JPS614983A - レ−ダ・デイテクタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はレーダ・ディテクタに関し、殊に、正規のレー
ダ電波信号の妨害信号、例えば他のレーダ・ディテクタ
から輻射される電波その他の妨害電波信号を確実に弁別
、排除できるように改良したレーダ・ディテクタに関す
る。

昨今、各種の物体の速度や距離、乃至は物体の存在を検
出、測定するのにマイクロ波のレーダを用いることが多
くなってきた。そのため、こうしたレータ電波が輻射さ
れているか否かを検出するためのレーダ・ディテクタも
また必要とされることが多い。

このようなレーダ・ディテクタにはその受信方式におい
て幾種類かあるが、いづれもパルス性の外来雑音に弱い
上に、近くにある他の同様な受信方式のレーダ・ディテ
クタの発生する不要輻射信号電波によって誤検出、誤動
作をし易いという欠点が残されていた。

即ち、正規のレーダ輻射源から構成される装置ダミ波以
外の他の電波を当該正規のレーダ電波と誤認する可能性
が高かったのである。

勿論、従来からも、こうした不都合を排除するため、誤
動作防止回路として幾つかの回路方式が提案されてはい
たが、その多くは正規電波と妨害電波の弁別回路部分に
デジタル方式を採用し、そのため回路系が著しく複雑、
高価になるという欠点があった。

また、こうした従来の構成によるデジタル弁別方式では
、妨害電波の周波数変動の周期が局部発信周波数の掃引
周期の整数倍の関係になると弁別できなくなったり、微
小な信号に対してはレーダ・ディテクタ感度を低下させ
る傾向もあり、機能的にも必ずしも満足のいくものとは
言えなかった。

本発明はこのような実情に鑑みて成されたもので、上記
のようなパルス性の雑音や他のレータ・ディテクタの発
する電波雑音を正規のレーダ電波信号と確実に弁別でき
るレーダ・ディテクタの提供を主目的とし、且つ、この
主たる目的を達成するにも、ぞの回路構成には簡単、廉
価なアナログ回路を採用できるようにしたものである。

この目的を達成するための本発明の構成を先ず′概説す
れば、本発明のレーダ・ディテクタは、入射するレーダ
電波信号（ＳＲまたはＳｒ）を周波数変換する混合器（
１ｏ）と； 該混合器（ｌＯ）に与える局部発振周波数（Ｓｓ）を所
定の周波数範囲で掃引する局部発振周波数掃引回路（５
）と； 該混合器出力をＦＭ検波し、検波中はノイズを抑圧した
検波信号（ｓｄまたはＳｔｌ’）を送出するＦＭ検波回
路（１２）と； を有するレーダ・ディテクタにおいて、上記ＦＭ検波回
路（１２）の出力に上記検波信号（ｓｄまたはＳｄ’　
）が現れた時に、上記局部発振周波数掃引回路（５）に
作用して一旦、上記掃引を止めさせ、一定時間ｔを経過
した後に、再度、上記局部発振周波数掃引回路（５）を
して上記掃引を開始させる掃引制御回路（６）を設け； 上記掃引が一時的に停止している時に、上記ＦＭ検波回
路（１２）の出力に表れる検波信号（ｓ、ｃｌまたはＳ
ｄ’　）の継続時間の差に基き、正規のレーダ電波信号
（ＳＲまたはＳｒ）を他の妨害電波信号（Ｓｒ’　）か
ら弁別するようにしたものである。

そして、実施例的には、上記ノイズを抑圧している検波
時間の差の弁別は、正規のレーダ電波信号が入感してい
る時とそうでない時とで上記ＦＭ検波信号をロー・パス
・フィルタ回路に通して積分した積分電圧の波高値の差
に基いて為すことができる。

Ｉ！１１ち、トｘ検波信号を受けたロー・パス・フィル
タ回路の出力電圧を、比較回路にて所定の閾値電圧と比
較すれば、上記掃引が一時的に停止している時に当該ロ
ー・パス・フィルタ回路出力電圧が上記閾値電圧を絶対
値において越えた時にのみ、正規のレーダ電波信号が入
感じているものと同定することができる。

従ってこの時に、該比較回路出力からレーダ電波人感確
認信号を発生させれば、適当な信号処理回路を介してス
ピーカや発光ダイオード等のレーダ電波検出表示器を動
作させることができる。。

このような構成の本発明によると、原理的にアナログ回
路構成でありながら、弁別能力の高い回路が提供できる
。即ち、周波数変動のある信号に対してはこれを全て妨
害電波信号として正規のレーダ電波信号との間で完全に
弁別機能を呈し得るようになり、感度低下も来たさない
で済むのである。

以下、上記要旨構成に基き構成された本発明の望ましい
一実施例に就き、添付図面に即して説明する。尚、上記
要旨構成中において、各構成要素に付した符号及び記号
は、この実施例における構成子に図中で付したものに対
応させである。

レーダ電波信号ＳＲはアンテナｌに入射するが、この実
施例のレーダ・ディテクタではダブル・コ。

ンハーション方式を採用しており、そのため、当該レー
ダ電波信号ＳＲは先づ第一混合器３に入力し、ここで第
一局部発振器２の発する固定の第一局部発振周波数とビ
ートが採られ、ビート・ダウンした周波数信号Ｓｒとさ
れる。

然し、このビート・ダウンした周波数信号Ｓｒとアンテ
ナ１に入力したレーダ電波信号ＳＲとは情報としては同
義であるので、以下ではビート・ダウンした周波数信号
Ｓｒを検出すべきレーダ電波信号Ｓｒとして取扱う。

ビート・ダウンされたレーダ電波信号Ｓｒは、適当な増
幅器４を介する等した後、第二の混合器１０に入力する
。この第二の混合器１０には、局部発振周波数掃引回路
５から受信帯域を一定周期で掃引する局部発振周波数Ｓ
ｓが与えられるようになっている。

尚、予め述べて置けば、図示の第一混合器２が設置ｔら
れないシングル・コンバージョン型のレーダ・ディテク
タにあっても、そうしたものではそれに唯一般けられた
混合器に与えられる局部発振周波数が掃引される形を採
るので、当該唯一般けられた混合器をこの実施例での混
合器１０と考えることにより、本発明を同様に適用する
ことができる。

混合器１０の出力は適当な増幅器１１を介する等した後
、ＦＭ検波回路１２に入力され、その出力は図中、Ｌ、
Ｐ、Ｆ、で略したロー・パス・フィルタ回路１３に与え
られる。

ロー　・パス・フィルタ回路１３の出力は掃引制御回路
６と電圧比較器１４に与えられ、掃引制御回路はロー・
パス・フィルタ回路１３の出力電圧ＥＯの立ち上がりを
検出して局部発振周波数掃引、回路を制御し、その掃引
を予め定めた時間ｔに亘って停止させた後、当該時間ｔ
を経過後、再度掃引を開始させる。

一方、電圧比較器１４では予め定めである閾値電圧Ｅｔ
ｈｏとロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧Ｅｏと
を比較し、絶対値においてロー・パス・フィルタ回路１
３の出力電圧ＥＯの方が当該閾値電圧Ｅｔｈ。

より高くなった時にはレーダ電波入感確認信号ＳＯを出
力する。

このレーダ電波入感確認信号ＳＯは、正規のレーダ電波
を検出したことを使用者に知れせる適当な表示器７の駆
動制御回路１５への稼動指令信号として一般に利用する
。

但し、表示器７やその駆動制御回路１５は本発明が直接
にこれを規定するもではなく、公知技術を援用した任意
の構成のもので良い。

例えば表示器７としてはスピーカ７１や発光ダイオード
等の発光源手段７２があげられ、勿論、一方のみを採用
しても良い。

また、表示器駆動制御回路１５としては、駆動指令信号
Ｓｏが入ってきた時以降、所定時間に亘ってスピーカ７
１に発振音信号を送出したり、発光ダイオード等の発光
源手段７２を点滅乃至点灯する等の構成のものが考えら
れる。即ち、タイマや発振器、増幅器等々の回路要素の
組合せで当業者であれば任意所望のものを構成すること
ができる。

第２図以降の各要部波形図をも参照して説明すると、こ
の実施例の場合、局部発振周波数掃引回路５は電波電圧
発振器５１と、この電波電圧発振器５Ｉの発する掃引電
圧Ｖｓに比例して局部発振周波数Ｓｓを掃引する電圧制
御発振器５２とから成っており、従って両者の関係を模
式的に示せば第２図示のようになる。

即ち、電波電圧発振器５１の発振する掃引電圧Ｖｓが最
低電圧値Ｖｆｆｌｉｎから最大電圧値Ｖｍａｘまで一定
変化率で増加する現象を周期Ｔで繰返すに従い、局部発
振周波数Ｓｓも中心周波数ｆＯを挟んでｆｏ−Δｆから
ｆＯ＋Δｆ迄を周期Ｔで掃引する。従って、局部発振周
波数Ｓｓを経時的に見ると電波となり、受信帯域は入力
信号Ｓｒに関し２Δｆである。

而して、アンテナ１に周波数が安定なマイクロ波、即ち
正規のレーダ電波ＳＲが入力し、対応して混合器１０に
周波数が安定なレーダ電波信号Ｓｒが入力すると、第３
図（Ａ）中に示すように、当該周波数信号Ｓｒと局部発
振周波数信号Ｓｓとが交差した詩点■で、ＦＭ検波回路
１２の出力信号Ｓｄは第４図（Ａ）中の時点■で示すよ
うに、ＦＭ検波ノイズＳｎのない直流状態の検波信号Ｓ
ｄを発し始める。但し公差点■は厳密な意味では成る程
度の幅、例えば１０ＭＨｚ程度の幅は見こまれる。

検波信号Ｓｄはロー・パス・フィルタ回路１３に与えら
れるが、その電位出力ＥＯは先づ掃引制御回路６に与え
られる。

この実施例では、当該掃引制御回路６は第５図（Ａ）に
示すように、ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧
ＥＯの立ち−ヒがりを検出できるように十分低い閾値Ｅ
ｔｈｓを持つスイッチング回路６１と、このスイッチン
グ回路６１のスイッチング動作によりその時点から時間
ｔの間だけ、調波電圧発振器５２の掃引を停止してその
時の電圧に拘束する掃引一時停止用タイマ回路８２とか
ら成っている。

従って、上記のように検波出力Ｓｄが時点■で示すよう
に出力し始め、ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電
圧ＥＯが第５図（Ａ）中に実線で示すように立ち上がり
始めると、当該電圧Ｅｏは上記時点■から幾らも経たな
い中に直ぐに閾値Ｅｔｈｓに到達し、従ってスイッチン
グ回路６１がスイッング動作をして掃引一時停止用タイ
マ回路６２を稼動し始める。

これにより、局部発振周波数掃引回路５中の調波電圧発
振器５２はその時点で出力電圧の掃引を止め、第３図（
Ａ）中に領域■で示すように、対応して電圧制御発振器
５１からの局部発振周波数Ｓｓも掃引一時停止用タイマ
回路６２に定められている時間ｔの間に亘り：第２図中
、既述した時点■における周波数をそのまま維持する。

而して、入力している電波信号がここで仮定したように
正規のレーダ電波信号Ｓｒであれば、その周波数は安定
しているから、第３図（Ａ）中の時点■で先のように局
部発振周波数Ｓｓと交差した以降、上記の時間ｔに亘っ
て局部発振周波数Ｓｓが同じ周波数を維持するに伴い、
その間はずっとＦＭ検波回路１２には第４図（Ａ）中に
示すように当該時間ｔに亘って安定な直流レベルを保つ
検波信号Ｓｄが得られる。

ということは、当該ＦＭ検波回路１２の出力を積分した
ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電位ＥＯは、第５
図（Ａ）に示すように回路に定められている成る最大値
に向けて増加し続けることになる。

一方、このロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧値
Ｅｏは電圧比較器１４にも与えられているから、この電
圧比較器１４に適当な閾値電圧Ｅｔｈｏを与えて傘けば
、正規のレーダ電波信号Ｓｒ乃至ＳＲが入感じている限
り、ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧値Ｅｏは
やがてこの閾値Ｅｔｈｏを横切り、この電圧比較器の出
力にレーダ電波人感確認信号ＳＯを得ることができるよ
うになる。

従って、このレータ電波入感確認信号ＳＯを例えば表示
器駆動制御回路１５の稼動指令信号Ｓｏとして利用すれ
ば、表示器７を先に述べたような所望のモードで駆動す
ることができる。

これに対して次に、本回路系が一旦にしろ、正規のレー
ダ電波以外の妨害電波に同調した場合に就き考察する。

今、混合器１０の入力に入ってる信号が、第３図（Ｂ）
に仮想線で示すように、本回路の受信帯域内で周波数変
動を繰返すような妨害電波信号Ｓｒ’であったとすると
、局部発振周波数Ｓｓが周波数掃引をしていく中にはい
づれかの周波数部位でこの妨害電波信号Ｓｒ’にも整合
する時があり得る。

すると、この円周波数Ｓｓ　、　Ｓｒ’、の交差時点■
′においては、先の正規のレーダ電波信号Ｓｒを受信し
た時と同様に、ＦＭ検波回路１２の出力には一時的にし
ろ、ＦＭ検波ノイズＳｎが消えて直流的な検波信号Ｓｄ
’が表れる状態が起きる。

この時の検波信号Ｓｄ’は第４図（Ｂ）に示しであるが
、先づもってその出力当初の時点■′においては、先と
同様に後続のロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧
が立ち上がろうとする。

この時の電圧Ｅｏの状態は第５図（Ｂ）に示しであるが
、この時、スイッチング回路６１の閾値Ｅ　ｔ　ｈ　ｓ
が先に述べたように十分低く選んであると、スイッチン
グ回路６１は先の正規の電波受信時と全く同様に動作し
、従って掃引一時停止用タイマ回路６２゜調波電圧発振
器５２、電圧制御発振器５１も各々先と全く同様の動作
をするため、局部発振周波数Ｓｓは第３図（Ｂ）に示し
であるように、第３図（Ａ）図示の場合と全く同様に一
定時間ｔに亘る間、その時の周波数値に維持される。

然し、このように一時的に一定時間ｔに亘り局部発振周
波数Ｓｓの掃引が停止する状態が起きることこそ同じで
あっても、正規のレーダ電波が入感じている場合と大き
く異なるのは、第３図（Ｂ）中、模式的に線分■で示す
ように、妨害電波信号Ｓｒ’　と局部発振周波数Ｓｓと
が交差した時点■′から僅かな時間しか経過していない
のに、両局波数Ｓｓ　、　Ｓｒ’は最早、略−同一周波
数と看做せる許容範囲を越えて異なる周波数値となるこ
とである。

従ってＦＭ検波回路１２の出力の状態を見ると、第４図
（Ｂ）に示すように、検波信号Ｓｄ’が出力されている
時間Ｘは極めて短い、そのため、ロー・パス・フィルタ
回路１３の出力電圧ＥＯも、第５図（Ｂ）中に示すよう
に、一旦はスイッチング回路６１の閾値電圧Ｅｔｈｓに
達する程に立ち上がったとしても、時間Ｘ経過後の検波
信号Ｓｄ’の゛立ち下がりにより直ちに最低電圧値に向
けて低下を始めるものとなる。

即ち、第５図（Ａ）と（Ｂ）を比較すると顕かなように
、正規のレーダ電波信号Ｓｒが入感している時にはロー
・パス・フィルタ回路１３の出力電圧ＥＯも掃引停止時
間ｔと同じ時間に亘って十分に大きな値に迄増加してい
くが、周波数の不安定な妨害信号Ｓｒ’が入感じた時に
は、当該ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧Ｅｏ
は掃引停止時間ｔの全時間範囲に亘ってではなく、増加
できるにしても僅かな時間Ｘに亘ってのみであるため、
結局、正規のレーダ電波信号人感時と妨害電波信号人感
時とでは、ロー・パス・フィルタ回路１３の出力電圧Ｅ
Ｏの波高値に大きな相違が出るのである。

従って、先に述べた電圧比較器１４に与える閾値電圧Ｅ
ｔｈｏを、両者の間の適当な電圧値に選択すれば、第５
図（Ｂ）に示すように、妨害電波信号人感時にはロー・
パス・フィルタ回路１３の出力電位Ｅ。

はこの閾値Ｅｔｈｏを横切ることがないため、レーダ電
波人感確認信号ＳＯの誤発信を避け、表示手段７の誤稼
動を避けることができる。勿論、電圧比較器１４の出力
Ｓ（ｌは、入力電圧Ｅｏが閾値Ｅｔｈｏを越えたか否か
に応じ、例えば論理”Ｈ”　、”Ｌ”のいづ。

れか一方を選択的に採るようなものとして定義できる。

以上のメカニズムから顕かなように、本発明の原理は、 ■受信電波に対応する混合器への入力信号ＳｒまたはＳ
ｒ’　と局部発振周波数Ｓｓとが略ｉ同一周波数と看做
せる周波数範囲で整合した時には、とりあえず一旦、局
部発振周波数Ｓｓの掃引を時間ｔに亘り停止させた上で
、 ■当該停止時間を中におけるＦＭ検波回路１２の検波信
号Ｓｄの長さを監視し、 ■予め定めた成る程度以上の時間に亘る場合には正規の
レーダ電波信号ＳＲまたはＳｒの入感、そうでなくてか
なり短い時間しか継続しないようであれば妨害電波信号
Ｓｒ’の入感というように弁別的に判断する、 という点にある。

従って逆に言えば、既述した実施例は上記の時間的判断
を一つの手法として電圧値の如何に化体して行なってい
るものと言え、上記原理からすれば、他の媒体を利用す
ることもでき、電流、数値等に置き換えての本発明原理
の具現も可能であることが分かる。

尚、掃引を一時停止した後、再度開始するのは、周波数
の異なるレーダ輻射源から複数のレーダ電波信号が送ら
れてきている場合に、仮に成る周波数の入力電波信号に
同調した所でそれ以降の掃引を停止し続けるようにして
しまうと、他のレーダ輻射源からのレーダ電波信号には
応答し得ないからである。また、妨害電波信号がゆっく
りとうねっているような信号であって、仮にこうした信
号に本回路が同調した場合、掃引を停止したままにして
再起動しないと、この妨害電波信号に同調したままにな
るからでもある。

また、実施例構成に即して回路を構成する場合も、掃引
制御回路のスイッチング回路６１の入力はＦド検波回路
１２の出力から適当な公知技術による信号処理回路を介
して取出しても良い。即ち、検波ノイズが消えたら直ち
に掃引を停止できるように構成しても良く、このように
すればロー・パス・フィルタ回路１３の介在による若干
の応答遅れも必要に応じてはなくすことができる。

逆に図示の通り、ロー・パス・フィルタ回路１３から検
波出力Ｓｄ乃至ロー・パス・フィルタ回路出力電圧ＥＯ
の立ち上がりを検出するための入力信号を採り出すにし
ても、当該スイッチング回路６１を第６図（Ａ）に示す
ように構成すると、構成自体は極力簡単に、それでいて
動作信頼性は高くという相反的な要素を共に満足するこ
とができる外、微弱信号に対する感度劣化を最低限に抑
えることができる。

即ち、前段のロー・パス・フィルタ回路１３から送られ
てくる電圧信号ＥＯを／＼イ・ノ々ス・フィルタ回路Ｂ
ｌａで微分し、その出力で単体のトランジスタで良い例
えばｎｐｎ型スイスイツチングランジスタ６１ｂを駆動
するように図ると、妨害波によるノ々ルス状の電圧信号
ＥＯはハイ・パス・フィルタ回路ｆｌｌａを容易番゛通
過するし、且つ正規のレーダ波に応じた電圧信号ＥＯも
その立ち上がりの部分においては当該ハイ・パス・フィ
ルタ回路８１ａを通過する上に、こうした微分波形は十
分な波高値を示すから、いづれの場合にも後続のスイッ
チング・トランジスタＢｌｂを所期通リターン・オンさ
せ、掃引一時停止用タイマ回路６２へパルス信号として
の掃引一時停止指令信号を送ることができる一方、電圧
比較器１４にも、正規のレーダ電波信号の場合にのみ、
第５図（Ａ）にて示したような立ち上がり過渡期を経て
尚増加し続ける電圧信号ＥＯを与えることができるから
、電圧比較器１４による確実な信号弁別動作も保証でき
ることになる。

但し、こうした回路構成とした場合には、第５図（Ｂ）
にて示したスイッチング回路６１の閾値電圧Ｅｔｈｓは
、スイッチング・トランジスタ１ｌｌｌｂのベース−エ
ミッタ間オン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ）による定電圧となるか
ら、当該第５図（Ｂ）は第６図（Ｂ）のように書き替え
られる。即ち、当該トランジスタＢｌｂの入力で見ると
、妨害波信号に対応する電圧信号ＥＯは、閾値電圧Ｅｔ
ｈｓとしてのベース−エミッタ間オン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ
）にてクリップされた形になる。

勿論、第５図（Ａ）においても、閾値電圧Ｅｔｈｓはベ
ース−エミッタ間オン電圧Ｖｂｅ（ｏｎ）に読み替える
必要があり、電圧信号ＥＯはその立ち上がり直後でこの
閾値電圧を横切った時に一瞬、クリ・アブされる。

尚、用いるハイ・パス・フィルタ回路８１ａは通常知ら
れている極めて簡単な構成のもので足りる。対して、ロ
ー・パス・フィルタ回路１３自体の構成は、本来的には
任意なものの、所望の肩特性や立ち下がり特性を得るた
めに一般にアクティブ型とするのが望ましい。

いづれにしても本発明によれば、既述した実施例に代表
されるように、簡単な構成のアナログ回路としても信頼
性の高い電波信号弁別機能を呈し得る外、正規のレーダ
電波信号と妨害電波信号とが例え整数倍の関係にある等
してもそうした弁別機能は損われないこと、検出感度に
影響を及ぼさないこと、等々、実用的見地からして極め
て大きな効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明レーダ・デイテクタの望ましい一実施例
の回路概略構成図、第２図、第３図、第４図、第５図は
、夫々第１図示回路の状態乃至条件に応じての各動作を
説明する要部信号波形のタイム・チャート的な説明図、
第６図は第１図示実施例に用い得るスイッチング回路の
具体的な一構成例及び動作の説明図、である。 図中、ｌはレーダ受信用アンテナ、５は局部発振周波数
掃引回路、６は掃引制御回路、７は表示器、ｌＯは混合
器、１２はＦＭ検波回路、１３はロー・パス・フィルタ
回路、１４は電圧比較器、１５は表示器駆動制御回路、
５１は電圧制御発振器、５２は調波電圧発振器、６１は
スイッチング回路、　６１ａはハイ・パス・フィルタ回
路、　Ｂｌｂはスイッチング・トランジスタ、６２は掃
引一時停止用タイマ回路、７１は発音型表示器としての
スピーカ、７２は発光型表示器としての発光ダイオード
、である。 第４４図 Ｘ ＠５／Ａ図 第６β図 第６Ａ図 第６８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入射するレーダ電波信号を周波数変換する混合器と； 該混合器に与える局部発振周波数を所定の周波数範囲で
   掃引する局部発振周波数掃引回路と；該混合器出力をＦ
   Ｍ検波し、検波中はノイズを抑圧した検波信号を送出す
   るＦＭ検波回路と；を有するレーダ・ディテクタにおい
   て、 上記ＦＭ検波回路出力に上記検波信号が現れた時に上記
   局部発振周波数掃引回路に作用して一旦、上記掃引を止
   めさせ、一定時間経過した後に、再度、上記局部発振周
   波数掃引回路をして上記掃引を開始させる掃引制御回路
   を設け； 上記掃引が一時的に停止している時に、上記ＦＭ検波回
   路の出力に表れる上記検波信号の継続時間の差に基き、
   正規のレーダ電波信号を他の妨害信号から弁別すること
   を特徴とするレーダ・ディテクタ。