JPS60107960A - 周期信号中の直流成分の遷移の検出方法および検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は周期信号、特に正弦信号の処理方法に係り、更
に詳しくは、そのような４６号の「１流Ｄｋ分の検出に
関する。

（従来の技術） 電話システムにおいては、ベル信号（ｂｅｌｌｓｉｇｎ
ａｌ　）が、中央ステーション（ｃｅｎｔｒａｌｓｔａ
ｔｉｏｎ　）において、正弦信号の交流信号がその上に
重ね合せられるところの直流成分’ｋ［するループ信号
（１ｏｏｐ　ｓｉｇｎａｌ　）から成ることが知られて
いる。また、ベル電流（ｂｅｌｌ　ｃｕｒｒｅｎｔ　）
　ｉｔ停止し、完全な通話回線を確立し、料金計算を開
始する等の目的のために、電話加入者による受話器の持
上げの瞬間が正確に決められる必要があることも苅られ
ている。この瞬間を決めるための方法は、電話加入者回
線（５ｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　１ｏｏｐ　）上な循環する
ｉｌｊ流成分成分移（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　）の検出
方法から成り、この直流成分は、受話器持ち上げ時の回
線（１ｏｏｐ　）のインピーダンス変化に付随して突然
に増加する。この検出は、中央ステーション内に１ｔか
れたＳ　Ｌ　Ｉ　Ｃ（５ｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｏｏｐ
Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ　ＣｕｒｃｕＬｔ　）　、’を話加
入者ループインターフェイス回路と呼ばれている装置内
にて実施される。

加入者回路（５ｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　
）は、それゆえ中央ステーションと加入者との間の接続
に影皆Ｙ与え、加入者回線の状態の監視、特にリンヤン
グ状態（ｒｉｎｇｉｎｇｐｈａｓｅ　）中の受話器の持
ち上げＲよび戻しく置き）の検出に影響を与える。回線
状態（１ｏｏｐ　５ｔａｔθ）のための検出回路は、予
め決定された閾値と比較することによって上述の（直流
成分の）増加を検出し７よければならない。

閾値は精密でなければならず、゛すなわち、交流成分に
比較して直流成分の０，１％の遷移が検出可能でなけれ
ばならない。加うるに、その検出は、加入者が受話器で
ベルを聴くことのないように、迅速に実施されなければ
ならない。この迅速さは、可能な限り線路雑音と検出と
ケ俊別し、誤った検出を回避するために検出が好ましく
は数倍（の精度）となるよう、なおいっそう著しいもの
でなければならない。

加うるに、この種の検出回路が働かなければならない操
作状態は、局所的事情、ベル信号の周波数および波形、
周囲の状態、その強度が工業分野（工場、地下鉄）にお
いて非常に高くなり得る縦の寄生電流等を関数とし種々
に変化し得るものである。そのような回路における（検
出の正確さの）要求は従って厳格である。

現在、持ち上げ、戻し動作の検出は一般に１５１１ｚよ
り少ないカットオフ周波数の低域フィルタにより実施さ
れる。しかしながら、そのようなキャパシタは非常に大
きなキャパシタンスを有さなげればならず又集積回路内
につくられなけれはならないものである。

（発明が解決しようとする問題点］ 本発明は、それゆえ、フランス電話公社（Ｐ、Ｔ−Ｔ・
・・郵便・電信・電話局）等の公的機関等により定めら
れた電話インターフェイス（１ｔｏｌｅｐｈｏｎθ１ｎ
ｔｅｒｆａｃｅ　）のための基漁等があるような場合に
はその基漁等に適合する正確さと迅速さを備え、また、
集積回路内に形成され得るような、周期的に変化する信
号の直流成分な検出するための方法および装置を提供す
ることを目的とする。

（問題点ヲ解決するための手段および作用）本発明は、
周期信号の直流成分を検出する方法であって、その方法
はその値より大きい場合には遷移が認められると考えら
れる閾値の確立を含入−前記交流Ｃ周期）信号の周波数
と比較してその周波数が大きい少なくとも１つの既知の
サイクル信号を発生し、交流信号、閾値信号、およびテ
ィクル信号間の差異によって２電信号を時間変調し、高
速のクロック信号を発生し、変調信号の第ルベルに対し
て正方向に、および前記信号の第２レベルに対して負方
向に位置するクロック信号のパルスを累算し、少な（と
も前記交流信号の一周期にわたるこの累算の結果ヲ標本
化し、そして最終の標本化層＋１７１の嬬部において累
算が余剰値（端数）を生じると与えられた論理値な有す
る出力な生じさせることを特徴とする。

本発明はまた上述の方法を実行する鏝置？提供すること
を目的とし、同様にこの装置を使用する電話インターフ
ェイス回路（ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ　１ｎｔｅｒ　−ｆａ
ｃｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　）を提供することをも目的とす
る。

本発明は、以下の文章および関連する図面中で説明され
るが、それらはいずれも単なる例でしかない。

以下の説明においては、本発明は電話インターフェイス
に結合して用いられ、これは本発明にとって特に有利な
使用例である。しかしながら、もちろん、これが唯一の
有利な使用例ではなく、本発明は正弦、方形、矩形、あ
るいは他の形である交流成分に一定成分が混合されて成
る複雑な信号中の前記一定成分の遷移（増加や減少）の
検出に有用である。

（実施例） 第１図には、電話インターフェイスにおいて、呼出し時
の受話器の上げ下げのときのベル信号の遷移が示されて
いる。ベル信号は交流成分ＳＳが重ね合せられている直
流成分ＣＣＦｔ’含み、交流成分ＳＳは、例えば、中央
ステーションを発信するときには正弦状であるが、イン
ターフェイス回路。

（１ｎｔｅｒｆａｃｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　）に到達する
ときには、加入者の回線の質、この回線の長さ、縦の寄
生電流、周囲の変化、その他の神々の状態の関数として
多かれ少なかれ歪められてしまう。受話器の持ち上げ時
では、回線上にそれ以前よりもより少ないインピーダン
スが生じるという事実に起因して回線を通過する電流の
堅固な状態の遷移Ｔが生じることとなる。遷移Ｔは正確
に且つ最小の時間内で決定（検出］されなければならず
、例えば、交流信号の６周期より大きくない範囲であり
、この交流信号は中央ステーションによって回線から抑
制されて電話加入者間の通話ができるようになっている
。なお、遷移Ｔの幅は図面中誇張されており、交流に対
してわずか０．１％の直流の幅でも検出可能でなければ
ならない。

信号Ｓ１はベル信号あるいはベル信号より駆動サレ又ハ
ヘル信号を発生させるのに役立つ他の周期信号である。

第２図は本発明の検出回路の非常に簡素化した図を示し
ている。その遷移が検出されるべきところ信号Ｓ１はパ
ルス時間変調器２の端子ＩＶｃ印加され、このパルス時
間変調器２は、それより値が上の場合には信号Ｓ１の直
流ｌｊｋ分の遷移が受話器の持ち上げを示すと考えられ
るような基漁乞確定する閾値信号Ｓ２が印加される第２
人力端子３ヶ有している。変調器２は標本化累積計数回
路（ｓａｍｐｌｉｎｇ　−ａｃｃｕｍｕｌａｔｉｏｎ　
−ｃｏｕｎｔｅｒ　−ｃｉｒｃｕｉｔ）５に接続される
出力端子４を有し、標本化累積計数回路５の出力端子６
上には２１Ｌ＃という形で有用な信号があられれるよう
になっている（「１」レベルは受話器が下げられている
とき、「０」は・受話器が上げられているとき、あるい
はこれらの逆）。

回路５は、入力端子９に接続されている標本化制御回路
８によって端子１から印加されるところの周波数信号Ｓ
３Ｙ必要とし、この信号８６は、試験されるべき信号Ｓ
１の周期ごとＶＣ１パルスを生ずるパルス信号からつく
り出される。電話インターフェイスにおいては、端子９
は中央ステーション内に置かれた端子９用の発振器から
のベル信号を受信することができるが、本発明のより一
般的な態様としては、端子９は端子１Ｖｃ接続可能であ
り、ドライバー８は、その場合、試験されるべき信号８
１を受信することとなる（第２図に接続線１０が点線で
示されている）。人力信号は対称的あるいはこれ以外の
形のアナログ信号であってもよい。

変調器２は、信号Ｓ１および８２間の差に対応するパル
ス位置変調（ＰＰＭ）あるいはパルス幅変調（ＰＷＭ）
によって、２値あるいは２状態信号を変調するように用
いられる。変調器２の出力信号ｓ４（第２．６図参照）
はそれゆえ、時間変調という形式でこれら２つの信号（
８１および８２）の差な表わす。

第６図中には、変調が変調器２内で発生される周期三角
形の電圧Ｓ５に対して前記差（８１−３２）を信号Ｓ１
の周期内で比較することにより実行されることが示され
ている。もし、その後に、変調された２電信号の平均値
が計算されるのであれば、遷移情報を得ることができる
。というのは、遷移−−７＋　＋　のな いとき、信号Ｓ４の平均積分値が零であり、一方遷移が
あるときにはこれとは異なる信号を生じさせるからであ
る。この積分（これについては後に詳しく述べる。）は
、変調信号の「１」およびｒＯＪ間における、比較的高
い周波数の上下パルスの計数を含んでいる。標本化累積
計数回路５が、ハイスピードクロック信号Ｓ６が印加さ
れる入力端子１２に接続された補足的人力１１（第２図
参照）を有するのはこの目的のため（前述のパルスを計
数するため）である。例えば、ベル信号が１６１１２の
周波数を有するとき、信号Ｓ５は２．５ＫＩＩｚの周波
数を有することができ、信号Ｓ６は５００　Ｋ１１ｚの
周波数を有することができる。

変調器２がパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う場合には、上
述の議論と異なり、時間変調は遂時パルスの幅内で行な
われ、そのパルスの振幅および時期は実質的に一定であ
る。パルス位置変調（ＰＰＭ）である場合には、比較的
短いパルスの時間内の相対位置内に種々の情報が符号化
される。このパルスは一定の振幅と幅を有し、ただその
時間的位置のみが変調される。これら２つの型の変調を
実行するための変調器は本質的に等−卆　−一 しく、２つのうちの一方は容易に他方から誘導される。

上に示したように、変調により得られる信号Ｓ４は、ハ
イスピードクロック信号Ｓ６を用いて回路５内で測定さ
れる遂次時間間隔を含んでいる。

測定結果はハイスピードクロックの合計周期数である。

変調信号の各周期において、変調信号が三角信号よりも
大きい期間の測定結果はある特定の符号（正か負か）と
なり、変調信号が三角信号よりも小さい期間の測定結果
は反対の符号（負か正か）となる。回路５内の計数器は
このように入力信号Ｓ１の１基本周期内で得られた４１
対的な値を計数する。

このデジタル累嘗４は、この信号の基本周波数ごとに周
期的に標本化され且つリセットされて行なわれ、その結
果はこの信号の基本周波数ごとにディジタル値を生じさ
せる。

変調器２の出力を７　ｉ４　ＤＫ　”’４る時間１Ｎ報
かこの変調器２０人力′屯圧に比例し、同じ測定期間ｋ
ｃわたつ−（、その積分値もまた比例することが−４−
でＶＴＬ、　；Ｊ、、されている。パルス時間変調器２
の三角波Ｓ５の基本周波数が、人力４Ｍ　＠　ｓ　１の
基本周波数および調波周波数に比較して大ざく、またー
・イヌピードクロック信号Ｓ６の周波数が、パルス時間
変調器２の出力信号Ｓ４の周波数に比較して大ぎい場合
には、累算の数値結果は時間間隔測定（ｔｈｅｔｉｍｅ
ｉｎｔｅｒｖａｌ　ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ　）の積
分（ｆｊＬ　）　”ｌ　４４ｈ　１７３Ｅする。累算の
数値結果はこのように変ＪＪ　５２の人力信号Ｓ１の積
分値、−「なわち、人力信号Ｓ１１！−閾値信号Ｓ２と
の差の積分値に比例する。その周１υＪに等しい時間の
期間にわたる人力信号の基本ｌｉｄ波数および調波周波
数の積分値は零であるので、累算の数値結果は人力信号
の直流成分と閾値信号との差に比例することとなる。

各累算中、計算中の積分値は回路５中にディジタル値と
して蓄積（記憶）される。各累算の終点におけるディジ
タル値の符号は、人力信号の直流成分が閾値ｓ２よりも
大きいか少さいかな示し、一旦標本化されたこの信号は
本発明に係る装置の出力情報を含む。

第２図の装置においては、既に述べてきたように、クロ
ックパルスの累算（上下のカウント）の終点にて得られ
るディジタル値が信号ｓ１の直流成分と信号Ｓ２との差
に正確に比例するためには、三角信号Ｓ５の周波数が信
号ｓ１の基本周波数および調波周波数に比較して大きく
且つクロック信号８６の周波数が信号ｓ５の周波数と比
較して大きい必要がある。しかしながら、これらの豊水
については技術的および物理的限界があり、実際は、上
述した周波数の値内で誤りが発生し、この誤りを以後「
零転移誤りＪ　（ｕｒｏ　ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔｅ
ｒｒｏｒ　）と呼ぶことにする。

この誤りを説明するため、第４図が示され、ここでは、
線は入力信号ｓ１が交流成分を含んでいない場合が示さ
れている。このような状態において、ディジタル値の基
本標本化周期に関して、（ここでの前掛においては、も
ちろん、直流信号なので信号Ｓ１からこの周期信号を得
ることはできない。）、この周期の終点において、標本
化信号Ｓ６と同期しない三角信号は零値を通過せず、た
とえ交流成分がない場合でも、平均値は零に等しくはな
らず、また、負の対応部分？持たない余剰数値デルタｔ
（Δｔ）に対応する余剰数値（ここでは正値として計数
される）が存在することとなる。第４図しは、三角信号
が逆位相のときの反対符号の誤りを示している。

検出結果内に生じ得るも５１つの誤りは、基本周波数に
わたる積分値の計算でイ４ｉられるところの人力信号Ｓ
１の標本の限界叙値から生じ得る。これによって、数値
累算の結果は、基本周波数の周期にわたって計算される
入力信号の基本周波政および調波数を完全に消滅させる
ところの論理的算術結果から区別され得る。このように
して誘導される誤りは入力信号から得られるところの最
初と最後の標本化に特に依存する。誤りは、三角信号の
周波数と入力信号の周波数との比および三角信号の振幅
と入力信号の振幅との比の減少的関数に帰することとな
る。この誤りはまた標本化パルスＳ６と入力信号Ｓ１と
の位相差の関数でもある。

同様に、技術的および物理的限界のゆえに、ハイスピー
ドクロック信号Ｓ６の周波数は三角信号Ｓ５の周波数に
比較して極めて大きいものではない。それゆえに、クロ
ック信号Ｓ６の周期の合計数であるところの変調時間期
間の測定は切り捨て誤りを有することとなろう。この誤
りは、クロック信号の周波数と三角信号の周波数との間
の誤りの減少的関数である。

本発明は、三角信号および上下カウンタの特別の使用に
よって配置誤りを補うことを目的としている。この補償
の原理は、第５図に示され、そこには、第４図の説明の
助けとなるよう、信号が交流成分を含んでいない場合が
示されている。第５図には次のことが示されている。す
なわち、その誤りは、ある積分時間（ｔｌ毎中に発生す
る大きさが等しく符号が反対の誤り（Δｔ＋およびΔ１
−）を有することにより消滅され、前記積分時間（ｔｌ
は２つの標本化パルス信号の周期ＰＶＣ等しい。累算な
零にリセットして正の傾きを有する三角信号をスタート
させた後に、零誤りが得られることとなる（Δ１＋）。

同様に、対称（振幅が等しく符号が反対）の信号ｓ　５
’が発生されたとき、零誤り（Δ１−）が得られること
となる。

これら２つの積分値はそれゆえ同時（第５図ａ）にもま
た遂次（第５図ｂ）にも得られる。

別言すれば、第５図ａは１周期Ｐにわたってのパルス計
数の累算による２つの三角形信号同時の利用に関し、一
方、第５図すは周期Ｐの２つの１００間にわたっての２
つの三角形信号の遂次利用に関している。２つの場合に
おいて、積分値の計弾に役立つよう試験される信号の標
本の数は、第６図の波形、すなわち、１つの三角信号に
関してｌｆｉ　ｕＢする装置内での計算に役立つ標本の
数の２倍である。積分誤りはそれゆえ減じられ、実際上
、第５図では積分誤りについてまた第６図と比較すると
、あたかも三角信号の周波数が２倍となりあるいは試験
中の信号の基本周波数および調波周波数が２つに分割さ
れたかのような結、果となる。

もちろん、この零転移補償は、三角信号の周波数と振幅
、入力信号の周波数、および三角信号とリセットパルス
との間の位相関係が固定されている場合にのみ、可能で
ある。このことは本発明に関する全ての応用について言
えることである。

第６図は２つの三角信号の同時利用による零転移誤り補
償を利用する装置を示している。この図では、第２図と
同−診照符号が用いられている。

変調器２は、２つの対称な三角信号Ｓ５および８５”ｋ
発生するとともＶＣ２つの比較回路１４および１４′に
接続された発生器１３を含んでいる。これら（比較回路
１４および１４′）は、上下カウンタである累算回路１
６に！ｌｉ＆算制御信号を与える制御論理回路１５に接
続されている。回路１６の出力は記憶フリップフロップ
１７に接続されている。

発生器１３より与えられる三角信号は、信号Ｓ３の周期
のスタートに関連するパルス毎に、それゆえ、信ｉｓ１
の周波数に関連する反復毎に、再スタートされる。

三角信号および入力信号Ｓ１と閾値信号Ｓ２との差（８
１−８２）はそれゆえ、比１絞回路１４あるいは１４′
内において比較されて、＠埋回路１５内で処理されると
ころの２つの信号８４ａおよびＢ４ｂの発生源となる。

別言すれは、もし信号Ｓ１と８２との差（８１−８２）
が信号８５よりも大きければ、信号８４ａはレベル１に
あり、こノ逆の場合忙は信号８４ａはレベル０にある。

同様に１比較回路１４′からの信号８４は、信号８１と
８２との差が姻号ｓ５／よりも大きいとぎにはレベル１
であり、逆の場合にはレベルＯである。

論理回路１５はこのよう処理された２つの信号８４ａ　
、５４ｂｖ結合して信号８４ａと８４ｂとが反対レベル
の場合にレベル１となり且つこのような状態下において
は上下カウンタ１６の全ての計数を抑制することのでき
る信号５４ｃｉ発生する。論理回路１５より与えられる
他の信号８４ａの論理レベルは第７図に示されるように
８４ａとｓｉｂとの論理和に等しい。これが計数方向を
決定スる（レベル１はアップ、レベル２はダウン）。

このことから、信号ｓ１の１周期にわたるカウンタ１６
内におけるハイスビーｒクロック（信号８６）のパルス
の累算は、２つの三角信号ｓ５および８５′の同一およ
び反対の零転移誤りの合算を考慮し、転移誤りのない数
値結果を生じさせる。

加うるに、積分誤りは第６図の装置内ではより少ない。

標本化制御回路８かもの信号ｓ６にょるカウンタ１６の
標本化は、フリップフロップ１７内に蓄積するため、人
力信号ｓ１の周波数において発生されるところの２値情
報出カン生じさせる。

第８図は第５図すの図式を実行するための装置を示して
おり、すなわち、零転移誤りの除去は唯１つの引き算お
よび比較回路１４によりなされ、互いに対称な形の信号
８５お上ｙｓｑ−’　？＋”ｓ　；１Ｈ１に用いられて
いる。このため、比較回路１４．Ｇｆ−ここではマルチ
プレクサ１８を介して三角信号発生器１３Ｖｃ接続され
ている。

標本化制御回路８ばここでは三角信号の零へのリセント
ケ実行するとともに人力信号の各族１１／Ｊ毎の三角信
号の正確な交〃の選択的分配を保証するためにマルチプ
レクサ１８？制（財）する。同時ニ、人力信号の周波数
は２分割され且つ憚本化のためにカウンタ１６およびフ
リップフロップ１７に印加される。

比咬回路１４はそれゆえ連続的に矢の１ｄ号乞父けとる
：すなわち、 １）信号Ｓ１の第１周期中におい−（は、まず最ｖ、Ｉ
に正の傾きで始まる三角形イご号ｓ５、幻信号Ｓ１σを
引き続く周期中においては、まず最初に負の傾きで始ま
る三角形信号ｓ５／。

である。

信号Ｓ１の周波数の半分の周波数においてカウンタの標
本化およびリセットがなされるので、反力ｉ符丹の９つ
Ｉｌｎ□＋１＋二童＋＋ｎ　ｈ　を１反１〃・膚νｆコ
龜■虚ｌ−そして各標本化後には、フリップフロップ１
７は転移誤りを有さない２値出力情報をこのように含ん
でいる。この場合（Ｃは、積分誤りは第３図の場合より
の半分である。

第９図は、まず、その人力信号が２つの入力端子１およ
び１′（入力信号Ｓ１および８２については第１０図参
照）に印加される差動モーＶの電圧であるところの実施
例を示している。加えて、零転移誤りはカウンタ５を２
重にすることにより消去される。

三角信号発生器１３は、段階型の三角信号を発生するよ
う構成され、その信号のある部分はハイスピー−クロッ
クな構成する信号の制御下にある（第１０図参照）。端
子９に印加されるベル信号（あるいは電話以外の装置内
にて試験下にある信号から誘導される信号）から誘導さ
れる信号Ｓ６の制御下において、その信号は信号Ｓ１と
同じ周期ｐ７有するが、三角電圧は信号Ｓ１の各周期毎
に零にリセットされ、マルチデレク９′１Ｂはこれらを
交互に減箆および比較回路１４の２つの別個の入力端子
１９および１９′に印加する（信号ｓ７およびＳ　７’
については第１０図参照）。第１０図中では、時間尺度
が実際に使用される周波数の尺度に比例していないこと
に注意する必要がｋ）る。

回路５は、２つの記憶フリップフロップ１７および１７
′に組み合わさｈた２つの２方向力ウンタｌＢｇ、）：
び１６′を含み、こ′ｋＩらフリップフロップ１１およ
び１７′の出力は、端子６ＶｔＣ接続されたアンド−オ
アデート２０内において結合されて端子６に■用な信号
を印加させる。この信号は＆Ｗ子１および１′に印加さ
れる差動モードの１１ｉ圧の直流成分の遷移である。カ
ウンタ１Ｇおよび１優、′はフリップフロップ１Ｔおよ
び１７′と同様に制御回路８内において信号Ｓ６から誘
導されるイ３け８３’およびＳ３　により制御される。

これら信号８３’、８３　は人力信号の周波数の半分の
周波αを有し、周期Ｐで配置される信号を伴い、したが
って、変調信号Ｓ４の累算はこれらカウンタ内において
平行的に実行され、しかしこの周ｈＡ　Ｐ　Ｉｃ　等し
い時間転移を伴う。このように、端子６の出力信号は、
２つのカウンタ１６　、１６’の２つの信号８３．８３
’による標本化からイ４られるところ＋７）コれら２つ
の信号の論理関数である。この論理関数は変調された時
間の期間の測定がしるされた符号の選択および検出され
るべき遷移いかんで定まる。すなわち、より低い値から
より高い値へと閾値を増加させることあるいはより品い
値からより低い値へと閾値乞減少させることである。各
累算が２周期にわたって継続しても、２つの累算の組入
合せにより入力信号の各周期ごとの標本化の鴎備が許容
され、また、人力信号の各周期の出力信号の再生が許容
される。人力信号の連続レベル中における遷移の検出の
ための最大時間は人力信号の６周期である。

デート２０で実行される一理関Ｖｉはここでは「アンド
−オア」であり、というのは、例えば、変調時間の標本
化の測定（＠［−５４）は、三角信号よりも変調信号が
大きいときには正符号を示し、三角信号よりも変ｔ１４
信号か小さいときには負符号を示すからである。更に、
検出され゛るべき遷移は正から負への累算値の符号の変
換に依存される。

第１１．１２図は三角信号発生器１３および信号Ｓ６の
制御下で行なわれる多重使用 （ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　）を機能的に示し、一方
には（第１１図には）、信号Ｓ７およびＳ　７’を得る
ためのものが示され、他方には（第１２図には）、引き
算および比較回路１４の制御が示されている。

後者の回路（引き算および比較回路１４）は加算器２１
および増幅比較器２２を含んでいる。加ｐ器２１は次の
ことを実行する； ８７−８７’　＋８１’−８２ 端子１および１′上に出現する同相モードの全ての成分
を消滅させ又横のベル信号上に血ね合せられる縦の動揺
を防ぐのは人力信号Ｓ１および８２間の引算操作である
。

信号は、ハイスピードクロック信号Ｓ６から誘導される
信号Ｓ８によって制御されるスイッチ２３および数個の
保全回路２４を介して加ｍ器対応する詳細な図式を示し
、この図式は集積回路により構成され得るものである。

第１６図は発生器１３およびマルチブレフナ１８を示し
また第１４図は引算および比較回路１４な示している。

三角電圧発生器１３は相違する構造の整流キャパシタＣ
ＣＩおよびＣＣ２を備えたミラー積分器を含んでいる。

このような積分器は厳格な集積装置に良く適用される。

キャパシタＣＣ１およびＣＣ２は、２つのキャパシタＣ
ＩＩおよびＣＩ２に接続される相異なる人力および出力
を有する差分増分器２５と協働し、積分回路関数を与え
ている。

キャパシタＣＣ１およびＣＣ２は積分回路関数中の抵抗
の役割な果す。スイッチ２３は、ハイスビーぜクロック
Ｓ６および人力信号の周期Ｐ乞表わす信号Ｓろから周波
数駆動回路２６によって発生させられるクロック信号５
Ｂ−８１３の制（財）下で、適切な変換（整流）および
リセット（トランジスタＣＭＯ８）を実行する。

発生器は供給電圧Ｖな受けとり、その供給電圧Ｖの値は
キャパシタＣ’ＣＩ＋　ＣＣ２およびＣ１１＋ＣＩ２の
比と結びついて三角電圧Ｓ５および８５’の要素増加の
振幅を決定する。信号Ｓ９の極性はこれらの電圧の傾き
の符号を決定し、その振幅は信号８９の半周間ごとの増
加の振幅と増加の政によって決定される。この後者はま
た三角Ｉｋ圧の周波数をも決定する。マルチデレク４Ｊ
−１１Ｎ’；！信号８３１Ｃよって制御される４つのス
イッチ２３を含んでいる。

第１４図は、信号Ｓ８の制御下にあるスイッチ２３によ
って転流（整流）されるところの互いに等しい値の４つ
の保全キャパシタ？含む比較および引き算回路１４′？
：含んでいる。発生器１３の短いリセットパルスの期間
中において、比較増幅器２２もまた零にリセットされる
。この増幅器の出力はそれ以前の状態に維持される。

第１５および１６図は、上述の回路による遷移の検出の
２つの例が示されている。第１の例は交流信号の周期に
おける検出奢示しており、比較増幅器２２の入力もまた
零にリセットされる。第１６図の場合、遷移はより少な
く示され又人カ信号σ〕約２周期の後に検出が生じる。

（発明の効果） 上述のように本発明によれは、集積回路内に形成され得
るような、周期的に変化する信号中の直流成分の遷移を
高精度且つ迅速に検出するための方法および装置を提供
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、電話ベル信号にお１１で呼出された電話加入
者が応答するときの、検出されるべき定成分の遷移な示
す図、 第２図は本発明に係る回路の簡略化した構成な示し− 第６図は本発明において用Ｌ・られる変調の原理な示す
線図、 第４図は２電信号の変調における零誤りσ）出現を示す
線図、 第５図は零転移誤りが消滅される様子を示す線図、 第６図は、零転移誤りを補償するための、本発明に係る
第１実施例の簡素化した図式、第７図は、第６図の回路
の動きを示す線図、第８図は、本発明に係る第２実施例
の簡素化した図式、 第９図は、本発明に係る第６実廁例の簡素化した図式、 第１０図は、第９図の回路に現われる信号な示し、 第１１図は、第９図の回路の一部を構成する変哨器の一
部に等価な回路を示す図式、 第１２図は、本発明に係る回路の変調器内で用より得ら
れた結果を示す２つのオンログラムである。 代理人浅村　皓 第１頁の続き ［相］発明者　イブ　ルドウック　フランス国うトウ、
シュマン コル　スル　ルーフ、カルチェ　オリベッドユ　モン　
グ口（番地なし）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＜１１　交流信号（Ｓｌ）中の直流成分の遷移を検出す
   る方法であって、それを越えると遷移が意味があると考
   えられる閾値（Ｓ２）を確立し、前記交流信号（Ｓｌ）
   の周波数と比較して周波数の大きな少なくとも１つの既
   昶のサイクル信号な発生させ、前記交流信号（Ｓｌ）、
   閾値信号（Ｓ２）、および前記ケイクル信号間の相違に
   基づいて２値付号を時間変調し、ハイスピードクロック
   信号（Ｓ６）を発生させ、変調信号（Ｓ４）の第１論理
   レベルに対して正側の、および変調信号（Ｓ４）の第２
   論理レベルに対して負側のハイスピードクロック信号（
   ８６）のパルス数を累算し、前記交流信号（Ｓｌ）の少
   なくとも１周期（Ｐ）にわたるこの累算の結果な標本化
   し、そして累算が最終標本化周期の終点において余剰値
   を生じさせたときにはある与えられた論理レベルを有す
   る出力信号（６）を生じさせることを特徴とする直流成
   分の遷移な検出する方法。 （２、特許請求の範囲第１項において、前記サイクル信
   号は三角形状を有する信号（８５，８５′）であること
   を特徴とする方法。 （３）特許請求の範囲第２項において、前記三角信号Ｃ
   Ｂ５．８５’）は階段状であり、その信号の階段の持続
   時間はクロック信号（Ｓ６）により決定されることを特
   徴とする方法。 （４）特許請求の範囲第１項から第６項のいずれかにお
   いて、前記交流信号（Ｓｌ）と前記サイクル信号（８５
   、Ｓ　５’　）との間の零差引の結果による誤りを消滅
   させるために、位相位置を除いて同期の２つのサイクル
   信号（８５，８５’）が発生され、また前記変調信号を
   得るために、前記交流信号（Ｓｌ）および前記閾値信号
   （ｓ２　）？：これら２つのサイクル信号（８５，８５
   ’）と比較１−ることを特徴とする方法。 （５）　特許請求の範囲第４項において、比較の操作は
   、交流信号（Ｓｌ）の各周期ごとに、前記交流信号（Ｓ
   ｌ）および前記閾値信号（Ｓ２）を２つのサイクル信号
   と同時に比較することを含んでいることを特徴とする方
   法。 （６）特許請求の範囲第４項において、比較の操作は、
   前記交流信号（Ｓｌ）の２周期にわたって、前記交流信
   号（Ｓｌ）および前記閾値信号（Ｓ２）を第１のサイク
   ル信号（Ｓ５）と比較し、そして反対位相の第２のサイ
   クル信号（Ｓ　５’　）と比較することを含むことを特
   徴とする方法〇（７）特許請求の範囲第６項において、
   ２つのサイクル信号（，８５，８５’）で実行される比
   較から導かれる前記ハイスピード信号（Ｓ６）のクロッ
   ｌ　ハルス数を分離して累算することを特徴とする方法
   。 （８）特許請求の範囲第７項において、クロックパルス
   の分離した累算のために、半周期の時間内の分かれな除
   いて同じ周波数を有する２つの標本化信号（８３’、８
   ３“）が発生され、これら２つの標本化信号（Ｓ３’、
   Ｅ１３　）の周波数の２倍の周波数において出力信号（
   ６）が得られることを特徴とする方法。 （９）特許請求の範囲第１項から第７項において、前記
   累算の標本化信号（８６）の周波数は前記サイクル信号
   （Ｓｌ）の周波数より由来することを特徴とする方法。 ｕｏ＋　ｑ！＋、許請求の範囲第１項から第７項のいず
   れかにおいて、前記累算を標本化するための前記周期信
   号と同じ周波数の標本化信号（ｓ６）が発生されること
   を特徴とする方法。 ■　交流信号（Ｓｌ）中の直流成分の遷移を検出する装
   置であって、 前記交流信号（Ｓｌ）のための少なくとも１つの入力端
   子（１）と閾値信号（ｓ２）のための少なくとも１つの
   入力端子（３）を備え、比較の結果に応じて２値付号な
   変調するための前記交流信号（８１）、前記閾値信号（
   ８２）、および既知のサイクル信号間での比較を確立す
   るための手段（１３，１４，１４’　、１Ｂ）を備えた
   ２値付号変−器（２）と、 変調さねた２値付号（Ｓ４）の遷移中の継続時間を、正
   側と負側とで、別々に測定するとともに、余剰カウント
   が存在するとき、前記交流信号（Ｓｌ）の少なくとも１
   つの周期の終期の後に前記直流成分の遷移を表わす出力
   信号を発生するノ・イスビーｒクロック信号発生器およ
   び標本化および上下カウンタ回路（５）と、 な含んでい′ることを特徴とする検出装置。 （ｌり　特許請求の範囲第１１項の装置であって、前記
   変調器（２）が、ナイフリック信号発生器（１３）と、
   その発生器（１３）の出力が印加される少なくとも１つ
   の比較回路（１４、１４’　）を含み、前記閾値および
   交流信号（８１，８２）および前記発生器の出力は前記
   標本化および上下カウンタ回路（５）に接続されている
   ことを特徴とする検出装置。 ｕ３Ｉ　特許請求の範囲第１２項の装置であって、前記
   発生器（１３）が、互いに同期で逆位相であり信号の形
   状が好ましくは三角形であるところの２つのサイクル信
   号（８５，８５’）Ｙ発生する手段を含んでいることを
   特徴とする検出装置。 （Ｉ４）　特許請求の範囲第１３項の装置であって、２
   つの１１イクル４３号（８５，８５’）が平行に印加さ
   れる２つの比較回路（１４、１４’　）が設けられると
   ともに、これら比較回路（１４、１４’　）の出力が、
   これら比較回路（１４、１４’　）からの信号の論理レ
   ベルを関数とし゛Ｃ前記標本化および上下カウンタ回路
   （５）のカウント−アップ／カラン）−／ラン操作を制
   御するために、論理結合回路（１５）の人力に接続され
   ていることを特徴とする検出装置。 ｌｌ５１　特許請求の範囲第１６項の装置であって、前
   記発生器（１３）がマルチブレフナ回路（１８）を介し
   て１つの比較回路（１４）に接続されていることｔ特徴
   とする検出装置。 α０　特ｉｆ’Ｆ　請求の範囲第１５項の装置であって
   、標本化および上下カウンタ回路（５）が、前記入力信
   号の一周期（Ｐ）により時間でオフセットした２つの標
   本化パルス（８３′、Ｓ３）により入力信号（Ｓｌ）の
   周波数の半分の周波数において襟本化される２つの別個
   のカウンタ（１６）を、含んでいることを特徴とする検
   出装置。 ｌＩｎ　特許請求の範囲第１１項から第１６項のいずれ
   かの装置であって、分散したキャパシタ（ＣＣ１，ＣＣ
   ２，Ｃ１１，ＣＩ２．ＣＭ）’＆有する１つの集積回路
   の形に形成されていることな特徴とする検出装置。 ｔ１秒　特許請求の範囲第１１項から第１７項のいずれ
   かの装置であって、サイクル信号（８５，１１１１５’
   ）の発生器（１３）と比較器および引算手段（１３゜１
   ４　、１４’　、　１　Ｂ　）が、交流信号（８１，８
   １’）の成分と事実上これら成分の共通モーｒを拒絶す
   るサイクル信号（８５，８５’）との差異に作用すると
   ころの対称幾何学構造の形として理解されることを特徴
   とする検出装置。 Ｌ９　電話加入者回線インターフェイス回路であって、
   請求の範囲第１項から第１０項のいずれか１つを実行す
   るための請求の範囲第１１項乃至第１８項のいずれか１
   つの装置であって、前記交流信号は加入者回線上のリン
   グトーン信号であって、他の信号はこの１ノングト一ン
   信号から誘導され、あるいは、他の信号がこのリングト
   ーン信号のＱ’ｔＦに役立つことＹｑ７？徴とする検出
   回路。