KR100461209B1 - 디지털오디오방송용송신시스템 - Google Patents

Abstract

디지털 오디오 방송 시스템은 RF 송신기와 그에 상응하는 RF 수신기를 포함한다. RF 송신기에서 디지털적으로 압축된 오디오 신호는 RF 수신기로 송신되기 전에 150,000 헤르쯔(hz)의 주파수를 사용해서 먼저 회전되는 심볼 스트림으로 인코딩된다.

Description

디지털 오디오 방송용 송신 시스템

관련 출원들에 교차 참조

Wang 과 Langberg 이 " A Transmission System for Digital Audio Broadcasting" 이란 제목으로 5개의 계류중인 공동 양도된 미국 특허 출원 08/628117, 08/628120, 08/628220, 08/628118, 08/628119 에 관련 요지가 각각 기재되어 있다.

발명의 배경

본 발명은 통신 시스템들에 관한 것이며, 특히 오디오 방송에 관한 것이다.

소스 부호화의 현저한 발전으로, 압축해제 후의 품질의 현저한 저하 없이 스테레오 사운드를 약 1/10로 압축하는 것이 가능하다. 이 발전으로 이점이 생길 수 있는 한가지 응용이 방송이다. FM 방송은 AM 무선방송에 비해 품질 향상에 중요한 단계를 제공하였다. 과거 십년동안 많은 연구가들은 음의 송신 품질을 더욱 개선하기 위해 부가적인 단계가 취해질 수 있다는 것을 알고 있었다. 이것은 디지털 오디오 방송(digital audio broadcasting, DAB) 또는 디지털 오디오 무선(digital audio radio, DAR)으로 알려진 결실을 가져왔다.

그렇지만, 소스 부호화 연구자들이 스테레오 사운드를 약 1.4 메가비트/초(Mb/s)로부터 160 킬로비트/초(kb/s)까지 압축할 수 있게 된 것은 현저한 성과였지만, 데이터 통신 연구가들이 예를 들어 움직이는 자동차 안의 무선 수신기에 의해 제공되는 고속 이동 환경에서 신뢰할만한 무선 디지털 데이터 링크를 설계한다는 것은 쉬운 일이 아니다. 이것은 DAB와 같은 통신 시스템의 제공은 통신 채널이 시간에 따라 크게 변화하고 다중 경로 및 도플러 이동(Doppler shift)의 영향에 의해 심하게 왜곡된다는 사실에 의해 복잡해지기 때문이다.

발명의 요약

본 발명의 원리에 따라 무선 주파수(RF) 송신기는 낮은 중간 주파수(IF) 신호에서 회전기(rotator)를 포함하며, 상기 신호는 나중에 RF 캐리어 주파수에서 송신되도록 변조된다. 회전기를 사용하면, 수신된 신호에서 위상의 불명료함(phase ambiguity)을 제거함으로써 수신기의 설계가 간단해지며, 또한 수신기에서 수신된 RF 신호를 빠르게 포착할 수 있도록 해주는 낮은 등급의 디지털 캐리어 위상 회복 회로(low-order digital carrier phase recovery circuit)를 사용할 수 있게 한다. 이것은 수신기가 움직이는 자동차 안에 있어서 위에서 언급한 도플러 효과의 영향을 받을 때 특히 중요하다.

본 발명의 실시예에서, DAB 시스템은 RF 송신기와 이에 대응하는 RF 수신기를 포함한다. RF 송신기에서, 디지털적으로 압축된 오디오 신호는 심볼 스트림(symbol stream)으로 인코딩되며 이 스트림은 그 후, RF 수신기로 송신되기 전에, 150,000 헤르쯔(hz)의 주파수를 사용해서 회전된다.

상세한 설명

도 1은 본 발명의 원리를 구현하는 DAB 통신 시스템(10)의 상위 레벨 블록도 이다. DAB 통신 시스템(10)은 송신기(100), 통신 채널(200), 수신기(300)를 포함한다. 본 발명의 개념을 상세히 기재하기 전에, DAB 통신 시스템(10)의 일반적인 동작을 설명한다. 또한 인지적 오디오 부호화(perceptual audio coding)는 잘 알려져 있으므로 그 상세한 설명은 생략한다. 예를 들어, 1994년 2월 8일에 Johnson에 의해 발행된 "Method and Apparatus for Coding Audio Signal Based on Perceptual Model," 이란 제목의 미국 특허 제 5, 285, 498호를 참조하라. 이러한 다른 부호화 기술은 예를 들어 J.P. Princen 및 A.B. Bradley, " Analysis/Synthesis Filter Bank Design Based on Time Domain Aliasing Cancellation, " IEEE Trans. Vol. 34, No. 5, October, 1986; E.F. Schroder 및 J.J. Platte, "MSC: Stereo Audio coding with CD-Quality and 256 kBIT/SEC," IEEE Trans. on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No. 4, November 1987; Johnston, "Transform Coding of Audio Signals Using Noise Criteria," IEEE J.S.C.A., Vol.6, No. 2, February 1988; 및 U.S Patent No. 5, 341, 457, entitled "Perceptual Coding of Audio Signals," issued August 23, 1994, to Hall 등에 기재되어 있다.

도 1에서 아날로그 오디오 신호(101)는 프리프로세서(preprocessor)(105)에 보내져서 여기서 샘플링되며(통상적으로 48 Khz에서 샘플링된다) 디지털 펄스 부호 변조 신호 (통상적으로 16비트)로 표준 방식으로 변환된다. 인지적 오디오 부호화기(PAC)(110)는 PCM 신호(106)를 제공받아 이 PCM 신호를 압축하여 압축된 PAC 신호(111)를 출력시킨다. 후자는 170kb/s 를 나타내는데 이중 10kb/s는 보조 데이터용 제어 채널을 나타내며 160 kb/s는 압축된 오디오 신호를 나타낸다. 압축된 PAC 신호(111)는 에러 방지 부호화기(115)에 인가되며 이 부호화기는 110% 용장도를 제공하는 리드-솔로몬 부호를 상기 압축된 PAC 신호에 인가한다. 에러 방지 부호화기(115)는 또한 버퍼와 인터리버(interleaver)(도시되지 않음)를 포함하여 통신 채널(200)의 영향을 줄인다. 이 결과가 인코딩된 신호(116)이며 이 신호는 340 kb/s 인터리브된 데이터 스트림을 나타내며 각각의 인터리버 블록은 320 ms의 데이터(1088 킬로비트)를 포함한다. 인코딩된 신호(116)는 변조기(150)로 인가되며 이 변조기는 후술되는 바와 같이 본 발명의 원리에 따라 통신 채널(200)로 송신되는 신호를 생성한다. 본 발명의 원리에 따라 통신 채널(200)로부터, 수신기(300)의 복조기(350)는 인코딩된 신호(351)를 회복한다(후술됨). 인코딩된 신호(351)는 에러 방지 복호화기(315)로 제공되며 이 복호화기는 상기 에러 방지 부호화기(115)에 대해 보상하는 방식으로 동작하여 압축된 PAC 신호(316)를 인지적 오디오 복호화기(310)에 제공한다. 상기 복호화기는 상기 압축된 신호를 압축해제하여 PCM 신호(311)를 출력한다. 이 신호는 포스트-프로세서(post-processor)(305)로 제공되며 이 포스트-프로세서는, 이상적으로는, 아날로그 오디오 신호(101)에 일치하는 아날로그 표현(analog representation)을 생성한다.

도 2에는 변조기(150)의 블록도가 도시되어 있다. 인코딩된 신호(116)는 멀티플렉서(MUX)(155)에 인가되며 이 멀티플렉서는 인코딩된 신호(116)를 동기화(sync) 데이터(196)와 멀티플렉스하여 집합된 데이터 신호(156)를 생성한다. 동기 데이터(196)는 프로세서(195)가 발생하는 동기화, 및 등화 정보(equalization information)(상세히 후술됨)를 나타내는 20 kb/s(10k symbols/s) 데이터 스트림이다. 상기 프로세서(195)는 디지털 신호 프로세서를 나타낸다. (본 발명은 여기서 비록 추상적인 기능 빌딩 블록들, 예를 들어 4-PSK 맵퍼(160)등으로 구현되는 것으로 기술하고 있으나, 이들 하나 이상의 빌딩 블록들의 기능들은, 프로세서(195)로 나타내는 바와 같이 하나 이상의 적절히 프로그램된 프로세서들을 사용하여 구현될 수 있음을 유념해야 한다.) 상기 집합된 데이터 신호(156)는 일련의 프레임들로 포맷되는 360 kb/s 데이터 스트림을 나타내며 각각의 프레임은 폭이 10 밀리-초(ms)이며 두 개의 부분, 즉 헤더부 및 인코딩된 데이터부로 나뉜다. 매 10 ms 주기마다 헤더부는 200 비트(100 심볼)의 동기화 데이터를 나타내며 인코딩된 데이터부는 3400 비트의 인코딩된 신호(116)를 나타낸다.

집합된 데이터 신호(156)는 4-위상-이동 키잉(4-phase-shift keying)(PSK) 맵퍼(160)에 인가되며 이 맵퍼는 동시에 2 비트를 동위상(in-phase)과 구적(quadrature) 성분(161, 162)을 갖는 2차원 복소 심볼에 각각 매핑한다. 각각의 심볼은 {a(n)+jb(n)}에 의해 동등하게 표현될 수 있다. 도 3에 예시적인 신호 점 좌표(signal point constellation)가 도시되어 있다. 도 3에서 알 수 있는 바와 같이, 신호 점 좌표는 4개의 "데이터 심볼", 2개의 "채널 동기 및 사운딩 심볼", 2개의 "인터리버 (심볼 클록) 동기 심볼"을 포함한다. "채널 동기 사운딩 심볼" 과 "인터리버 (심볼 클록) 동기 심볼"은 단지 동위상 값(in-phase value)만을 갖는 1차원 심볼이다는 것을 도 3의 신호 점 좌표로부터 알 수 있다. 4-PSK 맵퍼(160)로부터의 결과 신호는 일련의 프레임이며 각각의 프레임은 모든 프레임에 대해 1800개의 복소수 심볼들을 포함한다.

도 4에 예시적인 프레임이 도시되어 있다. 위에서 언급한 바와 같이, 프레임(205)은 폭이 10 밀리-초(ms)이며 두 개의 부분 : 1차원으로 제한되는 100개의 복소수 심볼들을 포함하는 헤더부(206) 및 1700개의 복소수 심볼들을 포함하는 인코딩된 데이터부(207)로 나뉜다.

집합된 데이터 스트림의 인코딩된 데이터부에 있어서, 도 3의 신호 점 좌표로부터 4개의 데이터 심볼이 사용된다. 데이터 심볼 매핑이 다음의 규칙들에 따라 실시되며 여기서 각각의 중괄호는 2쌍의 요소들, 즉 도 3의 예시적인 좌표에서 관련 동위상(in-phase) 및 구적 신호 세기로 설명되는 인입 비트 및 이들과 관련된 심볼 : {(0,0), (-1,-1)}, {(0,1), (-1,1)}, {(1,0), (1,-1)}, {(1,1), (1,1)}을 포함한다.

각각의 프레임의 헤더부와 관련하여, 100개의 복소수 심볼들은 동기화 신호를 나타낸다. 이들 100개의 복소수 심볼들은 도 3의 신호 점 좌표에 도시된 바와 같이 1차원이며 동위상 성분에서 단지 하나의 값만을 갖도록 적절하게 설계된다. 헤더부(206)의 100개의 동기화 심볼들 중 86개의 1차원 심볼들이 수신기(300)에서 프레임 동기화를 위해 사용된다. 이들 86개의 1차원 심볼들은 도 3의 신호 점 좌표의 "채널 동기 및 사운딩 심볼"로부터 선택되며 24PN 시퀀스(31PN 시퀀스의 세그먼트)의 뒤를 잇는 2개의 "31개의 심볼 의사 랜덤-넘버(31 symbol psuedo-random number)"(31PN) 시퀀스를 포함한다. (일반적인 의사-랜덤 넘버 시퀀스는 당 분야에 공지되어 있다.) 이들 86개의 심볼들은 또한 다중-경로 보정, 타이밍 위상 회복, 캐리어 위상 회복을 포함하는 채널 사운딩 및 등화 목적을 위해 수신기(300)에서 사용된다(후술됨).

헤더부(206)의 나머지 14개의 1차원 심볼들은 수신기(300)에서 인터리버 동기화나 심볼 클록 정렬을 위해 사용된다. 이들 14개의 1차원 심볼들은 도 3의 신호 점 좌표의 "인터리버 (심볼 클록) 동기 심볼"로부터 선택된다. 특히, 수신기(300)는 14개의 심볼들은 사용해서 각각의 320 ms 인터리버 블록의 시작을 지시한다. 이 인터리버 동기화는 매 32 프레임마다 반복되며 도 4에 도시된 바와 같이 연속적인 7PN 시퀀스를 포함한다.

어떤 경우에서든지, 상기 14개의 심볼들은 관련 프레임에서 데이터 심볼 동기화를 위해 항상 사용된다. 또한 인터리버 동기화에 사용될 때 상기 14개의 심볼들은 2개의 포지티브 7PN를 포함한다. 그렇지 않으면 상기 14개의 심볼들은 도 4에 도시된 바와 같이 네거티브 7PN의 뒤를 이어 하나의 포지티브 7PN을 포함한다. 이것은 상당한 샘플 시간 변화가 있을 때마다 또는 다른 신호 경로의 관련 세기가 변화하여 수신기(300)에 의해 보여지는 지연에서 변화를 야기할 때마다 각각의 프레임의 인코딩된 데이터 부분을 정렬하는데 필요하다. (본 문헌에서는 네거티브 PN 시퀀스는 단순히 포지티브 PN 시퀀스의 반대임을 유념해야 한다. 예를 들어 2PN이 도 3에 도시된 바와 같이 심볼(1.414,0;-1.414,0)과 같이 나타났다면 대응하는 네거티브 2PN은 심볼 시퀀스(-1.414,0;1.414,0)이다.)

도 2로 돌아가서, 동위상 및 구적 성분(161, 162)은 회전기(165)에 인가되며 이 회전기는 각각의 심볼의 위상을 회전시킨다. 특히, 각각의 회전된 심볼은 다음과 같이 표현된다.

여기서 ω_d = 2πx150,000은 회전 주파수이며, n 은 T만큼 이격된 심볼 예들의 시간 인덱스를 나타낸다.

회전기(165)의 출력 심볼 스트림은 샘플링-레이트 확장기(170)에 의해 심볼 레이트 1/T의 3배로 샘플링된다. 회전된 심볼들의 샘플링 레이트는 모든 심볼들 사이에 2개의 제로값을 갖는 샘플들을 삽입함으로써 확장된다.

결과적으로, 복소수 회전된 심볼들은 인자 L에 의해 확장되며 샘플링-레이트(170)는 다음과 같이 규정된 확장 복소수 심볼 스트림을 제공한다.

여기서 m은 T'만큼 이격된 샘플들의 시간 인덱스이며, L=(T/T')=3은 오버샘플링 인자이다.

그런 다음 확장 복소수 샘플은 디지털 기저대역 필터(175)에 의해 스펙트럼 모양으로 형성되며 상기 필터는 동일한 대역내 기저대역 필터(inband baseband filter)(175-1)와 구적 기저대역 필터(quadrature baseband filter)(175-2)를 포함한다. (비록 이론적으로는 회전된 동위상 및 구적 심볼들이 아날로그 신호들로 변환될 수 있고 아날로그 필터들에 의해 각각 필터링될 수 있지만, 그것들의 디지털 필터들과는 달리 아날로그 필터들의 가공(specification)을 제어하는 것은 훨씬 더 어렵다.) 디지털 기저대역 필터(175)는 단지 실수 값들만을 갖는 h_b(m)으로 정의된 전달 함수를 갖는다. 설명의 목적 상 디지털 기저대역 필터(175)는 66-탭(22-심볼 스팬) 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하는 10% 초과 대역폭을 갖는다. 디지털 기저대역 필터(175)의 하드웨어 실행은 확장 샘플들에 있어서 각각의 심볼 간격에 2개의 제로값의 샘플들(zero-valued samples)이 존재한다는 사실의 이점을 취할 수 있다는 것을 유념해야 한다. 결과적으로, 이 필터링 동작은 그 입력측에서의 동일한 심볼 세트 A'(r)과 함께 3개의 서브-필터(도시되지 않음) h_b(3r), h_b(3r-1), h_b(3r-2)를 갖는 것으로 볼 수 있으며 여기서 r은 심볼 간격에서의 시간 인덱스이며 r=k/L이다. 이들 3개의 서브-필터 각각은 개별적으로 순환적으로 샘플들을 생성하며 r로 표시되는 매 샘플 시간 간격마다 3개의 출력 샘플들을 생성한다. 창조적인 개념은 필요 없을지라도 이 서브-필터의 사용으로 디지털 기저대역 필터(175)의 강제적인 실행에 비해 인자 L에 의해서 계산의 복잡성을 줄인다.

디지털 기저대역 필터(175)의 복소수 출력은 다음과 같다.

디지털 기저대역 필터(175)의 출력 샘플들, y(m)은 프로세서(195)가 디지털적으로 발생하는 파일럿 신호에 부가된다. 이 파일럿 신호는 으로 표현되는 복소수 신호이며, 이것은 또한 100 Khz 코사인 파형의 샘플링된 버전을 상기 필터링된 동위상 샘플들에 부가하고 사인 파형의 샘플링된 버전을 상기 필터링된 구적 샘플들에 부가함으로써 상기 심볼 레이트의 3배가 된다. 디지털 기저대역 필터(175)가 제공하는 상기 신호에 상기 파일럿 톤을 가산하는 부가의 멱(additional power)은 약 0.3 dB이다.

가산기(177 및 182)가 제공하는 복소수 값 신호(complex-valued signal)는

이고, 여기서 k는 파일럿 멱(pilot power)을 결정한다. 대안적으로 동위상 성분과 구적 성분, 위 식의 실수부와 허수부는 다음과 같이 표현된다.

여기서 식(5a)는 신호 178의 표현이며 식(5b)는 신호 183의 표현이다.

그런 다음 신호 s(m)은 동위상 D/A 필터(185-1)와 구적 위상 D/A 필터(185-2)를 포함하는 디지털/아날로그(D/A) 필터(185)에 인가된다. 각각의 D/A 필터는 로우-패스 아날로그 필터(도시되지 않음)에 뒤이은 "샘플-앤드-홀드(sample-and-hold)" 회로(도시되지 않음)를 포함하는 것으로 가정한다. 샘플-앤드-홀드 회로로부터의 결과적인 아날로그 신호는 다음과 같이 표현된다.

여기서

는 D/A 필터(185)의 샘플-앤드-홀드 회로들이 생성하는 직각 펄스이며, 다음과 같이 표현된다.

푸리에 변환은 sinc 함수로서 다음과 같이 표현된다.

이제 높은 오버샘플링 레이트 1/T'을 사용하면 샘플 앤드 홀드 회로로 인하여 스펙트럼 모양 효과(spectral shaping effect)는 감소된다는 것을 알 수 있다. 또한 에일리어스들(aliases)간의 분리도 증가한다. 매 1/T'마다 반복되는 에일리어스를 갖는 D/A 변환기 출력 신호는 D/A 필터의 아날로그 로우-패스 필터(도시되지 않음)에 의해 필터링된다. 일반적으로 아날로그 필터를 설계할 때 협통과-대역(narrow pass-band)에서 중지-대역(stop-band)으로의 천이 영역에서 현저한 엔벨로프 지연 일그러짐이 생긴다. 그렇지만, 여기서는 에일리어싱(aliasing)이 큰 주파수 스팬(large frequency span)에 의해 분리되고 그래서 아날로그 필터 중지-대역은 임계 신호 스펙트럼에서 제거될 수 있으며 그래서 신호의 현저한 일그러짐은 야기되지 않는다.

신호 s_c(t)는 당 분야에 알려진 바와 같이 IF 신호, 예를 들어 10.7 MHz로 상승 변환되고 그런 다음 RF 송신기(190)에 의해 RF 신호로 또 변환된다. (본 문헌에서는 FM 무선과 관련된 미리 지정된 주파수 채널들 중 하나에 RF 신호가 있는 것으로 가정한다. 또한 이 서비스를 위해 할당될 수 있는 다른 주파수를 또한 사용할 수 있다.) 이 점에서 송신된 신호는 다음과 같이 표현된다.

여기서 ω_p = 2π(100,000) 와 ω_d = 2π(150,000) 와 ω_c 는 RF 캐리어 주파수이다.

수신기부로 돌아가기 전에 송신기에서 심볼의 회전에 대한 이유를 설명한다. (9)에 나타난 바와 같이 심볼 A_n 는 송신기에서

만큼 회전된다. 채널과 변조가 이상적인 것으로 가정하면, 이 낮은 IF 신호는 ω_c = ω_d를 설정함으로써 상기 식(9)를 사용해서 표현될 수 있다. 후술되는 바와 같이 수신기(300)에서의 회로는 보다 통상적인 기저대역 신호를 생성하는 대신에 150 Khz의 중심에 있는 낮은 IF 신호를 생성한다. 이것은 파일럿을 배제한 상태에서,

를 산출하며, 여기서 h_p(t)는 통과대역 채널이며

이다. 수신기(300)내에 힐버트 필터쌍(Hilbert filter pair)이 사용된다면 분석적 신호(analytical signal):

가 생성된다.

h_b(t)가 나이키스트 판별법을 만족한다고 가정하면, z(t)는 기저대역 심볼 A_n을 회복하기 위해 심볼 간격에서 샘플링될 수 있다. 이것은 샘플링 후 수신된 스펙트럼이 매 1/T마다 반복되는 것을 나타내는 기본 샘플링 이론으로부터 이해될 수 있다. 그러므로, 샘플링 과정은 원래의 A_n을 재구성한다. 이것은 다음과 같은 식으로 표현된다.

우리는 동위상 성분(inphase component)을 예로서 사용한다.

왜냐하면

이기 때문이다.

그렇지만 s(t)가 송신기에서

만큼 회전하지 않았다면, 그 관련 구적 성분이

만큼 회전하게 될 것이고 그래서 이 회전을 보상하기 위해 수신기에 회전기가 필요하다. 이에 부가하여, 상기 수신기 회전기는 도플러 효과 등으로 인한 어떤 위상 시프트를 보상하기 위해 필요하게 될 것이다. 개념적으로는 단순하지만 ω_d/2π Hz에서의 위상 변화와 상기 위상 시프트의 변화를 추적해야 하기 때문에 이것은 수신기 회전기의 실행을 복잡하게 만든다. 예를 들어, 이들 위상 변화를 추적하기 위해 동반하는 제어 루프에서 크기가 더 큰 단계를 필요로 하게 된다. 결과적으로 포착 시간과 결과적인 노이즈 성분을 증가시키게 된다. 그러므로 본 발명에 따라 수신기를 간단하게 실행하기 위해 도 2에 도시된 바와 같이 회전기를 송신기에 배치한다. 특히, 회전기(165)를 사용하면 위상 불투명을 제거하고 상기 수신된 RF 신호의 수신기(300)에서의 추적을 간단하게 할 수 있다. 저단, 예를 들어 제 1 단의 디지털 에러 캐리어 위상 복구 회로를 RF 섹션(RF section) 후 수신된 신호에서의 어떤 주파수/위상 변화를 빠르게 추적하기 위해 수신기에서 이제 사용할 수 있기 때문에 추적은 간단하게 된다. 수신기가 움직이는 자동차에 안에 있고 위에서 언급한 도플러 효과의 영향을 받을 때 수신된 RF 신호를 빠르게 포착할 수 있는 이 성능은 특히 중요하다.

특히, 송신기에서 회전기를 사용함으로써 데이터 블록 크기의 선택과 같은 부가적인 시스템 제약 없이 간단화된 간섭 캐리어 주파수(또는 위상)가 형성될 수 있다. 송신기 회전의 결과로서, 변조기(150)에 의해 제공되는 변조는 여기서는 정상적인 QPSK 의 반대의 의미로 캐리어리스(carrierless) QPSK 변조라고 칭하기로 한다.

위에서 언급한 기저대역 방식에서의 한 문제는 무선 상승-변환(up-conversion)이 코사인 및 사인 변조기를 필요로 한다는 것이다. 두 개의 아날로그 무선 변조기를 정확하게 90도 분리하여 유지하는 것은 쉬운 일이 아니다. 두 개의 변조기가 정확하게 위상적으로 정렬되지 않으면 두 개의 신호는 (당 분야에 공지된 바와 같은) 완벽한 힐버트쌍(perfect Hilbert pair) 또는 분석적인 복소수 함수를 형성하지 못한다. 이 문제를 피하기 위해 디지털 통과-대역 실행(digital pass-band implementation)과 같은 다른 방식들이 있다. 통과대역 방식에서, 기저 대역 디지털 필터는 동위상 및 구적 밴드패스 필터와 대체되어 힐버트쌍을 형성한다. 동위상 통과대역 필터 출력을 구적 필터 출력으로부터 추출된다. 그런 다음 결과적인 신호는 중간 주파수로 변조되는데 여기서 선택 아날로그 밴드패스 필터가 관련 이미지를 배제하기 위해 사용된다. 그런 다음 밴드패스 필터링된 신호는 공중으로 방송되기 위해 무선 주파수로 변환된다. 이 방식은 더욱 선택적인 이미지 배제 밴드패스 필터의 비용 면에서 두 개의 잘 균형을 이룬 (90도 떨어져 있는) 혼합기를 간단하게 사용할 필요가 있게 한다. (두 개의 혼합기의 위상차가 90도로 되는 편차는 결과적으로 성능의 저하를 가져온다.) 이 이미지 배제 밴드패스 필터의 선택성 요구를 완화하기 위해 동위상/구적 디지털 통과대역 필터의 중심 주파수를 더 높은 주파수에서 설정할 수 있으며 이것은 더 높은 오버-샘플링 레이트 L의 사용을 의미한다. 마지막으로 디지털 필터 앞의 위상 회전기의 회전 주파수를 적절하게 선택함으로써 기저대역 실행 및 통과대역 실행은 등화된다. 통과대역 필터의 중심 주파수가 150 + 180N + X kHz에서 설정되면, 회전 주파수는 -X kHz에서 설정되어야 한다(여기서 N은 ≥ 0 인 정수이며 180 kHz는 심볼 레이트이다). 전체적으로 위에서 언급한 기저대역 방식에서는 후술되는 수신기(300)의 실행에서 약간의 성능 페널티가 생긴다. 또한, 통과대역 경우의 파일럿은 통과대역 중심 주파수로부터 오프셋되어야 한다는 것을 유념해야 한다.

수신기(300)에서, 수신된 RF 신호는 복조기(350)로 인가되며 이것은 도 5에 블록도로 도시되어 있다. 복조기(350)는 "IF 필터"인 RF-하강-변환기(505)를 포함하며, 이 필터는 상기 수신된 RF 신호를 IF 주파수, 예를 들어 당 분야에 공지된 10.7MHz로 하강 변환시킨다. 결과적인 IF 출력 신호는 그런 다음 RF-하강-변환기(510)에 인가되며, 이 변환기는 위에서 250 Khz에서 언급한 파일럿 신호를 포함하는, 중심이 150Khz인, 통과-대역 로우 IF 신호(511)를 제공하며 캐리어 회복용 기준으로서 또한 수신기용 다른 클록 신호(후술됨)를 발생시키는 소스로서 수신기(300)에서 사용된다. 통과-대역 로우 IF(511)의 크기에 대한 대안적인 스펙트럼이 도 6에 도시되어 있다.

남아있는 복조기(350)를 설명하기 전에, 송신된 RF 신호와 수신된 RF 신호 사이의 어떤 캐리어 주파수 차이를 보상하기 위해 RF 하강 변환기(505)내에 아날로그 캐리어 위상-고정-루프(PLL)가 포함된다는 것을 알아야 한다. (비록 아날로그 캐리어 PLL이 복조기(350)의 다른 부분에서 실행될 수 있을지라도 이 기능은 RF 섹션에서 가장 잘 실행된다.) 그렇지만, 이러한 형태의 무선 환경에서는 수신된 RF 신호가 주파수-선택 페이드 및 증폭 페이드(여기서는 "플랫 페이드"라 칭함) 양쪽에서 영향을 받을 수도 있다. 그러므로, RF 하강 변환기(505)의 PLL 회로는 플랫 페이드 또는 주파수-선택 페이드 양쪽에 모두 응답되도록 하기 위해 도 7에 설명된 바와 같이 변형된다.

특히, 수신된 RF 신호는 혼합기(605)에 인가되고 이 혼합기는 또한 로칼 발진기 신호(LO 신호)(631)를 수신한다. 혼합기(605)는 당 분야에 공지된 바와 같이 10.7MHz에서 회복된 IF 신호(606)를 제공하기 위해 모든 필요한 회로를 포함하는 것으로 가정한다. 이 회복된 IF 신호(606)는 자동 이득 제어(610)에 인가되고 이것은 위에서 언급한 IF 출력 신호(506)를 제공하기 위해 회복된 IF 신호의 증폭을 조절하기 위해 사용된다. 아날로그 PLL(630)은 위상고정루프이며 필요한 LO 신호(631)를 발생하기 위해 크리스탈을 포함하는 것으로 가정한다. 당 분야에 공지된 바와 같이, 아날로그 PLL(630)은 여기서 IF 출력 신호(506)로 나타나는 IF 신호에 응답해서 LO 신호의 위상을 조정한다. 그렇지만, 아날로그 PLL(630)은 "Hold/Go" 신호(636)의 상태에 기초해서 트래킹 모드 또는 록 모드 중 어느 모드에서나 동작한다. 후자가 논리 "ONE"를 나타내면 아날로그 PLL(630)은 트래킹을 중지하고 LO 신호(631)의 위상을 록한다. 한편, "Hold/Go" 신호(636)가 논리 "ZERO"를 나타내면 아날로그 PLL(630)은 LO 신호(631)의 위상을 계속 조정한다. 환언하면 아날로그 PLL(630)의 피드백 루프는 파일럿 주파수에서 플랫 페이드(flat fade) 또는 주파수-선택 페이드(frequency-selective fade)가 존재할 때 오조정(misadjustment)을 피하기 위해 개방상태로 유지된다.

특히, 수신된 RF 신호의 플랫 페이드는 플랫 페이드 검출기(615)에 의해 검출되며 상기 검출기는 회복된 IF 신호(606)의 진폭을 나타내는 AGC(610)로부터의 출력 신호를 비교한다. 회복된 IF 신호(606)의 진폭이 소정의 값 예를 들어 -110dBm 보다 낮을 때 플랫 페이드 검출기(615)는 OR 게이트(635)에 논리 "ONE"를 인가한다. 후자는 아날로그 PLL(630)에 논리 "ONE" 신호를 인가하며 이것은 트래킹을 금지시킨다. 유사하게, 파일럿 페이드 검출기(620)는 약 250Khz에서 주파수-선택 페이드를 검출한다. 위에서 언급한 저레벨 IF 신호(511)는 협대역 필터(625)에 인가되며 파일럿 신호 주파수, 예를 들어 250 Khz의 중심에 위치한다. 협대역 필터(625)는 회복된 신호(626)를 파일럿 페이드 검출기(620)에 제공한다. 후자는 회복된 파일럿 신호(626)를 기준 문턱값과 비교한다. 파일럿 페이드 검출기(620)가 회복된 파일럿 신호(626)를 검출하는 한, OR 게이트(635)에 논리 "ZERO"를 주파수 페이드 및 파일럿 페이드 검출기(620)가 제공하지 않는 것으로 가정한다. 그렇지만, 파일럿 페이드 검출기(620)가 회복된 파일럿 신호(626)를 검출하지 않을 때마다 파일럿 페이드 검출기(620)는 OR 게이트(635)에 논리 "ZERO" 를 인가하며 이것은 아날로그 PLL(630)로 하여금 LO 신호(631)의 위상을 조정하지 못하도록 한다. 회복된 파일럿 신호는 다른 방법, 예를 들어 후술하는 이퀄라이저 및 채널 특성화 장치를 사용하여 발생될 수 있다. 그렇지만, 다른 방식이 취해지면 당 분야의 기술인은 회복된 파일럿 신호를 발생하는데 있어서 현저한 처리 (시간) 지연이 생긴다는 것을 알아야만 한다. 또한 플랫 페이드 검출기 및 파일럿 페이드 검출기가 파일럿의 품질에 따라 논리 "1" 또는 "0"과는 다른 출력값을 발생하도록 하는 것이 가능하다. 예를 들어, 플랫 페이드 검출기는 PLL 루프 대역폭을 조절하기 위해 수신된 신호와 -110 dBm과 같은 미리 결정된 값 사이의 차이에 비례하는 출력을 생성할 수 있다. 극단적인 경우, 루프 대역폭을 제로로 감소시킴으로써 PLL을 "홀드" 상태로 유지한다(개루프). 또 다른 대안은 이진수 1과 0 대신에 입력 신호 레벨의 함수로서 다른 가중 계수들을 사용하는 것이다. "유지(hold)" 냐 또는 "진행(go)" 이냐의 결정은 상기 가중 계수를 사용해서 소정의 시간 간격동안 문턱값과 즉시적으로 또는 누산적으로 계산된 값을 비교하여 이루어진다.

도 5로 돌아가서, 위에서 언급한 바와 같이, IF 하강 변환기(510)는 통상적인 기저대역 신호를 생성하는 대신에 중심이 150 Khz인 낮은 IF 신호(511)를 생성한다. 위에서 언급한 바와 같이 도 6은 낮은 IF 신호(511)에 대한 도식적인 주파수 스펙트럼을 도시한다. 낮은 IF 신호(511)의 발생 - 보다 통상적인 기저대역 신호와는 반대로 - 은, 임의의 상부의 인접하는 RF 채널 간섭 배제(RF channel interference rejection)가 아날로그 또는 디지털 로우-패스 필터에 의해 더 늘어나고 반면에 임의의 하부의 인접하는 RF 채널 간섭은 IF 필터에 의해서만 감소되어야 한다는 사실의 인식 하에 선택된다. 그렇지만, IF 주파수들에서 높은 선택 필터를 설계하는 것은 더 어렵다. 실제로는, 하부의 인접하는 RF 채널 간섭은, RF-하강 변환기를 통과한 후, 마지막 IF 주파수 변환을 통해 주 신호(main signal)로 에일리어스된다. 그렇지만, 이 에일리어싱을 줄이기 위해 통과-대역 낮은 IF 신호를 발생시킴으로써 낮은 IF 신호(511)는 0 에서 50Hz 의 "프리(free)" 영역을 갖는 50 내지 250Khz 사이에 놓이게 된다. 이 프리 영역은, 남아있는 하부의 인접하는 RF 채널 간섭의 제 1의 50 Khz이 상기 주 신호에 에일리어스되지 않도록 보장한다. 환언하면, 낮은 IF 신호(511)가 100Khz에 설정되어 있고 프리 영역이 허용되지 않았다면 10.7MHz IF 신호는 10.6KHz에서의 중지-밴드 감쇠가 10.55KHz의 전자의 경우에서의 감쇠보다 훨씬 더 크게 되도록 설계되어야만 한다. 그렇지만, 낮은 IF 신호를 150Khz의 중심에 위치시키게 하는 선택은 10.7KHz IF 필터 중지-밴드 감쇠 요구를 완화한다. 또한, 종래의 RF 설계에서 RF-하강-변환기(505)가 리플(ripples)을 생성하지 않고 관심의 대역에서 지연 일그러짐을 감추지 않으며, 이퀄라이저를 구비하는 디지털 시스템이 다음과 같기 때문에(후술됨), 상기 요구는 도 5의 실행에서 완화될 수 있다는 것이 중요하다는 것을 유념해야 한다. 사실, 수신기의 이퀄라이저를 사용함으로써 노이즈 개선에 대해 최소의 비용으로 임의의 IF 필터 불완전성이 보상될 수 있다. 그렇지만, 신호 전원(signal power)은 IF 필터를 거치기 전에 조절될 수 있으며 그래서 나중에 내부 시스템 노이즈는 무시할 수 있다는 것은 중요하다. 사실, 상기 하부의 인접하는 채널 간섭에 대해 보다 큰 중지-밴드 감쇠를 얻기 위해 상기 IF 필터 응답을 상기 낮은 주파수쪽으로 바이어스시킬 수 있다.

낮은 IF 신호(511)는 필터(590)에 인가되는데 이 필터는 기저대역 아날로그 로우-패스 필터와 하이 패스 필터를 직렬로 포함하도록 구성되어 있다. 로우 패스 필터(도시되지 않음)는 상기 상부의 인접하는 채널 간섭을 더 배제시키기 위해 250 및 270Khz 사이의 중지-밴드 감쇠를 갖도록 설계되어 있다. 이 기저대역 아날로그 로우-패스 필터는 10.7 MHz 필터를 가능한 충분히 배제함으로써 야기되는 샘플링 처리에서 얼라이어싱을 피한다. 하이-패스 필터(도시되지 않음)는 동기화 검출에 악영향을 줄 수 있는 상기 하부의 인접하는 채널 간섭을 더 감소하도록 설계된다. (RF 주파수 변환들에서의 불충분한 배제로 인해, 이미 주 신호로 에일리어스된 상기 하부의 인접하는 채널 간섭은 제거되지 않는다는 것에 유의하라.)

낮은 IF 출력 신호(590)는 심볼 레이트의 3배로 아날로그/디지털(A/D) 변환기(515)에 의해 샘플링되고 본 문헌에서는 도식적으로 540Khz이다(나이키스트 주파수는 270Khz이다). A/D 변환기(515)로부터의 디지털 샘플들(516)의 스트림은 디지털 이득 제어(520)(DGC)에 인가되고, 상기 이득 제어는 상기 수신된 디지털 샘플(521)의 스트림을 생성한다. 후자는 상관기(525)와 지연 선(또는 버퍼)(530)에 인가된다.

지연 선(530)은 미드 앰블 등화(mid amble equalization)를 실행하는데 필요한 채널 임펄스, 이퀄라이저 계수 계산, 지연을 처리하기 위한 처리 지연을 고려하여 설계된다(이것들에 대해서는 후술하다).

종래의 수신기 설계에서는, 동위상 및 구적 신호 성분을 발생하기 위해 힐버트 필터쌍을 사용하며, 복합(교차 결합된) 이퀄라이저는 송신된 기저대역 신호를 회복하는데 사용된다. 복합(교차 결합된) 이퀄라이저는 4개의 필터를 포함하며 동위상 및 구적 출력 신호가 각각 두 개의 필터에 의해 발생된다. 예를 들어, 동위상 출력 신호는 동위상 입력 신호를 처리하는 제 1 필터와 구적 입력 신호를 처리하는 제 2 필터의 결과이다. 구적 출력 신호는 상이한 필터쌍과 함께 간단하게 구성된다. 이러한 분명한 제안에도 불구하고 통과-대역 낮은 IF 신호의 위에서 언급한 발생 - 보다 많은 종래의 기저대역 신호와는 반대로 - 은 비-교차 결합된 이퀄라이저(non-cross-coupled equalizer)(570)의 사용을 허용한다.

이퀄라이저(570)는 두 개의 필터로 구성되는데 하나는 동위상(I-EQ 570-1)용이며 다른 하나는 구적(Q-EQ 570-2)용이다. 이들 필터 모두는 3/T 레이트로 공통의 입력 신호를 가지며 여기서는 일부-공간-샘플(fractionally-spaced-samples)이라 칭하기로 한다. 각각의 필터는 샘플 575-1 과 575-2 각각에서 1/T 레이트로 회복된 동위상 및 구적 출력 신호를 생성한다. 여기서는 비록 언급하지는 않지만 비-교차 결합된 이퀄라이저(570)는 2차원 신호를 회복할 뿐만 아니라 힐버트-쌍을 또한 형성하는 것을 수학적으로 나타낼 수 있다. 이 결과는 동위상만의 채널 사운딩 신호로부터 동위상 및 구적 이퀄라이저 계수 모두를 설계하기 위해 중요하다. 이퀄라이저 하드웨어 복잡성은 위에서 언급한 2/T 교차 결합된 이퀄라이저에 비해 3/T 비-교차 결합된 이퀄라이저를 사용함으로써 감소될 수 있다는 것을 유념해야 한다. 예를 들어, 비록 이퀄라이저(570)가 3/T 샘플링 레이트로 동작할지라도 단지 두 개의 필터만이 필요하다. 이것은 2/T 교차-결합된 4개의 필터 이퀄라이저에 비해 이퀄라이저 하드웨어에서 25%를 절약할 수 있으며 부가하여 교차 결합된 이퀄라이저의 전면에 필요한 힐버트 필터에서도 절약된다.

동위상 및 구적 출력 신호(이것은 심볼 레이트 1/T에서의 디지털 샘플들의 스트림이다)는 캐리어 회복 루프(580)에 인가되며 이것은 회복된 신호에서 위상 오프셋 φ_k를 보상한다. 위에서 언급한 바와 같이, 낮은 IF신호(511)의 통과-대역 발생에 대해 보상하기 위해 회전기가 송신기(100)에 설치되어 있기 때문에 로우-패스 위상 고정 루프는 회복된 RF 신호에서 주파수/위상 변화를 빠르게 추적하기 위해 (위에서 언급한 바와 같이) 수신기(300)에서 사용될 수 있다. 상기 수신된 RF 신호를 빠르게 포착하는 이 능력은 상기 수신기가 움직이는 자동차에 위치하고 위에서 언급한 도플러 효과들에 영향을 받을 때 특히 중요하다.

그렇지만 이 예시적 실시예에서 캐리어 회복 루프는 디지털 캐리어 회복 루프(580)에 의해 나타나게 되는데, 상기 디지털 캐리어 회복 루프는 위상 회전 추정기(580-2)와 위상 회전기(580-1)를 포함한다. 설명의 목적상, 디지털 신호 처리기(DSP)(도시되지 않음)에서 실행되는 것으로 가정한다. DSP는 이퀄라이저 출력과 그 이상적인 위치 사이의 각도 차이를 측정하며 상기 각도 차이를 역-회전시키기 위해 이 정보를 위상 회전기(580-1)에 제공한다. 상기 위상차는 32개의 심볼을 평균화하고 뒤이어지는 300개의 심볼들에 대한 결과적인 계산을 사용함으로써 얻어진다. 결과적으로 단지 6 추정만이 전체 프레임 또는 데이터 블록에 대해(도 4의 프레임(205)에 도시된 바와 같이) 실행된다. 이것은 통상적인 위상-고정 루프 피드백 대신에 블록-기반의 피드-포워드 보정 과정(block-based feed-forward correction procedure)이며, 이 과정에서는 회전기 출력 사이에서 에러가 취해지고 상기 슬라이스된 위치는 필터링되어 위상-고정 루프를 구동시키는데 사용되어 추정 값을 제공한다. 이 피드-포워드 보정 과정은 간단하며 빠르게 이동하는 차량을 추적하는데 특히 용이하다. 그렇지만, 그 주파수 오프셋 추적 범위가 예를들면 ± 18 Hz 과 같이 매우 제한되어 있다. 또한, 모든 300 심볼에서의 캐리어 위상 변화가 저하를 유발할 수 있을 정도로 충분히 크다. 캐리어 회복 루프 시스템에서 심볼-기반의 제 2 단 위상-고정-루프의 실행과 부가적인 주파수 추적 루프의 실행은 추적을 더욱 향상시킬 수 있다는 것을 유념해야 한다.

디지털 캐리어 회복 루프(580)에 의해 제공되는 위상 보정된 심볼 패턴의 처리에 대해 부가적으로 서술하기 전에, 상관기(525), 패턴 정합기(pattern matcher)(540), 결정 장치(565), 채널 응답 소자(535)에 대해 설명한다. 이들 소자들은 프레임 동기화와 채널 특성화의 기능을 제공한다.

프레임 동기화와 관련하여, 수신기에서의 미리 결정된 신호 패턴(트레이닝 신호라 칭함)을 인입 신호에 매칭시키기 위해 일반적으로 동기화 검출 알고리즘이 설계되어 있다. 매칭이 존재하면 동기화가 선언된다. 매칭이 존재하는지의 여부를 결정하는데 있어서 정보를 생성하도록 사용되는 장치를 상관기로 부른다. 상관기의 출력에서의 카운터는 동기화 신호의 특정한 심볼이 매칭되었는지의 여부에 따라 증가하거나 감소한다. 카운터의 출력은 수신기에서 인입 신호와 저장된 신호 패턴 사이의 유사성을 나타낸다. 이러한 카운터를 콘피던스 카운터(confidence counter)라 칭한다. 이러한 간단한 동기화 메카니즘은 상기 상관기로부터 이용가능한 매우 제한된 정보만을 사용한다. 만약 제약이 없다면, 규칙적인 데이터 신호는 동기화 신호와 유산한 패턴을 가지게 되어 오류 검출을 야기할 수 있다.

그렇지만 상기 동기화 신호와 매칭될 때, 노이즈 환경에서 상기 데이터 신호와 상기 동기화 신호를 차별화시키는데 사용될 수 있는 특유한 신호 특성들을 상기 상관기가 생성하는 식으로 상기 동기화 신호를 설계한다면, 동기화 검출 장치를 개선시킬 수 있다는 것이 인식되었다. 이 경우에, 어떤 특성을 갖는 특정한 트레이닝 신호가 필요하다. 이 특정한 트레이닝 신호로부터 동기화 처리에서 얻어진 정보를 채널 특성들(채널 사운딩)을 결정하는데 사용할 수 있다.

그러므로, 그 자동상관 기능에서 구별되는 특성을 갖는 동기화 패턴은 동기화 신뢰성을 개선하는데 사용된다. 도식적으로 이것은 헤더(206)에서 이진수 의사-랜덤 시퀀스의 사용 때문이다. 이러한 시퀀스가 송신기에서 반복되고 수신기에서 반복되지 않은 패턴의 복사와 상관될 때, 상기 상관기는 매칭이 존재할 때는 하이 값(피크)을 생성하고 그렇지 않을 때는 로우 값들(콰이엇 지역(quiet zone))을 생성한다. 상기 시퀀스가 반복되기 때문에, 주기성에 관한 이전의 공지된 정보, 및 상기 피크들의 폭과 상기 콰이엇 지역은 검출 신뢰성을 향상시키는데 사용된다.

1, 0 의 값으로 가정한 심볼들을 갖는 이러한 시퀀스의 길이 N이 송신기에서 반복되고, 1, -1, (-1은 0의 대체임)의 값을 갖는 상기 시퀀스의 저장된 복사에 의해 수신기에서 상관되면, 상기 상관기 출력은 상기 시퀀스가 매칭일때는 진폭 (N+1)/2의 하이 피크를 생성하고 매칭이 아닐 때는 로우 값(low value)을 생성한다. 송신기에서 1 및 -1의 시퀀스를 사용하는 것이 가능하며 1과 0의 값의 시퀀스의 저장된 복사와 상관될 수 있다. 수신된 신호는 처리를 간단하게 하기 위해 1 또는 0으로 하드-슬라이스(hard-sliced) 될 수 있다. 그렇지만, 이 방법은 움직이는 환경과 같은 채널 왜곡이 심한 경우에는 잘 동작하지 않는다. 그러므로, 후술되는 바와 같이 상관기의 입력은 A/D 변환기에 의해 주어진 정밀도를 유지하는 것으로 가정한다. 즉, 상관기의 출력 신호는 실수를 표현하며 단순한 논리 1 과 0에 제한되지 않는다.

도 5로 돌아가서, 수신된 디지털 샘플(521)의 스트림은 상관기(525)에 인가된다. 후자는 서브-상관기 구조를 사용해서 동작된다. 서브-상관기의 예로는 1992. 11. 9에 Wang에 의해 발행된 "Technique for Determining Signal Dispersion Characteristics in Communications Systems"이란 발명의 명칭의 미국 특허 제 5, 260, 972; 1995. 4. 11에 Wang에 의해 발행된 "Signal Correlation Technique"란 발명의 명칭의 미국 특허 제 5, 406, 586에서 발견할 수 있다. 동기화 심볼이 더 이상 일차원에 제약받지 않는다면 부가적인 상관기가 필요하게 된다는 것을 유념해야 한다.

동기화 처리는 두 개의 연속적인 31N 시퀀스로 이루어진 각각의 10 ms 데이터 블록의 시작을 검출하고 부분적인 24PN 세그먼트(위에서 언급한 헤더(206)의 86 심볼들)가 그 뒤를 잇도록 설계되어 있다. 그 계수에 따라 31PN 시퀀스의 복사를 사용하고 입력 신호를 정확하게 수신함으로써 상관기(525)는 상관기 출력 신호(526)를 생성한다. 상관기 출력 신호(526)의 일례가 도 8에 도시되어 있으며 이것은 프레임의 헤더(206)를 수신하는 동안의 상관기 출력 신호(526)를 도시한다. 예를 들어, 영역(11)은 이전 프레임의 데이터부의 테일-엔드(tail-end)에 대응하고 영역(12)은 일반적으로 현 프레임의 헤더(206)에 대응하며 영역(13)은 현 프레임의 데이터부의 시작에 대응한다. (후술되는 바와 같이, 헤더(206)에 남아 있는 두 개의 7PN 동기화 심볼은 등화되어 디-인터리버를 동기화하는데 사용되며 또한 각각의 수신된 데이터 블록의 심볼 위치를 조정하는데 사용된다.)

상관기 출력 신호(526)는 콘피던스 카운터(540)에 인가되며, 이것은 다음의 회로 : 슬라이스 하이(545), 슬라이스 로우(555), 하이 패턴 매치(550), 로우 패턴 매치(560)를 포함한다. 슬라이스 하이 회로(545)는 상관기 출력 신호(526)를 슬라이스하여 그 절대값이 소정의 하이 문턱값을 초과하는지 안 하는지에 따라 1 또는 0을 제공한다. 유사하게, 슬라이스 로우 회로(555)는 상관기의 출력 신호(526)를 슬라이스하여 그 절대값이 소정의 로우 문턱값보다 낮은지의 여부에 따라 1 또는 0을 제공한다. 또한 위에서 언급한 바와 같이 하이 또는 로우 문턱값에 비교될 때 신호의 품질을 반영하기 위해 실수를 갖는 1 또는 0을 나타내는 것이 가능하다. 이 두 개의 슬라이스된 출력은 그런 다음 하이 패턴 매치 회로(550)와 로우 패턴 매치 회로(560)에 각각 인가된다. 하이 패턴 매치 회로(550)와 로우 패턴 매치 회로(560)는 또한 여기서는 제 2 상관기로 칭한다. 후자는 정보를 생성하여 이전에 저장된 신호의 상관에 비해 입력 신호 상관이 얼마나 유사한지를 나타낸다. 그런 다음 하이 및 로우 제 2 상관기들로부터의 정보는 가중되어 결정 장치(565)에 의해 이루어지는 동기화 결정을 위해 합산되며, 상기 결정 장치는 동기화 신호(sync)를 제공한다.

하드-슬라이스된 입력을 갖는 상관기는 상기 슬라이스된 입력이 정확하다면, 출력에서 올바르게 규정된 피크들(well defined peaks)과 콰이엇 지역들을 갖는다는 것을 유념해야 한다. 위에서 언급한 바와 같이 채널이 제대로 동작하지 않는 경우에 정밀한 상관기가 필요하다. 정밀한 상관기의 출력은 하드-슬라이스된 상관기의 응답과 채널 임펄스 응답의 콘벌루션이다. 상기 수신된 신호된 대역제한되어 있고 다중경로에 의해 일그러지기 때문에, 채널 스팬이 송신된 PN 시퀀스의 길이보다 더 길지 않으면 콰이엇 지역은 존재하지 않게 될 것이다. 그러므로, 콰이엇 지역이 완전히 혼란되는 것을 피하기 위해 31-심볼 시퀀스가 사용되는데, 그 이유는 상기 31-PN 시퀀스가 최악의 경우의 채널 스팬보다 훨씬 더 길기 때문이다. 이것은, 안정적이고(quiet) 신뢰성 있는 동기화 검출을 위해 사용될 수 있는 상관기 출력에서 영역들(areas)이 존재하게 되는 것을 보장한다. 31개의 심볼에 의해 분리된 주기적인 피크를 검출하는데 하이(피크) 문턱값 패턴을 사용한다. 하이 문턱값 패턴에서의 각 피크 검출 지역의 폭은 L 샘플이며 여기서 통상적으로 L=3, 또는 1 심볼이다. 로우 문턱값 패턴은 주기적인 콰이엇 지역을 검출하는데 사용된다. 각 콰이엇 지역 검출의 폭은 N 샘플이며 통상적으로 18 또는 16 심볼이다. 다중경로에 의해 야기되는 응답이 있는 영역은 "무시 지역"으로 한정한다. 제 2 상관기의 관련 계수를 제로 값으로 설정함으로써 그 기여를 제로로 한다.

(도 8의 영역(12)에서 제 1의 31PN 시퀀스로부터의 제 1의 기대되는 피크는 이전의 프레임의 끝으로부터의 데이터와 연관된다는 것에 유념해야 한다. 그렇지만, 혼란이 없는 제 2의 수신된 31PN 시퀀스는 제 2의 31PN 시퀀스가 이론적으로는 제 1의 31PN 시퀀스와 상관하고 있기 때문에 명확한 피크 및 콰이엇 지역을 갖는다. 최종적인 PN 시퀀스는 단지 24PN 시퀀스이므로 피크가 부족할 수 있다.)

이것이 도 9에 도시되어 있으며, "피크 검출 지역"(P), "무시 검출 지역"(I), "콰이엇 검출 지역"(Q)으로 도시되어 있는 것 외에는 도 8과 유사하다. 피크 검출 지역 동안 피크 매치 패턴이 찾아진다. 피크 검출 지역 후에, 상관기 출력은 무시 검출 지역으로 나타난 바와 같이 (또한 n_i로 도시된 바와 같이) 시간 주기동안 무시된다. 상기 후자 후에, 콰이엇 검출 지역동안 콰이엇 매치 패턴이 찾아진다. 도식적인 피크 매치와 콰이엇 매치 패턴은 도 10에 도시되어 있다.

근본적으로 이 동기화 처리는 프레임 신호의 하이 및 로우 및 주기성에 주목한다. 그럼에도 불구하고 피크 검출 지역동안의 하이 매치, 콰이엇 검출 지역동안의 로우 매치는 프레임의 시작을 변경하는데 사용된다. 상기 무시 지역은 수신된 신호에 대한 반사, 지연을 보상한다. 상기 결정 장치(565)에서 사용되는 이 일반적인 방법은 도 11, 12, 및 13에 도시되어 있다.

초기에, 수신기(300)가 각각의 주파수에 처음 턴될 때, 결정 장치(565)는 도 11에 도시된 바와 같이 "포착 모드"에서 시작하며, 여기서 동기화가 없음이 선언된다. 유용한 또는 레지스터가 될 수 있는 매치 카운터는 단계 60에서 제로로 초기에 설정된다. 단계 61에서 동기화 처리는 헤더의 검출을 시도한다. 일단 헤더가 검출되면, 매치 카운터는 단계 62에서 증가되며 다수의 심볼 n₃은 단계 63에서 스킵되며 헤더에 대한 검출 시도가 단계 64에서 다시 실행된다. 다수의 심볼 n₃은 프레임 길이와 관련 있다(후술됨). 헤더가 검출되지 않으면, 결정 장치(565)는 단계 61로 되돌아간다. 그렇지만 헤더가 검출되면 매치 카운터는 단계 65에서 증가된다. 매치 카운터가 소정의 수 M₁과 같으면, 결정 장치(565)는 단계 67에서 "스티디 상태 모드"로 전환되며, 도 13에 따라 동작한다(후술됨). 예를 들어 M₁이 3이면 일단 3개의 연속적인 헤더가 검출되고 스티디 상태 모드(steady state mode)로 전환된 다음 동기화(sync) 신호가 투입될 수 있다. 다수의 헤더를 연속적으로 매칭하는 이 요구는 동기화 선언 및 "스티디 상태 모드"로 전환되기 전에 콘피던스의 레벨을 확립한다. 그렇지만, 매치 카운터가 M₁과 같지 않으면 결정 장치(565)는 n₃ 심볼을 스킵하고 단계 63으로 진행한다. 미리 규정된 값 M₁은 고정값이 될 수도 있고 가변값이 될 수도 있다. 예를 들어, 수신기가 초기에 턴 온 되면(또는 스테이션이 먼저 턴 인(turned in) 되면), M₁의 값은 포착 모드로의 턴이 동기화 손실의 결과로 될 때 M₁에 대한 값보다 더 높을 수 있다. 이것은 신호가 먼저 포착될 때 강제로 더 높은 콘피던스 레벨로 되게 한다. 그렇지만, 더 낮은 콘피던스 레벨이 재동기화를 다를 때 허용될 수 있다.

단계 61과 단계 64 사이의 차이는 헤더의 검출을 시도할 때 각각의 수신된 프레임 내에서의 위치에 관한 추정중의 하나이다. 단계 61의 내용에서, 헤더의 검출은 수신된 신호의 어느 점에서나 시작된다. 즉 수신된 신호는 도 11의 단계 61의 피크 지역에 대한 "탐색"이다. 헤더가 초기에 검출되면, 진짜(true) 헤더이었다면, 유사한 검출이 다음 프레임의 시작에서 발생되어야 하며, 상기 다음 프레임은 n₃ 심볼들의 스킵에 의해 나타난 바와 같이 나중의 고정된 시간 간격이다. 이 내용에서 단계 63의 헤더의 검출은 나중의 적절한 시간 간격의 헤더를 "찾아보는 것이다"(신호의 주기성 이전에 공지되어 있기 때문에 프레임의 디지털 신호부는 용이하게 스킵된다).

결과적으로 비록 분리되어 도시되어 있지만 단계 61과 단계 64는 동일한 방식으로 헤더를 검출한다. 이것이 도 13에 도시되어 있으며 이 도면은 도식적인 헤더 검출 방법에 대한 흐름도이다. 단계 50에서 동기화 처리는 피크 지역을 탐색하며, 즉 결정 장치는 콘피던스 카운터(540)로부터 피크 지역을 나타내는 검출을 기다린다. 피크 지역의 검출하에 동기화 처리는 단계 51에서 n1 심볼 간격을 스킵한다(이것이 무시 지역이다). 다음 단계 52에서 동기화 처리는 콰이엇 지역을 찾는다. 콰이엇 지역이 소정의 시간 간격에서 검출되지 않으면 동기화 처리는 피크 지역에 대한 탐색을 위해 단계 50으로 되돌아간다. 그렇지만 콰이엇 지역을 검출하면 결정 장치(565)는 단계 54에서 소정의 시간 간격동안 피크 지역을 찾는다. 피크 지역이 검출되지 않으면, 동기화 처리는 피크 지역을 스캔하기 위해 단계 50으로 되돌아간다. 그렇지만, 단계 54에서 피크 지역을 검출하면 동기화 처리는 신호 반사를 보상하기 위해 단계 55에서 n2 심볼 간격을 스킵하며(이것이 다른 무시 지역이다), 여기서 n₂≥n₁이다. n₁, n₂의 값은 최악의 경우의 채널 스캔의 지식에 근거하여 경험적으로 결정된다. 다음 단계 56에서 동기화 처리는 콰이엇 지역을 찾는다. 소정의 시간 간격 내에서 콰이엇 지역이 검출되지 않으면, 동기화 처리는 소정의 시간 간격 내에서 피크 지역에 대한 탐색을 위해 단계 50으로 되돌아간다. 그렇지만, 콰이엇 지역을 검출하면, 결정 장치(565)는 단계 58에서 피크 지역을 찾는다. 피크 지역이 검출되지 않으면, 동기화 처리는 피크 지역에 대한 탐색을 위해 단계 50으로 되돌아간다. 피크 지역을 검출하면, 동기화 처리는 헤더를 검출하게 된다. 무시 지역을 스킵하고 피크 및 콰이엇 지역을 탐색하는데 허비한 시간 간격들의 합은 31PN의 주기성이 이점이 취해지도록 설계된다.

스티디-상태 모드에서 도 12의 위에서 언급한 방법은 모든 프레임에 대해 사용될 수 있다. 대안적으로, 다른 방법이 사용될 수 있는데 그 중 하나가 도 13에 도시되어 있다. 후자에서 가변적이 될 수 있고 레지스터가 될 수 있는 오류 카운터가 초기에 제로로 설정된다. 단계 72에서 결정 장치(565)는 다음 프레임 내에서 피크 지역을 찾으며 이것은 본 예에서 n₄ 심볼 후자를 발생한다. 여기서 n₄ ≥ n₃이기 때문에 서술될 바와 같이 단지 피크 지역과 콰이엇 지역만이 검출되며 그러므로 하나 이상의 프레임이 스킵되어야 한다. 피크 지역이 검출되면 결정 장치(565)는 단계 73에서 n₁ 심볼 간격을 스킵하며 단계 74에서 콰이엇 지역을 찾는다. 그렇지만, 피크 지역이 검출되지 않으면 단계 75에서 오류가 선언되며 오류 카운터가 증가된다. 오류 카운터의 값은 단계 76에서 검사된다. 오류 카운터의 값이 소정의 수 M₂보다 더 크면 결정 장치(565)는 포착 모드로 전환되며, 즉 동기화는 상실되고 결정 장치(565)는 위에서 언급된 바와 같이 도 11에 따라 동작한다. 그렇지 않으면 결정 장치(565)는 단계 81로 진행하고 그래서 위에서 언급한 바와 같이 단계 72로 진행한다. n₅의 값은 더 많은 심볼이 스킵되어야 하기 때문에(처리 단계 73, 74, 78, 79에 대한 시간으로 나타난 바와 같이) n₄보다 더 크게된다.

단계 74에서 콰이엇 지역이 검출되면 결정 장치(565)는 단계 70에서 동기 신호를 제공하며 단계 71에서 n₄ 심볼을 스킵하며 단계 72에서 다음의 프레임의 시작에서 피크 지역을 찾는다. 그렇지만 콰이엇 지역이 검출되지 않으면 단계 78에서 오류가 선언되고 오류 카운터가 증가된다. 오류 카운터의 값은 단계 79에서 검사된다. (본 문헌에서, 오류는 무용한 동기 신호로 나타나는데, 즉 논리 ZERO 대 논리 ONE로 나타나며, 동기 신호가 다중-비트 신호이면 특정한 비트 패턴으로 나타난다. 대안적으로 개별적인 신호가 결정 장치(565)에 의해 제공될 수 있다.) 오류 카운터의 값이 소정의 값보다 더 크면 결정 장치(565)는 포착 모드로 전환되며 즉 동기화는 상실되고 결정 장치(565)는 위에서 언급한 바와 같이 도 11에 따라 동작한다. 그렇지 않으면, 결정 장치(565)는 단계 71로 진행하고 처리를 계속한다. 본 예에서, 오류 카운터는 위에서 언급한 문턱 값에 다다를 때까지 증가된다. 그렇지만, 상기 오류 카운터를 리셋시키기 위해 변환이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 오류 카운터는 소정의 시간 간격동안에 오류가 검출되지 않으면 주기적으로 리셋된다. 또는 오류 카운터는 동기화 신호가 단계 70에서 제공될 때마다 리셋될 수 있다.

또한, 검출에서의 오류, 또는 동기화의 부족은 채널 신호-대-노이즈 조건을 나타내는데 유리하게 사용될 수 있다. 예를 들어 검출에서 오류가 발생한 경우 또는 동기화 부족이 발생한 경우 리드-솔로몬 더코더에 신호(예를 들어 동기 신호)가 보내진다. 후자는 그런 다음 에러를 정정할 목적으로 현재 수신된 프레임을 무시한다. 이것은 리드-솔로몬 디코더에서 삭제(erasure)라 칭해지는 종래의 시스템에서 통상적인 바와 같이 시간 주기동안 수신된 신호 상에서의 누산 에러 정보(accumulating error information)보다 더 효과적이다. 예를 들어, 이퀄라이저의 출력 신호를 슬라이싱하면 에러 통계치들을 생성하는 것으로 알려져 있다. 소정의 문턱값보다 높이 에러가 누산되면, 이 후 리드-솔로몬 디코더와 같은 회로는 시간 주기동안 상기 수신된 신호를 무시한다. 그렇지만 위에서 언급한 동기 신호를 사용하여 간단하게 이 회로는 제거된다.

위에서 언급한 바와 같이 사운딩 신호는 매 10ms마다 송신된다. 이론적 및 경험적 결과에 기초해서 이것은 통신 채널의 어려움에 따라 자동차 최고 속도 135 및 200 km/hour 사이에서 제한된다. 자동차 속도를 다를 수 있는 능력은 사운딩 신호의 반복 레이트에서의 증가에 따라 선형적으로 증가한다. 예를 들어 사운딩 신호가 매 5ms 마다 송신되면 자동차 최고 속도는 270 내지 400 km/hour 사이의 범위에 놓이게 된다.

도 5를 사용하여 동기화를 결정하기 위한 다른 방법이 사용될 수 있다는 것을 유념해야 한다. 예를 들어, 콘피던스 카운터(540)의 출력 신호를 추정하는 위의 직렬 방식에 비해 도 11, 12에서 언급한 바와 같이 조인트 결정형 분석(joint decision type of analysis)이 사용될 수 있다.

프레임 동기화가 이루어지면 상관기 출력 신호(526) 내에 있는 채널 임펄스 응답을 처리하여 이퀄라이저(570)를 위한 이퀄라이저 계수들을 얻는다. 특히, 동기화가 선언되면, 미리 규정된 헤더, 즉 트레이닝 신호가 확인되어 상기 채널 임펄스 응답을 나타내는데 사용된다. 이것은 특히 이동 무선 채널이 다중 반사 경로의 존재에 의해 특성화되기 때문에 유용하다. 상기 수신된 신호는 주 신호와 반사에 의해 야기되는 많은 수의 간접 신호로 이루어지는 것으로 볼 수 있다. 수신의 어려움은 또한 채널에서의 연속적인 변화에 의해 증가되며 데이터 심볼들이 수백 Khz 보다 더 높은 레이트로 송신될 때 더 어렵게 된다. 예를 들어, 경로들 사이의 수 마이크로-초 지연은 많은 데이터 심볼사이의 심볼간 간섭을 야기한다. 결과적으로 이러한 형태의 통신 환경에서의 데이터를 회복하기 위해서는 채널에 의해 야기되는 손상을 정정하기 위해 채널 특성이 필요하다.

채널 특성은 다음과 같다. 송신기에서 잘 알려진 신호가 알려지지 않은 채널을 통해 보내진다. 수신기에서 관찰된 수신된 신호는 채널을 특성화하는데 사용된다. A(f)를 트레이닝 신호 주파수 스펙트럼, H_t(f)를 송신기 주파수 응답, H_c(f)를 채널 주파수 응답, H_u(f)를 튜너 주파수 응답, B(f)를 수신기에서의 특성의 주파수 응답, T(f)를 전체 주파수 응답으로 규정한다. (단 시스템은 노이즈가 없는 것으로 가정한다.)

A(f) B(f)가 송신 대역에서 k와 같으면 이후로는 "처리 이득"이라 칭하면,

이 되고, 여기서 H(f)는 전체 전송 함수이며 채널 정보는 얻어진다. 이 정보를 사용하여 채널 일그러짐을 정정하는 이퀄라이저 탭 계수를 얻을 수 있다. 후술하는 기술은 정확하게 다중-경로를 특성화하며 위에서 언급한 바와 같이 동기화를 위한 다양한 정보와 캐리어 위상 오프셋 추정을 제공한다.

채널이 노이즈에 의해 손상되면,

이 되고, 여기서 N(f)은 채널 노이즈 멱 스펙트럼이며 k는 위에서 언급한 바와 같이 처리 이득이다. 송신 대역에 대해 적분된 비 k｜H(f)｜²/N(f)은 채널 측정 신호-대-노이즈비를 규정한다. 처리 이득이 클수록 노이즈로부터 측정된 채널 특성에 대한 보호가 좋아진다. 일반적으로, 트레이닝 신호 래스트들(training signal lasts)이 길어질수록 각각의 통신 채널의 특성화가 좋아진다. 이 설계에서 트레이닝 신호는 위에서 언급한 헤더에 대응한다. 결론적으로, 통신 채널을 특성화하기 위해 전용으로 사용된 시간의 양과 전송 오버 헤드 사이에는 일치가 존재한다. 이 균형(trade off)은 여기서는 동기화 및 채널 사운딩 목적을 위해 트레이닝 신호의 길이와 같이 헤더(206)에서의 86개의 심볼의 선택으로 나타낸다.

위에서 언급한 바와 같이 이퀄라이저(570)는 힐버트 쌍을 형성하며 그래서 이퀄라이저(570)의 동위상 및 구적 이퀄라이저들은 동위상 채널 응답으로부터만 얻을 수 있다. 따라서 할당 채널 응답 소자(535)는 상관기 출력 신호(526)에 있는 동위상 채널 임펄스 응답을 먼저 찾는다. 구적 이퀄라이저 계수는 그런 다음 힐버트 변환을 통해 얻어진다.

선형 이퀄라이저 계수를 얻는 도식적인 처리가 도 14에 도시되어 있다. (1994. 10. 13에 출원하여 1995. 11. 15에 특허 허여된 Gadot 등의 미국 특허 제08/322877호를 참조하여 결정 피드백 이퀄라이저의 변형예를 사용할 수 있다.) 단계 30에서, 할당 채널 응답 소자(535)는 상관기 출력 신호(526)가 채널 임펄스 응답을 나타내는 동기 신호를 결정 장치(565)로부터 수신한다. 단계 31에서 할당 채널 응답 소자(535)는 시간-도메인으로부터의 상관기 출력 신호(526)를 "고속 푸리에 변환"(FFT) 또는 이산 푸리에 변환(DFT) 기술에 따라 주파수 도메인 레프리젠테이션으로 변환시킨다(FFT 및 DFT 처리는 당 분야에 공지되어 있다). 일반적으로 이퀄라이저 계수는 시간 도메인으로 돌아가서(시간 도메인 등화동안) FFT 출력의 역수(주파수 도메인 등화에 대하여)와 FFT의 인벌스(IFFT)를 취함으로써 용이하게 결정할 수 있다.

그렇지만, 다중-경로 반사의 존재 때문에 과도한 이퀄라이저 노이즈 증가가 생길 수 있다. 이것은 특히 큰 반사, 예를 들어 동일한 세기 반사에 대해 사실이다. 따라서, FFT 응답으로부터 발생된 이퀄라이저 계수는 발산을 위해 제공되지 않을 수도 있으며 대신에 심볼간 간섭(ISI) 회복이 어려워진다.

그러므로, 약간의 일그러짐을 채널 임펄스 응답으로 인입시킴으로써 전체 성능에서 약간의 저하만으로 다중 반사를 조정할 수 있다. 특히, 채널 임펄스 응답은 회복된 신호가 너무 높거나 너무 낮을 때 주파수 도메인에서 클립(clip)되고, 이를 이후로 "FFT 문턱값(FFT thresholding)"이라 칭한다. 환언하면, 간단한 문턱값은 도 15에 도시된 바와 같이 상관기 출력 신호의 FFT의 크기에 인가된다. 상관기 출력 신호(526)의 FFT는 소정의 문턱값 T_h, T_l를 초과하면, 신호가 간단하게 클립된다. 예를 들어 크기가 T_h보다 더 크면 크기는 T_h로 설정된다. 유사하게, 크기가 T_l보다 작으면 크기는 T_l로 설정된다. 문턱값의 결정은 기대되는 반사의 크기와 받아들여지는 ISI의 정도 사이의 일치이며, 실험적으로 결정되어야 한다.

이 FFT 문턱값 방식은 다중-경로 환경으로 인한 등화에서 과도한 이퀄라이저 노이즈 증가를 피하게 한다. 아날로그적으로 제로 강제 등화(zero-forcing equalization)에 반대가 되는 몇 가지의 최소 평균 제곱 표준을 사용하는 등화로 볼 수 있다. 또한 디지털 주파수 및 시간 변환에서의 원형의 콘벌루션 효과(circular convolution effect)를 피하기 위해 FFT 및 IFFT의 길이는 최악의 경우의 채널의 합을 초과하여야 하고 이퀄라이저는 FFT 및 IFF 동작을 실행하는 중에 원형의 얼라이어스를 피하도록 스팬된다. 마지막으로 대역을 벗어난 응답은 60 내지 240 Khz 사이에 있는 180 Khz 밴드패스 특성을 갖는 이퀄라이저를 설계하기 위해 주파수 도메인에서 제로로 설정된다.

도 14에 돌아가서, 할당 채널 응답 소자(535)는 단계 32에서 FFT 문턱값을 인가한다. 단계 33에서 FFT 문턱값의 역수를 취한다. 결과적인 주파수 도메인 응답은 그런 다음 당 분야에 공지된 바와 같이 단계 34에서 동위상 이퀄라이저 계수를 얻기 위해 인벌스 FFT(IFFT)를 사용해서 처리된다. 최종적으로, 할당 채널 응답 소자(535)는 구적 이퀄라이저 계수를 단계 35에서 얻기 위해 시간 도메인에서 힐버트 변환을 통해 동위상 이퀄라이저 계수들을 처리한다.

일단 이퀄라이저 계수가 얻어지면, 할당 채널 응답 소자(535)는 새롭게 되거나 또는 단계 36에서 계수를 이퀄라이저에 다운-로드한다. 위에서 언급한 바와 같이, 지연 라인(530)은 이퀄라이저(570)가 적절한 데이트 스트림을 볼 수 있도록 샘플 흐름(sample flow)을 조절해야 한다. 등화를 실행하는데 필요한 채널 임펄스, 이퀄라이저 계수 계산, 지연을 처리하기 위해 이 데이터 버퍼의 길이는 시간을 고려한다. 샘플링 위상 관계는 모든 신호 처리와 지연 회로를 통해 적절하게 유지되는 것이 중요하다. 지연 버퍼 후에, 이퀄라이저는 두 개의 부분적인 데이터 블록을 처리하고 데이터 블록의 앞의 절반과 데이터 블록의 뒤의 절반은 100-심볼 동기화 패턴이다. 이것을 소위 미드-앰블 등화(mid-amble equalization)라 부른다. 이퀄라이저는 통과-대역 이퀄라이저라는 것을 유념해야 한다. 동일한 데이터 스트림이 이퀄라이저(570)뿐만 아니라 이퀄라이저(570)의 구적부분에도 제공된다. 이퀄라이저(570)의 출력은 샘플링 레이트로 재샘플링되어 위에서 언급한 바와 같이 캐리어 회복 루프(580)로 제공된다. 캐리어 회복 루프의 출력은 그런 다음 송신된 심볼을 회복시키기 위해 슬라이스된다.

이퀄라이저 계수를 계산하는 도 14의 방법의 변형이 도 16에 도시되어 있다. 후자는 단계 35를 단계 45로 대체하여 단계 36로 이동시킨 것 외에는 도 14와 동일하다. 단계 45에서 주파수 도메인의 동위상 이퀄라이저 계수는 -jsgn(f)(힐버트 변환에서의 주파수 도메인 표현)를 이용하여 처리되며, 이것은 주파수 도메인 내의 구적 위상 이퀄라이저 계수를 발생하며, 이로부터 단계 34에서 IFFT 를 취함으로써 구적에 대한 시간 도메인 계수가 발생된다.

도 5도 돌아가서, 디지털 캐리어 회복 루프(580)이 제공하는 위상-보정된 심볼 스트림이 심볼 회복 소자(705)에 제공되며, 이것은 위에서 언급한 바와 같이 인코딩된 신호(351)를 제공한다. 심볼 회복 소자(705)는 도 17에 블록도 형태로 도시되어 있으며 상관기(710)와 버퍼-카운터(715)를 포함한다.

다시 언급하는 차원에서, 헤더(206)의 남아있는 14개의 1차원 심볼들은 수신기(300)에서 인터리버 동기화 또는 심볼 클록 정렬 중 어느 하나에 사용된다. 이들 14개의 1차원 심볼들은 도 3의 신호 점 좌표의 "인터리버(심볼 클록) 동기 심볼"로부터 선택된다. 특히, 14개의 심볼들은 각각의 320 ms 인터리버 블록의 시작을 나타내기 위해 수신기(300)에 의해 사용된다. 이 인터리버 동기화는 32 프레임마다 반복되며 도 4에 도시된 바와 같이 두 개의 연속적인 7PN 시퀀스를 포함한다. (인터리버 깊이, 즉 인터리버 블록의 크기는 가로막힌 영역으로부터 신호를 회복하도록 하는 능력에 영향을 끼치며 또한 자동차 속도의 최저 속도의 함수이기도 하다. 결론적으로, 인터리버 깊이의 다른 값들이 특정한 시스템 특성에 기초해서 사용될 수 있다. 예를 들어, 가로막힌 영역의 더 높은 발생율이 방송 영역에 존재하면, 인터리버 깊이는 640 ms로 조정될 수 있다.)

14개의 심볼들이 수신기(300)에서 인터리버 동기화에 사용되지 않을 때 관련 프레임에서 이 심볼들은 데이터 심볼 동기화에 사용된다. 이 예에서, 14개의 심볼들은 하나의 네거티브 7PN 을 포함하며 뒤를 이어 도 4에 도시된 바와 같이 포지티브 7PN이 배치된다. 이것은 현저한 샘플 시간 위상 변화 또는 변화된 상이한 신호 경로의 관련 세기가 존재할 때마다, 또한 수신기(300)에 의해 보여지는 지연에서의 변화가 야기될 때마다 각각의 프레임의 인코딩된 데이터부를 정렬할 필요가 있다. (본 내용에서 네거티브 7PN 은 단순히 포지티브 7PN의 반대일 뿐이다. 예를 들어 2PN이 심볼들(1.414,0;-1.414,0)에 의해 표현된다면, 대응하는 포지티브 2PN은 심볼 시퀀스(-1.414,0;1.414,0)가 된다.)

따라서, 상관기(710)는 부가적인 정보 신호 - 동기 신호를 갖는다는 것만을 제외하고는 위에서 언급한 상관기(525), 콘피던스 카운터(540), 결정 장치(565)와 기능 면에서 유사하며, 상기 동기 신호는 현재 수신된 프레임의 프레임 동기화를 설정한다(결과적으로 상관기(710)는 더 간단한 이진수 상관기가 될 수 있다). 유용한 프레임(유용한 동기 신호로 표시되는 바와 같은) 동안 상관기(710)는 동일한 부호의 두 개의 연속적인 7PN 시퀀스의 검출 하에 심볼 블록을 디-인터리브하기 위해 도 1에 도시된 바와 같이 에러 방지 디코더(315)에 의해 연속적으로 사용되도록 인터리버 동기화 신호(352)를 제공한다. 유사하게, 상관기(710)는 반대 부호의 두 개의 연속적인 7PN 시퀀스의 검출 하에 또한 인터리버 동기화 시퀀스의 검출 하에 데이터 심볼 동기화 신호(712)를 제공한다. 후자의 조건은 그 프레임이 새로운 인터리버 블록의 시작을 나타내는 동안일지라도 심볼 동기화를 보장한다는 것이다. 인터리버 동기화를 위해 동일한 부호의 두 개의 7PN 시퀀스와 심볼 동기화를 위해 두 개의 반대의 부호(하나는 네거티브 다른 하나는 포지티브) 7PN을 사용함으로써 수신기 디코딩은 위상-회전 불변(phase-rotation invariant)이 되도록 설계된다. 이것은 채널이 심한 영향을 받는 경우에 이 매우 중요한 시간 스탬프 정보를 추가적으로 보호해준다.

버퍼 카운터(715)는 데이터 심볼 동기화 신호(712)에 대응하며 현 프레임의 데이터의 부분만을 버퍼한다. 버퍼 카운터(715)의 실행은 어떠한 방법으로도 실행될 수 있다. 예를 들어, 선형 버퍼나 원형의 버퍼에서와 같이 포인터와 카운터를 사용하여 부가적인 삭제를 실행한다. 현재 수신된 심볼의 저장에서 버퍼 카운터(715)는 다음과 같은 기능을 실행하는 것으로 한다. 먼저, 버퍼 카운터(715)는 수신된 심볼 스트림을 하드 슬라이스한다. (간략화를 위해 슬라이서 - 당분야에 공지된 소자 - 는 도시되지 않았음). 그런 다음 슬라이스되어 수신된 심볼 스트림이 저장된다. 이상적으로, 저장된 슬라이스된 심볼들의 수는 데이터 블록, 즉 1700 데이터 심볼의 미리 규정된 크기와 같거나 또는 더 커야 한다. 그렇지만, 타이밍 오프셋으로 인해 더 많은 데이터 심볼들이 상기 현재 수신된 프레임과 관련될 수 있거나 더 적은 데이터 심볼들이 관련될 수 있다. 이 타이밍 오프셋은 송신기와 수신기 클록의 오정렬 및 통신 채널 자체의 다중-경로 특성 때문에 야기된다.

송신기와 수신기 클록과 관련하여, 위에서 언급한 채널 사운딩으로부터 추정된 채널 임펄스 응답은 송신기와 수신기 심볼 클록 사이의 타이밍 위상 오프셋 정보를 갖는다. 상기 추정된 채널 응답으로부터 유도된 계수들을 사용하는 분할-공간 이퀄라이저는 제한된 범위까지 타이밍 위상 시프트에 대해 보상하는데 왜냐하면 이퀄라이저가 다음의 동기화가 시작될 때까지 프로즌(frozen) 상태로 유지될 수 있기 때문이다. 송신기와 수신기 클록이 주파수 차이를 갖는다면, 새로운 추정값이 도착하기 전에 타이밍 위상 오프셋은 제로에서 어떤 특정한 값으로 점차 증가한다. 이 문제에 대한 감도는 송신기 필터가 초과하는 대역폭에 달려있다는 것은 공지되어 있다. 예를 들어, 송신 시스템이 제로 퍼센트 초과 대역폭 송신기 필터(zero percent excessive bandwidth transmitter filter)(sinx/x)를 사용하면, 4% 타이밍 위상 오프셋(15도)이 간섭 -23 dB이하의 신호를 야기할 것이다. 이 간섭이 노이즈에 부가되면, 수신기 감도가 0.3 dB 저하된다. 약 10%초과 대역폭을 갖는 송신기 필터를 사용하면, 이것은 11% 타이밍 위상 오프셋에 비교될만하다. 최대 허용된 수신기 심볼 클록 부정확성(maximum allowed receiver symbol clock inaccuracy)은 다음과 같다.

여기서 D는 송신기의 드리프트로부터의 최대 허용된 수신기 심볼 클록 드리프트이며 2로 나눈 이유는 미드-앰블 동기화 때문이다. 11%의 타이밍 오프셋과 1800개의 심볼의 데이터 블록 크기에 있어서 D=120 ppm(parts per million)이다. 수신기 심볼 클록이 송신기 심볼 클록으로부터 ± 120 ppm내에 있는 한 타이밍 위상은 현저한 실행 저하를 야기할 정도로 데이터 블록에 대해 현저하게 변화되지 않는다.

심볼의 삭제 또는 추가가 야기되는 다른 경우는 다중 경로 채널이 변할 때이다. 예를 들어 모든 경로의 관련 세기가 변할 때 이퀄라이저는 가장 강한 파워를 갖는 신호를 주 신호로서 간주하고 이에 따라서 회복된 심볼들을 생성한다.

어떤 경우에서든지, 최종 결과는, 심볼 정렬 내의 시간 이동(time shift)이 존재하면, 더 많은 데이터 심볼이 상기 현재 수신된 프레임에 존재할 수도 있고 더 적은 데이터 심볼이 존재할 수도 있다는 것이다. 이 심볼 시간 이동은 이퀄라이저 계수가 변화될 때 발생할 수 있다. 그러므로 버퍼 카운터(715)는 데이터 심볼 동기화 신호(712)에 의해 표시되는 바와 같이 두 개의 연속적인 이중 카운터(715) 사이의 데이터 심볼들의 수를 측정한다. 추가의 심볼이 존재할 때 그 블록의 중간에서의 하나는 삭제된다. 심볼들의 수가 1700 보다 적으면 중간의 심볼은 반복된다. 이러한 상황에서는 에러가 발생한다. 이러한 문제를 고려하여 신호 포맷을 설계할지라도 실행의 간략화를 위해 이 조건은 무시할 수 있으며 대신에 에러 방지 디코더(315)를 갖는 솔로몬 디코더(도시되지 않음)가 이 문제를 보정하기 위해 설치될 수 있다. 이것은 전체적인 시스템 성능 면에서 약간의 저하를 야기한다. 미드-앰블 이퀄라이저를 사용하기 때문에 두 개의 연속적인 데이터 블록들이 이 심볼 재정렬을 실행하기 위해 버퍼된다.

위에서 언급한 바는 단순히 본 발명의 원리를 설명한 것이며, 그래서 당 분야에 익숙한 기술인은 여기서는 언급되지 않았을지라도 그 정신 및 범주 내에서 본 발명의 원리를 구현하는 다양한 대안적 장치를 구현할 수 있음은 자명하다.

예를 들어, 비록 본 발명은 여기서 이산 기능 빌딩 블록, 예를 들어 개념적인 오디오 디코더, 할당 채널 응답 소자 등을 실행하는 것을 서술하였지만 이들 하나 이상의 빌딩 블록의 기능은 하나 이상의 적절한 프로그램된 프로세서들 예를 들어 디지털 신호 프로세서를 사용하여 실행될 수 있다.

본 발명은, 수신된 신호에서 위상의 불명료함을 제거함으로써 수신기의 설계가 간단해지며, 또한 수신기에서 수신된 RF 신호를 빠르게 포착할 수 있도록 해주는 낮은 등급의 디지털 캐리어 위상 회복 회로를 사용할 수 있게 한다. 이것은 수신기가 움직이는 자동차 안에 있어서 위에서 언급한 도플러 효과의 영향을 받을 때 특히 중요하다.

도 1은 본 발명의 원리를 구현하는 디지털 방송 통신 시스템의 상위 레벨 블록도.

도 2는 도 1의 송신기(100)의 일부에 대한 상세한 블록도.

도 3은 도 1의 송신기(100)에서 사용하는 개략적인 신호 점 좌표도.

도 4는 도 1의 송신기(100)에서 사용하는 개략적인 프레임 포맷도.

도 5는 도 6은 도 1의 수신기(300)내에서 발생하는 낮은 IF 신호에 대한 개략적인 주파수 스펙트럼 도시도.

도 7은 플랫 페이드들(flat fades)과 주파수 페이드들(frequency fades)에 응답하는 위상 고정 루프 회로의 개략적인 블록도.

도 8은 상관기 출력 신호(526)에 대한 개략적인 그래프.

도 9는 도 8의 상관기 출력 신호에서 피크 지대, 무시 지대, 단조로운 지대를 도시한 그래프.

도 10은 피크 매치 패턴과 단조로운 매치 패턴에 대한 개념도.

도 11, 도 12, 도 13은 수신기(300)에서 사용되는 동기화 방법에 대한 개략도.

도 14는 수신기(300)에서 사용되는 이퀄라이저 계수를 계산하는 방법에 대한 개략도.

도 15는 수신기(300)에서 사용되는 이퀄라이저 계수를 계산하기 위해 사용되는 "FFT 문턱값"에 대한 개략도.

도 16은 수신기(300)에서 사용되는 이퀄라이저 계수를 계산하는 다른 방법에 대한 개략도.

도 17은 도 1의 수신기(300)에서 사용되는 심볼 회복 소자(705)에 대한 개략적이 블록도.

※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 ※

100 : 송신기 150, 350 : 복조기

200 : 통신 채널 300 : 수신기

Claims (20)

1. 수신기 장치에 있어서,

   중간 주파수 신호를 제공하기 위해 수신된 무선 주파수 신호상에 동작하는 무선-주파수 하강-변환기(radio-frequency down-converter); 및

   상기 중간 주파수 신호로부터 통과-대역 신호를 제공하여, 상기 통과-대역 신호가 상기 수신된 무선-주파수 신호의 대응하는 송신기 내의 회전기의 회전 주파수에 매칭하도록 선택된 제 1 주파수의 근처에 중심을 두는 중간-주파수 하강-변환기로서, 상기 회전기는 제 1 기저대역 신호를 상기 제 1 기저대역 신호보다 더 많은 좌표 포인트들(constellation points)을 갖는 제 2 기저대역 신호로 매핑하는데 사용되는, 상기 중간-주파수 하강-변환기를 포함하는, 수신기 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   등화된 신호(equalized signal)를 제공하기 위해 상기 통과-대역 신호상에 동작하는 이퀄라이저; 및

   상기 수신기 장치와 상기 송신기를 결합하는 통신 채널의 효과들로 인한 위상 시프트들에만 보상을 제공하기 위해 상기 등화된 신호에 응답하는 캐리어 회복회로(carrier recovery circuit)를 더 포함하는, 수신기 장치.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 캐리어 회복 회로는 디지털 캐리어 위상 회복 회로이며;

   상기 등화된 신호는 프레임들의 시퀀스를 나타내며 상기 디지털 캐리어 위상 회복 회로는 상기 등화된 신호의 각각의 프레임의 일부 상에서 블록-기반 피드-포워드 위상 보정(block-based feed-forward phase correction)을 실행하는 신호 프로세서이며;

   상기 신호 프로세서는 각각의 x1개의 심볼들의 위상과 기준 위상을 비교함으로써 상기 등화된 신호 내의 각각의 프레임의 x1개의 심볼들에 대한 평균 위상차를 결정하며, 상기 x1은 자연수이고;

   상기 신호 프로세서는 바로 이후의 x2개의 심볼들의 위상을 보정하기 위해 상기 평균 위상차를 이용하며, 상기 x2는 자연수인, 수신기 장치.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 프레임의 데이터부를 포함하는 심볼들만이 상기 신호 프로세서에 의해 사용되는, 수신기 장치.
5. 제 3 항에 있어서,

   x2 〉x1 이며 x2는 각각의 프레임의 데이터부를 포함하는 심볼들의 총 수보다 작은, 수신기 장치.
6. 제 3 항에 있어서,

   상기 결정된 평균 위상차 만큼 상기 x2개의 심볼들을 역-회전시키도록 상기 디지털 신호 프로세서에 의해 제어되는 회전기를 더 포함하는, 수신기 장치.
7. 제 2 항에 있어서,

   상기 캐리어 복구 회로는,

   프레임들의 시퀀스로 포맷되는 데이터를 나타내는 상기 등화된 신호상에 동작하는 평균화 회로로서, 각각의 프레임은 헤더부 및 복수의 심볼들을 포함하는 데이터부를 가지며, 상기 평균화 회로는 평균 위상차를 제공하기 위해 각각의 x1개의 심볼들과 기준 신호간의 위상차를 평균화하는, 상기 평균화 회로; 및

   상기 결정된 평균 위상차 만큼 바로 이후의 x2개의 심볼들을 역-회전시키는 회전기를 더 포함하며, x1〈 x2인, 수신기 장치.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 x1 및 x2개의 심볼들은 각각의 프레임의 데이터부로부터 취해지는, 수신기 장치.
9. 방송 신호를 수신하는 방법에 있어서,

   수신된 방송 신호를 제공하기 위해 상기 방송 신호를 통신 채널로부터 수신하는 단계;

   통과-대역 신호를 제공하기 위해 상기 수신된 방송 신호를 하강-변환하는 단계로서, 이로써 상기 통과-대역 신호는 상기 방송 신호의 대응하는 송신기의 회전 주파수에 매칭하도록 선택된 제 1 주파수의 근처에 중심을 두며, 상기 회전 주파수는 제 1 기저대역 신호를 제 2 기저대역 신호에 매핑하는데 사용되며 상기 제 2 기저대역 신호의 좌표는 상기 제 1 기저대역 신호의 좌표(constellation)보다 더 많은 점들(points)을 포함하는, 상기 하강-변환 단계; 및

   등화된 신호를 제공하기 위해 상기 통과-대역 신호를 등화하는 단계를 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 통신 채널의 효과들을 보상하기 위해 낮은 등급의 캐리어 회복 회로(low-order carrier recovery circuit)로 상기 등화된 신호에서의 위상 시프트들을 추적하는 단계를 더 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
11. 제 10 항에 있어서,

    상기 추적하는 단계는,

    프레임들의 시퀀스로 포맷되는 심볼 스트림을 나타내는 상기 등화된 신호를 수신하는 단계로서, 각각의 프레임은 헤더부와 데이터부를 포함하는, 상기 수신하는 단계; 및

    각각의 프레임의 일부 상에 블록-기반 피드-포워드 위상 보정(block-based feed-forward phase correction)을 실행하는 단계를 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 실행하는 단계는,

    각각의 프레임의 x1개의 심볼들 각각의 위상을 기준 위상과 비교하는 단계;

    상기 비교된 x1개의 심볼들에 대한 평균 위상차를 결정하는 단계; 및

    상기 결정된 평균만큼 각각의 프레임에 대한 바로 이후의 x2개의 심볼들의 위상을 역-회전시키는 단계를 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
13. 제 12 항에 있어서,

    상기 데이터부를 포함하는 상기 심볼들만이 상기 비교 단계들 및 상기 역-회전 단계들에서 사용되는, 방송 신호 수신 방법.
14. 제 12 항에 있어서,

    x2 〉x1 이며 x2는 각각의 프레임의 상기 데이터부를 포함하는 심볼들의 총 수보다 작은, 방송 신호 수신 방법.
15. 송신기 장치에 있어서,

    심볼 레이트(1/T)를 갖는, 심볼들의 스트림을 나타내는 제 1 기저대역 신호를 발생하는 심볼 맵퍼(symbol mapper)로서, 상기 T는 심볼 주기인, 상기 심볼 맵퍼;

    상기 제 1 기저대역 신호상에 동작하는 회전기로서, 이로써 각각의 심볼의 위상이 제 2 기저대역 신호를 제공하기 위해

    

    만큼 회전되며 상기 제 2 기저대역 신호의 좌표는 상기 제 1 기저대역 신호의 좌표보다 더 많은 점들을 포함하며, ω_d는 대응하는 수신기 내의 대역-통과 필터의 중심 주파수에 대응하고 n은 심볼 번호 인덱스인, 상기 회전기; 및

    통신 채널을 상으로 송신을 위한 통신 신호를 제공하기 위해 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 처리하는 송신기를 포함하는, 송신기 장치.
16. 제 15 항에 있어서,

    상기 송신기는 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 처리하며, 이로써 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호의 주파수 스펙트럼이 먼저 중간 주파수 대역으로 변환된 다음 상기 통신 채널 상으로 송신을 위한 무선-주파수 대역으로 변환되며;

    상기 송신기는 파일럿 신호의 부가에 의해 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 더 처리하는, 송신기 장치.
17. 송신기 장치에 있어서,

    N은 자연수인 N-차원 심볼들의 스트림을 나타내는 제 1 기저대역 신호를 발생하는 심볼 맵퍼(symbol mapper);

    상기 제 1 기저대역 신호상에 동작하는 회전기로서, 이로써 각각의 N-차원 심볼의 위상은 제 2 기저대역 신호를 제공하기 위해 회전 주파수에 의해 회전되며, 상기 제 2 기저대역 신호의 좌표는 상기 제 1 기저대역 신호의 좌표보다 더 많은 점들을 포함하는, 상기 회전기;

    상기 제 2 기저대역 신호를 필터링하는 기저대역 필터; 및

    통신 채널 상으로 전송을 위한 통신 신호를 제공하기 위해 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 처리하는 송신기를 포함하며,

    상기 회전 주파수는 수신기에 의해 상기 통신 신호로부터 회복된 통과-대역 신호의 주파수 범위 내에 있는, 송신기 장치.
18. 제 17 항에 있어서,

    상기 송신기는 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 처리하며, 이로써 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호의 주파수 스펙트럼이 먼저 중간 주파수 대역으로 변환된 다음 상기 통신 채널 상으로 송신을 위해을 통해 송신용 무선-주파수 대역으로 변환되도록;

    상기 송신기는 파일럿 신호의 부가에 의해 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 더 처리하는, 송신기 장치.
19. 통신 신호를 송신하는 방법에 있어서,

    N 차원 심볼들의 스트림을 나타내는 제 1 기저대역 신호를 발생하기 위해 데이터 신호를 심볼 매핑(symbol mapping)하는 단계;

    제 2 기저대역 신호를 제공하기 위해 회전 주파수에 의해 각각의 N-차원 심볼의 위상을 회전시키는 단계로서, 이로써 상기 제 2 기저대역 신호의 좌표는 상기 제 1 기저대역 신호의 좌표보다 더 많은 점들을 포함하며 상기 회전 주파수는 수신기에 의해 통신 신호로부터 회복된 통과-대역 신호의 주파수 범위 내에 있는, 상기 회전시키는 단계;

    상기 제 2 기저대역 신호를 기저대역 필터링하는 단계; 및

    통신 채널 상으로 송신을 위한 통신 신호를 제공하기 위해 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 처리하는 단계를 포함하는, 통신 신호 송신 방법.
20. 제 19 항에 있어서,

    상기 처리하는 단계는,

    상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 중간-주파수 신호(intermediate-frequency signal)로 상승-변환시키는 단계(upconverting); 및

    상기 중간-주파수 신호를 상기 통신 신호인 무선-주파수 신호로 상승-변환시키는 단계를 더 포함하고,

    상기 처리하는 단계는 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호를 상기 중간-주파수 신호로 상승-변환시키기 전에 상기 필터링된 제 2 기저대역 신호에 파일럿 신호를 부가하는 단계를 더 포함하는, 통신 신호 송신 방법.

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