JPS5921039B2 - 適応予測符号化方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は例えば音声信号をその性質により適応的に符
号化特性を変化させて、予測符号化する適応予測符号化
方式に関するものである。

従来の適応予測符号化方式は入力信号の過去の数標本値
から線形予測される値と、現在の入力標本値との差（予
測残差）を符号化して伝送する方式である。

この方式はその予測器及び量子化器の構成によつて種々
の形体が考えられる。音声信号のように非定常な入力信
号に対しては、信号の統計的性質に適合するように予測
係数や量子化幅を変化することにより、信号対量子化雑
音比（Ｓ／Ｎ比）の向上を図ることが提案されている。
しかし、従来の適応予測符号化方式で電話品質と同等の
品質を達成するには３２Ｋｂ／ ｓ以上の情報速度が必
要となり、１６Ｋｂ／ｓ以下の情報速度では、Ｓ／Ｎ比
が急激に劣下し、品質の面からも量子化雑音による劣下
が著じるしく、不充分であると言わざるを得なかつた。
このような低ビット領域における適応予測符号化の性能
劣下を、大幅に改善する方式として適応ビット割当て予
測符号化方式が提案されている（特願昭５４−０４２８
５８）。

この方式では量子器の量子化ビット数と量子化幅とを、
残置電力の周波数方向と時間方向との両方向での偏りに
応・ じて適応化し、また予測係数は線形予測分析を用
いて入力信号の自己相関関数から算出し、短時間区間ご
とに適応化している。このようにこの方式では量子化器
と予測係数を適応化する上で、自己相関関数と残差電力
の算出を含むため、ハードウエア一化に際してこれらの
量を表わす語長が入力信号の語長の約２倍必要となり、
かつ高速な乗算器が必要となるため、ハードウエアの規
模が大きくならざるを得なかつた。

更にこの方式では残差信号とは別に予測係数を受信側に
伝送する必要があつた。予測係数を伝送せずに、送信側
と受信側で同時に復号化信号から逐次的に推定する方法
が提案されているが、このような方法で適応化される予
測フイルタは安定性が保証されないという欠点があつた
。この発明の目的は情報速度が比較的低い８〜１６Ｋｂ
／ｓの領域でも高品質な音声信号の伝送を可能とし、か
つ比較的小規模なハードウエアで実時間処理可能な適応
予測符号化方式を提案するものである。

この発明によれば、音声信号などの入力信号を複数の周
波数帯に分割し、これら各分割された帯域ごとに適応予
測符号化すると同時に、各帯域ごとに時間軸を周期的に
分割して得られる各区間での予測残差の平均振幅を検出
して上記予測符号化における量子化器の量子化ビツト数
と量子化幅を帯域間及び時間方向に適応的に変化して量
子化誤差を低減している。

しかも、量子化ビット数、量子化幅を適応的に変化させ
るために、予測残差の平均振幅を検出して行つているた
め、その決定のため演算処理の語長が短かくなり、それ
だけ・・−トウエアの規模を小さくすることができる。
また上記予測符号化回路をはしご型デイジタルフイルタ
で構成し、予測係数の代りにパーコール係数を復号化信
号から逐次的に推定し、また、復号化における予測フイ
ルタを上記予測符号化回路と同様に構成すれば、パーコ
ール係数を伝送する必要がなくなる。以下、この発明に
よる適応予測符号化方式の実施例を図面を参照して説明
しよう。

入力端子１からのデイジタル信号とされた標本化入力信
号は、帯域ろ波フイルタ部２，３，４において複数個の
周波数帯域に分割される。これら分割された各帯域の信
号は標本化器５，６，７において、その帯域幅に応じて
再標本化され、サブバンド信号に変換される。次に各サ
ブバンド信号は予測符号化部８，９，１０においてそれ
ぞれ適応予測符号化され、これら予測符号化部はそれぞ
れ残差信号を送出する。予測符号化部８，９，１０の内
部は、いずれも例えば第２図に示すように、入力信号の
近接相関にもとづく予測器（Ｐｓ）１９と、ピツチ相関
にもとづく予測器（Ｐｐ）２０とから成る。

予測信号は和回路２１で両予測器１９，２０からのそれ
ぞれの予測値の和をとることによつて得られる。予測残
差信号は差回路２２で、端子２２ａからの入力信号と和
回路２１からの予測信号との差をとることによつて得ら
れ、その予測残差信号は量子化器２３で量子化されて端
子２３ａより第１図の伝送路符号化部１７へ入力され、
伝送路符号化部１７で符号化された出力は伝送路１８へ
送出される。量子化器２３の出力は第２図に示すように
逆量子化器２４へも入力され、逆量子化器２４で復号化
された後、和回路２５で予測器１９からの予測値との和
がとられて予測器１９へ帰還される。

更に和回路２５の出力は和回路２６で予測器２０からの
予測値との和がとられて予測器２０へ帰還される。予測
器１９はこの実施例ではＰ段のはしご型デイジタルフイ
ルタを用いて構成した場合である。

その各段は単位時間遅れ要素２７と乗算器２８と和算器
２９とから構成される。その第１段（１＝１、２、・・
・・・・・・・Ｐ）におけるフイルタの内部変数Ｅｆｉ
（ｔ）、Ｅｂｉ（ｔ）は第１−１段での内部信号での内
部信号Ｅｆｉ−１（ｔ）、Ｅｂｉ−１（ｔ）から次式に
よつて与えられる。こＸで、Ｋｉ（１＝１、２、・・・
・・・・・・Ｐ）はパーコール係数、ＥｆＯ（ｔ）は予
測器１９への入力信号である。

和回路３０で出力される予測信号は次式で与えられる一
方、予測器２０は１段のはしご型デイジタルフイルタか
ら成り、時間遅れ要素３４はピッチ周期と各帯域の標本
化周期から定まる時間遅れを表わし、一般に入力信号の
標本間隔の非整数倍の値を取るため、補間デイジタルフ
イルタによつて実 こ現される。

和回路３２で出力される予測器２０の予測信号は次式で
与えられる。Ｘ，（ｔ）＝一諭（ｔ−ｄ） こＸ′（′ｈはフイルタの係数、父（ｔ）は予測器２０
への入力となる局部復号化信号、ｄは時間遅れ要素３４
の時間遅れを表わす。

パーコール係数Ｋｉ、及びｈはパーコール分析部３５に
おいて内部信号Ｅｆ（ｔ）、Ｅｂ（ｔ）から単位時間ご
とに求められる。パーコール分析部３５の内部ぱ例えば
第３図に示すように、まず和回路３６，３７において、
これに入力された信号Ｅｆｉ（ｔ）、Ｅｂｉ（ｔ）につ
きＥｆｉ（ｔ）一Ｅｂｉ（ｔ）及びＥｆｉ（ｔ）＋Ｅｂ
ｉ（ｔ）が求められ、これら出力は絶対値算出部３８，
３９でそれぞれの絶対二値が求められ、平滑化フイルタ
部４０，４１で平滑化した後、対数変換部４２，４３で
対数値が求められ、それらの対数値の差が和回路４４で
求められ、その出力ぱ双曲線正接（Ｔａｎｈｘ）算出部
４５で双曲線正接が求められてパーコール係数が出力さ
れる。なお、上記実施例の絶対値算出部３８，３９ぱ二
乗器に置き換えてもよい。第２図の予測符号化部におけ
る量子化器２３の量子化ビツト数と量子化幅とはこの発
明では擬似残差信号の平均振幅に応じて適応化される。

そのために擬似残差信号の平均振幅を予測符号化部を動
作させる前に算出する必要がある。第１図に示すように
まずピツチ周期検出部１１においてもつとも低い帯域の
サブバンド信号、例えば標本化器５の出力からその信号
のピツチ周期Ｔｐが検出される。そのピツチ周期はτ標
本値隔れたサブバンド標本値間の差の絶対値の分析フレ
ーム内での平均を、ρ（τ）が最小となるτの値として
求める。

この検出したピツチ周期Ｔｐで第２図中の時間遅れ要素
３４の遅れ時間が制御される。次に逆フイルタ部１２で
は標本化器５，６，７よりの各帯域のサブバンド信号か
ら、それぞれの擬似予測残差信号を求める。

逆フイルタ部１２の内部はその１つを例えば第４図に示
すように、ピツチ予測にもとづく逆フイルタ部４６と近
接相関にもとづく逆フイルタ部４７との縦続接続から成
り、第２図中の予測符号化部と同様なラチスデイジタル
フイルタで構成されている。時間遅れ要素４８，５２、
パーコール分析部５１などは第２図中の予測符号化部中
の時間遅れ要素３４，２７、パーコール分析部３５とそ
れぞれ同一である。次に第１図において逆フイルタ部１
２中の最も低い帯域のサブバンド信号と対応する出力は
部分区間設定部１３へ入力され、その擬似残差信号の振
幅の時間的な局在性にもとづいて部分区間の位置が検出
される。部分区間は第５図に示すようにピツチ周期Ｔｐ
を等間隔に分割し、各区間が周期的にくり返すように設
定される。部分区間の位置はフレームの始めから第１番
目の部分区間の先頭までの時間長゛Ｒｄによつて指定さ
れる。位置Ｔｄは第１番目の部分区間内での平均振幅が
最大になるように定められる。すなわち、Ｔｄをある位
置に設定した時の第１番目の部分区間をＴ、その中に含
まれる標本数をＭとして平均振幅をとして求め、ｖ（Ｔ
ｄ）が最大となるＴｄをＯ≦Ｔｄ＜Ｔｐの範囲で求める
。

第１図中の平均振幅算出部１４では各帯域ごとの各部分
区間での擬似残差信号の平均振幅を次式により求める。

こｋ′（′Ｔｉｊ．Ｍｉｊはｉ番目の帯域、ｊ番目の部
分区間とそこに含まれる残差信号の標本数を表わす。

Ｎは帯域分割数、Ｌは時間分割数である。量子化ビツト
数適応化部１５では平均振幅Ｕｉｊから量子化ビツトを
決定する演算を行なう。量子化ビツト数は与えられる平
均ビツトレートに対して量子化によつて生じる復号化信
号の波形歪を最小にするように定められる。帯域１、部
分区間ｊでの量子化ビツト数をＲｉｊとする時の波形歪
は次式で与えられる。こＸでＣｊはフレーム長に対する
各部分区間の時間長比率、ａは絶対値平均と実効値の関
係を表わす定数である。

Ｋは定数である。また、この時の平均ビツトレートは次
式で与えられる。こＸ′８ｗｉは各帯域の帯域幅比率を
表わす。

平均ビツトレートＲを一定にした時に波形歪Ｄを最小に
する量子化ビツト数Ｒｉｊは次式で与えられる。こＸで
、Ｕｉｊ＝Ｕｉｊ／Ｗｉであり、Ｒｃｉｊは量子化ビツ
ト数の下限を表わし、ある帯域における全ての部分区間
での量子化ビツト数を零にしないようにしてある。例え
ば｛Ｒｃｉｊ｝ｊ＝１一｛１、０、０、・・・・・・・
・・、０｝（１＝１、２、・・・・・・・・・、Ｎ）と
すれば、全ての帯域について第１番目の部分区間には必
らず１ビツト以上を割当てることができる。量子化幅適
応化部１６では残差信号の平均振幅と量子化ビツト数か
ら線形量子化器の量子化幅を決定する。ΔＩｊ＝Ａｕｉ
ｊＱ（Ｒｉｊ） こＸでＱ（Ｒｉｊ）は平均０、分散１の信号をＲｉｊビ
ツトで量子化する場合の量子化誤差を最小にする量子化
幅を表わし、信号の確率分布に依存して定められる。

伝送路符号化部１７では、各帯域の量子化された残差信
号と、パラメータ情報、すなわち、部分区間の周期Ｔｐ
、位置Ｔｄ、擬似残差信号の平均振幅を符号化して伝送
路１８へ送出する。このようにして、適応予測符号化さ
れた符号系列から信号を復号する実施例を第６図に示す
。

伝送路１８より入力された符号系列は符号系列分離部５
５において、残差信号の符号系列と、パラメータ情報の
符号系列とを分離し、復号化部５６においてパラメータ
情報を復号化する。量子化ビツト数適応化部５７におい
ては復号化された平均振幅Ｇｉｊから、先に述べた方法
で量子化ビツトＲｉｊを算出し、これに基づいて符号系
列分離部５９では各帯域の残差信号の符号系列を標本値
単位の符号に分離する。量子化幅適応化部５８では先に
述べた方法で量子化幅を平均振幅Ｓｉｊから算出し、こ
れにもとづいて復号化部６０，６１，６２において残差
信号を復号化する。予測復号化部６３，６４，６５では
残差信号を入力として各帯域のサブバンド信号を出力す
る。予測復号化部６３，６４，６５はいずれも第７図に
示すように、近接相関とピツチ相関にもとづく各予測フ
イルタ７４，７５から成り、それぞれ予測符号化部にお
ける予測器１９，２０と同じ各単位時間遅れ要素８１、
乗算器８２、和算器８３のはしご型デイジタルフイルタ
、時間遅れ要素８４、乗算器８５、和算器８６のはしご
型デイジタルフイルタでそれぞれ構成され、信号のフイ
ルタリング処理と同時にフイルタの係数Ｋｉｓｈがパー
コール分析部８７で逐次的に推定する。

サブバンド信号は再標本化部６６，６７，６８で入力音
声と同じ標本化周期で標本化される。すなわち、サブバ
ンド信号の標本値の間に零値の標本を挿入する。帯域ろ
波フイルタ６９，７０，７１では第１図中の帯域ろ波フ
イルタ部２，３，４とそれぞれ同じ特性をもつデイジタ
ルフイルタで帯域ろ波し、各出力を加算器７２で加算さ
れて復号化信号が出力端７３に出力される。以上第１図
から第７図の動作はマイクロコンピユータを用いて行な
うこともできる。第２図において予測器１９，２０の一
方は省略してもよい。

この省略に伴つて第４図などにおいても対応する部分を
省略する。また第２図において予測器１９と予測器２０
との位置を入れかえてもよく、その場合は第４図におい
て逆フイルタ部４６，４７の位置を入れかえる。更に第
２図においては予測器１９，２０をパーコールフイルタ
を用いて構成したが、予測フイルタを用いて構成しても
よい。更に第２図においては端子２３ａの量子化された
予測残差信号を復号し、その復号信号からパーコール係
数を逐次的に推定したが、例えば第８図に示すように入
力端子２２ａからの入力信号から分析部８８でパーコー
ル係数、又は予測係数を分析し、これらによりはしご型
デイジタルフイルタ又は予測フイルタよりなる予測器８
９のフイルタ係数を制御することにより予測信号を得る
ようにしてもよい。

この場合は分析部８８で得られたパーコール係数又は予
測係数をも受信側に伝送する。なお予測符号化部８，９
，１０で予測フイルタが用いられる場合は、逆フイルタ
部１２においても予測フイルタを用いる。以上説明した
ように、この発明による適応予測符号化方式は、従来の
帯域分割することなく、また適応ビツト割当てをしない
適応予測符号化方式にくらべて信号対量子化雑音電力比
が約６ｄＢ改善され、品質の面からはそれ以上の改善効
果があり、従来の電話品質が１６Ｋｂ／ｓの情報速度で
達成できることが確認されている。

また、この発明方式ではピツチ周期や逆フイルタ部１２
でのパーコール係数の算出、及び量子化器の適応化が信
号の絶対値の平均値を求める演算にもとづいて行なわれ
るため、この発明方式をデイジタル信号処理で装置化す
る場合、演算語？は入力信号の語長と同程度で済み、電
力の算出を行つて適応量子化する場合にくらべて語長は
約半分に低減できる。また乗算回数も大幅に低減される
。逆にこの適応量子化のための演算を電力を算出して行
う場合と同一語長にすると、高い精度の符号化が可能と
なり、それだけ性能が優れたものとなる。前記実施例に
示すように予測符号化部におけるパーコール係数や予測
係数の算出も信号の絶対値の平均から求める場合は装置
全体の語長が統一され、処理がし易くなり、かつハード
ウエアの規模も小さくなる。また前記実施例のように予
測符号化及び復号化回路を同一形式の回路で構成し、こ
れと対応してパーコール係数又は予測係数を送受信側の
両方で復号化信号から逐次的に推定する場合はパーコー
ル係数又は予測係数を伝送する必要がなく、情報量をそ
の分残差信号の量子化に割当てられるので、符号化の性
能を向上することができる。なお予測係数よりもパーコ
ール係数を用いた方が予測符号化部でのフイルタの安定
性が保障される利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による適応予測符号化方式の符号化部
の構成例を示すプロツク図、第２図は第１図中の予測符
号部８，９，１０の具体例を表わす構成図、第３図は第
２図中のパーコール分析部３５の具体例を示す構成図、
第４図は第１図中の逆フイルタ部１２の具体例を表わす
構成図、第５図は部分区間の設定方法を表わす説明図、
第６図は復号化部の構成例を示すプロツク図、第７図は
第６図中の予測復号化部６３，６４，６５の具体例を示
す構成図、第８図はこの発明による適応予測符号化方式
における符号化部の他の例の一部を示すプロツク図であ
る。 １：入力端子、２，３，４：帯域ろ波フイルタ、５，６
，７：標本化器、８，９，１０：適応予測符号化部、１
１：ピツチ周期検出部、１２：逆フイルタ部、１３：部
分区間位置検出部、１４：平均振幅算出部、１５：量子
化ビツト数適応化部、１６：量子化幅適応化部、１７：
伝送路符号化部、１８：符号系列出力端子、１９：近接
相関にもとづく予測器、２０：ピツチ相関にもとづく予
測器、２１，２２，２５，２６，２９，３０，３１，３
２：加算器、２３：量子化器、２４：逆量子化器、２８
，３３：乗算器、２７：標本化周期時間遅れ要素、３４
：ピツチ周期時間遅れ要素、３５：パーコール分析部、
３６，３７：加算器、３８，３９：絶対値算出器、４０
，４１：平滑化フイルタ、４２，４３：対数値算出器、
４４：加算器、４５：双曲線正接算出器、４６：ピツチ
相関にもとづく逆フイルタ、４７：近接相関にもとづく
逆フイルタ、４８：ピツチ周期時間遅れ要素、５２：標
本化周期時間遅れ要素、４９，５３．乗算器、５０，５
４：加算器、５１：パーコール分析器、５５：符号系列
分離部、５６：パラメータ情報復号部、５７：量子化ビ
ツト数適応化ｆ！ｆ）．５８：量子化幅適応化部、５９
：残差信号の符号系列分離９．６０，６１，６２：残差
信号の復号化敵６３，６４，６５：予測復号化部、６６
，６７，６８．標本化器、６９，７０，７１：帯域ろ波
フイルタ、７２：加算器、７３：復号化信号出力端子、
７４：近接相関にもとづく予測フイルタ、７５：ピツチ
相関にもとづく予測フイルタ、７６，７７：加算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号を複数の周波数帯域に分割する分割手段と
   、その分割手段により分割された各周波数帯域の信号を
   それぞれサブバンド信号に変換するサブバンド変換手段
   と、これら各サブバンド信号について、予測器にラチス
   形フィルタを用いて予測符号化する予測符号化手段と、
   この予測符号化手段における残差信号と対応した擬似残
   差信号を上記各サブバンド信号について求める擬似残差
   発生手段と、上記入力信号のピッチ周期を等分割し、こ
   の分割された状態が繰返される部分区間を、分析フレー
   ムに対して設定する分部区間設定手段と、これら各分部
   区間ごとに上記各擬似残差信号の平均振幅をそれぞれ検
   出する振幅検出手段と、上記予測符号化手段における予
   測残差信号に対する量予化幅及び量子化ビット数を上記
   各分部区間ごとに、各対応するサブバンド信号の検出し
   た上記平均振幅から適応的に算出する量子化適応処理手
   段とを備える適応予測処理方式。