JPS6311083A - ブラシレス直流モ−タの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、巻線の端子電圧を利用してロータの位置を
検出し、検出位置に応じて３相インバータの通流状態を
切り換える゛ブラシレス直流モータの駆動回路に関する
。

〔従来の技術〕

第１１図はたとえば特開昭５２−８０４１５号公報に示
された従来のブラシレス直流モータの駆動回路の回路図
である。この第１図において、ｌａ〜ＩＣは逆起電圧の
入力端子、２ａ〜２Ｃはフィルタである。フィルタ２ａ
〜２ｃはそれぞれ図示のごとく、抵抗とコンデンサで構
成され、このフィルタ２３〜２ｃの入力端が上記入力端
子１ａ〜１ｃに接続されている。

フィルタ２ａ〜２ｃの出力端に出力１３は交流結合用の
コンデンサ３ａ〜３Ｃと抵抗Ｒａ　−Ｒｃを介してアー
スされており、このコンデンサ３ａ〜３ｃと抵抗Ｒａ　
−Ｒｃとの接続点はそれぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ３を介してコ
ンパレータ４ａ〜４Ｃの反転入力端に接続されている。

コンパレータ４ａ〜４Ｃの非反転入力端はそれぞれ抵抗
Ｒ４〜Ｒ６を介して、さらに抵抗Ｒ７を共通に介してア
ースされている。

コンパレータ４　ａ　〜４　ｃの出力１４ａ　〜１４Ｃ
は論理回路５に入力され、論理回路５から出力１５ａ〜
１５ｃ、１６ａ〜１６ｃを出力するようになっている。

第１２図は、ブラシレス直流モータを直接に駆動する三
相フルブリッジ形式のインバータ回路１７を示し、６は
電源、７ａ〜７Ｃはインバータ回路１７の正極側アーム
、８ａ〜８ｃは負極側アームである。

正極側アーム７３〜７ｃには、並列に還流ダイオードｌ
ｌａ〜ｌｌｃが接続されており、負極側アーム８ａ〜８
ｃにはそれぞれ還流ダイオード１２ａ〜１２ｃが接続さ
れており、かくして、インバータ回路１７が構成されて
いる。

このインバータ回路１７の出力はブラシレス直流モータ
１８の駆動巻線１０ａ〜１０ｃに接続されている。なお
９はブラシレス直流モータの界磁ロータである。

次に第１３図を用いて従来例の動作を説明する。

第１３図（ａ）は駆動巻線の一つの端子電圧の波形を表
わしている。フィルタ２３〜２Ｃはそのしゃ断固波数が
ブラシレス直流モータ１８の実用運転周波数域に対して
十分低く設定されており、第１３図（ａ）の端子電圧波
形の基本波周波数に対する位相遅れは９０＠になるよう
設定されている。フィルタ通過後の波形は第１３図（ｂ
）のようになる。

この第１３図（ｂ）の波形は交流結合用のコンデンサ３
ａ〜３Ｃを介してコンパレータ４ａ〜４ｃの一方の入力
端に入力される。

コンパレータ４ａ〜４Ｃの他方の共通入力端は接地もし
くはある一定のバイアスに接続されていて、その出力は
第３図（ｃ）〜第３図（ｅ）の１４ａ〜１４Ｃとなる。

この出力１４３〜１４ｃは論理回路５０人力となり、論
理回路５の出力は第１３図（ｆ）〜第１３図（ｋ）に示
すように出力１５ａ〜１５ｃ、１６ａ〜１６Ｃとなる。

これらの出力１５ａ　〜１５ｃ、１６ａ−１６ｃのうち
、出力１５ａ〜１５ｃはインバータ回路１７の正極側ア
ームを導通制御するための信号であり、出力１６ａ−１
６ｃは負極側アームを導通制御するための信号である。

これらの出力１５ａ　〜１５ｃ、１６ａ　〜１６ｃによ
り、インバータ回路１７の導通制御を行うことにより、
このインバータ回路１７の出力でブラシレス直流モータ
１８の界磁ロータ９が回転を続ける。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のブラシレス直流モータの駆動回路は以上のように
構成されていたので、フィルタ２３〜２Ｃを通過した波
形をそのまま論理処理するだけで駆動波形に変換できる
反面、フィルタのしゃ断固波数を十分低くすることが必
要であるという制約が課される。たとえば、しゃ断固波
数をｆｅとすると位相が安定するのはおおよそ１０ｆｃ
以上の周波数に対してである。

通常ブラシレス直流モータとして動作する最低周波数は
数Ｈｚ程度からであるから、しゃ断固波数ｆｃを０．２
程度に設計しなければならない。このとき、抵抗値をた
とえば１００ＫΩとすると、コンデンサの容量はＺμＦ
となり、これらは耐圧が必要なことから、比較的大きな
外形のものになり、コストも高くなる。このように設計
の自由度が少ない、コスト上昇、外形の大きさなどに問
題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、フィルタをその外形、コストをも含めた自由な設
計を可能にし、なおかつモータを安定に駆動することの
できるブラシレス直流モータの駆動回路を得ることを目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るブラシレス直流モータの駆動回路は、３
相の駆動巻線の端子電圧を低域通過用のフィルタを介し
て、それぞれ中性点電位と比較する３個のコンパレータ
と、このコンパレータ出力から１２０°毎のパレスを得
る微分パルス発生回路と、この微分パルス発生回路の出
力のパルス間隔を計測する第１のタイマと、この第１の
タイマの計測結果から端子電圧と界磁ロータ位置の位相
差を求め、その位相差に応じた時間をカウントする第２
のタイマと、この第２のタイマのカウント後、インバー
タ回路を３個のコンパレータの出力に応じた所定の通流
状態に切り換える制御手段とを設けたものである。

〔作用〕

この発明においては、３相の駆動巻線の端子電圧フィル
タを介して３個のコンパレータで中性点電位と比較し、
コンパレータの出力を微分パルス発生回路で微分して１
２０°毎のパルスを生成し、このパルスのパルス間隔を
第１のタイマで計測し、その計測結果から端子電圧と界
磁ロータ位置の位相差を求め、その位相差に応じた時間
を第２のタイマでカウントし、そのカウント後インバー
タ回路を３個のコンパレータの出力に応じた所定の通流
状態に制御手段で切り換える。

〔実施例〕

以下、この発明のブラシレス直流モータの駆動回路の実
施例について図面に基づき説明する。第１図はその一実
施例の全体のブロック図である。

この第１図において第１１図及び第１２図と同一部分に
は同一符号を付して述べる。

第１図における１ａ−１ｃは端子電圧の入力端であり、
フィルタ２０ａ〜２０ｃの各入力端に接続されている。

このフィルタ２０ａ〜２０ｃの各出力４６ａ〜４６Ｃは
コンパレータ４ａ〜４Ｃの非反転入力端（（＋）入力端
）に接続され、コンパレータ４ａ〜４Ｃの反転入力端（
（−）入力端）はアースされている。

コンパレータ４ａ〜４Ｃの出力４７ａ〜４７Ｃは微分パ
ルス発生回路２１とマイクロコンピュータ２２　（以下
マイコンという）に送出するようになっている。

微分パルス発生回路２１の出力はマイコン２２に送られ
、マイコン２２の出力によりインバータ回路１７の正極
側のアーム７ａ〜７Ｃ１負極側のアーム８ａ〜８ｃ（い
ずれも第１２図参照）の通流制御を行うようになってい
る。インバータ回路１７の出力でブラシレス直流モータ
１８を駆動するようにしている。

第２図はフィルタ２０ａ〜２０ｃの具体的構成を示す回
路図であり、これらのフィルタ２０ａ〜２０ｃを総括し
て符号２０で示している。また、入力端もｌで示し、出
力も４６で示している。

この第２図において、２４〜２６は抵抗、２７゜２８は
コンデンサであり、いわゆるＣＲの低域通過用のフィル
タを構成している。

第３図は微分パルス発生回路２１の具体的構成例である
。この第３図において、ＮＯＴ回路３０ａ〜３０ｃの入
力端には、それぞれコンパレータ４ａ〜４Ｃの出力４７
ａ〜４７Ｃが導入されるようになっている。

ＮＯＴ回路３０ａ〜３０ｃの出力は微分用のコンデンサ
３４２〜３４ｃを通して３人力のＮＡＮＤ回路３７の第
１〜第３入力端に導入するようになっている。

このＮＡＮＤ回路３７の第１ないし第３入力端はそれぞ
れプルアップ抵抗３５３〜３５ｃを介して電源に接続さ
れているとともに、電圧クランプ用のダイオード３６ａ
〜３６ｃを介して電源に接続されている。このＮＡＮＤ
回路３７の出力５２はマイコン２２に送出するようにな
っている。

上記マイコン２２の具体的内部構成は第４図に示されて
いる。この第４図において、３８は割り込み入力端子で
、微分パルス発生回路２１から得られる１２００毎のパ
ルスはここに入力される。

３９ａ〜３９Ｃはコンパレータ４ａ〜４Ｃの出力を取り
込む入力端子で、入力回路４０を介して中央演算処理装
置４１　（以下ＣＰＵと称す）に入力されるよう構成さ
れている。ＣＰＵ４１にはさらに第１のタイマ４２、第
２のタイマ４３及びプログラムや位相データが格納され
たメモリ４４が接続されている。

４５はマイコン２２の出力回路であり、これを介してＣ
ＰＵ４１の出力が第１図または第１２図のインバータ回
路１７に与えられる。

次にこの発明の詳細な説明する。第５図はその動作波形
図である。第５図（ａ）〜第５図（ｃ）の１ａ〜ＩＣは
端子電圧の波形であり、従来例に示した波形と同一のも
のである。この波形をフィルタ２３〜２Ｃを通すと第５
図（ｄ）〜第５図（ｆ）に示すように、位相φだけ遅れ
たほぼ正弦波の波形の出力４６ａ〜４６ｃとなる。

この位相φは、周波数に対するフィルタ２０ａ〜２０ｃ
の位相特性によって定まる。第６図にフィルタ２０（第
２図のフィルタ）の位相特性例を示す。この第６図から
明らかなように、周波数に対する位相遅れは一定でない
。第２図のフィルタ２０の出力（正弦波波形）を中性点
電位をコンパレータ４ａ〜４ｃで比較すると、第５図（
ｇ）〜第５図（ｉ）の波形の出力４７ａ〜４７ｃが得ら
れる。

第７図に微分パルス発生回路２１によって１２０ｈ毎の
パルスが得られる過程を示す。コンパレータ出力波形４
ａ〜４ｃから３個のＮＯＴ回路３０ａ〜３０ｃを通すと
、その波形は反転され、これらをコンデンサ３４ａ〜３
４ｃ１プルアツプ抵抗３５ａ〜３５Ｃ１電圧クランプ用
ダイオード３６ａ〜３６ｃからなる微分回路を通すと、
立上り微分はクランプされ、立下り微分のみ得られ、第
７図（ｄ）〜第７図（ｅ）の波形４９ａ〜４９ｃになる
。この波形を入力とし、３人力のＮＡＮＤ回路３７の出
力から１２００毎のパルス波形の出力５２　（第７図（
ｇ））が得られる。

この１２０°毎のパルス波形の出力５２の間隔は次のよ
うに計測される。第８図はこの計測手順を示すフローチ
ャートであり、ステップＳ１で１２０°毎のパルス波形
の出力５２は（第７図（ｈ））に示すようにマイコン２
２の割り込み端子３８に入力され、１パルス毎に割り込
みを生ずる。最初のパルスが到来して割り込みがかかる
と、ＣＰＵ４１は第１のタイマ４２をリセットしカウン
トを開始させる。

次のパルスが到来したとき、同じく割り込み処理内で第
１のタイマ４２のカウント値を読み出しくステップＳ３
）、再度タイマをリセットした後（ステップＳ４）、カ
ウントを開始させ（ステップＳ５）、次の計測に移る。

このパルス間隔は第２図のフィルタ２の出力波形４６の
周期の１７３であることは明らかなので、この間隔より
周波数を求めることができ、さらに第６図よりフィルタ
２０の位相特性も既知であるので、位相遅れφも知るこ
とができる。

ところで、第１図のフィルタ２０ａ〜２０ｃの入力端１
ａ〜ＩＣの端子電圧（第９図（ａ）〜第９図（ｃ）に対
する正しい駆動波形は第９図（ｄ）〜第９図（ｉ）の５
３ａ〜５３ｆに示すようである。

一方、ｍ７図（ｈ）の微分パルス５２はコンパレータ４
ａ〜４Ｃの出力４７　ａ〜４７ｃの各立上り部分におい
て発生する。この微分パルス５２の発生直後のコンパレ
ータ４ａ〜４ｃの出力に対して（４７ａ）　　・　（４
７ｂ）、　　（４７ｂ）　　・　（４７ｃ）（４７ｃ）
　　・　（４７ａ）、　　（４７ａ）−（４７ｂ）（４
７ｂ）　　・　（４７ｃ）、　　（４７ｃ）　　・　（
４７ａ＞の論理演算を施し、さらに１２０°パルス間隔
の１７２すなわち６０°に相等する時間後この論理演算
の結果がｒ　ｔｏｏ（１１０Ｊに対してはｒｌｏｏ００
１Ｊ同様にｒ０１０００１Ｊ→ｒ０１’ｏ１００Ｊ　　
ｒ、００１１００Ｊ→ｒ００１０１０Ｊのように出力を
すると、第５図（ｊ）〜第５図（ｏ）の５４ａ〜５４ｆ
の波形が得られ、これは第９図（ｄ）〜第９図（ｉ）の
波形５３ａ〜５３ｆとｌ’Ｑ（以である。

第５図および第９図から位相遅れφが０であるときの波
形５４ａ〜５４ｆを３０’遅らせた波形５３ａ〜５３ｆ
と同等になることがわかる。

Ｏくφ≦３０°のとき１２００毎のパルスが発生した時
点で既に位相遅れφだけ遅れているのであるから、さら
に３０″−φだけ遅らせることによって、波形５３ａ〜
５３ｆと同等の波形が得られる。

また、位相遅れφが９０°のとき波形５４ｅ−波形５４
ａ、波形５４ｆ−波形５４ｂ、波形５４ｄ−波形５４ｃ
、波形５４ｂ−波形５４ｄ、波形５４Ｃ４波形５４ｅ１
波形５４ａ−’波形５４ｆと置き換えると、やはり波形
５３ａ〜５３ｆと同等の波形が得られる。

したがって、３００〈φ≦９０″のとき、１２０６毎の
出力５２のパルスが発生した時点から、さらに９０°−
φだけ遅れて前記の置き換えを行なった論理演算結果を
出力し、さらに６０°に相当する時間の後前記と同様の
出力をすることにより、やはり波形５３ａ〜５３ｆと同
等の波形が得られる。

同様にして、いかなる位相遅れφに対しても波形５３ａ
〜５３ｆと同等の波形を得るために、１２０°毎の出力
５２パルスから遅らせるべき位相と、施すべき論理演算
を設定することができる。

なお、１２００毎の出力５２のパルスから遅らせるべき
位相をθ″〜６０″としているのは、次のパルスが到来
するまでの間に２度の出力切換えを行なうためである。

この実施例におけるブラシレス直流モータの駆動回路は
、１２０°毎のパルス間隔のカウント値に対する前記位
相遅れφ、１２０°毎の出力５２のパルスから遅らせる
べき位相に対応する時間、コンパレータ４ａ〜４Ｃの出
力４７ａ〜４７ｃの波形に対して施すべき論理演算の情
報をすべてマイコン２２内のメモリ４４に格納している
。

以下に、１２０°毎のパルス到来から駆動波形出力に至
る動作を第１Ｏ図のフローチャートを併用して説明する
。ステップＳｌｌで１２０°毎のパルスが到来しＣＰＵ
４１に割り込みがかかると、先に述べた手順によりＣＰ
Ｕ４１は前回到来したパルスと今回のパルスとの間隔の
カウント値を知る（ステップ５１２）。

続いて、ＣＰＵ４１は入力端子３９ａ〜３９ｃよりコン
パレータ４ａ〜４Ｃの出力４７ａ〜４７Ｃを読み込み、
前記カウント値に対応した位相遅れφをメモリ４４から
読み出しくステップ５１４）、さらに位相遅れφに対応
した遅らせるべき位相に対する時間と論理演算情報を同
じくメモリ４４から読み出す（ステップ３１５，３１６
）。次に遅らせるべき位相に対する時間を第２のタイマ
４３にセットしくステップ５１７）、カウントを開始さ
せる。

第２のタイマがタイムアンプした時点で（ステップ３１
８）、先に得た論理演算情報によって先に読み込んだコ
ンパレータ４ａ〜４Ｃの出力４７ａ〜４７ｃに論理演算
を施した結果を出力回路４５を介して出力（ステップ３
１９）Ｌ、これによって、インバータ回路１７を所定の
通流状態に切り換える。

続いて、第２のタイマ４３に先に計測した１２０゜毎の
パルス間隔の１７２すなわち６０°に相当する時間をセ
ントしくステップ５２０）、カウントを開始させる。

第２のタイマが再度タイムアンプした時点で（ステップ
５２１）、論理演算を施した結果に対し先に説明した切
換え出力を出力回路４５を介して出力する（ステップ５
２２）。

以上の動作を繰り返し、インバータ回路１７の通流状態
を順次切り換えていくことによりブラシレス直流モータ
は安定に駆動される。

なお、この実施例では、インバータ回路１７にトランジ
スタブリッジを用いたものを例としたが、サイリスクな
ど他のスイッチング素子であってもよい。

また、微分パルス発生回路２１の構成もこの実施例に限
ることなく要は１２０°毎にパルスが得られれば良い。

低域通過用のフィルタの構成も自由に設計できることが
この発明の目的にもなっており、実施例の構成に限定さ
れるものではない。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおり、ブラシレスモーフの端
子電圧から低域通過フィルタ、コンパレータ、微分パル
ス出力回路を介して１２０°毎のパルスを得て、このパ
ルス間隔の計測結果により位相を補正しつつ駆動波形が
出力されるように構成したので、低域通過用のフィルタ
の設計において自由度が増しコスト大きさなどを考慮し
た最適設計を可能とし、なおかつ安定なモータ駆動を実
現できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明のブラシレス直流モータの駆動回路
の一実施例の全体の構成を示すブロック図、第２図は、
同上ブラシレス直流モータの駆動回路におけるフィルタ
の構成を示す回路図、第３図は同上ブラシレス直流モー
タの駆動回路における微分パルス発生回路の構成を示す
回路図、第４図は同上ブラシレス直流モータの駆動回路
におけるマイコンの内部構成を示すブロック図、第５図
は同上ブラシレス直流モータの駆動回路の動作波形図、
第６図は同上ブラシレス直流モータの駆動回路における
フィルタの位相特性例を示す図、第７図は同上ブラシレ
ス直流モータの駆動回路における微分パルス発生回路の
動作波形図、第８図は同上ブラシレス直流モータの駆動
回路における１２０″′毎のパルス間隔をカウントする
マイコンの動作フローチャート、第９図は同上ブラシレ
ス直流モータの駆動回路におけるフィルタの端子電圧波
形に対する必要な駆動信号波形図、第１０図は同上ブラ
シレス直流モータの駆動回路におけるマイコンがインバ
ータ回路の駆動波形を出力する動作フローチャート、第
１１図は、従来のブラシレス直流モータの駆動回路を示
す回路図、第１２図は、ブラシレスモーフを直接に駆動
する従来のインバータ回路、第１３図は従来のブラシレ
ス直流モータの駆動回路の動作波形図である。 ４ａ〜４ｃはコンパレータ、２１は微分パルス発生回路
、２２はマイコン、１７はインバータ回路、１８はブラ
シレス直流モータ、２０．２０ａ〜２０ｃはフィルタ、
４２は第１のタイマ、４３は第２のタイマ。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）永久磁石の界磁ロータと３相の駆動巻線を有する
   同期モータを、この駆動巻線の端子電圧から界磁ロータ
   の位置を検出し、その位置に応じて３相インバータ回路
   の通流状態を順次切り換えて駆動するブラシレス直流モ
   ータの駆動回路において、３相の端子電圧から高周波を
   除く低域通過用のフィルタと、このフィルタを通過した
   端子電圧と中性点電位を比較する３個のコンパレータと
   、このコンパレータの出力から電気角１２０゜毎のパル
   スを得る微分パルス発生回路と、このパルスのパルス間
   隔を計測する第１のタイマと計測したパルス間隔から駆
   動巻線の端子電圧と界磁ロータ位置との位相差を求める
   手段とこの手段で求めた位相差に応じた時間を計測する
   第２のタイマとこの第２のタイマの計測後上記インバー
   タ回路を上記３個のコンパレータ出力に応じた所定の通
   流状態に切り換える制御手段と、を有するマイクロコン
   ピータとを備えてなるブラシレス直流モータの駆動回路
   。
2. （２）位相差を求める手段は、前記フィルタの位相特性
   により前記１２０゜毎のパルス間隔のカウント値に対し
   てあらかじめデータとして保持されているテーブルを参
   照することにより位相差を求めることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のブラシレス直流モータの駆動回
   路。