JPH10271088A - Receiver - Google Patents
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- JPH10271088A JPH10271088A JP9075669A JP7566997A JPH10271088A JP H10271088 A JPH10271088 A JP H10271088A JP 9075669 A JP9075669 A JP 9075669A JP 7566997 A JP7566997 A JP 7566997A JP H10271088 A JPH10271088 A JP H10271088A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて信号を変調し
た直交周波数分割多重被被変調信号の受信装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal receiving apparatus which modulates a signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other.
【０００２】[0002]
【従来の技術】それぞれ周波数が異なる複数のキャリア
を用いてデータを変調した被変調信号を復調する復調装
置として、ヨーロッパで行われているＤＡＢ（Digital
AudioBroadcasting: デジタル音声放送）等で採用され
ているＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multi
plex：直交周波数分割多重) 被変調信号（以下単に、Ｏ
ＦＤＭ被変調信号と言う）の復調装置が提案されてい
る。2. Description of the Related Art As a demodulation device for demodulating a modulated signal obtained by modulating data using a plurality of carriers each having a different frequency, a DAB (Digital Signaling) system used in Europe is used.
AudioBroadcasting: OFDM (Orthogonal Frequency Division Multi) adopted in digital audio broadcasting, etc.
plex: orthogonal frequency division multiplex) Modulated signal (hereinafter simply referred to as O
An FDM modulated signal) demodulator has been proposed.
【０００３】このＯＦＤＭ変調は、周波数成分が互いに
直交関係にある多数のキャリアを用いる被変調信号で、
音声データ等のデータを符号化し、その符号化されたデ
ータを各キャリアに割り当てることによって、各キャリ
アを変調し、各被変調キャリアからなる周波数領域のデ
ジタル信号を、逆高速フーリエ変換することによって、
時間領域のデジタル信号に変換し、その時間領域のデジ
タル信号をＤ／Ａ変換するようにしている。復調側で
は、かかるＯＦＤＭ被変調信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ
／Ｄ変換された信号を高速フーリエ変換すれば、各キャ
リアに割り当てられた符号化されたデータが得られる。[0003] This OFDM modulation is a modulated signal using a large number of carriers whose frequency components are orthogonal to each other.
By encoding data such as audio data and assigning the encoded data to each carrier, each carrier is modulated, and a digital signal in the frequency domain consisting of each modulated carrier is inverse fast Fourier transformed.
The digital signal is converted into a digital signal in the time domain, and the digital signal in the time domain is D / A converted. On the demodulation side, the OFDM modulated signal is A / D converted,
If the / D-converted signal is subjected to fast Fourier transform, encoded data assigned to each carrier can be obtained.
【０００４】ＤＡＢにおけるＯＦＤＭ変調では、２ビッ
トデータに１つのキャリアを割り当てることによって、
各キャリアはＱＰＳＫ（Qaudrature Phase Sift Keyin
g: 直角位相偏移変調）変調されるので、この変調をＯ
ＦＤＭ−ＱＰＳＫと呼んでいる。In OFDM modulation in DAB, one carrier is assigned to 2-bit data,
Each carrier uses QPSK (Qaudrature Phase Shift Keyin)
g: quadrature phase shift keying) modulation.
Called FDM-QPSK.
【０００５】ＯＦＤＭ変調では、高速フーリエ変換のポ
イント数はキャリアの数に対応し、ＤＡＢ規格ではモー
ドによって数が異なり、モード１では１５３６、モード
２では３８４、モード３では１９２、モード４では７６
８である。従って、例えば、モード１の場合、ＯＦＤＭ
変調によって、２（ビット）×１５３６＝３０７２（ビ
ット）のデータの伝送が可能となる。この伝送単位をシ
ンボルと呼んでいる。又、モード１、２、４の場合は、
このシンボルが７６個集まったものがフレームと呼ば
れ、モード３の場合は、このシンボルが１５３個集まっ
たものがフレームと呼ばれる。尚、１フレーム内のシン
ボルの個数には、ヌルシンボルは入っていない。In the OFDM modulation, the number of points in the fast Fourier transform corresponds to the number of carriers, and the number differs depending on the mode in the DAB standard, 1536 in mode 1, 384 in mode 2, 192 in mode 3, and 76 in mode 4.
8 Therefore, for example, in mode 1, OFDM
The modulation allows transmission of 2 (bits) × 1536 = 3072 (bits) of data. This transmission unit is called a symbol. For modes 1, 2, and 4,
A set of 76 symbols is called a frame, and in the case of mode 3, a set of 153 symbols is called a frame. Note that the number of symbols in one frame does not include a null symbol.
【０００６】ＤＡＢ信号は、現在のところ、モード１、
２、３、４の信号が知られている。ＤＡＢ信号では、基
本周期として、Ｔ（＝１／２０４８ＭＨｚ＝０．４８８
２８sec ）が定められている。ここでは、モード１のＤ
ＡＢ信号を代表して図５に示す。図５では、この基本周
期Ｔと、時間とが併記されている。モード１のＤＡＢ信
号の１フレームは、１９６６０８Ｔ（＝９６ｍsec ）
で、継続時間が２６５６Ｔ（＝１．２９７ｍsec ）の１
個のヌルシンボル（シンボル番号ｌ＝０）と、それに続
く継続時間が共に２５５２Ｔ（＝１．２４６ｍsec ）の
７６個のシンボル（シンボル番号ｌ＝１〜７６）から構
成されている。The DAB signal is currently in mode 1,
Two, three and four signals are known. In the DAB signal, T (= 1/2048 MHz = 0.488) is used as the basic period.
28 sec). Here, D in mode 1
FIG. 5 shows a typical example of the AB signal. In FIG. 5, the basic period T and the time are shown together. One frame of the DAB signal in mode 1 is 196608T (= 96 msec)
And the duration is 2656T (= 1.297 msec)
It is composed of null symbols (symbol number l = 0) and 76 symbols (symbol numbers l = 1 to 76) each having a continuous duration of 2552T (= 1.246 msec).
【０００７】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルは、
それぞれその始めの部分の継続時間が５０４Ｔ（＝２４
６μsec ）のガードインターバルと、それに続く継続時
間が２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）の有効シンボルから構成
されている。シンボル番号ｌ＝１〜７６の各シンボルの
有効シンボルには、ｋ＝１５３６個の互いに周波数を異
にするマルチキャリアが含まれている。０で示されるキ
ャリアが中心周波数のキャリア（そのキャリアの周期が
Ｔである）、１５３６／２（＝７６６）で示されるキャ
リアが最高周波数のキャリア、−１５３６／２（＝−７
６６）で示されるキャリアが最低周波数のキャリアであ
る。１シンボルのデータ量は、１５３６波あり、そのデ
ータ量は１５３６×２ｂｉｔｓ、４８ＣＵ（キャパシテ
ィユニット）×６４ｂｉｔｓある。The symbols of symbol numbers l = 1 to 76 are
The duration of the first part is 504T (= 24
6 .mu.sec) and an effective symbol having a duration of 2048 T (= 1 msec). The effective symbol of each symbol having the symbol number 1 = 1 to 76 includes k = 1536 multicarriers having different frequencies. The carrier indicated by 0 is the carrier of the center frequency (the period of the carrier is T), the carrier indicated by 1536/2 (= 766) is the carrier of the highest frequency, and -1536/2 (= -7).
The carrier indicated by 66) is the carrier of the lowest frequency. The data amount of one symbol is 1536 waves, and the data amount is 1536 × 2 bits, 48 CU (capacity unit) × 64 bits.
【０００８】シンボル番号ｌ＝１〜７６のシンボルの全
体がＯＦＤＭ（オーソゴナルフリケンシディビジョンマ
ルチプレクス：直交周波数分割多重）シンボルと称され
ている。[0008] The entirety of the symbols with symbol numbers l = 1 to 76 is called an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) symbol.
【０００９】例えば、モード１の場合を例にとれば、シ
ンボル番号ｌ＝０のヌルシンボル、Ｉ＝１のシンボルは
ＴＦＰＲシンボル（時間周波数位相基準シンボル）とそ
れぞれ呼ばれ、これた２つのシンボルは、シンクロナイ
ゼイションチャンネル（同期チャンネル）と呼ばれてい
る。シンボル番号Ｉ＝２〜４はＦＩＣ｛ファスト（高
速）インフォメーションチャンネル｝と呼ばれ、ＦＩＣ
全体は１２個のＦＩＢ（ファストインフォメーションブ
ロック）に分割される。残りのシンボル番号ｌ＝５〜７
６は４つのＣＩＦ（コモンインターリーブドフレーム）
と呼ばれるものに分割される。For example, taking the case of mode 1 as an example, a null symbol with symbol number l = 0 and a symbol with I = 1 are called TFPR symbols (time frequency phase reference symbols), respectively. , Is called a synchronization channel (synchronization channel). Symbol numbers I = 2 to 4 are called FIC {fast (high-speed) information channel},
The whole is divided into 12 FIBs (fast information blocks). Remaining symbol number l = 5-7
6 is 4 CIFs (Common Interleaved Frame)
Is divided into what is called.
【００１０】ところで、ＤＡＢ信号の各シンボルの継続
時間はモードによって異なり、モード２の各シンボルの
継続時間はモード１の各シンボルの継続時間の１／４、
モード３の各シンボルの継続時間はモード１の各シンボ
ルの継続時間の１／８、モード４の各シンボルの継続時
間はモード１の各シンボルの継続時間の１／２である。The duration of each symbol of the DAB signal differs depending on the mode. The duration of each symbol in mode 2 is 1/4 of the duration of each symbol in mode 1,
The duration of each symbol in mode 3 is 1/8 of the duration of each symbol in mode 1, and the duration of each symbol in mode 4 is 1/2 of the duration of each symbol in mode 1.
【００１１】即ち、ヌルシンボルを除くシンボルの継続
時間は、モード１では上述したように、２５５２Ｔ（＝
１．２４６ｍsec ）であるが、モード２では６３８Ｔ
（＝２５５２Ｔ／４）｛＝３１２μsec （＝１．２４６
ｍsec ／４）｝、モード３では３１９Ｔ（＝２５５２Ｔ
／８）｛＝１５６μsec （＝１．２４６ｍsec ／
８）｝、モード４では１２７６Ｔ（＝２５５２Ｔ／２）
｛＝６２３μsec （＝１．２４６ｍsec ／２）｝であ
る。That is, in the mode 1, the duration of the symbol excluding the null symbol is 2552T (=
1.246 msec), but in mode 2, 638T
(= 2552T / 4) ｛= 312 μsec (= 1.246)
msec / 4)｝, 319T (= 2552T) in mode 3
/ 8) ｛= 156 μsec (= 1.246 msec /
8)｝, 1276T (= 2552T / 2) in mode 4
{= 623 μsec (= 1.246 msec / 2)}.
【００１２】又、ヌルシンボルを除くシンボル内の有効
シンボルの継続時間τ／ｎは、モード１では上述したよ
うに２０４８Ｔ（＝１ｍsec ）、モード２では５１２Ｔ
（＝２０４８Ｔ／４）｛＝２５Ｏμsec （＝１ｍsec ／
４）｝、モード３では２５６Ｔ（＝２０４８Ｔ／８）
｛＝１２５μsec （＝１ｍsec ／８）｝、モード４では
１０２４Ｔ（＝２０４８／２）｛＝５００μsec （１ｍ
sec ／２）｝である。The duration τ / n of an effective symbol in a symbol excluding a null symbol is 2048 T (= 1 msec) in mode 1 as described above, and 512 T in mode 2 as described above.
(= 2048T / 4) ｛= 250 μsec (= 1 msec /
4)｝, 256T (= 2048T / 8) in mode 3
｛= 125 μsec (= 1 msec / 8)｝, 1024T (= 2048/2) ｛= 500 μsec (1 m in mode 4)
sec / 2)｝.
【００１３】更に、ヌルシンボルを除くシンボル内のガ
ードインターバルの時間は、モード１では５０４Ｔ（＝
２４６μsec ）、モード２では１２６Ｔ（＝５０４Ｔ／
４）｛＝６１．５μsec （＝２４６μsec ／４）｝、モ
ード３では６３Ｔ（＝５０４Ｔ／８）｛＝３０．７５μ
sec （＝２４６μsec ／８）｝、モード４では２５２Ｔ
（＝５０４Ｔ／２）｛＝１２３μsec （＝２４６μsec
／２）｝である。Further, in the mode 1, the guard interval time in the symbol excluding the null symbol is 504T (=
246 μsec), 126 T (= 504 T /
4) {= 61.5 μsec (= 246 μsec / 4)}, 63T (= 504T / 8)} = 30.75 μ in mode 3
sec (= 246 μsec / 8)｝, 252T in mode 4
(= 504T / 2) ｛= 123 μsec (= 246 μsec)
/ 2)｝.
【００１４】以下に、図３及び図４を参照して、従来の
デジタル音声放送（ＤＡＢ）受信機について説明する。
図３はＤＡＢ受信機の大まかな回路構成を示し、図４は
そのＤＡＢ受信機の詳細な回路構成を示す。図３を参照
するに、受信アンテナ１によって受信された１．４ＧＨ
ｚ帯の高周波受信信号が、Ｌバンドコンバータ２に供給
されて、２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号に周波数変換
された後、フロントエンド１１に供給される。Ｌバンド
コンバータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受
信アンテナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号が、フロントエンド１１に供給されて、中間周波
信号に周波数変換される。この中間周波信号は、チャン
ネルデコーダ２９に供給されてデコードされる。A conventional digital audio broadcast (DAB) receiver will be described below with reference to FIGS.
FIG. 3 shows a rough circuit configuration of the DAB receiver, and FIG. 4 shows a detailed circuit configuration of the DAB receiver. Referring to FIG. 3, the 1.4 GH received by the receiving antenna 1
The z-band high-frequency reception signal is supplied to the L-band converter 2, frequency-converted into a 200-MHz band high-frequency reception signal, and then supplied to the front end 11. A 200-MHz band high-frequency signal from the L-band converter 2 or a 79 to 200-MHz band high-frequency reception signal from the receiving antenna 10 is supplied to the front end 11 and frequency-converted into an intermediate frequency signal. This intermediate frequency signal is supplied to the channel decoder 29 and decoded.
【００１５】チャンネルデコーダ２９からのデコード出
力は、ソースデコーダ３８に供給されてデコードされ、
これよりデジタル音声信号が得られる。又、チャンネル
デコーダ２９からのデコード出力は、データデコーダ３
９に供給されてデコードされ、これよりデジタル音声信
号以外のデータが得られる。ソースデコーダ３８からの
デジタル音声信号は、Ｄ／Ａ変換器４０に供給されてア
ナログ音声信号に変換され、そのアナログ音声信号が低
周波増幅器４１を通じてスピーカ４２に供給される。A decode output from the channel decoder 29 is supplied to a source decoder 38 and decoded.
Thus, a digital audio signal is obtained. The decoded output from the channel decoder 29 is output from the data decoder 3.
9 and is decoded, whereby data other than the digital audio signal is obtained. The digital audio signal from the source decoder 38 is supplied to a D / A converter 40 and converted into an analog audio signal. The analog audio signal is supplied to a speaker 42 through a low-frequency amplifier 41.
【００１６】システム制御装置４３はフロントエンド１
１、チャンネルデコーダ２９、ソースデコーダ３８及び
データデコーダ３９を制御する。The system control unit 43 includes the front end 1
1. Control the channel decoder 29, source decoder 38 and data decoder 39.
【００１７】図４を参照するに、Ｌバンドコンバータ２
では、受信アンテナ１よりの１．４ＧＨｚ帯の高周波受
信信号が、高周波増幅器３に供給されて増幅され、その
増幅出力が可変利得増幅器４に供給されて増幅される。
この可変利得増幅器４の利得は、ＡＧＣ（自動利得制御
器）６よりの制御信号によって制御される。可変利得増
幅器４よりの高周波信号が周波数変換器５に供給され
る。基準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信
号がＰＬＬ（フェーズロックドループ）回路７に供給さ
れ、ＰＬＬ回路７よりの周波数制御信号がＶＣＯ（電圧
制御発振器）８に供給され、ＶＣＯ８よりの１．２ＧＨ
ｚの局部発振信号が周波数変換器５に供給されて、可変
利得増幅器４から周波数変換器５に供給される１．４Ｇ
Ｈｚ帯の高周波信号が、２００ＭＨｚ帯の高周波信号に
周波数変換される。この２００ＭＨｚ帯の高周波受信信
号がＡＧＣ６に供給されて、可変利得増幅器４に供給さ
れる利得制御信号が生成される。Referring to FIG. 4, an L-band converter 2
In this example, a 1.4 GHz band high frequency reception signal from the reception antenna 1 is supplied to a high frequency amplifier 3 and amplified, and the amplified output is supplied to a variable gain amplifier 4 and amplified.
The gain of the variable gain amplifier 4 is controlled by a control signal from an AGC (automatic gain controller) 6. The high frequency signal from the variable gain amplifier 4 is supplied to the frequency converter 5. A 17.92 MHz reference oscillation signal from a reference oscillator 9 is supplied to a PLL (phase locked loop) circuit 7, a frequency control signal from the PLL circuit 7 is supplied to a VCO (voltage controlled oscillator) 8, and a signal from the VCO 8. 2GH
The local oscillation signal of z is supplied to the frequency converter 5 and supplied to the frequency converter 5 from the variable gain amplifier 4.
A high frequency signal in the Hz band is frequency-converted into a high frequency signal in the 200 MHz band. The 200 MHz band high frequency reception signal is supplied to the AGC 6, and a gain control signal supplied to the variable gain amplifier 4 is generated.
【００１８】フロントエンド１１では、Ｌバンドコンバ
ータ２からの２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は受信アン
テナ１０からの７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号
が、バンドパスフィルタ１３に供給されて、２００ＭＨ
ｚ帯の高周波信号又は７９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受
信信号のうちの希望波受信信号が濾波され、その出力信
号が、可変利得増幅器１４に供給されて増幅される。こ
の可変利得増幅器１４はＡＧＣ１６よりの利得制御信号
によって利得が制御される。この可変利得増幅器１４の
増幅出力は、ヌル検出器１７及び周波数変換器１９に供
給される。ヌル検出器１７では、フレームからヌルシン
ボルが検出され、そのヌルシンボルに基づいて、出力端
子Ｔ２に時間同期信号が出力され、この時間同期信号は
フレーム同期発生器３３に供給されて同期が掛けられ
る。又、可変利得増幅器１４よりの高周波信号がＡＧＣ
１６に供給されて、利得制御信号が生成される。In the front end 11, a 200 MHz band high frequency signal from the L band converter 2 or a 79 to 200 MHz band high frequency reception signal from the receiving antenna 10 is supplied to the band pass filter 13, and the 200 MHz band
The desired wave reception signal of the z-band high-frequency signal or the 79-200 MHz band high-frequency reception signal is filtered, and the output signal is supplied to the variable gain amplifier 14 and amplified. The gain of the variable gain amplifier 14 is controlled by a gain control signal from the AGC 16. The amplified output of the variable gain amplifier 14 is supplied to a null detector 17 and a frequency converter 19. The null detector 17 detects a null symbol from the frame, outputs a time synchronization signal to the output terminal T2 based on the null symbol, and supplies the time synchronization signal to the frame synchronization generator 33 for synchronization. . The high frequency signal from the variable gain amplifier 14 is AGC
16 to generate a gain control signal.
【００１９】基準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基
準発振信号がＰＬＬ回路２０に供給される。ＰＬＬ回路
２０よりの周波数制御信号はＶＣＯ（電圧制御発振器）
２２に供給される。このＰＬＬ回路２０は、システム制
御装置４３から入力端子Ｔ１に供給される選局制御信号
によって、その周波数制御信号が制御され、即ち、ＶＣ
Ｏの２２の発振周波数が選局周波数に応じて制御され
る。ＶＣＯ２２よりの局部発振信号が周波数変換器１９
に供給されて、バンドパスフィルタ１５から周波数変換
器１９に供給される２００ＭＨｚ帯の高周波信号又は７
９〜２００ＭＨｚ帯の高周波受信信号が、３８．９１２
ＭＨｚ帯の第１中間周波信号に周波数変換される。A 17.92 MHz reference oscillation signal from the reference oscillator 9 is supplied to the PLL circuit 20. The frequency control signal from the PLL circuit 20 is a VCO (voltage controlled oscillator)
22. The frequency control signal of the PLL circuit 20 is controlled by a channel selection control signal supplied from the system control device 43 to the input terminal T1, that is, VC
The oscillation frequency of O 22 is controlled according to the tuning frequency. The local oscillation signal from the VCO 22 is
And a 200 MHz band high-frequency signal or 7 supplied from the band-pass filter 15 to the frequency converter 19.
The high frequency reception signal in the 9 to 200 MHz band is 38.912.
The frequency is converted to a first intermediate frequency signal in the MHz band.
【００２０】周波数変換器１９よりの第１中間周波数信
号は、帯域通過中心周波数が３８．９１２ＭＨｚの表面
弾性波バンドパスフィルタ２３を通じて、可変利得増幅
器２４に供給されて増幅される。この可変利得増幅器２
４はＡＧＣ２８からの利得制御信号によって利得が制御
される。尚、このＡＧＣ２８では、１フレーム中のＭ個
のキャリアのうち、所定基準レベル以上のものが所定個
数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の利得を下
げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器２４の利
得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得を制御す
る。可変利得増幅器２４よりの３８．９１２ＭＨｚ帯の
第１中間周波信号が周波数変換器２５に供給される。基
準発振器９よりの１７．９２ＭＨｚの基準発振信号が、
２逓倍回路２６に供給されて２逓倍され、これより得ら
れた３５．８４ＭＨｚの局部発振信号が、周波数変換器
２５に供給されて、可変利得増幅器２４から周波数変換
器２５に供給される３８．９１２ＭＨｚの第１の中間周
波信号が、周波数が３．０７２ＭＨｚの第２の中間周波
信号に周波数変換される。この第２の中間周波数信号
が、帯域通過中心周波数が３．０７２ＭＨｚのバンドパ
スフィルタ２７を通じて、ＡＧＣ２８に供給されて、可
変利得増幅器２４の利得を制御する利得制御信号が生成
される。The first intermediate frequency signal from the frequency converter 19 is supplied to a variable gain amplifier 24 through a surface acoustic wave band-pass filter 23 having a band pass center frequency of 38.912 MHz, and is amplified. This variable gain amplifier 2
4 has a gain controlled by a gain control signal from the AGC 28. In the AGC 28, the gain of the variable gain amplifier 24 is reduced when the number of carriers equal to or higher than the predetermined reference level is equal to or higher than the predetermined number m among the M carriers in one frame. The gain of the variable gain amplifier 24 is controlled so as to increase the gain of the gain amplifier 24. The first intermediate frequency signal in the 38.912 MHz band from the variable gain amplifier 24 is supplied to the frequency converter 25. The reference oscillation signal of 17.92 MHz from the reference oscillator 9 is
38. A local oscillation signal of 35.84 MHz obtained by being supplied to the doubling circuit 26 and being multiplied by 2 to be obtained is supplied to the frequency converter 25 and supplied from the variable gain amplifier 24 to the frequency converter 25. The first intermediate frequency signal of 912 MHz is frequency-converted into a second intermediate frequency signal having a frequency of 3.072 MHz. The second intermediate frequency signal is supplied to an AGC 28 through a band pass filter 27 having a band pass center frequency of 3.072 MHz, and a gain control signal for controlling the gain of the variable gain amplifier 24 is generated.
【００２１】チャンネルデコーダ２９では、フロントエ
ンド１１のバンドパスフィルタ２７よりの第２中間周波
信号（ベースバンドのＯＦＤＭ被変調信号）が、Ａ／Ｄ
変換器３０に供給されてデジタルデータ、即ち、デジタ
ルＯＦＤＭ被変調信号に変換される。このデジタルデー
タがバンドパスフィルタ（隣接チャンネルのデジタルデ
ータを除去するためのフィルタ）３１を通じて、デジタ
ルＩ／Ｑ復調器３２及びフレーム同期発生器３３に供給
される。Ｉ／Ｑ復調器３２からは実数部データ及び虚数
部データが得られ、これらデータがＡＦＣ（自動周波数
制御回路）３４に供給される。In the channel decoder 29, the second intermediate frequency signal (baseband OFDM modulated signal) from the bandpass filter 27 of the front end 11 is converted into an A / D signal.
The data is supplied to the converter 30 and converted into digital data, that is, a digital OFDM modulated signal. The digital data is supplied to a digital I / Q demodulator 32 and a frame synchronization generator 33 through a band-pass filter (filter for removing digital data of an adjacent channel) 31. Real part data and imaginary part data are obtained from the I / Q demodulator 32, and these data are supplied to an AFC (automatic frequency control circuit).
【００２２】ＡＦＣ３４によって周波数制御された時系
列の実数部データ及び虚数部データは、フレーム同期発
生器３３よりのフレーム同期信号と共に、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）回路３５に供給される。ＦＦＴ回路３５
は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）３５ａ及びその次段
の差動復号器３５ｂから構成される。ＦＦＴ３５ａから
デジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号θが得ら
れ、これらデジタルレベル信号ｒ及びデジタル位相信号
θが差動復号器３５ｂに供給されて差動復号されて、デ
ジタル差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δ
θが得られ、そのうちデジタル差動位相信号Δθのみ
が、ビタビ復調器３７に供給されてビタビ復調される。The time-series real part data and imaginary part data frequency-controlled by the AFC 34 are supplied to an FFT (Fast Fourier Transform) circuit 35 together with a frame synchronization signal from a frame synchronization generator 33. FFT circuit 35
Is composed of an FFT (Fast Fourier Transformer) 35a and a differential decoder 35b at the next stage. A digital level signal r and a digital phase signal θ are obtained from the FFT 35a, and the digital level signal r and the digital phase signal θ are supplied to the differential decoder 35b and differentially decoded, and the digital differential level signal Δr and the digital difference Dynamic phase signal Δ
is obtained, and only the digital differential phase signal Δθ is supplied to the Viterbi demodulator 37 and Viterbi demodulated.
【００２３】ビタビ復調器３７の出力は、ソースデコー
ダ３８及びデータデコーダ３９に供給される。ＤＳＰ
（デジタルシグナルプロセッサ）３６は、ＦＦＴ回路３
５及びビタビ復調器３７における必要な演算を行ってい
る。ＦＦＴ３５ａでは、各キャリアの位相及び振幅の演
算を、ＤＳＰ３６の助けを借りて行っている。ＤＳＰ３
６及びビタビ復調器３７には、システム制御装置４３か
ら入力端子Ｔ３を通じて供給される、モードに応じたフ
レームの長さ及びキャリアの数を示す指示信号が供給さ
れる。The output of the Viterbi demodulator 37 is supplied to a source decoder 38 and a data decoder 39. DSP
(Digital signal processor) 36 is an FFT circuit 3
5 and necessary calculations in the Viterbi demodulator 37. The FFT 35a calculates the phase and amplitude of each carrier with the help of the DSP 36. DSP3
6 and the Viterbi demodulator 37 are supplied from the system controller 43 via the input terminal T3 with an instruction signal indicating the frame length and the number of carriers according to the mode.
【００２４】ソースデコーダ３８は、順次縦続接続され
た周波数デインターリーブ回路、時間デインターリーブ
回路、エラー訂正回路から構成される。ソースデコーダ
３８からはデジタル音声信号が出力され、そのデジタル
音声信号はＤ／Ａ変換器４０に供給されてアナログ音声
信号に変換され、その音声信号が低周波増幅器４１を通
じてスピーカ４２に供給される。The source decoder 38 comprises a frequency deinterleave circuit, a time deinterleave circuit, and an error correction circuit which are sequentially connected in cascade. A digital audio signal is output from the source decoder 38, and the digital audio signal is supplied to a D / A converter 40 to be converted into an analog audio signal, and the audio signal is supplied to a speaker 42 through a low-frequency amplifier 41.
【００２５】データデコーダ３９からは、例えば、音楽
のタイトル、アーティスト名、歌詞等の音楽に関するデ
ータ、ニュース、交通情報、静止画等のデータが出力さ
れる。The data decoder 39 outputs music-related data such as music titles, artist names, lyrics, and the like, news, traffic information, and still images.
【００２６】[0026]
【発明が解決しようとする課題】図４について説明した
従来のＤＡＢ受信機には、次のような欠点があった。図
４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１には、高周波受
信信号の供給される可変利得増幅器１４及びその利得を
制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６からなる高周波
受信信号に対する第１の自動利得制御手段と、中間周波
信号（第１の中間周波信号）の供給される可変利得増幅
器２４及びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧ
Ｃ）２８からなる中間周波信号（第１の中間周波信号）
に対する第２の自動利得制御手段が設けられている。The conventional DAB receiver described with reference to FIG. 4 has the following disadvantages. The front end 11 of the DAB receiver shown in FIG. 4 includes a variable gain amplifier 14 to which a high frequency reception signal is supplied, and an automatic gain controller (AGC) 16 for controlling the gain. Means, a variable gain amplifier 24 supplied with an intermediate frequency signal (first intermediate frequency signal), and an automatic gain controller (AG) for controlling the gain thereof.
C) Intermediate frequency signal consisting of 28 (first intermediate frequency signal)
Is provided with a second automatic gain control means.
【００２７】かかる第１及び第２の自動利得制御手段の
応答速度を高速にすると、周波数成分が互いに直交関係
にある複数のキャリアを用いて情報信号が変調されてな
る直交周波数分割多重被変調信号のフレームのヌルシン
ボル期間や、フェージングやマルチパスによるヌルシン
ボル期間以外のシンボル期間のキャリアのレベル低下部
分で、第１及び第２の自動利得制御手段の各可変利得増
幅器の利得が急激に高くなり、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎが極端に低下したり、ノイズが不必要に
増幅されたりする。When the response speed of the first and second automatic gain control means is increased, an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other. The gains of the variable gain amplifiers of the first and second automatic gain control means suddenly increase in a portion where the carrier level is lowered in the null symbol period of the frame of the second frame or a symbol period other than the null symbol period due to fading or multipath. In addition, the S / N of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is extremely reduced, and noise is unnecessarily amplified.
【００２８】又、図４のチャンネルデコーダ２９におい
て、ＦＦＴ回路３５の差動復号器３５ｂよりのデジタル
差動位相信号Δθが、チャンネルデコーダ（復調装置）
２９の復調出力となるが、直交周波数分割多重被変調信
号のフレームのヌルシンボル期間以外のシンボル期間の
キャリアのレベルが、第１及び第２の自動利得制御手段
の各可変利得増幅器によって、大幅に増幅されると、チ
ャンネルデコーダ（復調装置）２９の復調出力であるデ
ジタル差動位相信号が大きく歪んでしまう。In the channel decoder 29 of FIG. 4, the digital differential phase signal Δθ from the differential decoder 35b of the FFT circuit 35 is converted to a channel decoder (demodulator).
Although the demodulated output is 29, the level of the carrier in a symbol period other than the null symbol period of the frame of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is significantly increased by the respective variable gain amplifiers of the first and second automatic gain control means. If amplified, the digital differential phase signal which is the demodulated output of the channel decoder (demodulator) 29 will be greatly distorted.
【００２９】かかる点に鑑み、本発明は、周波数成分が
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした復調装置を有する受信装置において、第１
及び第２の自動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器
の利得の急激な上昇による、直交周波数分割多重被変調
信号のフレームのヌルシンボルの期間における高速フー
リエ変換手段よりのノイズの発生を軽減することのでき
るものを提案しようとするものである。In view of the above, the present invention provides a first orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other. Automatic gain control means and its first
Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the automatic gain control means, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. A front end including automatic gain control means and null detection means for detecting a null symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal; and an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the front end second automatic gain control means. A / D conversion means for A / D-converting the intermediate frequency signal, time synchronizing signal generating means for supplying a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the A / D conversion means, and digital orthogonal frequency division multiplexing. An automatic frequency control means to which the modulated signal is supplied, and an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal and an automatic frequency controlled by the automatic frequency control means. And a fast Fourier transform means for time synchronization signal from the time synchronization signal generating means is supplied, the receiver including a demodulator for digital information signal so as to obtain from the fast Fourier transform means, first
And reducing the generation of noise from the fast Fourier transform means during the null symbol period of the frame of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal due to the rapid increase in the gain of the variable gain amplifier of each of the second automatic gain control means. They try to suggest what they can do.
【００３０】又、本発明は、かかる前提となる受信装置
において、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
ものを提案しようとするものであ。Further, the present invention is directed to a receiving apparatus on which the distortion of a digital information signal which is a demodulated output from the fast Fourier transform means due to a decrease in S / N of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is described. It is intended to propose something that can be reduced.
【００３１】[0031]
【課題を解決するための手段】本発明は、周波数成分が
互いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号
が変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信
信号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１
の自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信
号の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波
数変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間
周波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交
周波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出す
るヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、その
フロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周
波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換さ
れるＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジ
タル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同
期信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調
信号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波
数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割
多重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同
期信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、そ
の高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られ
るようにした受信装置において、ヌル検出器によってヌ
ルシンボル期間が検出されたときは、そのヌル検出器よ
りの検出出力によって、第１及び第２の自動利得制御手
段の応答速度を低速に制御するようにしたものである。SUMMARY OF THE INVENTION According to the present invention, there is provided a first method for supplying a received signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other. Automatic gain control means, and its first
Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the automatic gain control means, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. A front end including automatic gain control means and null detection means for detecting a null symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal; and an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the front end second automatic gain control means. A / D conversion means for A / D-converting the intermediate frequency signal, time synchronizing signal generating means for supplying a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the A / D conversion means, and digital orthogonal frequency division multiplexing. An automatic frequency control means to which the modulated signal is supplied, and an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal and an automatic frequency controlled by the automatic frequency control means. A fast Fourier transforming means to which a time synchronizing signal is supplied from a time synchronizing signal generating means, wherein a null symbol period is detected by a null detector in a receiving apparatus in which a digital information signal is obtained from the fast Fourier transforming means. When this is done, the response speed of the first and second automatic gain control means is controlled to be low based on the detection output from the null detector.
【００３２】かかる本発明によれば、第１及び第２の自
動利得制御手段それぞれの可変利得増幅器の利得の急激
な上昇による、直交周波数分割多重被変調信号のフレー
ムのヌルシンボルの期間における高速フーリエ変換手段
よりのノイズの発生を軽減することができる。According to the present invention, the fast Fourier transform in the null symbol period of the frame of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal due to the rapid increase in the gain of the variable gain amplifier of each of the first and second automatic gain control means. Generation of noise from the conversion means can be reduced.
【００３３】[0033]
【発明の実施の形態】以下に、図１を参照して、本発明
の実施例を詳細に説明する。図１のＤＡＢ受信機（受信
装置）の大部分の構成は、図４と同様なので、図１にお
いて、図４と対応する部分には同一符号を付して、重複
説明を省略し、図４と異なる部分を説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to FIG. Since most of the configuration of the DAB receiver (receiving device) of FIG. 1 is the same as that of FIG. 4, the same reference numerals are given to the portions corresponding to FIG. 4 in FIG. The differences from the description will be described.
【００３４】図１のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１
には、図４のＤＡＢ受信機のフロントエンド１１と同様
に、高周波受信信号の供給される可変利得増幅器１４及
びその利得を制御する自動利得制御器（ＡＧＣ）１６か
らなる高周波受信信号に対する第１の自動利得制御手段
と、中間周波信号（第１の中間周波信号）の供給される
可変利得増幅器２４及びその利得を制御する自動利得制
御器（ＡＧＣ）２８からなる中間周波信号（第１の中間
周波信号）に対する第２の自動利得制御手段が設けられ
ている。The front end 11 of the DAB receiver shown in FIG.
As in the front end 11 of the DAB receiver shown in FIG. 4, a first high-frequency reception signal for a high-frequency reception signal including a variable gain amplifier 14 to which a high-frequency reception signal is supplied and an automatic gain controller (AGC) 16 for controlling the gain is provided. , An intermediate frequency signal (first intermediate frequency signal) comprising a variable gain amplifier 24 supplied with an intermediate frequency signal (first intermediate frequency signal) and an automatic gain controller (AGC) 28 for controlling the gain thereof. Frequency signal) is provided.
【００３５】これらＡＧＣ１６、２８はそれぞれ可変イ
ンピーダンス手段を備え、それぞれ可変利得増幅器１
４、２４の帰還回路を構成する。これらＡＧＣ１６、２
８は、それぞれ可変時定数回路を備え、その可変時定数
回路の時定数を小さくすると、応答速度が高速となり、
大きくすると、応答速度が低速になるように構成されて
いる。Each of these AGCs 16 and 28 has variable impedance means,
4, 24 feedback circuits are formed. These AGC 16, 2
8 has a variable time constant circuit, and when the time constant of the variable time constant circuit is reduced, the response speed becomes high,
The configuration is such that the response speed becomes lower as the value is increased.
【００３６】先ず、これらＡＧＣ１６、２８の可変時定
数回路は、ヌル検出器１７の検出出力によって、その時
定数が制御され、周波数成分が互いに直交関係にある複
数のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周
波数分割多重被変調信号の各フレームのヌルシンボル期
間では、時定数が大きくされて、応答速度が低速になさ
れ、ヌルシンボル期間以外では、時定数が小さくされ
て、応答速度が高速になされる。この場合、あるフレー
ムでヌルシンボルの期間が検出されても、ＡＧＣ１６、
２８の可変時定数回路の時定数が大きくされるのは、次
のフレームのヌルシンボルの期間である。First, the time constants of the variable time constant circuits of the AGCs 16 and 28 are controlled by the detection output of the null detector 17, and the information signal is modulated using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other. In the null symbol period of each frame of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal, the time constant is increased, and the response speed is reduced. In other than the null symbol period, the time constant is reduced, and the response speed is increased. Done. In this case, even if a null symbol period is detected in a certain frame, AGC16,
The time constant of the variable time constant circuit 28 is increased during the null symbol period of the next frame.
【００３７】チャンネルデコーダ２９のＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）回路３５は、デジタルレベル信号ｒ及びデ
ジタル位相信号θの得られるＦＦＴ（高速フーリエ変換
器）３５ａ及びそのＦＦＴ３５ａよりのデジタルレベル
信号ｒ及びデジタル位相信号θが供給されて、デジタル
差動レベル信号Δｒ及びデジタル差動位相信号Δθが出
力される差動復号器３５ｂから構成されている。The FFT (Fast Fourier Transform) circuit 35 of the channel decoder 29 is provided with an FFT (Fast Fourier Transformer) 35a for obtaining a digital level signal r and a digital phase signal θ, and a digital level signal r and a digital phase signal from the FFT 35a. The differential decoder 35b is supplied with θ and outputs a digital differential level signal Δr and a digital differential phase signal Δθ.
【００３８】しかして、ＦＦＴ３５ａ及び差動復号器３
５ｂ間に、ＦＦＴ３５ａからのデジタルレベル信号を増
幅するデジタル可変利得増幅器６２を設ける。デジタル
可変利得増幅器６２から出力される増幅されたデジタル
レベル信号が供給され、その増幅されたデジタルレベル
信号のフレーム毎の平均レベルに応じて、その平均レベ
ルが所定基準レベルより高いときは、利得を高くし、そ
の平均レベルが所定基準レベル以下のときは、利得を低
くする自動利得信号を、デジタル可変利得増幅器６２に
供給するデジタル自動利得制御器（ＡＧＣ）６１を設け
る。このＡＧＣ６１は、フロントエンド１１のＡＧＣ１
６、２８の応答速度をも制御する。Thus, the FFT 35a and the differential decoder 3
5b, a digital variable gain amplifier 62 for amplifying the digital level signal from the FFT 35a is provided. An amplified digital level signal output from the digital variable gain amplifier 62 is supplied, and when the average level is higher than a predetermined reference level according to the average level of each frame of the amplified digital level signal, the gain is increased. A digital automatic gain controller (AGC) 61 for supplying an automatic gain signal for decreasing the gain to a digital variable gain amplifier 62 when the average level is higher than a predetermined reference level. This AGC 61 is the AGC 1 of the front end 11.
It also controls the response speed of 6, 28.
【００３９】可変利得増幅器６２よりのデジタルレベル
信号ｒのレベルが所定基準レベル以下のときは、ＡＧＣ
６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧＣ１６、２
８の可変時定数回路の時定数を大きくして応答速度を低
速にし、デジタルレベル信号のレベルが所定基準レベル
を越えるときは、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号に
よって、ＡＧＣ１６、２８の可変時定数回路の時定数を
小さくして応答速度を高速にする。When the level of the digital level signal r from the variable gain amplifier 62 is lower than a predetermined reference level, the AGC
AGC 16, 2,
8, the response time is reduced by increasing the time constant of the variable time constant circuit of FIG. 8, and when the level of the digital level signal exceeds a predetermined reference level, the variable time constant circuits of the AGCs 16 and 28 are controlled by the automatic gain control signal from the AGC 61. The response time is increased by reducing the time constant of
【００４０】図２Ｂに示すように、フージングやマルチ
パスによって、複数のキャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ
3 、…………、ｒ(M-1) 、ｒM 間に大きな差があるとき
は、ＡＧＣ２８によって、可変利得増幅器２４の利得下
げるようにする。即ち、このＡＧＣ２８では、１フレー
ム中のＭ個のキャリアのうち、所定基準レベル以上のも
のが所定個数ｍ以上あるととき、可変利得増幅器２４の
利得を下げ、所定個数ｍ未満のときは、可変利得増幅器
２４の利得を上げるように、可変利得増幅器２４の利得
を制御する。又、１フレーム中のＭ個のキャリアのう
ち、所定基準レベル以上のものが所定個数ｍ未満のとき
は、ＡＧＣ６１よりの自動利得制御信号によって、ＡＧ
Ｃ１６、２８の可変時定数回路の時定数を大きくして、
応答速度を低速するにする。因み、図２Ａは、複数のキ
ャリアのレベルｒ1 、ｒ2 、ｒ3 、…………、
ｒ(M-1) 、ｒM が揃っている場合を示す。尚、Ｍは、モ
ード１の直交周波数分割多重被変調信号の場合、１５３
６である。As shown in FIG. 2B, the levels of a plurality of carriers r 1 , r 2 , r
3. When there is a large difference between r (M-1) and r M , the gain of the variable gain amplifier 24 is reduced by the AGC 28. That is, the AGC 28 lowers the gain of the variable gain amplifier 24 when the number of carriers equal to or higher than the predetermined reference level is equal to or higher than the predetermined number m among the M carriers in one frame. The gain of the variable gain amplifier 24 is controlled so as to increase the gain of the gain amplifier 24. When the number of carriers having a level equal to or higher than a predetermined reference level among the M carriers in one frame is smaller than a predetermined number m, the AGC 61 outputs an automatic gain control signal.
By increasing the time constant of the variable time constant circuit of C16 and C28,
Decrease the response speed. FIG. 2A shows a plurality of carrier levels r 1 , r 2 , r 3 ,...
This shows a case where r (M−1) and r M are complete. Note that M is 153 in the case of a mode 1 orthogonal frequency division multiplexed modulated signal.
6.
【００４１】差動復号器３５ｂ及びビタビ復号器３７間
に掛算器６３設ける。そして、この掛算器６３によっ
て、差動復号器３５ｂよりの複数のキャリアのうちの任
意のキャリアのデジタル差動位相レベルΔθに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル
以上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレ
ベルｒt 、１シンボル周期Ｔ前のデジタルレベルｒt-T
及び定数を掛け算してビタビ復調器３７に供給し、その
任意のキャリアのデジタルレベルｒが所定基準レベル未
満のときは、０レベルを掛け算して、ビタビ復調器３７
に供給する。A multiplier 63 is provided between the differential decoder 35b and the Viterbi decoder 37. When the digital level r of an arbitrary carrier is equal to or more than a predetermined reference level with respect to the digital differential phase level Δθ of an arbitrary carrier among the plurality of carriers from the differential decoder 35b, , The current digital level r t of that carrier, the digital level r tT one symbol period T ago
Is multiplied by a constant and supplied to the Viterbi demodulator 37. If the digital level r of any carrier is lower than a predetermined reference level, the digital level r is multiplied by 0 to obtain a Viterbi demodulator 37.
To supply.
【００４２】これを図２Ｃを参照して、具体的に説明す
る。図２Ｃは、差動復号器３５ｂより出力されるデジタ
ル差動レベルΔｒ及びデジタル差動位相Δθを、直交
Ｉ、Ｑ座標上の原点Ｏから、第１、第２、第３及び第４
象限の点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に向かうベクトルで表
し、それぞれのベクトルの長さ及び角度をそれぞれΔｒ
１〜Δｒ４及びΔθ１〜Δθ４で表したものである。こ
れらの点Ｐ１〜Ｐ４が、半径が１の円周上にあり、即
ち、Δｒ１〜Δｒ４が共に１となり、且つ、Δθ１、Δ
θ２、Δθ３及びΔθが、それぞれπ／４、３π／
４、、−３π／４、−π／４のときは、原点Ｏから点Ｐ
１〜Ｐ４に向かうベクトルは基準値（０，０）、（０，
１）、（１，１）、（１，０）を示すものとする。そし
て、基準値（０，０）、（０，１）、（１，１）、
（１，０）におけるデジタル差動位相メトリックをそれ
ぞれ７、０、−７、０とする。This will be specifically described with reference to FIG. 2C. FIG. 2C shows that the digital differential level Δr and the digital differential phase Δθ output from the differential decoder 35b are changed from the origin O on the orthogonal I and Q coordinates to the first, second, third and fourth positions.
Represented by vectors heading to quadrant points P1, P2, P3, P4, and the length and angle of each vector are represented by Δr
1 to Δr4 and Δθ1 to Δθ4. These points P1 to P4 are on a circle having a radius of 1, that is, Δr1 to Δr4 are both 1 and Δθ1, Δθ1
θ2, Δθ3 and Δθ are π / 4, 3π /
4, -3π / 4, -π / 4, the point P from the origin O
The vectors heading from 1 to P4 are reference values (0, 0), (0,
1), (1,1), and (1,0). Then, the reference values (0, 0), (0, 1), (1, 1),
The digital differential phase metrics at (1,0) are 7, 0, -7, and 0, respectively.
【００４３】複数のキャリアのうちの任意のキャリアの
デジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリアのデ
ジタルレベルが所定基準レベル以上のときは、掛算器６
３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベクト
ルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４
がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π／４
の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位相メ
トリックは、基準の差動位相メトリック７、０−７にそ
れぞれ現在のデジタルレベルｒt 、１シンボル周期前の
デジタルレベルｒ-T及びσ（定数）（ここでは、σ・ｒ
t ・ｒ-T＜１となる）を掛けて、例えば、３、０−３、
０にして、ビタビ復調器３７に供給する。When the digital differential phase level of an arbitrary carrier among a plurality of carriers is equal to or higher than a predetermined reference level, the multiplier 6
3, digital differential phases Δθ1, Δθ2, Δθ3, Δθ4 of vectors from the origin O toward the points P1 to P4.
Are π / 4, 3π / 4, -3π / 4, -π / 4, respectively.
In the case of, the differential phase metrics of Δθ1, Δθ2, Δθ3, and Δθ4 are obtained by adding the current digital level r t and the digital levels r −T and σ (one symbol period before) to the reference differential phase metrics 7, 0-7, respectively. Constant) (here, σ · r
t · r −T <1), for example, 3, 0-3,
It is set to 0 and supplied to the Viterbi demodulator 37.
【００４４】又、複数のキャリアのうちの任意のキャリ
アのデジタル差動位相レベルに対し、該任意のキャリア
のデジタルレベルが所定基準レベル未満のときは、掛算
器６３でにおいて、原点Ｏから点Ｐ１〜Ｐ４に向かうベ
クトルのデジタル差動位相Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δ
θ４がそれぞれπ／４、３π／４、、−３π／４、−π
／４の場合、Δθ１、Δθ２、Δθ３、Δθ４の差動位
相メトリックは、基準の差動位相メトリック７、０、−
７、０にそれぞれ０を掛けて、ビタビ復調器３７に供給
する。If the digital level of the arbitrary carrier is lower than the predetermined reference level with respect to the digital differential phase level of the arbitrary carrier among the plurality of carriers, the multiplier 63 sets the point P1 from the origin O in the multiplier 63. To the digital differential phase Δθ1, Δθ2, Δθ3, Δ
θ4 is π / 4, 3π / 4, -3π / 4, -π
In the case of / 4, the differential phase metrics of Δθ1, Δθ2, Δθ3, Δθ4 are the reference differential phase metrics 7, 0, −
7, 0 is multiplied by 0 and supplied to the Viterbi demodulator 37.
【００４５】[0045]
【発明の効果】第１の本発明によれば、周波数成分が互
いに直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が
変調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信
号が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の
自動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号
の受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数
変換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周
波信号が供給される第２の自動利得制御手段と、直交周
波数分割多重被変調信号のヌルシンボル期間を検出する
ヌル検出手段とを備えるフロントエンド並びに、そのフ
ロントエンドの第２の自動利得制御手段よりの直交周波
数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ変換され
るＡ／Ｄ変換手段と、そのＡ／Ｄ変換手段よりのデジタ
ル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時間同期
信号発生手段と、デジタル直交周波数分割多重被変調信
号が供給される自動周波数制御手段と、その自動周波数
制御手段よりの自動周波数制御された直交周波数分割多
重被変調信号及び時間同期信号発生手段よりの時間同期
信号が供給される高速フーリエ変換手段とを備え、その
高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号が得られる
ようにした復調装置を有する受信装置において、ヌル検
出器によってヌルシンボル期間が検出されたときは、そ
のヌル検出器よりの検出出力によって、第１及び第２の
自動利得制御手段の応答速度を低速に制御するようにし
たので、第１及び第２の自動利得制御手段それぞれの可
変利得増幅器の利得の急激な上昇による、直交周波数分
割多重被変調信号のフレームのヌルシンボルの期間にお
ける高速フーリエ変換手段よりのノイズの発生を軽減す
ることのできる受信装置を得ることができる。According to the first aspect of the present invention, an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other is supplied. 1 automatic gain control means, frequency conversion means to which a received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the frequency conversion means. Automatic gain control means to which the intermediate frequency signal is supplied, and a null end detecting means for detecting a null symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal, and a second automatic gain of the front end A / D conversion means for A / D converting an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the control means, and digital orthogonal frequency division from the A / D conversion means A time synchronization signal generating means to which a double modulated signal is supplied, an automatic frequency control means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied, and an orthogonal frequency division multiplexed signal automatically controlled by the automatic frequency control means. A receiving device having a demodulation device comprising: a fast Fourier transform unit to which a modulated signal and a time synchronization signal from a time synchronization signal generating unit are supplied, and a digital information signal being obtained from the fast Fourier transform unit. When the null symbol period is detected by the detector, the response speed of the first and second automatic gain control means is controlled to be low by the detection output from the null detector. Null of the frame of the quadrature frequency division multiplexed modulated signal due to the sharp increase in the gain of each variable gain amplifier It is possible to obtain a receiving apparatus that can reduce the occurrence of noise from the fast Fourier transform means in the period of the symbol.
【００４６】第２の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、そのデジタル自動
利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１及
び第２の自動利得制御手段の応答速度を制御するように
したので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ／Ｎの低
下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出力である
デジタル情報信号の歪みの発生を軽減することのできる
受信装置を得ることができる。According to the second aspect of the present invention, a received signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other is supplied. Automatic gain control means, frequency conversion means to which a received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and intermediate between orthogonal frequency division multiplexed modulated signals from the frequency conversion means. A second automatic gain control means to which a frequency signal is supplied; and an A / D conversion of an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end. A / D conversion means, a time synchronization signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D conversion means, and a digital orthogonal frequency division multiplexer. Automatic frequency control means to which a modulated signal is supplied, and fast Fourier transform to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from a time synchronization signal generation means are supplied. Means, and differential decoding means to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from the fast Fourier transform means, and a digital differential phase signal of a digital information signal is obtained from the differential decoding means. In a receiving apparatus having a demodulation device, a digital automatic gain control means to which a digital level signal is supplied is provided between the fast Fourier transform means and the differential decoding means, and an automatic gain control signal from the digital automatic gain control means Since the response speeds of the first and second automatic gain control means are controlled, the orthogonal frequency division multiplexed variable By reduction of the signal S / N, it is possible to obtain the receiving apparatus which can reduce the occurrence of distortion of the digital information signal which is the demodulated output of the faster Fourier transform means.
【００４７】第３の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、高速フーリエ変換手段
及び差動復号手段間に、デジタルレベル信号が供給され
るデジタル自動利得制御手段を設け、デジタルレベル信
号のレベルが所定基準レベル以下のときは、デジタル自
動利得制御手段よりの自動利得制御信号によって、第１
及び第２の自動利得制御手段の応答速度を低速に制御す
るようにしたので、直交周波数分割多重被変調信号のＳ
／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よりの復調出
力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽減すること
のできる受信装置を得ることができる。受信装置を得る
ことができる。According to the third aspect of the present invention, a received signal of an orthogonal frequency division multiplex modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other is supplied. Automatic gain control means, frequency conversion means to which a received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and intermediate between orthogonal frequency division multiplexed modulated signals from the frequency conversion means. A second automatic gain control means to which a frequency signal is supplied; and an A / D conversion of an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end. A / D conversion means, a time synchronization signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D conversion means, and a digital orthogonal frequency division multiplexer. Automatic frequency control means to which a modulated signal is supplied, and fast Fourier transform to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from a time synchronization signal generation means are supplied. Means, and differential decoding means to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from the fast Fourier transform means, and a digital differential phase signal of a digital information signal is obtained from the differential decoding means. In a receiving device having a demodulation device, a digital automatic gain control means for supplying a digital level signal is provided between the fast Fourier transform means and the differential decoding means, and when the level of the digital level signal is lower than a predetermined reference level, In response to the automatic gain control signal from the automatic gain control means, the first
And the response speed of the second automatic gain control means is controlled to be low, so that the S
It is possible to obtain a receiving apparatus capable of reducing the occurrence of distortion of a digital information signal which is a demodulated output from the fast Fourier transform means due to a decrease in / N. A receiving device can be obtained.
【００４８】第４の本発明によれば、周波数成分が互い
に直交関係にある複数のキャリアを用いて情報信号が変
調されてなる直交周波数分割多重被変調信号の受信信号
が供給される第１の自動利得制御手段と、その第１の自
動利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の
受信信号が供給される周波数変換手段と、その周波数変
換手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中間周波
信号が供給される第２の自動利得制御手段とを備えるフ
ロントエンド並びに、そのフロントエンドの第２の自動
利得制御手段よりの直交周波数分割多重被変調信号の中
間周波信号がＡ／Ｄ変換されるＡ／Ｄ変換手段と、その
Ａ／Ｄ変換手段よりのデジタル直交周波数分割多重被変
調信号が供給される時間同期信号発生手段と、デジタル
直交周波数分割多重被変調信号が供給される自動周波数
制御手段と、その自動周波数制御手段よりの自動周波数
制御された直交周波数分割多重被変調信号及び時間同期
信号発生手段よりの時間同期信号が供給される高速フー
リエ変換手段と、その高速フーリエ変換手段よりのデジ
タルレベル信号及びデジタル位相信号が供給される差動
復号手段とを備え、その差動復号手段よりデジタル情報
信号のデジタル差動位相信号が得られるようにした復調
装置を有する受信装置において、複数のキャリアのうち
の任意のキャリアのデジタル差動位相レベルに対し、そ
の任意のキャリアのデジタルレベルが所定基準レベル以
上のときは、その任意のキャリアの現在のデジタルレベ
ル、１シンボル周期前のデジタルレベル及び定数を掛け
算して出力し、その任意のキャリアのデジタルレベルが
所定基準レベル未満のときは、０レベルを掛け算して出
力する掛算手段を設けたので、直交周波数分割多重被変
調信号のＳ／Ｎの低下による、高速フーリエ変換手段よ
りの復調出力であるデジタル情報信号の歪みの発生を軽
減することができると共に、復調出力の信頼度を高くす
ることのできる受信装置を得ることができる。According to the fourth invention, a received signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other is supplied. Automatic gain control means, frequency conversion means to which a received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and intermediate between orthogonal frequency division multiplexed modulated signals from the frequency conversion means. A second automatic gain control means to which a frequency signal is supplied; and an A / D conversion of an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end. A / D conversion means, a time synchronization signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D conversion means, and a digital orthogonal frequency division multiplexer. Automatic frequency control means to which a modulated signal is supplied, and fast Fourier transform to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from a time synchronization signal generation means are supplied. Means, and differential decoding means to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from the fast Fourier transform means, and a digital differential phase signal of a digital information signal is obtained from the differential decoding means. In a receiving device having a demodulation device, for a digital differential phase level of an arbitrary carrier among a plurality of carriers, when the digital level of the arbitrary carrier is equal to or higher than a predetermined reference level, the current digital Level, multiplies the digital level before one symbol period and a constant, and outputs the result. When the digital level is lower than the predetermined reference level, a multiplying means for multiplying by 0 level and outputting the result is provided, so that the demodulated output from the fast Fourier transform means due to a decrease in S / N of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is provided. It is possible to obtain a receiver capable of reducing the occurrence of distortion of a certain digital information signal and increasing the reliability of demodulated output.
【図１】本発明の実施例のＤＡＢを示すブロックであ
る。FIG. 1 is a block diagram illustrating a DAB according to an embodiment of the present invention.
【図２】信頼度の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of reliability.
【図３】従来のＤＡＢ受信機の概略の回路構成を示すブ
ロック線図である。FIG. 3 is a block diagram showing a schematic circuit configuration of a conventional DAB receiver.
【図４】従来のＤＡＢ受信機の詳細な回路構成を示すブ
ロック線図である。FIG. 4 is a block diagram showing a detailed circuit configuration of a conventional DAB receiver.
【図５】モード１のフレームの構成を示す線図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a mode 1 frame.
３５ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、３５ａ 高速
フーリエ変換器（ＦＦＴ）、３５ｂ 差動復号器、６１
デジタルＡＧＣ、６２ 可変利得増幅器、６３ 掛算
器。35 Fast Fourier Transform (FFT) circuit, 35a Fast Fourier Transformer (FFT), 35b Differential decoder, 61
Digital AGC, 62 Variable gain amplifier, 63 Multiplier.
Claims (4)
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段と、上記直交周波数分割多重被変調信号
のヌルシンボル期間を検出するヌル検出手段とを備える
フロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段と
を備え、該高速フーリエ変換手段よりデジタル情報信号
が得られるようにした復調装置を有する受信装置におい
て、 上記ヌル検出器によって上記ヌルシンボル期間が検出さ
れたときは、該ヌル検出器よりの検出出力によって、上
記第１及び第２の自動利得制御手段の応答速度を低速に
制御するようにしたことを特徴とする受信装置。A first automatic gain control means for supplying a reception signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other; Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. And an automatic gain control unit for detecting a null symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal, and a quadrature frequency division of the front end by the second automatic gain control unit. The intermediate frequency signal of the multiplexed modulated signal is A / D
A / D converting means to be converted, time synchronizing signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D converting means, and the digital orthogonal frequency division multiplexing modulated signal are supplied. Automatic frequency control means, and fast Fourier transform means to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from the time synchronization signal generation means are supplied, In a receiving apparatus having a demodulator configured to obtain a digital information signal from the fast Fourier transform means, when the null symbol period is detected by the null detector, the detection output from the null detector causes A receiving device wherein the response speeds of the first and second automatic gain control means are controlled to be low.
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 上記高速フーリエ変換手段及び上記差動復号手段間に、
上記デジタルレベル信号が供給されるデジタル自動利得
制御手段を設け、 該デジタル自動利得制御手段よりの自動利得制御信号に
よって、上記第１及び第２の自動利得制御手段の応答速
度を制御するようにしたことを特徴とする受信装置。2. A first automatic gain control means for receiving a reception signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other; Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. And an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end.
A / D converting means to be converted, time synchronizing signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D converting means, and the digital orthogonal frequency division multiplexing modulated signal are supplied. Automatic frequency control means; fast frequency Fourier transform means to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from the time synchronization signal generating means are supplied; A receiving device comprising: a demodulation device comprising: a differential decoding device to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from a conversion device; and a digital differential phase signal of a digital information signal can be obtained from the differential decoding device. In the above, between the fast Fourier transform means and the differential decoding means,
Digital automatic gain control means to which the digital level signal is supplied is provided, and a response speed of the first and second automatic gain control means is controlled by an automatic gain control signal from the digital automatic gain control means. A receiving device, characterized in that:
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 上記高速フーリエ変換手段及び上記差動復号手段間に、
上記デジタルレベル信号が供給されるデジタル自動利得
制御手段を設け、 上記デジタルレベル信号のレベルが所定基準レベル以下
のときは、上記デジタル自動利得制御手段よりの自動利
得制御信号によって、上記第１及び第２の自動利得制御
手段の応答速度を低速に制御するようにしたことを特徴
とする受信装置。3. A first automatic gain control means for receiving a received signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other; Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. And an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end.
A / D converting means to be converted, time synchronizing signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D converting means, and the digital orthogonal frequency division multiplexing modulated signal are supplied. Automatic frequency control means; fast frequency Fourier transform means to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from the time synchronization signal generating means are supplied; A receiving device comprising: a demodulation device comprising: a differential decoding device to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from a conversion device; and a digital differential phase signal of a digital information signal can be obtained from the differential decoding device. In the above, between the fast Fourier transform means and the differential decoding means,
Digital automatic gain control means to which the digital level signal is supplied, wherein when the level of the digital level signal is equal to or lower than a predetermined reference level, the first and second digital gain signals are controlled by the automatic gain control signal from the digital automatic gain control means. 2. A receiving apparatus wherein the response speed of the automatic gain control means is controlled to be low.
のキャリアを用いて情報信号が変調されてなる直交周波
数分割多重被変調信号の受信信号が供給される第１の自
動利得制御手段と、該第１の自動利得制御手段よりの直
交周波数分割多重被変調信号の受信信号が供給される周
波数変換手段と、該周波数変換手段よりの直交周波数分
割多重被変調信号の中間周波信号が供給される第２の自
動利得制御手段とを備えるフロントエンド並びに、 該フロントエンドの上記第２の自動利得制御手段よりの
直交周波数分割多重被変調信号の中間周波信号がＡ／Ｄ
変換されるＡ／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段よりの
デジタル直交周波数分割多重被変調信号が供給される時
間同期信号発生手段と、上記デジタル直交周波数分割多
重被変調信号が供給される自動周波数制御手段と、該自
動周波数制御手段よりの自動周波数制御された直交周波
数分割多重被変調信号及び上記時間同期信号発生手段よ
りの時間同期信号が供給される高速フーリエ変換手段
と、該高速フーリエ変換手段よりのデジタルレベル信号
及びデジタル位相信号が供給される差動復号手段とを備
え、該差動復号手段よりデジタル情報信号のデジタル差
動位相信号が得られるようにした復調装置を有する受信
装置において、 複数のキャリアのうちの任意のキャリアのデジタル差動
位相レベルに対し、該任意のキャリアのデジタルレベル
が所定基準レベル以上のときは、該任意のキャリアの現
在のデジタルレベル及び１シンボル周期前のデジタルレ
ベルを掛け算して出力し、該任意のキャリアのデジタル
レベルが上記所定基準レベル未満のときは、０レベルを
掛け算して出力する掛算手段を設けたことを特徴とする
受信装置。4. An automatic gain control means for receiving a reception signal of an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal obtained by modulating an information signal using a plurality of carriers whose frequency components are orthogonal to each other; Frequency conversion means to which the received signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the first automatic gain control means is supplied, and the second frequency signal to which the intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the frequency conversion means. And an intermediate frequency signal of the orthogonal frequency division multiplexed modulated signal from the second automatic gain control means of the front end.
A / D converting means to be converted, time synchronizing signal generating means to which a digital orthogonal frequency division multiplexed modulated signal is supplied from the A / D converting means, and the digital orthogonal frequency division multiplexing modulated signal are supplied. Automatic frequency control means; fast frequency Fourier transform means to which an orthogonal frequency division multiplexed modulated signal automatically controlled by the automatic frequency control means and a time synchronization signal from the time synchronization signal generating means are supplied; A receiving device comprising: a demodulation device comprising: a differential decoding device to which a digital level signal and a digital phase signal are supplied from a conversion device; and a digital differential phase signal of a digital information signal can be obtained from the differential decoding device. In the above, the digital level of an arbitrary carrier is arbitrary with respect to the digital differential phase level of the arbitrary carrier among a plurality of carriers. If the digital level of the arbitrary carrier is less than the predetermined reference level, the current digital level of the arbitrary carrier is multiplied by the digital level of one symbol period before the output. A receiving device comprising multiplying means for multiplying and outputting a level.
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Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000079748A1 (en) * | 1999-06-23 | 2000-12-28 | At & T Wireless Services, Inc. | Automatic gain control for ofdm receiver |
| JP2001127735A (en) * | 1999-09-13 | 2001-05-11 | Hyundai Electronics Ind Co Ltd | Inter-fa power level controller of rf receiver of cdma type mobile communication base station system |
| JP2002077769A (en) * | 2000-06-13 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital broadcast receiver |
| WO2002082671A1 (en) * | 2001-04-06 | 2002-10-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wide band tuner |
| EP1753236A1 (en) * | 2005-08-13 | 2007-02-14 | Integrant Technologies Inc. | T-DMB and DAB low intermediate frequency receiver |
| US7277493B2 (en) * | 2003-01-28 | 2007-10-02 | Agere Systems Inc. | Equalization in orthogonal frequency domain multiplexing |
| US7769357B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-08-03 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| US7809343B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-10-05 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| US7978773B2 (en) | 2006-12-29 | 2011-07-12 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| WO2014002791A1 (en) * | 2012-06-27 | 2014-01-03 | ソニー株式会社 | Receiving device, method, and program |
-
1997
- 1997-03-27 JP JP07566997A patent/JP3750262B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000079748A1 (en) * | 1999-06-23 | 2000-12-28 | At & T Wireless Services, Inc. | Automatic gain control for ofdm receiver |
| JP2001127735A (en) * | 1999-09-13 | 2001-05-11 | Hyundai Electronics Ind Co Ltd | Inter-fa power level controller of rf receiver of cdma type mobile communication base station system |
| JP2002077769A (en) * | 2000-06-13 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital broadcast receiver |
| WO2002082671A1 (en) * | 2001-04-06 | 2002-10-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wide band tuner |
| US7013124B2 (en) | 2001-04-06 | 2006-03-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wide band tuner |
| US7277493B2 (en) * | 2003-01-28 | 2007-10-02 | Agere Systems Inc. | Equalization in orthogonal frequency domain multiplexing |
| EP1753236A1 (en) * | 2005-08-13 | 2007-02-14 | Integrant Technologies Inc. | T-DMB and DAB low intermediate frequency receiver |
| US7978773B2 (en) | 2006-12-29 | 2011-07-12 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| US8391384B2 (en) | 2006-12-29 | 2013-03-05 | Agere Systems Llc | Multi-channel receiver with improved AGC |
| US7769357B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-08-03 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| US7809343B2 (en) | 2007-04-25 | 2010-10-05 | Agere Systems Inc. | Multi-channel receiver with improved AGC |
| WO2014002791A1 (en) * | 2012-06-27 | 2014-01-03 | ソニー株式会社 | Receiving device, method, and program |
| JP2014007679A (en) * | 2012-06-27 | 2014-01-16 | Sony Corp | Receiver and receiving method and program |
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| Publication number | Publication date |
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