KR100348286B1 - 반송파 복구 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

디지털 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 반송파 복구부의 루프 필터는 반송파의 주파수 오프셋을 검출한 후 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)과 함께 FM Hum 검출부로 출력하고, 상기 FM Hum 검출부는 상기 루프 필터의 출력으로부터 최소값-최대값을 구한 후 두 차이값으로 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적 크기를 결정하고, 상기 FM Hum의 정량적 크기에 비례하여 루프 필터의 대역폭을 선택하기 위한 제어 신호를 출력함으로써, FM Hum의 유무 및 정량적 크기를 판단할 수 있으며, 이로 인해 FM Hum 복구에 따른 SNR의 TOV의 손실을 없애고, FM Hum의 복구 능력을 향상시킬 수 있다. 또한, 상기 반송파 복구부는 심각한 FM Hum의 포착 및 추적을 간단히 수행할 수 있다.

Description

반송파 복구 장치 및 방법{Apparatus and method for carrier recovery}
본 발명은 디지털 방송 수신기에 관한 것으로서, 특히 반송파 복구부시 FM Hum을 검출하는 반송파 복구 장치 및 방법에 관한 것이다.
현재 여러 가지 매체(지상파, 케이블, 위성)로 나누어져 개발되는 디지털 방송 수신 기술은 향후 통합된 디지털 방송을 위한 통합 시스템 구조로 전개되고 있다. 특히, 디지털 TV(예, HDTV)의 전송 시스템은 약 20Mb/s 이상의 높은 비트 율을 가지는 데이터를 제한된 대역(Band-limited) 즉, 6MHz를 통해서 전송하기 때문에 대역효율이 좋은 변/복조(Modulation/ Demodulation) 방식이 요구된다. 또한, 심볼(Symbol) 및 반송파(carrier) 복구를 위한 심볼/반송파 복구기법, 다중경로(Multi-path), 도플러 효과와 같은 채널의 비이상적인 특성을 보상하기 위한 채널 등화(Channel Equalizer)기법이 필요하고, 잡음에 대해서 신뢰성 있는 전송을 하기 위하여 효율이 좋은 채널 복호화 방법이 사용된다.
이때, 통합된 다매체 디지털 방송 수신기는 다음과 같이 크게 3가지 수신방식으로 구분된다.
1) 지상파 방송 수신방식 :
VSB(Vestigial Side Band, SSB, ATSC 미국형 방식)
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, DSB, 유럽형 방식)
2) 케이블 방송 수신방식 :
QAM(Quadrature Amplitude Modulation, DSB)
3) 위성 방송 수신방식 :
QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, DSB)
이러한 3가지 수신 방식들에 따라 아날로그 수신부, 신호 동기 방식(심볼 복구/반송파 복구), 채널 등화 방식, 정합 필터(Matched Filter), 채널 복호화 방식과 같은 요소들이 서로 다른 요소 기술들로 구성된다.
도 1은 일반적인 다매체 디지털 방송 수신기의 구성 블록도로서, 튜너(101)는 수신되는 RF 주파수로부터 사용자가 원하는 특정 채널 주파수만을 선택한 후 상기 채널 주파수에 실려진 RF 대역의 신호를 고정된 1차 중간 주파수 대역(IF; 보통 44MHz나 43.75MHz가 널리 사용됨)으로 천이시키고 타채널 신호를 적절히 걸러낸다.
그리고, 임의의 채널의 스펙트럼을 고정된 1차 IF 대역으로 내리는 튜너(101)의 출력 신호는 인접 채널 신호의 제거, 잡음 신호제거의 기능으로 채용된 소오(Surface Acoustic Wave ; SAW) 필터(102)를 통과하게 된다.
이때, 디지털 방송 신호는 일 예로, 44MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역 내에 모든 정보가 존재하므로 SAW 필터(102)에서는 튜너(101)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 아날로그/디지털(A/D) 변환부(103)로 출력한다.
상기 A/D 변환부(103)는 상기 SAW 필터(102)의 출력을 고정된 샘플링 주파수로 샘플링시켜 디지털화한 후 심볼 복구된 신호로의 변환을 위해 재샘플부(Resampler)(104)로 출력한다.
상기 재샘플부(104)는 상기 디지털화된 신호와 신호 사이의 에러를 줄이는 방향으로 보간을 하여 정합 필터(105)로 출력한다.
상기 정합 필터(105)는 상기 재샘플부(105)에서 심볼 동기되어 출력되는 신호를 필터링하여 심볼 위치에서의 SNR이 최대가 되도록 재조정한 후 위상 분할부(106)로 출력한다.
상기 위상 분할부(108)는 상기 정합 필터(105)에서 필터링되어 출력되는 통과대역 디지털 신호를 I, Q 통과대역 디지털 신호로 분리한 후 반송파 복구부(107)로 출력한다. 상기 반송파 복구부(107)는 상기 I,Q 통과대역 디지털 신호를 반송파 복구가 이루어진 반송파로 복조하여 주파수 오프셋 및 위상 잡음이 복구된 I,Q 기저대역 디지털 신호를 생성한 후 채널 등화 및 복호화부(108)로 출력한다.
상기 채널 등화 및 복호화부(108)는 상기 반송파 복구부(107)에서 복구된 I,Q 기저대역 신호에 포함된 다중경로에 의한 심볼간의 간섭(Inter-Symbol Interference ; ISI)을 제거한 후, 심볼간의 간섭이 제거된 신호에 포함된 채널 상에 존재하는 연집 잡음과 산발 잡음을 제거한다.
도 2는 상기 반송파 복구부(107)의 일반적인 구성 블록도로서, QAM 방식으로 전송된 신호의 반송파를 복구하는 예를 보이고 있다.
즉, 위상 분할부(106)에서 출력되는 I,Q 통과대역 디지털 신호는 제 1, 제 2 복소 곱셈기(201,202)로 각각 입력된다. 상기 제 1 복소 곱셈기(201)는 상기 I 통과대역 디지털 신호와 수치 제어 발진기(Numeric controlled oscillator ; NCO)(207)에서 생성된 여현파 COSφ를 곱하여 상기 I 통과대역 디지털 신호를 I 기저대역 디지털 신호로 변환하고, 제 2 복소 곱셈기(202)는 상기 Q 통과대역 디지털 신호와 NCO(207)에서 생성된 정현파 SINφ를 곱하여 Q 통과대역 디지털 신호를 Q 기저대역 디지털 신호로 변환한다.
상기 제 1, 제 2 복소 곱셈기(201,202)의 출력은 각각 결정부(203), 락 검출부(204), 및 위상/주파수 오차 검출부(205)로 출력된다.
상기 결정부(203)는 제 1, 제 2 복소 곱셈기(201,202)에서 출력되는 I,Q 복조 신호 성상의 각 신호 레벨에 맞는 I,Q 결정신호 성상을 생성하여 상기 위상/주파수 오차 검출부(205)와 락 검출부(204)로 출력한다.
예를 들어, 상기 결정부(203)는 QAM 성상도에서 복조된 기저대역 디지털 신호가 제 1 사분면 내의 결정 영역 내에 있으면 제 1 사분면 내의 신호라고 판단하여 결정신호 성상을 생성한다.
상기 위상/주파수 오차 검출부(205)는 상기 제 1, 제 2 복소 곱셈기(201,202)에서 출력되는 I,Q 기저대역 디지털 신호와 결정부(203)에서 생성된 I,Q 결정신호 성상을 사용하여 위상 오차를 검출한 후 루프 필터(206)로 출력한다.
즉, 상기 위상/주파수 오차 검출부(205)는 상기 I,Q 복조 신호 성상의 위상과 I,Q 결정신호 성상의 위상과의 차를 구하는데, 두 위상 차가 결국 위상 오차이다.
상기 루프 필터(206)는 일반적인 1차 기저대역 루프 필터를 사용하며, 상기 위상/주파수 오차 검출부(205)에서 출력되는 위상 오차를 누적하여 주파수 오프셋 및 위상 지터의 합인 중간 주파수를 생성한 후 NCO(207)로 출력한다. 상기 NCO(207)는 상기 루프 필터(206)에서 생성된 중간 주파수를 중심 주파수로 하는 정현파와 여현파를 발생한 후 여현파 COSφ는 제 1 복소 곱셈기(201)로, 정현파 SINφ는 제 2 복소 곱셈기(202)로 출력한다.
이때, 상기 루프 필터(206)의 필터 대역폭의 기어 쉬프팅(Gear Shifting)은 락 검출부(Lock detector)(204)의 락 제어신호 LD[2:0]에 의해 자동으로 이루어진다. 즉, 상기 락 검출부(204)는 일 예로, I,Q 복조 신호 성상과 I,Q 결정 신호 성상을 이용하여 루프 필터(206)의 잡음 밴드폭을 스위칭한다.
이와 같이 상기 반송파 복구부(107)는 수신되는 신호에 포함된 해당 잡음(주파수 오프셋, 위상 잡음, FM Hum)을 복구(포착/추적) 후 시스템의 BER(Bit Error Rate) 성능을 향상시키기 위해, 위상 오차 검출 알고리즘을 블라인드(Blind) 모드에서 결정지향(decision-directed) 모드로의 전환 및 루프 필터의 잡음 밴드폭(Noise bandwidth)을 점진적으로 좁혀 나가는 방법을 사용한다. 이러한 방법을 기어 쉬프팅(Gear shifting)이라 한다. 즉, 상기 반송파 복구부(107)는 튜너나 RF 발진기에서 발생되는 수백 KHz 주파수 오프셋(Frequency offset)과 잔류 위상 잡음(Phase Jitter), 그리고 FM Hum을 최소화하는 방향으로 빠른 시간 안에 포착(Acquisition)/추적(Tracking)해야 정확한 데이터 복구가 이루어진다. 특히, 상기 해당 잡음(주파수 오프셋, 위상 잡음, FM Hum)의 효율적인 복구(포착 및 추적)는 최적화된 다매체 디지털 방송 수신기 개발의 핵심 기술 중 하나이다.
그리고, 상기 해당 잡음을 정확히 제거했는지에 대한 판단기준이 필요하게 되는데, 이에 준하는 판단 도구로 통상 상기 락 검출부(204)가 이용된다.
여기서, FM Hum(Residual Frequency Modulation)은 보통 합성 로컬 발진기(synthesized local oscillators)를 내장하고 있는 케이블 채널 업컨버터(cable channel up-converters), 위성 수신기(satellite receivers), 케이블 TV 채널 변조기(cable television channel modulators), 많은 헤드 변조기(headed modulator)의 전원 잡음(power supply frequency pickup)에서 발생한다. 또한, 엔티에스시(NTSC) 신호에서의 FM 이탈(FM Deviation)은 Hum 변조처럼 발생한다.
이때, 상기된 케이블 채널 업 컨버터, 위성 수신기, 케이블 TV 채널 변조기, 헤드 변조기 장비들의 민감한 발진기의 사용 증가로 인해, FM Hum에 대한 해당 튜너의 민감도는 수신기의 성능을 결정하는 중요한 요소가 되며, 이것은 수신기 설계 과정에서 결정되어져야만 한다. 이들 장비들은 보통 전원 잡음으로 60Hz의 FM Hum을 갖고 있지만, 디지털 방송 수신기는 최소한 120Hz의 피크-투-피크(Peak-to-Peak) 수십-수백 Khz의 FM Hum에 대해서도 포착 및 추적이 가능하도록 설계되어져야 하며, 디지털 방송 수신기의 구성요소 중 상기된 반송파 복구부(107)가 FM Hum의 포착 및 추적 기능을 수행한다.
도 3a 내지 도 3c는 FM Hum 잡음을 발생하는 장비들의 합성 주파수(Synthesizer Frequency ; SF)의 FM Hum에 대한 주파수 특성을 보여준다. 즉, 도 3a는 60Hz의 Peak-to-peak OKhz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼으로서, 60Hz를 주기로 하는 의사(spurious) FM Hum 신호들이 합성 주파수에 더해져서 존재함을 알 수 있다. 또한, 도 3b는 120Hz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼으로서, 120Hz를 주기로 하는 의사(spurious) FM Hum 신호들이 합성 주파수에 더해져서 존재함을 알 수 있다. 그리고, 도 3c는 120Hz의 Peak-to-Peak 80Khz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼으로서,120Hz를 주기로 하는 의사 FM Hum 신호들이 Peak-to-Peak 80Khz에 걸쳐 합성 주파수에 더해져서 존재함을 알 수 있다.
도 4a 내지 도 4c는 상기 디지털 방송 수신기의 반송파 복구부(107)가 장비에서 발생한 FM Hum을 복구(포착 및 추적)하는 과정을 시간 영역에서 묘사하는 수렴 곡선을 보여준다. 즉, 도 4a는 60Hz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum 존재할 때의 반송파 복구부(107)의 수렴 곡선이고, 도 4b는 120Hhz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum 존재할 때의 반송파 복구부(107)의 수렴 곡선이며, 도 4c는 120Hhz의 Peak-to-Peak 160Khz의 FM Hum 존재할 때, 반송파 복구부(107)의 수렴 곡선이다.
일반적으로 방송 장비들은 시간이 경과함에 따라 성능이 노화(aging)된다. 따라서, 디지털 방송 수신기의 반송파 복구부(107)는 방송 장비들의 성능 노화 현상에 상관없이 FM Hum을 복구할 수 있어야 한다. 하지만, 모든 반송파 복구부(107)가 무한정의 FM Hum을 복구하기란 사실상 불가능하다고 할 수 있다.
도 4a, 도 4b의 경우에서처럼, 대략 Peak-to-Peak 수십 Khz 미만에 해당하는 매우 적은 양의 FM Hum이 존재하는 경우, 별도의 FM Hum 검출기 없이도 반송파 복구부(107)는 통상 FM Hum을 복구할 수 있다. 하지만, 도 4c의 경우에서처럼 Peak-to-Peak 수백 Khz에 달하는 FM Hum을 복구하기 위해서는 별도의 신뢰성 높은 FM Hum 검출기를 사용하여 FM Hum의 정량적 크기에 따라 자동으로 반송파 복구부(107)의 루프 필터(206)의 대역폭을 조절해야만 한다.
이때, 상기 반송파 복구부(107)의 락 검출부(204)는 도 5에서처럼 복구 처리 순서(포착 1 -> 포착 2 -> 포착 3 -> 추적)를 결정하며, 동시에 각 단계에 해당하는 루프 필터(206)의 대역폭을 자동으로 조절해 주는 역할을 수행한다. 그러나, 상기 락 검출부(204)는 단순히 위상 오차의 유무를 판단하는 역할만을 수행하며, 정량적 크기의 FM Hum을 판단하지는 못한다.
따라서, 상기 락 검출부(204)는 SNR(Signal/Noise Ratio)의 TOV(Threshold Of Visibility)를 손해보지 않으면서 복구 처리 순서의 최종 단계에 해당하는 추적 모드에서 FM Hum의 정량적 크기에 비례하는 루프 필터의 대역폭을 결정할 수 없게 되며, 결국 Peak-to-Peak 수백 Khz에 달하는 FM Hum을 추적 및 포착할 수 없게 된다.
이와 같은 이유로 락 검출부(204)의 최종 단계인 추적 모드에서 SNR의 TOV의 손실 없이, FM Hum의 정량적 크기에 비례하는 루프 필터의 대역폭을 결정할 수 있는 도구로 FM Hum 검출기가 반드시 요구되어진다.
이와 같이 종래에는 FM Hum의 유무 및 정량적 크기를 판단할 수 있는 별도의 장치가 없다. 따라서, FM Hum 복구에 따른 SNR의 TOV의 손실이 필연적으로 초래하고, FM Hum 복구 능력이 저하되는 문제점이 있었다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 FM Hum의 유무 및 정량적 크기를 판단할 수 있는 별도의 장치를 구비하고, 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 구한 후 그 차이값으로 FM Hum의 정량적인 크기를 검출함으로써, 최적의 반송파 복구를 수행하는 반송파 복구 장치 및 방법을 제공함에 있다.
도 1은 일반적인 디지털 방송 수신기의 구성 블록도
도 2는 도 1의 반송파 복구부의 상세 블록도
도 3a 내지 도 3c는 FM Hum 잡음을 발생하는 장비들의 합성 주파수의 FM Hum에 대한 일반적인 주파수 스펙트럼
도 3a는 60Hz의 Peak-to-peak OKhz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼
도 3b는 120Hz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼
도 3c는 120Hz의 Peak-to-Peak 80Khz의 FM Hum이 존재하는 합성 주파수의 스펙트럼
도 4a 내지 도 4c는 상기 디지털 방송 수신기의 반송파 복구부가 장비에서 발생한 FM Hum을 복구하는 과정을 시간 영역에서 묘사하는 일반적인 수렴 곡선
도 4a는 60Hz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum 존재할 때의 반송파 복구부의 수렴 곡선
도 4b는 120Hhz의 Peak-to-Peak OKhz의 FM Hum 존재할 때의 반송파 복구부의 수렴 곡선
도 4c는 120Hhz의 Peak-to-Peak 160Khz의 FM Hum 존재할 때의 반송파 복구부의 수렴 곡선
도 5는 도 2의 락 검출부의 동작모드에 따른 위상/주파수 오차 검출부의 동작 모드 및 루프 필터 대역폭의 천이 흐름도
도 6은 본 발명에 따른 루프 필터와 FM Hum 검출부의 관계를 보인 개략도
도 7은 본 발명에 따른 루프 필터와 FM Hum 검출부의 상세 블록도
도 8은 본 발명에 따른 FM Hum 검출부와 락 검출부의 연동 동작에 의한 반송파 복구부의 추적 단계의 천이 과정을 나타내는 제어 흐름도
도 9는 본 발명에 따른 FM Hum 검출부를 적용한 반송파 복구부의 피크-투-피크 160Khz FM Hum @120Hz의 수렴 곡선
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
300 : 루프 필터 400 : FM Hum 검출부
401 : FM Hum 계산부 401-1 : 최대값 연산기
401-2 : 최소값 연산기 401-3 : 제 1 지연기
401-4 : 제 2 지연기 401-5 : 감산기
402 : 비교기 403 : 신뢰도 카운터
500 : 락 검출부
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 반송파 복구 장치는, 락 제어 신호에 따라 잡음 대역폭을 스위칭하며, 반송파의 주파수 오프셋()과 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)을 출력하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력± FM Hum으로부터 각각 최대값과 최소값을 구하여 FM Hum의 정량적 크기를 검출한 후 그 정량적 크기에 비례하는 제어 신호를 출력하는 FM Hum 검출부와, 상기 FM Hum 검출부의 제어 신호에 따라 반송파 복구부의 추적 단계의 천이를 결정하며, 또한 추적 단계에 따라 상기 루프 필터의 잡음 대역폭을 선택하는 락 제어신호를 상기 루프 필터로 출력하는 락 검출부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 FM Hum 검출부는 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 검출한 후 상기 최대값에서 최소값을 빼 상기 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적 크기를 검출하는 FM Hum 계산부와, 상기 FM Hum 계산부에서 출력되는 FM Hum의 정량적 크기와 미리 저장된 참조 FM Hum을 비교하고 비교 결과에 따라 상기 루프 필터의 대역폭을 결정하기 위한 제어신호를 상기 락 검출부로 출력하는 비교기로 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 FM Hum 계산부는 심볼 단위로 최대값과 최소값을 검출하며, 상기 최대값과 최소값의 샘플 주기는 120Hz 단위로 수행되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 방법은, 제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값(제 1 참조 FM Hum 값 > 제 2 참조 FM Hum 값 > 제 3 참조 FM Hum값)을 미리 설정한 후 주파수 포착이 이루어지면 위상 추적을 위해 주적 1 단계로 천이하는 단계와, 상기 추적 1 단계는 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 1단계에 있을지, 추적 2단계로 천이할지를 결정하는 단계와, 상기 추적 2 단계는 다시 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 2 단계에 있을지, 추적 1 단계 또는 추적 3단계로 천이할지를 결정하는 단계와, 상기 추적 3 단계는 다시 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 3 단계에 있을지, 추적 1 단계 또는 추적 2단계로 천이할지를 결정하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.
일반적으로 VSB/PSK/QAM등의 다매체 디지털 방송 수신기에 정착되는 반송파 복구부는 튜너나 케이블 채널 업 컨버터, 위성 수신기, 케이블 TV 채널 변조기, 헤드 변조기 장비에서 발생되는 피크-투-피크 수십Khz FM Hum을 빠른 시간 안에 포착(Acquisition)/추적(Tracking)해야 한다. 또한 낮은 SNR과 심한 채널ISI(Ghost)에도 신뢰성 높은 포착/추적 동작을 수행해야 한다.
상기 반송파 복구부의 포착/추적 성능은 일반적으로 위상/주파수 오차 검출기 알고리즘과 PLL의 구현 방법에 의해 결정된다. FM Hum의 정량적 크기에 비례하는 PLL의 대역폭의 결정은 SNR의 TOV 손실없이 심각한 FM Hum을 포착 및 추적하는 매우 중요한 요소가 된다.
이를 실현하기 위해서는 정량적인 FM Hum의 크기를 판단하는 도구가 요구되며, 이러한 역할을 수행하는 것이 본 발명의 FM Hum 검출기이다.
즉, 본 발명은 반송파의 주파수 오프셋을 검출하는 루프 필터의 출력으로부터 최소값-최대값을 구한 후 두 차이값으로 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적 크기를 결정하고, 상기 FM Hum의 정량적 크기에 비례하여 루프 필터의 대역폭을 선택하도록 하는데 있다.
도 4는 이를 수행하기 위한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 반송파 복구부 중 FM Hum 검출에 관한 구성 블록도로서, 반송파의 주파수 오프셋()과 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)을 출력하는 루프 필터(300), 상기 루프 필터(300)의 출력± FM Hum으로부터 최소값과 최대값을 구하여 FM Hum의 정량적 크기를 검출한 후 그 정량적 크기에 비례하는 제어 신호를 출력하는 FM Hum 검출부(400), 상기 FM Hum 검출부(400)의 제어 신호에 따라 반송파 복구부의 추적 단계의 천이를 결정하며, 또한 추적 단계에 따라 상기 루프 필터(300)의 대역폭을 선택하는 제어신호를 루프 필터(300)로 출력하는 락 검출부(500)로 구성된다.
도 7은 상기 루프 필터(300)와 FM Hum 검출부(400)의 상세 블록도로서, 상기FM Hum 검출부(400)는 루프 필터(300)로부터 반송파의 주파수 오프셋()과 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)을 입력받아 장비들로부터 생성된 FM Hum의 정량적 크기를 검출하는 FM Hum 계산부(401), 상기 FM Hum 계산부(401)의 출력과 미리 저장된 참조 FM Hum을 비교하는 비교기(402), 상기 비교기(402)의 신뢰도를 확인한 후 락 검출부(500)로 출력하는 신뢰도 카운터(403)로 구성된다.
그리고, 상기 FM Hum 계산부(401)는 상기 루프 필터(300)의 출력으로부터 최대값을 계산하는 최대값 연산기(401-1), 최소값을 계산하는 최소값 연산기(401-2), 상기 최대값을 120Hz 주기로 샘플링하는 제 1 지연기(401-3), 상기 최소값을 120Hz 주기로 샘플링하는 제 2 지연기(401-4), 및 상기 제 1 지연기(401-3)의 출력에서 제 2 지연기401-4)의 출력을 빼 FM Hum의 정량적 크기를 검출하는 감산기(401-5)로 구성된다. 즉, 상기 최대값 연산기(401-1)와 최소값 연산기(401-2)는 심볼 클럭(symbol clock)에 의해 동작하고, 상기 제 1, 제 2 지연기(401-3,401-4)는 120Hz 클럭에 의해 동작한다.
이와 같이 구성된 도 7에서, 루프 필터(300)는 선택된 대역폭을 출력하는 제 1, 제 2 선택기(301,303), 가산기(302,304), 및 지연기(305)로 구성되며, 상기 가산기(304)와 지연기(305)는 상기 제 2 선택기(303)의 출력을 심볼 단위로 누적하는 일반적인 적분기이다.
즉, 상기 루프 필터(300)는 해당 주파수 오프셋()을 포착하기 위해 상기 락 검출부(500)의 제어 신호 LD[2:0]에 따라 선택된 대역폭의 값을 누적하여 해당 주파수 오프셋()를 생성한다. 그리고, 주파수 오프셋()과 반송파의 중간 주파수를 더하여 NCO(207)로 출력하고, 동시에 상기 주파수 오프셋(△f)과 케이블 채널 업 컨버터, 위성 수신기, 케이블 TV 채널 변조기, 헤드 변조기 장비로부터 생성된 FM Hum(±FM Hum)는 FM Hum 검출부(400)로 출력한다.
그러면, 상기 FM Hum 검출부(400)의 FM Hum 계산부(401)의 최대값 연산기(401-1)는 상기 루프 필터(300)의 출력 (△f ±FM Hum)을 입력받아 심볼 단위로 최대값 Max(△f ±FM Hum)를 계산한 후 제 1 지연기(401-3)로 출력하고, 상기 최소값 연산기(401-2)는 상기 루프 필터(300)의 출력 (△f ±FM Hum)를 입력받아 심볼 단위로 최소값 Min(△f ±FM Hum)를 계산한 후 제 2 지연기(401-4)로 출력한다. 상기 제 1, 제 2 지연기(401-3,401-4)는 상기 최대값 Max(△f ±FM Hum)과 최소값 Min(△f ±FM Hum)을 각각 한 심볼 지연시켜 감산기(401-5)로 출력하는데, 이때 상기 제 1, 제 2 지연기(401-3,401-4)의 최대/최소값의 샘플 주기는 120Hz 단위로 수행된다. 여기서, 120Hz 단위로 샘플하는 이유는 전술한 바와 같이 120Hz FM Hum이 장비들로부터 생성되며, FM Hum은 120Hz를 주기로 하는 정현파로 모델링될 수 있기 때문이다. 그리고, 감산기(401-5)에서 120Hz 단위로 샘플된 최대값 Max(△f ±FM Hum)에서 최소값 Min(△f ±FM Hum)을 빼면, 주파수 오프셋(△f)이 제거된 정량적인 피크-투-피크 FM Hum을 구할 수 있다.
상기 FM Hum 계산부(401)의 출력은 비교기(402)로 입력된다. 상기 비교기(401)는 상기 FM Hum 계산부(401)에서 계산된 정량적인 피크-투-피크 FM Hum과 미리 저장된 참조(reference) 피크-투-피크 FM Hum의 대소를 120Hz 샘플 단위로 비교하고 그 결과로부터 반송파 복구부(107)의 루프 필터 대역폭을 결정하는 제어신호를 생성하여 신뢰도 카운터(403)로 출력한다.
상기 신뢰도 카운터(403)는 상기 비교기(402)에서 생성된 제어신호의 신뢰도를 향상시키기 위해 사용한다. 즉, 상기 신뢰도 카운터(403)는 상기 비교기(402)에서 출력되는 제어 신호가 소정 횟수동안 같은 값을 유지하는 경우에만 상기 제어 신호를 락 검출부(500)로 출력한다.
상기 락 검출부(500)는 상기 신뢰도 카운터(403)로부터 출력되는 제어신호에 따라 반송파 복구부(107)의 추적 단계의 천이를 결정하며, 또한 추적 단계에 따라 루프 필터 대역폭을 결정하는 락 제어신호 LD[2:0]를 루프 필터(300)의 제 1, 제 2 선택기(301,303)로 출력한다.
도 8은 상기 FM Hum 검출부(400)와 락 검출부(500)의 연동 동작에 의한 반송파 복구부의 추적 단계의 천이 과정을 나타내는 제어 흐름도이다. 예를 들어, 참조 피크-투-피크 FM Hum을 하이(High), 미들(Middle), 로우(Low) 세 개의 값으로 설정하였다고 가정한다. 여기서, 상기 참조 피크-투-피크 FM Hum은 다수개로 설정할 수 있으며, 이는 설계자에 의해 달라질 수 있다.
즉, 포착 1,2,3 단계(601)는 일반적인 락 검출부(500)의 포착 단계를 나타내며, 포착 3단계에서 락 검출부(500)는 추적 1단계(602)로 천이한다.
상기 추적 1단계(602)에서 FM Hum 검출부(400)는 심각한 FM Hum을 추적하기 위해 디폴트(default)로 루프 필터(300)의 대역폭을 큰 대역폭으로 선택한다. 여기서, 디폴트로 큰 대역폭을 선택하는 이유는 작은 대역폭으로는 추적 1을 견디지 못하고, 포착 단계로 천이하기 때문이다.
상기 추적 1단계(602)에서 FM Hum 검출부(400)는 제안된 Min-Max 알고리즘을 사용하여 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적인 크기를 120Hz 단위로 계산하여 추적 1단계에 있을지, 추적 2단계로 천이할지를 결정한다. 즉, 상기 추적 1 단계(602)에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 참조 피크-투-피크 FM Hum 값으로 설정된 '하이'보다 큰지를 비교한다(603). 상기 단계 603에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'값보다 크다고 판별되면 추적 1 단계(602)를 계속 유지하고, 크지 않다고 판별되면 추적 2 단계(604)로 천이한다. 이때, 상기 추적 1 단계(602)에서 선택되는 대역폭은 넓고(large), SNR의 TOV 손실은 높다(high).
한편, 상기 추적 2단계(604)에서도 FM Hum 검출부(400)는 제안된 Min-Max 알고리즘을 사용하여 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적인 크기를 120Hz단위로 계산하여 추적 2단계에 있을지, 추적 3단계 또는 추적 1단계로 천이할지를 결정한다. 즉, 상기 추적 2 단계(604)에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 참조 피크-투-피크 FM Hum 값으로 설정된 '하이'값보다 작고, '미들'값보다 큰지를 비교한다(605). 상기 단계 605의 조건을 만족하면 추적 2단계(604)를 계속 유지하고, 상기 단계 604의 조건을 만족하지 않으면 상기 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'값보다 큰지(606), 아니면 '로우'값보다 작은지를 비교한다(607). 상기 단계 606에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'보다 크다고 판별되거나, 단계 607에서 '로우'값보다 크다고 판별되면 추적 1 단계(602)로 천이한다. 또한, 상기 단계 606에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'보다 크지 않다고 판별되거나, 단계 607에서 '로우'값보다 작다고 판별되면 추적 3 단계(608)로 천이한다. 상기 2 단계에서선택되는 대역폭은 중간(Middle)이고, SNR의 TOV 손실도 중간이다.
마찬가지로 상기 추적 3단계(608)에서도 FM Hum검출부(400)는 제안된 Min-Max 알고리즘을 사용하여 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적인 크기를 120Hz단위로 계산하여 추적 3단계에 있을지, 추적 1단계 또는 추적 2 단계로 천이할지를 결정한다. 즉, 상기 추적 3 단계(608)에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 참조 피크-투-피크 FM Hum 값으로 설정된 '로우'값보다 작은지를 비교한다(단계 609). 상기 단계 609의 조건을 만족하면 상기 추적 3 단계(608)를 계속 유지하고, 상기 단계 609의 조건을 만족하지 않으면 상기 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 참조 피크-투-피크 FM Hum 값으로 설정된 '하이'값보다 작고 '미들'값보다 큰지를 비교하거나(610), '하이'값보다 큰지를 비교한다(611). 상기 단계 610에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'값보다 작고 '미들'값보다 크다고 판별되면 추적 2단계(604)로 천이하고, 상기 조건을 만족하지 않으면 추적 3단계(608)를 계속 유지한다. 또한, 상기 단계 611에서 계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 '하이'값보다 크다고 판별되면 추적 1단계(602)로 천이하고, 상기 조건을 만족하지 않으면 상기 추적 3단계(609)를 계속 유지한다. 이때, 상기 추적 3단계에서 선택되는 대역폭은 좁고(small), SNR의 TOV 손실은 작다(low).
결론적으로 루프 필터(300)의 대역폭의 크기는 추적 1단계〉추적 2단계〉추적 3단계의 순서로 결정되며, SNR의 TOV 손실의 최소화는 추적 1단계 〈 추적 2단계 〈 추적 3단계 순서로 결정된다.
도 9는 본 발명에서 제안된 FM Hum 검출부(400)를 적용한 반송파 복구부의피크-투-피크 FM Hum @120Hz 수렴 특성 곡선의 실시 예를 보여준다. 상기 수렴 곡선은 주파수 오프셋 및 FM Hum의 포착 후, 추적 곡선은 피크-투-피크 160Khz 크기 및 120Hz를 주기로 하는 정현파 형태로 FM Hum을 추적하고 있음을 알 수 있다.
한편, 본 발명에 따른 FM Hum 검출부는 단일의 모든 디지털 방송 수신기 뿐만 아니라, 복합 VSB/PSK/QAM 지상/위성/케이블 디지털 수신기등에 적용할 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 반송파 복구 장치 및 방법에 의하면, Min-Max 알고리즘을 이용하여 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 정량적인 크기에 비례하여 루프 필터 대역폭을 선택하도록 제어 신호를 생성함으로써, 다음과 같은 효과가 있다.
즉, FM Hum의 유무 및 정량적 크기를 판단할 수 있으며, 이로 인해 FM Hum 복구에 따른 SNR의 TOV의 손실을 없애고, FM Hum의 복구 능력을 향상시킬 수 있다. 특히, 반송파 복구부는 심각한 FM Hum의 포착 및 추적을 간단히 수행할 수 있으며, 반송파 복구부의 락 검출기와 연동해서 사용함으로써, 반송파 복구부의 FM Hum 복구 기능의 신뢰도를 향상시킬 수 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims (9)

  1. 특정 채널의 통과 대역 디지털 신호를 정/여현파로 복조하여 주파수 오프셋 및 위상 잡음이 복구된 기저대역 디지털 신호로 변환하는 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 장치에 있어서,
    락 제어 신호에 따라 잡음 대역폭을 스위칭하며, 반송파의 주파수 오프셋()과 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)을 출력하는 루프 필터;
    상기 루프 필터의 출력± FM Hum으로부터 각각 최대값과 최소값을 구하여 FM Hum의 정량적 크기를 검출한 후 그 정량적 크기에 비례하는 제어 신호를 출력하는 FM Hum 검출부; 그리고
    상기 FM Hum 검출부의 제어 신호에 따라 반송파 복구부의 추적 단계의 천이를 결정하며, 또한 추적 단계에 따라 상기 루프 필터의 잡음 대역폭을 선택하는 락 제어신호를 상기 루프 필터로 출력하는 락 검출부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 루프 필터는
    상기 락 검출부의 락 제어 신호에 따른 필터 대역폭의 스위칭을 통해 미리 저장된 대역폭들 중 하나를 선택하고 선택된 대역폭의 값을 누적하여 해당 주파수 오프셋()를 검출한 후 상기 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum(±FM Hum)과 함께 상기 FM Hum 검출부로 출력하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 FM Hum 검출부는
    상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 검출한 후 상기 최대값에서 최소값을 빼 상기 디지털 방송 수신기에 유입된 FM Hum의 정량적 크기를 검출하는 FM Hum 계산부와,
    상기 FM Hum 계산부에서 출력되는 FM Hum의 정량적 크기와 미리 저장된 참조 FM Hum을 비교하고 비교 결과에 따라 상기 루프 필터의 대역폭을 결정하기 위한 제어신호를 상기 락 검출부로 출력하는 비교기로 구성되는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 비교기의 출력을 카운트하여 상기 비교기의 신뢰도를 확인하는 신뢰도 카운터가 더 구비되는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 장치.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 FM Hum 계산부는
    심볼 단위로 최대값과 최소값을 검출하며, 상기 최대값과 최소값의 샘플 주기는 120Hz 단위로 수행되는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 장치.
  6. 반송파의 주파수 오프셋을 검출하는 루프 필터를 포함하며, 특정 채널의 통과 대역 디지털 신호를 정/여현파로 복조하여 주파수 포착 및 위상 추적을 수행하여 기저대역 디지털 신호로 변환하는 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 방법에 있어서,
    제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값(제 1 참조 FM Hum 값 > 제 2 참조 FM Hum 값 > 제 3 참조 FM Hum 값)을 미리 설정한 후 주파수 포착이 이루어지면 위상 추적을 위해 주적 1 단계로 천이하는 단계;
    상기 추적 1 단계는 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 1단계에 있을지, 추적 2단계로 천이할지를 결정하는 단계;
    상기 추적 2 단계는 다시 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 2 단계에 있을지, 추적 1 단계 또는 추적 3단계로 천이할지를 결정하는 단계; 그리고
    상기 추적 3 단계는 다시 상기 루프 필터의 출력으로부터 최대값과 최소값을 각각 구한 후 최대값에서 최소값을 빼 FM Hum의 정량적인 크기를 검출하고, 상기 FM Hum의 정량적인 크기와 제 1 내지 제 3 참조 FM Hum 값을 비교하여 추적 3 단계에 있을지, 추적 1 단계 또는 추적 2단계로 천이할지를 결정하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 추적 1 단계는
    계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 제 1 참조 FM Hum 값보다 크면 추적 1 단계를 계속 유지하고, 크지 않으면 추적 2 단계로 천이하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 추적 2 단계는
    계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 제 1 참조 FM Hum 값보다 작고 제 2 참조 FM Hum값보다 크면 추적 2 단계를 계속 유지하고, 상기 제 1 참조 FM Hum 값보다 크면 제 1 추적 단계로 천이하며, 제 3 참조 FM Hum값보다 작으면 제 3 추적 단계로 천이하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 방법.
  9. 제 6 항에 있어서, 상기 추적 3 단계는
    계산된 FM Hum의 정량적인 크기가 상기 제 3 참조 FM Hum값보다 작으면 상기 제 3 추적 단계를 계속 유지하고, 제 1 참조 FM Hum 값보다 작고 제 2 참조 FM Hum값보다 크면 추적 2 단계로 천이하며, 상기 제 1 참조 FM Hum 값보다 크면 제 1 추적 단계로 천이하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100698208B1 (ko) * 2005-03-21 2007-03-22 엘지전자 주식회사 이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115561786B (zh) * 2022-09-14 2023-08-15 福建福大北斗通信科技有限公司 一种应用于北斗三号基带的可变带宽码环处理方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR950010625A (ko) * 1993-09-21 1995-04-28 이헌조 에이치디티브이(hdtv)의 수신장치
KR950024602A (ko) * 1994-01-05 1995-08-21 김광호 텔레비젼 신호에 실려있는 디지탈 신호용 시그마-델타 아날로그/디지탈 변환을 갖는 수신기
US5471508A (en) * 1993-08-20 1995-11-28 Hitachi America, Ltd. Carrier recovery system using acquisition and tracking modes and automatic carrier-to-noise estimation
KR19990074621A (ko) * 1998-03-12 1999-10-05 구자홍 디지탈 텔레비젼 수신기

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5471508A (en) * 1993-08-20 1995-11-28 Hitachi America, Ltd. Carrier recovery system using acquisition and tracking modes and automatic carrier-to-noise estimation
KR950010625A (ko) * 1993-09-21 1995-04-28 이헌조 에이치디티브이(hdtv)의 수신장치
KR950024602A (ko) * 1994-01-05 1995-08-21 김광호 텔레비젼 신호에 실려있는 디지탈 신호용 시그마-델타 아날로그/디지탈 변환을 갖는 수신기
KR19990074621A (ko) * 1998-03-12 1999-10-05 구자홍 디지탈 텔레비젼 수신기

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100698208B1 (ko) * 2005-03-21 2007-03-22 엘지전자 주식회사 이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법

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