JPWO2002058257A1 - Wireless communication device - Google Patents

Wireless communication device Download PDF

Info

Publication number
JPWO2002058257A1
JPWO2002058257A1 JP2002558627A JP2002558627A JPWO2002058257A1 JP WO2002058257 A1 JPWO2002058257 A1 JP WO2002058257A1 JP 2002558627 A JP2002558627 A JP 2002558627A JP 2002558627 A JP2002558627 A JP 2002558627A JP WO2002058257 A1 JPWO2002058257 A1 JP WO2002058257A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
sampling time
offset
value
wireless communication
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2002558627A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
祥子 田中
祥子 田中
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of JPWO2002058257A1 publication Critical patent/JPWO2002058257A1/en
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/008—Compensating DC offsets
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

直流オフセットの時間的な変化に追従して、効率よく高精度に直流オフセットを除去し、高品質な無線通信を行う。直流オフセット算出手段（１１）は、受信した無線信号から生成したベースバンド信号に対し、サンプリング時間にもとづいてサンプリングを行って、サンプリング値の平均値を求め、平均値から元のオフセット値を減算して直流オフセットの値を算出する。サンプリング時間設定手段（１２）は、サンプリング時間を直流オフセットの変化に追従させて設定する。直流オフセット除去手段（１３）は、ベースバンド信号の直流レベルから直流オフセット値を減算して、直流オフセットを除去する。Following the temporal change of the DC offset, the DC offset is efficiently and accurately removed to perform high-quality wireless communication. DC offset calculating means (11) performs sampling on the baseband signal generated from the received wireless signal based on a sampling time, obtains an average value of the sampling values, and subtracts the original offset value from the average value. To calculate the DC offset value. The sampling time setting means (12) sets the sampling time by following the change in the DC offset. The DC offset removing means (13) removes the DC offset by subtracting the DC offset value from the DC level of the baseband signal.

Description

技術分野
本発明は無線通信装置に関し、特に無線受信制御を行う無線通信装置に関する。
背景技術
近年、携帯電話機をはじめとする移動体通信サービスの需要が急速に増加しており、高度情報化社会の中で無線通信技術の重要性はますます増大している。また、受信技術としては、従来のスーパヘテロダイン方式（周波数変換を行って、受信信号より低い中間周波数にした後に増幅して復調する方式）に代わりダイレクトコンバージョン方式が注目されている。
ダイレクトコンバージョン方式は、ＲＦ周波数の受信信号を周波数変換することなく増幅し、直接ベースバンドに復調する方式である。図８は従来のダイレクトコンバージョン受信機の概略構成を示す図である。ダイレクトコンバージョン受信機４００は、アンテナ４０１、アンプ４０２、ローカルオシレータ４０３、π／２移相器４０４、ミキサ４０５ａ、４０５ｂ、フィルタ４０６ａ、４０６ｂから構成される。
送信されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号は、アンテナ４０１で受信され、アンプ４０２で増幅される。ローカルオシレータ４０３は、受信したＲＦ信号と同一周波数の局発信号を発振する。π／２移相器４０４は、ローカルオシレータ４０３からの局発信号をπ／２移相する。ミキサ４０５ａは、入力信号とローカルオシレータ４０３からの局発信号との積をとり、ミキサ４０５ｂは、入力信号とπ／２移相器４０４の出力との積をとる。そして、ミキサ４０５ａ、４０５ｂからは各位相軸に対応したベースバンド信号（中心周波数がゼロ）が出力される。フィルタ４０６ａ、４０６ｂは、入力信号に対してチャネル選択のフィルタリング処理を行う。
このような構成からなるダイレクトコンバージョン方式は、実質的にイメージがないので、従来必要であったイメージを除去するためのフィルタが不要である。また、チャネル選択度を得るためのフィルタも半導体集積回路上に集積できるので、小型の移動通信機器に適している。
一方、このようなダイレクトコンバージョン受信機４００の問題点として、ローカルオシレータ４０３からの局発信号の漏洩成分により、ベースバンド信号の直流レベルが変動し、ベースバンド信号に不要なオフセット（以降、直流オフセットと呼ぶ）がかかってしまうといった問題があった。
図９は直流オフセットが発生する原因を説明するための図である。受信周波数と局発周波数が等しいダイレクトコンバージョン方式では、ミキサ４０５のＲＦ入力部とＬＯ入力部とのアイソレーションが完全であれば、局発信号のエネルギの一部がＲＦ入力部へ伝達されることはないが、実際には完全にアイソレートすることはできないため、局発信号成分がＲＦ入力部の方に漏れてしまうといった現象が生じる。
すると、その漏れ成分がミキサ４０５で再びダウンコンバートされて受信信号に重なる（セルフミキシング）ことで直流オフセットとなり、受信信号に対する妨害波となってしまう。
また、ダイレクトコンバージョン方式では、アンテナ４０１の通過帯域内に局発周波数が含まれることから、局発信号の漏れ成分は、アンテナ４０１を通って空中に放射されることがある。この場合、空中に放射された漏れ成分が物体に反射して元のアンテナ４０１で受信されたりすると、再びダウンコンバートされて、直流オフセットが生じることになる。
さらに、受信機の近くに同じチャネルで通信を行っている他の受信機があれば、そこから発せられた局発信号の漏れ成分が侵入してしまうことで、同様にして直流オフセットが生じることになる。
このような直流オフセットを除去するために、従来技術として例えば、特開平９−１６８０３７号公報が提案されている。これは、ベースバンド信号を一定時間サンプリングして、（＋）ピーク値と（−）ピーク値とを検出し、その平均値を算出する。そして、求めた平均値から直流オフセットを算出し、これを制御対象のベースバンド信号から除去している。
しかし、上記のような従来技術は、サンプリング時間（サンプリング間隔の時間）が常に一定であるため、直流オフセットの時間的な変化に対して追従できないといった問題があった。直流オフセットは、受信機が移動したりすれば時間的に変化する。特に高速移動やチャネル切り換え直後は、直流オフセットは急激に変化することになる。
図１０は直流オフセットが急激に変化した様子を示す図である。横軸に時間、縦軸に信号電圧値をとり、直流オフセットがかかったミキサ出力のベースバンド信号を示している。
Ｖｏｆｆｓｅｔは、システムに本質的に存在するオフセットと、局発信号の漏れ成分により発生した不要な直流オフセットとを足した値である。時刻ｔにおいて、直流オフセットが急激に変化したとする。従来技術では、このような場合に、サンプリング時間が常に一定であるために、直流オフセットの値を正確に求めることができない。
すなわち、サンプリング時間を常に長く設定すると、急激な変化に対応できなくなるため、見積もった直流オフセット値の誤差が大きくなり、元のベースバンド信号から適切な値の直流オフセットを除くことができなくなる。直流オフセットの急激な変化に対応するために、逆にサンプリング時間を常に短く設定しておくとノイズなどの異常データの影響を受けやすくなってしまう。
発明の開示
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、直流オフセットの時間的な変化に追従して、効率よく高精度に直流オフセットを除去し、高品質な無線通信を行う無線通信装置を提供することを目的とする。
本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、無線受信制御を行う無線通信装置１０において、受信した無線信号から生成したベースバンド信号に対し、サンプリング時間にもとづいてサンプリングを行って、サンプリング値の平均値を求め、平均値から元のオフセット値を減算して直流オフセットの値を算出する直流オフセット算出手段１１と、サンプリング時間を直流オフセットの変化に追従させて設定するサンプリング時間設定手段１２と、ベースバンド信号の直流レベルから直流オフセットの値を減算して、直流オフセットを除去する直流オフセット除去手段１３と、を有することを特徴とする無線通信装置１０が提供される。
ここで、直流オフセット算出手段１１は、受信した無線信号から生成したベースバンド信号に対し、サンプリング時間にもとづいてサンプリングを行って、サンプリング値の平均値を求め、平均値から元のオフセット値を減算して直流オフセットの値を算出する。サンプリング時間設定手段１２は、サンプリング時間を直流オフセットの変化に追従させて設定する。直流オフセット除去手段１３は、ベースバンド信号の直流レベルから直流オフセットの値を減算して、直流オフセットを除去する。
本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の無線通信装置の原理図である。無線通信装置１０は、無線信号の受信制御を行う。なお、以降の説明ではダイレクトコンバージョン方式の無線制御を対象にして説明する。
直流オフセット算出手段１１は、受信した無線信号をダイレクトコンバージョンして生成したベースバンド信号に対し、サンプリング時間（サンプリング間隔の時間）にもとづいてサンプリングを行って、サンプリング値の平均値を算出する。例えば、区間Ａ１では３回サンプリングしているので、サンプリング値（信号電圧値）ａ１、ａ２、ａ３の平均値（平均の直流電圧値）は（ａ１＋ａ２＋ａ３）／３となる。
そして、平均値から、元のオフセット値（システムに本質的に存在するオフセット）を減算すれば、この値を直流オフセット値とみなすことができる。
サンプリング時間設定手段１２は、上記のサンプリング時間を直流オフセットの時間的な変化に追従させて設定する。例えば、図に示す概念図では、区間Ａ１では、直流オフセットの変化が小さいと見て（区間Ａ０と比べて区間Ａ１における直流電圧の変化は小さい）サンプリング時間を長くとっており、区間Ａ２では直流オフセットの変化が大きいので（区間Ａ２における直流電圧の変化は、区間Ａ１と比べて急激に増加している）サンプリング時間を短くとっている。このように、直流オフセットの変化の度合いに応じてサンプリング時間を適応的に設定する。
なお、直流オフセットの変化量を判断してサンプリング時間を設定する場合には、第１のサンプリング時間設定制御または第２のサンプリング時間設定制御の少なくとも一方を行って、サンプリング時間を設定する。
第１のサンプリング時間設定制御は、直流オフセットの変化量を実際に測定計算してサンプリング時間の設定制御を行うものである。また、第２のサンプリング時間設定制御は、直流オフセットの変化量に影響を与える要素からこの変化量を予測して（急激に変化するか、緩やかに変化するかといったことの予測）、サンプリング時間の設定制御を行うものである。詳細は後述する。
直流オフセット除去手段１３は、補正すべきベースバンド信号の直流レベルから、直流オフセット算出手段１１で算出した直流オフセット値を減算して、不要な直流オフセットを除去し、所望のベースバンド信号を生成する。
次に本発明の無線通信装置１０をダイレクトコンバージョン方式の携帯電話機に適用した場合を例にして構成及び動作について詳しく説明する。図２は携帯電話機の全体構成を示す図である。
携帯電話機１００は、アンテナ１０１、デュプレクサ（分岐部）１０２、送信部１０３、受信部１１０、信号処理部１０４、マイク１０５、スピーカ１０６から構成される。
送信制御に対しては、マイク１０５から入った音声信号を信号処理部１０４にて符号化し、送信部１０３で変調を行い、デュプレクサ１０２を介してアンテナ１０１から信号を送信する。また、受信制御に対しては、アンテナ１０１から受信した信号をデュプレクサ１０２を介して受信部１１０にて復調し、信号処理部１０４で音声信号に変換して、スピーカ１０６から音声を出力する。なお、本発明の機能は、受信部１１０に含まれる。
図３は受信部１１０の構成を示す図である。アンテナ１０１と接続する受信部１１０は、ＲＦフィルタ１１１−１、ＲＦアンプ１１１−２、ミキサ１１２ａ、１１２ｂ、ローカルオシレータ１１３、π／２移相器１１４、低域通過フィルタ１１５ａ、１１５ｂ、ベースバンドアンプ１１６ａ、１１６ｂ、Ａ／Ｄ部１１７ａ、１１７ｂ、直流オフセット算出手段１１ａ、１１ｂ、サンプリング時間設定手段１２、直流オフセット除去手段１３ａ、１３ｂから構成される。
また、直流オフセット除去手段１３ａ、１３ｂは、Ｄ／Ａ部１３ａ−１、１３ｂ−１、バリアブル・アッテネータ１３ａ−２、１３ｂ−２、加算器１３ａ−３、１３ｂ−３から構成される。
アンテナ１０１で受信されたＲＦ信号は、ＲＦフィルタ１１１−１を通過後、ＲＦアンプ１１１−２で増幅され、その後２つの経路に分けられる。ローカルオシレータ１１３は、ＲＦ信号と同じ周波数の局発信号を発振する。π／２移相器１１４は、この局発信号をπ／２移相する。
ミキサ１１２ａは、ＲＦ信号とπ／２移相器１１４の出力とをミキシングし、ミキサ１１２ｂは、ＲＦ信号と局発信号とをミキシングする。そして、ミキサ１１２ａ、１１２ｂから、ベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が出力される。以降、各位相軸の構成及び動作は同じなので、Ｉ軸の経路についてのみ説明する。
ミキサ１１２ａから出力されるベースバンド信号は、低域通過フィルタ１１５ａを通ることでチャネル選択が行われ、ベースバンドアンプ１１６ａで増幅される。Ａ／Ｄ部１１７ａは、増幅されたベースバンド信号をデジタル化する。
直流オフセット算出手段１１ａは、サンプリング時間設定手段１２で設定されたサンプリング時間にもとづいて、Ａ／Ｄ部１１７ａから出力されるデジタル信号をサンプリングし、一定区間内の平均値を計算する。そして、この平均値から所定のオフセット電圧値を差し引いて直流オフセットを算出し、この直流オフセットの値を出力する。
Ｄ／Ａ部１３ａ−１は、受信した直流オフセット値をアナログ信号に変換する。バリアブル・アッテネータ１３ａ−２は、ベースバンドアンプ１１６ａで増幅された分だけＤ／Ａ部１３ａ−１の出力信号を減衰させる。加算器１３ａ−３は、元のベースバンド信号からバリアブル・アッテネータ１３ａ−２の出力信号を差し引く。このような構成により、直流オフセットの算出はデジタル化した信号で行い、直流オフセットの除去はアナログ化した信号で行っている。
次にサンプリング時間設定手段１２の第１のサンプリング時間設定制御について説明する。第１のサンプリング時間設定制御では、ベースバンド信号の直流レベル変化の度合いを測定計算して、サンプリング時間の設定を変化させる。
具体的には、あるサンプリング時間と次のサンプリング時間での平均値の差と、あらかじめ設定した基準値と、の大小を比較することでベースバンド信号レベルの変化が、サンプリング時間を変化させる必要があるほど急激かどうかを判断する。
なお、以降では、長いサンプリング時間である長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌと、それに比較して短いサンプリング時間である短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓの２種類のサンプリング時間の設定を行うものとする。また、サンプリング区間に番号をつけ、区間ｉなどと表すことにする。そして、区間ｉと区間（ｉ＋１）の平均値の差である平均差分値をΔＶと表す。さらに、サンプリング時間をより短くするときのΔＶの基準値をＶｔｈ１、長くするときの基準値をＶｔｈ２と表す。
図４は第１のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。開始時のサンプリング時間がＴｓａｍｐ＿Ｌの場合である。
〔Ｓ１〕区間ｉと区間（ｉ＋１）におけるデジタル信号レベルの平均値をそれぞれ計算する。
〔Ｓ２〕平均差分値ΔＶを計算する。
〔Ｓ３〕平均差分値ΔＶと、基準値Ｖｔｈ１とを比較する。ΔＶ＜Ｖｔｈ１であれば、ステップＳ４へ、ΔＶ＞Ｖｔｈ１であればステップＳ５へいく。
〔Ｓ４〕区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてのデジタル信号レベルの変化量は小さいと判断し、サンプリング時間の変更は行わず、長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌを継続する。
〔Ｓ５〕区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてのデジタル信号レベルに急激な変化があったと判断する。そして、区間（ｉ＋１）から区間（ｉ＋２）にかけての平均差分値ΔＶを計算する際には、平均値を求めるために区間（ｉ＋１）内のすべてのサンプリングデータを使うのではなく、その後半のデータだけを使って区間（ｉ＋１）の平均値を計算し直す（図５で後述）。
〔Ｓ６〕区間（ｉ＋２）以降では、サンプリング時間をより短い短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓに変更する。
図５は後半のサンプリングデータを使って平均値を求める様子を示す図である。（Ａ）は区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてのサンプリング、（Ｂ）は区間（ｉ＋１）から区間（ｉ＋２）にかけてのサンプリングの状態を示している。
（Ａ）に対し、長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌでサンプリングを行っている場合に、区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけて信号レベルに急激な変化があったことを認識したとする（図では区間（ｉ＋１）で急激変化が生じていることを示している）。
そして、（Ｂ）では、区間（ｉ＋１）と区間（ｉ＋２）の平均差分値ΔＶを求めて、この隣接区間での変化の度合いを測定することになるが、この場合、区間（ｉ＋１）の後半部分のみのＴｓａｍｐ＿Ｌでサンプリングしたサンプリングデータを用いて、平均値をあらたに算出する。
なぜなら、区間（ｉ＋１）で生じた変化の度合いが区間（ｉ＋２）でも継続するものとみなすと、区間（ｉ＋１）と区間（ｉ＋２）の平均差分値ΔＶを求めて基準値Ｖｔｈ１と比較測定する場合、区間（ｉ＋１）の全体の平均値と、区間（ｉ＋１）の後半部分（区間（ｉ＋２）の変化の勾配とほぼ同じ勾配の部分）の平均値とでは、後者の平均値を用いて平均差分値ΔＶを算出した方が、より誤差の少ない比較測定が行えるからである。
このように、長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌから短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓへ移行する際は、互いに異なるサンプリング時間でサンプリングされた平均値であっても、長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌでサンプリングした区間の後半部分のサンプリング値の平均値を利用するので、誤差の少ない計算を行うことが可能になる。
図６は第１のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。開始時のサンプリング時間が短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓの場合である。
〔Ｓ１０〕区間ｉと区間（ｉ＋１）におけるデジタル信号レベルの平均値をそれぞれ計算する。
〔Ｓ１１〕平均差分値ΔＶを計算する。
〔Ｓ１２〕平均差分値ΔＶと、基準値Ｖｔｈ２とを比較する。ΔＶ＜Ｖｔｈ２であれば、ステップＳ１３へ、ΔＶ＞Ｖｔｈ２であればステップＳ１４へいく。
〔Ｓ１３〕区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてのデジタル信号レベルの変化量は小さいと判断し、短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓから長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌへ変更する。
〔Ｓ１４〕区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてデジタル信号レベルの急激変化が継続しているものと判断して、短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓのままとする。
以上説明したように、サンプリング時間設定手段１２は、第１のサンプリング時間設定制御を行って、サンプリング時間をベースバンド信号の変化に追従して適応的に設定する。そして、直流オフセット算出手段１１ａ、１１ｂは、サンプリング時間設定手段１２で設定されたサンプリング時間にもとづいて、デジタル信号レベルの平均値を求めて、所定のオフセット値を差し引き、直流オフセットを求める。
その後、直流オフセット除去手段１３ａ、１３ｂは、Ｄ／Ａ部１３ａ−１、１３ｂ−１でデジタルの直流オフセット値をアナログ信号に変換し、バリアブル・アッテネータ１３ａ−２、１３ｂ−２を通して減衰させ、加算器１３ａ−３、１３ｂ−３でベースバンド信号から直流オフセットを差し引いて除去する。
なお、上記の説明では、サンプリング時間を長サンプリング時間及び短サンプリング時間の２種類設定して、ベースバンド信号の変化に応じて切替える構成としたが、さらに細かく複数の種類を設定することもできる。この場合には、より短い時間内に起こったレベル変化に対して対応することが可能になる。
また、上記で説明したＶｔｈ１とＶｔｈ２に対し、基準値Ｖｔｈ１は、直流オフセット値に変化がある場合のΔＶの最小値に該当し、基準値Ｖｔｈ２は、直流オフセット値にほとんど変化がない場合のΔＶの最大値に該当する。したがって、基準値Ｖｔｈ１と、基準値Ｖｔｈ２との大小関係には、Ｖｔｈ１≧Ｖｔｈ２の関係がある。
次にサンプリング時間設定手段１２の第２のサンプリング時間設定制御について説明する。第１のサンプリング時間設定制御では、隣接区間の平均値から平均差分値ΔＶを求め、基準値と比較するといった測定計算を行って、サンプリング時間を設定していたが、第２のサンプリング時間設定制御では、このような測定計算を行わずに、直流オフセットの変化量を予測して、サンプリング時間の設定制御を直接行うものである。
一般に直流オフセットを急激に変化させる要素としては、チャネル切替えが行われたか否か、または端末装置（以下、携帯電話機１００と呼ぶ）が高速に移動しているか否か等が挙げられる。
チャネル切替えが行われるときは、携帯電話機１００内で容易に認識できる。したがって、チャネル切替え時には、サンプリング時間を短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓに設定するように制御する。
一方、携帯電話機１００の移動に際し、移動する速さが速ければ直流オフセット値の変化は急激で、遅ければ比較的緩やかに変化する。したがって、携帯電話機１００の移動する速さが、ある基準となる値より速いか遅いかを検出すれば、直流オフセット値が急激に変化するかどうかを知ることができる。
携帯電話機１００が移動する速さの目安として、特にＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）用の端末では、以下の３つの制御が考えられる。
第１の制御では、携帯電話機１００と基地局間とのパイロット信号を利用する場合である。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の端末では、携帯電話機１００と基地局間のタイミング情報を伝達する目的でパイロット信号が用いられる。パイロット信号は、信号を受信する際には１タイムスロット毎に含まれる。このため、受信するパイロット信号のレベルを測定すれば、携帯電話機１００が移動する速さを見積もることができる。
第２の制御では、キャリア周波数を自動調整するＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動周波数制御部）の制御電圧を利用する場合である。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の端末では、ＡＦＣにより自動的にキャリア周波数を調整する機構を持っている。これは、携帯電話機１００がある速さで移動するとドップラー効果が起こり、それにより周波数が変わってしまうために必要となる機構である。
このため、周波数が変化すると、その変化量に応じた制御電圧が決められるので、その制御電圧値をモニタすることで、携帯電話機１００が移動する速さを見積もることができる。
第３の制御では、ＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ：信号対妨害比）を利用する場合である。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の端末では、ＳＩＲを測定する機能を持っており、ＳＩＲの値によって、データチャネルとコントロールチャネル間の電力比を制御するためのコマンドが作られる。このため、携帯電話機１００が移動していれば、ＳＩＲの値もそれにしたがって変化するため、これをモニタすることで携帯電話機１００が移動する速さを見積もることができる。
図７は第２のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。携帯電話機１００の移動速度にもとづいて、直流オフセットの変化を予測し、サンプリング時間を設定する場合である。
〔Ｓ２０〕携帯電話機１００の移動する速さを見積もるための、第１〜第３の制御の少なくとも１つの制御を行う。
〔Ｓ２１〕ステップＳ２０で測定したモニタ値と、あらかじめ設定してある基準値とを比較する。モニタ値が基準値よりも大きければステップＳ２２へ、基準値がモニタ値よりも大きければステップＳ２３へいく。
〔Ｓ２２〕携帯電話機１００が高速に移動しているものとみなして（直流オフセットが急激に変化したものとみなして）、サンプリング時間を短サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｓに設定する。
〔Ｓ２３〕携帯電話機１００が直流オフセットに影響を与えるほどの移動をしていないとみなして、サンプリング時間を長サンプリング時間Ｔｓａｍｐ＿Ｌに設定する。
このように、第２のサンプリング時間設定制御では、携帯電話機１００内の既存の制御機構を利用して、携帯電話機１００の移動速度を見積もり、直流オフセットの変化の度合いを予測して、サンプリング時間を設定することにした。これにより、第１のサンプリング時間設定制御と比べて、構成を簡略化することが可能になる。
以上説明したように、本発明の無線通信装置１０は、直流オフセットの変化量にしたがってサンプリング時間を柔軟に変化させて、直流オフセットを算出し、ベースバンド信号から直流オフセットを除去する構成にした。これにより、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、感度劣化の原因となる直流オフセットが急激に変化した場合でも、適切な値の直流オフセットを除去することができるので、無線通信の高精度化及び高品質化を図ることが可能になる。
なお、上記の説明では、ダイレクトコンバージョン方式の携帯電話機に本発明の無線通信装置を適用したが、携帯電話機に限らず不要なオフセットを除去する必要のあるその他のシステムに対しても本発明を広く適用することが可能である。
以上説明したように、本発明の無線通信装置は、直流オフセットの変化に追従させて設定したサンプリング時間にもとづいて、サンプリング値の平均値を求め、この平均値から元のオフセット値を減算して直流オフセットを算出し、ベースバンド信号の直流レベルから直流オフセットを減算して、直流オフセットを除去する構成とした。これにより、直流オフセットの時間的な変化に柔軟に対応して、効率よく高精度に直流オフセットを除去することができるので、高品質な無線通信を行うことが可能になる。
上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の無線通信装置の原理図である。
図２は、携帯電話機の全体構成を示す図である。
図３は、受信部の構成を示す図である。
図４は、第１のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。
図５は、後半のサンプリングデータを使って平均値を求める様子を示す図である。（Ａ）は区間ｉから区間（ｉ＋１）にかけてのサンプリング、（Ｂ）は区間（ｉ＋１）から区間（ｉ＋２）にかけてのサンプリングの状態を示す図である。
図６は、第１のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。
図７は、第２のサンプリング時間設定制御の動作を示すフローチャートである。
図８は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の概略構成を示す図である。
図９は、直流オフセットが発生する原因を説明するための図である。
図１０は、直流オフセットが急激に変化した様子を示す図である。Technical field
The present invention relates to a wireless communication device, and more particularly, to a wireless communication device that performs wireless reception control.
Background art
2. Description of the Related Art In recent years, demand for mobile communication services such as mobile phones has been rapidly increasing, and the importance of wireless communication technology has been increasing in the advanced information society. As a receiving technique, a direct conversion method has been attracting attention instead of a conventional superheterodyne method (a method of performing frequency conversion to obtain an intermediate frequency lower than a received signal and then amplifying and demodulating the signal).
The direct conversion method is a method of amplifying a received signal of an RF frequency without frequency conversion and directly demodulating the signal to a baseband. FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional direct conversion receiver. The direct conversion receiver 400 includes an antenna 401, an amplifier 402, a local oscillator 403, a π / 2 phase shifter 404, mixers 405a and 405b, and filters 406a and 406b.
The transmitted RF (Radio Frequency) signal is received by the antenna 401 and amplified by the amplifier 402. Local oscillator 403 oscillates a local signal having the same frequency as the received RF signal. The π / 2 phase shifter 404 shifts the local oscillation signal from the local oscillator 403 by π / 2. Mixer 405a calculates the product of the input signal and the local oscillation signal from local oscillator 403, and mixer 405b calculates the product of the input signal and the output of π / 2 phase shifter 404. Then, baseband signals (center frequency is zero) corresponding to each phase axis are output from mixers 405a and 405b. The filters 406a and 406b perform a channel selection filtering process on the input signal.
Since the direct conversion system having such a configuration has substantially no image, there is no need for a filter for removing an image which has been conventionally required. Further, since a filter for obtaining channel selectivity can be integrated on a semiconductor integrated circuit, it is suitable for a small mobile communication device.
On the other hand, as a problem of such a direct conversion receiver 400, a DC level of a baseband signal fluctuates due to a leakage component of a local oscillation signal from the local oscillator 403, and an unnecessary offset (hereinafter referred to as a DC offset) in the baseband signal. ).
FIG. 9 is a diagram for explaining the cause of the DC offset. In the direct conversion method in which the reception frequency and the local oscillation frequency are equal, if the isolation between the RF input section and the LO input section of the mixer 405 is perfect, a part of the energy of the local oscillation signal is transmitted to the RF input section. However, since it is not possible to actually completely isolate the signal, a phenomenon occurs in which the local oscillation signal component leaks toward the RF input unit.
Then, the leak component is down-converted again by the mixer 405 and overlaps with the received signal (self-mixing), resulting in a DC offset, which becomes an interference wave for the received signal.
In the direct conversion method, since a local frequency is included in a pass band of the antenna 401, a leak component of the local signal may be radiated through the antenna 401 to the air. In this case, if the leak component radiated into the air is reflected on the object and received by the original antenna 401, the leak component is down-converted again and a DC offset occurs.
Furthermore, if there is another receiver that is communicating on the same channel near the receiver, the leakage component of the local oscillation signal emitted from that receiver will enter, causing a DC offset in the same way become.
In order to remove such a DC offset, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-168037 has been proposed as a conventional technique. In this method, a baseband signal is sampled for a certain period of time, a (+) peak value and a (-) peak value are detected, and the average value is calculated. Then, a DC offset is calculated from the obtained average value, and this is removed from the baseband signal to be controlled.
However, the above-described conventional technology has a problem that the sampling time (the time of the sampling interval) is always constant, so that it cannot follow a temporal change of the DC offset. The DC offset changes over time as the receiver moves. In particular, immediately after high-speed movement or channel switching, the DC offset changes rapidly.
FIG. 10 is a diagram showing a state in which the DC offset has changed abruptly. The horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates the signal voltage value. The baseband signal of the mixer output with a DC offset applied thereto is shown.
Voffset is a value obtained by adding an offset inherently existing in the system and an unnecessary DC offset generated by a leak component of the local signal. At time t, it is assumed that the DC offset has changed abruptly. In such a case, the prior art cannot accurately determine the value of the DC offset because the sampling time is always constant.
That is, if the sampling time is set to be always long, it is impossible to cope with a sudden change, so that the error of the estimated DC offset value increases, and it becomes impossible to remove the DC offset of an appropriate value from the original baseband signal. Conversely, if the sampling time is set to be always short in order to cope with a rapid change in the DC offset, the data will be susceptible to abnormal data such as noise.
Disclosure of the invention
The present invention has been made in view of such a point, and follows a temporal change of a DC offset, efficiently removes the DC offset with high accuracy, and provides a wireless communication device that performs high-quality wireless communication. The purpose is to provide.
In the present invention, in order to solve the above-described problem, in a wireless communication device 10 that performs wireless reception control as shown in FIG. 1, a baseband signal generated from a received wireless signal is sampled based on a sampling time. A DC offset calculating means 11 for calculating an average value of the sampling values, subtracting the original offset value from the average value to calculate a DC offset value, and a sampling time for setting the sampling time to follow a change in the DC offset. A wireless communication device 10 is provided, comprising: a setting unit 12; and a DC offset removing unit 13 that removes a DC offset by subtracting a DC offset value from a DC level of a baseband signal.
Here, the DC offset calculating means 11 performs sampling on the baseband signal generated from the received wireless signal based on the sampling time, obtains an average value of the sampling values, and subtracts the original offset value from the average value. To calculate the DC offset value. The sampling time setting means 12 sets the sampling time by following the change in the DC offset. The DC offset removing means 13 removes the DC offset by subtracting the value of the DC offset from the DC level of the baseband signal.
These and other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following description taken in conjunction with the accompanying drawings, which illustrate preferred embodiments of the present invention.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a wireless communication apparatus according to the present invention. The wireless communication device 10 controls reception of a wireless signal. In the following description, the direct control wireless control will be described.
The DC offset calculator 11 performs sampling on the baseband signal generated by directly converting the received wireless signal based on the sampling time (the time of the sampling interval), and calculates the average value of the sampling values. For example, since sampling is performed three times in the section A1, the average value (average DC voltage value) of the sampling values (signal voltage values) a1, a2, and a3 is (a1 + a2 + a3) / 3.
Then, by subtracting the original offset value (the offset essentially existing in the system) from the average value, this value can be regarded as a DC offset value.
The sampling time setting means 12 sets the sampling time so as to follow a temporal change of the DC offset. For example, in the conceptual diagram shown in the drawing, in the section A1, the change in the DC offset is small (the change in the DC voltage in the section A1 is small compared to the section A0), and the sampling time is set to be long. Since the change in the offset is large (the change in the DC voltage in section A2 is sharply increased compared to section A1), the sampling time is shortened. As described above, the sampling time is adaptively set according to the degree of change of the DC offset.
When the sampling time is set by determining the amount of change in the DC offset, the sampling time is set by performing at least one of the first sampling time setting control and the second sampling time setting control.
In the first sampling time setting control, the amount of change in the DC offset is actually measured and calculated, and the setting of the sampling time is controlled. The second sampling time setting control predicts the amount of change from a factor that affects the amount of change in the DC offset (predicts whether the change will be abrupt or gradual) and determines the sampling time. It performs setting control. Details will be described later.
The DC offset removing unit 13 subtracts the DC offset value calculated by the DC offset calculating unit 11 from the DC level of the baseband signal to be corrected, removes unnecessary DC offset, and generates a desired baseband signal. .
Next, the configuration and operation will be described in detail with reference to an example in which the wireless communication device 10 of the present invention is applied to a direct conversion type mobile phone. FIG. 2 is a diagram showing the overall configuration of the mobile phone.
The mobile phone 100 includes an antenna 101, a duplexer (branching unit) 102, a transmitting unit 103, a receiving unit 110, a signal processing unit 104, a microphone 105, and a speaker 106.
For transmission control, an audio signal input from the microphone 105 is encoded by the signal processing unit 104, modulated by the transmission unit 103, and transmitted from the antenna 101 via the duplexer 102. For reception control, a signal received from the antenna 101 is demodulated by the receiving unit 110 via the duplexer 102, converted into an audio signal by the signal processing unit 104, and audio is output from the speaker 106. The function of the present invention is included in the receiving unit 110.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the receiving unit 110. The receiving unit 110 connected to the antenna 101 includes an RF filter 111-1, an RF amplifier 111-2, mixers 112a and 112b, a local oscillator 113, a π / 2 phase shifter 114, low-pass filters 115a and 115b, a baseband amplifier. 116a and 116b, A / D units 117a and 117b, DC offset calculating means 11a and 11b, sampling time setting means 12, and DC offset removing means 13a and 13b.
The DC offset removing units 13a and 13b include D / A units 13a-1 and 13b-1, variable attenuators 13a-2 and 13b-2, and adders 13a-3 and 13b-3.
The RF signal received by the antenna 101 passes through the RF filter 111-1, is amplified by the RF amplifier 111-2, and is then divided into two paths. Local oscillator 113 oscillates a local oscillation signal having the same frequency as the RF signal. The π / 2 phase shifter 114 shifts the local oscillation signal by π / 2.
The mixer 112a mixes the RF signal and the output of the π / 2 phase shifter 114, and the mixer 112b mixes the RF signal and the local signal. Then, baseband signals (I signal and Q signal) are output from mixers 112a and 112b. Hereinafter, since the configuration and operation of each phase axis are the same, only the path of the I axis will be described.
The baseband signal output from the mixer 112a passes through a low-pass filter 115a to perform channel selection, and is amplified by a baseband amplifier 116a. The A / D unit 117a digitizes the amplified baseband signal.
The DC offset calculating unit 11a samples the digital signal output from the A / D unit 117a based on the sampling time set by the sampling time setting unit 12, and calculates an average value in a certain section. Then, a DC offset is calculated by subtracting a predetermined offset voltage value from the average value, and the value of the DC offset is output.
The D / A unit 13a-1 converts the received DC offset value into an analog signal. The variable attenuator 13a-2 attenuates the output signal of the D / A unit 13a-1 by an amount amplified by the baseband amplifier 116a. The adder 13a-3 subtracts the output signal of the variable attenuator 13a-2 from the original baseband signal. With such a configuration, the calculation of the DC offset is performed using the digitized signal, and the removal of the DC offset is performed using the analogized signal.
Next, the first sampling time setting control of the sampling time setting means 12 will be described. In the first sampling time setting control, the setting of the sampling time is changed by measuring and calculating the degree of change in the DC level of the baseband signal.
Specifically, it is necessary to change the baseband signal level by comparing the difference between the average value between a certain sampling time and the next sampling time with a predetermined reference value. Determine if it is as steep as possible.
Hereinafter, two types of sampling times, that is, a long sampling time Tsamp_L, which is a long sampling time, and a short sampling time Tsamp_S, which is a short sampling time as compared thereto, are set. In addition, a number is assigned to the sampling section, and the sampling section is represented as section i or the like. Then, an average difference value that is a difference between the average values of the section i and the section (i + 1) is represented as ΔV. Further, the reference value of ΔV when shortening the sampling time is represented by Vth1, and the reference value when increasing the sampling time is represented by Vth2.
FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the first sampling time setting control. This is a case where the sampling time at the start is Tsamp_L.
[S1] The average values of the digital signal levels in the section i and the section (i + 1) are calculated.
[S2] The average difference value ΔV is calculated.
[S3] The average difference value ΔV is compared with the reference value Vth1. If ΔV <Vth1, go to step S4; if ΔV> Vth1, go to step S5.
[S4] The change amount of the digital signal level from section i to section (i + 1) is determined to be small, and the sampling time is not changed, and the long sampling time Tsamp_L is continued.
[S5] It is determined that there has been a sudden change in the digital signal level from the section i to the section (i + 1). When calculating the average difference value ΔV from the section (i + 1) to the section (i + 2), instead of using all the sampling data in the section (i + 1) to find the average value, the latter half of the data is used. The average value of the section (i + 1) is recalculated by using only (see FIG. 5).
[S6] After the section (i + 2), the sampling time is changed to the shorter sampling time Tsamp_S.
FIG. 5 is a diagram showing a state in which an average value is obtained by using the latter sampling data. (A) shows the state of sampling from section i to section (i + 1), and (B) shows the state of sampling from section (i + 1) to section (i + 2).
In contrast to (A), when sampling is performed for a long sampling time Tsamp_L, it is assumed that it has been recognized that there has been a sudden change in the signal level from the section i to the section (i + 1) (in the figure, the section (i + 1) A sudden change has occurred).
In (B), the average difference value ΔV between the section (i + 1) and the section (i + 2) is obtained, and the degree of change in this adjacent section is measured. In this case, the latter half of the section (i + 1) The average value is newly calculated using the sampling data sampled by Tsamp_L of only the portion.
This is because, when the degree of change occurring in the section (i + 1) is considered to continue even in the section (i + 2), the average difference value ΔV between the section (i + 1) and the section (i + 2) is calculated and compared with the reference value Vth1. , The average value of the whole section (i + 1) and the average value of the latter half of the section (i + 1) (the part having the same gradient as the change gradient of the section (i + 2)) are calculated by using the latter average value. This is because the comparison measurement with less error can be performed by calculating the value ΔV.
As described above, when shifting from the long sampling time Tsamp_L to the short sampling time Tsamp_S, even if the average value is sampled at different sampling times, the average of the latter half of the section sampled at the long sampling time Tsamp_L is used. Since the value is used, it is possible to perform a calculation with a small error.
FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the first sampling time setting control. This is a case where the sampling time at the start is the short sampling time Tsamp_S.
[S10] The average values of the digital signal levels in the section i and the section (i + 1) are calculated.
[S11] The average difference value ΔV is calculated.
[S12] The average difference value ΔV is compared with the reference value Vth2. If ΔV <Vth2, the process proceeds to step S13, and if ΔV> Vth2, the process proceeds to step S14.
[S13] The change amount of the digital signal level from section i to section (i + 1) is determined to be small, and the short sampling time Tsamp_S is changed to the long sampling time Tsamp_L.
[S14] It is determined that the digital signal level is rapidly changing from the section i to the section (i + 1), and the short sampling time Tsamp_S is maintained.
As described above, the sampling time setting means 12 performs the first sampling time setting control, and adaptively sets the sampling time by following the change in the baseband signal. Then, the DC offset calculating means 11a, 11b calculates the average value of the digital signal level based on the sampling time set by the sampling time setting means 12, subtracts a predetermined offset value, and calculates the DC offset.
Thereafter, the DC offset removing means 13a, 13b converts the digital DC offset value into an analog signal in the D / A sections 13a-1, 13b-1, attenuates the analog signal through the variable attenuators 13a-2, 13b-2, and adds the signals. The DC offset is subtracted from the baseband signal and removed by the devices 13a-3 and 13b-3.
In the above description, the sampling time is set to two types of the long sampling time and the short sampling time, and is switched according to the change of the baseband signal. However, a plurality of types can be set more finely. In this case, it is possible to respond to a level change occurring within a shorter time.
In addition, with respect to Vth1 and Vth2 described above, reference value Vth1 corresponds to the minimum value of ΔV when the DC offset value changes, and reference value Vth2 corresponds to ΔV when the DC offset value hardly changes. Corresponds to the maximum value of. Therefore, the magnitude relationship between the reference value Vth1 and the reference value Vth2 has a relationship of Vth1 ≧ Vth2.
Next, the second sampling time setting control of the sampling time setting means 12 will be described. In the first sampling time setting control, the sampling time is set by measuring and calculating the average difference value ΔV from the average value of the adjacent section and comparing it with a reference value. Does not perform such a measurement calculation and directly controls the setting of the sampling time by estimating the amount of change in the DC offset.
In general, factors that rapidly change the DC offset include whether or not channel switching has been performed or whether or not a terminal device (hereinafter, referred to as a mobile phone 100) is moving at high speed.
When the channel is switched, it can be easily recognized in the mobile phone 100. Therefore, at the time of channel switching, control is performed so that the sampling time is set to the short sampling time Tsamp_S.
On the other hand, when the mobile phone 100 moves, the DC offset value changes rapidly if the moving speed is fast, and changes relatively slowly if the moving speed is slow. Therefore, by detecting whether the moving speed of the mobile phone 100 is faster or slower than a certain reference value, it is possible to know whether or not the DC offset value changes rapidly.
As a measure of the speed at which the mobile phone 100 moves, the following three controls can be considered particularly for a terminal for W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access).
The first control is a case where a pilot signal between the mobile phone 100 and a base station is used. In a W-CDMA terminal, a pilot signal is used for transmitting timing information between the mobile phone 100 and a base station. The pilot signal is included for each time slot when the signal is received. Therefore, by measuring the level of the received pilot signal, it is possible to estimate the speed at which mobile phone 100 moves.
The second control is a case where a control voltage of an AFC (Auto Frequency Control) for automatically adjusting a carrier frequency is used. A W-CDMA terminal has a mechanism for automatically adjusting a carrier frequency by AFC. This is a mechanism that is necessary because the Doppler effect occurs when the mobile phone 100 moves at a certain speed, thereby changing the frequency.
Therefore, when the frequency changes, a control voltage according to the amount of change is determined. By monitoring the control voltage value, the moving speed of the mobile phone 100 can be estimated.
The third control is a case where SIR (Signal To Interference Ratio) is used. A W-CDMA terminal has a function of measuring SIR, and a command for controlling a power ratio between a data channel and a control channel is created based on the value of SIR. Therefore, if the mobile phone 100 is moving, the value of the SIR changes accordingly, and by monitoring this, the speed at which the mobile phone 100 moves can be estimated.
FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the second sampling time setting control. In this case, a change in the DC offset is predicted based on the moving speed of the mobile phone 100, and the sampling time is set.
[S20] At least one of the first to third controls for estimating the moving speed of the mobile phone 100 is performed.
[S21] The monitor value measured in step S20 is compared with a preset reference value. If the monitor value is larger than the reference value, the process proceeds to step S22. If the monitor value is larger than the monitor value, the process proceeds to step S23.
[S22] The sampling time is set to the short sampling time Tsamp_S, assuming that the mobile phone 100 is moving at high speed (assuming that the DC offset has rapidly changed).
[S23] Assuming that the mobile phone 100 has not moved enough to affect the DC offset, the sampling time is set to the long sampling time Tsamp_L.
As described above, in the second sampling time setting control, the moving speed of the mobile phone 100 is estimated using the existing control mechanism in the mobile phone 100, the degree of change in the DC offset is predicted, and the sampling time is set. I decided to set. Thereby, the configuration can be simplified as compared with the first sampling time setting control.
As described above, the wireless communication device 10 of the present invention has a configuration in which the sampling time is flexibly changed according to the amount of change in the DC offset, the DC offset is calculated, and the DC offset is removed from the baseband signal. This makes it possible to remove an appropriate value of the DC offset even when the DC offset that causes the sensitivity degradation changes abruptly in the direct conversion type receiving device, thereby improving the accuracy and quality of wireless communication. Can be achieved.
In the above description, the wireless communication apparatus of the present invention is applied to a direct conversion type mobile phone. However, the present invention is widely applied to not only mobile phones but also other systems that need to remove unnecessary offsets. It is possible to apply.
As described above, the wireless communication device of the present invention obtains the average value of the sampling values based on the sampling time set to follow the change in the DC offset, and subtracts the original offset value from the average value. The DC offset is calculated, the DC offset is subtracted from the DC level of the baseband signal, and the DC offset is removed. Accordingly, the DC offset can be efficiently and accurately removed in response to the temporal change of the DC offset, so that high-quality wireless communication can be performed.
The above merely illustrates the principles of the invention. In addition, many modifications and changes will be apparent to those skilled in the art and the present invention is not limited to the exact configuration and application shown and described above, and all corresponding variations and equivalents may be Claims and their equivalents are considered to be within the scope of the invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a wireless communication apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing the overall configuration of the mobile phone.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the receiving unit.
FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the first sampling time setting control.
FIG. 5 is a diagram illustrating a state in which an average value is obtained using the latter half of the sampling data. (A) is a diagram showing a state of sampling from section i to section (i + 1), and (B) is a diagram showing a state of sampling from section (i + 1) to section (i + 2).
FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the first sampling time setting control.
FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the second sampling time setting control.
FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional direct conversion receiver.
FIG. 9 is a diagram for explaining the cause of the occurrence of the DC offset.
FIG. 10 is a diagram showing a state where the DC offset has changed abruptly.

Claims (10)

無線受信制御を行う無線通信装置において、
受信した無線信号から生成したベースバンド信号に対し、サンプリング時間にもとづいてサンプリングを行って、サンプリング値の平均値を求め、前記平均値から元のオフセット値を減算して直流オフセットの値を算出する直流オフセット算出手段と、
前記サンプリング時間を前記直流オフセットの変化に追従させて設定するサンプリング時間設定手段と、
前記ベースバンド信号の直流レベルから前記直流オフセットの値を減算して、前記直流オフセットを除去する直流オフセット除去手段と、
を有することを特徴とする無線通信装置。In a wireless communication device that performs wireless reception control,
The baseband signal generated from the received wireless signal is sampled based on the sampling time, an average value of the sampled values is obtained, and the original offset value is subtracted from the average value to calculate a DC offset value. DC offset calculating means,
Sampling time setting means for setting the sampling time by following the change in the DC offset,
DC offset removing means for subtracting the value of the DC offset from the DC level of the baseband signal to remove the DC offset,
A wireless communication device comprising: 前記サンプリング時間設定手段は、前記直流オフセットの変化量を測定計算して前記サンプリング時間の設定制御を行う第１のサンプリング時間設定制御または前記直流オフセットの変化量を予測して前記サンプリング時間の設定制御を行う第２のサンプリング時間設定制御の少なくとも一方を行うことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。The sampling time setting means measures or calculates a change amount of the DC offset, and performs a first sampling time setting control for performing the setting control of the sampling time or a control for setting the sampling time by estimating the change amount of the DC offset. 2. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein at least one of the second sampling time setting control for performing the second step is performed. 前記サンプリング時間設定手段は、前記第１のサンプリング時間設定制御に対し、隣接区間に対する前記平均値の差分である平均差分値を求め、前記平均差分値と基準値とを比較することで、前記直流オフセットの時間的な変化量を認識して、前記サンプリング時間を適応的に設定することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。The sampling time setting means obtains an average difference value that is a difference between the average values with respect to an adjacent section with respect to the first sampling time setting control, and compares the average difference value with a reference value, thereby obtaining the DC value. The wireless communication apparatus according to claim 2, wherein the sampling time is adaptively set by recognizing a temporal change amount of the offset. 前記サンプリング時間設定手段は、長いサンプリング時間である長サンプリング時間でサンプリングを行っている時に、基準値の方が前記平均差分値より大きい場合には、前記直流オフセットの変化量が小さいと判断して前記長サンプリング時間を継続し、前記基準値の方が前記平均差分値より小さい場合には、前記変化量が大きいと判断して短いサンプリング時間である短サンプリング時間に設定を変更することを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。The sampling time setting means determines that the change amount of the DC offset is small when the reference value is larger than the average difference value when sampling is performed at a long sampling time which is a long sampling time. The long sampling time is continued, and when the reference value is smaller than the average difference value, the change amount is determined to be large, and the setting is changed to a short sampling time which is a short sampling time. The wireless communication device according to claim 3, wherein 前記サンプリング時間設定手段は、前記長サンプリング時間から前記短サンプリング時間へ移行する時のサンプリング時間の設定制御は、前記長サンプリング時間でサンプリングした区間の後半部分のサンプリング値の平均値を利用することを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。The sampling time setting means may control the setting of the sampling time when transitioning from the long sampling time to the short sampling time using an average value of the latter half of a section sampled in the long sampling time. The wireless communication device according to claim 4, wherein: 前記サンプリング時間設定手段は、短サンプリング時間でサンプリングを行っている時に、基準値の方が前記平均差分値より大きい場合には、変化量が小さいと判断して長サンプリング時間に設定を変更し、前記基準値の方が前記平均差分値より小さい場合には、前記直流オフセットの変化が続いていると判断して前記短サンプリング時間を継続することを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。The sampling time setting means, when sampling at a short sampling time, if the reference value is larger than the average difference value, determines that the amount of change is small, and changes the setting to a long sampling time, 4. The wireless communication apparatus according to claim 3, wherein when the reference value is smaller than the average difference value, it is determined that the change in the DC offset is continuing, and the short sampling time is continued. 前記サンプリング時間設定手段は、前記第２のサンプリング時間設定制御に対し、端末装置の移動またはチャネル切り換え制御の少なくとも一方から前記直流オフセットの変化量を予測して、前記サンプリング時間を適応的に設定することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。The sampling time setting means adaptively sets the sampling time by predicting a change amount of the DC offset from at least one of a terminal device movement and a channel switching control with respect to the second sampling time setting control. The wireless communication device according to claim 2, wherein: 前記サンプリング時間設定手段は、前記端末装置と基地局間とのパイロット信号のレベルをモニタし、前記レベルの値から前記端末装置の移動速度を見積もり、前記直流オフセットの変化量を予測して、前記サンプリング時間を適応的に設定することを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。The sampling time setting means monitors the level of the pilot signal between the terminal device and the base station, estimates the moving speed of the terminal device from the value of the level, predicts the amount of change in the DC offset, The wireless communication device according to claim 7, wherein the sampling time is set adaptively. 前記サンプリング時間設定手段は、キャリア周波数を自動調整する自動周波数制御部の制御電圧をモニタし、前記制御電圧の値から前記端末装置の移動速度を見積もり、前記直流オフセットの変化量を予測して、前記サンプリング時間を適応的に設定することを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。The sampling time setting unit monitors a control voltage of an automatic frequency control unit that automatically adjusts a carrier frequency, estimates a moving speed of the terminal device from a value of the control voltage, and predicts a change amount of the DC offset. The wireless communication device according to claim 7, wherein the sampling time is set adaptively. 前記サンプリング時間設定手段は、信号対妨害比をモニタし、前記信号対妨害比の値から前記端末装置の移動速度を見積もり、前記直流オフセットの変化量を予測して、前記サンプリング時間を適応的に設定することを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。The sampling time setting means monitors a signal-to-interference ratio, estimates a moving speed of the terminal device from the value of the signal-to-interference ratio, predicts a change amount of the DC offset, and adaptively sets the sampling time. The wireless communication device according to claim 7, wherein the setting is performed.
JP2002558627A 2001-01-22 2001-01-22 Wireless communication device Withdrawn JPWO2002058257A1 (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2001/000394 WO2002058257A1 (en) 2001-01-22 2001-01-22 Radio communication apparatus

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPWO2002058257A1 true JPWO2002058257A1 (en) 2004-05-27

Family

ID=11736938

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002558627A Withdrawn JPWO2002058257A1 (en) 2001-01-22 2001-01-22 Wireless communication device

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JPWO2002058257A1 (en)
WO (1) WO2002058257A1 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5375027B2 (en) * 2008-10-30 2013-12-25 ヤマハ株式会社 Demodulator and modem system
JP2018148322A (en) * 2017-03-02 2018-09-20 古河電気工業株式会社 Transmitting and receiving system

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09331257A (en) * 1996-06-11 1997-12-22 Kokusai Electric Co Ltd Dc offset canceling circuit
JP3575952B2 (en) * 1996-06-21 2004-10-13 株式会社東芝 Receiver having DC offset removal function and communication system using the same
JPH10285232A (en) * 1997-04-09 1998-10-23 Kokusai Electric Co Ltd Quadrature detection circuit
JPH11215099A (en) * 1998-01-28 1999-08-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd Receiver and receiving method therefor
JPH11298542A (en) * 1998-04-06 1999-10-29 General Res Of Electron Inc Center level error detection correction circuit
JP3576410B2 (en) * 1998-05-29 2004-10-13 松下電器産業株式会社 Receiving apparatus, transmitting / receiving apparatus and method

Also Published As

Publication number Publication date
WO2002058257A1 (en) 2002-07-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2636236B2 (en) Switching channels during a call
KR100329674B1 (en) Apparatus and method for dynamically controlling gain in a digital receiver
JP3805258B2 (en) Direct conversion receiver
US7295812B2 (en) Method and apparatus providing adaptable current consumption for mobile station based on macrocell/microcell determination
US7299021B2 (en) Method and apparatus for scaling the dynamic range of a receiver for continuously optimizing performance versus power consumption
EP0540596B1 (en) Speed estimation
JP3241989B2 (en) Method and circuit for filtering out and removing disturbances in a receiver of a wireless device
JPH0884104A (en) Radio communication equipment
JP3711117B2 (en) Wireless receiver
RU2298888C2 (en) Method and device for decreasing control in compressed mode of ascending communication channel in communication device
JP2011511585A (en) System and method for station detection and search in a wireless receiver
KR20040091762A (en) Method and apparatus for indicating the presence of a wireless local area network by detecting energy fluctuations
JPH0645970A (en) Antenna selection diversity reception system
US6667965B1 (en) Communication method, transmission power control method and mobile station
JP2003198405A (en) Radio receiver
WO2006055300A2 (en) Optimizing radio communication efficiency and methods thereof
JPH0342925A (en) Receiver for mobile telephone
KR100782074B1 (en) Method and apparatus for compensation of rx level of mobile station
JP2001016638A (en) Radio communication device and system and automatic gain control method for radio communication device
US6985514B2 (en) Automatic gain control circuit and method for direct sequence spread spectrum receiver
JPH0946286A (en) Transmission power controller in satellite communication earth station
JPWO2002058257A1 (en) Wireless communication device
US8068804B2 (en) Receiver local oscillator leakage compensation in the presence of an interferer
EP2398152B1 (en) Direct down conversion receiver and method of operation
JP2005318658A (en) Wireless receiver

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Withdrawal of application because of no request for examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20080401