JPH10213651A - Fm-cw radar - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はＦＭＣＷ変調方式を
使ったＦＭ−ＣＷレーダに関するものである。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to an FM-CW radar using an FMCW modulation method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＦＭＣＷ測距はＦＭ変調された送信波の
一部と受信波をミキサで混合する事により、両者の周波
数差（ビート周波数）を得て、距離を求める方式であ
る。一般的に、ＦＭ変調は図３（ａ）に示す様に直線状
の周波数変化として与えられ、距離Ｈは以下の数１に示
される数式で与えられる。前記数１において、Ｃは光
速、Ｔは変調周期、ΔＦは周波数変調幅ｆb はビート周
波数である。2. Description of the Related Art FMCW distance measurement is a method of obtaining a distance by mixing a part of an FM-modulated transmission wave and a reception wave by a mixer to obtain a frequency difference (beat frequency) between the two. Generally, the FM modulation is given as a linear frequency change as shown in FIG. 3A, and the distance H is given by the following equation (1). In the above equation 1, C is the speed of light, T is the modulation period, ΔF is the frequency modulation width fb, and the beat frequency.
【０００３】[0003]
【数１】 (Equation 1)
【０００４】前記数１によれば、測定距離の誤差はハー
ドウェア上の以下の３つすなわち、周波数変調幅ΔＦの
設定誤差、周波数変調期間Ｔの設定誤差、ビート周波数
ｆbの計測誤差で決定される。According to the above equation (1), the error in the measurement distance is determined by the following three hardware errors: a setting error of the frequency modulation width ΔF, a setting error of the frequency modulation period T, and a measurement error of the beat frequency fb. You.
【０００５】この中で周波数変調期間Ｔの設定誤差及び
ビート周波数ｆb の計測誤差は最新のディジタル技術で
精度の向上が容易となったが、周波数変調幅ΔＦの設定
誤差に関しては、次のような問題が残されている。Among them, the setting error of the frequency modulation period T and the measurement error of the beat frequency fb can be easily improved in accuracy by the latest digital technology. However, the setting error of the frequency modulation width ΔF is as follows. The problem remains.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ΔＦはＶＣＯ（電圧制
御発振器）の発振周波数の制御で決定されるが、ＦＭＣ
Ｗレーダでは距離分解能を向上するため、ΔＦを広くす
ることが要求され、おのずとＶＣＯの発振回路のＱが低
くなる。このため、ＶＣＯの発振特性の安定性が低下
し、温度ドリフトが大きくなる。ΔF is determined by controlling the oscillation frequency of a VCO (voltage controlled oscillator).
In the W radar, it is required to increase ΔF in order to improve the distance resolution, and the Q of the oscillation circuit of the VCO naturally decreases. For this reason, the stability of the oscillation characteristics of the VCO decreases, and the temperature drift increases.
【０００７】一般的に周波数の安定化にはＰＬＬ等のフ
ィードバック制御が有効であるが、ＦＭＣＷ測距では、
前述のように周波数変調波形が鋸歯状波や三角波のもの
で、かつ直線性の良い周波数制御を行うため、追従性の
点から困難であった。よって、回路規模の簡略化も考
え、電圧印加する変調電圧をサーミスタ等で温度補償す
る、オープンループ制御が使用されていた。このため、
調整に時間を要したり、経時変化に対応できず精度が劣
化する欠点があった。Generally, feedback control such as PLL is effective for stabilizing the frequency. However, in FMCW ranging,
As described above, since the frequency modulation waveform is a sawtooth wave or a triangular wave, and frequency control with good linearity is performed, it is difficult in terms of followability. Therefore, in consideration of simplification of the circuit scale, open-loop control has been used in which the modulation voltage to be applied is temperature-compensated by a thermistor or the like. For this reason,
There are drawbacks that the adjustment takes time and cannot cope with a change with the passage of time, resulting in deterioration of accuracy.
【０００８】本発明の目的は測距精度の向上及び送信周
波数の安定化を計ることにある。[0008] An object of the present invention is to improve the ranging accuracy and stabilize the transmission frequency.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明はＦＭＣＷ測距方
式において、誤差を決定する周波数変調幅ΔＦを、周波
数変調期間Ｔ、ビート周波数ｆb と同一のタイムベース
でリアルタイムに計測し、常に周波数変調幅ΔＦを一定
に保つために周波数変調幅ΔＦの誤差を補正することを
特徴とする。According to the present invention, in the FMCW ranging method, the frequency modulation width ΔF for determining an error is measured in real time on the same time base as the frequency modulation period T and the beat frequency fb, and the frequency modulation is always performed. In order to keep the width ΔF constant, an error in the frequency modulation width ΔF is corrected.
【００１０】[0010]
【作用】本発明では図３（ｂ）の様に送信周波数Ｆが変
動しないＣＷモードの期間Ｔcと周波数が変化するＦＭ
モードの期間Ｔが組み合わされる。まず最低周波数Ｆmi
n でＣＷモードがＴc だけ発生し、その後ＦＭモードに
なりＴの時間内に直線状に最大周波数ｆmax まで上昇す
る。そして再びＦmax でＣＷモードがＴc の時間だけ発
生し、その後Ｔの時間内にＦmin まで降下するＦＭモー
ドが発生し、一つの変調が終了する。つまり送信波は台
形状に周波数変調される。According to the present invention, as shown in FIG. 3B, the period Tc of the CW mode in which the transmission frequency F does not fluctuate and the FM in which the frequency fluctuates.
Mode periods T are combined. First, the lowest frequency Fmi
At n, the CW mode is generated by Tc, and then the mode becomes the FM mode, and linearly increases to the maximum frequency fmax within the time T. Then, the CW mode is generated again at the time of Fmax for the time of Tc, and then the FM mode is lowered to the time of Fmin within the time of T, and one modulation is completed. That is, the transmission wave is frequency-modulated in a trapezoidal shape.
【００１１】図１に本発明の構成を示す。送信発振器１
で台形状に周波数変調された送信波は、送信アンテナ２
を通して送信されると同時に、その内の一部は、高いＱ
で安定なローカル発振器３から得られる一定周波数Ｆ0
とミキサ４で混合される。この時得られた両信号の周波
数差は更に分周器５で１／Ｄに分周される。この変換周
波数をＦconvとすると、送信周波数Ｆは以下の数２に示
される数式のように表される。FIG. 1 shows the configuration of the present invention. Transmit oscillator 1
The transmission wave frequency-modulated in a trapezoidal shape by the transmission antenna 2
, And some of them have high Q
Constant frequency F0 obtained from the stable local oscillator 3
And the mixer 4. The frequency difference between the two signals obtained at this time is further divided by the frequency divider 5 into 1 / D. Assuming that the conversion frequency is Fconv, the transmission frequency F is represented by the following equation (2).
【００１２】[0012]
【数２】 (Equation 2)
【００１３】次にこの変換周波数Ｆconvはカウンタ６に
入力される。カウンタ６のゲートはＣＷモードの期間Ｔ
c の間だけ開くよう設定されるため、この期間でカウン
トされた値をＮとすれば変換周波数Ｆconvは以下の数３
に示される数式のように表される。Next, the conversion frequency Fconv is input to the counter 6. The gate of the counter 6 is in the period T in the CW mode.
Since it is set to be open only during c, if the value counted in this period is N, the conversion frequency Fconv is
It is represented like the mathematical formula shown in FIG.
【００１４】[0014]
【数３】 (Equation 3)
【００１５】ＣＷモードの期間は２つあるため、Ｆmax
のカウント値をＮmax ，Ｆmin のカウント値をＮmin と
すると上記数２及び数３より、それぞれの送信周波数Ｆ
max，Ｆmin は以下の数４、数５に示されるようにな
る。Since there are two periods in the CW mode, Fmax
Let Nmax be the count value of Fmin and Nmin be the count value of Fmin.
max and Fmin are as shown in Equations 4 and 5 below.
【００１６】[0016]
【数４】 (Equation 4)
【００１７】[0017]
【数５】 (Equation 5)
【００１８】よって、変調周波数の幅ΔＦは両周波数の
差であるから、ΔＦは以下の数６に示される数式で求め
られる。Therefore, since the width ΔF of the modulation frequency is the difference between the two frequencies, ΔF can be obtained by the following equation (6).
【００１９】[0019]
【数６】 (Equation 6)
【００２０】なお、ＣＷモード期間はサンプリング周波
数ｆs で駆動されるタイマ７で生成されるため、その時
のタイマ設定数をＮtcとすれば、ＣＷモード期間Ｔc は
以下の数７に示される数式のように表現される。Since the CW mode period is generated by the timer 7 driven at the sampling frequency fs, if the timer set number at that time is Ntc, the CW mode period Tc is expressed by the following equation (7). Is represented by
【００２１】[0021]
【数７】 (Equation 7)
【００２２】よって、上記数６、数７よりΔＦは以下の
数８に示すようになる。Therefore, from the above equations (6) and (7), ΔF becomes as shown in the following equation (8).
【００２３】[0023]
【数８】 (Equation 8)
【００２４】同様に、ＦＭモード期間Ｔも同じタイマ７
で生成されるため、その時の設定値をＮt とすればＦＭ
モード期間Ｔは以下の数９に示すようになる。Similarly, the same timer 7 is used for the FM mode period T.
If the set value at that time is Nt, FM
The mode period T is as shown in the following Expression 9.
【００２５】[0025]
【数９】 (Equation 9)
【００２６】対象物からの反射信号は受信アンテナ２′
を通し、従来のＦＭＣＷ方式同様、送信波の一部とｆb
ミキサ８で混合され、ビート信号を得る。この時発生す
るビート周波数ｆb はＡ／Ｄ変換器によって、タイマと
同様なサンプリング周波数ｆs で期間Ｔの間をディジタ
ル変換する。これによってＮt 個のデータが得られるた
め、変調期間Ｔを１単位としてＮt 個のフーリエ変換に
より周波数領域に変換する。つまり、周波数分解能が１
／Ｔのスペクトラムを得る。このとき、求めるｆb の値
はピークのスペクトル番号をＮf とすれば以下の数１０
に示すように表せられる。The reflected signal from the object is received by the receiving antenna 2 '.
And a part of the transmission wave and fb as in the conventional FMCW system.
Mixing is performed by the mixer 8 to obtain a beat signal. The beat frequency fb generated at this time is digitally converted by the A / D converter during the period T at the same sampling frequency fs as the timer. As a result, Nt pieces of data are obtained, and the data is converted into the frequency domain by Nt pieces of Fourier transform using the modulation period T as one unit. That is, the frequency resolution is 1
/ T spectrum is obtained. At this time, the value of fb to be obtained is given by the following equation (10), where Nf is the spectrum number of the peak.
It can be expressed as shown below.
【００２７】[0027]
【数１０】 (Equation 10)
【００２８】上記数１、数６、及び数１０より、距離Ｈ
は以下の数１１に示すように表される。From the above equations (1), (6) and (10), the distance H
Is represented as shown in Equation 11 below.
【００２９】[0029]
【数１１】 [Equation 11]
【００３０】なお、ＦＭモードは上昇下降の２つが存在
するが、同一のＴとΔＦである事から、通常の三角波状
周波数変調方式で行われているように上昇時のビート周
波数ｆbuと下降時のビート周波数ｆbdの平均をとる事に
より、ドプラ効果による影響をキャンセルできる。つま
り、ｆbuに相当するピークスペクトルをＮfu，ｆbdに相
当するピークスペクトルをＮfdとすれば、ドプラ効果を
キャンセルした距離Ｈは以下の数１２に示すように計算
される。In the FM mode, there are two types of rise and fall, but since T and ΔF are the same, the beat frequency fbu at the time of rise and the fall frequency at the time of fall as in the ordinary triangular wave frequency modulation method are used. By averaging the beat frequency fbd of the above, the influence of the Doppler effect can be canceled. That is, assuming that the peak spectrum corresponding to fbu is Nfu and the peak spectrum corresponding to fbd is Nfd, the distance H at which the Doppler effect is canceled is calculated as shown in the following Expression 12.
【００３１】[0031]
【数１２】 (Equation 12)
【００３２】ここでＣは物理常数、Ｄ、Ｎtcはディジタ
ルの設定値、Ｎmax 、Ｎmin 、Ｎfu、Ｎfdはディジタル
の計測結果となる。よって変動要素はｆs の周波数のみ
であり、測距精度はｆs のみに依存する事になる。Here, C is a physical constant, D and Ntc are digital set values, and Nmax, Nmin, Nfu and Nfd are digital measurement results. Therefore, the only variable factor is the frequency of fs, and the ranging accuracy depends only on fs.
【００３３】[0033]
【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施の形態を示
した図であり、１１はＶＣＯで、１２はＤＲＯで、１３
はミキサで、１４はアンプで、１５は分周器で、１６は
カウンタで、１７はタイマで、１８は変調波発生器で、
１９はｆbミキサで、２０はｆbアンプで、２１はＡ／Ｄ
変換器で、２２はＣＰＵで、２３は送信アンテナで、２
４は受信アンテナで、２５はＤ／Ａ変換器で、２６はサ
ンプリングクロック発生器で、２７は第１の方向性結合
器で、２８は第２の方向性結合器である。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention, in which 11 is a VCO, 12 is a DRO, and 13 is a DRO.
Is a mixer, 14 is an amplifier, 15 is a frequency divider, 16 is a counter, 17 is a timer, 18 is a modulated wave generator,
19 is an fb mixer, 20 is an fb amplifier, 21 is an A / D
A converter, 22 is a CPU, 23 is a transmitting antenna, 2
4 is a receiving antenna, 25 is a D / A converter, 26 is a sampling clock generator, 27 is a first directional coupler, and 28 is a second directional coupler.
【００３４】本発明は上記した１１〜２８までの各構成
要素を具備して構成されている。The present invention comprises the above-mentioned components 11 to 28.
【００３５】これを動作させるにはまずＣＰＵ２２より
タイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設定する。
更にＤ／Ａ２５に対し、変調波生成のためのオフセット
電圧、傾斜制御電圧を設定する。変調波発生器１８はタ
イマ１７から出力された期間Ｔc とＤ／Ａから与えられ
たオフセット電圧により、ＶＣＯ１１からＦmin が発生
するような電圧を発生する。ＶＣＯ１１からＦmin がＴ
c の期間だけ発振し、送信アンテナ２３から放射される
と同時に第１の方向性結合器２７を通し、一部がミキサ
１３に入力され、ＤＲＯ１２で発振された周波数と混合
され、両者の周波数差がアンプ１４に入力される。アン
プ１４で増幅された信号は分周器１５で周波数が分周さ
れカウンタ１６に入力される。カウンタ１６はＴc でゲ
ートされ、Ｔc 後にカウント値Ｎmin としてＣＰＵ２２
に読み込まれる。In order to operate this, first, the CPU 22 sets the timer 17 to obtain the CW mode time Tc.
Further, an offset voltage and a slope control voltage for generating a modulated wave are set for the D / A 25. The modulated wave generator 18 generates a voltage such that Fmin is generated from the VCO 11 based on the period Tc output from the timer 17 and the offset voltage given from D / A. Fmin is T from VCO11
The oscillator oscillates only during the period of c, and is radiated from the transmitting antenna 23 and at the same time passes through the first directional coupler 27, a part of which is input to the mixer 13, mixed with the frequency oscillated by the DRO 12, and Is input to the amplifier 14. The frequency of the signal amplified by the amplifier 14 is divided by a frequency divider 15 and is input to a counter 16. The counter 16 is gated at Tc.
Is read in.
【００３６】Ｔc 後はタイマ出力が反転され、ＣＰＵ２
２からＦＭ変調期間Ｔが得られるようタイマ１７に再設
定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ
２５から出力された電圧に従った傾斜で上昇する。ＶＣ
Ｏ１１からは電圧の直線的変化に伴い周波数が一定の変
化率で上昇変化する周波数が送信アンテナを通し送信さ
れる。送信波の一部は第２の方向性結合器２８を通し、
ｆb ミキサ１９に入力される。送信された信号は対象物
で反射され、受信アンテナ２４に入力される。この信号
はｆb ミキサ１９に入力され、送信波と混合される。混
合によって二つの周波数差であるビート信号が生成さ
れ、ｆb アンプ２０で増幅される。増幅され、スケーリ
ングされた信号はＡ／Ｄ変換器２１で、サンプリング周
波数ｆs でディジタル化される。ディジタル化された信
号はＣＰＵ２２内のＦＦＴで周波数変換され、スペクト
ルピークＮfuが検出される。After Tc, the timer output is inverted and the CPU 2
The timer 17 is reset so that the FM modulation period T can be obtained from 2. Modulated wave generator 18 receives the timer output, and outputs D / A
It rises with a slope according to the voltage output from 25. VC
From O11, a frequency at which the frequency rises at a constant rate of change with a linear change in voltage is transmitted through the transmitting antenna. A part of the transmission wave passes through the second directional coupler 28,
The signal is input to the fb mixer 19. The transmitted signal is reflected by the object and input to the receiving antenna 24. This signal is input to the fb mixer 19 and mixed with the transmission wave. A beat signal having a difference between the two frequencies is generated by the mixing, and is amplified by the fb amplifier 20. The amplified and scaled signal is digitized by the A / D converter 21 at the sampling frequency fs. The digitized signal is frequency-converted by the FFT in the CPU 22, and a spectrum peak Nfu is detected.
【００３７】Ｔ後は再びタイマ出力は反転され、ＣＰＵ
２２よりタイマ１７にＣＷモード時間Ｔc を得るよう設
定する。変調波発生器１８からの出力はＦＭ変調終了時
の電圧に保持され、ＶＣＯ１１からＦmax が発生する。
この時、Ｆmin のＣＷモードと同様な動作よりにＴc 後
カウンタ値Ｎmin をＣＰＵ２２より読み込む。After T, the timer output is again inverted and the CPU
22 sets the timer 17 to obtain the CW mode time Tc. The output from the modulation wave generator 18 is held at the voltage at the end of the FM modulation, and the VCO 11 generates Fmax.
At this time, the counter value Nmin after Tc is read from the CPU 22 by the same operation as in the CW mode of Fmin.
【００３８】そして、再びタイマ出力は反転され、ＣＰ
Ｕ２２よりタイマ１７にＦＷモード時間Ｔを得るよう設
定する。変調波発生器１８はタイマ出力を受け、Ｄ／Ａ
２５から出力された電圧に従った傾斜で下降する。上昇
時と同様にビート信号を得て、Ａ／Ｄ変換後ＣＰＵ２２
によりスペクトルピークＮfdを検出する。Then, the timer output is again inverted and CP
The timer 17 is set to obtain the FW mode time T from U22. Modulated wave generator 18 receives the timer output, and outputs D / A
It falls at a slope according to the voltage output from 25. A beat signal is obtained in the same manner as when rising, and after the A / D conversion, the CPU 22
To detect the spectrum peak Nfd.
【００３９】以上で得られたＮmin 、Ｎmax 、Ｎfu、Ｎ
fdてタイマに設定したＮt 、Ｎtc、使用しているｆs か
らＣＰＵ２２により測定距離Ｈを計算し出力する。Nmin, Nmax, Nfu, N
The CPU 22 calculates and outputs the measured distance H from Nt, Ntc set in the timer by fd and fs used.
【００４０】なお、サンプリング定理からビート周波数
ｆb はｆs の半分以下である必要がある。一方、ｆb は
上記数１に示された数式で明らかなように、測定距離Ｈ
に比例するので、距離によってΔＦかＴを可変する必要
がある。通常はΔＦが分解能の逆数となるため、ΔＦが
なるべく一定になるようＴを可変する。つまり、得られ
た距離に基ずき、ΔＦ及びｆb が一定になるように変調
波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時設定する。From the sampling theorem, the beat frequency fb must be less than half of fs. On the other hand, fb is the measured distance H
Therefore, it is necessary to vary ΔF or T depending on the distance. Normally, ΔF is the reciprocal of the resolution, so T is varied so that ΔF becomes as constant as possible. That is, based on the obtained distance, the inclination control voltage and the timer of the modulated wave generator are set as needed so that ΔF and fb become constant.
【００４１】更に、送信周波数の絶対値も上記数４、数
５に示された数式によりｆ0 の精度で監視できることに
なるため、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセッ
ト制御電圧を随時設定変更することで安定化が計れる。Further, since the absolute value of the transmission frequency can be monitored with the accuracy of f0 according to the equations shown in the above equations (4) and (5), the offset control voltage of the modulated wave generator is set and changed as needed to eliminate the error. By doing so, stability can be measured.
【００４２】[0042]
【発明の効果】本発明によれば、得られた距離に基ず
き、周波数変調幅ΔＦ及びビート周波数ｆb が一定にな
るように変調波発生器の傾斜制御電圧及びタイマを随時
設定し、更に、送信周波数の絶対値もローカル発振器か
らの発振周波数ｆ0 の精度で監視できることになるた
め、誤差がなくなるよう変調波発生器のオフセット制御
電圧を随時設定変更することができ周波数変調幅ΔＦの
安定化を図ることができる。According to the present invention, based on the obtained distance, the slope control voltage and the timer of the modulated wave generator are set as needed so that the frequency modulation width ΔF and the beat frequency fb become constant. In addition, since the absolute value of the transmission frequency can be monitored with the accuracy of the oscillation frequency f0 from the local oscillator, the offset control voltage of the modulation wave generator can be changed at any time so as to eliminate errors, and the frequency modulation width ΔF can be stabilized. Can be achieved.
【００４３】又、測距精度はクロック発振器の周波数精
度のみに依存することになる。したがってクロック発振
器の周波数は適度なものを選択することにより、水晶等
の非常に高いＱのデバイスを採用できるため、現在の技
術でも容易に低コストで高い初期精度と安定度を維持で
きる。よって、従来必要であった精度調整が不要とな
り、温度及び経時変化の影響を受けることなく高い距離
精度が得られる。Further, the distance measuring accuracy depends only on the frequency accuracy of the clock oscillator. Therefore, by selecting a clock oscillator having an appropriate frequency, a device having a very high Q such as crystal can be adopted. Therefore, even with the current technology, high initial accuracy and high stability can be easily maintained at low cost. Therefore, the accuracy adjustment conventionally required becomes unnecessary, and high distance accuracy can be obtained without being affected by temperature and aging.
【００４４】また、送信周波数は更に周波数コンバータ
用のローカル発振器の周波数ｆ0 の安定度に依存する。
この発振器はＶＣＯとは異なり、ＣＷ発振で良いため高
いＱの得られる誘電体共振器等を使用し低コストで高安
定なものが可能である。よって、得られた発振周波数を
基にＶＣＯ変調電圧を制御することにより、常に安定し
た送信周波数を得ることができる。Further, the transmission frequency further depends on the stability of the frequency f0 of the local oscillator for the frequency converter.
Unlike the VCO, this oscillator can be a CW oscillation, so that a low-cost and highly stable oscillator can be used by using a dielectric resonator or the like that can obtain a high Q. Therefore, by controlling the VCO modulation voltage based on the obtained oscillation frequency, a stable transmission frequency can always be obtained.
【図１】本発明に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示した
概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of an FM-CW radar according to the present invention.
【図２】本発明の一実施の形態を示した図である。FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
【図３】従来と本発明の送信周波数の時間的変化を示し
た図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a temporal change of a transmission frequency according to the related art and the present invention.
１ 送信発振器 ２，２３ 送信アンテナ ２′，２４ 受信アンテナ ３，１２ ローカル発振器 ４，１３ ミキサ ５，１５ 分周器 ６，１６ カウンタ ７，１７ タイマ ８，１９ ｆｂミキサ ９，２１ Ａ／Ｄ変換器 １０ ＦＦＴ １１ ＶＣＯ １４ アンプ １８ 変調波発生器 ２０ ｆｂアンプ ２２ ＣＰＵ ２５ Ｄ／Ａ変換器 ２６ サンプリングクロック発生器 ２７，２８ 方向性結合器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitting oscillator 2, 23 Transmitting antenna 2 ', 24 Receiving antenna 3, 12 Local oscillator 4, 13 Mixer 5, 15 Divider 6, 16 Counter 7, 17 Timer 8, 19 fb mixer 9, 21, A / D converter Reference Signs List 10 FFT 11 VCO 14 Amplifier 18 Modulated wave generator 20 fb amplifier 22 CPU 25 D / A converter 26 Sampling clock generator 27, 28 Directional coupler
Claims (2)
手段と、前記ＦＭ変調波の送信周波数の一部と所定の一
定周波数とを混合し、それらの周波数差を分周して低い
周波数に変換する周波数変換手段と、その変換された周
波数をカウントして前記台形状のＦＭ変調波の最大周波
数及び最小周波数のカウント値を求めるカウンタ手段
と、前記ＦＭ変調波の送信周波数の一部と受信周波数と
を混合し、それらの周波数差であるビート信号を生成す
るビート信号生成手段と、前記ＦＭ変調波の最大周波数
及び最小周波数のカウント値と前記ビート信号の周波数
とから目標物との距離を演算するＣＰＵを具備して構成
され、前記ＣＰＵにはＤ／Ａ変換器が接続され、所定の
ＦＭ変調期間Ｔ及びＣＷモード期間をタイマで設定し、
前記ＣＰＵに読み込まれた前記最大周波数及び最小周波
数のカウント値よりオフセット電圧及び傾斜制御電圧を
前記送信発振手段にかけることにより前記送信発振手段
から出力されるＦＭ変調波の周波数変調幅を補正するこ
とを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。A transmission oscillation means for transmitting a trapezoidal FM modulated wave, a part of a transmission frequency of the FM modulated wave and a predetermined constant frequency are mixed, and a frequency difference between them is divided to a low frequency. Frequency converting means for converting the frequency of the trapezoidal FM modulated wave into a maximum frequency and a minimum frequency by counting the converted frequency; and a part of the transmission frequency of the FM modulated wave. A beat signal generating means for mixing a received frequency and a beat signal which is a frequency difference between them, and a distance between the target and a target object based on count values of the maximum frequency and the minimum frequency of the FM modulated wave and the frequency of the beat signal. , A D / A converter is connected to the CPU, and a predetermined FM modulation period T and a CW mode period are set by a timer.
Correcting the frequency modulation width of the FM modulation wave output from the transmission oscillating means by applying an offset voltage and an inclination control voltage to the transmission oscillating means from the count values of the maximum frequency and the minimum frequency read by the CPU. FM-CW radar characterized by the above.
圧制御型発振器であり、前記周波数変換手段が、ローカ
ル発振器、該ローカル発振器から発振される周波数と前
記ＦＭ変調波の送信周波数とを混合してそれらの周波数
差を出力するミキサ、前記周波数差を増幅するアンプ、
及び増幅された信号を分周する分周器で構成されている
ことを特徴とする請求項１記載のＦＭ−ＣＷレーダ。2. The transmission oscillating means is a modulation wave generator and a voltage controlled oscillator, and the frequency conversion means is a local oscillator, and mixes a frequency oscillated from the local oscillator with a transmission frequency of the FM modulated wave. A mixer that outputs a frequency difference between them, an amplifier that amplifies the frequency difference,
2. The FM-CW radar according to claim 1, comprising a frequency divider for dividing the frequency of the amplified signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01618597A JP3705560B2 (en) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | FM-CW radar |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10213651A true JPH10213651A (en) | 1998-08-11 |
| JP3705560B2 JP3705560B2 (en) | 2005-10-12 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01618597A Expired - Fee Related JP3705560B2 (en) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | FM-CW radar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3705560B2 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002181924A (en) * | 2000-12-19 | 2002-06-26 | Nec Corp | Radar apparatus |
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| JP2020518790A (en) * | 2017-05-05 | 2020-06-25 | コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツングＣｏｎｔｉ Ｔｅｍｉｃ ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ＧｍｂＨ | Radar system for monitoring the frequency modulation of continuous homogenous transmitted signals |
-
1997
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| US11709257B2 (en) | 2017-05-05 | 2023-07-25 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Radar system with monitoring of the frequency position of a sequence of similar transmission signals |
| US11822006B2 (en) | 2017-05-05 | 2023-11-21 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Radar system with monitoring of the frequency modulation of a sequence of similar transmission signals |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3705560B2 (en) | 2005-10-12 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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