신 시스템에서는 송신기에서 보내고자 하는 데이터를 IFFT 방식을 사용하여 처리한 후 전송한다. 이 때 IFFT의 크기가 N-포인트(point)라면, 이를 다 사용하는 것이 아니라 Nused 개의 부반송파들만을 사용하여 데이터를 전송하고, 나머지 Nunused 개의 부반송파들에는 0을 전송한다. 이렇게 하면 수신기에서 FFT 방식을 사용하여 처리한 후의 신호들 중 Nused 개의 부반송파 신호에는 데이터와 잡음이 섞여 존재하고, 나머지 Nunused 개의 부반송파 신호에는 잡음만 존재한다. 상기미국 등록 특허에서는 Nunused 개의 부반송파 신호의 잡음 레벨을 측정하고, 이 값이 데이터에 섞여 존재하는 잡음 레벨과 동일하다는 가정하에 Nused 개의 부반송파 신호의 전력 레벨에서 이 잡음 레벨을 빼서 순수 신호 레벨을 추정한다. 결과적으로 순수 신호 레벨과 잡음 레벨의 비가 구하고자 하는 SNR 추정값이 된다.Meanwhile, an example of a method of measuring a signal to noise ratio (SNR) in the OFDM communication system is described in a US registered patent "Method and apparatus for Signal to Noise Ratio (SNR) measurement (registered patent 6456653)". It is. The US patent discloses a method of estimating a noise level in unused subcarriers, which is briefly described as follows. In an OFDM communication system, data to be sent by a transmitter is processed using an IFFT scheme and then transmitted. In this case, if the size of the IFFT is N-point, the data is transmitted using only Nused subcarriers, and 0 is transmitted to the remaining Nunused subcarriers. In this case, data and noise are present in Nused subcarrier signals among the signals processed by the FFT method in the receiver, and only noise is present in the remaining Nunused subcarrier signals. The U.S. registered patent measures the noise level of Nunused subcarrier signals and estimates the pure signal level by subtracting this noise level from the power level of Nused subcarrier signals, assuming that the value is equal to the noise level present in the data. . As a result, the ratio of pure signal level to noise level is the SNR estimate to be obtained.

그런데, 상기 미국 등록 특허에 기재되어 있는 SNR 추정 방식은 사용하지 않는 부반송파들의 수(Nunused)가 사용하는 부반송파들의 수(Nused)에 비해서 너무 적을 경우에는 SNR 추정 성능에 심각한 열화가 발생하게 된다. 또한, 상기 미국 등록 특허에 기재되어 있는 SNR 추정 방식에서는 동일한 대역을 사용하는 다른 사용자로부터의 간섭 신호는 사용하지 않는 부반송파들을 통해서는 수신되지 않으므로 이를 추정할 수 없다. 이렇게, 간섭 신호를 추정하는 것이 불가능하기 때문에 전력 제어나 적응적 변복조 등에 필수적으로 사용되는 CINR 역시 추정하는 것이 불가능하게 되고, 이는 OFDM 통신 시스템 전체 성능의 저하를 초래시킨다.However, when the SNR estimation method described in the US patent is too small for the number of subcarriers that are not used (Nusused) compared to the number of subcarriers that are used (Nused), serious deterioration in SNR estimation performance occurs. In addition, in the SNR estimation method described in the US patent, interference signals from other users using the same band are not received through unused subcarriers and thus cannot be estimated. As such, since it is impossible to estimate the interference signal, it is also impossible to estimate the CINR, which is essential for power control, adaptive modulation and demodulation, etc., which leads to deterioration of the overall performance of the OFDM communication system.

따라서, 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 간섭 및 잡음을 추정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.It is therefore an object of the present invention to provide an apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명은 간섭 및 잡음 신호의 파워를 추정하는 장치에 있어서, 복수개의 부반송파에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 출력하는 상관기와, 상기 상관기로부터 출력된 복수개의 부반송파 에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값들과의 차이를 계산하여 출력하는 간섭 및 잡음 산출부와, 상기 간섭 및 잡음 산출부로부터의 상기 각 부반송파에 대한 상관값들의 차이의 합으로부터 잡음 파워를 구하는 간섭 및 잡음 파워 산출부를 포함한다.In order to achieve the above object, the present invention provides an apparatus for estimating power of an interference and noise signal, comprising: a correlator for correlating and outputting a pilot sequence preset to a plurality of subcarriers for each element, and a plurality of subcarriers output from the correlator; An interference and noise calculating unit for calculating and outputting a difference between a correlation value for and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier, and a sum of the difference of correlation values for each subcarrier from the interference and noise calculation unit; And an interference and noise power calculation section for obtaining the noise power from.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 본 발명은 통신 시스템에서 간섭(interferenjce) 및 잡음(noise)을 추정하는 장치 및 방법을 제안한다. 본 발명에서 제안하는 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, OFDM 통신 시스템) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 OFDMA) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, OFDMA 통신 시스템)과 같이 다수의 부반송파들을 사용하는 통신 시스템에는 모두 적용 가능하다. 이하, 설명의 편의상 상기 OFDM 통신 시스템을 일 예로 하여 본 발명에서 제안하는 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법에 대해서 설명하기로 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In describing the present invention, if it is determined that the detailed description of the related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted. The present invention proposes an apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system. The interference and noise estimation apparatus and method proposed by the present invention are orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system (hereinafter, OFDM communication system) or orthogonal frequency division multiple access (Orthogonal frequency division multiple access). The present invention is applicable to a communication system using a plurality of subcarriers, such as a communication system using an Access (hereinafter, OFDMA) scheme (hereinafter, referred to as an OFDMA communication system). For convenience of explanation, the interference and noise estimation apparatus and method proposed by the present invention will be described using the OFDM communication system as an example.

도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 1을 참조하면, 상기 송신기(100)는 파일럿/프리앰블 삽입기(121)와, 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 IFFT)기(123)와, 병렬/직렬 변환기(125)와, 보호구간 삽입기(127)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리기(131) 및 안테나(133)를 포함한다.1 is a diagram illustrating a transmitter structure of a general OFDM communication system. Referring to FIG. 1, the transmitter 100 includes a pilot / preamble inserter 121, an inverse fast Fourier transform (IFFT) unit 123, a parallel / serial converter 125, , A guard interval inserter 127, a radio frequency (RF) processor 131, and an antenna 133.

상기 파일럿/프리앰블 삽입기(121)는 OFDM 통신시스템에 설정되어 있는 파일럿 심볼 및 프리앰블을발생하고, 상기 발생한 파일럿 심볼을 다수개의 서브 채널들, 즉 데이터 심볼들에 삽입한다. 여기서, 파일럿 심볼을 데이터 심볼이 전송되는 서브 채널과 함께 삽입하여 전송하는 이유는 채널 추정(channel estimation)을 위해서이며, 파일럿 심볼이 전송되는 위치는 상기 OFDM 통신 시스템의 송수신기간에 미리 규약되어 있다. 또한 상기 발생한 프리앰블은 하나의 OFDM 심볼 형태로 프레임의 앞쪽에 주로 위치한다. 본 발명에서 사용하는 파일럿 및 프리앰블들은 기지국마다 서로 다른 시퀀스를 사용하여 생성된다고 가정하기로 한다.The pilot / preamble inserter 121 generates pilot symbols and preambles set in an OFDM communication system, and inserts the generated pilot symbols into a plurality of subchannels, that is, data symbols. Here, the reason for inserting and transmitting the pilot symbol together with the subchannel through which the data symbol is transmitted is for channel estimation, and the position at which the pilot symbol is transmitted is pre-defined in the transmission / reception period of the OFDM communication system. In addition, the generated preamble is mainly located in front of the frame in the form of one OFDM symbol. It is assumed that the pilot and preambles used in the present invention are generated using different sequences for each base station.

상기 IFFT기(123)는 입력받은 다수의 서브 채널에 대하여 IFFT 방식으로 처리한 후 상기 병렬/직렬 변환기(125)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(125)는 입력된 병렬 신호를 직렬 신호로 바꾸어 상기 보호구간 삽입기(127)로 출력한다. 상기 보호구간 삽입기(127)는 상기 병렬/직렬 변환기(125)에서 출력한 서브 채널들간 심볼 간섭(Inter Symbol Interference, 이하 ISI) 등의 영향을 감소시키기 위한 보호 구간(Guard Interval)을 삽입한 후 상기 RF 처리기(131)로 출력한다. 상기 RF 처리기(131)는 상기 보호 구간 삽입기(127)로부터 입력받은 신호를 RF 처리하여 안테나(133)를 통해 전송한다. The IFFT unit 123 processes the plurality of input sub-channels by the IFFT method and outputs them to the parallel / serial converter 125. The parallel / serial converter 125 converts the input parallel signal into a serial signal and outputs the serial signal to the guard interval inserter 127. The guard interval inserter 127 inserts a guard interval for reducing the effects of symbol interference (hereinafter referred to as ISI) between subchannels output from the parallel / serial converter 125. Output to the RF processor 131. The RF processor 131 RF-processes the signal received from the guard interval inserter 127 and transmits the signal through the antenna 133.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 2를 참조하면, 상기 수신기(200)는 안테나(211)와, RF 처리기(213)와, 보호 구간 제거기(215)와, 직렬/병렬 변환기(217)와, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 FFT)기(219)와, 등화기(221)와, 채널 추정기(223) 및 채널 품질 정보(Channel Quality Information, 이하 CQI) 추정기(225)를 포함한다. 2 is a diagram illustrating a receiver structure of an OFDM communication system according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 2, the receiver 200 includes an antenna 211, an RF processor 213, a guard interval remover 215, a serial / parallel converter 217, and a fast Fourier transform. And an equalizer 221, a channel estimator 223, and a channel quality information (CQI) estimator 225.

상기 RF 처리기(213)는 안테나(211)를 통해 수신되는 RF 신호를 수신 신호 처리하여 상기 보호 구간 제거기(215)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(215)는 상기 RF 처리기(211)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(217)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(217)는 보호 구간이 제거된 직렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터에 대해 다수의 병렬 형태의 데이터로 변환하여 상기 FFT기(219)로 출력한다. 상기 FFT기(219)는 병렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터를 각각 FFT 방식으로 처리한 후상기 등화기(221)와, 채널 추정기(223) 및 CQI 추정기(225)로 출력한다. 여기서, 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호는 다수의 부반송파 신호를 포함하며, 상기 다수의 부반송파 신호는 데이터 부반송파 신호와 파일럿 부반송파 신호를 포함한다. The RF processor 213 processes an RF signal received through the antenna 211 and outputs the received signal to the guard interval remover 215. The guard interval remover 215 removes the guard interval by inputting the signal output from the RF processor 211 and outputs the guard interval to the serial / parallel converter 217. The serial / parallel converter 217 converts the serial data and the redundant data from which the guard interval is removed and converts the data into a plurality of parallel data and outputs the data to the FFT unit 219. The FFT unit 219 processes parallel information data and surplus data in an FFT scheme, and then outputs the same to the equalizer 221, the channel estimator 223, and the CQI estimator 225. Here, the signal output from the FFT unit 219 includes a plurality of subcarrier signals, and the plurality of subcarrier signals include a data subcarrier signal and a pilot subcarrier signal.

상기 등화기(221)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 채널에 의한 신호 왜곡을 제거하고, 신호 왜곡이 제거된 데이터를 상기 채널 추정기(223)로 출력한다. 상기 채널 추정기(223)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 신호 송수신 시 발생하는 채널 열화로 인한 주파수 영역(frequency domain)상에서의 위상, 진폭의 일그러짐에 따른 채널 상태를 추정하고, 주파수 도메인 상에서의 위상 진폭의 일그러짐을 보상한다. 그리고 상기 CQI 추정기(225)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 CQI, 일 예로 CINR을 추정한다. The equalizer 221 inputs the signal output from the FFT unit 219 to remove signal distortion due to the channel, and outputs data from which the signal distortion is removed to the channel estimator 223. The channel estimator 223 inputs a signal output from the FFT unit 219 to estimate a channel state according to distortion of phase and amplitude in a frequency domain due to channel degradation generated during signal transmission and reception. Compensate for distortion of the phase amplitude on the frequency domain. The CQI estimator 225 inputs a signal output from the FFT 219 to estimate a CQI, for example, a CINR.

즉, 상기 CQI 추정기(225)는 FFT 방식으로 처리된 파일럿 신호를 사용하여 CINR을 추정한다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 미리 설정되어 있는 시퀀스(sequence)를 가지며 편의상 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식으로 변조되었다고 가정하기로 한다. 상기 파일럿 시퀀스는 '1'과 '0'으로 구성되어 있는데, '1'이라는 신호는 복소수 신호 '1'로, '0'이라는 신호는 복소수 신호 '-1'로 보낸다고 가정하기로 한다.That is, the CQI estimator 225 estimates the CINR using the pilot signal processed by the FFT method. Here, it is assumed that the pilot signal has a preset sequence and is modulated by a binary phase shift keying (BPSK) method for convenience. The pilot sequence is composed of '1' and '0'. It is assumed that the signal '1' is sent as a complex signal '1' and the signal '0' is sent as a complex signal '-1'.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 CINR 추정기의 구성 블록도를 나타낸 도면이다.3 is a block diagram illustrating a configuration of a CINR estimator according to an embodiment of the present invention.

상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 도 3에 도시되어 있는 CINR 추정기(400)는 도 2의 CQI 추정기(225)와 실질적으로 동일하며, 설명의 편의상 서로 다르게 기재하였음에 유의하여야만 한다. 상기 도 3을 참조하면, 상기 CINR 추정기(400)는 신호 파워 측정기(420)와, 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)와, 감산기(440)와, 역수 생성기(450)와, 곱셈기(460)를 포함한다. 먼저, FFT기(219)에서 출력되는 파일럿신호는 신호 파워 추정기(420) 및 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)로 입력된다. 상기 신호 파워 추정기(420)는 FFT기(219)에서 출력되는 신호를 입력하여 신호의 파워를 추정한다. 상기 신호 파워 추정기(420)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호로부터 각 부반송파의 파워를 구한 후, 각 부반송파의 파워를 모두 합하여 신호 파워를 추정한 후 상기 감산기(440)로 출력한다.Before describing FIG. 3, it should be noted that the CINR estimator 400 illustrated in FIG. 3 is substantially the same as the CQI estimator 225 of FIG. 2, and is described differently for convenience of description. Referring to FIG. 3, the CINR estimator 400 includes a signal power measurer 420, an interference and noise power estimator 430, a subtractor 440, an inverse generator 450, and a multiplier 460. Include. First, the pilot signal output from the FFT 219 is input to the signal power estimator 420 and the interference and noise power estimator 430. The signal power estimator 420 inputs a signal output from the FFT 219 to estimate the power of the signal. The signal power estimator 420 obtains the power of each subcarrier from the signal output from the FFT unit 219, estimates the signal power by adding up the power of each subcarrier, and outputs the signal power to the subtractor 440.

또한, 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호로부터 잡음 파워를 추정한다. 본 발명에서는 수신 신호가 포함하는 각 부반송파들이 각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 잡음 파워를 추정한다. 즉, 본 발명에서는 인접 캐리어 신호와의 차이를 이용하여 신호 파워와, 간섭 및 잡음 파워를 추정한다. 이렇게 인접 캐리어 신호와의 차이를 이용하여 신호 파워와, 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 방식을 Difference of Adjacent Sub-carrier Signal(이하, DASS) 방식이라고 칭하기로 한다.In addition, the interference and noise power estimator 430 estimates the noise power from the signal output from the FFT 219. In the present invention, the noise power is estimated using the fact that each subcarrier included in a received signal has similar characteristics of a channel experienced by each adjacent subcarrier. That is, in the present invention, the signal power, the interference, and the noise power are estimated using the difference between the adjacent carrier signals. The method of estimating signal power, interference, and noise power by using the difference between adjacent carrier signals is referred to as a Difference of Adjacent Sub-carrier Signal (hereinafter, referred to as DASS) method.

상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호로부터 미리 설정되어 있는 위치의, 다수의 파일럿 부반송파 신호에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 상기 다수의 파일럿 부반송파 신호에 대한 상관값을 구한다. 이어서 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 각 파일럿 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 파일럿 부반송파로부터 구해진 상관값의 차이를 계산한다. 이 때, 유사한 채널 특성을 보이는 인접한 파일럿 부반송파의 개수는 임의로 정해질 수 있다. 일반적으로 각 파일럿 부반송파에 대한 인접 부반송파는 바로 인접한 파일럿 부반송파가 될 수 있다. 즉, 각 파일럿 부반송파와 바로 인접한 하나의 파일럿 부반송파만을 사용할 수도 있고, 인접한 둘 이상의 파일럿 부반송파들을 사용할 수도 있다. 또한, 각 파일럿 부반송파에 대해 각각 서로 다른 개수의 인접 파일럿 부반송파들을 사용할 수도 있다.The interference and noise power estimator 430 correlates, for each element, a pilot sequence preset to a plurality of pilot subcarrier signals at positions preset from the signal output from the FFT 219 to the plurality of pilot subcarriers. Find the correlation value for the signal. The interference and noise power estimator 430 then calculates the difference between the correlation value for each pilot subcarrier and the correlation value obtained from at least one adjacent pilot subcarrier. In this case, the number of adjacent pilot subcarriers with similar channel characteristics may be arbitrarily determined. In general, the adjacent subcarriers for each pilot subcarrier may be immediately adjacent pilot subcarriers. That is, only one pilot subcarrier immediately adjacent to each pilot subcarrier may be used, or two or more adjacent pilot subcarriers may be used. In addition, different numbers of adjacent pilot subcarriers may be used for each pilot subcarrier.

한편, 인접한 각 부반송파는 거의 동일한 채널 특성을 가지므로, 상관값 간의 차이는 신호 성분은 서로 상쇄되어 없어지고 간섭 및 잡음 성분이 남는다. 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 이들 각 간섭 및 잡음 성분으로부터 간섭 및 잡음 신호 파워를 구하고 이를 상기 감산기(440)로 출력한다. 상기 감산기(440)는 신호 파워 추정기(420)에서 출력한 신호 파워에서 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)에서 출력한 간섭 및 잡음 파워를 감산한 후 상기 곱셈기(460)로 출력한다. 또한, 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)에서 출력한 간섭 및 잡음 신호 파워는 상기 역수 생성기(450)에서 역수 변환되어 상기 곱셈기(460)에 제공된다. 상기 곱셈기(460)가 이 전체 수신 파워에서 전체 잡음 파워를 뺀 값을 전체 잡음 파워로 나눔으로써 CINR 추정값이 계산된다. 즉, 순수한 신호의 파워의 추정값과 간섭 및 잡음 신호의 추정값의 비가 CINR의 추정치가 된다. 즉, 상기 곱셈기(460)는 상기 감산기(440)에서 출력한 신호와 상기 역수 생성기(450)에서 출력한 신호를 곱셈하여 CINR을 추정한다. On the other hand, since adjacent subcarriers have almost the same channel characteristics, the difference between the correlation values cancels the signal components from each other and leaves the interference and noise components. The interference and noise power estimator 430 obtains the interference and noise signal power from each of these interference and noise components and outputs it to the subtractor 440. The subtractor 440 subtracts the interference and noise power output from the interference and noise power estimator 430 from the signal power output from the signal power estimator 420 and outputs the interference and noise power to the multiplier 460. In addition, the interference and noise signal power output from the interference and noise power estimator 430 are inversely converted by the inverse generator 450 and provided to the multiplier 460. The multiplier 460 calculates the CINR estimate by dividing the total received power minus the total noise power by the total noise power. In other words, the ratio of the estimated value of the pure signal power and the estimated value of the interference and noise signal becomes the estimated CINR. That is, the multiplier 460 multiplies the signal output from the subtractor 440 with the signal output from the reciprocal generator 450 to estimate the CINR.

한편, 본 발명에 따라 수신된 파일럿 신호의 어떤 부반송파 신호를 CINR을 추정하는데 사용할 것인지에 따라 3가지 방식이 있는데, 이를 도 4a 내지 도 4c를 참조하여 설명한다. Meanwhile, there are three methods depending on which subcarrier signal of the pilot signal received according to the present invention is used to estimate the CINR, which will be described with reference to FIGS. 4A to 4C.

도 4a 내지 도 4c는 각각 본 발명의 제1 내지 제3 실시예에 따른 CINR 추정 방식을 설명하기 위한 도면이다. 먼저 도 4a를 참조하면, 본 발명의 제1 실시예는 하나의 OFDM 심볼 기간 동안에 N개의 부반송파 신호로 이루어진 파일럿 신호 또는 프리앰블 신호를 사용한다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 하나의 OFDM 심볼 기간에는 동일한 시간 영역(Time Domain) 상의 복수개의 부반송파가 존재한다. 본 발명의 제1 실시예는 동일한 시간 영역 상의 부반송파들이 각각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용한다. 이에 따라 본 발명의 제1 실시예에 따르면 CINR 추정기(400)는 FFT기(219)로부터 출력되는 파일럿 신호의 부반송파에서 동 일 시간 영역 및 상이한 주파수 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 이용한다. 4A to 4C are diagrams for describing a CINR estimation method according to the first to third embodiments of the present invention, respectively. First, referring to FIG. 4A, a first embodiment of the present invention uses a pilot signal or a preamble signal composed of N subcarrier signals during one OFDM symbol period. As shown in FIG. 4A, a plurality of subcarriers exist in the same time domain in one OFDM symbol period. The first embodiment of the present invention takes advantage of the fact that subcarriers in the same time domain each have similar characteristics of a channel experienced by adjacent subcarriers. Accordingly, according to the first embodiment of the present invention, the CINR estimator 400 uses a plurality of subcarriers having the same time domain and different frequency domains in the subcarriers of the pilot signal output from the FFT unit 219.

본 발명의 제2 실시예는 복수개의 OFDM 심볼 기간 동안에 N개의 부반송파 신호로 이루어진 파일럿 신호 또는 프리앰블 신호를 사용한다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 복수개의 OFDM 심볼 기간 동안 동일한 주파수 영역(frequency Domain) 상의 복수개의 부반송파가 존재한다, 본 발명의 제2 실시예는 동일한 주파수 영역 상의 부반송파들이 각각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용한다. 이에 따라 본 발명의 제2 실시예에 따르면 CINR 추정기(400)는 FFT기(219)로부터 출력되는 파일럿 신호의 부반송파에서 동일 주파수 영역 및 상이한 시간 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 이용한다. The second embodiment of the present invention uses a pilot signal or preamble signal composed of N subcarrier signals during a plurality of OFDM symbol periods. As shown in FIG. 4B, there are a plurality of subcarriers on the same frequency domain during a plurality of OFDM symbol periods. In a second embodiment of the present invention, a channel in which subcarriers on the same frequency domain suffer from each adjacent subcarrier is present. Take advantage of the fact that Accordingly, according to the second embodiment of the present invention, the CINR estimator 400 uses a plurality of subcarriers having the same frequency domain and different time domain in subcarriers of the pilot signal output from the FFT 219.

한편, 본 발명에 따른 제3 실시예는 수신된 파일럿 신호로부터 상이한 주파수 영역 및 상이한 시간 영역의 부반송파들을 포함하는 소정 데이터 영역 내에서 N개의 부반송파 신호로 이루어진 파일럿 신호 또는 프리앰블 신호를 사용한다. 즉, 도 4c에 도시된 바와 같이, 제3 실시예에서는 소정 데이터 영역에서 CINR을 추정하는데 사용할 복수개의 부반송파 신호는 랜덤하게 선택되어 진다. 이 때, 각 부반송파와 그 인접한 부반송파는 상관 계수가 1에 가까운 것으로 결정된다. 본 발명의 제3 실시예는 소정 데이터 영역에서 도 4c에 도시된 바와 같이 거리가 가까운 부반송파들이 각각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용한다. 이에 따라 본 발명의 제3 실시예에 따르면 CINR 추정기(400)는 FFT기(219)로부터 출력되는 파일럿 신호의 부반송파들로 이루어진 소정 데이터 영역에서 랜덤하게 선택된 부방송파들을 이용한다. On the other hand, the third embodiment according to the present invention uses a pilot signal or preamble signal composed of N subcarrier signals in a predetermined data region including subcarriers of different frequency domains and different time domains from the received pilot signal. That is, as shown in FIG. 4C, in the third embodiment, a plurality of subcarrier signals to be used for estimating CINR in a predetermined data area are randomly selected. At this time, each subcarrier and its adjacent subcarriers are determined to have a correlation coefficient close to one. The third embodiment of the present invention takes advantage of the fact that subcarriers with close distances in a given data region have similar characteristics of channels experienced by adjacent subcarriers, respectively. Accordingly, according to the third embodiment of the present invention, the CINR estimator 400 uses sub-broadcast waves randomly selected in a predetermined data region consisting of subcarriers of the pilot signal output from the FFT unit 219.                     

이어서, 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)의 구체적인 구성 및 그에 따른 동작을 도 5를 참조하여 설명한다. Next, a detailed configuration and operation of the interference and noise power estimator 430 will be described with reference to FIG. 5.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)의 내부 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 5를 참조하면, 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 파일럿 신호 선택부(510)와, 상관기(520)와, 신호 잡음 산출부(530) 및 간섭 및 잡음 파워 산출부(540)를 포함한다. 상기 파일럿 신호 선택부(510)는 본 발명의 제1 내지 제3 실시예에 따라 CINR을 추정하는데 사용할 복수개의 부반송파 신호를 선택한다. 본 실시예에서는 파일럿 신호 또는 프리앰블을 CINR을 추정하는데 사용할 복수개의 부반송파 신호로서 예를 들었을 뿐 이에 한정하지 않고 송수신 상호간에 규약된 기준 신호로서 충분하다.5 is a diagram illustrating the internal structure of the interference and noise power estimator 430 according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 5, the interference and noise power estimator 430 includes a pilot signal selector 510, a correlator 520, a signal noise calculator 530, and an interference and noise power calculator 540. Include. The pilot signal selector 510 selects a plurality of subcarrier signals to be used for estimating CINR according to the first to third embodiments of the present invention. In the present embodiment, the pilot signal or the preamble is exemplified as a plurality of subcarrier signals for use in estimating the CINR, and the present invention is not limited thereto, and the reference signal is sufficient as a mutually regulated reference signal.

파일럿 신호 선택부(510)는 제1 실시예에 따라 수신되는 파일럿 신호 또는 프리앰블의 부반송파중 동일 시간 영역 및 상이한 주파수 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 선택한다. 파일럿 신호 선택부(510)는 제2 실시예에 따라 파일럿 신호의 부반송파중 동일 주파수 영역 및 상이한 시간 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 선택한다. 파일럿 신호 선택부(510)는 제3 실시예에 따라 수신된 파일럿 신호로부터 상이한 주파수 영역 및 상이한 시간 영역의 부반송파들을 포함하는 소정 데이터 영역에서 랜덤하게 복수개의 부반송파를 선택한다. 이 경우 전술한 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 각 부반송파와 그 인접한 부반송파는 상관 계수가 1에 가까운 것으로 결정되지만, 이에 한정되지는 않는다.The pilot signal selector 510 selects a plurality of subcarriers having the same time domain and different frequency domains among subcarriers of the pilot signal or preamble received according to the first embodiment. The pilot signal selector 510 selects a plurality of subcarriers having the same frequency domain and different time domains among subcarriers of the pilot signal according to the second embodiment. The pilot signal selector 510 randomly selects a plurality of subcarriers in a predetermined data area including subcarriers of different frequency domains and different time domains from the received pilot signal according to the third embodiment. In this case, as described above, in the preferred embodiment of the present invention, each subcarrier and its adjacent subcarriers are determined to have a correlation coefficient close to 1, but are not limited thereto.

이상과 같이 파일럿 신호 선택부(510)는 CINR을 추정하는데 사용할 복수개의 부반송파 신호를 선택하여 상관기(520)로 출력한다. 상관기(520)는 파일럿 신호 선택부(510)로부터의 복수개의 부반송파에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 복수개의 부반송파에 대한 상관값을 구하고 신호 잡음 산출부(530)로 출력한다. 신호 잡음 산출부(530)는 상관기(520)로부터 출력된 복수개의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값의 차이를 계산한다. 이때, 신호 잡음 산출부(530)는 각 부반송파에 대해 인접한 부반송파를 몇 개로 할 것인가에 따라 적절하게 동작한다. 그 결과, 신호 성분은 서로 상쇄되어 없어지고 잡음 성분이 남는다. 이와 같이 구해진 각 부반송파에 대한 잡음 성분은 간섭 및 잡음 파워 산출부(540)로 출력되고 간섭 및 잡음 파워 산출부(540)는 각 부반송파에 대한 잡음 성분을 제곱하여 잡음 신호 파워를 구한다. 이어서 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)를 소프트웨어적으로 구현한 경우의 잡음 파워 추정 방법을 도 6을 참조하여 설명한다.As described above, the pilot signal selector 510 selects a plurality of subcarrier signals to be used for estimating the CINR and outputs them to the correlator 520. The correlator 520 correlates the pilot sequence preset to the plurality of subcarriers from the pilot signal selector 510 for each element, obtains correlation values for the plurality of subcarriers, and outputs the correlation values to the signal noise calculator 530. The signal noise calculator 530 calculates a difference between a correlation value for the plurality of subcarriers output from the correlator 520 and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier. In this case, the signal noise calculator 530 operates properly according to how many adjacent subcarriers are set for each subcarrier. As a result, the signal components cancel each other out and leave noise components. The noise component for each subcarrier obtained as described above is output to the interference and noise power calculator 540, and the interference and noise power calculator 540 squares the noise component for each subcarrier to obtain a noise signal power. Next, a noise power estimation method when the interference and noise power estimator 430 is implemented in software will be described with reference to FIG. 6.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 잡음 파워를 추정하기 위한 제어 흐름도이다. 도 6을 참조하면, 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 먼저 단계 610에서 전술한 바와 같이 CINR을 추정하는데 사용할 복수개의 부반송파 신호를 선택한다. 그리고, 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 단계 620으로 진행하여 복수개의 부반송파에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시킨다. 이어서 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 단계 630으로 진행하여 복수개의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값의 차이를 계산하여 신호 잡음을 산출한다. 그리고 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 단계 640에서 각 부반송파에 대한 잡음 성분으로부터 잡음 신호 파워를 구한다. 이어서, 본 발명의 일실시예에 따른 CINR 추정기를 구성한 경우를 도 7을 참조하여 설명한다. 6 is a control flowchart for estimating noise power according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 6, the interference and noise power estimator 430 first selects a plurality of subcarrier signals to be used to estimate the CINR as described above in step 610. The interference and noise power estimator 430 proceeds to step 620 to correlate the pilot sequences preset to the plurality of subcarriers for each element. The interference and noise power estimator 430 then proceeds to step 630 to calculate the signal noise by calculating the difference between the correlation values for the plurality of subcarriers and the correlation values obtained from at least one adjacent subcarrier. The interference and noise power estimator 430 obtains the noise signal power from the noise component for each subcarrier in step 640. Next, a case of configuring a CINR estimator according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 7.

도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면이다. 본 발명의 일실시예에 따른 CINR 추정기는 하나의 OFDM 심볼 기간 동안에 N개의 부반송파 신호로 이루어진 파일럿 신호를 사용하고, 각 부반송파에 대해 바로 인접한 2개의 부반송파를 인접 부반송파로 사용하였지만 이에 한정되지 않음은 당업자에게 명백하다.7 is a diagram illustrating a configuration of a CINR estimator according to an embodiment of the present invention. The CINR estimator according to an embodiment of the present invention uses a pilot signal consisting of N subcarrier signals during one OFDM symbol period, and uses two immediately adjacent subcarriers as adjacent subcarriers for each subcarrier, but is not limited thereto. It is obvious to

도 7에 도시된 바와 같이, CINR 추정기(400)는 신호 파워 추정기(420) 및 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)를 포함한다. 그리고 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 FFT기(219)로부터 출력되는 N개의 출력단으로부터 N개의 파일럿 신호를 수신한다. 본 실시예에서 간섭 및 잡음 파워 추정기(430)는 FFT기(219)로부터 출력되는 N개의 신호를 그대로 사용하기 때문에 도 5의 파일럿 신호 선택부(510)가 필요하지 않다. 그러나, CINR 추정기(400)는 본 발명이 적용되는 통신 시스템의 특성에 따라 파일럿 신호를 선택하기 위한 파일럿 신호 선택부를 포함할 수 있다.As shown in FIG. 7, the CINR estimator 400 includes a signal power estimator 420 and an interference and noise power estimator 430. The interference and noise power estimator 430 receives N pilot signals from the N output terminals output from the FFT 219. In this embodiment, the interference and noise power estimator 430 does not need the pilot signal selector 510 of FIG. 5 since the N signals output from the FFT 219 are used as they are. However, the CINR estimator 400 may include a pilot signal selector for selecting a pilot signal according to the characteristics of the communication system to which the present invention is applied.

송신된 신호들 중 IFFT 입력의 k 번째 신호를 xk라 하고 수신된 신호들 중 FFT 출력의 k 번째 신호를 yk라고 하자. 여기서 파일럿 신호는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조를 사용한다고 가정하면 편의상, xk = 1 또는 -1 (k=1,2,...,N) 을 사용한다. 또 xk와 yk 간의 채널의 특성을 Hk 그리고 잡음을 nk라고 하면 수신된 신호는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다. Let k k of the IFFT input of the transmitted signals be x k and k k of the FFT output of the received signals be y k . In this case, assuming that the pilot signal uses binary phase shift keying (BPSK) modulation, x k = 1 or -1 (k = 1, 2, ..., N) is used for convenience. In addition, if the characteristic of the channel between x k and y k is H k and the noise is n k , the received signal may be expressed as in Equation 1.

Figure 112004018439317-pat00001
Figure 112004018439317-pat00001

여기서 xk는 미리 설정된 파일럿 시퀀스이므로 그 값을 수신기가 알고 있으며, yk는 측정으로부터 얻어지는 값이다.Since x k is a preset pilot sequence, the receiver knows the value, and y k is a value obtained from the measurement.

우리가 추정하고자 하는 CINR은 수학식 2와 같이 정의된다. 수학식 2에서 분자는 잡음을 제외한 순수한 수신 신호의 파워의 합이고 분모는 잡음 신호의 파워의 합이다.The CINR we want to estimate is defined as in Equation 2. In Equation 2, the numerator is the sum of the powers of the pure received signals excluding noise and the denominator is the sum of the powers of the noise signals.

Figure 112004018439317-pat00002
Figure 112004018439317-pat00002

본 실시예에서 수신된 신호들로부터 잡음성분을 분리해 내기 위해서 수학식 3에서와 같이 Fk라는 값을 정의한다. 이 값은 잡음 성분을 추정하기 위해 쓰이는 계산의 중간단계의 값이다. In this embodiment, in order to separate the noise component from the received signals, a value of F k is defined as in Equation 3. This value is the intermediate value of the calculation used to estimate the noise component.

Figure 112004018439317-pat00003
Figure 112004018439317-pat00003

구체적으로 도 7에 도시된 바와 같이, N개의 곱셈기(310-1~310-N)는 FFT기(219)로부터의 N개의 출력에 각각 송신된 신호 즉, 미리 설정되어 있는 시퀀스를 곱한다. 그에 따라 송신측에서 1과 -1을 전송한 경우에 동일한 조건이 될 수 있다. 이 N개의 곱셈기(310-1~310-N)는 도 5의 상관기(520)에 대응한다. Specifically, as shown in FIG. 7, the N multipliers 310-1 to 310 -N multiply the N outputs from the FFT 219 by the transmitted signals, that is, the preset sequences. Accordingly, the same condition may be applied when the transmitting side transmits 1 and -1. These N multipliers 310-1 to 310 -N correspond to the correlators 520 of FIG. 5.

그리고, N개의 곱셈기(310-1~310-N)로부터의 출력은 각각 N개의 가산기(320-1~320-N)에 플러스 입력되고, 또 N개의 가산기(320-1~320-N)에는 인접한 서브캐리어에 대한 N개의 곱셈기(310-1~310-N)로부터의 출력이 마이너스 입력된다. Outputs from the N multipliers 310-1 to 310-N are positively input to the N adders 320-1 to 320-N, respectively, and to the N adders 320-1 to 320-N. The outputs from the N multipliers 310-1 through 310-N for adjacent subcarriers are negatively input.

그에 따라 N개의 가산기(320-1~320-N)로부터의 출력은 각각의 서브캐리어에서 구해진 값으로부터 인접한 서브캐리어에서 구해진 값의 차이가 되며 이에 따라 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다. 이 N개의 가산기(320-1~320-N)는 도 5의 신호 잡음 산출부(530)에 대응한다.Accordingly, the outputs from the N adders 320-1 to 320-N are the difference between the values obtained in the respective subcarriers and the values obtained in the adjacent subcarriers, thereby canceling the signal components and leaving only the noise components. These N adders 320-1 to 320-N correspond to the signal noise calculator 530 of FIG.

한편 도 7에 도시된 바와 같이, N개의 신호중 첫 번째 신호인 y1은 인접한 신호가 y2 하나이고 마지막 신호인 yN은 인접한 신호가 yN-1 하나이다. 그리고 나머지 신호들은 인접한 신호가 2개씩이다. 예컨대, yk 신호는 yk-1과 yk+1의 2개 인접 신호를 갖는다. 그러므로, N개의 신호중 첫 번째 신호인 y1 및 마지막 신호인 yN은 각 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값에서 인접 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값을 뺀다. 그리고, 나머지 신호 예컨대, yk는 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값을 2배로 하고, 인접한 2개의 서브캐리어의 출력에 각 송신된 신호를 곱한 값을 각각 뺀다. As shown in FIG. 7, y 1 , the first signal of N signals, has one adjacent signal y 2 , and y N , the last signal, has one adjacent signal y N-1 . The remaining signals are two adjacent signals. For example, the y k signal has two adjacent signals, y k-1 and y k + 1 . Therefore, the first signal y 1 of the N signals and the last signal y N are subtracted from the value of the signal transmitted to the output of the adjacent subcarrier from the value of the signal transmitted to the output of each subcarrier. Then, the remaining signals, for example, y k , double the value obtained by multiplying the transmitted signal by the output of the subcarrier, and subtract the value obtained by multiplying each of the transmitted signals by the output of two adjacent subcarriers, respectively.

그에 따라 F1~FN의 결과값은 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다.As a result, the resulting values of F 1 to F N cancel the signal components and leave only the noise components.

각 F1~FN의 y값에 수학식 1을 대입하고 이를 전개하여 신호에 의한 성분과 잡음에 의한 성분을 따로 모으면 수학식 4와 같이 된다.Equation 1 is substituted into y values of each of F 1 to F N , and the equations 1 are expanded to collect components of signals and components of noise separately.

Figure 112004018439317-pat00004
Figure 112004018439317-pat00004

수학식 4에서 괄호 이전의 항들이 신호에 의한 성분이고 괄호 안의 값이 잡음에 의한 성분이다. 또한 인접한 부반송파 채널들이 거의 같은 채널 특성을 보인다고 가정하면 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.In Equation 4, terms before the parenthesis are components due to signals, and values in parentheses are components due to noise. In addition, assuming that adjacent subcarrier channels have almost the same channel characteristics, it can be expressed as in Equation 5.

Figure 112004018439317-pat00005
Figure 112004018439317-pat00005

그러면, 수학식 4에서 괄호 이전의 값들은 0이 되어, 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다. 이 잡음 성분은 수학식 2에 대입하기 위해 제곱되어 잡음 신호 파워가 추정된다. 즉, 수학식 4에서 잡음에 의한 성분인 괄호를 제곱하면 Fk의 파워는 다음 수학식 6과 같다.Then, in Equation 4, the values before the parentheses become 0, so that the signal component is canceled and only the noise component remains. This noise component is squared for substitution into equation (2) to estimate the noise signal power. That is, when the parenthesis, which is a component of noise, is squared in Equation 4, the power of Fk is expressed by Equation 6 below.

Figure 112004018439317-pat00006
Figure 112004018439317-pat00006

여기서 | Fk |2 들의 합을 계산하기 위해서 편의상 Kk를 이하 수학식 7과 같이 정의한다.Where | F k | In order to calculate the sum of 2 , K k is defined as Equation 7 for convenience.

Figure 112004018439317-pat00007
Figure 112004018439317-pat00007

이러한 수학식 7을 수학식 6의 Fk 2에 대입하면 이하 수학식 8이 얻어진다.Substituting such Equation 7 into F k 2 of Equation 6 provides Equation 8 below.

Figure 112004018439317-pat00008
Figure 112004018439317-pat00008

여기서 둘째항 즉 Kk의 합은 0에 가까운 값이 된다. 왜냐하면, 파일럿 시퀀스가 PN 시퀀스이므로 1과 -1이 비슷한 분포를 가지고 또한 각각의 잡음 성분들이 평균값이 0 이고 서로 독립이므로 수학식 9와 같이 되기 때문이다.Where the sum of the second term, K k , is close to zero. Because the pilot sequence is a PN sequence, since 1 and -1 have similar distributions, and each noise component has an average value of 0 and independent of each other, it becomes as shown in Equation (9).

Figure 112004018439317-pat00009
Figure 112004018439317-pat00009

이를 다시 표현하면 수학식 10과 같이 된다. In other words, it is expressed as Equation 10.                     

Figure 112004018439317-pat00010
Figure 112004018439317-pat00010

따라서, N개의 신호중 첫 번째 신호인 y1에 대한 F1 및 마지막 신호인 yN에 대한 FN은 2개의 잡음 성분을 가지고 있으므로 제곱한 후 2로 나누고, 나머지 신호에 대한 잡음 성분 Fk는 4개의 |nk|2, 1개의 |nk-1|2 및 1개의 |nk+1|2을 가지므로 제곱한 후 6으로 나눈다. 이는 도 7에서 N개의 연산 장치(330-1~330-N)에 의해 행해진다. 그리고, 전체 잡음 전력은 가산기(340)에서 합해져서 수학식 11과 같이 된다. Therefore, since F1 for the first signal y 1 and F N for the last signal y N have two noise components, they are squared and divided by two, and the noise components F k for the remaining signals are four. n k | 2 , 1 | n k-1 | 2 and 1 | n k + 1 | Since we have 2 , we square and divide by 6. This is done by the N computing devices 330-1 through 330-N in FIG. The total noise power is added by the adder 340 and becomes as shown in Equation (11).

Figure 112004018439317-pat00011
Figure 112004018439317-pat00011

이 때 수학식 11의 괄호 안의 값과 그 뒤의 항들은 식 전체의 값에 비해 아주 작은 값이므로 무시할 수 있으므로 전체 잡음 파워는 수학식 12를 이용해서 추정할 수 있다. In this case, the values in the parentheses of Equation 11 and the following terms are very small values compared to the total value of Equation 11, and thus can be ignored.                     

Figure 112004018439317-pat00012
Figure 112004018439317-pat00012

이 때, 수학식 12의 첫째항과 둘째항도 구현시 생략할 수 있다.In this case, the first and second terms of Equation 12 may also be omitted.

마지막으로 신호의 파워는 수학식 13과 같이 된다.Finally, the power of the signal becomes as shown in equation (13).

Figure 112004018439317-pat00013
Figure 112004018439317-pat00013

전체 수신 신호의 파워인 |y1|2 ~ |yN|2를 모두 합한 값에서 전체 잡음 파워를 빼면 간섭과 잡음을 제거한 신호의 파워를 구할 수 있다. 그에 따라, N개의 연산 장치(330-1~330-N)와 가산기(340)는 도 5의 잡음 파워 산출부(540)에 대응한다.Y 1 | 2 to | y N | Subtracting the total noise power from the sum of the two gives the power of the signal with the interference and noise removed. Accordingly, the N computing devices 330-1 to 330 -N and the adders 340 correspond to the noise power calculator 540 of FIG. 5.

또한, 도 7에 도시된 바와 같이 FFT기(219)로부터의 출력 신호는 각각 제곱 연산기(360-1~360-N)를 통해 그 파워가 계산된다. 그리고 이들 제곱 연산기(360-1~360-N)의 출력은 덧셈기(370)에서 모두 더하여 전체 수신 신호의 파워가 구해진다. 그러므로, 제곱 연산기(360-1~360-N) 및 덧셈기(370)는 도 3의 신호 파워 추정기(420)에 대응한다. In addition, as shown in FIG. 7, the output signal from the FFT unit 219 is calculated by the square operators 360-1 to 360 -N, respectively. The outputs of the square operators 360-1 to 360 -N are added to the adder 370 to obtain the power of the entire received signal. Therefore, the square operators 360-1 through 360 -N and the adder 370 correspond to the signal power estimator 420 of FIG. 3.                     

수학식 13에서와 같이 감산기(440)는 이 전체 수신 신호의 파워에서 전체 간섭 및 잡음 파워를 감산한다. 수학식 13에서 마지막 항은 무시할 만하므로, 전체 수신 파워에서 잡음의 파워를 뺀 값으로 근사하기로 한다. 그렇게 하면 결국 CINR의 추정값은 수학식 14와 같이 구할 수 있다.Subtractor 440 subtracts the total interference and noise power from the power of this total received signal, as shown in equation (13). Since the last term in Equation 13 is negligible, we will approximate the total received power by subtracting the power of noise. As a result, an estimate of the CINR can be obtained as shown in Equation 14.

Figure 112004018439317-pat00014
Figure 112004018439317-pat00014

이 전체 수신 파워에서 전체 잡음 파워을 뺀 값은 곱셈기(460)에서 전체 잡음 파워로 나눠지고 CINR 추정값이 계산된다.The total received power minus the total noise power is divided by the total noise power in the multiplier 460 and the CINR estimate is calculated.

한편, 전술한 본 발명의 CINR 추정기의 일실시예는 각 부반송파에 대해 바로 인접한 2개의 부반송파를 인접 부반송파로 사용한 경우인데, 일반적으로 W개의 부반송파를 이용하는 경우에는 상기 수학식 3을 일반식으로 다시 표현하면 하기 수학식 15와 같이 된다. Meanwhile, one embodiment of the above-described CINR estimator of the present invention uses two immediately adjacent subcarriers for each subcarrier as adjacent subcarriers. In general, when using W subcarriers, Equation 3 is represented by the general formula. If the following equation (15).

Figure 112004018439317-pat00015
Figure 112004018439317-pat00015

이에 따라, 잡음 파워를 구하기 위한 수학식 12를 일반식으로 다시 표현하면 하기 수학식 16과 같다. Accordingly, Equation 12 for obtaining the noise power is expressed as Equation 16 below.                     

Figure 112004018439317-pat00016
Figure 112004018439317-pat00016

이상 설명한 바와 같이 본 발명을 적용한 CINR 추정기의 성능은 도 8 및 도 9에 나타내었다. 도 8은 AWGN 환경에서 본 발명이 적용된 CINR 추정기의 성능을 나타내고, 도 9는 ITU-R(International Telecommunication Union Radiocommunication Sector)의 채널 모델 환경에서 본 발명이 적용된 CINR 추정기의 평균 성능을 나타낸다. 여기서 다른 송신기들로부터 오는 간섭(Interference)은 Additive White Gaussian Noise (AWGN)으로 모델링하기로 한다. 이는 중심극한정리(The Central Limit Theorem)에 의해서 많은 수의 랜덤 변수 즉 다른 송신기들로부터 오는 간섭신호의 합이 가우스분포를 따른다고 볼 수 있기 때문이다. As described above, the performance of the CINR estimator to which the present invention is applied is shown in FIGS. 8 and 9. 8 shows the performance of the CINR estimator to which the present invention is applied in an AWGN environment, and FIG. 9 shows the average performance of the CINR estimator to which the present invention is applied in a channel model environment of an International Telecommunication Union Radiocommunication Sector (ITU-R). Interference from other transmitters will be modeled as Additive White Gaussian Noise (AWGN). This is because the Central Limit Theorem shows that the sum of a large number of random variables, i.e., interference signals from other transmitters, follows the Gaussian distribution.

시뮬레이션 환경은 대역폭 10 MHz 에 2048 FFT를 쓰며 파일럿 시퀀스의 길이는 776 이었다. 1000번의 추정을 한 것의 평균, 최대값, 최소값, 그리고 표준편차를 각각 나타내었다. 도 8 및 도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따라 추정된 CINR 값과 실제 CINR 값이 거의 일치하는 것을 볼 수 있다. The simulation environment uses a 2048 FFT with a bandwidth of 10 MHz and a pilot sequence length of 776. The mean, maximum, minimum, and standard deviation of the 1000 estimates are shown, respectively. As shown in FIG. 8 and FIG. 9, it can be seen that the estimated CINR value and the actual CINR value almost coincide with the present invention.

전술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 여러 가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 또한 전술한 본 발명은 OFDM 시스템에 적용한 것으로 설명하였지만, OFDMA 시스템 및 DMT(Discrete Multitone Technology)에도 적용될 수 있다. In the foregoing description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications may be made without departing from the scope of the present invention. In addition, the present invention described above has been described as being applied to an OFDM system, but may also be applied to an OFDMA system and Discrete Multitone Technology (DMT).

따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청 구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정해져야 한다.
Therefore, the scope of the present invention should not be defined by the described embodiments, but should be determined by the equivalent of claims and claims.

본 발명은 OFDM 수신기에서 전력 제어나 적응 변복조 등에 없어서는 안 될 파라미터인 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)을 정확하게 추정할 수 있다.The present invention can accurately estimate a carrier to interference noise ratio (CINR), which is an essential parameter in power control, adaptive modulation and demodulation, etc. in an OFDM receiver.

Claims (19)

통신시스템에서 간섭 및 잡음을 추정하는 장치에 있어서,An apparatus for estimating interference and noise in a communication system, 다수의 부반송파에 미리 설정되어 있는 기준 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 출력하는 상관기와,A correlator for correlating and outputting, by element, a reference sequence preset to a plurality of subcarriers; 상기 상관기로부터 출력된 다수의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값과의 차이를 계산하여 출력하는 신호 잡음 산출부와,A signal noise calculator for calculating and outputting a difference between a correlation value of the plurality of subcarriers output from the correlator and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier; 상기 신호 잡음 산출부로부터의 상기 각 부반송파에 대한 상관값들의 차이로부터 잡음 파워를 구하는 잡음 파워 산출부를 포함하는 간섭 및 잡음 추정 장치.And a noise power calculator for calculating a noise power from a difference of correlation values for each subcarrier from the signal noise calculator. 제1항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 추정 장치는 채널 품질 정보인 캐리어대 간섭 잡음비(CINR:Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는데 사용할 다수의 부반송파 신호를 선택하여 상기 상관기로 출력하는 파일럿 신호 선택부를 더 포함하는 간섭 및 잡음 추정 장치.The pilot signal selector of claim 1, wherein the interference and noise estimation apparatus selects and outputs a plurality of subcarrier signals to be used to estimate carrier to interference noise ratio (CINR), which is channel quality information. Interference and noise estimation device further comprising. 제2항에 있어서, 상기 파일럿 신호 선택부는 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블 신호의 부반송파중 동일 시간 영역 및 상이한 주파수 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 선택하는 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.The interference and noise estimation apparatus of claim 2, wherein the pilot signal selector selects a plurality of subcarriers having the same time domain and different frequency domains among the subcarriers of the received pilot or preamble signal. 제2항에 있어서, 상기 파일럿 신호 선택부는 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블신호의 부반송파에서 동일 주파수 영역 및 상이한 시간 영역을 갖는 복수개의 부반송파를 선택하는 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.The interference and noise estimation apparatus of claim 2, wherein the pilot signal selector selects a plurality of subcarriers having the same frequency domain and different time domain from the subcarriers of the received pilot or preamble signal. 제2항에 있어서, 상기 파일럿 신호 선택부는 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블 신호로부터 상이한 주파수 영역 및 상이한 시간 영역의 부반송파들을 포함하는 소정 데이터 영역에서 랜덤하게 복수개의 부반송파를 선택하는 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.The interference and noise estimation of claim 2, wherein the pilot signal selector randomly selects a plurality of subcarriers in a predetermined data region including subcarriers of different frequency domains and different time domains from received pilot or preamble signals. Device. 제5항에 있어서, 상기 복수개의 부반송파는 그 인접한 부반송파와의 상관 계수가 높은 부반송파임을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.6. The interference and noise estimation apparatus of claim 5, wherein the plurality of subcarriers are subcarriers having a high correlation coefficient with adjacent subcarriers. 제5항에 있어서, 상기 복수개의 부반송파신호는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)신호 인 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.6. The interference and noise estimation apparatus of claim 5, wherein the plurality of subcarrier signals are orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) signals. 제5항에 있어서, 상기 복수개의 부반송파신호는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 인 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.6. The interference and noise estimation apparatus of claim 5, wherein the plurality of subcarrier signals are orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signals. 제5항에 있어서, 상기 복수개의 부반송파신호는 DMT(Discrete Multitone Technology) 신호 인 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 장치.The apparatus of claim 5, wherein the plurality of subcarrier signals are Discrete Multitone Technology (DMT) signals. 통신시스템에서 간섭 및 잡음을 추정하는 방법에 있어서,In a method for estimating interference and noise in a communication system, 수신되는 다수의 부반송파에 미리 설정되어 있는 기준 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시키는 단계와,Correlating, by element, a reference sequence preset to a plurality of subcarriers received; 상기 다수의 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값과의 차이를 계산하는 단계와,Calculating a difference between a correlation value for the plurality of subcarriers and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier; 상기 각 부반송파에 대한 상관값들의 차이로부터 잡음 파워를 구하는 단계를 포함하는 간섭 및 잡음 추정 방법.Obtaining noise power from a difference of correlation values for each subcarrier. 제10항에 있어서, 상기 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블 신호의 부반송파중 동일 시간 영역 및 상이한 주파수 영역을 갖는 다수의 부반송파를 선택하는 단계를 더 포함하는 간섭 및 잡음 추정 방법.12. The method of claim 10, further comprising selecting a plurality of subcarriers having the same time domain and different frequency domains among the subcarriers of the received pilot or preamble signal. 제11항에 있어서, 상기 다수의 부반송파를 선택하는 단계는 상기 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블 신호의 부반송파에서 동일 주파수 영역 및 상이한 시간 영역을 갖는 다수의 부반송파를 선택하는 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 방법.12. The method of claim 11, wherein selecting the plurality of subcarriers comprises selecting a plurality of subcarriers having the same frequency domain and different time domains in the subcarriers of the received pilot or preamble signal. 제11항에 있어서, 상기 다수의 부반송파를 선택하는 단계는 상기 수신되는 파일럿 혹은 프리앰블 신호로부터 상이한 주파수 영역 및 상이한 시간 영역의 부반송파들을 포함하는 소정 데이터 영역에서 랜덤하게 다수의 부반송파를 선택하는 것을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 방법.12. The method of claim 11, wherein the selecting of the plurality of subcarriers comprises randomly selecting a plurality of subcarriers in a predetermined data region including subcarriers of different frequency domains and different time domains from the received pilot or preamble signal. Interference and noise estimation method. 제13항에 있어서, 상기 다수의 부반송파를 선택하는 단계는 상기 그 인접한 부반송파와의 상관 계수가 높은 부반송파를 선택함을 특징으로 하는 간섭 및 잡음 추정 방법.The method of claim 13, wherein the selecting of the plurality of subcarriers comprises selecting a subcarrier having a high correlation coefficient with the adjacent subcarriers. 통신 시스템에서 캐리어대 간섭 잡음비(CINR:Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치에 있어서,An apparatus for estimating a carrier to interference noise ratio (CINR) in a communication system, 수신 신호로부터 신호의 전체 파워를 측정하는 신호 파워 추정기와; A signal power estimator for measuring the total power of the signal from the received signal; DASS(Difference of Adjacent Sub-carrier Signal) 방식을 이용하여 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 처리된 신호와 미리 설정되어 있는 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 다수의 부반송파에 대한 상관값을 구하고, 각 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값의 차이를 계산하여, 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 추정기와;Correlate the preprocessed Fourier Transform (FFT) -processed signal with a preset sequence by element using the DIF (Difference of Adjacent Sub-carrier Signal) method to obtain a correlation value for a plurality of subcarriers. An estimator for calculating a difference between a correlation value for and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier, and estimating interference and noise power; 상기 신호파워 추정기로부터 출력된 신호 파워값과 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기로부터 출력된 잡음값을 이용하여 순수한 신호의 파워의 추정값과 간섭 및 잡음 신호의 추정값의 비(CINR)를 추정하는 CINR 추정부를 포함하는 장치.A CINR estimator for estimating the ratio of the estimated power of the pure signal and the ratio of the estimated value of the interference and noise signal (CINR) using the signal power value output from the signal power estimator and the noise value output from the interference and noise power estimator Device. 통신 시스템에서 캐리어대 간섭 잡음비(CINR:Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법에 있어서,In a method for estimating a carrier to interference noise ratio (CINR) in a communication system, 수신 신호로부터 신호의 전체 파워를 측정하는 단계와,Measuring the total power of the signal from the received signal; DASS(Difference of Adjacent Sub-carrier Signal) 방식을 이용하여 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 처리된 신호와 미리 설정되어 있는 시퀀스를 엘리먼트별로 상관시켜 다수의 부반송파에 대한 상관값을 구하는 단계와, Obtaining a correlation value for a plurality of subcarriers by correlating a predetermined sequence with a fast Fourier transform (FFT) processed signal using a DIF (Difference of Adjacent Sub-carrier Signal) method for each element; 상기 각 부반송파에 대한 상관값과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 상관값의 차이를 계산하여, 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 단계와,Estimating a difference between a correlation value for each subcarrier and a correlation value obtained from at least one adjacent subcarrier, and estimating interference and noise power; 신호 파워값과 간섭 및 잡음 파워를 이용하여 순수한 신호의 파워의 추정값과 간섭 및 잡음 신호의 추정값의 비(CINR)를 추정하는 단계를 포함하는 CINR 추정 방법.Estimating a ratio (CINR) of the estimated power of the pure signal and the estimated value of the interference and noise signal using the signal power value and the interference and noise power. 수신된 복수개의 부반송파로부터 추정된 잡음 신호에 있어서, In the noise signal estimated from the received plurality of subcarriers, 상기 수신 신호의 부반송파들이 각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 적어도 하나이상의 인접 부반송파 신호들과의 차이를 계산하여 신호성분이 제거된 잡음성분만으로 추정되는 것을 특징으로 하는 잡음 신호.The subcarriers of the received signal are calculated based on the similarity of the characteristics of the channels experienced by the adjacent subcarriers, and the difference between the at least one neighboring subcarrier signals is calculated, and the noise is estimated to be only a noise component from which the signal components are removed. signal. 제15항에 있어서, 상기 수신 신호는 FFT 처리된 신호인 것을 특징으로 하는 장치.The apparatus of claim 15, wherein the received signal is an FFT processed signal. 제16항에 있어서, 상기 수신 신호는 FFT 처리된 신호인 것을 특징으로 하는 방법.17. The method of claim 16, wherein the received signal is an FFT processed signal.
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