JPH1066351A - Power unit - Google Patents

Power unit

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JPH1066351A
JPH1066351A JP8215817A JP21581796A JPH1066351A JP H1066351 A JPH1066351 A JP H1066351A JP 8215817 A JP8215817 A JP 8215817A JP 21581796 A JP21581796 A JP 21581796A JP H1066351 A JPH1066351 A JP H1066351A
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switching element
power supply
circuit
inductor
diode
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Yutaka Iwabori
裕 岩堀
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent the resistance of a load circuit from becoming low and the input power of a power unit from becoming excessively large as compared with the output power of the unit by switching the mode of the unit based on the relation between the load voltage and the difference between the charging voltage of a smoothing capacitor and the input AC voltage of the unit in accordance with the fluctuation of the load voltage. SOLUTION: The mode of a power unit is switched when the load voltage |Vz| of the unit changes and becomes |Vz|=Vc-|Vin| or |Vz|<Vc-|Vin|against the difference, Vc-|Vin|, between the charging voltage Vc of a smoothing capacitor C and the input AC voltage Vin of the power unit. Namely, when the load voltage |Vz| is low and |Vz|<Vc-|Vin|, the operation of the power unit as a boosting chopper circuit is stopped and the unit only operates as a voltage dropping chopper circuit. In addition, when the load voltage |Vz| rises and becomes |Vz|=Vc-|Vin|, the power unit operates as the boosting chopper circuit and voltage dropping chopper circuit in an overlapping state.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関するものであり、さらに詳しくは、チョッパー回
路により交流電源からの入力電流歪みを改善した電源装
置に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a power supply in which a chopper circuit has improved input current distortion from an AC power supply.

【0002】[0002]

【従来技術】図11は従来の電源装置(特願平1−10
5181号)の回路図である。この回路では、スイッチ
ング素子Q1,Q2とインダクタLI及びダイオードD
1,D2による入力電流歪み改善用の昇圧チョッパー回
路と、スイッチング素子Q1〜Q4とインダクタLMに
よる負荷電流限流用の降圧チョッパー回路とを備えてい
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源P
はフィルタ回路Fを介して全波整流器DBの交流入力端
子に接続されている。全波整流器DBの直流出力端子に
は、ダイオードD1とスイッチング素子Q1とインダク
タLIの直列回路が接続されると共に、ダイオードD2
とスイッチング素子Q2とインダクタLIの直列回路が
接続されている。スイッチング素子Q1とスイッチング
素子Q2の直列回路には、スイッチング素子Q3とスイ
ッチング素子Q4の直列回路が並列接続されると共に、
平滑コンデンサCが並列接続されている。スイッチング
素子Q1とスイッチング素子Q2の接続点とスイッチン
グ素子Q3とスイッチング素子Q4の接続点の間には、
インダクタLMと負荷回路Zの直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Q1〜Q4は、例えば、逆並列ダ
イオードを内蔵したパワーMOSFETよりなり、図示
しない制御回路からそれぞれ高周波の駆動信号が供給さ
れている。
2. Description of the Related Art FIG. 11 shows a conventional power supply device (Japanese Patent Application No. 1-10).
No. 5181). In this circuit, switching elements Q1 and Q2, inductor LI and diode D
1 and 2, a boost chopper circuit for improving input current distortion, and a step-down chopper circuit for limiting a load current by switching elements Q1 to Q4 and an inductor LM. Hereinafter, the circuit configuration will be described. AC power supply P
Is connected to the AC input terminal of the full-wave rectifier DB via the filter circuit F. A direct-current output terminal of the full-wave rectifier DB is connected to a series circuit of a diode D1, a switching element Q1, and an inductor LI.
And a series circuit of the switching element Q2 and the inductor LI are connected. A series circuit of switching element Q3 and switching element Q4 is connected in parallel to a series circuit of switching element Q1 and switching element Q2.
A smoothing capacitor C is connected in parallel. Between the connection point of switching element Q1 and switching element Q2 and the connection point of switching element Q3 and switching element Q4,
A series circuit of the inductor LM and the load circuit Z is connected. Each of the switching elements Q1 to Q4 is, for example, a power MOSFET having a built-in antiparallel diode, and is supplied with a high-frequency drive signal from a control circuit (not shown).

【0003】図11の従来例回路の動作を図12に示し
説明する。まず、交流電源Pが正の半サイクルにおい
て、スイッチング素子Q1,Q4がオン、スイッチング
素子Q2,Q3がオフのときには、図12(a)に示す
ように、交流電源P、フィルタ回路F、ダイオードD
1、スイッチング素子Q1、インダクタLIの経路で電
流が流れて、インダクタLIにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサCからスイッチング素子Q
1、インダクタLM、負荷回路Z、スイッチング素子Q
4の経路で電流が流れて、平滑コンデンサCの電圧がイ
ンダクタLMにより降圧されて負荷回路Zに供給され
る。また、インダクタLMに流れる電流により、インダ
クタLMにはエネルギーが蓄積される。
The operation of the conventional circuit shown in FIG. 11 will be described with reference to FIG. First, in the positive half cycle of the AC power supply P, when the switching elements Q1 and Q4 are on and the switching elements Q2 and Q3 are off, as shown in FIG. 12A, the AC power supply P, the filter circuit F, and the diode D
1, a current flows through the path of the switching element Q1 and the inductor LI, and energy is stored in the inductor LI. Also, the switching element Q
1, inductor LM, load circuit Z, switching element Q
A current flows through the path 4 and the voltage of the smoothing capacitor C is stepped down by the inductor LM and supplied to the load circuit Z. Further, energy is accumulated in the inductor LM by the current flowing through the inductor LM.

【0004】次に、スイッチング素子Q1のみがオフに
なると、インダクタLIの蓄積エネルギーによりインダ
クタLIの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源P
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Q2の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサCに充電される。つま
り、図12(b)に示すように、交流電源P、フィルタ
回路F、ダイオードD1、平滑コンデンサC、スイッチ
ング素子Q2の逆並列ダイオード、インダクタLIの経
路で電流が流れて、インダクタLIのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Pからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Fに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサCには、交流電源Pのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタLM
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタLM、負
荷回路Z、スイッチング素子Q4、スイッチング素子Q
2の逆並列ダイオードの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Q1が高周波でオン・オフすることにより、図
12(a),(b)の動作を繰り返し、負荷回路Zには
一方向の直流電圧が供給される。
Next, when only the switching element Q1 is turned off, a voltage is generated across the inductor LI due to the energy stored in the inductor LI.
And the smoothing capacitor C is charged via the antiparallel diode of the switching element Q2. That is, as shown in FIG. 12B, a current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the smoothing capacitor C, the antiparallel diode of the switching element Q2, and the inductor LI, and the energy of the inductor LI is reduced. Released. As a result, a high-frequency current always flows from the AC power supply P, and the waveform of the high-frequency current is shaped by the filter circuit F, whereby the input current distortion is improved. Further, a voltage higher than the peak value of the AC power supply P is obtained in the smoothing capacitor C. Further, the inductor LM
The regenerative current due to the stored energy of the inductor LM, the load circuit Z, the switching element Q4, and the switching element Q
It flows through two anti-parallel diode paths. Hereinafter, when the switching element Q1 is turned on and off at a high frequency, the operations of FIGS. 12A and 12B are repeated, and a one-way DC voltage is supplied to the load circuit Z.

【0005】次に、交流電源Pが負の半サイクルにおい
て、スイッチング素子Q1,Q4がオフ、スイッチング
素子Q2,Q3がオンのときには、図12(c)に示す
ように、交流電源P、フィルタ回路F、インダクタL
I、スイッチング素子Q2、ダイオードD2の経路で電
流が流れて、インダクタLIにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサCからスイッチング素子Q
3、負荷回路Z、インダクタLM、スイッチング素子Q
2の経路で電流が流れて、平滑コンデンサCの電圧がイ
ンダクタLMにより降圧されて負荷回路Zに供給され
る。また、インダクタLMに流れる電流により、インダ
クタLMにはエネルギーが蓄積される。
Next, when the switching elements Q1 and Q4 are turned off and the switching elements Q2 and Q3 are turned on in the negative half cycle of the AC power supply P, as shown in FIG. F, inductor L
A current flows through the path of I, the switching element Q2, and the diode D2, and energy is stored in the inductor LI. Also, the switching element Q
3. Load circuit Z, inductor LM, switching element Q
A current flows through the path 2 and the voltage of the smoothing capacitor C is stepped down by the inductor LM and supplied to the load circuit Z. Further, energy is accumulated in the inductor LM by the current flowing through the inductor LM.

【0006】次に、スイッチング素子Q2のみがオフに
なると、インダクタLIの蓄積エネルギーによりインダ
クタLIの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源P
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Q1の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサCに充電される。つま
り、図12(d)に示すように、交流電源P、フィルタ
回路F、インダクタLI、スイッチング素子Q2の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサC、ダイオードD2の経
路で電流が流れて、インダクタLIのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Pからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Fに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサCには、交流電源Pのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタLM
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタLM、ス
イッチング素子Q1の逆並列ダイオード、スイッチング
素子Q3、負荷回路Zの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Q2が高周波でオン・オフすることにより、図
12(c),(d)の動作を繰り返し、負荷回路Zには
逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作により、負
荷回路Zには、交流電源Pの各半サイクルに同期して極
性が反転する矩形波電圧が供給される。
Next, when only the switching element Q2 is turned off, a voltage is generated across the inductor LI by the energy stored in the inductor LI, and this voltage is applied to the AC power supply P.
And the smoothing capacitor C is charged via the anti-parallel diode of the switching element Q1. That is, as shown in FIG. 12D, a current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LI, the antiparallel diode of the switching element Q2, the smoothing capacitor C, and the diode D2, and the energy of the inductor LI is reduced. Released. As a result, a high-frequency current always flows from the AC power supply P, and the waveform of the high-frequency current is shaped by the filter circuit F, whereby the input current distortion is improved. Further, a voltage higher than the peak value of the AC power supply P is obtained in the smoothing capacitor C. Further, the inductor LM
A regenerative current due to the stored energy flows through the path of the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the switching element Q3, and the load circuit Z. Hereinafter, when the switching element Q2 is turned on and off at a high frequency, the operations of FIGS. 12C and 12D are repeated, and the DC circuit in the reverse direction is supplied to the load circuit Z. By the above operation, the load circuit Z is supplied with the rectangular wave voltage whose polarity is inverted in synchronization with each half cycle of the AC power supply P.

【0007】一方、図13の従来例(特願平1−105
181号)は、図11の従来例において、スイッチング
素子Q3,Q4を平滑コンデンサC1,C2で置き換え
たものであり、交流電源Pが正の半サイクルでは、スイ
ッチング素子Q2をオフして、スイッチング素子Q1が
高周波でオン・オフすることにより、図14(a),
(b)の動作を繰り返し、負荷回路Zには一方向の直流
電圧が供給される。すなわち、スイッチング素子Q1が
オンすると、交流電源P、フィルタ回路F、ダイオード
D1、スイッチング素子Q1、インダクタLIの経路で
電流が流れると共に、平滑コンデンサC1からスイッチ
ング素子Q1、インダクタLM、負荷回路Zの経路で電
流が流れる。次に、スイッチング素子Q1がオフする
と、交流電源P、フィルタ回路F、ダイオードD1、平
滑コンデンサC1、C2、スイッチング素子Q2の逆並
列ダイオード、インダクタLIの経路で電流が流れると
共に、インダクタLMから負荷回路Z、平滑コンデンサ
C2、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオードの経路
で電流が流れる。
On the other hand, FIG. 13 shows a conventional example (Japanese Patent Application No. 1-105).
No. 181) is obtained by replacing the switching elements Q3 and Q4 with the smoothing capacitors C1 and C2 in the conventional example of FIG. 11. When the AC power supply P is in a positive half cycle, the switching element Q2 is turned off and the switching element Q2 is turned off. When Q1 is turned on and off at a high frequency, as shown in FIG.
The operation of (b) is repeated, and a one-way DC voltage is supplied to the load circuit Z. That is, when the switching element Q1 is turned on, a current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the switching element Q1, and the inductor LI, and the path from the smoothing capacitor C1 to the switching element Q1, the inductor LM, and the load circuit Z. The current flows in. Next, when the switching element Q1 is turned off, a current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the smoothing capacitors C1 and C2, the antiparallel diode of the switching element Q2, the inductor LI, and the load circuit from the inductor LM. A current flows through the path of Z, the smoothing capacitor C2, and the antiparallel diode of the switching element Q2.

【0008】また、交流電源Pが負の半サイクルでは、
スイッチング素子Q1をオフして、スイッチング素子Q
2が高周波でオン・オフすることにより、図14
(c),(d)の動作を繰り返し、負荷回路Zには逆方
向の直流電圧が供給される。すなわち、スイッチング素
子Q2がオンすると、交流電源P、フィルタ回路F、イ
ンダクタLI、スイッチング素子Q2、ダイオードD2
の経路で電流が流れると共に、平滑コンデンサC2から
負荷回路Z、インダクタLM、スイッチング素子Q2の
経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子Q1がオ
フすると、交流電源P、フィルタ回路F、インダクタL
I、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサC1、C2、ダイオードD2の経路で電流が流
れると共に、インダクタLMからスイッチング素子Q1
の逆並列ダイオード、平滑コンデンサC1、負荷回路Z
の経路で電流が流れる。以上の動作により、負荷回路Z
には、交流電源Pの各半サイクルに同期して極性が反転
する矩形波電圧が供給される。
In the case where the AC power supply P is in a negative half cycle,
Turning off the switching element Q1, the switching element Q
2 is turned on and off at a high frequency, and FIG.
The operations of (c) and (d) are repeated, and a DC voltage in the opposite direction is supplied to the load circuit Z. That is, when the switching element Q2 is turned on, the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LI, the switching element Q2, the diode D2
And a current flows from the smoothing capacitor C2 to the load circuit Z, the inductor LM, and the switching element Q2. Next, when the switching element Q1 is turned off, the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor L
A current flows through the path of I, the antiparallel diode of the switching element Q2, the smoothing capacitors C1 and C2, and the diode D2.
Anti-parallel diode, smoothing capacitor C1, load circuit Z
The current flows through the path. With the above operation, the load circuit Z
Is supplied with a rectangular wave voltage whose polarity is inverted in synchronization with each half cycle of the AC power supply P.

【0009】また、特願昭63−235982号では、
図13の回路で負荷回路Zに供給される出力を高周波と
したものが開示されている。すなわち、スイッチング素
子Q1,Q2を高周波で交互にオン・オフさせることに
より、負荷回路Zに供給される出力は、上述の低周波の
矩形波出力ではなく、高周波の出力となる。
In Japanese Patent Application No. 63-235982,
13 discloses a circuit in which the output supplied to the load circuit Z has a high frequency. That is, by alternately turning on and off the switching elements Q1 and Q2 at a high frequency, the output supplied to the load circuit Z is not a low-frequency rectangular wave output described above but a high-frequency output.

【0010】[0010]

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、ス
イッチング素子を昇圧チョッパー回路とインバータ回路
(又は降圧チョッパー回路)とで兼用しているが、兼用
化されたスイッチング素子には、昇圧チョッパー回路の
電流とインバータ回路の電流が重畳して流れるので、電
流耐量が増大し、素子数が減少したことによるコストダ
ウン効果が薄れてしまう。また、スイッチング素子の制
御信号も兼用されているので、各々の回路に対する制御
の独立性が失われ、例えば、出力電力を一定にするよう
に制御するような場合、入力電力が出力電力よりも過大
であったり、あるいは、過小となる場合が生じる。入力
電力が出力電力に対して過大となると、余剰エネルギー
は平滑コンデンサに蓄積されて、平滑コンデンサの両端
電圧が上昇し、部品に印加される電圧が増大して、場合
によっては部品にストレスが加わることになる。
In the above-mentioned conventional example, the switching element is shared by both the step-up chopper circuit and the inverter circuit (or the step-down chopper circuit). And the current of the inverter circuit flow in a superimposed manner, the current withstand capability increases, and the cost reduction effect due to the decrease in the number of elements diminishes. In addition, since the control signal of the switching element is also used, the independence of the control for each circuit is lost. For example, when the output power is controlled to be constant, the input power is larger than the output power. Or too small. When the input power becomes excessive with respect to the output power, surplus energy is stored in the smoothing capacitor, the voltage across the smoothing capacitor increases, the voltage applied to the component increases, and in some cases, the component is stressed. Will be.

【0011】このような現象は、例えば、従来例回路
を、高圧放電灯の点灯装置に適用した場合に、高圧放電
灯の始動過程において、負荷のインピーダンスが低く、
且つ負荷に対して大電流を流す必要が生じるので、特に
顕著なものとなる。つまり、出力電流を流すために一定
のオン・デューティを設けなければならないが、負荷の
インピーダンスが低いため、出力電力は少ない。これに
対して、入力電力はオン・デューティに応じた量となる
ため、入力電力が過大となってしまう。
Such a phenomenon occurs, for example, when the conventional circuit is applied to a lighting device for a high-pressure discharge lamp, the impedance of the load is low during the starting process of the high-pressure discharge lamp,
In addition, since a large current needs to flow to the load, it becomes particularly remarkable. That is, a constant on-duty must be provided to allow the output current to flow, but the output power is small because the load impedance is low. On the other hand, since the input power is an amount corresponding to the on-duty, the input power becomes excessive.

【0012】本発明は、このような課題を解決しようと
するものであり、その目的とするところは、昇圧チョッ
パー回路とインバータ回路(又は降圧チョッパー回路)
のスイッチング素子のみならず、インダクタをも兼用化
することによって、一層のコストダウンを実現すると共
に、負荷回路抵抗が低く、且つ負荷回路電流を大きくし
た場合に、出力電力に対して入力電力が過大とならず、
安全性を高めることができる電源装置を提供することに
ある。
An object of the present invention is to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a boost chopper circuit and an inverter circuit (or a step-down chopper circuit).
By using not only the switching element but also the inductor, the cost can be further reduced, and when the load circuit resistance is low and the load circuit current is large, the input power is excessive with respect to the output power. Not
An object of the present invention is to provide a power supply device that can enhance safety.

【0013】[0013]

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図1に示すように、逆方向通
電経路を有する第1及び第2のスイッチング素子Q1,
Q2の直列回路と、第3及び第4のスイッチング素子Q
3,Q4の直列回路を順方向が一致するように平滑コン
デンサCと並列に接続し、第1及び第2のダイオードD
1,D2の直列回路を前記平滑コンデンサCと逆並列に
接続し、交流電源Pの一端をフィルタ回路Fを介して第
1及び第2のダイオードD1,D2の接続点に接続し、
交流電源Pの他端をフィルタ回路Fを介して負荷回路Z
とインダクタLMの各一端に接続し、インダクタLMの
他端を第1及び第2のスイッチング素子Q1,Q2の接
続点に接続し、負荷回路Zの他端を第3及び第4のスイ
ッチング素子Q3,Q4の接続点に接続して成ることを
特徴とするものである。
According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, as shown in FIG. 1, first and second switching elements Q1,
Q2 series circuit and third and fourth switching elements Q
3 and Q4 are connected in parallel with the smoothing capacitor C so that their forward directions match, and the first and second diodes D
1, a series circuit of D2 is connected in anti-parallel with the smoothing capacitor C, and one end of an AC power supply P is connected to a connection point of the first and second diodes D1 and D2 via a filter circuit F;
The other end of the AC power supply P is connected to a load circuit Z via a filter circuit F.
And the other end of the inductor LM, the other end of the inductor LM is connected to the connection point of the first and second switching elements Q1 and Q2, and the other end of the load circuit Z is connected to the third and fourth switching elements Q3. , Q4.

【0014】なお、逆方向通電経路を有するスイッチン
グ素子は、寄生の逆方向ダイオードを有するFETで構
成しても良いし、また、バイポーラトランジスタと逆方
向ダイオードの並列回路で実現しても構わない。
Note that the switching element having the reverse conduction path may be constituted by an FET having a parasitic reverse diode, or may be realized by a parallel circuit of a bipolar transistor and a reverse diode.

【0015】[0015]

【発明の実施の形態】図1は本発明の1つの実施の形態
を示す回路図である。この回路では、スイッチング素子
Q1〜Q4のみならずインダクタLMもチョッパー回路
とインバータ回路とで兼用されている。以下、その回路
構成について説明する。平滑コンデンサCには、スイッ
チング素子Q1,Q2の直列回路と、スイッチング素子
Q3,Q4の直列回路がフルブリッジ回路を構成するよ
うに接続されている。スイッチング素子Q1,Q2の接
続点とスイッチング素子Q3,Q4の接続点の間には、
インダクタLMと負荷回路Zの直列回路が接続されてい
る。インダクタLMはスイッチング素子Q1,Q2の接
続点に、負荷回路Zはスイッチング素子Q3,Q4の接
続点に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q4
はそれぞれ逆並列ダイオードを備え、各逆並列ダイオー
ドは平滑コンデンサCに対して逆極性となっている。ま
た、平滑コンデンサCには、ダイオードD1,D2の直
列回路が逆並列に接続されている。交流電源Pの一端は
フィルタ回路Fを介してダイオードD1,D2の接続点
に接続されており、交流電源Pの他端はフィルタ回路F
を介してインダクタLMと負荷回路Zの接続点に接続さ
れている。
FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. In this circuit, not only the switching elements Q1 to Q4, but also the inductor LM is shared by the chopper circuit and the inverter circuit. Hereinafter, the circuit configuration will be described. To the smoothing capacitor C, a series circuit of switching elements Q1 and Q2 and a series circuit of switching elements Q3 and Q4 are connected so as to form a full bridge circuit. Between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the connection point of the switching elements Q3 and Q4,
A series circuit of the inductor LM and the load circuit Z is connected. The inductor LM is connected to a connection point between the switching elements Q1 and Q2, and the load circuit Z is connected to a connection point between the switching elements Q3 and Q4. Each switching element Q1-Q4
Have anti-parallel diodes, and each anti-parallel diode has an opposite polarity to the smoothing capacitor C. A series circuit of diodes D1 and D2 is connected to the smoothing capacitor C in anti-parallel. One end of the AC power supply P is connected to the connection point of the diodes D1 and D2 via the filter circuit F, and the other end of the AC power supply P is connected to the filter circuit F
Is connected to a connection point between the inductor LM and the load circuit Z.

【0016】交流電源Pの電圧Vinが正の半サイクル
では、スイッチング素子Q2,Q3がオフ、スイッチン
グ素子Q4が常にオンで、スイッチング素子Q1を高周
波でオン・オフさせることにより、負荷回路Zには一方
向の直流電圧が供給される。また、交流電源Pの電圧V
inが負の半サイクルでは、スイッチング素子Q1,Q
4がオフ、スイッチング素子Q3が常にオンで、スイッ
チング素子Q2を高周波でオン・オフさせることによ
り、負荷回路Zには逆方向の直流電圧が供給される。こ
れにより、入力交流電圧Vinの周期に同期した矩形波
出力が得られる。
In the positive half cycle of the voltage Vin of the AC power supply P, the switching elements Q2 and Q3 are off, the switching element Q4 is always on, and the switching element Q1 is turned on and off at a high frequency. A unidirectional DC voltage is supplied. Also, the voltage V of the AC power supply P
When in is a negative half cycle, switching elements Q1, Q
4 is off, the switching element Q3 is always on, and the switching element Q2 is turned on and off at a high frequency, so that the load circuit Z is supplied with a DC voltage in the opposite direction. Thus, a rectangular wave output synchronized with the cycle of the input AC voltage Vin is obtained.

【0017】以下、交流電源Pの電圧Vinが正の半サ
イクルの場合について、その動作を図2に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧|Vz|が変化し、平滑コ
ンデンサCの充電電圧Vcと入力交流電圧の差Vc−|
Vin|に対して、|Vz|=Vc−|Vin|となる
か、又は|Vz|<Vc−|Vin|となるかによっ
て、モードが切り替わる。
The operation when the voltage Vin of the AC power supply P is in a positive half cycle will be described with reference to FIG. In this circuit, the load voltage | Vz | changes, and the difference Vc− | between the charging voltage Vc of the smoothing capacitor C and the input AC voltage.
The mode switches depending on whether | Vz | = Vc− | Vin | or | Vz | <Vc− | Vin | with respect to Vin |.

【0018】まず、スイッチング素子Q1,Q4がオン
で、|Vz|<Vc−|Vin|のときには、図2
(a)に示すモード1となり、平滑コンデンサC、スイ
ッチング素子Q1、インダクタLM、負荷回路Z、スイ
ッチング素子Q4の経路で電流が流れるが、|Vz|<
Vc−|Vin|であるので、ダイオードD1は導通せ
ず、交流電源Pからエネルギーは流入しない。
First, when | Vz | <Vc− | Vin |, when switching elements Q1 and Q4 are on, FIG.
In the mode 1 shown in (a), a current flows through the path of the smoothing capacitor C, the switching element Q1, the inductor LM, the load circuit Z, and the switching element Q4, but | Vz | <
Since Vc- | Vin |, the diode D1 does not conduct, and no energy flows from the AC power supply P.

【0019】次に、スイッチング素子Q1,Q4がオン
で、負荷電圧が上昇し、|Vz|=Vc−|Vin|の
関係になると、ダイオードD1が導通して、図2(b)
に示すモード2となり、交流電源P、フィルタ回路F、
ダイオードD1、スイッチング素子Q1、インダクタL
Mの経路に電流が流れて、交流電源Pからエネルギーが
流入する。また、モード1と同様に、平滑コンデンサ
C、スイッチング素子Q1、インダクタLM、負荷回路
Z、スイッチング素子Q4の経路にも電流が流れる。
Next, when the switching elements Q1 and Q4 are turned on and the load voltage rises and the relation of | Vz | = Vc− | Vin | is established, the diode D1 conducts and FIG.
, The AC power supply P, the filter circuit F,
Diode D1, switching element Q1, inductor L
A current flows through the path of M, and energy flows from the AC power supply P. Further, similarly to the mode 1, a current also flows through the path of the smoothing capacitor C, the switching element Q1, the inductor LM, the load circuit Z, and the switching element Q4.

【0020】次に、スイッチング素子Q4がオン、スイ
ッチング素子Q1がオフで、|Vz|=Vc−|Vin
|の間は、図2(c)に示すモード3となり、インダク
タLM、負荷回路Z、スイッチング素子Q4、スイッチ
ング素子Q2の逆並列ダイオードの経路で電流が流れる
と共に、交流電源P、フィルタ回路F、ダイオードD
1、平滑コンデンサC、スイッチング素子Q2の逆並列
ダイオード、インダクタLMの経路にも電流が流れる。
Next, when switching element Q4 is on and switching element Q1 is off, | Vz | = Vc- | Vin
2C, mode 3 shown in FIG. 2 (c) occurs, a current flows through the path of the inductor LM, the load circuit Z, the switching element Q4, and the antiparallel diode of the switching element Q2, and the AC power supply P, the filter circuit F, Diode D
1, a current also flows through the path of the smoothing capacitor C, the antiparallel diode of the switching element Q2, and the inductor LM.

【0021】次に、スイッチング素子Q4がオン、スイ
ッチング素子Q1がオフで、負荷電圧が低下し、|Vz
|<Vc−|Vin|の関係になると、図2(d)に示
すモード4となり、インダクタLM、負荷回路Z、スイ
ッチング素子Q4、スイッチング素子Q2の逆並列ダイ
オードの経路で電流が流れるが、ダイオードD1は導通
しない。
Next, when the switching element Q4 is turned on and the switching element Q1 is turned off, the load voltage drops, and | Vz
When the relationship | <Vc− | Vin | is satisfied, a mode 4 shown in FIG. 2D is established, and current flows through the path of the inductor LM, the load circuit Z, the switching element Q4, and the antiparallel diode of the switching element Q2. D1 does not conduct.

【0022】また、交流電源Pの電圧Vinが負の半サ
イクルでは、図3(a)〜(d)の動作となる。すなわ
ち、図3(a)に示すモード1では、スイッチング素子
Q2,Q3がオンで、平滑コンデンサC、スイッチング
素子Q3、負荷回路Z、インダクタLM、スイッチング
素子Q2の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間は
ダイオードD2は導通せず、交流電源Pからエネルギー
は流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオー
ドD2が導通して、図3(b)に示すモード2となり、
交流電源P、フィルタ回路F、インダクタLM、スイッ
チング素子Q2、ダイオードD2の経路にも電流が流れ
て、交流電源Pからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Q3がオン、スイッチング素子Q2がオフ
になると、図3(c)に示すモード3となり、インダク
タLM、スイッチング素子Q1の逆並列ダイオード、ス
イッチング素子Q3、負荷回路Zの経路で電流が流れる
と共に、交流電源P、フィルタ回路F、インダクタL
M、スイッチング素子Q1の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサC、ダイオードD2の経路にも電流が流れる。
負荷電圧が低下すると、図3(d)に示すモード4とな
り、インダクタLM、スイッチング素子Q1の逆並列ダ
イオード、スイッチング素子Q3、負荷回路Zの経路で
電流が流れるが、ダイオードD2は導通しない。
When the voltage Vin of the AC power supply P is a negative half cycle, the operations shown in FIGS. 3A to 3D are performed. That is, in the mode 1 shown in FIG. 3A, the switching elements Q2 and Q3 are turned on, and a current flows through the path of the smoothing capacitor C, the switching element Q3, the load circuit Z, the inductor LM, and the switching element Q2. Is low, the diode D2 does not conduct, and no energy flows from the AC power supply P. Next, when the load voltage rises, the diode D2 conducts, and the mode becomes the mode 2 shown in FIG.
Current also flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LM, the switching element Q2, and the diode D2, and energy flows from the AC power supply P. Next, when the switching element Q3 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the mode becomes the mode 3 shown in FIG. 3C, and the current flows through the path of the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the switching element Q3, and the load circuit Z. Flows, AC power supply P, filter circuit F, inductor L
A current also flows through the path of M, the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitor C, and the diode D2.
When the load voltage decreases, the mode becomes mode 4 shown in FIG. 3D, and a current flows through the path of the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the switching element Q3, and the load circuit Z, but the diode D2 does not conduct.

【0023】このように、図1の回路では、負荷電圧|
Vz|によってモードが切り替わるようになっている。
つまり、負荷電圧|Vz|が低く、|Vz|<Vc−|
Vin|のときには、昇圧チョッパー回路としての動作
が停止して、降圧チョッパー回路としての動作のみとな
る。また、負荷電圧|Vz|が上昇して、|Vz|=V
c−|Vin|の関係になると、昇圧チョッパー回路と
しての動作と降圧チョッパー回路としての動作が重畳さ
れた動作となる。
Thus, in the circuit of FIG. 1, the load voltage |
The mode is switched according to Vz |.
That is, the load voltage | Vz | is low, and | Vz | <Vc- |
In the case of Vin |, the operation as the step-up chopper circuit is stopped, and only the operation as the step-down chopper circuit is performed. Also, the load voltage | Vz | rises and | Vz | = V
When the relationship of c− | Vin | is satisfied, the operation as the step-up chopper circuit and the operation as the step-down chopper circuit are superposed.

【0024】交流電源Pの電圧Vinが正の半サイクル
の場合について説明すると、基本的な動作は、平滑コン
デンサCを電源として、スイッチング素子Q1、インダ
クタLM、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオードで
構成される降圧チョッパー回路の動作であり、スイッチ
ング素子Q1がオンすると、平滑コンデンサCのエネル
ギーがインダクタLMを介して負荷回路Zに供給される
(モード1)。負荷電圧|Vz|がVc−|Vin|に
到達すると、モード1の動作と共に、交流電源Pからイ
ンダクタLMへのエネルギー蓄積の動作が加わる(モー
ド2)。次に、スイッチング素子Q1がオフすると、イ
ンダクタLMに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ
C及び負荷回路Zに放出される(モード3)。負荷電圧
|Vz|が低下して、Vc−|Vin|よりも小さくな
ると、インダクタLMのエネルギーは負荷回路Zのみに
放出される(モード4)。
The case where the voltage Vin of the AC power supply P is a positive half cycle will be described. The basic operation is composed of a switching element Q1, an inductor LM, and an anti-parallel diode of a switching element Q2 using a smoothing capacitor C as a power supply. When the switching element Q1 is turned on, the energy of the smoothing capacitor C is supplied to the load circuit Z via the inductor LM (mode 1). When the load voltage | Vz | reaches Vc- | Vin |, the operation of storing energy from the AC power supply P to the inductor LM is added to the operation of mode 1 (mode 2). Next, when the switching element Q1 is turned off, the energy stored in the inductor LM is released to the smoothing capacitor C and the load circuit Z (mode 3). When the load voltage | Vz | decreases and becomes smaller than Vc− | Vin |, the energy of the inductor LM is released only to the load circuit Z (mode 4).

【0025】従来例で問題となったような、負荷インピ
ーダンスが低く、且つ大電流を出力しなければならない
ような場合、図1の回路では、負荷電圧|Vz|が上昇
しないため、Vc−|Vin|に到達しないか、又は|
Vz|=Vc−|Vin|の関係になる期間が短くな
る。この結果、交流電源PからインダクタLMにエネル
ギーを蓄積する期間(モード2)とインダクタLMに蓄
えられたエネルギーを平滑コンデンサCに充電する期間
(モード3)を有しないか、又は、その期間が短くな
る。ということは、交流電源Pのエネルギーが平滑コン
デンサCに充電されないか、又は、充電量が減少するこ
とを意味し、平滑コンデンサCの電圧Vcが異常に上昇
することを防ぐことができる。
In the case where the load impedance is low and a large current must be output, which is a problem in the conventional example, the circuit of FIG. 1 does not increase the load voltage | Vz | Vin | does not reach or |
The period in which the relationship of Vz | = Vc- | Vin | is shortened. As a result, there is no period during which energy is stored in the inductor LM from the AC power supply P (mode 2) and there is no period during which the energy stored in the inductor LM is charged into the smoothing capacitor C (mode 3), or the period is short. Become. This means that the energy of the AC power supply P is not charged in the smoothing capacitor C or that the charge amount decreases, and the voltage Vc of the smoothing capacitor C can be prevented from abnormally increasing.

【0026】次に、図4の回路では、図1の回路におい
て、スイッチング素子Q3,Q4を平滑コンデンサC
1,C2で置き換えたものであり、交流電源Pが正の半
サイクルでは、スイッチング素子Q2をオフして、スイ
ッチング素子Q1が高周波でオン・オフすることによ
り、図5(a)〜(d)の動作を繰り返し、負荷回路Z
には一方向の直流電圧が供給される。また、交流電源P
が負の半サイクルでは、スイッチング素子Q1をオフし
て、スイッチング素子Q2が高周波でオン・オフするこ
とにより、図6(a)〜(d)の動作を繰り返し、負荷
回路Zには逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作
により、負荷回路Zには、交流電源Pの各半サイクルに
同期して極性が反転する矩形波電圧が供給される。
Next, in the circuit of FIG. 4, the switching elements Q3 and Q4 in the circuit of FIG.
1 and C2. In the positive half cycle of the AC power supply P, the switching element Q2 is turned off, and the switching element Q1 is turned on and off at a high frequency. Is repeated, and the load circuit Z
Is supplied with a unidirectional DC voltage. In addition, AC power supply P
In the negative half cycle, the switching element Q1 is turned off, and the switching element Q2 is turned on and off at a high frequency, so that the operations of FIGS. DC voltage is supplied. By the above operation, the load circuit Z is supplied with the rectangular wave voltage whose polarity is inverted in synchronization with each half cycle of the AC power supply P.

【0027】以下、交流電源Pの電圧Vinが正の半サ
イクルの場合について、その動作を図5に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧|Vz|が変化し、各平滑
コンデンサC1,C2の充電電圧Vcと入力交流電圧の
差Vc−|Vin|に対して、|Vz|=Vc−|Vi
n|となるか、又は|Vz|<Vc−|Vin|となる
かによって、モードが切り替わる。
The operation when the voltage Vin of the AC power supply P is in a positive half cycle will be described with reference to FIG. In this circuit, the load voltage | Vz | changes, and | Vz | = Vc− | Vi with respect to the difference Vc− | Vin | between the charging voltage Vc of each of the smoothing capacitors C1 and C2 and the input AC voltage.
The mode is switched depending on whether n | or | Vz | <Vc− | Vin |.

【0028】まず、スイッチング素子Q1がオンで、|
Vz|<Vc−|Vin|のときには、図5(a)に示
すモード1となり、平滑コンデンサC1、スイッチング
素子Q1、インダクタLM、負荷回路Zの経路で電流が
流れるが、|Vz|<Vc−|Vin|であるので、ダ
イオードD1は導通せず、交流電源Pからエネルギーは
流入しない。
First, when the switching element Q1 is turned on, |
When Vz | <Vc− | Vin |, the mode 1 shown in FIG. 5A is established, and current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the switching element Q1, the inductor LM, and the load circuit Z, but | Vz | <Vc− Since | Vin |, the diode D1 does not conduct, and no energy flows from the AC power supply P.

【0029】次に、スイッチング素子Q1がオンで、負
荷電圧が上昇し、|Vz|=Vc−|Vin|の関係に
なると、ダイオードD1が導通して、図5(b)に示す
モード2となり、交流電源P、フィルタ回路F、ダイオ
ードD1、スイッチング素子Q1、インダクタLMの経
路に電流が流れて、交流電源Pからエネルギーが流入す
る。また、モード1と同様に、平滑コンデンサC1、ス
イッチング素子Q1、インダクタLM、負荷回路Zの経
路にも電流が流れる。
Next, when the switching element Q1 is turned on, the load voltage rises, and when the relationship of | Vz | = Vc− | Vin | is established, the diode D1 conducts and enters the mode 2 shown in FIG. 5B. A current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the switching element Q1, and the inductor LM, and energy flows from the AC power supply P. Further, similarly to the mode 1, a current also flows through the path of the smoothing capacitor C1, the switching element Q1, the inductor LM, and the load circuit Z.

【0030】次に、スイッチング素子Q1がオフで、|
Vz|=Vc−|Vin|の間は、図5(c)に示すモ
ード3となり、インダクタLM、負荷回路Z、平滑コン
デンサC2、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオード
の経路で電流が流れると共に、交流電源P、フィルタ回
路F、ダイオードD1、平滑コンデンサC1、C2、ス
イッチング素子Q2の逆並列ダイオード、インダクタL
Mの経路にも電流が流れる。
Next, when switching element Q1 is off, |
During Vz | = Vc− | Vin |, the mode 3 shown in FIG. 5C is established, and a current flows through a path of the inductor LM, the load circuit Z, the smoothing capacitor C2, the antiparallel diode of the switching element Q2, and the AC. Power supply P, filter circuit F, diode D1, smoothing capacitors C1, C2, antiparallel diode of switching element Q2, inductor L
Current also flows through the path of M.

【0031】次に、スイッチング素子Q1がオフで、負
荷電圧が低下し、|Vz|<Vc−|Vin|の関係に
なると、図5(d)に示すモード4となり、インダクタ
LM、負荷回路Z、平滑コンデンサC2、スイッチング
素子Q2の逆並列ダイオードの経路で電流が流れるが、
ダイオードD1は導通しない。
Next, when the switching element Q1 is turned off, the load voltage decreases, and the relationship | Vz | <Vc− | Vin | is established, the mode 4 shown in FIG. Current flows through the path of the anti-parallel diode of the smoothing capacitor C2 and the switching element Q2,
Diode D1 does not conduct.

【0032】また、交流電源Pの電圧Vinが負の半サ
イクルでは、図6(a)〜(d)の動作となる。すなわ
ち、図6(a)に示すモード1では、スイッチング素子
Q2がオンで、平滑コンデンサC2、負荷回路Z、イン
ダクタLM、スイッチング素子Q2の経路で電流が流れ
るが、負荷電圧が低い間はダイオードD2は導通せず、
交流電源Pからエネルギーは流入しない。次に、負荷電
圧が上昇すると、ダイオードD2が導通して、図6
(b)に示すモード2となり、交流電源P、フィルタ回
路F、インダクタLM、スイッチング素子Q2、ダイオ
ードD2の経路にも電流が流れて、交流電源Pからエネ
ルギーが流入する。次に、スイッチング素子Q2がオフ
になると、図6(c)に示すモード3となり、インダク
タLM、スイッチング素子Q1の逆並列ダイオード、平
滑コンデンサC1、負荷回路Zの経路で電流が流れると
共に、交流電源P、フィルタ回路F、インダクタLM、
スイッチング素子Q1の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサC1、C2、ダイオードD2の経路にも電流が流れ
る。負荷電圧が低下すると、図6(d)に示すモード4
となり、インダクタLM、スイッチング素子Q1の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサC1、負荷回路Zの経路
で電流が流れるが、ダイオードD2は導通しない。
When the voltage Vin of the AC power supply P is a negative half cycle, the operations shown in FIGS. 6A to 6D are performed. That is, in the mode 1 shown in FIG. 6A, the switching element Q2 is turned on, and a current flows through the path of the smoothing capacitor C2, the load circuit Z, the inductor LM, and the switching element Q2. Does not conduct,
No energy flows from the AC power supply P. Next, when the load voltage rises, the diode D2 conducts, and FIG.
In the mode 2 shown in (b), a current also flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LM, the switching element Q2, and the diode D2, and energy flows from the AC power supply P. Next, when the switching element Q2 is turned off, the mode becomes the mode 3 shown in FIG. 6C, and a current flows through a path of the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitor C1, and the load circuit Z, and the AC power supply P, filter circuit F, inductor LM,
Current also flows through the path of the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitors C1, C2, and the diode D2. When the load voltage decreases, the mode 4 shown in FIG.
The current flows through the path of the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitor C1, and the load circuit Z, but the diode D2 does not conduct.

【0033】以上の動作により、負荷回路Zには、交流
電源Pの各半サイクルに同期して極性が反転する矩形波
電圧が供給される。また、負荷インピーダンスが低く、
且つ大電流を出力しなければならないような場合、負荷
電圧|Vz|が上昇しないため、交流電源Pからインダ
クタLMにエネルギーを蓄積する期間(モード2)とイ
ンダクタLMに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ
C1、C2に充電する期間(モード3)を有しないか、
又は、その期間が短くなる。ということは、交流電源P
のエネルギーが平滑コンデンサC1、C2に充電されな
いか、又は、充電量が減少することを意味し、各平滑コ
ンデンサC1、C2の電圧Vcが異常に上昇することを
防ぐことができる。
With the above operation, the load circuit Z is supplied with the rectangular wave voltage whose polarity is inverted in synchronization with each half cycle of the AC power supply P. Also, the load impedance is low,
In the case where a large current must be output, the load voltage | Vz | does not rise. Therefore, a period during which energy is stored in the inductor LM from the AC power supply P (mode 2) and the energy stored in the inductor LM is smoothed. Whether there is no period (mode 3) for charging C1 and C2,
Or, the period becomes shorter. This means that the AC power supply P
Means that the energy is not charged to the smoothing capacitors C1 and C2, or the amount of charge decreases, and the voltage Vc of each of the smoothing capacitors C1 and C2 can be prevented from abnormally increasing.

【0034】また、図4の回路において、スイッチング
素子Q1,Q2を高周波で交互にオン・オフさせること
により、負荷回路Zに供給される出力を高周波とするこ
ともできる。すなわち、交流電源Pが正の半サイクルで
は、スイッチング素子Q1,Q2が高周波で交互にオン
・オフすることにより、図7(a)〜(f)の動作を繰
り返し、負荷回路Zには高周波の電圧が供給される。ま
た、交流電源Pが負の半サイクルでは、スイッチング素
子Q1,Q2が高周波でオン・オフすることにより、図
8(a)〜(f)の動作を繰り返し、負荷回路Zには高
周波の電圧が供給される。
In the circuit shown in FIG. 4, the output supplied to the load circuit Z can be set to a high frequency by alternately turning on and off the switching elements Q1 and Q2 at a high frequency. That is, in the positive half cycle of the AC power supply P, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off at a high frequency, so that the operations of FIGS. Voltage is supplied. In addition, in the negative half cycle of the AC power supply P, the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off at a high frequency, so that the operations of FIGS. Supplied.

【0035】まず、交流電源Pの電圧Vinが正の半サ
イクルの場合において、スイッチング素子Q1がオン
で、負荷電圧が低いときには、図7(a)に示すモード
1となり、平滑コンデンサC1、スイッチング素子Q
1、インダクタLM、負荷回路Zの経路で電流が流れる
が、ダイオードD1は導通せず、交流電源Pからエネル
ギーは流入しない。
First, when the voltage Vin of the AC power supply P is in a positive half cycle, when the switching element Q1 is on and the load voltage is low, the mode becomes the mode 1 shown in FIG. 7A, and the smoothing capacitor C1 and the switching element Q
1, a current flows through the path of the inductor LM and the load circuit Z, but the diode D1 does not conduct and no energy flows from the AC power supply P.

【0036】次に、スイッチング素子Q1がオンで、負
荷電圧が上昇すると、ダイオードD1が導通して、図7
(b)に示すモード2となり、交流電源P、フィルタ回
路F、ダイオードD1、スイッチング素子Q1、インダ
クタLMの経路に電流が流れて、交流電源Pからエネル
ギーが流入する。また、モード1と同様に、平滑コンデ
ンサC1、スイッチング素子Q1、インダクタLM、負
荷回路Zの経路にも電流が流れる。
Next, when the switching element Q1 is turned on and the load voltage rises, the diode D1 becomes conductive, and FIG.
In the mode 2 shown in (b), a current flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the switching element Q1, and the inductor LM, and energy flows from the AC power supply P. Further, similarly to the mode 1, a current also flows through the path of the smoothing capacitor C1, the switching element Q1, the inductor LM, and the load circuit Z.

【0037】次に、スイッチング素子Q1がオフで、負
荷電圧が高いときは、図7(c)に示すモード3とな
り、インダクタLM、負荷回路Z、平滑コンデンサC
2、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れると共に、交流電源P、フィルタ回路F、ダ
イオードD1、平滑コンデンサC1、C2、スイッチン
グ素子Q2の逆並列ダイオード、インダクタLMの経路
にも電流が流れる。
Next, when the switching element Q1 is off and the load voltage is high, the mode 3 shown in FIG. 7C is reached, and the inductor LM, the load circuit Z, the smoothing capacitor C
2. A current flows in the path of the antiparallel diode of the switching element Q2, and current also flows in the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the diode D1, the smoothing capacitors C1 and C2, the antiparallel diode of the switching element Q2, and the inductor LM. Flows.

【0038】次に、スイッチング素子Q1がオフで、負
荷電圧が低下すると、図7(d)に示すモード4とな
り、インダクタLM、負荷回路Z、平滑コンデンサC
2、スイッチング素子Q2の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れるが、ダイオードD1は導通しない。
Next, when the switching element Q1 is turned off and the load voltage drops, the mode becomes the mode 4 shown in FIG. 7D, and the inductor LM, the load circuit Z, the smoothing capacitor C
2. A current flows through the antiparallel diode path of the switching element Q2, but the diode D1 does not conduct.

【0039】次に、スイッチング素子Q1がオフ、スイ
ッチング素子Q2がオンで、インダクタLMの回生電流
が流れ終わったときには、図7(e)に示すモード5と
なり、平滑コンデンサC2、負荷回路Z、インダクタL
M、スイッチング素子Q2の経路に電流が流れる。
Next, when the switching element Q1 is turned off, the switching element Q2 is turned on, and the regenerative current of the inductor LM has finished flowing, the mode becomes the mode 5 shown in FIG. 7E, where the smoothing capacitor C2, the load circuit Z, the inductor L
A current flows through the path of M and the switching element Q2.

【0040】次に、スイッチング素子Q2がオフする
と、インダクタLMの回生電流が流れ終わるまでは、図
7(f)に示すモード6となり、インダクタLM、スイ
ッチング素子Q1の逆並列ダイオード、平滑コンデンサ
C1、負荷回路Zの経路で電流が流れる。
Next, when the switching element Q2 is turned off, the mode 6 shown in FIG. 7F is reached until the regenerative current of the inductor LM ends, and the mode becomes the mode 6 shown in FIG. A current flows through the path of the load circuit Z.

【0041】また、交流電源Pの電圧Vinが負の半サ
イクルでは、図8(a)〜(f)の動作となる。すなわ
ち、図8(a)に示すモード7では、スイッチング素子
Q1がオンで、平滑コンデンサC1、スイッチング素子
Q1、インダクタLM、負荷回路Zの経路で電流が流れ
る。次に、スイッチング素子Q1がオフすると、インダ
クタLMの回生電流が流れ終わるまでは、図8(b)に
示すモード8となり、インダクタLM、スイッチング素
子Q1の逆並列ダイオード、平滑コンデンサC1、負荷
回路Zの経路で電流が流れる。図8(c)に示すモード
9では、スイッチング素子Q2がオンで、平滑コンデン
サC2、負荷回路Z、インダクタLM、スイッチング素
子Q2の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間はダ
イオードD2は導通せず、交流電源Pからエネルギーは
流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオード
D2が導通して、図8(d)に示すモード10となり、
交流電源P、フィルタ回路F、インダクタLM、スイッ
チング素子Q2、ダイオードD2の経路にも電流が流れ
て、交流電源Pからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Q2がオフになると、図8(e)に示すモ
ード11となり、インダクタLM、スイッチング素子Q
1の逆並列ダイオード、平滑コンデンサC1、負荷回路
Zの経路で電流が流れると共に、交流電源P、フィルタ
回路F、インダクタLM、スイッチング素子Q1の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサC1、C2、ダイオード
D2の経路にも電流が流れる。負荷電圧が低下すると、
図8(f)に示すモード12となり、インダクタLM、
スイッチング素子Q1の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサC1、負荷回路Zの経路で電流が流れるが、ダイオ
ードD2は導通しない。
When the voltage Vin of the AC power supply P is a negative half cycle, the operations shown in FIGS. That is, in the mode 7 shown in FIG. 8A, the switching element Q1 is turned on, and a current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the switching element Q1, the inductor LM, and the load circuit Z. Next, when the switching element Q1 is turned off, the mode 8 shown in FIG. 8B is reached until the regenerative current of the inductor LM stops flowing, and the inductor LM, the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitor C1, the load circuit Z The current flows through the path. In mode 9 shown in FIG. 8C, the switching element Q2 is turned on, and current flows through the path of the smoothing capacitor C2, the load circuit Z, the inductor LM, and the switching element Q2, but the diode D2 conducts while the load voltage is low. No energy flows from the AC power supply P. Next, when the load voltage rises, the diode D2 conducts, and the mode becomes the mode 10 shown in FIG.
Current also flows through the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LM, the switching element Q2, and the diode D2, and energy flows from the AC power supply P. Next, when the switching element Q2 is turned off, the mode becomes the mode 11 shown in FIG.
1 flows through the path of the anti-parallel diode 1, the smoothing capacitor C1, and the load circuit Z, and the path of the AC power supply P, the filter circuit F, the inductor LM, the anti-parallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitors C1, C2, and the diode D2. Current also flows. When the load voltage drops,
Mode 12 shown in FIG. 8F is established, and the inductor LM,
Current flows through the path of the antiparallel diode of the switching element Q1, the smoothing capacitor C1, and the load circuit Z, but the diode D2 does not conduct.

【0042】以上の動作により、負荷回路Zには、交流
電源Pの周期に関係なく、高周波電圧が供給される。ま
た、負荷インピーダンスが低く、且つ大電流を出力しな
ければならないような場合、負荷電圧|Vz|が上昇し
ないため、交流電源PからインダクタLMにエネルギー
を蓄積する期間とインダクタLMに蓄えられたエネルギ
ーを平滑コンデンサC1、C2に充電する期間を有しな
いか、又は、その期間が短くなる。ということは、交流
電源Pのエネルギーが平滑コンデンサC1、C2に充電
されないか、又は、充電量が減少することを意味し、各
平滑コンデンサC1、C2の電圧Vcが異常に上昇する
ことを防ぐことができる。
With the above operation, the high frequency voltage is supplied to the load circuit Z regardless of the cycle of the AC power supply P. Further, when the load impedance is low and a large current must be output, the load voltage | Vz | does not increase. Therefore, the period during which energy is stored in the inductor LM from the AC power supply P and the energy stored in the inductor LM. Does not have a period for charging the smoothing capacitors C1 and C2, or the period is shortened. This means that the energy of the AC power supply P is not charged in the smoothing capacitors C1 and C2, or that the charge amount decreases, and that the voltage Vc of each of the smoothing capacitors C1 and C2 is prevented from abnormally increasing. Can be.

【0043】[0043]

【実施例】図9の実施例は、本発明を放電灯点灯装置に
適用した例であり、異なる点は、図1の回路において、
負荷回路ZにインダクタLoと放電灯DLの直列回路を
用いた点と、インダクタLoと放電灯DLの直列回路と
並列に小容量キャパシタCoを接続した点である。回路
の動作については図1の回路と同様であるが、インダク
タLoとキャパシタCoが実際の負荷である放電灯DL
に対してローパスフィルタを構成しており、キャパシタ
Coの両端電位が上述の負荷電圧Vzに相当してモード
が切り替わる点が異なる。
Embodiment FIG. 9 shows an embodiment in which the present invention is applied to a discharge lamp lighting apparatus.
The difference is that a series circuit of the inductor Lo and the discharge lamp DL is used for the load circuit Z, and a small-capacitance capacitor Co is connected in parallel with the series circuit of the inductor Lo and the discharge lamp DL. The operation of the circuit is the same as that of the circuit of FIG. 1, except that the inductor Lo and the capacitor Co are the actual loads of the discharge lamp DL.
, A difference is that the mode is switched in such a manner that the potential at both ends of the capacitor Co corresponds to the above-mentioned load voltage Vz.

【0044】図10の実施例は、図9の実施例におい
て、キャパシタCoを除去し、代わりに、インダクタL
MとLoの接続点と平滑コンデンサCの両端の間に小容
量のキャパシタC3,C4を接続したものである。図9
の実施例では、スイッチング素子Q3,Q4に三角波状
の電流が流れて、ピーク電流が高くなっていたが、図1
0の実施例では、インダクタLoとキャパシタC3,C
4によるローパスフィルタを通過した電流が流れるた
め、ピークが下がり、スイッチング損失及びオン損失が
下がるという効果がある。なお、各キャパシタC3,C
4とそれぞれ並列にダイオードD1,D2と同じ向きに
ダイオードを接続しても構わない。
The embodiment of FIG. 10 differs from the embodiment of FIG. 9 in that the capacitor Co is eliminated and the inductor L
The capacitors C3 and C4 of small capacitance are connected between the connection point of M and Lo and both ends of the smoothing capacitor C. FIG.
In this embodiment, a triangular current flows through the switching elements Q3 and Q4 to increase the peak current.
0, the inductor Lo and the capacitors C3, C
Since the current that has passed through the low-pass filter according to No. 4 flows, the peak is reduced and the switching loss and the on-loss are reduced. In addition, each capacitor C3, C
4 may be connected in parallel with the diodes D1 and D2 in the same direction.

【0045】[0045]

【発明の効果】本発明によれば、入力電流歪み改善用の
昇圧チョッパー回路と負荷電流限流用のインバータ回路
とでスイッチング素子とインダクタを兼用したので、従
来よりもスイッチング素子の電流を増加させることな
く、インダクタの素子数を減少させることができ、ま
た、負荷電圧が低いときには、ダイオードが導通しない
ことにより昇圧チョッパー回路の動作を停止させること
ができ、負荷回路が低インピーダンスのときに、部品に
印加される電圧が上昇することを防ぐことができるとい
う効果がある。
According to the present invention, the boosting chopper circuit for improving the input current distortion and the inverter circuit for limiting the load current both use the switching element and the inductor, so that the current of the switching element can be increased as compared with the prior art. In addition, when the load voltage is low, the diode does not conduct and the operation of the boost chopper circuit can be stopped. There is an effect that the applied voltage can be prevented from rising.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の基本的な回路構成を示す回路図であ
る。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic circuit configuration of the present invention.

【図2】図1の回路について交流電源の正の半サイクル
での動作を説明するための回路図である。
FIG. 2 is a circuit diagram for explaining an operation of the circuit of FIG. 1 in a positive half cycle of an AC power supply.

【図3】図1の回路について交流電源の負の半サイクル
での動作を説明するための回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an operation of the circuit of FIG. 1 in a negative half cycle of an AC power supply.

【図4】本発明の他の回路構成を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing another circuit configuration of the present invention.

【図5】図4の回路について交流電源の正の半サイクル
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
5 is a circuit diagram for explaining an operation of outputting a rectangular wave in a positive half cycle of an AC power supply with respect to the circuit of FIG. 4;

【図6】図4の回路について交流電源の負の半サイクル
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
6 is a circuit diagram for explaining an operation of outputting a rectangular wave in the negative half cycle of the AC power supply in the circuit of FIG. 4;

【図7】図4の回路について交流電源の正の半サイクル
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
7 is a circuit diagram for explaining the operation of high-frequency output in the positive half cycle of the AC power supply for the circuit of FIG. 4;

【図8】図4の回路について交流電源の負の半サイクル
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
8 is a circuit diagram for explaining the operation of high-frequency output in the negative half cycle of the AC power supply for the circuit of FIG. 4;

【図9】本発明の一実施例を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention.

【図10】本発明の他の実施例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention.

【図11】従来例の回路構成を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional example.

【図12】図11の回路の電流経路を説明するための回
路図である。
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a current path of the circuit of FIG. 11;

【図13】他の従来例の回路構成を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a circuit configuration of another conventional example.

【図14】図13の回路の電流経路を説明するための回
路図である。
14 is a circuit diagram for explaining a current path of the circuit of FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

P 交流電源 DB 全波整流器 Q1〜Q4 スイッチング素子 LM インダクタ C 平滑コンデンサ Z 負荷回路 F フィルタ回路 D1 ダイオード D2 ダイオード P AC power supply DB Full-wave rectifier Q1 to Q4 Switching element LM Inductor C Smoothing capacitor Z Load circuit F Filter circuit D1 diode D2 diode

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H05B 41/24 H05B 41/24 K ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Agency reference number FI Technical display location H05B 41/24 H05B 41/24 K

Claims (14)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 逆方向通電経路を有する第1及び第2
のスイッチング素子の直列回路と、第3及び第4のスイ
ッチング素子の直列回路を順方向が一致するように平滑
コンデンサと並列に接続し、第1及び第2のダイオード
の直列回路を前記平滑コンデンサと逆並列に接続し、交
流電源の一端をフィルタ回路を介して第1及び第2のダ
イオードの接続点に接続し、交流電源の他端をフィルタ
回路を介して負荷回路とインダクタの各一端に接続し、
インダクタの他端を第1及び第2のスイッチング素子の
接続点に接続し、負荷回路の他端を第3及び第4のスイ
ッチング素子の接続点に接続して成ることを特徴とする
電源装置。
1. A first and a second power supply unit having a reverse current path.
A series circuit of the switching element and a series circuit of the third and fourth switching elements are connected in parallel with the smoothing capacitor so that the forward directions match, and a series circuit of the first and second diodes is connected to the smoothing capacitor. Connected in anti-parallel, one end of the AC power supply is connected to the connection point of the first and second diodes via the filter circuit, and the other end of the AC power supply is connected to each end of the load circuit and the inductor via the filter circuit And
A power supply device characterized in that the other end of the inductor is connected to a connection point between the first and second switching elements, and the other end of the load circuit is connected to a connection point between the third and fourth switching elements.
【請求項2】 前記負荷回路は誘導性負荷であること
を特徴とする請求項1記載の電源装置。
2. The power supply device according to claim 1, wherein said load circuit is an inductive load.
【請求項3】 前記誘導性負荷と並列に小容量キャパ
シタを接続したことを特徴とする請求項2記載の電源装
置。
3. The power supply device according to claim 2, wherein a small-capacity capacitor is connected in parallel with said inductive load.
【請求項4】 前記負荷回路とインダクタの各一端と
平滑コンデンサの両端との間にそれぞれ第3及び第4の
ダイオードを前記平滑コンデンサと逆極性となるように
接続したことを特徴とする請求項3記載の電源装置。
4. The semiconductor device according to claim 1, wherein third and fourth diodes are respectively connected between the load circuit and one end of the inductor and both ends of the smoothing capacitor so as to have the opposite polarity to that of the smoothing capacitor. 3. The power supply device according to 3.
【請求項5】 前記負荷回路は誘導性負荷であり、前
記負荷回路とインダクタの接続点と平滑コンデンサの両
端との間にそれぞれ第3及び第4のダイオードを前記平
滑コンデンサと逆極性となるように接続し、第3及び第
4のダイオードと並列にそれぞれ第1及び第2の小容量
キャパシタを接続したことを特徴とする請求項1記載の
電源装置。
5. The load circuit is an inductive load, and a third and a fourth diode are provided between the connection point of the load circuit and the inductor and both ends of the smoothing capacitor so as to have opposite polarities to the smoothing capacitor. 2. The power supply device according to claim 1, wherein the first and second small-capacitance capacitors are connected in parallel with the third and fourth diodes, respectively.
【請求項6】 前記誘導性負荷がインダクタと放電灯
の直列回路であることを特徴とする請求項2乃至5のい
ずれかに記載の電源装置。
6. The power supply device according to claim 2, wherein the inductive load is a series circuit of an inductor and a discharge lamp.
【請求項7】 前記放電灯は高圧放電灯であることを
特徴とする請求項6記載の電源装置。
7. The power supply device according to claim 6, wherein the discharge lamp is a high-pressure discharge lamp.
【請求項8】 第1と第4のスイッチング素子及び第
2と第3のスイッチング素子がそれぞれ対角方向に配置
されており、第1のスイッチング素子と第1のダイオー
ド及び第2のスイッチング素子と第2のダイオードはそ
れぞれ同じ側に配置されており、交流電源の極性が第1
のダイオードと第1のスイッチング素子及びインダクタ
を通る経路に電流を流し得る極性のときには、第2と第
3のスイッチング素子がオフ、第4のスイッチング素子
がオンで、第1のスイッチング素子が高周波でオン・オ
フされ、交流電源の極性が第2のダイオードと第2のス
イッチング素子及びインダクタを通る経路に電流を流し
得る極性のときには、第1と第4のスイッチング素子が
オフ、第3のスイッチング素子がオンで、第2のスイッ
チング素子が高周波でオン・オフされることを特徴とす
る請求項6又は7記載の電源装置。
8. A first switching element, a first diode, a second switching element, a first switching element, a second switching element, a second switching element, and a second switching element. The second diodes are respectively arranged on the same side, and the polarity of the AC power supply is the first.
When the polarity is such that current can flow in a path passing through the diode, the first switching element, and the inductor, the second and third switching elements are off, the fourth switching element is on, and the first switching element has a high frequency. The first and fourth switching elements are turned off and the third switching element is turned on and off when the polarity of the AC power supply is such that the current can flow in a path passing through the second diode, the second switching element, and the inductor. 8. The power supply device according to claim 6, wherein is turned on and the second switching element is turned on and off at a high frequency.
【請求項9】 逆方向通電経路を有する第1及び第2
のスイッチング素子の直列回路を第1及び第2の平滑コ
ンデンサの直列回路と並列に接続し、第1及び第2のダ
イオードの直列回路を第1及び第2の平滑コンデンサの
直列回路と逆並列に接続し、交流電源の一端をフィルタ
回路を介して第1及び第2のダイオードの接続点に接続
し、交流電源の他端をフィルタ回路を介して負荷回路と
インダクタの各一端に接続し、インダクタの他端を第1
及び第2のスイッチング素子の接続点に接続し、負荷回
路の他端を第1及び第2の平滑コンデンサの接続点に接
続して成ることを特徴とする電源装置。
9. A first and a second having a reverse conduction path.
Is connected in parallel with the series circuit of the first and second smoothing capacitors, and the series circuit of the first and second diodes is connected in anti-parallel with the series circuit of the first and second smoothing capacitors. Connecting one end of an AC power supply to a connection point of the first and second diodes via a filter circuit, and connecting the other end of the AC power supply to each end of a load circuit and an inductor via a filter circuit; The other end of the first
A power supply device connected to a connection point of the second switching element and the other end of the load circuit connected to a connection point of the first and second smoothing capacitors.
【請求項10】 第1のスイッチング素子と第2の平滑
コンデンサ及び第2のスイッチング素子と第1の平滑コ
ンデンサがそれぞれ対角方向に配置されており、第1の
スイッチング素子と第1のダイオード及び第2のスイッ
チング素子と第2のダイオードはそれぞれ同じ側に配置
されており、交流電源の極性が第1のダイオードと第1
のスイッチング素子及びインダクタを通る経路に電流を
流し得る極性のときには、第2のスイッチング素子がオ
フで、第1のスイッチング素子が高周波でオン・オフさ
れ、交流電源の極性が第2のダイオードと第2のスイッ
チング素子及びインダクタを通る経路に電流を流し得る
極性のときには、第1のスイッチング素子がオフで、第
2のスイッチング素子が高周波でオン・オフされること
を特徴とする請求項9記載の電源装置。
10. A first switching element and a second smoothing capacitor, and a second switching element and a first smoothing capacitor are respectively arranged diagonally, and the first switching element and the first diode and The second switching element and the second diode are arranged on the same side, respectively, and the polarities of the AC power supply are the first diode and the first diode.
The second switching element is turned off, the first switching element is turned on and off at a high frequency, and the polarity of the AC power supply is changed to the second diode and the second diode when the polarity is such that a current can flow in a path passing through the switching element and the inductor. 10. The device according to claim 9, wherein the first switching element is turned off and the second switching element is turned on and off at a high frequency when the polarity is such that a current can flow in a path passing through the second switching element and the inductor. Power supply.
【請求項11】 第1及び第2のスイッチング素子が交
流電源の極性に関係なく、高周波で交互にオン・オフさ
れることを特徴とする請求項9記載の電源装置。
11. The power supply device according to claim 9, wherein the first and second switching elements are alternately turned on and off at a high frequency regardless of the polarity of the AC power supply.
【請求項12】 前記負荷回路は誘導性負荷であり、前
記負荷回路とインダクタの接続点と、第1及び第2の平
滑コンデンサの直列回路の両端との間に、それぞれ第1
及び第2の小容量キャパシタを接続したことを特徴とす
る請求項9又は10又は11のいずれかに記載の電源装
置。
12. The load circuit is an inductive load, and a first circuit is provided between a connection point between the load circuit and an inductor and both ends of a series circuit of first and second smoothing capacitors.
12. The power supply device according to claim 9, wherein a second small-capacitance capacitor is connected to the power supply device.
【請求項13】 逆方向通電経路を有する第1及び第2
のスイッチング素子は、逆方向ダイオードを内蔵したF
ETであることを特徴とする請求項1乃至12のいずれ
かに記載の電源装置。
13. A first and a second having a reverse conduction path.
The switching element of F has a built-in reverse diode.
The power supply device according to any one of claims 1 to 12, wherein the power supply device is an ET.
【請求項14】 逆方向通電経路を有する第1及び第2
のスイッチング素子の直列回路と、第3及び第4のスイ
ッチング素子の直列回路を順方向が一致するように平滑
コンデンサと並列に接続し、第1及び第2のダイオード
の直列回路を前記平滑コンデンサと逆並列に接続し、交
流電源の一端をフィルタ回路を介して第1及び第2のダ
イオードの接続点に接続し、交流電源の他端をフィルタ
回路を介して負荷回路とインダクタの各一端に接続し、
インダクタの他端を第1及び第2のスイッチング素子の
接続点に接続し、負荷回路の他端を第3及び第4のスイ
ッチング素子の接続点に接続し、負荷回路とインダクタ
の接続点と平滑コンデンサの両端との間にそれぞれ第3
及び第4のダイオードを前記平滑コンデンサと逆極性と
なるように接続し、第3及び第4のダイオードと並列に
それぞれ第1及び第2の小容量キャパシタを接続して成
り、負荷回路はインダクタと放電灯の直列回路を含む誘
導性負荷であることを特徴とする電源装置。
14. A first and a second having a reverse conduction path.
A series circuit of the switching element and a series circuit of the third and fourth switching elements are connected in parallel with the smoothing capacitor so that the forward directions match, and a series circuit of the first and second diodes is connected to the smoothing capacitor. Connected in anti-parallel, one end of the AC power supply is connected to the connection point of the first and second diodes via the filter circuit, and the other end of the AC power supply is connected to each end of the load circuit and the inductor via the filter circuit And
The other end of the inductor is connected to the connection point between the first and second switching elements, the other end of the load circuit is connected to the connection point between the third and fourth switching elements, and the connection point between the load circuit and the inductor is smoothed. A third between each end of the capacitor
And the fourth diode are connected to have the opposite polarity to the smoothing capacitor, and the first and second small-capacitance capacitors are connected in parallel with the third and fourth diodes, respectively. A power supply device comprising an inductive load including a series circuit of discharge lamps.
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