JPS6250030B1 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ テレビのFM信号の印加される入力端子１５
と、該端子に接続される帯域幅と中心周波数が制
御可能な可変帯域通過波器８と、その出力に接
続されるリミツタ回路１３と周波数デイスクリミ
ネータ回路１４及び周波数デイスクリミネータ回
路１４の出力に接続される復調出力端子１６と、
前記可変帯域通過波器８の入力及び出力に接続
される位相検波回路１０と、該位相検波回路１０
の出力に接続され映像信号のサブキヤリア成分を
通過させる狭帯域カラーサブキヤリア帯域通過
波器１１と、該波器の振幅及び位相を調整して
前記可変帯域通過波器８を制御するカラーサブ
キヤリア調整回路１２と、前記可変帯域通過波
器８の入力レベルを検出し該レベルに従つて波
器８の帯域幅を制御する信号レベル検出器９とを
有し、入力信号のレベルがスレツシユホールドレ
ベル（Ｃ／Ｎ）以上の信号レベルにおいては、前
記信号レベル検出器９の出力により前記可変帯域
通過波器８の通過帯域幅を充分広くなるよう制
御し、入力信号レベル（Ｃ／Ｎ）が前記スレツシ
ユホールド付近より低下するに従い、前記レベル
検出器９の出力により可変帯域通過波器８の通
過帯域幅を狭くし、同時に前記位相検波回路１０
の出力より抽出された映像信号のカラーサブキヤ
リア信号により、前記帯域通過波器８の中心周
波数を、入力FM信号のカラーサブキヤリア変調
成分による周波数変化に応じて可変させるよう前
記調整回路１２により調整し、前記周波数デイス
クリミネータ１４によりFM復調された信号を出
力端子１６より取り出すことを特徴とする高感度
FM復調方式。 ２ 前記可変帯域通過波器８が固定インダクタ
ンスＬ_pと可変キヤパシタンス２２による並列共
振回路を具備し、該可変キヤパシンンス２２がカ
ラーサブキヤリア信号により制御されることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の高感度FM
復調方式。 ３ 並列共振回路がダイオード２１を介して接続
され、該ダイオードの抵抗分を信号レベル検出器
９の出力により制御して可変帯域通過波器８の
帯域幅を制御することを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載の高感度FM復調方式。 ４ 可変帯域通過波器８の中心周波数の制御
が、該波器の帯域幅が狭いときのみに行われる
如く、位相検波回路１１の出力にスイツチ回路１
８がもうけられることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の高感度FM復調方式。 ５ 入力端子１５と可変帯域通過波器８との間
に帯域幅が一定の帯域通過波器７がもうけられ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
高感度FM復調方式。 ６ 可変帯域通過波器８の帯域幅が、Ｃ／Ｎが
ほぼ10dB以上のときはほぼ30MHzであり、Ｃ／
Ｎが上記値に充たないときはほぼ15MHzとなるご
とく制御されることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の高感度FM復調方式。 ７ テレビのFM信号の印加される入力端子１５
と、該端子に接続される帯域幅と中心周波数が制
御可能な可変帯域通過波器８と、その出力に接
続されるリミツタ回路１３と周波数デイスクリミ
ネータ回路１４及び周波数デイスクリミネータ回
路１４の出力に接続される復調出力端子１６と、
前記可変帯域通過波器８の入力及び出力に接続
される位相検波回路１０と、該位相検波回路１０
の出力に接続され映像信号のサブキヤリア成分を
通過させる狭帯域カラーサブキヤリア帯域通過
波器１１と、サブキヤリア成分のレベルが所定値
以下のときに該レベルをほぼ０とするように非直
線的に制御する非直線回路２５と、前記波器１
１の振幅及び位相を調整して前記可変帯域通過
波器８を制御するカラーサブキヤリア調整回路１
２と、前記可変帯域通過波器８の入力レベルを
検出し該レベルに従つて波器８の帯域幅を制御
する信号レベル検出器９とを有し、入力信号のレ
ベルがスレツシユホールドレベル（Ｃ／Ｎ）以上
の信号レベルにおいては、前記信号レベル検出器
９の出力により前記可変帯域通過波器８の通過
帯域幅を充分広くなるよう制御し、入力信号レベ
ル（Ｃ／Ｎ）が前記スレツシユホールド付近より
低下するに従い、前記レベル検出器９の出力によ
り可変帯域通過波器８の通過帯域幅を狭くし、
同時に、前記位相検波回路１０の出力より抽出さ
れた映像信号のカラーサブキヤリア信号により、
前記帯域通過波器８の中心周波数を、入力FM
信号のカラーサブキヤリア変調成分による周波数
変化に応じて可変させるよう前記調整回路１２に
より調整し、前記周波数デイスクリミネータ１４
によりFM復調された信号を出力端子１６より取
り出すことを特徴とする高感度FM復調方式。 ８ 前記可変帯域通過波器８が固定インダクタ
ンスＬ_pと可変キヤパシタンス２２による並列共
振回路を具備し、該可変キヤパシタンス２２がカ
ラーサブキヤリア信号により制御されることを特
徴とする特許請求の範囲第７項記載の高感度FM
復調方式。 ９ 並列共振回路がダイオード２１を介して接続
され、該ダイオードの抵抗分を信号レベル検出器
９の出力により制御して可変帯域通過波器８の
帯域幅を制御することを特徴とする特許請求の範
囲第８項記載の高感度FM復調方式。 １０ 可変帯域通過波器８の中心周波数の制御
が、該波器の帯域幅が狭いときのみに行われる
如く、位相検波回路１１の出力にスイツチ回路１
８がもうけられることを特徴とする特許請求の範
囲第７項記載の高感度FM復調方式。 １１ 入力端子１５と可変帯域通過波器８との
間に帯域幅が一定の帯域通過波器７がもうけら
れることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載
の高感度FM復調方式。 １２ 可変帯域通過波器８の帯域幅が、Ｃ／Ｎ
がほぼ10dB以上のときはほぼ30MHzであり、
Ｃ／Ｎが上記値に充たないときはほぼ15MHzとな
る如く制御されることを特徴とする特許請求の範
囲第７項記載の高感度FM復調方式。 技術分野 本発明は簡易な構成で、低受信入力における広
帯域なTV（映像）―FM変調波の復調信号の雑
音特性を改善する高感度復調方式に関するもので
ある。 背景技術 従来より周波数変調された信号を復調する最も
簡単な方法として、L.C.回路又は遅延線を用い
たデイスクリミネータによる周波数復調方式が知
られよく用いられている。この場合のFM変調さ
れた入力信号のＣ／Ｎ（キヤリア電力対雑音電力
比）に対するFM復調（検波）された復調信号の
Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）は、Ｓ／Ｎ＝Ｃ／Ｎ・
FI（FI：定数）として表わされ、復調Ｓ／Ｎは
入力信号のＣ／Ｎに比例する。 一方、このＣ／Ｎは雑音及び信号の帯域幅を制
限するため、復調器の入力側に用いられる帯域通
過波器の通過帯域幅で決定される。通常この方
式によればＣ／Ｎ〓10dB程度まで前述の関係が
保持され、それ以下のＣ／ＮにおいてＳ／Ｎは急
激に劣化する。この点がスレツシユホールド点と
よばれる。 一般にTV（映像）信号を伝送する通信、例え
ば衛星通信においては、しばしばその信号の伝送
にFM変調方式が用いられる。この場合、通信回
線は、衛星の送信電力の制限、衛星通信伝搬路の
安定性、地上受信設備の経済性から、受信に際す
る動作点はスレツシユホールド付近に設定される
場合が多い。そのため、ときには環境状況の変動
で受信入力が減少し、受信点はスレツシユホール
ド以下の状態となり、TVモニタ上の復調画はTV
伝送中のインパルス雑音により著しく乱され、さ
らには復調画の得られない状態にまで至る。 従つて衛星受信に際して、簡単な方法でこのイ
ンパルス雑音の改善を行うことは、TV復調画質
の改善、ひいては受信設備の経済性において、非
常に重要な問題とされ、特に放送衛星通信等の衛
星受信装置においては、簡単な構成による雑音改
善（復調画質の改善）方法が極めて重要な課題と
されている。 ところで、スレツシユホールドの改善方法とし
て、従来から種々の方式があるが、一例として本
発明と若干関連のあるダイナミツクトラツキング
フイルタFM復調方式を第１図に示す（例えば
PROC IEE Vol.115，No.11，Nov1968，頁1597〜
1606）。１は中心周波数が変化する狭帯域な可変
帯域通過波器、２はリミツタ、３は周波数デイ
スクリミネータ、４は低域通過波器、５は信号
入力端子、６はFM信号検波出力端子である。入
力端子５より入るFM信号波は、中心周波数可変
帯域通過波器１を通り、リミツタ回路２を経て
デイスクリミネータ３により復調される。復調信
号は低域波器４を通り変調信号周波数以外の高
域雑音を除去した後、可変波器１の中心周波数
を制御する。このとき５よりの入力信号の瞬時周
波数変化に対し、可変波器１の中心周波数は完
全に追従するよう制御される。即ち周波数デイス
クリミネータ出力の信号帯域成分は、振幅及び位
相とも忠実に帰還され、可変波器の中心周波数
を制御する。 次にカラーTV信号によつてFM変調された信
号の復調について考える。周知のように、カラー
映像信号は、輝度信号と、カラーサブキヤリア成
分からなり、そのベースバンド帯域幅は、4.2M
Hzにまでおよぶ非常に広帯域な信号である。又映
像信号は、伝送する画像（被写体）の種類によ
り、ベースバンド信号の周波数スペクトラムの大
きさが著しく変化する。特に画像の色の濃さ（飽
和度）により、カラーサブキヤリア成分の振幅は
大幅に変化する。 このようなカラー映像信号特有の性質により、
従来の第１図の方式でこの種のFM変調信号を復
調するには、数々の困難な問題が生じる。まずベ
ースバンド信号の広帯域性により、デイスクリミ
ネータ３の信号成分を位相、振幅面において、増
幅器、低域波器、可変波器１の内部回路、他
の付属回路からなる帰還回路を通して安定かつ忠
実に、又入力信号の瞬時周波数変化に一致するよ
う１の中心周波数可変素子に印加することは非常
に困難な問題である。この状態が設定できない
と、正しく帰還された変調周波数成分に対する入
力信号のFM変化成分は、有効に可変狭帯域波
器を通過するが、そうでない変調周波数成分に対
しては、逆方向に作用する場合が生じる。その結
果、復調波形には歪を発生させる。Ｃ／Ｎが比較
的低く、復調Ｓ／Ｎが比較的低い場合には、程度
によりこれら歪による画質劣化は目立たないが、
入力Ｃ／Ｎが高ければ高いほど歪による画質劣化
がより目につく。即ちＣ／Ｎのよい状態において
は、むしろ広帯域な通過特性をもつ従来のデイス
クリミネータによる復調の方が良い復調特性が得
られる。 さらには、周波数偏移が大きく、かつ高い変調
周波数成分が正しく帰還されないと、大きなFM
偏移電力をもつこの成分は可変狭帯域波器によ
り除去され、ひいてはリミツタ、デイスクリミネ
ータ回路に入るＣ／Ｎを劣化させ、そのためスレ
ツシユホールド以下の状態に落ち込むなど逆効果
を呈する場合がある。 又、上記帰還回路が正しく設定されたとして
も、この広帯域帰還回路を通過する入力信号に伴
つた広帯域な雑音で可変帯域波器は制御され、
入力信号の同雑音変調成分も狭帯域可変波器を
有効に通過する。その結果、大きな入力雑音を伴
つた場合復調画は乱れ、特に変調成分の低い場
合、復調画質にはこれら雑音の影響が顕著に生じ
る。例えば、変調映像信号の飽和度が低く、カラ
ーサブキヤリア成分が小さいとき、広帯域雑音は
有効に復調され、モニタ上では色雑音として非常
に目立つたものとなる。 発明の開示 本発明は、このような問題点を解決し、カラー
映像信号特有の特性を利用し、映像で変調された
FM信号の低Ｃ／Ｎ時の雑音改善を計る一方策を
提供する。即ち本発明では、通過帯域幅及びその
中心周波数が変化する可変帯域波器と、固定の
規準帯域通過波器とを信号経路において縦続に
接続する。又可変波器の入出力信号を位相検波
し、得られた検波信号のうちカラーサブキヤリア
成分を抽出し、可変波器の中心周波数を入力の
周波数変化に対応させ変動させる。さらには該カ
ラーサブキヤリア成分に対し、入出力比が入力レ
ベルに対し非直線な非直線回路を用いて可変波
器を制御する。又、入力Ｃ／Ｎが所定の値より低
下すると、信号レベル検出器の出力により可変
波器の帯域幅を連続的又はステツプ状に狭帯域化
する。これにより可変波器の出力Ｃ／Ｎは入力
Ｃ／Ｎに比べて改善される。従つて、この出力信
号を周波数デイスクリミネータで復調すれば、大
きな復調Ｓ／Ｎの改善、即ち、モニタ上の復調画
質の雑音改善が行われ高感度復調が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の復調方式のブロツク図、第２図
は本発明による復調方式のブロツク図、第３図と
第４図と第５図と第６図と第７図と第８図と第９
図は本発明の動作の説明図、第１０図は本発明に
よる復調方式の別の実施例のブロツク図、第１１
図は第１０図における非直線回路の説明図、第１
２図は位相検波回路の回路例、第１３図は非直線
回路の回路例である。 発明を実施するための最良の形態 第２図は本発明の一実施例で、鎖線の部分のア
ダプタが従来のFM復調器に接続される。７は固
定の規準帯域幅をもつ規準帯域通過波器、８は
外部信号によつて通過帯域幅ならびに通過中心周
波数が独立に変化し得る可変帯域通過波器、９
は入力信号の大きさ（又は信号キヤリア電力対雑
音電力比Ｃ／Ｎ）を検出するレベル検出器、１０
は位相検波回路、１１はカラーサブキヤリア周波
数成分を通過させるカラーサブキヤリア通過波
器、１２はカラーサブキヤリア成分に対し、その
振幅や位相を可変にし得るカラーサブキヤリア調
整回路、１３はリミツタ回路、１４は周波数デイ
スクリミネータ、１５はFM信号の入力端子、１
６はFM検波信号の出力端子、１７と１８は必要
により使用される移相器及びスイツチ回路であ
る。 入力端子１５よりの信号は規準帯域通過波器
７を通り、可変波器８を通り、さらにリミツタ
回路１３を通過した後、デイスクリミネータ１４
により復調される。そして、その復調（検波）信
号は出力端子１６より取り出される。可変波器
の入出力信号は位相検波回路１０により位相比較
され、その検波出力信号のうち、映像のカラーサ
ブキヤリア成分（3.58MHz）は波器１１により
抽出され増幅された後、可変波器８の通過中心
周波数を制御する。この回路においては、必要に
応じてスイツチ回路１８が挿入される。一方、信
号の一部は、レベル検出器９によりその信号レベ
ル又はＣ／Ｎが検出され、検出信号は可変波器
８の通過帯域幅を変化させる。この構成におい
て、まず１５より入る入力信号は、規準波器７
を通過後、レベル検出器９によりその信号レベル
又は波器７の帯域幅B₀できまるＣ／Ｎに対応
した信号が検出される。Ｃ／Ｎが帯域幅B₀でき
まるスレツシユホールド付近、即ちＣ／Ｎが約
10dB程度より大きい場合は、可変帯域通過波
器８は検出器９の検出信号により制御され、その
帯域幅は規準波器の帯域幅B₀より十分大きく
設定される。このとき、同時にカラーサブキヤリ
ア成分（3.58MHz）の制御系内のスイツチ回路１
８は開放の状態に設定される（この操作は必要に
応じて行われる）。従つてこの状態においては、
デイスクリミネータに入る信号の復調帯域幅は
B₀に等しくなる。 一方、入力信号レベルが低下して、規準帯域幅
B₀できまるスレツシユホールド近傍ないしはそ
れ以下の状態に達したとき、レベル検出器９の出
力により、可変帯域通過波器８の通過帯域幅は
連続的又はステツプ状に制御され、狭帯域化され
る。又これと並行して、カラーサブキヤリア制御
系のスイツチ回路１８は短絡され、可変帯域通過
波器８の中心周波数は後述するように位相検波
回路１０で復調され、抽出されたカラーサブキヤ
リア周波数成分により、入力FM信号のカラーサ
ブキヤリア変調成分による瞬時周波数偏移に一致
して変化するよう制御される。このとき、必要に
応じて調整回路１２、移相器１７は、この条件が
充たされるよう用いられる。これにより可変波
器８の出力Ｃ／Ｎは、その入力Ｃ／Ｎに比べて改
善され、入力信号に対するスレツシユホールドレ
ベルが改善される。この効果については後述す
る。 ところで、通常の周波数デイスクリミネータに
よる復調方式において、信号の復調帯域幅B₀
は、変調信号のエネルギーを充分に通過させ、復
調信号の波形歪を良好に保つため、入力信号の
FM周波数偏移（ピーク値をΔ、変調信号の最
高周波数を_hとすれば、B₀〓２（Δ＋_h）と
してきめられる。（但し、実際の復調系において
は、信号搬送周波数の変動を考慮し、帯域幅は
B₀より若干広くとられることもある。） 第２図で可変帯域通過波器８が除去され、又
は８の帯域幅が前段の規準帯域通過波器７の帯
域幅B₀より十分広い場合は、通常のFM復調器と
同様に動作する。 ところで、スレツシユホールド点より高い信号
入力（Ｃ／Ｎ）において、FM方式により伝送さ
れ復調された映像信号のモニタ上の画質の良さ
は、主に熱雑音による画質の劣化と、伝送系の位
相、振幅特性の非直線性に基づく波形歪による画
質劣化によりきまり、信号の復調帯域幅Ｂにより
大きく影響される。一般には、この帯域幅を狭く
すると熱雑音等による問題に対しては有利になる
が、波形歪による画質の劣化が大きくなる。著し
く狭帯域化すると、場合によつては変調信号自体
が除去され、Ｃ／Ｎが低下し、著しく雑音が増加
する。 スレツシユホールド付近における映像信号の復
調画質をみると、視覚的に熱雑音に基づくスレツ
シユホールド雑音（インパルス雑音）による特有
の画質の劣化が著しく目立ち、伝送路の非直線性
に起因する波形歪による画質の劣化は目立たずマ
スクされる。スレツシユホールド以下の信号レベ
ルでは、そのレベル低下に伴う画質の劣化は著し
く、画は急激にこのインパルス雑音にうずもれ、
受信画の識別は不可能になる。従つてこの領域で
の画質の劣化は、ほとんどインパルス雑音だけに
よるものと見なしてもよく、若干の波形歪を犠牲
にしても、この雑音を抑圧すれば大幅な画質改善
が計られる。 本発明の一つの動作上の特徴は、入力Ｃ／Ｎが
スレツシユホールド付近にさしかかるに従い、信
号の通過帯域幅を特定の方法により狭帯域化し、
Ｃ／Ｎを改善しようとする考え方にある。しか
し、無造作に狭帯域化したのでは、入力FM信号
の周波数偏移の大きさの度合により大きな周波数
偏移をもつ信号成分は、狭帯域波器により通過
することができず、その結果狭帯域波器の出力
側では、この波器による雑音除去効果以上に信
号電力が低下し、Ｃ／Ｎ劣化によるスレツシユホ
ールドレベルの悪化を招く。 従つて本発明では、帯域通過波器の狭帯域化
に際して、最も大きな周波数偏移を与える変調成
分、即ち、変調側でプリエンフアシスを適用され
たカラー映像変調信号のうち最も大きな周波数偏
移を与える可能性の高いカラーサブキヤリア成分
に着目し、この成分による瞬時周波数変化に対応
し、波器の中心周波数を一致させる方式をと
る。又これにより回路構成の実現性が容易にな
る。 本発明は、映像伝送において、特にエンフアシ
スを適用した系において有効となるが、今エンフ
アシスを適用した映像信号を考えてみる。 通常カラー映像信号としては、輝度信号とカラ
ー信号からなり、約4.2MHzまでの周波数成分を
含んでいる。そのうち、主に輝度信号は、水平走
査周波数（15.75MHz）の倍数の低周波領域に集
中し、カラー成分は、3.58MHz近傍に集中してい
る。この種の映像信号が、例えばCCIR・
Rec.405―１できめられたプリエンフアシス回路
の適用を受けると、信号の低域部分は約−10dB
の、又高域周波数成分に対しては約＋3dBの電力
の重み付けが与えられる。 映像信号として最も飽和度の高い代表的な標準
カラーバー信号をみると、信号の最大振幅
140IREに対して、輝度信号の最大振幅は
77IRE，3.58MHzのカラーサブキヤリア成分の振
幅は88IREとなつている。従つて、この信号を前
記のプリエンフアシス回路による重み付けを行う
と、カラーサブキヤリア成分の振幅は127IREと
なり、原信号の最大振幅140IREに近い振幅とな
る。従つて、プリエンフアシスが適用された映像
信号で変調されたFM信号の瞬時周波数変化（偏
移）が最も大きくなり、通過帯域幅の狭帯域化に
伴うＣ／Ｎ変化に関し、問題になるのは、このカ
ラーサブキヤリア成分によるものと見なしてもよ
い。これらの理由で、3.58MHz成分により、狭帯
域可変波器の中心周波数を入力周波数偏移に追
従して変化させ、有効に信号電力を周波数デイス
クリミネータに伝送し、多くの雑音を除去するこ
とによりＣ／Ｎの改善が行なわれる。又カラーサ
ブキヤリアの制御系は単一信号に近い周波数成分
（3.58MHz）のみを取り扱うため、安定で簡単な
回路構成が容易で、簡単な制御位相、振幅の調整
が容易である。 先に、第２図の８可変帯域通過波器の入出力
信号を位相検波回路１０により位相比較を行うこ
とにより、入力信号のFM復調が行われ、可変
波器８の制御信号3.58MHz成分の得られることを
述べたが、この動作について説明する。 今、簡単のため、可変帯域通過波器は第３図
の如く単一共振系で構成されているものとし、該
波器の入出力信号のごく一部が位相検波回路へ
分岐されるものとする。又、該波器の入出力電
圧・電流は、位相検波回路により影響されないも
のとする。 このとき、帯域通過波器の入出力電圧Ｅ〓_i，
Ｅ〓_pとの間には次の関係が成り立つ。 ここでΔは波器の中心周波数からの離調周
波数、b₀は波器の3dB帯域幅に相当する。位相
検波回路１０には、波器８の入出力電圧と同等
の信号が供給される。 入力電圧Ｅ〓_iをＥ〓_i＝Ｅ_Iｅ^j〓ととれば、位相検
波回路の検波出力ｅは次のようになる。 ここでＫは定数。固定位相Φを０とおき、規格
化離調周波数（２Δ／ｂ_０））に対する位相検波回路
出 力信号の特性を求めると、第４図の如くなる。 第４図は、波器８の入力信号の周波数変化に
対して、位相検波回路１０の出力ｅは周波数デイ
スクリミネータ特性を示し、FM信号が復調され
る。従つて、カラーサブキヤリア3.58MHz成分も
これにより復調され、該信号はカラーサブキヤリ
ア通過波器を通つた後、可変波器の中心周波
数を制御する。この場合、制御の方向は入力信号
周波数変化に関し、得られる位相検波回路出力電
圧の極性と該検波電圧により、可変波器の中心
周波数の変化が一致するよう定めなければならな
い。又、この可変波器による周波数デイスクリ
ミネータの検波感度に対して、該検波出力より得
られるカラーサブキヤリア振幅による可変波器
の中心周波数変動感度を十分に大きくとれば、常
に波器の中心周波数は、入力FM信号のカラー
サブキヤリア成分による周波数変化に対して一致
するよう制御される。 次にこのようにして行われるカラーサブキヤリ
ア成分による制御において、可変波器による入
出力信号のＣ／Ｎ改善効果についてそのあらまし
を示す。 第５図は、規準波器７の帯域幅B₀を通過し
てきたFM信号の瞬時周波数変化と、可変帯域通
過波器８の中心周波数の瞬時変化の状態を示し
たもので、実線ａ，ｂは前者を、破線ｃは後者を
示す。_０は、規準波器及び可変波器８がカ
ラーサブキヤリア成分により制御されない場合の
中心周波数である。簡単のため、信号瞬時周波数
変化は、カラーサブキヤリア（3.58MHz）による
周波数変化ａと輝度信号による周波数変化ｂより
なり、その周波数差は大きく、それぞれΔ_c及
びΔ_iの周波数偏移を受けているものとする。
これに対して、可変波器の中心周波数（破線
ｃ）は信号瞬時周波数変化ａに追従し、その偏移
はΔ_cに等しいものとする。 第６図は、可変帯域通過波器８の信号電力通
過の状況を示したもので、横軸は周波数を、縦
軸Ｐは波器の通過電力を示している。実線ａ，
ｂ及び破線ｃは第５図と同じものを、又ｄ，d′，
d″は可変波器の通過特性を示す。 今、信号の瞬時周波数がt₁（＝_０＋Δ_i）に
あるとき、可変波器の中心周波数は_０にあ
り、瞬時周波数がt₂（＝_０＋Δ_i＋Δ_c）に
変化すると、中心周波数は_０＋Δ_cに移行す
る。従つて、可変波器の中心と瞬時信号周波数
の間には、Δ_iの周波数差が生じる。そのた
め、波器を通過する信号電力はＬだけ減少す
る。今、可変帯域通過波器として前述のように
単一共振器で構成さたものを想定すると、その電
力通過特性は規格化して、 と表わすことができる。ここでΔは波器中心
からの離調周波数、b₀は該波器の3dB帯域幅で
ある。 可変波器８の入力において、信号の電力を１
とし、雑音電力密度を１／Hzとすれば、規準帯域
通過波器の帯域幅B₀（Hz）における雑音電力
はB₀となり、入力Ｃ_i／Ｎ_iは１／B₀となる。とこ
ろで波器８の出力側では、信号周波数が波器
の中心よりΔ_i離れているため、通過信号出力
は、

【式】となる。 波器を通過する雑音電力は、第６図の如く、
波器の中心周波数が周波数幅B₀内でｄ，d′，
d″のように変動するため、その量は一様でな
い。中心周波数がB₀の中心、即ち_０にあると
き、波器通過雑音電力は最も多く、そのとき
波器８の出力Ｃ／Ｎは最も低下する。従つて、雑
音に対する最悪条件としてこの状態の雑音電力を
求めると、 となる。従つて、出力Ｃ／Ｎ（＝C₀／N₀）は Ｃ_０／Ｎ_０＝〔｛１＋（２Δ_ｉ／ｂ_０）^２｝b₀・tan^-
1Ｂ_０／ｂ_０〕^-1 となり、可変波器によるＣ／Ｎの改善度η（＝
Ｃ_０／Ｎ_０／Ｃ_ｉ／Ｎ_ｉ）は、 η＝〔｛１＋（２Δ_ｉ／ｂ_０）^２｝ｂ_０／Ｂ_０・tan^-
1Ｂ_０／ｂ_０〕^-1(5) となる。 今、実際の一衛星システムを例にとると、
4.2MHzの帯域をもつ映像信号が最高周波数偏移
10.75MHzで伝送され、又CCIR405―１のエンフ
アシス特性が適用される。このとき復調器の規準
帯域幅は通常30MHzに選ばれる。これに対して本
発明を適用し、式(5)の改善効果を求めると、第７
図の如くなる。図中、b₀は可変帯域通過波器の
3dB帯域幅で、Δ_iは映像信号変調側で、プリエ
ンフアシス適用後の輝度変調分による周波数偏移
である。改善度ηは、前述の如く最小値を与える
もので、Δ_iが小さいほど大きな改善効果が得
られる。 可変帯域通過波器８としては、種々のものが
考えられるが、第８図に並列共振系を用いた一構
成例を示す。１９及び２０は可変波器の入出力
端、２１は可変抵抗素子、２２は可変容量素子、
２３は第２図のレベル検出器９よりの制御信号入
力端子、２４は位相検波回路１０より抽出された
3.58MHzカラーサブキヤリア信号成分の入力端子
である。又、それぞれの制御信号が独立に主要部
分に印加されるよう各所に直列共振回路、並列共
振回路、チヨークコイル等が組込まれている。
L₀，C₀（可変容量の直流分）は、入力FM信号の
中心周波数_０に共振するよう選定される。この
回路構成において、まず入力Ｃ／Ｎが大きい場
合、可変抵抗２１の抵抗値Ｒは２３よりの制御信
号により高インピーダンスに設定される。従つて
この場合、端子１９からの信号は、何ら帯域幅の
制限を受けず伝送される。入力Ｃ／Ｎが低下する
と可変抵抗Ｒは低インピーダンスに可変され、
L₀，C₀よりなる並列共振系が入力信号に作用
し、第８図の回路は、帯域通過波器として入力
信号の通過帯域幅の制限を行う。この状態で、カ
ラーサブキヤリア信号の入力端子２４より信号が
印加されると、可変容量22（Ｃ）はそれに応じて
変化し、L₀，C₀よりなる共振周波数を変動させ
る。その結果、帯域通過波器の中心周波数が変
化し、所望の可変帯域通過波器となる。 第９図は、可変帯域通過波器８の通過帯域幅
ｂの制御の状態を示したものである。同図ａは規
準波器の帯域幅B₀で定まるスレツシユホール
ド点Ｃ_t近傍で、ステツプ状に通過帯域幅の制御
を行つた場合、ｂは信号レベル低下に伴いゆるや
かな制御を与えた場合である。入力信号レベルが
大きいほど復調Ｓ／Ｎは高いため、急激な通過帯
域幅の変化に伴う復調波形の若干の歪みは、復調
画質に影響を与えることもあり、その場合は、カ
ーブｂの如く可変波器のゆるやかな制御の方が
有効となる。 入力信号レベルの変化に対する可変帯域通過
波器の伝送特性制御の割合は、所望の入力信号レ
ベルと復調画質との観点から、波器の通過特性
及び信号レベル（又はＣ／Ｎ）検出器の特性によ
り適度に選定される。なお、この信号レベル検出
器として、AGC増幅器の制御電圧を利用するこ
とも可能である。 以上説明したように、本発明は、スレツシユホ
ールド近傍ないしはそれ以下の状態におけるカラ
ー映像信号のモニタ上の復調画質の特質、及びプ
リエンフアシスを適用したカラー映像信号の特徴
に立脚して行われた。第１の実施例では、規準帯
域通過波器と、帯域幅及び中心周波数が独立に
変化する可変帯域通過波器を縦続に接続し、又
可変波器の入出力信号を位相検波回路を用いて
位相比較（検波）を行う。可変波器の通過帯域
幅は、信号入力レベル検出器（又はＣ／Ｎ検出
器）の出力で入力Ｃ／Ｎに応じて制御し、通過中
心周波数は、位相検波回路により復調・抽出され
たカラーサブキヤリア成分により制御する。入力
信号のＣ／Ｎが大きいときには、可変波器を広
帯域化し、復調帯域幅を規準波器で定め、復調
波形特性の良好な復調を行う。入力信号が所定の
Ｃ／Ｎ値より低下すると、可変波器を狭帯域化
して、入力信号のカラーサブキヤリア信号成分に
よる周波数変化に対応させ、可変波器の中心周
波数を変化させる。このような狭帯域信号の取り
扱いにより安定な制御回路が容易に構成され、任
意の制御条件が容易に充たされる。又、この特定
の狭帯域信号のみによる制御のため、可変波器
に入力されない雑音周波数成分に対しては、可変
波器は応答せず、入力変調信号に伴つたそれら
と同周波数成分の雑音は、波器の通過特性によ
り除去される。 又、この可変帯域通過波器によるＣ／Ｎ改善
回路は、信号復調用の周波数デイスクリミネータ
と独立に構成できるため、通常のFM復調器に対
しても適用できるなど、扱いの便利さ、汎用性に
おいても優れている。このような数々の特長をも
ちながら、入力信号のＣ／Ｎ改善、即ちスレツシ
ユホールドレベルの改善が行われ、大幅な復調画
質の雑音改善が計られる。 第１０図は本発明の他の実施例を示す。これは
第１の実施例（第２図）において、カラーサブキ
ヤリア信号の制御回路に、該信号レベルの入出力
比（Ｓ_p／Ｓ_i）が入力信号Ｓ_iの大きさにより変化
する非直線回路２５を挿入したもので、他の回路
は前例と全く同じである。この回路は、非直線抵
抗等の組合せにより実現できるが、第１１図の如
き入出力特性ａ又はｂをもたせる。即ち、入力信
号Ｓ_iの低い領域では入出力比Ｓ_p／Ｓ_iを小さく、
Ｓ_iの大きい領域ではＳ_p／Ｓ_iを大きくとる。 第２図の前例で、位相検波回路で復調され波
器１１で抽出されたカラーサブキヤリア成分は、
同波器１１の通過帯域内の雑音を伴つている。
そのため、映像信号のカラーサブキヤリア成分が
小さくなつた場合、即ち色の飽和度が低い場合、
この雑音成分は制御系の12等の増幅器で増幅さ
れ、可変波器８に作用する。従つて１５よりの
入力信号に伴つた同周波数成分の雑音は、有効に
可変波器８を通過し復調される。 この結果、これらの雑音成分は特に復調画質に
おいて色雑音として作用し、画質劣化をもたら
す。従つて第１０図の実施例では、カラーサブキ
ヤリア制御系に入出力非直線回路２５を挿入し、
カラーサブキヤリア成分の小さい変調信号の場合
には、可変波器８への制御信号を減少させ、可
変波器が雑音により変化することを抑圧するこ
とにより、これら色雑音による復調画質の劣化を
防ぐものである。 第１２図は位相検波回路１０の具体例で、ダイ
オードD₁，D₂とトランスＴとから構成され、第
１及び第２入力IN₁及びIN₂に入力信号が印加さ
れ、出力はOUTから取り出される。 第１３図は非直線回路２５の回路例で、２個の
ダイオードD₃，D₄が逆極性で並列に接続され
る。 産業上の利用可能性 本発明は、特定の可変帯域通過波器、規準
波器、カラーサブキヤリア信号制御回路、周波数
デイスクリミネータ等を用いることにより簡単に
実現され、特定の入力信号領域において復調Ｓ／
Ｎを改善し、画質の改善を計る。従つて、低受信
入力レベルで映像―FM信号を受信する衛星受信
装置等において極めて有効に利用される。