JPH08146111A - 人工衛星からの信号を用いて位置を決定するための方法および装置 - Google Patents

人工衛星からの信号を用いて位置を決定するための方法および装置

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JPH08146111A JP7115252A JP11525295A JPH08146111A JP H08146111 A JPH08146111 A JP H08146111A JP 7115252 A JP7115252 A JP 7115252A JP 11525295 A JP11525295 A JP 11525295A JP H08146111 A JPH08146111 A JP H08146111A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 GPSの送信器において搬送波を変調するコー
ド化信号の情報を用いずに、これら人工衛星から受信さ
れる無線信号の電力及び搬送波位相を測定するための方
法、装置を提供する。 【構成】 ある地点で地球軌道衛星から受信した無線信
号の測定からその地点の位置を決定する方法は、(a)同
時に複数の前記衛星から受信した前記信号を複合信号に
組み合わせる工程と、(b)該複合信号をデジタル表示信
号に形成する工程と、(c)前記デジタル表示信号を、共
通クロックに応答し同期して動作する、複数の並列にな
ったデジタル測定回路に分配する工程と、(d)前記複数
の衛星に対して同時に測定データを導出するために、前
記回路のそれぞれにおいて前記各衛星からの前記信号を
測定する工程と、(e)前記位置を決定するために前記複
数の衛星からの前記データを組み合わせる工程と、から
成る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般に、無線周波によっ
て位置を決定するための方法及び装置に関する。特に、
本発明は、地球軌道人工衛星からの無線信号放送を用い
る無線干渉計によって地球上の測量目印のような一対の
点の間の基線ベクトルを測定するための方法及び装置に
関するものである。
【０００２】
【発明の背景および発明が解決しようとする課題】無線
によって位置を決定するための幾つかの装置が、送信ア
ンテナ又は受信アンテナの輻射のパターンの指向性を利
用する。
【０００３】本発明を含む他の装置は、如何なるアンテ
ナの指向性にも依存しない。本発明は、受信アンテナの
位置が以下の方法で決定される装置の一般的部類に属す
る。すなわち、該方法は、位置がすでに知られている2
又はそれ以上の異なる送信アンテナから届く信号の、位
相間の差又は群遅延間の差或るいはその両方を測定する
方法である。2つの送信源が同調されるならば、或いは2
つの送信器の同期からの逸脱が別個に知られるならば、
2つの送信源から届く信号の群遅延間の差の受信位置に
おける測定は、受信器が3次元内で焦点が送信器の位置
である特別な回転双曲面上に設置されることを決定す
る。幾つかの異なった適切に位置づけられた送信器から
の信号の同一の受信位置における同様の測定が組み合わ
せられるならば、受信位置は、相当する双曲面の交点か
ら一義的に決定され得る。
【０００４】異なる位置において同時に受信される無線
信号間の位相差又は群遅延差の測定から、他方に関して
一方の、それら位置の相対的位置を決定する技術もまた
当業界において周知であって、無線干渉計による測地学
の技術として総合的に関係している。隔てられた位置に
おけるアンテナは干渉計を形成すると考えられ、一方の
アンテナから他方へ延びる相対的位置ベクトルは、干渉
計の基線ベクトルと呼ばれる。2つのアンテナの間の基
線ベクトル又は相対的位置ベクトルは、何れかの個々の
アンテナの位置よりも普通不明確さが少なく決定可能で
ある。このことは、誤差の多くの潜在源が、両方のアン
テナにおける測定値にほとんど等しく影響を及ぼす傾向
にあり、従って、2つのアンテナの間の差が取られると
き、消去される傾向にあるためである。マイクロ波無線
干渉計による測地学の技術は、相対的位置ベクトル又は
干渉計「基線（baseline）」ベクトルの決定に精度、速
度及び範囲の不調和な組合せをもたらすことが知られて
いる。そのような決定は、基線ベクトルの2端において
受信される信号の間の群遅延差若しくは位相差の何れか
の測定又は両方の差の測定に基づいていても良い。位相
測定は群遅延測定よりも本質的により正確であるが、位
相測定の解釈はそれらの固有の整数サイクルアンビギテ
ィーによってより複雑化される。干渉計測定技術の一般
的論議及び解釈の関連した問題が、チャールズ・シー・
カウンセルマン3世によって「天文学及び宇宙物理学の
年刊レビュー(Annual Reviews of Astronomy and Astro
physics)」、Vol. 14 (1976) 、197乃至214頁に記載さ
れる「無線天体測定学（Radio Astrometry）」という題
名の文献において与えられている。関連のある技術論文
が、「測地学のための無線干渉計技術（Radio Interfer
ometry Techniques forGeodesy）」という題名の米国国
立航空宇宙局の会議刊行物（Conference Publication）
2115に大量に集めて記載されている。無線干渉計による
測地学は、種々の電波源によって放射された無線信号を
用いて実行されてきた。種々の電波源は、クエーサーの
ような天然の放射源及びナブスター広範囲位置づけ装置
（NAVSTAR Global Positioning System (GPS) ）の人
工衛星のような人工源を含む。
【０００５】周知のように、現在約6個のGPS地球軌道人
工衛星がある。人工衛星の軌道は、約2メートルの精度
で決定可能である。これらの人工衛星は、19.0センチメ
ートル及び更に24.0センチメートル付近の波長を有する
無線信号を放射する。これら信号の干渉計位相観測の整
数サイクルアンビギティー（あいまいさ）は正確に解決
可能であるという条件で、一方のアンテナから他方へ伸
びる基線ベクトルはGPS送信の波長よりも非常に小さい
不明確さしか伴わずに干渉計により決定可能である。基
線の決定は、カウンセルマIII世等によって「エオス
（Ｅｏｓ）」（米国地球物理学会会報、Vol.62、260
頁、1981年4月28日）において発表され、これには３つ
の基線が示され、それら基線が、ＧＰＳ信号の干渉計位
相測定によって１００メートルのオーダの長さを有する
ことがレポートされている。このレポートによれば、約1
センチメートル内の精度であることが示された。これら
の干渉計基線決定において使用された方法は、各基線の
2端において個々にであるが同時に受信される信号の中
央位置における直接の交差相関の周知技術に基づいてい
た。
【０００６】米国特許第4,170,776号において、GPS人工
衛星から送信される信号を用いて地上の一対の位置間の
基線ベクトルの変化を測定するための装置が記述されて
いる。それによると、各位置において受信される無線信
号は、正確に時間付加されて次に電話回線を通じて中央
位置へ伝送される。該中央位置において密接な実時間位
相比較が、2組の信号を交差相関することにより行われ
る。前記特許の中で説明される装置は、「皿（dish）」
状反射器型受信アンテナを含む。GPS信号の無線磁束密
度がバックグラウンド雑音レベルに関して小さいため又
GPS信号の帯域幅が電話回線の帯域幅をはるかに越える
ため、電話回線を通じて各位置から伝送される電力の信
号対雑音の比率は、小さい。広い収集面積を有する
「皿」型アンテナがこの装置において用いられること
は、主としてこの信号対雑音の比率を有用なレベルまで
上昇させるためである。該アンテナを用いる他の重要な
理由は、それらアンテナが指向的であるので、所望の源
から直接にではなくアンテナに到達する信号が排除され
るためである。
【０００７】地球軌道人工衛星からの他の種類の信号を
用いて基線ベクトルを測定するための装置もまた、周知
である。カウンセルマンIII世等による、「会報測地学
（Bulletin Geodesique）」、Vol. 53 (1979) 、139乃
至163頁に記載される「地球測量用小型干渉計ターミナ
ル（Miniature Interferometer Terminals for Earth
Surveying (MITES) ）という題名の文献において、地球
軌道人工衛星から放送される多周波数無線信号を用いて
基線ベクトルを測定するための企画された装置が、記述
されている。該装置において受信信号の位相は、基線の
各端において個々に決定される。すなわち、一方の位置
において受信される信号は、2つの信号間の位相差を決
定するために他方において受信される信号と交差相関さ
れない。位相アンビギティー（あいまいさ）を解決する
ために、MITES装置は、1GHzと2GHzとの間に適切に隔て
て配置された1組の10個の周波数における測定の組み合
わせに依存する。あいにく、知る限りでは、そのような
信号を放射する地球軌道人工衛星は、現在存在しない。
【０００８】人工衛星以外の放射源から送信される信号
を用いて相対的位置を測定するための装置もまた、周知
である。月面（lunar）ベース送信を用いるそのような
装置の一例が、米国特許第4,170,776号において開示さ
れている。
【０００９】軌道人工衛星以外の源からの信号を用いて
単独位置又は相対的位置の何れかを測定するための装置
もまた、周知である。例えば、ダブリュ・オー・ヘンリ
ー（W. O. Henry）による「ロランにおける幾らかの進
歩（Some Developments in Loran）」（地球物理学調
査ジャーナル（Journal of Geophysical Research）、
Vol. 65、506乃至513頁、1960年2月）という文献におい
て、地上ベース（静止）送信器からの信号を用いて位置
（海上における船の位置のような）を決定するための装
置が記述されている。ロラン‐C航海装置として知られ
る装置は、地球表面上に配置される数千キロメートルの
長さの測鎖の同調送信器を使用する。用いられるすべて
の送信器は100キロヘルツの同一の搬送周波数を用い、
各送信器はパルスの唯一の周期的パターンによって振幅
変調される。振幅のサイン反転を含むこのパターンによ
って、受信器は異なる送信器からの信号を識別すること
が可能になる。一対以上の送信器の観測の適切な組み合
わせによって、地球表面上の受信器の位置の決定がもた
らされる。
【００１０】このタイプの装置の他の例はオメガ装置で
あり、それは、ピアス（Pierce）による「オメガ（Omeg
a）」（航空宇宙学及び電子工学装置についてのIEEE会
報、Vol. AES-1、no. 3、206乃至215頁、1965年12月）
という文献において記述されている。オメガ装置におい
ては、ロラン‐C装置におけるように主に群遅延よりは
むしろ受信信号の位相差が測定される。ロラン‐C及び
オメガ装置の両方において使用される周波数は非常に低
いため、これらの装置に伴う位置測定における精度は、
前述の人工衛星装置と比較して全く劣っている。
【００１１】従来技術は、GPSによって位置及び相対的
位置を決定する他の方法もまた含む。標準的方法は、ジ
ェイ・ジェイ・スピルカー・ジュニア（J. J. Spilker,
Jr.）によって航海学、Vol. 25、no. 2、(1978) 、121
乃至146頁、の中の文献において例えば記述され、更に
該刊行物の同一号の中に記載される幾つかの他の文献に
おいて記述されている。この方法はGPS信号のコード化
変調の受信の群遅延の間又は「回数」の間の差の測定に
基づいている。原則として、この方法は、双曲線位置づ
け方法であり且つLORANの方法に本質的に類似してい
る。GPS変調のおよそ10MHzの帯域幅は、群遅延測定の精
度及び位置決定を標準的方法によって数10センチメート
ルまで制限する。1センチメートルの次数の精度は、搬
送位相測定の使用を通じて潜在的に得られる。そのこと
は、例えばジェイ・ディー・ボスラー（J. D. Bossle
r）等によって「測地学的位置づけのための広範囲位置
づけ装置の使用」（会報測地学、Vol. 54、no. 4、553
頁 (1980) ）という文献の中で記述されている。しかし
ながら、位置決定のためにGPS搬送位相を使用するすべ
ての刊行物記載の方法は、発信されるコード変調の情報
及び使用を必要とすること、異なる位置において受信さ
れる信号の交差相関を必要とすること又は受信信号対雑
音の比率を上昇し且つ反射信号からの干渉を弱めるため
に大きなアンテナの使用を必要とすること等の不都合を
有する。更に該方法は、これら以外にも不都合を被る。
本発明は、これらの不利点を全く有しない。
【００１２】特に、本発明は、ＧＰＳ搬送波を変調する
コードの情報の内容に基づいて誘導しなければならない
知識、すなわち変調コードの情報内容の外部誘導知識を
全く必要とせず、一つの位置で受信される信号と他の如
何なる位置において受信される信号との交差相関も必要
とせず且つ大きく又は高指向性の受信アンテナの使用を
必要としない。
【００１３】本発明の目的は、無線周波によって位置を
決定するための方法及び装置を提供することである。
【００１４】本発明の他の目的は、無線干渉計によって
一対の点の間の基線ベクトルを測定するための方法及び
装置を提供することである。
【００１５】本発明の更に他の目的は、地球上の位置づ
け装置（GPS）の地球軌道人工衛星からの両側帯抑圧搬
送型放送の無線信号を用いて、測量目印のような地上の
一対の点の間の基線ベクトルを測定するための方法及び
装置を提供することである。本発明の更に他の目的は、
GPSの地球軌道人工衛星からの無線信号を用いて一対の
測量目印の間の基線ベクトルを決定するための方法及び
装置を提供することである。この決定は、各測量目印で
受信された信号に内在される搬送波位相を測定すること
を含んでいる。
【００１６】本発明の更に他の目的は、異なる方向から
受信された無線信号から地上の2つの位置において得ら
れた位相情報を処理して、相対的位置を決定するための
技術を提供することである。
【００１７】本発明の更に他の目的は、GPSの送信器に
おいて搬送波を変調するコード化信号の情報を用いず
に、これら人工衛星から受信される無線信号の電力及び
搬送波位相を測定するための方法及び装置を提供するこ
とである。
【００１８】本発明の更に他の目的は、一方の点におい
て受信される信号と他方の点において受信される信号と
を交差相関することなく、何れの点において受信される
信号を記録することなく、且つ一方の点から他方の点へ
又は両点から共通の位置へ信号を別の方法で応答するこ
となく、各点において受信された無線信号の位相を測定
することによって2点間の基線ベクトルを決定するため
の方法及び装置を提供することである。
【００１９】本発明の更に他の目的は、指向性アンテナ
の使用を必要とすることなく無線によって位置を決定す
るための方法及び装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明の原理に従ってGP
S人工衛星による無線信号放送を用いる無線干渉計によ
って地球上の一対の点の間の基線ベクトルを測定する方
法は、好適実施例の詳細な説明の欄及び図により詳説さ
れるが、要約すると、基線の各端において人工衛星から
受信される信号の潜在搬送位相を測定し、次に共に基線
ベクトルを決定するための2つの位置からの位相情報を
処理することから成る。本発明の原理に従ってGPS人工
衛星による無線信号放送を用いる無線干渉計によって地
上の一対の点の間の基線ベクトルを測定する装置は、一
対の干渉計フィールドターミナルから成る。各ターミナ
ルは、各点において位置づけられるために適合してい
る。各ターミナルは、アンテナ、上側波帯及び下側波帯
分離器、複数の相関器及び数値発振器、並びにフィール
ドターミナルコンピュータを含む。
【００２１】
【実施例】本発明は、地上において無線干渉計によっ
て、測量目印のような一対の点の基線ベクトルを測定す
るための技術に向けられている。該無線干渉計は、ナブ
スター・グローバル・ポジショニング・システムズ（NA
VSTAR GlobalPositioning Systems (GPS) ）の地球軌道
人工衛星によって送信される両側波帯、搬送波抑圧又は
無線信号を用いている。その技術は、各位置で受信され
る信号に潜在する搬送波の位相の測定を含み、次に、2
つの位置で得られた位相情報を処理して基線ベクトルを
決定する。その技術の1つの利点は、その技術が、人工
衛星に用いられて搬送波を変調する符号化信号の情報に
関係なく搬送波位相を測定する、ということである。他
の利点は、実時間において又は記録の輸送によってのい
ずれでも、2つの位置から共通の位置への受信信号の輸
送を必要としないということである。他の利点は、大き
い又は高度の指向性アンテナの使用を必要としないとい
うことである。さらに他の利点は、受信アンテナに接近
して生じる無線波の散乱及び反射によって引き起こされ
る誤差から比較的免れるということである。
【００２２】本発明は下記にGPS人工衛星で用いるため
に限定して記述されるけれども、それについての確かな
特色は単にそのような人工衛星で使用することにのみ制
限されず他の電磁波源からの受信信号でも有用であると
いうことが理解されるべきである。
【００２３】周知のように、GPSの人工衛星は高度およ
そ20,000キロメートルで地球を周回して「L1」帯として
知られる1575.42MHz中心の周波帯における信号及び「L
2」帯として知られる1227.60MHz中心の2番目の周波帯に
おける信号を送信する。該信号は、搬送波により変調さ
せられ、ほば対称的な上方側波帯及び下方側波帯が発生
される。
【００２４】いずれかの帯に対して、所定の位置で受信
された所定の人工衛星からの信号は、次式の時間の関数
として考えることができる。
【００２５】s(t) ＝ ｍ(t)cos(2πｆ0t＋φ) ＋ ｎ(t)
sin(2πｆ0t＋φ) 但し、ｍ(t)及びn(t)は変調関数であって、各々が時間
の実数値関数である。ｆ0は公称搬送周波数であって、L
1帯に対して1575.42MHzに等しくL2帯に対して1227.60MH
zに等しい。φはラジアン単位の受信搬送位相であり、
未知数であって決定されるべきものである。変調関数の
各々、ｍ(t)及びｎ(t)は、ゼロ平均を有する時間の疑似
ランダム関数である。2つの関数ｍ(t)およびｎ(t)は、
相互に直交し、次で説明するように、それぞれの密度は
「クリア／捕捉」（Ｃ／Ａ）コードおよび「精密コード
／「Ｐコード」として知られている。いろいろなＧＰＳ
人工衛星のＬ１搬送波の変調関数は互いに直交するもの
であるが、ある人工衛星に対して同じ関数がＬ１および
Ｌ２搬送波の変調に使用しても良い。ＧＰＳ人工衛星を
用いた測定技術において知られているように、２つの関
数ｍ(ｔ)及びｎ(ｔ）の帯域幅は正確に１桁異なるもの
であり、ｍ(ｔ)はより狭い帯域幅を有し、ｎ(ｔ）はよ
り広い帯域波を有するものである。また、ＧＰＳ人工衛
星を用いた測定技術において通常行われているようにＬ
１においてｍ(ｔ)及びｎ(ｔ）の両方の信号成分を存在
させ、Ｌ２においてｎ(ｔ）成分のみを存在させ、ｍ
（ｔ）関数をゼロ又はターンオフ（turned off）となる
ように調節する。ｍ(t)の電力スペクトル密度は、GPS文
献において「クリア／捕捉」（C/A）コードとして知ら
れている変調信号に相当し、関数 sin2(πF/1.023MHz)／(πF/1.023MHz)2 に比例する。ここで、Ｆは、変調周波数を表す。この関
数は、およそ４５０kＨｚの半値幅（最大値が半分とな
る幅）を有する。すなわち、関数値は、Ｆ＝±４５０k
Ｈｚの場合に約０．５となり、Ｆ＝０の場合に１とな
る。すなわち、関数値はF＝±450kHzの場合におよそ0.5
であるが、その値はF＝0の場合に1である。ｎ(t)の電力
スペクトル密度は、GPS文献において「精密コード」は
「Pコード」として知られている変調信号に相当し、 sin2(πF/10.23MHz)／(πF/10.23MHz)2 に比例する。したがって、この式で周波数がＣ／Ａコー
ドの場合の周波数の１０倍となっているから、ｎ(ｔ)の
電力スペクトルは、４５０kＨｚの１０倍、すなわち、
４．５MＨｚの半値幅を有する。
【００２６】L1信号、1575.42MHzの場合に、ｎ(t)の平
均2乗値は、通常ｍ(t)のそれの半分の値に等しい。すな
わち、 ＜ｎ2(t)＞ ＝ 0.5 ＜ｍ2(t)＞ である。（GPS人工衛星を平均2乗値の比又は電力比が0.
5と異なる顕著なモードにおいて動作することが可能で
ある。すなわち、特に、その比がゼロであることが可能
である。）かくして、ｍ(t)の電力スペクトル密度に対
するｎ(t)の電力スペクトル密度の比はゼロ付近のFの値
について約0.5÷10＝0.05に通常等しく、それによりｍ
(t)のスペクトルに整合した帯域フィルタがL1搬送周波
数上に中心づけられるならば、このフィルタの出力内に
含まれる電力の約90パーセントがｍ(t)信号成分から生
じるであろう。それ故、10%より少ない電力がｎ(t)成分
から生じるであろう。従って、この説明の残りにおいて
簡単のために、GPS 信号変調関数ｍ(ｔ)及びｎ(ｔ)は単
にＧＰＳ人工衛星の設計者により選択されるものである
が、Ｌ１信号はｎ(t)成分を使わずにより簡単な式 s(t) ＝ ｍ(t)cos(2πｆ0t＋φ)を有すると仮定しよ
う。
【００２７】一般的に、受信される搬送波位相φは時間
の緩慢変化関数であり、そのため実際に受信される搬送
周波数は代数和 ｆ＝ｆ0 ＋ (2π)-1(dφ/dt) によって与えられる。但し、ｆ0は公称搬送周波数であ
り、dφ/dtはφの時間導関数である。「緩慢変化」であ
るとは、(2π)-1(dφ/dt)がｆ0及びｍ(t)の帯域幅と比
べて非常に小さいことを意味する。φの時間変動につい
ての主な理由はドップラー偏移であり、以てｆはｆ0と
約±4.5kHzまで変わり得る。
【００２８】受信される信号s(t)は、ｍ(t)の平均値が
ゼロであるため、搬送周波数において電力の不連続スペ
クトル成分を含まない。そのため、搬送波は完全に抑圧
されているといわれる。受信信号は搬送波周波数ｆを中
心周波数とするｍ(ｔ)から成り、そのｍ(ｔ)のスペクト
ル密度は周波数の関数として対称的である。このことは
ｍ(ｔ）信号が搬送波周波数を中心として鏡像関係ある
こを意味する。したがって、L1信号s(t)の電力スペクト
ル密度関数は変調ｍ(t)の電力スペクトル密度関数に等
しく、ベースバンドから受信搬送周波数ｆへ転換され
る。ｍ(t)は時間の実数値関数であるため、その電力ス
ペクトル密度は、周波数の偶対称関数である。かくし
て、s(t)の電力スペクトル密度は搬送周波数ｆに関して
偶対称を有し、それ故両側波帯スペクトルであると言わ
れる。この電力スペクトルのうちｆよりも大きい周波数
に相当する部分は上側波帯を呼ばれ、ｆより小さい周波
数に相当する部分は下側波帯と呼ばれる。発信位置と受
信位置との間の相対移動により引き起こされるドップラ
ー偏移は、上側波帯と下側波帯との間に106分の３程度
のわずかな非対称性を生じさせるが、これは考慮に入れ
る程度のものではない。
【００２９】本発明に従って、アンテナが基線ベクトル
の各端において位置する。各アンテナによって受信され
た信号は、上側波帯成分及び下側波帯成分に分離され
る。このように受信信号はこれら成分から構成されるこ
とから、衛星から発信される信号で一方のアンテナを介
して受信される信号を第１の位置複合信号と、他方のア
ンテナを介して受信される信号を第２の位置複合信号と
いうことにする。これらの分離成分は濾過され、1ビッ
トディジタル型に転換され、そして、それら成分は互い
に乗算され、それら積は局部発信器の直交出力ｃｏｓ
[２φp]、ｓｉｎ[２φp]とデジタル的に相関をとること
によって分析され、各人工衛星から受信された両側波帯
信号に潜在する搬送波の電力と該搬送波の該局発信器に
対する位相を決定する。この手順については、後で図
２、４、５、７、及び８を参照して詳説する。ドップラ
ー偏移における差異は、異なる人工衛星の搬送波を識別
するために利用される。かくして、複数の人工衛星から
の信号の電力及び搬送位相は同時に測定されて、測定結
果を表す数値データが各測量目印において得られる。測
定は、他の如何なる場所で受信される信号にも関係なく
且つGPS搬送波を変調する如何なる符号化信号の情報も
なしに、各目印において実時間に達成される。次に、2
つの測量目印において同時であるが独立して達成される
測定からのデータは、約5,000秒のような十分な継続時
間の間毎秒1回ずつ測定され、1つの目印から他の目印へ
と延在する基線ベクトルを決定するべく共に処理され
る。2つの処理方法が、開示されている。いずれかの方
法において、「アンビギティー関数（ambiguity functi
on）」が、測定データの関数及び基線ベクトルの試行値
ｂハット（ｂの上に“∧”がついたもの）の関数のいず
れかとして算出される。ｂハットのベクトル距離は、算
出関数を最大にするｂハットの単一の値を見つけるべく
系統的に調査される。このｂハットの値は、未知の基線
ベクトルｂの所望の測定であるようにとられる。
【００３０】図１を参照すれば、本発明に従って基線ベ
クトルｂを測定するための装置11が図示されている。基
線ベクトルｂは、以後ときどき「基線」という名称によ
っても呼ぶことがあり、1つの測量目印SM-2の他の目印S
M-1に関する相対的位置ベクトルである。該基線は、基
線の一端又は始点にある測量目印SM-1から、基線の他端
又は終点にある測量目印SM-2へと延在する。装置11は、
2つのコンピュータを備えた干渉計フィールドターミナ
ル13-1及び13-2並びにコンピュータ15から成る。ターミ
ナルの一つは基線の各端に位置づけられ、該コンピュー
タはターミナル13の一つに構造的及び機能的に組み入れ
られてターミナル13の一つの一部であってもよく或いは
図示するように分離装置15であってもよい。
【００３１】装置11はその普通の動作のために外部源か
らある数値データを必要とする。更に装置11は、基線測
定を実行する前及び後、又は（任意に）その間、コンピ
ュータ15と各ターミナル13との間に数値データを転送す
るいくつかの手段も必要とする。
【００３２】基線を決定するべき測定が始められる前
に、複数の人工衛星の軌道を表す第1のデータ記憶装置1
7からのデータが、測量目印SM-1及びSM-2の位置を大体
表す近似データと共に、コンピュータ15内に入れられ
る。該複数のGPS人工衛星のうちGPS-1及びGPS-2の2つが
例示的目的のために図示されている。該近似データは、
第2のデータ記憶装置19から得られる。たとえば、近似
データは2.3キロメートルの確度で測量目印を表すであ
ろう。これらの人工衛星軌道及び測量位置データからコ
ンピュータ15は、時間の関数としてテーブル（表）状
に、ドップラー周波数偏移の予測値を発生する。このド
ップラー周波数偏移は、各GPS人工衛星によって送信さ
れる1575.42MHz信号が各測量目印において受信されると
きに有するものである。又、コンピュータ15は、各目印
において各衛星から受信される信号の電力レベルの予測
値テーブルを発生する。人工衛星が地平線下であるなら
ば予測される電力はゼロである。すなわち、受信アンテ
ナ（目印における）の利得の角度依存及び普通更に少な
い程度まで伝送アンテナ（人工衛星上の）の利得の角度
依存によって、電力は地平線上の人工衛星の予測される
仰角の関数である。予測される周波数偏移及び電力のテ
ーブルは、予期される測定の継続時間を囲む短い時間、
全GPS人工衛星が各測量目印において目に見えると予期
される間、如何なる既知手段によっても伝達される。伝
達手段としてはたとえば電話又は無線電話リンクがあ
る。伝達されたテーブルは、測量点にある特定の干渉計
フィールドターミナル13内に含まれるより小さいコンピ
ュータのメモリー内に入れられる。
【００３３】変形的には周波数及び電力予測値テーブル
は、干渉計フィールドターミナル内部のコンピュータに
よって発生されても良い。
【００３４】ドップラー周波数予測値は、従来技術にお
いて周知の公式に従って算出される。該予測値における
誤差の大きさは、測量点の仮定される位置における誤差
の1キロメートル毎に1ヘルツのオーダーである。人工衛
星軌道の推定誤差による周波数予測値における追加的誤
差は、1ヘルツのオーダーであり、少なくとも1日に進め
られる予測値に対しては小さい。数ヘルツまでの周波数
予測値誤差は、本発明に関しては許容できる。受信電力
の予測値は、あまり正確である必要がない。すなわち、
これらの予測値は非常に厳格な目的のためには全く用い
られないので数デシベルの誤差は許容できる。これら予
測値によってフィールドターミナルコンピュータは、疑
似信号でない所望信号が受信されるかどうかを点検でき
るのに役立つ。たぶん信頼度を幾らか犠牲にして、電力
予測値テーブルを除去できるであろう。
【００３５】干渉計フィールドターミナル13は、測量目
印に位置づけられており、複数の人工衛星から1575.42M
Hzの信号を同時に受信する。複数の人工衛星は、7個ま
でであるが決して2個よりも少なくない。得られるべき
基線の正確な決定のために、同時的に人工衛星を観測す
ることは、基線の両端におけるターミナルにとって本質
的である。
【００３６】各ターミナル内の電子回路（以下に記す）
は受信信号を上側波帯成分及び下側波帯成分へと分離
し、ドップラー周波数偏移の予測値を用いて、これら側
波帯成分を分析して（すなわち、アンテナにより受信す
る信号は複数の人工衛星から送信され、重複した信号で
あるが、いろいろな人工衛星からの搬送波成分にはある
時刻でそれぞれ異なったドップラー偏位が含まれている
ため、各人工衛星からの信号に関してドップラー偏移の
予測値を形成し、これらの比較から各人工衛星からの信
号を選択する。)、各人工衛星から受信される信号内に
潜在する搬送波の電力及び位相を決定する。これらの電
力及び位相の決定からのデータは、フィールドターミナ
ル内に貯蔵され且つ最終的に中央コンピュータ15に在来
手段によって帰還される。
【００３７】2つの干渉計フィールドターミナル13-1及
び13-2からのデータは、基線ベクトルの正確な決定を得
るために共に処理されなければならない。
【００３８】データの長距離通信又は転送のための手段
はこの装置の動作のために必要ではないことに注意すべ
きである。ターミナル13-1及び13-2をコンピュータ15と
同じ位置に物理的に輸送しても良く、それ故そこで予測
値テーブルをコンピュータ15からターミナル13に移して
も良い。そこでメモリー内に予測値テーブルを含んだタ
ーミナル13は、人工衛星が観測される測量目印SM-1及び
SM-2の場所へ運搬することができる。これらの観測の完
了に続いて、端末装置13はコンピュータ15の位置に戻す
ことができる。そこで、搬送位相データが両方のターミ
ナルからコンピュータへ転送されて処理されることがで
きる。
【００３９】図２を参照すれば、「フィールドターミナ
ル」とも呼ばれる干渉計ターミナル13の主成分が図示さ
れている。各フィールドターミナル13は、同軸ケーブル
25によって電子機器組立体23に接続されたアンテナ組立
体21を有する。
【００４０】各アンテナ組立体21は、アンテナ27及びプ
リアンプ組立体29を含む。アンテナ27は測量目印SM上に
位置づけられる。測量目印SMに関してアンテナ27の位相
中心の位置は、正確に知られなければならない。前記特
許出願に記述されているアンテナは、この点において十
分である。すなわち、そのアンテナの位相中心の位置の
不明確度はせいぜい2〜3ミリメートルである。
【００４１】アンテナ27は、GPS人工衛星によって送信
される1575.42MHz無線信号（この信号で、一方のアンテ
ナから同時に受信した複数の信号を第１の位置複合信号
と、他方のアンテナから同時に受信した複数の信号を第
２の位置複合信号という）を受信する。受信信号はプリ
アンプ29によって増幅されて、同軸ケーブル25を通って
電子機器組立体23内に含まれる受信ユニット31に供給さ
れる。該受信ユニット31は側波帯分離器33、受信電力回
路34及び発振回路35を含む。
【００４２】側波帯分離器33内において信号の上側波帯
部分は、下側波帯部分から分離される。上側波帯部分
は、すべての人工衛星を合わせたものから受信される信
号のうち1575.42MHzから上方に延在する無線周波数の範
囲を占める部分から成る。下側波帯部分は、1575.42MHz
以下の無線周波数に相当する。この分離を達成するため
に、側波帯分離器33は、発振回路35によって供給される
1575.42MHzの参照信号を用いる。
【００４３】受信ユニット31は、アナログ形態でディジ
タル電子ユニット37に3つの信号を供給する。u(t)と示
される第1のアナログ信号は、受信無線周波数信号の上
側波帯成分を表し、ベースバンドに変換される。l(t)と
示される第2のアナログ信号は、やはりベースバンドに
変換される、下側波帯成分を表す。これら2つの信号の
各々は、すべての可視人工衛星からの寄与を含む。ディ
ジタル電子ユニット37に供給される第3平成7年4月13日
の信号は、発振回路35内の自走安定水晶発振器の出力で
ある5.115MHzの周波数を有する正弦信号である。この同
じ発振器の出力5.115MHzは発振器組立体内で308の固定
整数因子だけ周波数が増倍させられて、側波帯分離器に
よって用いられる1575.42MHzの参照周波数を得る。発振
器組立体35によって発生された周波数の確度は、代表的
に約109分の1である。108の1の確度で許容される。
【００４４】ディジタル電子ユニット37において、3つ
のアナログ入力の各々が、ディジタル‐論理信号に変換
される。該ディジタル信号はフィールドターミナルコン
ピュータ39の制御下で処理されて、搬送波の電力及び位
相のデータを発生させる。ディジタル電子組立体37は、
双方向データバス41によってフィールドターミナルコン
ピュータ39に接続される。フィールドターミナルコンピ
ュータ39は、ディジタル・エクイップメント・コーポレ
イション（DEC）モデルLSI-11/2マイクロコンピュータ
であっても良い。この場合のデータバス41は、DEC「Q」
バスであっても良い。
【００４５】搬送位相データは、処理するための中央コ
ンピュータ15にこれらのデータを伝達するように望まれ
るまで、フィードターミナルコンピュータ39のメモリー
内に記憶される。前述のように、中央コンピュータ15は
除去されて、処理はフィールドターミナルコンピュータ
39の1つにおいて行なわれても良い。又、位相データは
磁気テープカセット又はディスク（図示せず）のような
データ記憶媒体上へフィールドコンピュータ39によって
書き込まれても良い。又、該データは、直接電気接続を
介して又は変復調装置及び電話接続を介して又は他の標
準的手段によって伝達することができる。
【００４６】図３を参照すれば、アンテナ組立体21の成
分を更に詳細に示す。組立体21は、前述のように、位相
中心が測量目印に関して正確に位置づけ可能であるよう
に構成されているアンテナ27を含む。アンテナ27によっ
て受信される1575.42MHzの無線信号はプリアンプ回路29
に供給される。アンテナ組立体21を受信ユニット31へ接
続する同軸ケーブル25での減衰を克服し且つ受信ユニッ
ト31内の入力増幅器内で発生されるバックグラウンドノ
イズを克服するほどの充分なレベルにまで信号電力を上
昇させることが、プリアンプ回路29の機能である。ル・
エクイップメント・コーポレイション（DEC）モデルLSI
-11/2マイクロコンピュータであっても良い。この場合
のデータバス41は、DEC「Q」バスであっても良い。
【００４５】搬送位相データは、処理するための中央コ
ンピュータ15にこれらのデータを伝達するように望まれ
るまで、フィードターミナルコンピュータ39のメモリー
内に記憶される。前述のように、中央コンピュータ15は
除去されて、処理はフィールドターミナルコンピュータ
39の1つにおいて行なわれても良い。又、位相データは
磁気テープカセット又はディスク（図示せず）のような
データ記憶媒体上へフィールドコンピュータ39によって
書き込まれても良い。又、該データは、直接電気接続を
介して又は変復調装置及び電話接続を介して又は他の標
準的手段によって伝達することができる。
【００４６】図３を参照すれば、アンテナ組立体21の成
分を更に詳細に示す。組立体21は、前述のように、位相
中心が測量目印に関して正確に位置づけ可能であるよう
に構成されているアンテナ27を含む。アンテナ27によっ
て受信される1575.42MHzの無線信号はプリアンプ回路29
に供給される。アンテナ組立体21を受信ユニット31へ接
続する同軸ケーブル25での減衰を克服し且つ受信ユニッ
ト31内の入力増幅器内で発生されるバックグラウンドノ
イズを克服するほどの充分なレベルにまで信号電力を上
昇させることが、プリアンプ回路29の機能である。 プ
リアンプ回路29においてアンテナ27から受信される信号
は、1575.42MHz中心の約50MHz帯域幅の帯域フィルタ43
によって最初に濾波される。濾波器43の機能は、GPS信
号帯の外側に存在するであろう強い疑似信号によって受
信組立体31の過負荷を防止することである。帯域濾波器
43の出力は、受動ダイオード振幅制限器45内に供給され
る。該制限器45は、付近の大電力レーダーから放出され
る信号などのようないずれかの非常に強い信号によって
低雑音増幅器47が焼切れることを防護するのに役立つ。
低雑音増幅器47は、約2dbの雑音指数を有する標準ガリ
ウム‐砒素電界効果トランジスタ（FET）増幅器であ
る。
【００４７】低雑音増幅器のための直流電源が、受信ユ
ニット31からプリアンプ組立体29に接続される同軸ケー
ブル25を介して、無線周波数チョーク49及び電圧調整器
51を通って供給される。コンデンサー53が増幅器から直
流電流を遮断しながら、低雑音増幅器47の無線周波数出
力をケーブル25に連結する。
【００４８】図４を参照すれば、受信ユニット31の成分
を更に詳細に示している。受信ユニット31は、受信電力
回路34、側波帯分離器33及び発振器路35を含む。受信電
力回路34は、発振回路35及び側波帯分離器33の動作のた
め並びに同軸ケーブル25を通してアンテナ組立体21内の
低雑音増幅器47の動作のために、直流電源をもたらす。
発振回路35は、1575.42MHzの参照周波数を側波帯分離器
33にもたらし且つ5.115MHzの参照周波数をディジタル電
子ユニット37にもたらす。側波帯分離器33は、1575.42M
Hz中心の無線周波数帯で受信されそしてこの周波数から
上方及び下方に延在する信号を、ベースバンドにおける
上側波帯成分及び下側波帯成分に分離する。
【００４９】受信電源回路34は、調整直流電源61及び追
加的に蓄電装置63を含む。蓄電装置63は、主要外部電源
の遮断の際にも発振回路35内の水晶発振器65へ、ディジ
タル電子ユニット37内の実時間時計へ、更にフィールド
ターミナルコンピュータ39のデータメモリーへ、断続な
く電力供給可能である。かくして、発振器の周波数安定
度は維持されて、時計時間調整は遅れず、コンピュータ
メモリー内に記憶されたデータは失われないであろう。
【００５０】発振回路35内の発振器65は、周波数及び時
間装置（FTS）モデル1001のような、108分の1又はそれ
以下の範囲内の正確さで5.115Mzの出力周波数をもたら
す。FTSモデル1001は、1日当り1010分の1の安定度を有
し且つ1乃至100秒の時間間隔の間1012分の1の安定度を
有し、従って本出願発明において非常に適する。発振器
65は、2つの等しい出力をもたらす。一方はディジタル
電子ユニット37に至り、他方は発振回路35内の1575.42M
Hzシンセサイザ67に至る。
【００５１】1575.42MHzシンセサイザ67は、5.115MHzの
77倍に等しい393.855MHzの周波数で発振する電圧制御ト
ランジスタ発振器（VCO）69を含む。この発振器の位相
は、位相固定ループの作用を通じて、5.115MHz参照周波
数の位相に関して安定化させられる。該位相固定ループ
は、VCO69、カップラ71、分周器73、位相周波数誤差検
出器75及びループフィルタ77から成る。VCO69の出力電
力の一部は、カップラ71によって分周器73の入力に接線
される。該分周器73は、11で除算し次に7で除算する標
準エミッタカップルドロジック（emitter-coupled-logi
c (ECL) ）集積回路から成る。分周器73の出力は「可
変」入力であって、発振器65の5.115MHz出力はモトロー
ラ型番号MC12040のような標準ECL集積回路位相周波数検
出器75への「参照」入力である。検出器75の出力はルー
プフィルタ77においてローパス濾波され、VCO69への入
力である制御電圧を得る。VCO69の出力は、2つの標準平
衡ダイオードダブラ79の連続によって周波数が4倍にさ
れ、増幅器81によって増幅され、側波帯分離器33を駆動
する1575.42MHz出力周波数を得る。
【００５２】1575.42MHz中心の帯域における受信信号
は、アンテナ組立体21から同軸ケーブル25を通って側波
帯分離器59の入力83へと伝えられ、直流遮断コンデンサ
85によって帯域フィルタ87へと接続され、入力増幅器89
によって増幅される。プリアンプ29（アンテナ組立体内
の）に対する直流電力は、受信電力回路34から無線周波
数チョーク91を通って同軸ケーブル25に連結される。
【００５３】側波帯分離器33における無線周波数電力ス
プリッタ又は「ハイブリッド」93、1575.42MHz局部発振
直角ハイブリッド95、2重平衡混合器97及び99並びに広
周波数帯映像周波数直角ハイブリッド101は、2重単側側
波帯無線周波数対ベースバンド変換器又は在来の「位
相」型の「復調器」から成る。例えば、そのような復調
器は、アラン・イー・イー・ロジャーズ（Alan E. E.Ro
gers）によってthe Proceedings of the IEEE vol. 59
(1971) 、1617乃至1618頁の文献中に記述されている。
その復調器の動作は、以下に説明する。
【００５４】ｆ0は、発振回路35によって側波帯分離器3
3に供給される参照信号の周波数を示す。名目上、ｆ0は
1575.42MHzに等しく、（第1次）ドップラー偏移の前
の、GPS人工衛星「L1」送信の公称搬送周波数に等し
い。そこで、直角ハイブリッド95の出力102及び103を、
それぞれsin 2πｆ0t及びcos2πｆ0tと書くことができ
る。これら出力102及び103は、矩象状態にあり、それぞ
れミキサー97及び99への「局部発振器」入力となる。そ
の2つのミキサーへの無線周波数入力は、等しい。従っ
て、ミキサーのベースバンド出力は、π/2ラジアンの位
相偏移を除いて等しい。（「ベースバンド」なる語によ
って、ｆ0へよりもゼロに近く、入力周波数とｆ0との間
の差に相当するところの周波数範囲を表わす）。この位
相偏移の感度、先行するか又は遅行するかは、入力信号
周波数がｆ0の上方にあるか又は下方にあるかに依存す
る。したがって、側波帯分離に関する技術分野において
通常行われているように、ミキサー９７、９９にπ／２
の位相が異なる信号出力１０２、１０３を供給すること
により上側波帯（より高い入力周波数）又は下側波帯入
力のいずれかを選択することが可能である。又、加算的
π/2ラジアンだけ1つのミキサー出力の位相を偏移さ
せ、そして2つのミキサー出力を加算又は減算（いずれ
の側波帯が所望されるかに依存する）のいずれかを行う
ことによって反対の側波帯を排除することが可能であ
る。
【００５５】直角ハイブリッド101は、2つの入力109及
び111並びにに2つの出力105及び107を有し、このπ/2位
相偏移及び加算／減算を実行する。ハイブリッド101の
上方出力105は上方入力109に下方入力111を加えた算術
和によって与えられる。上方及び下方の両入力は、周波
数に依存する量だけ位相が遅延されているが、周波数に
関係なく一定のπ/2ラジアンだけ上方入力の位相偏移よ
りも下方入力の位相偏移が大きくなっている。下方出力
107は、同じ2の相違する位相偏移入力109及び111の算術
差によって与えられ、上方から下方を引いた方法で取ら
れている差を有する。特定されたπ/2ラジアン（1/4サ
イクル）の位相差は、ｆHP（これはハイパスフィルター
１１７、１１９の遮断周波数を示す。）と少なくともｆ
LP（これはローパスフィルター１２１、１２３の遮断周
波数を示す。）との間の全周波数について正確に維持さ
れる。但し、ｆHP〜10kHzはｆLP〜450kHzよりもかなり
小さく、ｆLPは前に議論されたように、GPS「C/A」変調
m(t)の片側の帯域幅にほぼ等しい。これらの特性を有す
る直角ハイブリッドの設計は、ロジャーズによる引用文
献で与えられている。
【００５６】直角ハイブリッド101の出力は等しい映像
増幅器113及び115によって個々に増幅されて、ハイパス
フィルタ117及び119並びにローパスフィルタ121及び123
によって濾波される。フィルタ117及び119は、ｆHPの遮
断低周波数を有する等しいハイパスフィルタである。ハ
イパスフィルタ117及び119の目的は、GPS人工衛星信号
が有するであろうドップラー偏移の最大可能な大きさ
と、同様な又はそれより低い周波数を有するミキサー出
力の、直流成分及び如何なる低周波数スペクトル成分を
も除去することである。
【００５７】そのような成分を排除することが所望され
る。その理由はもし排除しないと該成分は、受信される
ドップラー偏移搬送位相の（フィールドターミナルのデ
ィジタル電子組立体及びコンピュータにおける）引続く
決定に干渉してしまうからである。そのような潜在的干
渉信号は、ミキサー自身内に発生した低周波数「フリッ
カー（flicker）」雑音を含み、或いはミキサー不均衡
及び1575.42MHz参照信号の（望ましくない）低周波振幅
若しくは位相変動の組合せから生じ、或いはミキサーに
先行する無線周波信号増幅器の利得の組合せから生じる
であろう。低周波数干渉の他の潜在的原因は、電源出力
電圧又は電流における「ハム」又は脈動である。他の原
因は、ｆ0に周波数が近い干渉性連続波信号であろう。
【００５８】ローパスフィルタ121及び123はｆLPに等し
い帯域幅を有する同一のローパスフィルタである。ｆLP
は、m(t)の一方的帯域幅に等しい。各フィルタの応答
は、周波数の関数として、m(t)の電力スペクトル密度に
整合するように仕立てあげられる。これらフィルタの目
的は、m(t)の帯域幅の外側の雑音及び干渉を排除するこ
とである。広帯域幅GPS「Pコード」変調信号n(t)が、干
渉の原因を正常に構成するであろうということに注意さ
れたい。n(t)から生じる電力の大部分、およそ80パーセ
ントは、これらのローパスフィルタによって排除され
る。この排除の程度は、「Ｐコード」干渉の効果が無視
できることを保証するのに十分である。ところで、上記
説明はＬ１帯域信号の場合であるが、Ｌ２帯域信号の場
合、すなわち狭い帯域のｍ(t)変調がターノンされ、広
い帯域のｎ(ｔ)変調のみが存在する場合には、ローパス
フィルター１２１、１２３の帯域は４５０ｋＨｚから
４．５MＨｚへと増加させなければならないことにな
る。
【００５９】ローパスフィルタ121からの出力u(t)は、
ダウン変換され且つ濾波された、もとの信号s(t)の上側
波帯成分を表す。なぜならば、ミキサー９７、９９から
直角ハイブリッド１０１への信号は＋│ｆ1−ｆ0│の周
波数をもつ信号（これは、ベースバンドで搬送波周波数
ｆ0より高い周波数（ｆ1−ｆ0）をもつ信号である）
と、−│ｆ1−ｆ0│の周波数をもつ信号（これは、ベー
スバンドで搬送波周波数ｆ0より低い周波数（ｆ0−
ｆ1）をもつ信号である）であることから、ハイブリッ
ド１０１で＋の符号が選択されたとき、各フィルター１
１７、１２１を通過した信号は、搬送波周波数ｆ0より
高い周波数（ｆ1−ｆ0）をもつ信号、すなわちｓ(ｔ)の
上側波帯成分を出力するからである。一方、ローパスフ
ィルタ123からの出力ｌ(t)は、低側波帯を表す。実際の
受信搬送周波数ｆと局部発信器周波数ｆ0との間の差(ｆ
−ｆ0)に等しい量だけもとの変調ｍ(t)のスペクトルに
関して、u(t)のスペクトルは周波数の上方に偏移され、
l(t)のスペクトルは周波数の下方に偏移されるであろう
ということに注意すべきである。〔搬送波(ｆ−ｆ0)の
ドップラー偏移が負であるならば、u(t)スペクトルは下
方に偏移されて、l(t)スペクトルは上方に偏移され
る。〕この偏移の大きさは、ｆHPよりも小さくてｆLPよ
りもかなり小さいと仮定される。この仮定は、周波数偏
移が主としてドップラー偏移から生じるならば満たされ
るであろう。該周波数偏移は、ｆHPが10kHzにほぼ等し
く調節されるという条件で、大きさが決して5kHzを越え
ることがない。所望の5.115MHz周波数からの参照水晶発
振器65の周波数のずれは、やはりu(t)及びl(t)スペクト
ルの（308倍大きい）偏移を生じさせるであろう。しか
しながら、通常はそのような偏移は、ｆHPよりも非常に
小さいであろう。
【００６０】上側波帯出力u(t)及び下側波帯出力l(t)の
周波数偏移に加えて、直角ハイブリッド101による各出
力の周波数依存の分散型位相偏移がある。しかしなが
ら、ロジャーズ（引用文献中）の特定の直角ハイブリッ
ドの設計の場合には、この位相偏移は小さすぎることか
ら重要でない。同様に、帯域フィルタ87並びにハイパス
フィルタ117及び119並びにローパスフィルタ121及び123
によって導入される追加的位相偏移は、標準設計フィル
タが使用されるならば、取るに足らない大きさであろ
う。更に、これらの効果の各々は、引続くデータ処理に
おいて各ターミナル間の差が取られるときに、互いに相
殺する傾向がある。この相殺による消去は、2つのフィ
ルタが正確に同一ではあり得ないため、正確にはならな
い。更に、任意の時刻において異なる位置におけるドッ
プラー偏移は異なる。しかしながら、誤差の効果は、直
接の計算によって示し且つ実際の実験によって確証した
ように、無視できる。
【００６１】図５を参照すれば、ディジタル電子ユニッ
ト37のブロック図が示されている。ディジタル電子ユニ
ット37は、信号調節器125、7個の同一の相関器から成る
相関器組立体127、対応する一組の7個の同一の数値発振
器から成る数値発振器組立体129及び実時間クロック131
から成る。相関器組立体127、数値発振器組立体129及び
実時間クロック131は、データバス133によって互いに且
つフィールドターミナルコンピュータ39に接続されてい
る。信号調節器125の第1の機能は、アナログ上側波帯信
号u(t)、アナログ下側波帯信号l(t)及びアナログ5.115M
Hz正弦波信号を各々2進法の値の「ディジタル」又は
「論理」信号に変換することである。該「ディジタル」
又は「論理」信号は、在来のトランジスタ‐トランジス
タ論理（TTL）回路によって処理するために適切であ
る。
【００６２】信号調節器125は、ちょうど2つの出力を生
成する。1つは、5.115MHz入力を周波数2倍にすることに
よって生成した、10.23MHzの周波数を有する2進法の値
のTTL‐論理‐レベル短形周波的波形である。この10.23
MHz出力は、「クロック」信号としてすべての引続くデ
ィジタル回路のタイミングを制御するのに役立つ。この
クロック信号は、100マイクロ秒毎の1つの刻み（tick）
を得るために実時間クロック131において1023（＝3×11
×31）で割られる。次に、引続く10の因子で更に割る
と、10-4秒の単位を表す最小の有意数字と共に、数秒の
時間の完全な少数表示がもたらされる。この形態におけ
る時間は、データバス133を介して常に読むことができ
る。相関器組立体127、数値発振器組立体129及びフィー
ルドターミナルコンピュータ39の諸動作は、データバス
133を通じて実時間クロック131によってすべて統制され
ている。
【００６３】信号調節器125の第2の「ディジタル」出力
は、アナログu(t)及びl(t)入力から得られ、2進法の値
の、TTL‐論理‐レベル非周期的波形である。この出力
は、2つの入力を有するTTL排他的‐NOR論理ゲートによ
って生成される。該2つの入力のうち、一方の入力はu
(t)入力の符号を表し、他方はl(t)の符号を表す。かく
して、ゲート出力は、アナログu(t)及びl(t)信号が同一
の符号を有する場合にのみ「真（True）」（T、又は2進
法の1）である。
【００６４】図６は、信号調節器125のブロック図を示
す。アナログ信号u(t)は、比較器135への入力である。
比較器135の出力は、TTL論理レベルであり、u(t)が正で
あるとき真で、u(t)が負のとき偽（False）である。こ
のTTL論理信号は、TTL排他的NORゲート137への1つの入
力として印加される。アナログ信号l(t)は、その出力が
排他的NORゲート137の他の入力として印加されるところ
の比較器139に同様に供給される。水晶発振器65から得
られる正弦波5.115MHz信号は、在来のアナログ周波数2
倍回路141への入力であり、該回路141の出力は第3の比
較器143に供給されて、10.23MHzの短形波TTL‐レベル出
力を生成する。更に、該10.23MHzの出力は、フリップフ
ロップ145への「クロック」入力としても用いられる。
フリップフロップ145は、ゲート137からの出力をサンプ
ルして保持する。かくして、フリップフロップ145の出
力はu(t)及びl(t)の符号の排他的NOR関数であり、毎秒1
0.23×106回の一様な速度でサンプルされて、各サンプ
ル時間の間保持される。例えばジェー・エム・モラン
（J.M.Moran）によって「実験物理の方法（Methods of
Experimental Physics）」第12巻、C部、228乃至260頁
中に掲載される文献において論議されるように、時間の
2進法の値の関数U Lが、位相及び相対的振幅の両方に
おいて、アナログ積u(t)l(t)のフーリエスペクトルへ
の、十分な近似であるフーリエ変換又は「スペクトル」
を有するということは、無線干渉測定の技術において周
知である。近似の精度は、特徴においてランダム及びガ
ウス型であるべきアナログ信号に依存する。更に、2つ
の入力の間の相関係数の絶対値は、1よりもかなり小さ
くなければならない。（事実上、雑音は比較器の非直線
性の外で「震える（dither）。」排他的NORゲート137
を、入力の各々が＋1及び−1の値を有する乗算器とみな
すことができる。）これらの条件は、本発明の装置にお
いてよく満たされている。かくして、以下のように、フ
リップフロップ145からの論理レベルは、単に積u(t)l
(t)を表すと考えられる。位相および相対的振幅の検出
は以下で式および図を以て詳説する。
【００６５】信号調節器125からのU Lの積は、相関器
組立体127内の7個の同一相関器の各々に対する並列的入
力である。
【００６６】相関器組立体127の構成を記述する前に、
その動作の原理を簡潔に説明する。7個の各相関器内に
おいて、u(t)l(t)積は、対応する7個の数値発振器によ
り発生された時間のサイン関数及びコサイン関数の2進
法近似値と相関される。すなわち、衛星からの信号の時
間依存周波数（これを周波数ヒストリという）に関する
関数を複合積信号に適用し、両者の相関が取られるので
ある。このように、相関させるのは、複合積信号Ｕ×Ｌ
を個々のフーリエ成分（その周波数は各衛星からの信号
のドップラー偏移に関連している）に分析し、各成分の
振幅、位相を決定するためである。発振器の周波数は、
実時間クロック131によって指示される時間に従ってフ
ィールドターミナルコンピュータ39によって制御され
る。任意の時刻において、発振器周波数は、人工衛星の
1つによって送信される1575.42MHz搬送波の予測値ドッ
プラー周波数偏移の2倍に等しく設定される。或る1つの
発振器及び或る1つの相関器が、考慮して見える人工衛
星の各々（最大7個まで）と連係させられる。（原理的
に、7個以上の人工衛星が見えるならば、より多くの数
値発振器及び相関器を装置内に用いることができる。実
際上、7個で十分である。）予測ドップラー偏移が実際
のドップラー偏移に十分に近いならば、相関器の出力
は、予測が行なわれた1つの特定人工衛星からの信号の
電力及び位相を正確に測定し且つ異なるドップラー偏移
を有する他の人工衛星からの信号の存在によって顕著に
は影響を受けないであろう。
【００６７】数学的表現において、数値発振器及びその
連係相関器の1組の動作は、以下のようである。実時間
クロック131によって指示される時間tの関数として、人
工衛星の搬送波の予測ドップラー周波数偏移は、ｆp(t)
によって与えられる。ｆp(t)の値は、フィールドターミ
ナルコンピュータの記憶装置内に前もって記憶された予
め計算した値のテーブルから補間される。数値発振器
は、矩象状態（位相が90°ずれている）にある時間の2
つの関数：cos[2φp(t)]及びsin[2φp(t)]を発生させ
る。但し、φp(t)は、時間の関数である予測位相を表
す。ここで２φpと２倍にしたのは、両帯域（上側波帯
および下側波帯）の広がる信号において、上側波帯では
周波数の高い方にドップラー偏移し、下側波帯では周波
数の低い方にドップラー偏移するため、差し引き２倍の
偏移となるからである。関数φp(t)は、数値発振器が発
振し始めるときの時間toにおいて初期的にゼロに等し
く、そして任意の引き続く時間においてφp(t)は、積分
【数１】 によって与えられる。但し、ｆp(t')は、介在する時間
t'におけるｆpの瞬間的値を表す。慣例のように、周波
数ｆpが単位時間毎のサイクル単位で測定され且つ位相
φｐがサイクル数よりむしろラジアン単位で測定される
ならば、2πの因子が必要である。
【００６８】t0とt1との間で動作する相関器は、その入
力[u(t)l(t)]，cos[2φp(t)]及びsin[2φp(t)]から量a
及びbを形成する。a及びbは、以下の式に従う。
【００６９】
【数２】 及び
【数３】 積分の時間間隔t1−t0は1秒に等しくて、上記積分は各
秒毎に行われる。実時間クロックからの各1秒の刻みに
おいて、積分値は記憶レジスタ内へ「ストローブ（stro
be）」され、積分はゼロにリセットされ、数値発振器は
再スタートされ、新しい積分周期が始まる。かくして、
時間の各秒の終りにおいて、相関器は、先行する1秒間
隔の間に積u(t)l(t)cos[2φp(t)]及び積u(t)l(t)sin[2
φp(t)]の時間平均値を表す出力a及びbをそれぞれ送出
する。これらの出力は、コサイン及びサイン関数に対す
る積u(t)l(t)の相関を表す。
【００７０】1秒間隔の間、発振器周波数ｆp(t)は実時
間クロックからの0.1秒「刻み」によって誘発されて、
コンピュータによって0.1秒毎に更新される。地上のフ
ィールドターミナルに対する人工衛星の運動及び相対速
度の視線に沿った射影の変化によって、人工衛星ドップ
ラー偏移が変化するので、上記更新が必要である。ドッ
プラー偏移の変化速度は、毎秒1ヘルツのわずか数分の1
であろう。
【００７１】相関器出力a及びbは、予測ｆp(t)が作られ
た特定の人工衛星からの信号の電力及び搬送位相の概算
を得るべく結合することができる。
【００７２】実数部分がaに等しく且つ虚数部分がbに等
しい複素数cを定義する。すなわち、 c ＝ a ＋ jb 但し、jは−1の平方根である。そこで、 c 〜 C ＜m2＞ ＜exp[2j(φ−φp)]＞ 但し、Cは正の実数の一定のスケールファクターであ
り、＜m2＞はt0からt1までの積分間隔にわたる、GPS変
調関数m(t)の2乗の時間平均値であり、＜exp[2j(φ−φ
p)]＞は同じ積分間隔にわたる、複素指数関数exp[2j(φ
−φp)]の時間平均値である。受信GPS搬送信号位相φ＝
φ(t)と相当する予報φp＝φp(t)との差(φ−φp)は積
分時間の間の1周期の実質的間隔では変化しないという
条件で、cの大きさは平均受信電力にほぼ比例する（〜
はほぼ等しいことを示す）。すなわち、
【数４】 ここで、(φ-φp)は積分期間においてほぼ変化しないの
で定数とおける。
【数５】 左辺の大きさは１となる。また、ｍ(t)は実数値関数で
ある。したがって、 ｜c｜ ≡ (a2 ＋ b2)1/2 〜 C ＜m2＞ であり、そしてcの角度は平均位相差(φ−φp)の2倍に
ほぼ等しい。すなわち、 ∠c ≡ tan-1 (b/a) 〜 2 ＜(φ−φp)＞ である。
【００７３】b及びaから、cの角度は2πラジアン法とし
て一義的に決定されることに注意されたい。かくして、
差(φ−φp)は、πラジアン法として決定される。
【００７４】受信信号電力及び搬送位相（πを法とす
る）をこれらの式に従ってa及びbから正確に決定するた
めに、2つの条件が満足されなければならない。第１
に、前述のように、実際の位相φ(t)と予測位相φp(t)
との違いが積分期間の間でほとんど変化しないことであ
る。第2に、 SNRc ＝ (2/π)(π/4)(Beff Tint)1/2 Ｆ ＝ (1/2)(Beff Tint)1/2 F によって与えられる、雑音比率に対する相関器出力信号
は、1よりかなり大きくなければならない。但し、Beff
は信号u(t)及びl(t)の実効的帯域幅であり、ｕ(t)およ
び(t)の実効的帯域幅（半値幅）がｍ(ｔ)の半値幅に等
しいことから、約５×１０5Ｈｚ、正確には約４５０kＨ
ｚに等しい。すなわち、Tintは積分時間であり、1秒に
等しい。Fは、雑音からでなくGPSm(t)信号から生じるu
(t)及びl(t)の電力の全電力に対する割合である。(2/
π)の因子は、信号調節器内の比較器によるu(t)及びl
(t)の信号のアナログ対デジタル変換によって生じるu
(t)とl(t)との間の相関の損失に相当する。(π/4)の因
子は、相関器内におけるサイン及びコサイン関数に対す
る方形波近似の使用に関係した損失に相当する。Beff T
int積の平方根は、約700に等しい。従って、 SNRc 〜 350・F の関係がある。
【００７５】GPS人工衛星から生じる何れかの側波帯電
力の割合Fは、受信アンテナ利得及び受信装置雑音指数
に依存する。前述の「ミテス（MITES）」アンテナ及び
受信装置について且つ20°以上の人工衛星仰角について
は、Fが約0.03を上回ることが実験から知られている。
従って、 SNRc ≧ 10 であり、これは正確な電力及び位相測定のために十分で
ある。複素数cの各部分である実部及び虚部における雑
音の標準偏差は、 σc 〜 ｜c｜/SNRc によって与えられる。
【００７６】電力及び位相の測定における精度について
の最初に言及した条件は、すなわち(φ−φp)が1秒の積
分時間の間の周期の実質的間隔では変化しないというこ
とである。この条件は、実際の受信搬送周波数ｆと局部
参照周波数ｆ0との間の差は予測（数値発信器）周波数
ｆpと1ヘルツも異ならないという条件に相当する。この
条件は、数値発振器の周波数にフィードバック制御を適
用することによって、この周波数を実際の受信搬送周波
数に近づけ続けて、本装置内において満足される。この
制御は、フィールドターミナルコンピュータ39によって
実行される簡素なプログラムの手段によって遂行され
る。このプログラムを次に説明する。
【００７７】k番目の1秒積分間隔の終りにおけるa及びb
の相間器出力から形成される複素数cを、c(tk)で示す。
但し、tkは、その間隔の中間における時刻を表す。(k＋
1)番目の間隔についての数値発信器波数に対してK・∠
[c(ｔk)＊ (ｔk-1)]/2πヘルツの補正バイアスが加え
られる。但し、Kは1よりも小さい正の実定数であり、∠
[ ]は括弧[ ]によって囲まれる複素数量の角度を示す。
ｃ＊(tk-1)は、1つ前の(k−1)番目の間隔から複素数cの
共役複素数である。このプログラムの動作の原理は、次
の例から理解できる。最初の周波数予測値が実際の周波
数よりも僅か０.１Ｈzだけ低いとすると、その１秒間か
ら次の１秒間に複素数ｃの角度は０.１サイクルだけ進
む。複素数量ｃ（tk）ｃ＊（tk-1）は(０．１Ｈｚ)×
(２π)ラジアンの角度をもつが、これが周波数予測値の
誤差となる。この誤差を減少させるために、補正バイア
スＫ×０．１Ｈｚをその周波数予測値に付加する。これ
により、周波数予測値における誤差が０.１Ｈｚから（１
−Ｋ）×（０.１Ｈｚ）へと減少する。
【００７８】Kの値は、ゼロより大きくなければならな
い。さもないと、周波数予測値誤差の縮小は、フィード
バックから全く生じないであろう。Kの値は、1よりも小
さくなければならない。さもないと、フィードバック
は、補正を適用することの遅延によって、誤差の不規則
な変動をもたらすであろう。正確な値は厳格ではなく
て、最適な値は実験によって決定することができる。本
装置においては0.5の公称値が用いられる。
【００７９】この周波数フィードバックの重要な他の効
果は、数値発信器周波数が上下数ヘルツほどずれている
最初の周波数からの実際の受信搬送周波数に向かって
「引かれる（pulled）」ことである。この「引き寄せ
（pull-in）」現象は、位相又は周波数トラッキングフ
ィードバックループ（frequency-tracking feedback lo
ops）の技術において周知である。このことは、たとえ
ば、フロイド・エム・ガードナー（Floyed M. Gardne
r）による「位相固定技術（Phaselock Techniques）」
（ジョン・ウィリー及びサンズ・インコーポレイテッド
刊行、ニューヨーク、1966年）という表題の本において
議論されている。
【００８０】本装置についての「引き寄せ」現象の重要
性は、測量目印位置の先行知識が不明確な2.3キロメー
トル以下である必要がないということである。
【００８１】本装置における「引き寄せ」現象の潜在的
に有害な効果（potentiallyadverse side-effect）は、
特定の人工衛星を追跡していると仮定される数値発振器
が異なる人工衛星の周波数に引き寄せられるということ
である。このことは、その異なる衛星の周波数が、その
特定の衛星の周波数に近くて、信号強度が強い場合に起
こる。そのような発生から生じるであろう損害を制限す
るために、フィールドターミナルコンピュタープログラ
ムは、先行周波数予測値に加えられるであろう蓄積バイ
アスの大きさを約10Hzに制限するという用意を含む。2
つの人工衛星の周波数の間の差は代表的に毎秒約1Hzだ
け変化するので、測定データの約10秒のみ又はフィール
ド位置で得られた総データの約1パーセント以下は、誤
まった人工衛星の追跡によって無効にされるかもしれな
い。経験は、この割合が重要でないことを示す。
【００８２】図７を参照すれば、相関器組立体127にお
ける7つの同一のモジュールの1つである相関器モジュー
ル149のブロック図を示す。7つの全モジュールは同じ入
力U×Lを有し、それは信号調節器126のU×L出力であ
る。各モジュール149は又、7つの数値発振器モジュール
の対応する1つから「コサイン」入力及び「サイン」入
力も受信する。U×L入力及びコサイン入力は、排他的NO
Rゲート151へ入る。ゲート151の出力は、「クロックド
（clocked）」ディジタルカウンター153への入力とな
る。U×L入力及びサイン入力は、他の排他的NORゲート1
55へ入る。このゲート155の出力は、他のカウンター157
への入力となる。毎秒1回、カウンターレジスタ153、15
7の内容は、ディジタル電子組立体37内の実時間クロッ
ク131からのパルスによって各出力バッファー159及び16
1にラッチ（latch）」され、該カウンターは次にゼロに
リセットされる。信号調節器125からの「クロック」信
号によって統制される10.23MHzの速度で、各カウンター
153及び157は、その関係した排他的NORゲート151及び15
5からの入力が「真」である場合のみ、1だけ増加する。
この回数は、前の１秒間にＵ×Ｌの符号とコサイン（又
はサイン）入力の符号とが一致した回数を示す。かくし
て、各1秒間隔の終りにおいて、出力バッファー159及び
161の内容は、ゼロと10,230,000との間の回数を指示す
る。U×L及びコサイン／サイン入力は、先行する1秒間
に整合される。各カウンターの出力バッファー159及び1
61の内容は、データバス133に接続され、フィールドタ
ーミナルコンピュター39はバス133を通って毎秒内容を
読む。各カウンター／ラッチは、LSIシステムズ・イン
コーポレイテッドによって作られた、32ビットデバイ
ス、モデルナンバーLS7060のような単一集積回路であっ
て良い。
【００８３】[u(t)l(t)]とcos[2φp(t)]との間の交差相
関によって以前定義した量aは、「コサイン」カウンタ
ーの出力から5,115,000を減算してその結果を5,115,000
で除算することによって、フィールドターミナルコンピ
ュター39内で得られる。量bは、「サイン」カウンター
の出力から5,115,000を減算してその結果を5,115,000に
よって除算することによって同様にすなわち、具体的に
いえば、次のとおりである。Ｕ×Ｌとコサイン信号とが
相関関係にないときに（相関係数がゼロ）、平均してＵ
×Ｌの符号とコサイン信号の符号とが半分一致し、半分
不一致となることからカウンター１５３の出力は5,115,
000となる。Ｕ×Ｌとコサイン信号とが完全に相関関係
にあるとき（相関係数が１）、カウンター１５３の出力
は10,230,000となる。Ｕ×Ｌとコサイン信号とが完全に
反相関関係にあるとき（相関係数が−１）、カウンター
１５３の出力は０となる。したがって、カウンター１５
３からの出力から5,115,000を減算し、5,115,000で除算
すれば相関係数が得られる。（かくして、a又はbの単位
大きさはそれぞれ、[u(t)l(t)]とコサイン関数又は[u
(t)l(t)]とサイン関数との間の完全な相関を表す。これ
らの結果がフィールドターミナルコンピュター39のメモ
リー内に記憶される前に、各数は記憶スペースを保護す
るために4ビットと同程度まで切捨てられても良い。）
【００８４】図８を参照すれば、数値発振器組立体129
内に7つの同一の数値発振器モデュール163の1つのブロ
ック図を示し、該モデュール163の各々は「コサイン」
入力及び「サイン」入力を1つの相関器モデュール149に
供給する。各数値発振器163は、2進位相レジスタ167及
び2進周波数レジスタ169、2進加算器171、排他的NORゲ
ート173、インバータ175及び分周器177から成る。
【００８５】位相レジスタ167及び周波数レジスタ169は
各々32ビットを有し、加算器171は32ビット加算器であ
る。常時位相レジスタ167内に含まれる2進数は、2分の1
周期を表す最初の桁の桁のビット、4分の1周期を表す次
の桁のビット等を有して、発振器出力の位相を表す。周
波数レジスタ169内に含まれる2進数は、発振器の周波数
を同様に表し、この場合に155,000Hzの値を有する最初
の桁のビットを有する。155,000Hzは、信号調節器125か
らの10.23MHz「クロック」信号の周期当りの1/66のサイ
クルに等しい。加算器171は周波数レジスタ169及び位相
レジスタ167内に含まれる数を共に加算する。その和は
位相レジスタ167内にロードされる。分周期177からの出
力のサイクル毎に1回、レジスタ167の内容が置き替えら
れる。分周期177は、10.23MHzの「クロック」信号を33
の固定因子で除算する。かくして位相レジスタ167は、
正確に毎秒310,000回の速度で更新される。位相が各更
新に従って前進する量は、周波数レジスタ169の内容に
よって与えられる。前述のように、周波数レジスタ169
は、データバス133を介してフィールドターミナルコン
ピュター39によって毎秒10回更新される。（正の周波数
と同様に負の周波数が、在来の2補数法を用いて、周波
数レジスタの内容によって表される。この在来法に従え
ば、2進数の負数は各ビットの補数をとり次に1を加える
ことによって形成される。従って最大の正の数は、最初
の桁のビットが0及び他のすべてのビットが1であること
によって表される。最初の桁のビットが1であること
は、数が負であることを意味する。）
【００８６】数値発振器163のサイン出力は、位相レジ
スタ167の最初の桁のビットを反転するインバータ175か
ら得られる。サイン出力は、位相がゼロサイクルとプラ
ス2分の1サイクルとの間にあるとき1の値を有し、位相
が2分の1サイクルと1サイクルとの間にあるときゼロの
値を有する（マイナス2分の1サイクルとゼロサイクルと
の間にある位相と同一である）。数値発振器163のコサ
イン出力は排他的NORゲート173から得られ、該ゲート17
3の入力は位相レジスタの最初の桁のビット及び次に次
の桁のビットである。コサイン出力は、位相がゼロ±4
分の1サイクル内にあるときのみ、1の値を有する。
【００８７】図９を参照すれば、フィールドターミナル
コンピュター39のブロック図が示されている。コンピュ
ターは、中央処理ユニット（CPU）181、プログラムメモ
リー183、データメモリー185、外部2方向データポート1
87及び191から成る。データポート187はオペレータ端末
装置189に接続され、データポート191は変調器‐復調器
（モデム）193に接続され、モデム193は電話線、無線電
話又はいくつかの他の遠隔通信リンク195に順に接続さ
れる。コンピュター39の各部品はデータバス133によっ
て相互に連結され、該データバス133はコンピュター39
をフィールドターミナルの他の部品に接続するのにも役
立つ（図５参照）。
【００８８】CPU181は、ディジタルエクイップメントコ
ーポレイション（Digital Equipment Corporation (DE
C) ）モデルLSI-11/2（部品番号KD11-GC）であって良
い。プログラムメモリー183は、DEC部品番号MRV11-Cの
ような32Kバイトプログラム可能ROMであって良い。デー
タメモリー185は、DEC部品番号MXV11-ACのような32Kバ
イトランダムアクセス読み書きメモリーであって良い。
2つの外部2方向データポート（187及び191）は、MXV11-
AC内に含まれるRS-232直列データポートであって良い。
オペレータ端末装置189は、DECモデルVT100又は任意の
同等の直列ASCII端末装置であって良い。該ASCII端末装
置は、VT-100のように、MXV11-ACのRS-232直列データイ
ンターフェースへ、又は他のあらゆる適切な外部データ
ポートデバイスを通じてコンピュターへと接続可能であ
る。モデム193は、標準RS-232両立デバイスであっても
良い。前述のように、フィールドターミナルコンピュタ
ー39がベースターミナルコンピュター15に直接接続され
るならば、モデム193はなくとも良い。データバス133
は、LSI-11Qバスであって良い。実時間クロック131、数
値発振器組立体129、相関器組立体127は、標準回路カー
ド上にそれらを組み立てることによってQバスに接続す
ることができる。このカードは、LSI-11コンピュター装
置の「バックプレーン（backplane）」のカードエッヂ
コネクタ内に直接差し込む。該回路カードは、特別の集
積回路を備えたものがDECから市販されている。該集積
回路は、Qバスとカード上に構成される特別の干渉計タ
ーミナル回路との間のすべてのデータ通信を処理可能で
ある。
【００８９】フィールドターミナルコンピュター39のメ
モリー185内に記憶される測定データは、観測される7個
までの人工衛星の各々についての時間系列の復素数から
成り、1つの数は時間の各秒に得られる。これらのデー
タは、約5,000秒の時間間隔の間に得られる。その間
に、少なくとも2つの人工衛星が常に観測され、観測さ
れる人工衛星の平均数は少なくとも4つである。時刻tに
おけるi番目の人工衛星についての復素データをAi(t)と
示す。この復素数の大きさは、その時刻にその人工衛星
から受信される信号の測定電力に比例し、比例定数は任
意であるがすべての人工衛星について同じである。復素
数の角度はその時刻にその人工衛星について測定される
搬送位相の2倍に等しい。各衛星についての位相は、同
一の局部発振器参照信号（すなわち、フィールドターミ
ナル13-1の発振回路35により発生された1575.42MHz信
号）に参照される。
【００９０】復素データAi(t), i＝1, …, 7は、フィー
ルドターミナルコンピュター39によって相関器組立体12
7における7個の相関器149のa及びbの出力から以下のよ
うに引き出される。i番目の相関器の場合、 Ai(t) ＝ [a(t) ＋ jb(t)]exp[2jφp(t)] 但し、a(t)及びb(t)は、それぞれ時間tを中心とした1秒
間の「積分」又は計算の間隔の間の正規化されたa及びb
出力を表す。jは、−1の平方根である。2φp(t)は、時
刻tにおけるi番目の人工衛星の予測値搬送位相の2倍で
ある。復素数Ai(t)は、exp[2jφp(t)]が乗算された、i
番目の相関器出力から引き出される復素数cに等しいこ
とに注意されたい。Ａｉの角度は、1575.42ＭＨｚの局
部参照発信器の位相（の２倍）に対する受信搬送波位相
（の２倍）を表す。一方、ｃの角度は該局部参照発信器
の位相に対する受信搬送波位相マイナス数値発信器位相
の差（φ−φμ）（の２倍）に関連する。
【００９１】ここでの説明のために、データセット{Ai
(t)}を基線ベクトルの原点にあるフィールドターミナル
13-1によって発生されたものであると考える。他のフィ
ールドターミナル13-2は基線ベクトルの終点におけるフ
ィールドターミナルであり、第1のターミナルと同時刻
に同一の人工衛星を観測する。産出データは、Ai(t)に
相当し、Bi(t)と示される。同一の人工衛星が同時に観
測されるのは、2つのターミナルに同一の中央コンピュ
ータ15からの予測値データが与えられるからである。コ
ンピュータ15は、人工衛星をただ1つの方法で1から7ま
で番号付ける。2つのターミナルにおける観測は、2つの
ターミナルのクロックが観測の直前に同期させられクロ
ック速度は極めてわずかしか異ならないので、実効的に
同時に作用する。（クロックの速度を統制する水晶発振
器の間の速度の違いの主な効果は、1575.42MHz参照周波
数の間の位相の相違を変化することである。）特定の時
間において、特定の人工衛星が1つのターミナルから見
えるが他からは隠れているとしてもそれは問題ではない
であろう。この場合においてAi(t)又はBi(t)の何れかの
大きさは、単にゼロ或いは殆んどゼロであろう。
【００９２】干渉計の基線ベクトルの決定を完遂するた
めに中央コンピュター15によって行われる動作（基線ベ
クトルの両端に位置した2つのフィールドターミナル13-
1及び13-2から集められた電力及び位相の測定データが
与えられている条件の下での動作）を以下に説明する。
【００９３】中央コンピュターにおいてAi(t)及びBi(t)
のデータを処理する第1の工程は、Ai(t)の共役複素数Ai
＊(t)にBi(t)を乗算することである。その積 Si(t) ＝Ａ＊(t) Bi(t) は角∠Si(t)を有する。その角度は、2つのターミナルに
おいてi番目の人工衛星から受信される搬送信号の測定
位相の間の差の2倍に等しい。各位相は、それぞれのタ
ーミナルにおける局部参照発振器に関して測定された。
従って、Si(t)の角度は、局部発振器の位相の間の差及
びターミナルの間の基線ベクトルに対して、理論的関係
【数６】 によって関係づけられる。但し、△φLOは、局部発振器
位相差を表す。ｆiはi番目の人工衛星についての受信周
波数であり、1575.42MHzにほぼ等しい。cは、光の速度
である。ベクトルｂ（ｂの上に矢印を付けたもの、以下
同様にいう）は、基線ベクトルである。ベクトルｓｉ
(t)（ｓｉ(t)の上に矢印をつけたもの、以下同様にい
う）は、時刻tにおいて基線ベクトルの中間点から見たi
番目の人工衛星の方向における単位ベクトルである。上
記式は次のように導かれる。
【００９４】基線の両端からｉ番目の人工衛星までの距
離の差は、基線ベクトルの基線の一端からその衛星にむ
かう方向への射影と近似できるが、正確にいうと視差が
存在するので、基線の中点からその衛星に向かう方向へ
の射影と近似できる。すなわち、距離の差はベクトルｂ
とベクトルｓiの積（内積）に等し。したがって、距離
の差をラジアン単位の位相で表すと
【数７】 となる。
【００９５】したがって、Ｓi(t)が受信される搬送信号
の測定位相の差の２倍に等しいので、
【数８】 となる。
【００９６】さらに、２つの局部発信器は同じ位相をも
たないので、発信器の位相差ΔφLOをこれに加える必要
があるので、
【数９】 となる。（この関係は、サイクルでなくラジアン単位で
角∠Si(t)を生じる。周波数ｆiは毎秒ラジアンよりむし
ろサイクル単位で特定されるので、2πの因子が含まれ
なければならない。2πでなく4πがここで現れる理由
は、各フィールドターミナルが受信信号位相の2倍を測
定するからである。）この関係は、2次変位、伝搬媒体
の効果、マルチパス（multipath）、相対論的効果、雑
音等を無視する限りでは、近似である。これらの小さい
効果は、ここでは明快にするために無視される。これら
の効果を無視することと関連した誤差は、約1km以下の
基線の長さについて約1cm以下の基線誤差に相当する。
［完全にランダムである雑音の効果を除けば、∠Si(t)
の更に正確な理論的表現を得るために、上で無視した効
果をモデル化することが可能である。例えば、このモデ
ル化は、アイ・アイ・シャピロ（I. I. Shapiro）によ
る「VLBI観測からの天体測定及び測地の媒介変数の概算
（Estimation of astrometric and geodetic parameter
s from VLBI observations）」（Methods of Experimen
tal Physics, vol. 12, part C, 261乃至276ページ、19
76年に掲載）という表題の文献において記述されてい
る。］ 理論的に、Sの大きさは、 ｜Si｜ ＝ C・G2 (cosθi) によって与えられる。但し、Cは定数であり、Gは受信ア
ンテナの指向性電力利得であって、i番目の人工衛星の
天頂角θiのコサインの関数として書かれる。Gは方位角
から独立であると仮定され、整合環状分極の等方性アン
テナによって受信される電力が1に等しいように正規化
される。MITESアンテナ設計の場合、 G(cosθ) 〜 (1.23)・(1＋cosθ)2・sin2((3π/4)cos
θ)、 (0°＜θ＜90°のとき)； G(cosθ) 〜 0、（90°＜θのとき） である。この関数の値は、天頂（θ＝0）においてほぼ
2.46である。その値は、θ〜40°において約3.63の1つ
の最大値を有して、θ〜72°において単位値を有し、θ
が90°に近づくとき0に近づく。
【００９７】2つの干渉計ターミナルから得られた測定
データの処理における次の工程は、各々の測定時刻tに
ついての和S(t)を得るためにiに亘って複素数Si(t)を加
算することである。すなわち、
【数１０】 ここで和は、時刻tにおいて観測されたすべての人工衛
星に亘ってとる。このように和をとるのは次の理由によ
る。Ｓi(t)、すなわち測定により得られたＳi(t)の角は
個々の衛星により異なるので、その和Ｓは刻々と複雑に
変動する（その変動はまだ知られていない基線ベクトル
に依存するものである）。Ｓの変動は以下で示す理論値
Ｓハット（以下で示す、Ｓの上に“∧”がつくもの、以
下同様に示す）の変動と似ていない。そこで、未知の基
線ベクトルを決定するために、基線ベクトルについて可
能な限りの値を調べ、理論値Ｓハットが測定値Ｓの変動
のように変動する特定の基線ベクトルを見付けることと
したのである。
【００９８】測定データの処理における次の工程は、基
線ベクトルｂ（ｂの上に矢印がつくもの）の試行値ｂハ
ット（ｂの上に“∧”がつくもの）を選択して、この値
から時間Ｓ(t)ハットの関数を計算することである。
基線ベクトルの真の値ｂベクトルが試行値ｂハットに等
しいならばS(t)が有するのであろう値を理論的に表わ
す。すなわち、
【数１１】 である。但し、λiは、受信搬送周波数に相当する無線
波長である。すなわち、λi＝c/ｆiである。ここで、上
記式は次のように導かれたものである。すなわち、Ｓi
ハットの角度は、前述と同様に４πｂ（ハット）・ｓi
（ベクトル）/λiとかけるから、
【数１２】 となる。ｂハットの値を選択する方法は、以下に記述す
る。理論的関数Ｓ(t)ハットにおいて、測定から引き出
された関数S(t)とは対照的に、局部発振器位相差を表す
ための項は存在しない。更に、一定のスケール因子C
は、省略される。
【００９９】次に、S(t)の絶対値はＳ(t)ハットの絶対
値によって乗算されて、これら絶対値の積は値R(ｂハッ
ト)を得るために測定時間すべてに亘って合計される。
もちろん、R(ｂベクトル)は、測定によってと同様に
に依存する。
【０１００】すなわち、
【数１３】 である。但し、Ｒ（ｂハット）は、約5,000測定回数の
組のうちのｌ番目を表わす。R(ｂハット)は、「アンビ
ギティー関数（ambiguity function)」と呼ばれ、まだ
知られていないが真の基線ベクトルｂに依存する実際に
測定されたＳの変動と、試行値ｂハットに依存する理論
的に計算されたＳの変動との間の相互相関を表す。
【０１０１】処理における次の工程は、ｂハットの種々
の値についてR(ｂハット)の計算を繰り返して、R(ｂハ
ット)の関数が最大の値を有するｂハットの特定値を決
定することである。このｂハットの値は、基線ベクトル
ｂの所望の決定である。
【０１０２】ターミナルの間の基線ベクトルを決定する
ために一対の干渉計ターミナルからの測定データを処理
するこの方法は本発明に関するものではないが、米国出
願番号第305,142号の明細書に記載されている。また、C
harles C. CounselmanおよびSergei A. Gourevitchによ
る“測地学のための小型干渉計ターミナル：地球上の位
置測定装置のアンビギティーおよび多重経路（Multipat
h)”と題する論文（IEEE Transactions on Geoscience
and Remote Sensing,vol.GEー19,no.4,pp244ー252,Octobe
r,1981)に説明されている。
【０１０３】先ず、基線ベクトルの試行値ｂハットを基
線ベクトルｂの先行する概算に最良に等しくなるべく初
期的に選択する。この概算は、地図上の目印を織別する
ことによって得られる位置のような、測量目印の位置に
ついての独立の情報から入手可能である。ｂハットに関
するR(ｂハット)の最大化は、或る3次元量を調べること
によって処理する。この3次元量は、このｂハットの初
期値を中心として、最初の概算の不明確さを含むように
十分に大きくとる。調査において、一様の間隔を置いて
配置される3次元格子のすべての点が検査され、R(ｂハ
ット)が最大となる1つの点を決定する。格子間隔は、最
初に1メートルとする。次に、以前決定した最大R(ｂハ
ット)の1点から2メートル広がった3次元量を、20センチ
メートルの間隔を置いた格子を検査することによって、
調査する。R(ｂハット)の最大値は、この更に細かく間
隔を置いた格子上に見つけられる。次に格子間隔を半分
にして、格子の直線長さもまた半分にして、調査を反復
する。この半分にする処理は、格子間隔が1ミリメート
ル以下になるまで続けられる。最終的にR(ｂハット)を
最大にするｂハットの値は、基線ベクトルｂの所望の決
定となるようにとられる。人工衛星の数nとして5を用い
ることによって、本発明により基線ベクトル決定におい
て、約100メートルの基線長さについて各座標につき約5
ミリメートルの精度を有することが可能である。
【０１０４】本発明に従って測定データを処理する方法
の他の実施例において、アンビギティー関数R(ｂハッ
ト)は、測定データから及び基線の施行値 からも形成
される。しかしながら、関数を形成する方法は、異な
る。この実施例においても前記実施例におけるように、
Ai(t)の共役複素数は、Bi(t)によって乗算されて複素数
の積Si(t)を得る。すなわち、 Si(t) ＝Ａｉ＊(t) Bi(t) である。但し、Ai(t)は、時刻tにおいて1つの干渉計タ
ーミナルでi番目の人工衛星から受信される信号の測定
値を表す複素数である。Ai(t)の絶対値は受信される電
力に比例して、角∠Ai(t)はターミナルの局部発振器に
関する搬送波の位相の2倍である。Bi(t)は、基線ベクト
ルの他端における他のターミナルから得られるというこ
とを除いては、Ai(t)と同様である。
【０１０５】次に、Si(t)は基線ベクトルの試行値ｂハ
ットの或る複素指数関数によって乗算され、次に積は時
刻tにおいて観測されるすべての人工衛星に亘って合計
されて和S(t)を得る。S(t)は、時間及び試行値ｂハット
の関数である。すなわち、
【数１４】 但し、ｓi(t)ベクトルは、時刻tにおけるi番目の人工衛
星の方向の単位ベクトルである。λiは、i番目の人工衛
星から受信される信号の波長である。（ｂハットがｂベ
クトルに等しいならば、iに亘る和における各項の角度
は、iとは独立に△φLOに等しいことに注意された
い。） 次に、S(t)の絶対値が取られて全観測時間に亘って合計
されて、関数R(ｂハット)を得る。すなわち、
【数１５】 である。但し、ｔlは、およそ5,000測定回数のｌ番目で
ある。
【０１０６】最終的に、R(ハット)を最大にするｂハッ
トの値は、もとのデータ処理方法に関連して記述された
同一の調査手順によって見つけられる。このｂハットの
値は、基線ベクトルｂの所望の決定値である。この最後
の実施例は、最初に記述した実施例よりも計算に関して
更に効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理に従ってGPS人工衛星を用いる無
線干渉計によって基線ベクトルを決定するための装置を
図示する。
【図２】図１に示した1つの干渉計フィールドターミナ
ルのブロック図である。
【図３】図２に示したアンテナ組立体のブロック図であ
る。
【図４】図２に示した受信器ユニットのブロック図であ
る。
【図５】 図２に示したディジタル電子ユニットのブロ
ック図である。
【図６】図５に示した信号調節器のブロック図である。
【図７】図５に示した相関器組立体における1つの相関
器モジュールのブロック図である。
【図８】図５に示した数値発振器組立体における1つの
数値発振器モジュールのブロック図である。
【図９】図２に示したフィールドターミナルコンピュー
タのブロック図である。
【符号の説明】
13-1, 13-2…干渉計フィールドターミナル 15…コンピュータ 21…アンテナ組立体 27…アンテナ 31…受信器ユニット 33…側波帯分離器 35…発振器回路 37…ディジタル電子ユニット 39…フィールドターミナルコンピュータ 127…相関器組立体 129…数値発振器組立体

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ある地点で地球軌道衛星から受信した無
    線信号の測定からその地点の位置を決定する方法であっ
    て、(a) 同時に複数の前記衛星から受信した前記信号
    を複合信号に組み合わせる工程と、(b) 該複合信号を
    デジタル表示信号に形成する工程と、(c) 前記デジタ
    ル表示信号を、共通クロックに応答し同期して動作す
    る、複数の並列になったデジタル測定回路に分配する工
    程と、(d) 前記複数の衛星に対して同時に測定データ
    を導出するために、前記回路のそれぞれにおいて前記各
    衛星からの前記信号を測定する工程と、(e) 前記位置
    を決定するために前記複数の衛星からの前記データを組
    み合わせる工程と、から成る方法。
  2. 【請求項２】 前記無線信号が圧縮された搬送波を有
    し、前記測定データが前記搬送波の位相を示す、請求項
    １に記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記複合信号の前記デジタル表示を形成
    する工程が、前記共通クロックに応答して前記複合信号
    をサンプリングすることを含む、請求項１に記載の方
    法。
  4. 【請求項４】 前記衛星からの無線信号が、前記地点で
    ある第１の地点、および第２の地点で同時に受信され、
    前記両地点で同時にデータを導出するために測定され、 前記両地点からの前記データが組み合わされて、前記一
    方の地点の、前記他の地点に対する位置を決定する、請
    求項１に記載の方法。
  5. 【請求項５】 ある地点で地球軌道衛星から受信した無
    線信号の測定からその地点の位置を決定する方法であっ
    て、(a) 同時に複数の前記衛星から受信した前記信号
    を複合信号に組み合わせるための全方向性アンテナと、
    (b) 該複合信号をデジタル表示信号に形成する手段
    と、(c) 前記デジタル表示信号に応答し、共通クロッ
    クに応答し同期して動作する、複数の並列になったデジ
    タル測定回路であって、それぞれが、前記複数の衛星に
    対して測定データを同時に導出するために、前記衛星の
    一つからの信号を測定する手段を含む、ところの測定回
    路と、(d) 前記位置を決定するために前記複数の衛星
    からの前記データを組み合わせるためのコンピュータ
    と、から成る装置。
  6. 【請求項６】 前記測定データが前記信号に内含する圧
    縮された搬送波の位相を表す、請求項５に記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記複合信号の前記デジタル表示信号を
    形成する前記信号が、前記共通信号に応答して前記複合
    信号をサンプリングするためのサンプラーを含む、請求
    項５に記載の装置。
  8. 【請求項８】 ある地点で地球軌道衛星から受信した無
    線信号の測定から第１の地点の、第２の地点に対する位
    置を決定する装置であって、前記第１の地点に配置され
    る第１の装置および前記第２の地点に配置される第２の
    装置を有する決定装置であって、 前記第１および第２の装置のそれぞれが、(a) 同時に
    複数の前記衛星から受信した前記信号を複合信号に組み
    合わせるための全方向性アンテナと、(b) 該複合信号
    をデジタル表示信号に形成する手段と、(c) 前記デジ
    タル表示信号に応答し、共通クロックに応答し同期して
    動作する、複数の並列になったデジタル測定回路であっ
    て、それぞれが、前記複数の衛星に対して同時に測定デ
    ータを導出するために、前記衛星の一つからの前記信号
    を測定する手段を含む、ところの測定回路と、から成
    り、 前記決定装置が、前記第１の地点の前記第２の地点に対
    する位置を決定するために、前記第１の装置および前記
    第２の装置からのデータを組み合わせるためのコンピュ
    ータをさらに含む、ところの決定装置
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