【発明の詳細な説明】
データ送信方法及びＣＤＭＡ／ＦＤＭＡ無線システム発明の分野
本発明は、複合ＣＤＭＡ／ＦＤＭＡマルチプルアクセスを使用するデータ送信
方法に係る。先行技術
移動電話システムを設計及び実施する際の１つの主たる問題は、効率的な周波
数利用である。無線トラフィックの量が増加し続けているために、この問題は益
々重大になってきている。システムが指定の周波数帯域を効率的に利用できるほ
ど、考えられるシステムユーザの数が多くなる。新たな移動電話システムが開発
されるときには、無線チャンネルのマルチプルアクセス方法が研究の中心的分野
となる。
移動電話ネットワークの第１世代は、ＦＤＭＡ方法を使用することにより実施
される。デジタルデータ送信を使用する第２世代は、複合ＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ技
術をベースとして設計される。
第３の無線チャンネルマルチプルアクセス方法ＣＤＭＡは、最近、セルラーネ
ットワークに適用されているだけである。このＣＤＭＡは、拡散型スペクトル技
術をベースとするマルチプルアクセス方法で、公知方法に勝る多数の利点が知ら
れており、例えば、周波数プランニングの必要がなく、そして周波数帯域を効率
的に使用するといった利点がある。
ＦＤＭＡにおいては、ユーザが周波数により互いに区別され、ユーザの各デー
タ信号は専用の周波数帯域を有する。ＴＤＭＡでは、周波数帯域が次々の時間ス
ロットに分割され、各ユーザのデータ信号は、それ自身の繰り返し時間スロット
において送信される。複合ＦＤＭＡ／ＴＤＭＡの場合には、多数のこのような周
波数帯域が使用される。
ＣＤＭＡにおいては、ユーザの狭帯域データ信号が、該データ信号よりも広い
帯域をもつ拡散コードによって比較的広い帯域に変調される。既知のテストシス
テムにおいては、１．２５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ及び５０ＭＨｚといった帯域巾が
使用されている。拡散コードは多数のビットで構成される。拡散コードのビット
レートはデータ信号よりも相当に高く、そして拡散コードのビットは、データビ
ット及びデータ記号と区別するためにチップと称されている。ユーザの各データ
記号は、拡散コードの全てのチップで乗算される。従って、狭帯域データ信号は
使用されるべき周波数帯域へと拡散する。各ユーザは個別のコードを有する。多
数のユーザが同じ周波数帯域に同時に送信し、受信器ではデータ信号が拡散コー
ドに基づいて互いに区別される。
受信器に設けられた相関手段は、拡散コードに基づいて確認するところの所望
の信号と同期される。これら相関手段は、信号を元の狭い周波数帯域へ回復させ
る。別の拡散コードで変調された信号は、受信器に到達すると、理想的な場合に
は受信器において相関せず、それらの広い帯域を保持する。システムにより使用
される拡散コードを、互いに相関しないように、即ち相互に直交するように選択
することが目的である。
セルラーネットワーク環境の典型的な特徴は、ユーザとベースステーションと
の間で伝播する信号は、送信器から受信器へ単一のまっすぐな経路に沿って伝播
せず、その環境の特性により長さの変化する多数の経路に沿って伝播する。この
種の多経路伝播は、ベースステーションと移動ステーションとの間の直視型通信
であっても生じる。多経路伝播は、主として、信号が周囲の表面から反射するこ
とによるものである。異なる経路に沿って伝播する信号は、異なる送信遅延を有
し、従って、受信器に到達する際に位相が相違する。
一般的に述べると、拡散コードは、考えられる全ての遅延値と直交しない。そ
れ故、異なる遅延値をもつ信号が他の信号の検出を妨げる。換言すれば、ユーザ
は互いに干渉し合い、これをマルチプルアクセス干渉と称する。ＣＤＭＡは、干
渉が限定されたシステムである。マルチプルアクセス干渉の影響は、ユーザの数
と共に増大し、接続の信号対雑音比を低減させる。ある数のユーザの場合には、
信号対雑音比が、通信が困難になる程度まで増大し、従って、ユーザの数は増加
できても、既存の接続の質が犠牲になる。典型的に、例えば、１．２５ＭＨｚの
帯域巾を有する１つの無線チャンネルが同時にもつことのできるＣＤＭＡ接続は
３０ないし４０以下である。チャンネル容量を、例えば、ベースステーションに
おいて増加すべき場合には、新たな無線チャンネルを使用しなければならない。
このようなＣＤＭＡ技術は、周波数スペクトルの利用に関する限り、公知技術よ
り効率的であるが、ＣＤＭＡ／ＦＤＭＡシステムに必要とされる広帯域の無線チ
ャンネルは、特に、大容量要求のあるエリア内では依然として大きな周波数帯域
を占有する。従って、周波数スペクトルを更に効率的に利用することが要望され
ている。
セルラーネットワーク環境においては、ユーザは、ベースステーションに対し
そして互いに対して任意に位置する。マルチプルアクセス干渉の影響は、移動ス
テーションとベースステーションとの間の接続において特に明らかである。ベー
スステーションの近くにある電話は、電話の電力制御が正確でない場合に、それ
より離れたステーションの送信を完全に阻止してしまう。というのは、強い信号
の僅かな相関が、弱い信号の検出を大きく妨げるからである。この作用を近−遠
問題と称する。電話の電力制御は、各電話からベースステーションで受け取られ
る電力が電話とベースステーションとの間の距離に関わりなく等しいことを保証
するという目的がある。しかしながら、例えば、無線チャンネルの特性が急激に
変化するために、正確な電力制御の実現は困難である。
マルチプルアクセス干渉により生じる問題は、ユーザの信号が完全に直交すれ
ば、即ちそれらが相関しなければ、解消することができる。それ故、コード間の
クロス相関を最小にするような一群のコードを形成する試みがなされている。発明の要旨
本発明の目的は、データ送信システムにおいて高い容量とスペクトルの効率を
達成できるように、ある形式のコード及びそれらの特性を使用することにより、
マルチプルアクセス干渉及びそれにより生じる問題を実質的に低減できるような
データ送信方法を提供することである。
これは、相補的なコードがＣＤＭＡ拡散コードとして使用され；インターレー
スされた周波数が少なくともある周波数帯域において使用され、周波数チャンネ
ルに使用されるＣＤＭＡ拡散コードの周波数オフセットの関数として計算された
自己相関及びクロス相関関数のゼロポイントから、インターレースされた周波数
間の周波数差が選択され；そして使用される周波数チャンネルでの送信が互いに
同期されることを特徴とする本発明の方法によって達成される。
又、本発明は、複数の周波数チャンネルを有するＣＤＭＡ／ＦＤＭＡ無線シス
テムにも係る。このシステムは、これに使用されるＣＤＭＡ拡散コードが相補的
なコードであり、そして周波数チャンネルの少なくとも幾つかは、インターレー
スされた周波数であって、周波数チャンネルに使用されるＣＤＭＡ拡散コードの
周波数オフセットの関数として計算された自己相関及びクロス相関関数のゼロポ
イント間の周波数差に等しい相互周波数差を有し、そしてインターレースされた
周波数チャンネルにおける送信が互いに同期されることを特徴とする。
本発明は、ある限界的な条件が満足されたときに理想的なクロス相関特性を有
する拡散コード群を使用する。この種のコード群を相補的コードと称する。相補
的コードの特徴は、それらが同じ長さの複数の要素（メンバー）より成り、合成
により形成されたコード間のクロス相関の和が全ての遅延値とでゼロになること
である。換言すれば、相補的コードは、互いに完全に直交する。しかしながら、
拡散コードとして使用される相補的コードを構成する全ての要素は、全ての遅延
値でこのように相互に直交しない。それ故、相補的コードの要素は、干渉を回避
できるようにするために相互に相関しないチャンネルにおいて送信されねばなら
ない。実際には、これは、多数の異なるやり方で実現できる。１つの別のやり方
は、コード要素を異なる周波数で送信することである。従って、周波数帯域間の
間隔は、コヒレンスな帯域巾に少なくとも等しくなければならない。ＣＤＭＡの
場合には、コード要素を時間ドメインにおいて互いに分離するのが得策である。
タイミングの不正確さ、遅延の広がり及び伝播遅延の影響をカバーするに充分な
保護時間が要素間に残されねばならない。非相関チャンネルを実現する他のやり
方は、搬送波の異なる偏波レベル又は直角成分を使用することである。
本発明の１つの主たる効果は、相補的なコードを使用するときには、マルチプ
ルアクセス干渉を生じることなく多数のユーザの信号を同じ周波数帯域において
送信できることである。これは、全てのユーザが同期状態で送信する場合に考え
られることで、これにより、相補的コードの異なる要素が送信中にオーバーラッ
プしたり相関したりしなくなる。コードに必要とされる周波数スペクトルよりも
小さな送信周波数オフセットにおいてコードの相互クロス相関関数を検査するこ
とにより、送信される信号が互いに全く相関せず、ひいては、互いに干渉しない
ような周波数を見出すことができる。ＣＤＭＡ／ＦＤＭＡシステムの無線チャン
ネルは、隣接する無線チャンネルの搬送波間の周波数差が２つのこのようなゼロ
ポイント間の周波数差に等しく、即ち使用される拡散コードに必要とされる帯域
巾よりも小さく、これにより、隣接無線チャンネルの帯域がオーバーラップする
ように選択できる。この「インターレース技術」は、公知のＣＤＭＡ／ＦＤＭＡ
システムよりも周波数スペクトルを相当に効率的に使用することができる。図面の簡単な説明
以下、添付図面を参照し、本発明を詳細に説明する。
図１は、２つのユーザを伴う一例を示す図である。
図２ａないし２ｄは、２つのユーザのシステムの一例を示す図である。
図３は、１つのユーザのデータ信号の拡散の一例を示す図である
図４ａ及び４ｂは、相補的コードに対する不正確な関数を示す図である。
図５ａは、従来のＣＤＭＡシステムにおける周波数帯域割り当てを示す図であ
る。
図５ｂは、インターレースされる周波数の帯域割り当ての例を示す図である。
図６は、本発明の方法による受信器の動作の一例を示す図である。
図７ａ及び７ｂは、本発明の方法による送信器の動作の一例を示す図である。実施例の詳細な説明
本発明は、相補的コードを拡散コードとして使用する。相補的コードは、Ｂ．
Ｐ．シュバイツアーの博士論文「一般化された相補的コードセット（Generalize
d Complementary Code Sets）」、１９７１年、米国、ロスアンジェルス、カリ
フォルニア大学、第８７ページに詳細に説明されている。
データ送信システムでは、各ユーザは個別の拡散コードを有していなければな
らない。システムの容量がＫ個のユーザである場合には、Ｋ個の直交するコード
が必要であり、これは、各々がＫ個の要素（メンバー）より成る相補的なコード
として実現することができる。各コード要素を送信するにはＫ個の非相関チャン
ネルが必要とされる。
図１は、２つのユーザをもつシステムを一例として示す。各ユーザは、各々、
２つの要素１４ａ、１４ｂ及び１５ａ、１５ｂをもつ個別のコードを有する。こ
れらのコード要素は、例えば、異なる周波数又は時間スロットとして実施される
非相関の送信チャンネル１０及び１１において送信される。受信端には、使用さ
れるコードに各々整合されたフィルタ１６ａ、１６ｂ及び１７ａ、１７ｂが設け
られており、ユーザのデータ信号Ｓ１８及びＳ１９は、これらのフィルタの出力
信号を合成することによって得られる。
図１に示す２ユーザシステムの信号を一例として以下に説明する。このシステ
ムは、ＢＰＳＫ変調を使用すると仮定する。使用される変調状態は、 「＋」及
び「−」符号で指示される。システムには次の２つの相互に直交する相補的コー
ド対、即ちＳ11＝＋＋＋−、Ｓ12＝＋＋−＋及びＳ21＝＋−＋＋、Ｓ22＝＋−−
−が使用されると仮定する。これらの中で、Ｓ11及びＳ12はユーザ１に指定され
、そしてＳ21及びＳ22はユーザ２に指定される。従って、受信側では、整合フィ
ルタのインパルス応答は、ユーザ１のフィルタ１６ａ：−＋＋＋及びフィルタ１
６ｂ：＋−＋＋、ユーザ２のフィルタ１７ａ：＋＋−＋及びフィルタ１７ｂ：−
−−＋となる。ユーザのデータ信号が２進値ｄ1＝１及びｄ2＝０であると仮定す
れば、ユーザ１の波形は、１４ａの出力において＋＋＋−であり、そして１４ｂ
の出力において＋＋−＋である。対応的に、ユーザ２の波形は、１５ａの出力に
おいて＋−＋＋であり、そして１５ｂの出力において＋−−−である。
図２ａないし２ｄは、無線チャンネルが理想的なもので、即ち干渉もノイズも
生じないと仮定したときの受信器における信号を示している。利得は１であると
仮定する。図２ａは、ユーザ１が送信したときの整合フィルタ１６ａ及び１６ｂ
の出力の信号と、加算信号１８とを示している。対応的に、図２ｂは、ユーザ２
が送信したときの整合フィルタ１７ａ及び１７ｂの出力の信号と、加算信号１９
とを示している。理想的なインパルス応答に類似した波形が各ユーザごとに得ら
れ、この波形から、送信データ記号を検出することができる。図２ｃは、ユーザ
２が送信したときの整合フィルタ１６ａ及び１６ｂの出力の信号と、加算信号Ｓ
１８とを示している。対応的に、図２ｄは、ユーザ１が送信したときの整合フィ
ルタ１７ａ及び１７ｂの出力の信号と、加算信号Ｓ１９とを示している。いずれ
の加算信号にも波形は検出されず、即ちマルチプルアクセス干渉は生じない。こ
れは、拡散コードの直交性によるものである。
本発明の好ましい実施例においては、一方のユーザのデータ信号の送信が図３
の例に示すように行われる。システムは、Ｋ個の要素Ｓ１、Ｓ２・・・ＳＫより
成る相補的なコード群を使用すると仮定する。各要素はＮチップの長さである。
各チップの巾は、Ｔc秒である。従って、ユーザｉのコードのフォーマットは、
Ｓi１、Ｓi２・・・Ｓiｋであり、ここで、Ｓiｋ（ｋ＝１、２・ ・ ・ｋ）は要素
Ｓ１、Ｓ２ ・ ・ ・ ＳＫの１つであり、従って、各コードは他のコードに対して
直交している。
図３は、ｎ個のデータビット即ちデータ記号ｂnが送信される１つの信号バー
ストの送信を示している。バーストの開始において、各データ記号ｂnは、拡散
コードの第１要素Ｓi１によって変調される。この送信の時間巾は、ｎＮＴc秒で
ある。次いで、送信の遮断が続く。この送信遮断の目的は、次々のコード要素を
時間ドメインにおいて互いに分離することである。たとえ相補的なコードが相互
に直交していても、このようなコード要素が全ての遅延値と非相関であることは
ない。それ故、送信遮断の時間巾は、送信中に行われる多経路伝播及びタイミン
グの不正確さによってコード要素間のクロス相関が受信器に現れないようにする
に充分なものでなければならない。送信遮断に必要な時間巾は、ＴM＋ＴR＋ＴΔ
秒として定めることができ、ここで、ＴMは多経路拡散であり、ＴRは信号伝播遅
延の差であり、そしてＴΔはタイミングの不正確さである。送信遮断の後に、各
データ記号ｂnは拡散コードの次の要素Ｓi２により変調され、その後、同様の送
信遮断が再び続く。このように、データ記号は、拡散コードの全ての要素により
一方が他方の後に変調される。
従って、本発明は複合ＣＤＭＡ／ＦＤＭＡ方法を使用する。複数の周波数帯域
が使用され、ユーザは、各周波数帯域において拡散コードに基づいて互いに区別
される。このようにＣＤＭＡとＦＤＭＡを合成することは既に知られているが、
使用すべき周波数帯域を本発明による解決策において選択する仕方は、公知方法
に比して新規なものであり、周波数の効率という点で相当に効率の高いものであ
る。この選択は、送信周波数オフセットにおいて計算された相補的コードのクロ
ス相関関数のゼロポイントに基づいている。
図４ａは相補的コードに対して計算された自己及びクロス不正確さ関数を一例
として示す。この不正確さ関数は、コードが相互の周波数オフセットを有すると
きに自己相関及びクロス相関を記述するものである。この特定例では、各コード
は４つの要素を有している。各コード要素は、４つのチップより成る。従って、
拡散比は１６である。図４ａにおいて、連続線によって描かれた第１の曲線は、
コードの自己不正確さ関数を表す。水平軸は次のようにスケールが決められる。
即ち、１．０は、１つのチップ間の２＊πの位相変化を表し、即ち水平軸の最大
点である０．２５は、周波数エラーによるπ／２即ち９０゜の位相ずれを表す。
同じ図において、対応するクロス不正確さ関数が破線で描かれている。この特定
の場合の曲線に対して３つの共通のゼロポイントが見つけられることが明らかで
ある。これらのゼロポイントに対応する周波数オフセットは、システムのチャン
ネル間隔として使用することができ、即ちゼロポイントによって指示された周波
数をシステムの周波数チャンネル（搬送波）として使用することができる。これ
らの周波数は、インターレースされた周波数と称される。
図４ｂは、図４ａと同じ曲線を示しているが、その水平軸の最大値は、１．０
まで増加されている。ゼロからずれる成分がπ／２の間隔で生じ、これは、この
特定の場合に４つ以上の隣接するインターレースされた周波数の使用を防止する
ものである。次のインターレースされた周波数は、送信器の送信フィルタが周波
数帯域を互いに分離する後まで、即ち２＊πの後まで使用することができない。
これは、ＦＤＭＡ周波数帯域間の通常の差に対応する。
従って、この例では、１ビットが４チップの拡散で送信され、図４ａに示すよ
うに、４つのインターレスされた周波数が使用できる。チャンネルの間隔、即ち
周波数間の差は、ビット周波数である。しかしながら、各チャンネルの周波数帯
域は、ビット周波数よりも相当に大きく、従って、チャンネルのスペクトルはほ
ぼ完全にオーバーラップする。上記例では４である拡散比が増加される場合に、
使用できるインターレース周波数チャンネルの数は対応的に増加するが、チャン
ネルの間隔は不変のままである。
図５ａは、ＣＤＭＡシステムにおいて異なる周波数チャンネルを割り当てる従
来の方法を示している。図示された例では、中心周波数ｆa、ｆb及びｆcを各々
有する３つの周波数レンジ５０、５１及び５２が使用される。ＦＤＭＡの原理
によれば、異なる周波数の送信が互いに干渉しないようにするために、異なる中
心周波数のスペクトルがオーバーラップしてはならない。
図５ｂは、周波数チャンネル及び使用できる周波数をスペクトルの巾に比例し
て割り当てるための本発明による方法を示している。この図は、本発明の方法を
単に説明するだけのものであり、スペクトル分析器により発生された本物のパタ
ーンではない。周波数ｆ0で行われた送信のスペクトルは、領域５３の巾を有す
る。又、本発明による方法は、インターレースされた周波数ｆ1、ｆ2及びｆ3も
使用できるようにする。それに対応するスペクトルが、各々、領域５４、５５及
び５６として描かれている。異なるインターレース周波数における信号のスペク
トルは、ほぼ完全にオーバーラップするが、拡散コード不正確さ関数のゼロポイ
ントに基づいて搬送波周波数が選択されるときには、周波数は互いに干渉しない
。インターレースされた搬送波周波数の次の群は周波数ｆ4、ｆ5、ｆ6及びｆ7で
あり、それに対応するスペクトルは、５７、５８、５９及び６０である。図５ａ
に比して、本発明による方法は、更に効果的な周波数利用を可能にする。
インターレースされた周波数は、単一のセル内で使用することもできるし、或
いは異なるセルに割り当てることもできる。ネットワークが同期されるときは、
拡散コードの要素間に定められた送信遮断のファクタＴRがセル間の伝播遅延の
差もカバーするならば、インターレースされた搬送波周波数の間にセル間のマル
チプルアクセス干渉が生じることはない。実際に、これは、無制限の長さの送信
遮断をもつことが得策でないときには、システムのセルのサイズをある程度制限
する。
異なるセルに同じ周波数を再使用することもできるが、これは、これらのセル
が互いに充分離れていて、同じ周波数において干渉が生じない場合である。ＦＤ
ＭＡでは、これが従来の周波数プランニングによって実現され、従って、周波数
の数は再使用群に対応する。原理的に、群の外部から発せられる干渉もある程度
は生じるが、長い伝播遅延のために、直交条件を満足せず、干渉が通常のＣＤＭ
Ａマルチプルアクセス干渉として現れ、即ちホワイトノイズに近いものとなる。
従来のＣＤＭＡは、マルチプルアクセス干渉に対抗するために処理利得を使用
している。本発明による方法では、マルチプルアクセス干渉は、再使用群の外部
から発せられる干渉において生じるだけである。従って、理論的に、処理利得は
熱的ノイズ及び上記の干渉に対抗するためのみに必要とされる。一方、伝播遅延
拡散要求、即ちセルサイズの限界は、例えば、高い処理利得によりシステム容量
が良好であれば、適度なものになり得る。
図６は、本発明の方法によって動作するベースステーション受信器の簡単な構
成を示す図である。明瞭化のために、２つの受信ユニット６１ａ及び６１ｂのみ
が図示されている。実際には、ベースステーション受信器の数は相当に多数であ
る。受信器は、一般的に、フィルタ６２ａ、６２ｂと、第１の乗算器６３ａ、６
３ｂと、第２の乗算器６４ａ、６４ｂと、無線周波数発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２
と、復調器６５ａ、６５ｂと、拡散コードを発生する手段６５ａ、６５ｂとを備
えている。明瞭化のために、図示された受信器は、１つの拡散コード復調ユニッ
ト６４−６６しか備えていない。実際には、ＣＤＭＡ受信器は、一般に、各接続
（ＣＤＭＡチャンネル）ごとに多数のこのような拡散コード復調ユニットを備え
ており、ＣＤＭＡの典型的な仕方で多数の多経路伝播成分を受信して加算できる
ようになっている。更に、多数のＣＤＭＡチャンネルが一般に同じ搬送波におい
て送信され、各チャンネルは拡張コード復調ユニットの専用のグループを有し、
全ての復調器に対し共通に乗算器６３からの出力信号が付与される。
図７ａ及び７ｂは、本発明の方法によって動作する２つの送信器の簡単な構成
を示している。送信器は、一般に、フィルタ７２ａ、７２ｂと、第１の乗算器７
３ａ、７３ｂと、第２乗算器７４ａ、７４ｂと、無線周波数発振器ＯＳＣ１’、
ＯＳＣ２’と、拡散コードを発生する手段７５ａ、７５ｂとを備えている。又、
送信器は、同じ搬送波において送信されるべき各ＣＤＭＡチャンネルごとに専用
の乗算器７４及び拡散コードユニット７５を備え、これら乗算器及び拡散コード
ユニットからの出力信号は、共通の乗算器７３に付与される。
受信器６１ａは移動ステーションの送信器７１ａからの信号を受信し、そして
受信器６１ｂは移動ステーションの送信器７１ｂからの信号を受信すると仮定す
る。ユーザのデータ信号７６ａ、７６ｂは送信器７１ａ、７１ｂに到達し、そし
て乗算器７４ａ、７４ｂにおいてユーザの拡散コードで乗算される。乗算器７４
ａ、７４ｂの出力信号は、乗算器７３ａ、７３ｂにおいて発振器ＯＳＣ１’、Ｏ
ＳＣ２’から得た無線周波数信号で変調される。この変調された信号は、バンド
パスフィルタ７２ａ、７２ｂにおいてフィルタされ、次いで、アンテナ７０ａ、
７０ｂへ送られる。発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２の無線周波数は、使用される拡張
コードのクロス不正確さ関数のゼロポイントと一致するように選択され、これは
本発明の特徴である。例えば、上記接続の各１つが異なる周波数にあると仮定す
る。実際の状態においては、１つの周波数が当然多数のユーザに指定される。Ｏ
ＳＣ１’の送信周波数はｆ0で指示され、ＯＳＣ２’の送信周波数はｆ1で指示さ
れる。本発明によれば、ＯＳＣ１’及びＯＳＣ２’の周波数はビット周波数だけ
互いにずらされており、それらのスペクトルは、図５ｂに示すようにほとんど完
全にオーバーラップする
同様に、受信器６１ａ及び６１ｂで受信された信号はバンドパスフィルタでフ
ィルタされ、そして乗算器６３ａ、６３ｂにおいて発振器ＯＳＣ１、ＯＳＣ２か
ら得た無線周波数信号で先ず乗算され、次いで、ユーザの拡散コードで乗算され
た後に、データを復調することができる。上記のように、発振器ＯＳＣ１、ＯＳ
Ｃ２の周波数は、ビット周波数だけ互いにずらされている。
以上の説明及び添付図面は、単に本発明を解説するものに過ぎない。本発明の
方法は、請求の範囲内においてその細部を変形し得ることが明らかであろう。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a data transmission method using combined CDMA / FDMA multiple access. One major problem in designing and implementing prior art mobile telephone systems is efficient frequency utilization. This problem is becoming more and more serious as the amount of wireless traffic continues to increase. The more efficiently the system can utilize the specified frequency band, the greater the number of possible system users. When new mobile telephone system is developed, multiple access method of radio channel will be a central area of research. The first generation of mobile telephone networks is implemented by using the FDMA method. The second generation, which uses digital data transmission, is designed on the basis of combined FDMA / TDMA technology. The third radio channel multiple access method, CDMA, has only recently been applied to cellular networks. This CDMA is a multiple access method based on spread spectrum technology and has many known advantages over known methods, such as the need for frequency planning and the efficient use of frequency bands. There is. In FDMA, users are distinguished from each other by frequency, and each user data signal has a dedicated frequency band. In TDMA, the frequency band is divided into successive time slots and the data signal for each user is transmitted in its own repeating time slot. In the case of combined FDMA / TDMA, many such frequency bands are used. In CDMA, a user's narrow band data signal is modulated into a relatively wide band by a spreading code having a wider band than the data signal. In known test systems bandwidths of 1.25 MHz, 10 MHz and 50 MHz are used. The spreading code is composed of many bits. The bit rate of the spreading code is significantly higher than that of the data signal, and the bits of the spreading code are called chips to distinguish them from the data bits and data symbols. Each user data symbol is multiplied by every chip of the spreading code. Therefore, the narrowband data signal spreads into the frequency band to be used. Each user has a unique code. Multiple users simultaneously transmit on the same frequency band, and at the receiver the data signals are distinguished from each other based on the spreading code. Correlation means provided in the receiver are synchronized with the desired signal to be verified on the basis of the spreading code. These correlation means restore the signal to its original narrow frequency band. Upon arrival at the receiver, signals modulated with another spreading code are ideally uncorrelated at the receiver and retain their wide band. The purpose is to select the spreading codes used by the system so that they are uncorrelated with each other, ie orthogonal to each other. A typical feature of a cellular network environment is that the signal propagating between the user and the base station does not propagate along a single straight path from the transmitter to the receiver, and due to the nature of the environment, Propagate along many changing paths. This kind of multi-path propagation occurs even in direct-view communication between a base station and a mobile station. Multipath propagation is primarily due to the signal reflecting off of the surrounding surfaces. Signals propagating along different paths have different transmission delays and thus are out of phase in reaching the receiver. Generally speaking, the spreading code is not orthogonal to all possible delay values. Therefore, signals with different delay values interfere with the detection of other signals. In other words, the users interfere with each other, which is referred to as multiple access interference. CDMA is a system with limited interference. The effect of multiple access interference increases with the number of users, reducing the signal-to-noise ratio of the connection. For a certain number of users, the signal-to-noise ratio increases to the point where communication becomes difficult, thus increasing the number of users, but at the expense of the quality of existing connections. Typically, no more than 30-40 CDMA connections can be simultaneously in one radio channel with a bandwidth of, for example, 1.25 MHz. If the channel capacity is to be increased, eg at the base station, then a new radio channel has to be used. While such CDMA techniques are more efficient than known techniques as far as frequency spectrum utilization is concerned, the wideband radio channels required for CDMA / FDMA systems are still large, especially in areas with high capacity requirements. Occupy a frequency band. Therefore, there is a demand for more efficient use of the frequency spectrum. In a cellular network environment, users are arbitrarily located with respect to base stations and with respect to each other. The effect of multiple access interference is especially apparent in the connection between the mobile station and the base station. Phones near the base station will completely block transmissions from stations further away if the power control of the phone is not accurate. This is because the slight correlation of strong signals greatly hinders the detection of weak signals. This effect is called the near-far problem. Telephone power control has the purpose of ensuring that the power received at the base station from each telephone is equal regardless of the distance between the telephone and the base station. However, it is difficult to realize accurate power control because, for example, the characteristics of the wireless channel change abruptly. The problems caused by multiple access interference can be eliminated if the user's signals are perfectly orthogonal, ie they are not correlated. Therefore, attempts have been made to form a constellation of codes that minimizes cross-correlation between the codes. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to substantially eliminate multiple access interference and the problems it causes by using certain types of codes and their characteristics to achieve high capacity and spectral efficiency in data transmission systems. It is to provide a data transmission method which can be reduced to This is because the complementary codes are used as CDMA spreading codes; the interlaced frequencies are used in at least some frequency bands and the autocorrelation and cross calculated as a function of the frequency offset of the CDMA spreading codes used for the frequency channels. From the zero point of the correlation function, the frequency difference between the interlaced frequencies is selected; and is achieved by the method of the invention, characterized in that the transmissions on the frequency channels used are synchronized with each other. The invention also relates to a CDMA / FDMA wireless system having multiple frequency channels. This system is such that the CDMA spreading code used for it is a complementary code, and that at least some of the frequency channels are interlaced frequencies and of the frequency offset of the CDMA spreading code used for the frequency channel. It has a mutual frequency difference equal to the frequency difference between the zero points of the autocorrelation and cross-correlation functions calculated as a function, and is characterized in that the transmissions in the interlaced frequency channels are synchronized with each other. The present invention uses spreading code groups that have ideal cross-correlation properties when certain marginal conditions are met. This type of code group is called a complementary code. A characteristic of complementary codes is that they consist of multiple elements (members) of the same length, and the sum of cross-correlations between codes formed by synthesis is zero for all delay values. In other words, the complementary codes are completely orthogonal to each other. However, all the elements that make up the complementary code used as the spreading code are thus not mutually orthogonal at all delay values. Therefore, the elements of the complementary code must be transmitted in uncorrelated channels in order to be able to avoid interference. In practice, this can be achieved in a number of different ways. One alternative is to transmit the code elements on different frequencies. Therefore, the spacing between frequency bands must be at least equal to the coherence bandwidth. In the case of CDMA, it is advisable to separate the code elements from each other in the time domain. Sufficient guard time must be left between elements to cover the effects of timing inaccuracies, delay spreads and propagation delays. Another way to realize uncorrelated channels is to use different polarization levels or quadrature components of the carrier. One main advantage of the present invention is that signals of multiple users can be transmitted in the same frequency band without causing multiple access interference when using complementary codes. This is possible if all users are transmitting in sync, so that different elements of the complementary code do not overlap or correlate during transmission. By examining the cross-correlation functions of the codes at transmission frequency offsets that are smaller than the frequency spectrum required for the code, it is possible to find frequencies at which the transmitted signals are not correlated with each other and thus do not interfere with each other. it can. The radio channel of a CDMA / FDMA system is such that the frequency difference between carriers of adjacent radio channels is equal to the frequency difference between two such zero points, ie less than the bandwidth required for the spreading code used. , By this, it is possible to select so that the bands of adjacent radio channels overlap. This "interlacing technique" can use the frequency spectrum considerably more efficiently than known CDMA / FDMA systems. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows an example with two users. 2a to 2d are diagrams showing an example of a system of two users. FIG. 3 is a diagram showing an example of spreading of one user's data signal. FIGS. 4a and 4b are diagrams showing inexact functions for complementary codes. FIG. 5a is a diagram showing frequency band allocation in a conventional CDMA system. FIG. 5b is a diagram showing an example of band allocation of interlaced frequencies. FIG. 6 is a diagram showing an example of the operation of the receiver according to the method of the present invention. 7a and 7b are diagrams illustrating an example of operation of a transmitter according to the method of the present invention. Detailed Description of the Embodiments The present invention uses complementary codes as spreading codes. The complementary code is B.I. P. It is described in detail in Schwai Tour's dissertation, "Generalized d Complementary Code Sets," 1971, University of California, Los Angeles, USA, page 87. In data transmission systems, each user must have a unique spreading code. If the capacity of the system is K users, then K orthogonal codes are needed, which can be implemented as complementary codes, each consisting of K elements (members). K decorrelated channels are required to transmit each code element. FIG. 1 shows by way of example a system with two users. Each user each has a separate code with two elements 14a, 14b and 15a, 15b. These code elements are transmitted in decorrelated transmission channels 10 and 11, which are implemented, for example, as different frequencies or time slots. The receiving end is provided with filters 16a, 16b and 17a, 17b respectively matched to the codes used, and the user data signals S18 and S19 are obtained by combining the output signals of these filters. . The signal of the two-user system shown in FIG. 1 will be described below as an example. This system is assumed to use BPSK modulation. The modulation states used are indicated by "+" and "-" signs. Assume that the system uses the following two mutually orthogonal complementary code pairs: S 11 = ++++, S 12 = ++++, and S 21 = ++++, S 22 = + −−. To do. Of these, S 11 and S 12 are designated as user 1 and S 21 and S 22 are designated as user 2. Therefore, on the receiving side, the impulse response of the matched filter is filter 16a:-++++ and filter 16b: +-++ of user 1 and filter 17a: ++++ and filter 17b: --- + of user 2. Assuming that the user's data signal is the binary values d 1 = 1 and d 2 = 0, the waveform of user 1 is ++++-at the output of 14a and ++-+ at the output of 14b. Correspondingly, the waveform of user 2 is +-++ at the output of 15a and + --- at the output of 15b. 2a to 2d show the signal at the receiver, assuming that the radio channel is ideal, i.e. no interference or noise occurs. Assume that the gain is 1. FIG. 2a shows the signal at the output of the matched filters 16a and 16b and the summed signal 18 when transmitted by user 1. Correspondingly, FIG. 2b shows the signal at the output of the matched filters 17a and 17b and the summed signal 19 when transmitted by user 2. A waveform similar to the ideal impulse response is obtained for each user, from which transmitted data symbols can be detected. FIG. 2c shows the signals at the outputs of the matched filters 16a and 16b when transmitted by the user 2 and the summed signal S 18. Correspondingly, FIG. 2d shows the signals at the outputs of the matched filters 17a and 17b when transmitted by the user 1 and the summed signal S19. No waveform is detected in any summed signal, ie no multiple access interference occurs. This is due to the orthogonality of the spreading code. In the preferred embodiment of the present invention, the transmission of the data signal of one user is performed as shown in the example of FIG. Assume that the system uses complementary code groups consisting of K elements S1, S2 ... SK. Each element is N chips long. The width of each chip is T c seconds. Therefore, the format of the code of the user i is S i 1, S i 2 ... S i k, where S i k (k = 1, 2, ... K) is the element S1, S2 ... It is one of the SKs, so each code is orthogonal to the other code. FIG. 3 shows the transmission of one signal burst in which n data bits or data symbols b n are transmitted. At the start of the burst, each data symbol b n is modulated by the first element S i 1 of the spreading code. The time width of this transmission is nNT c seconds. Then the interruption of transmission follows. The purpose of this transmission blocking is to separate successive code elements from each other in the time domain. Even if the complementary codes are orthogonal to each other, such code elements will not be uncorrelated with all delay values. Therefore, the duration of the transmission cutoff must be sufficient to prevent cross-correlation between code elements from appearing at the receiver due to multipath propagation and timing inaccuracies that occur during transmission. The time duration required for transmission blocking can be defined as T M + T R + T Δsec, where T M is the multipath spread, T R is the difference in signal propagation delay, and T Δ is the timing error. Accuracy. After the transmission block, each data symbol b n is modulated by the next element S i 2 of the spreading code, followed by a similar transmission block again. Thus, data symbols are modulated one after the other by all elements of the spreading code. Therefore, the present invention uses a combined CDMA / FDMA method. Multiple frequency bands are used and users are distinguished from each other based on the spreading code in each frequency band. Although it is already known to combine CDMA and FDMA in this way, the method of selecting the frequency band to be used in the solution according to the invention is novel compared to the known methods and the frequency efficiency is higher. It is considerably efficient in that respect. This choice is based on the zero point of the cross-correlation function of the complementary code calculated at the transmit frequency offset. FIG. 4a shows by way of example the self and cross inaccuracy functions calculated for complementary codes. This inaccuracy function describes autocorrelation and crosscorrelation when the codes have frequency offsets from each other. In this particular example, each code has four elements. Each code element consists of four chips. Therefore, the diffusion ratio is 16. In FIG. 4a, the first curve drawn by the continuous line represents the self-inaccuracy function of the code. The horizontal axis is scaled as follows. That is, 1.0 represents a 2 * π phase change between chips, that is, 0.25, which is the maximum point on the horizontal axis, represents a π / 2 or 90 ° phase shift due to a frequency error. In the same figure, the corresponding cross inaccuracy function is drawn with a dashed line. It is clear that three common zero points are found for this particular case curve. The frequency offsets corresponding to these zero points can be used as the channel spacing of the system, i.e. the frequency indicated by the zero points can be used as the frequency channel (carrier) of the system. These frequencies are referred to as interlaced frequencies. FIG. 4b shows the same curve as FIG. 4a, but its maximum on the horizontal axis has been increased to 1.0. Off-zero components occur at intervals of π / 2, which prevents the use of four or more adjacent interlaced frequencies in this particular case. The next interlaced frequency cannot be used until after the transmitter's transmit filter separates the frequency bands from each other, ie after 2 * π. This corresponds to the usual difference between FDMA frequency bands. Thus, in this example, one bit is transmitted with a spread of 4 chips, and four interlaced frequencies are available, as shown in Figure 4a. The channel spacing, or difference between frequencies, is the bit frequency. However, the frequency band of each channel is significantly larger than the bit frequency, so that the spectra of the channels overlap almost completely. When the spreading ratio is increased, which in the example above is 4, the number of available interlaced frequency channels is correspondingly increased, but the channel spacing remains unchanged. FIG. 5a shows a conventional method for assigning different frequency channels in a CDMA system. In the example shown, three frequency ranges 50, 51 and 52 are used, each having a center frequency f a , f b and f c . According to FDMA principles, the spectra of different center frequencies must not overlap in order to prevent transmissions of different frequencies from interfering with each other. FIG. 5b shows a method according to the invention for assigning frequency channels and available frequencies in proportion to the width of the spectrum. This figure merely illustrates the method of the invention, not the real pattern generated by the spectrum analyzer. The spectrum of the transmission carried out at the frequency f 0 has the width of the region 53. The method according to the invention also makes it possible to use interlaced frequencies f 1 , f 2 and f 3 . The corresponding spectra are depicted as regions 54, 55 and 56, respectively. The spectra of the signals at different interlace frequencies overlap almost completely, but when the carrier frequencies are selected based on the zero point of the spreading code inaccuracy function, the frequencies do not interfere with each other. The next group of interlaced carrier frequency is the frequency f 4, f 5, f 6 and f 7, the spectrum corresponding thereto are 57, 58, 59 and 60. Compared to FIG. 5a, the method according to the invention enables a more efficient frequency utilization. The interlaced frequencies can be used within a single cell or assigned to different cells. When the networks are synchronized, multiple access between cells during interlaced carrier frequencies if the transmission blocking factor T R defined between elements of the spreading code also covers the propagation delay difference between cells. There is no interference. In fact, this limits the size of the cells in the system to some extent when it is not advisable to have a transmission block of unlimited length. It is also possible to reuse the same frequency for different cells, as long as these cells are sufficiently far from each other that no interference occurs at the same frequency. In FD MA this is achieved by conventional frequency planning, so the number of frequencies corresponds to the reuse group. In principle, some interference is generated from the outside of the group, but due to the long propagation delay, the orthogonal condition is not satisfied, and the interference appears as ordinary CDMA multiple access interference, that is, it is close to white noise. Become. Conventional CDMA uses processing gains to combat multiple access interference. In the method according to the invention, multiple access interference only occurs in interference originating outside the reuse group. Therefore, theoretically, the processing gain is only needed to combat the thermal noise and the above mentioned interference. On the other hand, the propagation delay spread requirement, or cell size limit, can be modest if system capacity is good due to high processing gain, for example. FIG. 6 is a diagram showing a simple configuration of a base station receiver that operates according to the method of the present invention. Only two receiving units 61a and 61b are shown for clarity. In practice, the number of base station receivers is quite large. The receiver generally comprises filters 62a, 62b, first multipliers 63a, 63b, second multipliers 64a, 64b, radio frequency oscillators OSC1, OSC2, demodulators 65a, 65b, It comprises means 65a, 65b for generating the spreading code. For the sake of clarity, the illustrated receiver comprises only one spreading code demodulation unit 64-66. In practice, a CDMA receiver generally comprises a large number of such spreading code demodulation units for each connection (CDMA channel), receiving a large number of multipath propagation components in the typical manner of CDMA. It can be added. Furthermore, multiple CDMA channels are typically transmitted on the same carrier, each channel having its own group of extended code demodulation units, with the output signal from multiplier 63 being common to all demodulators. 7a and 7b show a simple configuration of two transmitters operating according to the method of the invention. The transmitter generally comprises filters 72a, 72b, first multipliers 73a, 73b, second multipliers 74a, 74b, radio frequency oscillators OSC1 ', OSC2', and means 75a for generating spreading codes. 75b. The transmitter also comprises a dedicated multiplier 74 and spreading code unit 75 for each CDMA channel to be transmitted on the same carrier, the output signals from these multipliers and spreading code units being fed to a common multiplier 73. Granted. Assume that receiver 61a receives the signal from mobile station transmitter 71a, and receiver 61b receives the signal from mobile station transmitter 71b. The user data signals 76a, 76b arrive at the transmitters 71a, 71b and are multiplied by the user's spreading code in multipliers 74a, 74b. The output signals of the multipliers 74a and 74b are modulated by the radio frequency signals obtained from the oscillators OSC1 'and OSC2' in the multipliers 73a and 73b. This modulated signal is filtered in bandpass filters 72a, 72b and then sent to antennas 70a, 70b. The radio frequencies of the oscillators OSC1, OSC2 are chosen to match the zero point of the cross inaccuracy function of the extension code used, which is a feature of the invention. For example, assume that each one of the above connections is on a different frequency. In the actual state, one frequency is naturally designated by many users. The transmission frequency of OSC1 'is indicated by f 0 and the transmission frequency of OSC 2'is indicated by f 1 . According to the invention, the frequencies of OSC1 'and OSC2' are offset from each other by the bit frequency and their spectra almost completely overlap as shown in Fig. 5b, as well as at receivers 61a and 61b. Demodulating the data after the filtered signal is bandpass filtered and first multiplied in the multipliers 63a, 63b by the radio frequency signal obtained from the oscillator OSC1, OSC2 and then by the spreading code of the user. You can As described above, the frequencies of the oscillators OSC1 and OSC2 are shifted from each other by the bit frequency. The above description and accompanying drawings merely explain the present invention. It will be clear that the method of the invention may vary in its details within the scope of the claims.