JPH08162911A - Voltage controlled oscillator - Google Patents
Voltage controlled oscillatorInfo
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- JPH08162911A JPH08162911A JP6297657A JP29765794A JPH08162911A JP H08162911 A JPH08162911 A JP H08162911A JP 6297657 A JP6297657 A JP 6297657A JP 29765794 A JP29765794 A JP 29765794A JP H08162911 A JPH08162911 A JP H08162911A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は電圧制御発振器に関し、
詳しくは半導体集積回路化された電圧制御発振器の回路
構成に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage controlled oscillator,
More specifically, the present invention relates to the circuit configuration of a voltage controlled oscillator that is integrated into a semiconductor integrated circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏ
ｐ）回路等では、外部から加える電圧で発振周波数を制
御できる発振器として、電圧制御発振器（ Ｖｏｌｔａ
ｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：以
下ＶＣＯと略す）といわれる発振器が良く使用されてい
る。ＶＣＯの回路方式としては、例えば、実開昭６１−
６８５２８や図４の従来例に示すような、定電流でコン
デンサを充放電しながら発振し、定電流値を変更するこ
とにより周波数を制御するものや、特開平６−６１８０
１のようにリングオシレータの動作電流を制御して周波
数を制御するものや、バリキャップに印加する電圧を変
更することにより容量値を変更して周波数を制御するも
の等様々な回路方式が提案され実用化されている。2. Description of the Related Art PLL (Phase Lock Loo)
p) In a circuit or the like, a voltage-controlled oscillator (Volta
An oscillator called "geControlled Oscillator (hereinafter abbreviated as VCO)" is often used. As the circuit system of the VCO, for example, the actual Kaisho 61-
68528 and a conventional example shown in FIG. 4, which oscillates while charging and discharging a capacitor with a constant current and controls the frequency by changing the constant current value, and JP-A-6-6180.
Various circuit schemes have been proposed, such as one that controls the operating current of the ring oscillator to control the frequency, and one that changes the capacitance value by changing the voltage applied to the varicap to control the frequency. It has been put to practical use.
【０００３】図４は従来のＶＣＯの構成例を示し、定電
流でコンデンサを充放電しながら発振し、定電流値を変
更することにより周波数を制御する方式で、プロセスば
らつきに対して発振周波数の変動が小さく、周波数範囲
が広い方式として良く使われている。同図において、入
力電圧ＶINがトランジスタＱ４２及びＱ４４のゲートに
接続され、トランジスタＱ４２のドレインは、カレント
ミラー接続されたトランジスタＱ４１のドレイン及びゲ
ートとトランジスタＱ４３のゲートにつながっている。
トランジスタＱ４３及びＱ４４のドレイン間には、スイ
ッチ素子としてのトランジスタＱ４５及びＱ４６が接続
され、その出力は接地されたコンデンサＣ４１に接続さ
れると共に、ヒステリシスを有するコンパレータＧ４１
の非反転入力に接続されている。更に、コンパレータＧ
４１の反転入力は基準電圧ＶREFが接続され、コンパレ
ータＧ４１の出力はトランジスタＱ４５及びＱ４６の入
力に接続されて帰還回路を形成すると共に、バッファ回
路Ｇ４６を介して半導体装置１内部へのＣＬＫ信号にな
っている。FIG. 4 shows an example of the structure of a conventional VCO, which oscillates while charging and discharging a capacitor with a constant current and controls the frequency by changing the constant current value. It is often used as a system with small fluctuation and wide frequency range. In the figure, the input voltage V IN is connected to the gates of the transistors Q42 and Q44, and the drain of the transistor Q42 is connected to the drain and gate of the current mirror-connected transistor Q41 and the gate of the transistor Q43.
Transistors Q45 and Q46 as switching elements are connected between the drains of the transistors Q43 and Q44, the outputs of which are connected to a grounded capacitor C41 and a comparator G41 having hysteresis.
Connected to the non-inverting input of. Furthermore, the comparator G
The reference voltage V REF is connected to the inverting input of 41, the output of the comparator G41 is connected to the inputs of the transistors Q45 and Q46 to form a feedback circuit, and the CLK signal to the inside of the semiconductor device 1 is also supplied via the buffer circuit G46. Has become.
【０００４】動作について説明する。入力電圧ＶINはト
ランジスタＱ４１及びＱ４２による回路で電圧電流変換
されると共に、トランジスタＱ４３及びＱ４４には入力
電圧ＶINに応じた電流が流れるようになり、スイッチ素
子としてのトランジスタＱ４５またはＱ４６を介してコ
ンデンサＣ４１を充放電する。例えば、電源電圧ＶDDが
印加されていない時にコンデンサＣ１は放電されて基準
電圧（＝ＧＮＤ）になっていれば、電源電圧投入後のコ
ンパレータＧ４１の入力電圧及び出力電圧は低レベルに
なり、トランジスタＱ４５がＯＮし、トランジスタＱ４
６がＯＦＦしてコンデンサＣ４１を充電し始める。時間
とともに上昇するコンデンサＣ４１の電圧レベルはコン
パレータＧ４１で比較され、ヒステリシス電圧の高レベ
ル電圧に達した時にコンパレータＧ４１の出力が高レベ
ルに反転することにより、トランジスタＱ４５をＯＦＦ
し、Ｑ４６をＯＮしてコンデンサＣ４１を放電し始め
る。コンデンサＣ４１の電圧レベルがコンパレータＧ４
１のヒステリシス電圧の低レベル電圧に達すると、電源
投入時と同様な状況になり、再び充電動作を始める。こ
の動作を繰り返すことにより発振が継続し、連続的なＣ
ＬＫ信号を出力するようになる。The operation will be described. The input voltage V IN is voltage-current converted by the circuit of the transistors Q41 and Q42, and a current corresponding to the input voltage V IN flows through the transistors Q43 and Q44, and the current is converted via the transistor Q45 or Q46 as a switching element. The capacitor C41 is charged / discharged. For example, if the capacitor C1 is discharged to the reference voltage (= GND) when the power source voltage V DD is not applied, the input voltage and the output voltage of the comparator G41 after the power source voltage is turned on are low level, and the transistor G41 is a transistor. Q45 turns on, transistor Q4
6 is turned off to start charging the capacitor C41. The voltage level of the capacitor C41 that rises with time is compared by the comparator G41, and when the high level voltage of the hysteresis voltage is reached, the output of the comparator G41 is inverted to the high level, so that the transistor Q45 is turned off.
Then, Q46 is turned on to start discharging the capacitor C41. The voltage level of the capacitor C41 is the comparator G4.
When the low level voltage of the hysteresis voltage of 1 is reached, the same situation as when the power is turned on is reached, and the charging operation is restarted. By repeating this operation, oscillation continues and continuous C
The LK signal is output.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＶＣＯにはそれぞれ次のような問題がある。即ち、図４
の従来例のように、コンパレータを使用して発振振幅の
制御を行うものは、コンパレータの応答速度によりＶＣ
Ｏの最大周波数が制限されるので高い発振周波数の発振
器は作りにくいという問題がある。また、リングオシレ
ータの動作電流を制御して周波数を制御するものは、リ
ングオシレータを構成する各トランジスタのスレッショ
ルド電圧や利得係数等の多くのプロセス的なばらつき要
因により、発振周波数の変動が大きいという問題があ
る。更に、バリキャップによる容量値を変更して周波数
を変更するものは、発振周波数の可変範囲が比較的狭い
という問題がある。However, each of the conventional VCOs has the following problems. That is, FIG.
As in the related art example, which controls the oscillation amplitude by using a comparator, the VC
Since the maximum frequency of O is limited, it is difficult to make an oscillator with a high oscillation frequency. Further, the one that controls the operating current of the ring oscillator to control the frequency has a problem that the fluctuation of the oscillation frequency is large due to many process variation factors such as the threshold voltage and the gain coefficient of each transistor forming the ring oscillator. There is. Further, the one in which the capacitance is changed by the varicap to change the frequency has a problem that the variable range of the oscillation frequency is relatively narrow.
【０００６】そこで本発明はこれらの問題を解決し、発
振回路を形成するコンデンサを定電流により充放電させ
て発振し、定電流値を変更して周波数を制御する方式の
電圧制御発振器を用いて、高精度で周波数の高い発振が
できるようにすることを目的とする。Therefore, the present invention solves these problems and uses a voltage-controlled oscillator of a system in which a capacitor forming an oscillation circuit is charged and discharged with a constant current to oscillate, and the constant current value is changed to control the frequency. The purpose is to enable high-precision and high-frequency oscillation.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上述の問題を解決するた
めに、請求項１の記載に係わる電圧制御発振器は、発振
回路を形成するコンデンサの一端から、コンデンサを定
電流で充電または放電して発振する電圧制御発振器にお
いて、コンデンサの他端に接続されて、コンデンサのバ
イアス電圧を切り換えるレベルシフト回路を有すること
を特徴とする。また、請求項２の記載に係わる電圧制御
発振器は、バイアス電圧の高レベル側の電圧は電源電圧
の半分以下の電圧に設定され、電源電圧範囲より狭い発
振振幅で発振することを特徴とする。請求項３の記載に
係わる電圧制御発振器は、レベルシフト回路の出力段は
ＮＭＯＳのみで形成されたことを特徴とする。請求項４
の記載に係わる電圧制御発振器は、発振回路はコンパレ
ータ回路を使用しない、ゲート回路のみで発振ループが
形成されていることを特徴とする。請求項５の記載に係
わる電圧制御発振器は、請求項１乃至請求項４に記載の
電圧制御発振器はＣＭＯＳ構成で形成された半導体集積
回路であることを特徴とする。In order to solve the above problems, a voltage controlled oscillator according to a first aspect of the present invention charges or discharges a capacitor with a constant current from one end of a capacitor forming an oscillation circuit. The oscillating voltage controlled oscillator is characterized in that it has a level shift circuit connected to the other end of the capacitor to switch the bias voltage of the capacitor. The voltage controlled oscillator according to the second aspect is characterized in that the voltage on the high level side of the bias voltage is set to a voltage equal to or less than half the power supply voltage and oscillates with an oscillation amplitude narrower than the power supply voltage range. In the voltage controlled oscillator according to the third aspect of the present invention, the output stage of the level shift circuit is formed of only NMOS. Claim 4
The voltage-controlled oscillator according to the above item 1 is characterized in that the oscillation circuit does not use a comparator circuit and an oscillation loop is formed only by the gate circuit. A voltage controlled oscillator according to a fifth aspect is characterized in that the voltage controlled oscillator according to the first to fourth aspects is a semiconductor integrated circuit having a CMOS structure.
【０００８】[0008]
【作用】本発明のような回路構成をとることにより、請
求項１の記載に係わる電圧制御発振器は、コンデンサを
充放電させて発振させる方式で、発振振幅を任意の振幅
値に設定することができるようになり、請求項２及び請
求項３の記載に係わる電圧制御発振器は発振振幅を小さ
くすることができ、請求項４の記載に係わる電圧制御発
振器は発振回路の内部遅延が小さくなり、請求項５の記
載に係わる電圧制御発振器は消費電流が少なくて済むよ
うになる。With the circuit configuration according to the present invention, the voltage controlled oscillator according to the first aspect can set the oscillation amplitude to an arbitrary amplitude value by a method of charging and discharging the capacitor to oscillate. Therefore, the voltage controlled oscillator according to the second and third aspects can reduce the oscillation amplitude, and the voltage controlled oscillator according to the fourth aspect reduces the internal delay of the oscillation circuit. The voltage controlled oscillator according to the description in Item 5 consumes less current.
【０００９】[0009]
【実施例】以下、本発明の実施例を図１、図２及び図３
を参照しながら詳細に説明する。尚、本明細書では全図
面を通して同一または同様の回路要素には同一の符号を
付している。また、以下の説明では電圧制御発振器をＶ
ＣＯと略す。図１は本発明のＣＭＯＳ構成によるＶＣＯ
の構成例を示し、半導体装置１の外部に設けられた電圧
電流変換のための抵抗Ｒ１と、半導体装置１の内部に形
成された次の回路からなる。即ち、電圧入力端子ＶINか
ら入力された電圧を定電流に変換するための電圧電流変
換回路２と、コンデンサＣ１を充放電しながら発振する
発振回路３と、発振回路３のコンデンサＣ１のバイアス
電圧を切り換えるための電圧を発生する電圧源回路４と
からなる。FIG. 1, FIG. 2 and FIG. 3 show an embodiment of the present invention.
Will be described in detail with reference to. In the present specification, the same or similar circuit elements are denoted by the same reference symbols throughout the drawings. In the following description, the voltage controlled oscillator will be referred to as V
Abbreviated as CO. FIG. 1 shows a VCO having a CMOS structure according to the present invention.
The configuration example of No. 1 is illustrated, and includes a resistor R1 provided outside the semiconductor device 1 for voltage-current conversion, and the following circuit formed inside the semiconductor device 1. That is, the voltage-current conversion circuit 2 for converting the voltage input from the voltage input terminal V IN into a constant current, the oscillation circuit 3 that oscillates while charging and discharging the capacitor C1, and the bias voltage of the capacitor C1 of the oscillation circuit 3. And a voltage source circuit 4 for generating a voltage for switching
【００１０】各回路について更に説明する。電圧電流変
換回路２は、ＶIN端子がコンパレータ回路Ｇ１の非反転
入力に接続され、コンパレータ回路Ｇ１の出力はトラン
ジスタＱ１のゲートに接続されている。トランジスタＱ
１のドレインはコンパレータ回路１の反転入力に接続さ
れると共に、半導体装置１の端子を介して抵抗Ｒ１に接
続されて定電流回路を形成している。トランジスタＱ１
のソースには、カレントミラー接続されたトランジスタ
Ｑ２のゲート及びドレインとトランジスタＱ３及びＱ５
のゲートが接続されている。トランジスタＱ３のドレイ
ンには、カレントミラー接続されたトランジスタＱ４の
ゲート及びドレインとトランジスタＱ６のゲートが接続
されている。Each circuit will be further described. In the voltage-current conversion circuit 2, the V IN terminal is connected to the non-inverting input of the comparator circuit G1, and the output of the comparator circuit G1 is connected to the gate of the transistor Q1. Transistor Q
The drain of 1 is connected to the inverting input of the comparator circuit 1 and is also connected to the resistor R1 via the terminal of the semiconductor device 1 to form a constant current circuit. Transistor Q1
Is connected to the gate and drain of a current mirror-connected transistor Q2 and the transistors Q3 and Q5.
The gate of is connected. The gate and drain of the current mirror-connected transistor Q4 and the gate of the transistor Q6 are connected to the drain of the transistor Q3.
【００１１】発振回路３は、トランジスタＱ５またはＱ
６からの定電流をスイッチするためのトランジスタＱ７
及びＱ８からなるスイッチ回路の出力が、コンデンサＣ
１の一端に接続されると共に、インバータＧ３の入力に
接続され、インバタータＧ３の出力はインバータＧ５及
びレベルシフト回路Ｇ４の入力に接続されている。イン
バータＧ５の出力は、トランジスタＱ７及びＱ８からな
るスイッチ回路の入力に接続されて発振ループを形成す
ると共に、バッファ回路Ｇ６の入力に接続されている。
バッファ回路Ｇ６の出力は半導体装置内部へのクロック
（ＣＬＫ）信号になっている。更に、レベルシフト回路
Ｇ４の出力はコンデンサＣ１の他の一端にバイアス電圧
として接続されている。The oscillation circuit 3 includes a transistor Q5 or Q5.
Transistor Q7 for switching constant current from 6
And the output of the switch circuit composed of Q8 is the capacitor C
1 is connected to one end of the inverter G3, and the output of the inverter G3 is connected to the inputs of the inverter G5 and the level shift circuit G4. The output of the inverter G5 is connected to the input of the switch circuit including the transistors Q7 and Q8 to form an oscillation loop, and is also connected to the input of the buffer circuit G6.
The output of the buffer circuit G6 is a clock (CLK) signal to the inside of the semiconductor device. Further, the output of the level shift circuit G4 is connected to the other end of the capacitor C1 as a bias voltage.
【００１２】電圧源回路４は、抵抗Ｒ６及びＲ７で抵抗
分割された電圧がボルテージフォロア接続されたコンパ
レータＧ２の非反転入力に接続され、コンパレータＧ２
の出力はレベルシフト回路Ｇ４の電源供給部に接続され
ている。動作について簡単に説明する。トランジスタＱ
１、Ｑ２及びコンパレータ回路Ｇ１によりＶIN端子から
入力された電圧を定電流に変換すると共に、トランジス
タＱ５及びトランジスタＱ６に定電流が流せる状態にな
り、スイッチ回路のトランジスタＱ７またはＱ８の一方
をＯＮ（導通）状態にすることにより、コンデンサＣ１
を定電流で充放電するように動作し、コンデンサＣ１の
電圧がインバータＧ３の入力スレショルド電圧と同じに
なった時に、充放電動作を反転するように動作する。The voltage source circuit 4 is connected to the non-inverting input of a comparator G2 to which the voltage divided by the resistors R6 and R7 is voltage follower connected.
Is connected to the power supply section of the level shift circuit G4. The operation will be briefly described. Transistor Q
1, Q2 and the comparator circuit G1 convert the voltage input from the V IN terminal into a constant current, and a constant current can flow through the transistors Q5 and Q6, turning on one of the transistors Q7 or Q8 of the switch circuit ( By setting the conductive state, the capacitor C1
Are charged and discharged with a constant current, and when the voltage of the capacitor C1 becomes the same as the input threshold voltage of the inverter G3, the charging and discharging operations are inverted.
【００１３】図２は図１の実施例における要部の動作波
形を示し、電圧源の出力電圧レベルが Ｖ2 の時の発振
波形を波形（１）及び（２）に示している。図２の波形
（１）及び（２）に基づいて図１の回路の動作を更に説
明する。電源電圧ＶDDが印加されていない時にコンデン
サＣ１は放電されて基準電圧（＝ＧＮＤ）になっていれ
ば、時間零で電源電圧ＶDDが印加された時のａ点の電圧
はＧＮＤになり、インバータＧ３及びＧ５を介してスイ
ッチ回路の入力は低レベルになると共に、レベルシフト
回路Ｇ４の出力は低レベル（＝ＧＮＤ）になる。従っ
て、トランジスタＱ７がＯＮし、トランジスタＱ８はＯ
ＦＦ（遮断）するので、トランジスタＱ５による定電流
でコンデンサＣ１が充電されるようになる。時間ととも
にコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１の電圧が
インバータＧ３の入力スレッショルド電圧（＝ＶTG2 ）
を越えると、レベルシフト回路Ｇ４の出力はＧＮＤから
高レベル（＝Ｖ2 ）になるので、ａ点の電圧はＶTG2 ＋
Ｖ2 になると共に、トランジスタＱ８がＯＮして、トラ
ンジスタＱ７はＯＦＦして、トランジスタＱ６による定
電流でコンデンサＣ１は放電されるようになる。FIG. 2 shows operation waveforms of essential parts in the embodiment of FIG. 1, and waveforms (1) and (2) show oscillation waveforms when the output voltage level of the voltage source is V 2 . The operation of the circuit of FIG. 1 will be further described based on the waveforms (1) and (2) of FIG. If the capacitor C1 when the power supply voltage V DD is not applied to become discharged by the reference voltage (= GND), a voltage of a point when the power supply voltage V DD is applied at time zero becomes to GND, and The input of the switch circuit becomes low level via the inverters G3 and G5, and the output of the level shift circuit G4 becomes low level (= GND). Therefore, the transistor Q7 is turned on and the transistor Q8 is turned on.
Since the FF is cut off, the capacitor C1 is charged by the constant current of the transistor Q5. The capacitor C1 is charged with time, and the voltage of the capacitor C1 becomes the input threshold voltage (= V TG2 ) of the inverter G3.
When the voltage exceeds V, the output of the level shift circuit G4 changes from GND to a high level (= V 2 ), so the voltage at point a is V TG2 +
Together becomes V 2, the transistor Q8 is turned ON, the transistor Q7 is in OFF, the capacitor C1 will be discharged at a constant current by the transistor Q6.
【００１４】その後、コンデンサＣ１が時間とともに放
電され、コンデンサＣ１の電圧がＶ TG2 を下回ると、レ
ベルシフト回路Ｇ４の出力はＶ2 からＧＮＤになるの
で、ａ点の電圧はＶTG2 −Ｖ2 になると共に、トランジ
スタＱ７がＯＮし、トランジスタＱ８はＯＦＦして、ト
ランジスタＱ５による定電流でコンデンサＣ１が充電さ
れるようになる。この動作を繰り返すことにより発振回
路が発振するので、連続的なＣＬＫ信号が出力されるよ
うになる。Thereafter, the capacitor C1 is released over time.
And the voltage of the capacitor C1 is V TG2 Below
The output of the bell shift circuit G4 is V2 To become GND
And the voltage at point a is VTG2 -V2 And become a transition
Transistor Q7 is turned on and transistor Q8 is turned off.
The capacitor C1 is charged by the constant current from the transistor Q5.
Will be By repeating this operation, oscillation
Since the path oscillates, a continuous CLK signal is output.
Swell.
【００１５】図２の波形（３）及び（４）は電圧源の出
力電圧レベルが Ｖ2′の時の波形（１）及び（２）と同
一点の発振波形を示し、Ｖ2 ＞ Ｖ2′の関係にあると共
に、外部入力電圧ＶINにより設定された定電流は同じ場
合を示し、図２の波形（２）と（４）のＣＬＫ出力波形
から、同じ定電流であっても電圧源の電圧レベルにより
Ｖ2′の時の方が発振周波数が高くなっているのが判
る。Waveforms (3) and (4) in FIG. 2 show oscillation waveforms at the same points as the waveforms (1) and (2) when the output voltage level of the voltage source is V 2 ′, and V 2 > V 2 2'and the constant current set by the external input voltage V IN shows the same case. From the CLK output waveforms of waveforms (2) and (4) of FIG. It can be seen that the oscillating frequency is higher at V 2 'depending on the voltage level of.
【００１６】尚、電圧源回路４の出力電圧（＝Ｖ2 ）の
範囲としては、基準電位から電源電圧の範囲を使用でき
るが、寄生ダイオードの順方向電圧をＶF とすると、１
／２ＶDD＋ＶF 以上の出力電圧では寄生ダイオードによ
り電圧クランプされるので、発振周波数は電圧源の電圧
レベルに比例しなくなる。本発明では入力電圧を外部か
らＶIN端子に入力するようにしているが、半導体装置１
の内部にＤ／Ａ変換器を取り込み、外部からのデジタル
データをＤ／Ａ変換した出力電圧を入力するようにして
も良い。このようにすれば、電源電圧が変動した場合で
も、発振振幅の変動に比例して入力電圧も変動し、電源
電圧の変動による影響をキャンセルするように動作する
ので、周波数変動の少ない高精度な発振器を得ることが
できる。As a range of the output voltage (= V 2 ) of the voltage source circuit 4, a range from the reference potential to the power supply voltage can be used, but when the forward voltage of the parasitic diode is V F , it is 1
Since the output voltage above / 2V DD + V F is clamped by the parasitic diode, the oscillation frequency is no longer proportional to the voltage level of the voltage source. In the present invention, the input voltage is externally input to the V IN terminal.
A D / A converter may be taken in the inside of and the output voltage obtained by D / A converting digital data from the outside may be input. With this configuration, even when the power supply voltage changes, the input voltage also changes in proportion to the change in the oscillation amplitude, and the operation is performed so as to cancel the influence of the change in the power supply voltage. An oscillator can be obtained.
【００１７】尚、抵抗Ｒ１は半導体装置１の内部に内蔵
しても構わないし、電圧源回路４に常時電流が流れない
ようにスイッチ回路を挿入したり、抵抗分割以外の方法
で電圧値を設定したりする等種々の回路を使用できる。
更に、定電流用のコンパレータＧ１を省略して、図４に
示す従来例のような電圧電流変換回路にしても構わな
い。また、プロセスによっては、レベルシフト回路Ｇ４
の電源側ではなく、基準側の電圧をシフトするようにし
ても良い。The resistor R1 may be built in the semiconductor device 1, a switch circuit may be inserted in the voltage source circuit 4 so that a current does not always flow, or a voltage value may be set by a method other than resistance division. Various circuits can be used.
Further, the constant current comparator G1 may be omitted, and a voltage-current conversion circuit as in the conventional example shown in FIG. 4 may be used. Also, depending on the process, the level shift circuit G4
The voltage on the reference side may be shifted instead of the power source side.
【００１８】図３は本発明に使用するレベルシフタ回路
の実施例を示し、配線ｂ、ｄ、ｅの各配線は図１のレベ
ルシフト回路Ｇ４に接続される各配線に対応している。
配線ｂはＮＭＯＳトランジスタＱ１０のゲートに接続さ
れると共に、インバータ７の入力に接続され、インバー
タ７の出力はＮＭＯＳトランジスタＱ９のゲートに接続
され、トランジスタＱ９及びＱ１０のドレインが接続さ
れた配線ｄが発振回路３のコンデンサＣ１の一端に基準
電圧として接続されている。トランジスタＱ９のソース
には電圧源回路４のコンパレータＧ２の出力が接続され
ている。トランジスタＱ９がＯＮした時は電圧源回路４
からの電圧を配線ｄに出力し、トランジスタＱ１０がＯ
Ｎした時には基準電圧が配線ｄに出力するように動作す
る。FIG. 3 shows an embodiment of the level shifter circuit used in the present invention. The wirings b, d and e correspond to the wirings connected to the level shift circuit G4 of FIG.
The wiring b is connected to the gate of the NMOS transistor Q10, connected to the input of the inverter 7, the output of the inverter 7 is connected to the gate of the NMOS transistor Q9, and the wiring d connected to the drains of the transistors Q9 and Q10 oscillates. It is connected to one end of the capacitor C1 of the circuit 3 as a reference voltage. The output of the comparator G2 of the voltage source circuit 4 is connected to the source of the transistor Q9. When the transistor Q9 is turned on, the voltage source circuit 4
Output to the wiring d, and the transistor Q10
When it is N, the reference voltage is output to the wiring d.
【００１９】尚、トランジスタＱ９はＮＭＯＳで形成さ
れているので、電圧源回路４からの電圧は１Ｖ以下であ
っても、コンデンサＣ１のバイアス電圧として正常に伝
達できる。また、レベルシフト回路Ｇ４は図３の回路に
限定されるものではなく、任意の出力電圧を設定できる
回路方式ならば何でも良い。Since the transistor Q9 is formed of NMOS, even if the voltage from the voltage source circuit 4 is 1 V or less, it can be normally transmitted as the bias voltage of the capacitor C1. Further, the level shift circuit G4 is not limited to the circuit shown in FIG. 3, and any circuit system capable of setting an arbitrary output voltage may be used.
【００２０】[0020]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、請求項１
の記載に係わる電圧制御発振器は、コンデンサを充放電
させて発振させる方式で、発振振幅を任意の振幅値に設
定することができるので、プロセスのばらつきや電源電
圧等に依存しにくい発振器を得ることができるという効
果がある。また、請求項２及び請求項３の記載に係わる
電圧制御発振器は、発振振幅を小さくすることになるの
で、出力変化に伴う回路エネルギーが少なくなって不要
輻射が減るという効果と共に、セットでの不要輻射対策
が不要になるという効果がある。また、発振振幅が小さ
い程、同一の電流で充放電する時間が短くて済むように
なるので、同一の電流回路でより高い発振周波数を容易
に得られるという効果がある。請求項４の記載に係わる
電圧制御発振器は、発振回路の内部遅延が小さくなるの
で、より高い発振周波数の電圧制御発振器を作れるとい
う効果がある。請求項５の記載に係わる電圧制御発振器
は、高い発振周波数でありながら消費電流が少なくて済
むので、セットの電源回路の設計や放熱設計が容易にな
るという効果がある。As described above, according to the present invention, claim 1
The voltage-controlled oscillator described in (1) is a method of oscillating by charging and discharging a capacitor, and the oscillation amplitude can be set to an arbitrary amplitude value, so an oscillator that is less susceptible to process variations and power supply voltage, etc. can be obtained. There is an effect that can be. Further, in the voltage controlled oscillator according to the second and third aspects, since the oscillation amplitude is reduced, the circuit energy associated with the output change is reduced, and unnecessary radiation is reduced, and it is unnecessary in the set. This has the effect of eliminating the need for radiation measures. Further, the smaller the oscillation amplitude is, the shorter the time for charging / discharging with the same current is, so that it is possible to easily obtain a higher oscillation frequency with the same current circuit. In the voltage controlled oscillator according to the fourth aspect, the internal delay of the oscillation circuit becomes small, so that there is an effect that a voltage controlled oscillator having a higher oscillation frequency can be manufactured. The voltage controlled oscillator according to the fifth aspect has a high oscillation frequency and consumes less current. Therefore, there is an effect that design of a power supply circuit of a set and heat radiation design are facilitated.
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例の動作波形を示す説明図であ
る。FIG. 2 is an explanatory diagram showing operation waveforms according to the embodiment of the present invention.
【図３】本発明に使用するレベルシフト回路例を示す回
路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a level shift circuit used in the present invention.
【図４】従来の実施例を示す構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram showing a conventional embodiment.
１ ：半導体装置 ２ ：電圧電流変換回路 ３ ：発振回路 ４ ：電圧源回路 Ｇ４ ：レベルシフタ回路 Ｃ１ ：発振用コンデンサ ＶIN ：電圧制御入力端子1: Semiconductor device 2: Voltage-current conversion circuit 3: Oscillation circuit 4: Voltage source circuit G4: Level shifter circuit C1: Oscillation capacitor V IN : Voltage control input terminal
Claims (5)
ら、コンデンサを定電流で充電または放電して発振する
電圧制御発振器において、前記コンデンサの他端に接続
されて、前記コンデンサのバイアス電圧を切り換えるレ
ベルシフト回路を有することを特徴とする電圧制御発振
器。1. A voltage-controlled oscillator that oscillates by charging or discharging a capacitor with a constant current from one end of a capacitor forming an oscillation circuit, the level being connected to the other end of the capacitor and switching the bias voltage of the capacitor. A voltage-controlled oscillator having a shift circuit.
電源電圧の半分以下の電圧に設定され、電源電圧範囲よ
り狭い発振振幅で発振することを特徴とする請求項１に
記載の電圧制御発振器。2. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the high-level side voltage of the bias voltage is set to a voltage equal to or less than half the power supply voltage and oscillates with an oscillation amplitude narrower than the power supply voltage range. .
Ｓのみで形成されたことを特徴とする請求項１に記載の
電圧制御発振器。3. The output stage of the level shift circuit is an NMO.
The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the voltage controlled oscillator is formed of only S.
しない、ゲート回路のみで発振ループが形成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。4. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the oscillation circuit does not use a comparator circuit, and an oscillation loop is formed only by a gate circuit.
成された半導体集積回路であることを特徴とする請求項
１乃至請求項４に記載の電圧制御発振器。5. The voltage controlled oscillator according to claim 1, wherein the voltage controlled oscillator is a semiconductor integrated circuit having a CMOS structure.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6297657A JPH08162911A (en) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | Voltage controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6297657A JPH08162911A (en) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | Voltage controlled oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162911A true JPH08162911A (en) | 1996-06-21 |
Family
ID=17849439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6297657A Pending JPH08162911A (en) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | Voltage controlled oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162911A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6271730B1 (en) | 1997-08-27 | 2001-08-07 | Ricoh Company, Ltd. | Voltage-controlled oscillator including current control element |
| KR100490283B1 (en) * | 1998-12-23 | 2005-08-01 | 주식회사 하이닉스반도체 | Ring Oscillator_ |
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| JP2010200103A (en) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Omron Healthcare Co Ltd | Voltage-frequency conversion circuit, and blood pressure measuring device equipped with the same |
| JP2018191397A (en) * | 2017-04-28 | 2018-11-29 | ローム株式会社 | Oscillation circuit device and switching regulator |
-
1994
- 1994-11-30 JP JP6297657A patent/JPH08162911A/en active Pending
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