JPH07194113A - Switching converter circuit - Google Patents
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- JPH07194113A JPH07194113A JP34710693A JP34710693A JPH07194113A JP H07194113 A JPH07194113 A JP H07194113A JP 34710693 A JP34710693 A JP 34710693A JP 34710693 A JP34710693 A JP 34710693A JP H07194113 A JPH07194113 A JP H07194113A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングコンバータ
回路に関わり、特に広範囲の交流入力電圧に対応するい
わゆるワールドワイドなスイッチング電源等において、
メインのレギュレータの前段で交流入力電圧に対する変
動を抑制するプリレギュレータとして好適なスイッチン
グコンバータ回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching converter circuit, and more particularly to a so-called world wide switching power supply or the like which can handle a wide range of AC input voltage.
The present invention relates to a switching converter circuit suitable as a pre-regulator that suppresses fluctuations with respect to an AC input voltage before a main regulator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】世界各国で異なる商用電源電圧（例えば
１００Ｖ系〜２００Ｖ系の範囲）に対応することのでき
る、いわゆるワールドワイド電源装置が知られている
が、このように比較的広い範囲の交流入力電圧に対応し
て定電圧出力を成すために、負荷側の変動に対応するメ
インとしてのレギュレータの前段に対し、交流入力電圧
の変動に対応して定電圧化を行う、いわゆるプリレギュ
レータを設けることが知られている。2. Description of the Related Art There is known a so-called world-wide power supply device capable of supporting different commercial power supply voltages (for example, a range of 100 V to 200 V) in various countries around the world. In order to generate a constant voltage output corresponding to the input voltage, a so-called pre-regulator is provided in front of the main regulator that responds to fluctuations on the load side, which performs constant voltage conversion according to fluctuations in the AC input voltage. It is known.
【０００３】このようなプリレギュレータの一例の構成
として、ＰＷＭ（Pulse Width Moduration) 方式による
スイッチングコンバータ回路を適用した場合について図
７に示す。この図において、ＡＣで示される正負の両極
端子は商用の交流電源、Ｄ11は４本のダイオードをブリ
ッジ接続してなるブリッジ整流回路を示し、入力された
交流電源ＡＣについて全波整流を行う。Ｃ11は平滑用コ
ンデンサであり、上記ブリッジ整流回路Ｄ11及びこの平
滑用コンデンサＣ11により整流平滑電圧Ｅｉが得られ
る。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが得られるライン１
ａに対してプリレギュレータ１としてのスイッチングコ
ンバータ回路が設けられる。このプリレギュレータ１に
おいて、１０はコンパレータ１１及び三角波発振器１２
からなるＰＷＭ制御部を示し、例えば１個のＩＣとして
構成される。Ｑ11はスイッチングトランジスタであり、
ベースにはコンパレータ１１の出力が接続、コレクタは
コンバータトランスＴ10の一次巻線Ｌ21の端部と接続、
エミッタはアースラインに対して接続される。また、１
３は起動回路であり、整流平滑電圧Ｅｉを入力して、こ
れによりＰＷＭ制御部１０の起動用電源電圧ＶCC1 を供
給する。１４は起動後のＰＷＭ制御部１０のための電源
回路で、コンバータトランスＴ10に巻回された巻線Ｌ23
で励起された電圧をダイオードＤ14及びコンデンサＣ12
により整流して所定レベルの直流電源電圧ＶCC2 として
ＰＷＭ制御部１０に供給する。Ｒ21、Ｒ22、Ｒ23はそれ
ぞれ抵抗を示し、ＺＤ11はツェナーダイオードを示す。As an example of the configuration of such a pre-regulator, FIG. 7 shows a case where a switching converter circuit of a PWM (Pulse Width Modulation) system is applied. In this figure, positive and negative bipolar terminals indicated by AC are commercial AC power supplies, and D 11 is a bridge rectifier circuit in which four diodes are bridge-connected, and full-wave rectification is performed on the input AC power supply AC. C 11 is a smoothing capacitor, and a rectified and smoothed voltage Ei is obtained by the bridge rectifier circuit D 11 and the smoothing capacitor C 11 . Then, the line 1 from which this rectified and smoothed voltage Ei is obtained
A switching converter circuit as the pre-regulator 1 is provided for a. In this pre-regulator 1, 10 is a comparator 11 and a triangular wave oscillator 12.
The PWM control unit is composed of, for example, one IC. Q 11 is a switching transistor,
The output of the comparator 11 is connected to the base, the collector is connected to the end of the primary winding L 21 of the converter transformer T 10 ,
The emitter is connected to the ground line. Also, 1
Reference numeral 3 is a start-up circuit, which receives the rectified and smoothed voltage Ei and supplies the start-up power supply voltage V CC1 of the PWM control unit 10 thereby. Reference numeral 14 denotes a power supply circuit for the PWM control unit 10 after the start-up, which is a winding L 23 wound around the converter transformer T 10 .
The voltage excited by the diode D 14 and the capacitor C 12
Is rectified by and is supplied to the PWM control unit 10 as a DC power supply voltage V CC2 of a predetermined level. R 21 , R 22 , and R 23 each represent a resistance, and ZD 11 represents a Zener diode.
【０００４】Ｔ10はコンバータトランスを示し、一次巻
線Ｌ21、二次巻線Ｌ22、及び上述のＰＷＭ制御部１０用
の電源回路１０の構成部である巻線Ｌ23が巻回されてい
る。ここで、一次巻線Ｌ21には一方の端部が整流平滑電
圧Ｅｉのラインと接続され、他方の端部はスイッチング
トランジスタＱ11のコレクタ−エミッタを介してアース
に接続されている。従って、後述するスイッチングトラ
ンジスタＱ11の動作によりプリレギュレータ１の出力と
してのパルス電圧が得られることとなる。Reference numeral T 10 denotes a converter transformer, which is wound with a primary winding L 21 , a secondary winding L 22 , and a winding L 23 which is a component of the power supply circuit 10 for the PWM control unit 10 described above. There is. Here, one end of the primary winding L 21 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei, and the other end is connected to the ground via the collector-emitter of the switching transistor Q 11 . Therefore, the pulse voltage as the output of the pre-regulator 1 is obtained by the operation of the switching transistor Q 11 described later.
【０００５】二次巻線Ｌ22側には図のように整流用ダイ
オードＤ12、Ｄ13及び平滑用コンデンサＣ13が接続され
る。これにより、一次巻線Ｌ21によって二次巻線Ｌ22で
励起された交流電圧は整流平滑化されて直流電圧出力Ｖ
O として負荷に供給されることとなる。As shown in the figure, rectifying diodes D 12 , D 13 and a smoothing capacitor C 13 are connected to the secondary winding L 22 side. As a result, the AC voltage excited in the secondary winding L 22 by the primary winding L 21 is rectified and smoothed, and the DC voltage output V
It will be supplied to the load as O.
【０００６】上記構成によれば、プリレギュレータ１は
先ず、商用交流電源ＡＣが投入されてライン１ａに電圧
が得られると、起動回路１３がこれを入力して起動用電
源ＶCC1 をＰＷＭ制御部１０に出力する。これにより、
ＰＷＭ制御部１０の三角波発振器１２及びコンパレータ
１１が動作を開始することとなる。なお、動作開始以降
は起動回路１３は機能せず、電源回路１４より電源電圧
ＶCC2 がＰＷＭ制御部１０に供給される。ＰＷＭ制御部
１０のコンパレータ１１は、ほぼ交流入力電圧（商用交
流電源ＡＣ）が一定の場合にはライン１ａにおける電圧
を抵抗Ｒ21と抵抗Ｒ23により分圧して反転入力に入力し
て、非反転入力に供給される三角波発振器１２からの三
角波と比較して得られた結果をパルス出力としてスイッ
チングトランジスタＱ11のベースに供給している。スイ
ッチングトランジスタＱ11ではこのパルス出力に基づい
てスイッチング動作が制御されている。そして、交流入
力電圧が上りライン１ａにおける電圧が上昇すると、ツ
ェナーダイオードＺＤ11のツェナー電圧を越えてこれが
導通することとなる。この際、ツェナーダイオードＺＤ
11から抵抗Ｒ22を介して反転入力に入力される電圧を、
抵抗Ｒ21と抵抗Ｒ23の分圧比により得られる電圧値より
も高く設定していることで非反転入力に入力される電圧
レベルが上がる。これによりコンパレータ１１の出力の
パルス幅は小さくなる。このようにしてスイッチングト
ランジスタＱ11のスイッチングパルス幅を可変制御する
ことで、交流入力電圧にほぼ反比例して一次巻線Ｌ21側
に伝送されるエネルギーが下がることとなる。このよう
にして、プリレギュレータとしての定電圧出力動作が行
われる。According to the above construction, when the commercial AC power supply AC is first turned on and the voltage is obtained on the line 1a, the pre-regulator 1 inputs the voltage to the start-up circuit 13 to input the start-up power supply V CC1 to the PWM control unit. Output to 10. This allows
The triangular wave oscillator 12 and the comparator 11 of the PWM control unit 10 start operating. After the start of operation, the starting circuit 13 does not function, and the power supply circuit 14 supplies the power supply voltage V CC2 to the PWM control unit 10. When the AC input voltage (commercial AC power supply AC) is almost constant, the comparator 11 of the PWM control unit 10 divides the voltage in the line 1a by the resistors R 21 and R 23 and inputs the voltage to the inverting input to non-invert. The result obtained by comparing with the triangular wave from the triangular wave oscillator 12 supplied to the input is supplied to the base of the switching transistor Q 11 as a pulse output. The switching operation of the switching transistor Q 11 is controlled based on this pulse output. Then, the AC input voltage when the voltage rises in the uplink line 1a, so that the beyond the Zener voltage of the Zener diode ZD 11 which conducts. At this time, Zener diode ZD
The voltage input to the inverting input from 11 via the resistor R 22 is
By setting the voltage value higher than the voltage value obtained by the voltage division ratio of the resistors R 21 and R 23, the voltage level input to the non-inverting input is increased. This reduces the pulse width of the output of the comparator 11. By variably controlling the switching pulse width of the switching transistor Q 11 in this way, the energy transmitted to the primary winding L 21 side is reduced in inverse proportion to the AC input voltage. In this way, the constant voltage output operation as the pre-regulator is performed.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したよ
うな構成のスイッチングコンバータ回路をプリレギュレ
ータに用いた場合、ＰＷＭ制御部１０としてのＩＣ部品
が比較的高価であることや、外付けの抵抗Ｒ21、Ｒ22、
Ｒ23やツェナーダイオードＺＤ11等の電圧検出用素子の
ほかにも、ＰＷＭ制御部１０のための起動回路１３及
び、ＰＷＭ制御部１０のためのＩＣ駆動用電源１４を設
ける必要がある。このため部品点数も増加して構造が複
雑になり、製造工程の繁雑化やコスト高、更に実装時の
基板サイズの大型化などの問題が生じる。特に、プリレ
ギュレータとして補助的にスイッチングコンバータ回路
を用いるような場合には、その構成はできるだけ簡略な
ことが望ましい。However, when the switching converter circuit configured as described above is used for the pre-regulator, the IC component as the PWM control unit 10 is relatively expensive and the external resistor R is used. 21 , R 22 ,
In addition to the voltage detecting elements such as R 23 and Zener diode ZD 11, it is necessary to provide a starting circuit 13 for the PWM control unit 10 and an IC driving power supply 14 for the PWM control unit 10. As a result, the number of parts increases and the structure becomes complicated, which causes problems such as complicated manufacturing processes, high cost, and a large board size during mounting. In particular, when a switching converter circuit is used as a supplementary pre-regulator, it is desirable that its configuration be as simple as possible.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
たような問題点を解決するため、スイッチングトランジ
スタとこのスイッチングトランジスタのスイッチング周
波数を設定するコンデンサ及び時定数インダクタンスか
らなる周波数設定回路と、時定数インダクタンスの出力
で駆動されるドライブトランスと、コンバータトランス
の一次巻線と電流共振コンデンサからなり、スイッチン
グトランジスタのスイッチング電流が共振電流として流
れる共振回路を備えた電流共振型のスイッチングコンバ
ータ回路において、時定数インダクタンスが被制御巻線
とされると共に、この被制御巻線に直交する方向に巻回
され、入力電圧のレベルに応じたレベルの電流が流れる
ようにされた制御巻線を設けた直交型トランスをドライ
ブトランスとして構成することとした。In order to solve the above problems, the present invention has a frequency setting circuit including a switching transistor, a capacitor for setting the switching frequency of the switching transistor, and a time constant inductance, and a time setting circuit. In a current resonance type switching converter circuit that includes a drive transformer driven by the output of a constant inductance, a primary winding of the converter transformer and a current resonance capacitor, and a resonance circuit in which the switching current of the switching transistor flows as a resonance current, An orthogonal type in which a constant inductance is used as a controlled winding, and a control winding is provided that is wound in a direction orthogonal to the controlled winding and allows a current of a level corresponding to the level of the input voltage to flow. The transformer as a drive transformer It was decided to formed.
【０００９】そして、本発明のスイッチングコンバータ
回路をプリレギュレータとした場合に、このスイッチン
グコンバータ回路の後段に設けられる負荷変動に対応す
るレギュレータとしては、コンバータトランスについ
て、制御巻線を有する直交型トランスとし、このコンバ
ータトランスの２次側の出力電圧に応じたレベルの電流
が制御巻線を流れるように構成することとした。When the switching converter circuit of the present invention is used as a pre-regulator, the regulator provided in the subsequent stage of the switching converter circuit for responding to the load fluctuation is a quadrature type transformer having a control winding for the converter transformer. The current of a level corresponding to the output voltage on the secondary side of this converter transformer is configured to flow through the control winding.
【００１０】あるいは、チョークコイルとこのチョーク
コイルに巻回される制御巻線からなる可変インダクタン
スチョークコイルを設け、この可変インダクタンスチョ
ークコイルはコンバータトランスの１次側巻線と直列に
接続すると共に、制御巻線にはコンバータトランスの２
次側の出力電圧に応じたレベルの電流が流れるように構
成することとした。あるいは、本発明のスイッチングコ
ンバータ回路の後段にはシリーズレギュレータ、あるい
は可飽和リアクタンスにより構成されるレギュレータ回
路を接続することとした。Alternatively, a variable inductance choke coil including a choke coil and a control winding wound around the choke coil is provided, and the variable inductance choke coil is connected in series with the primary winding of the converter transformer and controlled. 2 of converter transformer in winding
The configuration is such that a current of a level corresponding to the output voltage on the secondary side flows. Alternatively, a series regulator or a regulator circuit composed of a saturable reactance is connected to the subsequent stage of the switching converter circuit of the present invention.
【００１１】[0011]
【作用】上記構成によれば、電流共振型コンバータの構
成に対して、ドライブトランスを直交型として制御巻線
に整流平滑電圧レベルに基づく制御電流を供給し、スイ
ッチングトランジスタのスイッチング周波数を可変する
ことで、スイッチングコンバータ回路としての定電圧制
御が実現される。According to the above structure, the drive transformer is orthogonal to the structure of the current resonance type converter, and the control current based on the rectified smoothed voltage level is supplied to the control winding to change the switching frequency of the switching transistor. Thus, constant voltage control as a switching converter circuit is realized.
【００１２】[0012]
【実施例】図１は本発明のスイッチングコンバータ回路
の一実施例を示す回路図であり、この場合も電源装置に
おけるプリレギュレータとして設けられるものとされ
る。この図において、ＡＣで示される正負の両極端子は
商用の交流電源、Ｄ1 は４本のダイオードをブリッジ接
続してなるブリッジ整流回路を示し、入力された交流電
源ＡＣについて全波整流を行う。Ｃ1 は平滑用コンデン
サであり、上記ブリッジ整流回路Ｄ1 及びこの平滑用コ
ンデンサＣ1 により整流平滑電圧Ｅｉが得られる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the switching converter circuit of the present invention, and in this case also, it is supposed to be provided as a pre-regulator in a power supply device. In this figure, positive and negative bipolar terminals indicated by AC are commercial AC power supplies, and D 1 is a bridge rectification circuit in which four diodes are bridge-connected, and full-wave rectification is performed on the input AC power supply AC. C 1 is a smoothing capacitor, and a rectified and smoothed voltage Ei is obtained by the bridge rectifier circuit D 1 and the smoothing capacitor C 1 .
【００１３】１は整流平滑電圧Ｅｉについて、スイッチ
ングを行って定電圧出力を成すプリレギュレータであ
る。このプリレギュレータ１において、Ｑ1 、Ｑ2 はそ
れぞれスイッチングトランジスタを示し、図のように整
流平滑電圧Ｅｉとアース間に対してそれぞれのコレク
タ、エミッタを介して接続されている。また、スイッチ
ングトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ−ベース間にそ
れぞれ挿入される抵抗Ｒ2 、Ｒ3 は起動抵抗を、またス
イッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース−エミッタ
間に挿入されるＤ2 、Ｄ3 はそれぞれダンパーダイオー
ドを示す。また、スイッチングトランジスタＱ1 と各コ
ンデンサＣ2 、及びスイッチングトランジスタＱ2 のベ
ースとコンデンサＣ3 間にそれぞれ接続される抵抗Ｒ
4 、抵抗Ｒ5 はそれぞれベース電流（ドライブ電流）調
整用抵抗を示している。Ｔ1 はドライブトランスを示
し、本実施例の場合には非制御巻線として駆動巻線
ＬB1、ＬB2及び共振電流検出巻線ＬD が巻回され、制御
巻線ＬC1が巻回された直交型ドライブトランスとされ
る。このドライブトランスＴ1 の駆動巻線ＬB1の一端は
コンデンサＣ2 に、他端はスイッチングトランジスタＱ
1 のエミッタに接続される。また、駆動巻線ＬB2の一端
はスイッチングトランジスタＱ2 のエミッタに接続さ
れ、他端はコンデンサＣ3 と接続され、前記駆動巻線Ｌ
B1と逆の極性の電圧が出力されるようになされている。
また、電流検出巻線ＬD はスイッチングトランジスタＱ
1 のエミッタとスイッチングトランジスタＱ2 のコレク
タの接点に接続されると共に、共振コンデンサＣ4 に対
して直列に接続される。更に制御巻線ＬC1の一端は抵抗
Ｒ1 を介して整流平滑電圧Ｅｉと接続され、他端はアー
スに対して接続される。従って、制御巻線ＬC1には抵抗
Ｒ1 を介して整流平滑電圧Ｅｉに対応した電流が流れ、
これが制御電流ＩC とされる。電流検出巻線ＬD と直列
に接続されている共振コンデンサＣ4 は、コンバータト
ランスＴ2 の一次巻線であるＬ1 の一端と接続され、一
次巻線Ｌ1 の他端はアースに対して接続される。そし
て、これら共振コンデンサＣ4 及び一次巻線Ｌ1を含む
ドライブトランスＴ2 のインダクタンス成分により共振
回路を形成する。なお、スイッチングトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のコレクタとエミッタに対して並列に設けられ
るコンデンサＣ5 、Ｃ6 はサージ吸収用コンデンサとさ
れる。このように本実施例のプリレギュレータ１は、電
流共振型スイッチングコンバータにおいてドライブトラ
ンスが制御巻線を備えた直交型ドライブトランスとされ
ているものである。Reference numeral 1 is a pre-regulator for switching the rectified and smoothed voltage Ei to produce a constant voltage output. In the pre-regulator 1, Q 1 and Q 2 each represent a switching transistor, and are connected between the rectified and smoothed voltage Ei and the ground via respective collectors and emitters as shown in the figure. The switching transistor Q 1, the collector of Q 2 - D 2 that is inserted between the emitter, - resistance R 2, R 3, which are inserted between the base of the starting resistor, also the base of the switching transistor Q 1, Q 2 Each D 3 is a damper diode. In addition, the switching transistor Q 1 and each capacitor C 2 , and the resistor R connected between the base of the switching transistor Q 2 and the capacitor C 3 , respectively.
4 and resistor R 5 are resistors for adjusting the base current (drive current). T 1 indicates a drive transformer, and in the case of the present embodiment, drive windings L B1 , L B2 and resonance current detection winding L D are wound as non-control windings, and control winding L C1 is wound. Orthogonal drive transformer. One end of the drive winding L B1 of the drive transformer T 1 is a capacitor C 2 and the other end is a switching transistor Q 1.
Connected to the emitter of 1 . Further, one end of the drive winding L B2 is connected to the emitter of the switching transistor Q 2 and the other end thereof is connected to the capacitor C 3.
A voltage with the opposite polarity to B1 is output.
The current detection winding L D is a switching transistor Q.
It is connected to the contact between the emitter of 1 and the collector of the switching transistor Q 2 , and is connected in series to the resonance capacitor C 4 . Further, one end of the control winding L C1 is connected to the rectified and smoothed voltage Ei via the resistor R 1 , and the other end is connected to the ground. Therefore, a current corresponding to the rectified and smoothed voltage Ei flows through the control winding L C1 via the resistor R 1 ,
This is the control current I C. Resonant capacitor C 4, which is connected to the current detection winding L D series is connected to one end of the L 1 is the primary winding of the converter transformer T 2, the other end of the primary winding L 1 for ground Connected. A resonant circuit is formed by the inductance component of the drive transformer T 2 including the resonant capacitor C 4 and the primary winding L 1 . The switching transistor Q
Capacitors C 5 and C 6 provided in parallel with the collector and emitter of 1 and Q 2 are surge absorbing capacitors. As described above, in the preregulator 1 of the present embodiment, the drive transformer in the current resonance type switching converter is an orthogonal drive transformer having the control winding.
【００１４】そして本実施例の場合、コンバータトラン
スＴ2 の二次巻線Ｌ2 側に対しては、例えば図のように
４本のダイオードをブリッジ接続してなるブリッジ整流
回路Ｄ4 と、このブリッジ整流回路Ｄ4 のプラス側の出
力とアース間に接続された平滑用コンデンサＣ7 からな
る整流平滑回路が設けられ、これにより、一次巻線Ｌ1
にて生じた電圧に誘起されて、そのエネルギーが二次巻
線Ｌ2 に伝送され、さらにブリッジ整流回路Ｄ4 及び平
滑用コンデンサＣ7 によって直流電圧出力ＶOが得られ
ることとなる。従って、本実施例の電源装置としては、
プリレギュレータ１のみが安定化電源とされているた
め、例えば出力側の負荷変動があまりなく出力電圧精度
も特に要求されない場合に用いることができる。In the case of this embodiment, for the secondary winding L 2 side of the converter transformer T 2 , for example, a bridge rectifier circuit D 4 in which four diodes are bridge-connected as shown in FIG. A rectifying / smoothing circuit including a smoothing capacitor C 7 connected between the positive side output of the bridge rectifying circuit D 4 and the ground is provided, whereby the primary winding L 1
Induced by the voltage generated at 2, the energy is transmitted to the secondary winding L 2 , and the DC voltage output V O is obtained by the bridge rectifier circuit D 4 and the smoothing capacitor C 7 . Therefore, as the power supply device of this embodiment,
Since only the pre-regulator 1 is used as a stabilized power supply, it can be used, for example, when there is not much load fluctuation on the output side and output voltage accuracy is not particularly required.
【００１５】上記構成の電源装置における電流共振型の
スイッチングコンバータ回路によるプリレギュレータ１
のスイッチング動作として、先ず商用交流電源が投入さ
れると、例えば起動抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介してスイッチン
グトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給
されることにより、例えばスイッチングトランジスタＱ
1 がオンとなる。するとこれに伴い、スイッチングトラ
ンジスタＱ2 はオフとなるように制御される。そして整
流平滑電圧ＥｉからスイッチングトランジスタＱ1 →電
流検出巻線ＬD →コンデンサＣ4 →一次巻線Ｌ1 に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チングトランジスタＱ2 がオン、スイッチングトランジ
スタＱ1 がオフとなるように制御される。そして、スイ
ッチングトランジスタＱ2 を介して先とは逆方向の共振
電流が流れる。以降、スイッチングトランジスタＱ1 、
Ｑ2 は交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開
始される。このスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
スイッチング周波数は、駆動用巻線ＬB1のインダクタン
スとコンデンサＣ2 の容量、駆動用巻線ＬB2のインダク
タンスとコンデンサＣ3 の容量によってそれぞれ決定さ
れる。このようにスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2
のスイッチング動作に伴い、共振コンデンサＣ4 及び一
次巻線Ｌ1 からなる電流共振回路に高周波の共振電流が
流れることとなるため、この共振電流により得られた共
振エネルギーはコンバータトランスＴ2 の２次巻線を介
して出力される。A preregulator 1 using a current resonance type switching converter circuit in the power supply device having the above configuration.
As the switching operation of, first, when a commercial AC power source is turned on, for example, by starting resistor R 2, the base to the base current of the switching transistor Q 1, Q 2 through R 3 is supplied, for example, the switching transistor Q
1 is turned on. Then, accordingly, the switching transistor Q 2 is controlled to be turned off. Then, a resonant current flows from the rectified and smoothed voltage Ei to the switching transistor Q 1 → current detection winding L D → capacitor C 4 → primary winding L 1 , but the switching transistor Q 2 is turned on in the vicinity where the resonant current becomes 0, The switching transistor Q 1 is controlled to be turned off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching transistor Q 2 . After that, the switching transistor Q 1 ,
A self-excited switching operation in which Q 2 is alternately turned on is started. The switching frequencies of the switching transistors Q 1 and Q 2 are determined by the inductance of the driving winding L B1 and the capacitance of the capacitor C 2 , and the inductance of the driving winding L B2 and the capacitance of the capacitor C 3 , respectively. Thus, the switching transistors Q 1 and Q 2
Since a high-frequency resonance current flows in the current resonance circuit composed of the resonance capacitor C 4 and the primary winding L 1 in accordance with the switching operation of, the resonance energy obtained by this resonance current is the secondary energy of the converter transformer T 2 . It is output through the winding.
【００１６】次に、このプリレギュレータ１の定電圧制
御動作について図２を参照して説明する。ところで、図
１の制御巻線ＬC1において（ ）内に示すように、制御
巻線ＬC1の直流抵抗値をＲC とすると、抵抗Ｒ1 を介し
て制御巻線ＬC1を流れるコントロール電流ＩC は、 ＩC ＝Ｅｉ／（Ｒ1 ＋ＲC ） により表される。従って、整流平滑電圧Ｅｉが変化する
のに応じてコントロール電流ＩC は変化することにな
る。整流平滑電圧Ｅｉは交流入力電圧ＡＣの変動に応じ
て変化するから、コントロール電流ＩC も交流入力電圧
ＡＣの変動に応じて変化することになる。Next, the constant voltage control operation of the pre-regulator 1 will be described with reference to FIG. By the way, in the control winding L C1 of FIG. 1, when the DC resistance value of the control winding L C1 is R C as shown in parentheses, the control current I flowing through the control winding L C1 via the resistor R 1 C is represented by I C = Ei / (R 1 + R C ). Therefore, the control current I C changes as the rectified and smoothed voltage Ei changes. Since the rectified and smoothed voltage Ei changes according to the fluctuation of the AC input voltage AC, the control current I C also changes according to the fluctuation of the AC input voltage AC.
【００１７】ここで例えば、商用交流電源ＡＣが上昇し
たとすると、抵抗Ｒ1 を介して制御巻線ＬC1を流れるコ
ントロール電流ＩC も増加することになるが、このよう
な場合には図２（ａ）に示すように、コントロール電流
ＩC （横軸）の増加に応じてドライブトランスＴ1 のコ
アが飽和することになり、被制御巻線である駆動巻線Ｌ
B1、ＬB2（図においては駆動巻線ＬB1、ＬB2を一括して
ＬB として示している）のインダクタンス（縦軸）は減
少する。前述のように、スイッチングトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数は、それぞれ駆動用巻線
ＬB1（ＬB2）のインダクタンスとコンデンサＣ2 （Ｃ
3 ）の容量によって決定されるが、図２（ｂ）に示すよ
うに、駆動巻線ＬB のインダクタンス（横軸）が減少す
るのに応じてスイッチング周波数ｆSW（縦軸）は高くな
る。コンデンサＣ4 とドライブトランスＴ2 のインダク
タンス成分による共振周波数に対してスイッチング周波
数ｆSWが高くなると、このスイッチング周波数ｆSWとコ
ンバータトランスＴ2 の出力側の直流電圧ＶO との関係
は、図２（ｃ）に示すように、スイッチング周波数ｆSW
が高くなるにつれて低下することとなる。なお、上述し
たように交流入力電圧ＡＣが上昇して整流平滑電圧Ｅｉ
が上昇すれば、コントロール電流ＩC はこれに応じて上
昇する（図２（ｄ））。Here, for example, if the commercial AC power supply AC rises, the control current I C flowing through the control winding L C1 via the resistor R 1 will also increase. In such a case, as shown in FIG. As shown in (a), as the control current I C (horizontal axis) increases, the core of the drive transformer T 1 is saturated, and the drive winding L that is the controlled winding.
B1, L B2 inductance (shown as L B collectively drive winding L B1, L B2 in the figure) (vertical axis) decreases. As described above, the switching transistor Q
The switching frequencies of 1 and Q 2 are the inductance of the drive winding L B1 (L B2 ) and the capacitor C 2 (C
3 ), the switching frequency f SW (vertical axis) increases as the inductance (horizontal axis) of the drive winding L B decreases, as shown in FIG. 2 (b). When the switching frequency f SW becomes higher than the resonance frequency due to the inductance component of the capacitor C 4 and the drive transformer T 2 , the relationship between the switching frequency f SW and the DC voltage V O on the output side of the converter transformer T 2 is shown in FIG. As shown in (c), the switching frequency f SW
The higher the value, the lower the value. As described above, the AC input voltage AC rises and the rectified smoothed voltage Ei increases.
If the voltage rises, the control current I C rises accordingly (FIG. 2 (d)).
【００１８】ところで、電流共振型スイッチングコンバ
ータ回路において例えば図１に示したようなスイッチン
グ周波数制御手段等が設けられず、入力電圧変化に対す
る制御が成されないと仮定すると、図２（ｅ）に示すよ
うに、整流平滑電圧Ｅｉ（横軸）が上昇するにつれて直
流出力電圧ＶO （縦軸）は上昇する。これに対して、本
実施例では図２（ａ）〜（ｄ）にて説明したように駆動
巻線ＬB 、コントロール電流ＩC スイッチング周波数ｆ
SW、整流平滑電圧Ｅｉ、直流電圧ＶO の各要素の関係か
ら、結果として図２（ｆ）に示すように整流平滑電圧Ｅ
ｉが上昇しても直流電圧ＶO は一定に保たれることとな
る。即ち、交流入力電圧ＡＣが、例えば８０Ｖ〜２８０
Ｖ程度の間で変化したとしても、出力側の直流電圧ＶO
はほぼ一定値にすることができる。（ただし本実施例に
おいては出力側の負荷変動がないものと仮定する）By the way, assuming that the current resonance type switching converter circuit is not provided with the switching frequency control means as shown in FIG. 1 and the like, and the control with respect to the change of the input voltage is not performed, as shown in FIG. 2 (e). In addition, the DC output voltage V O (vertical axis) increases as the rectified and smoothed voltage Ei (horizontal axis) increases. On the other hand, in the present embodiment, as described with reference to FIGS. 2A to 2D, the drive winding L B and the control current I C switching frequency f
SW, rectified and smoothed voltage Ei, the relationship of each element of the DC voltage V O, as a result FIG 2 (f) are shown as rectified smoothed voltage E
Even if i rises, the DC voltage V O is kept constant. That is, the AC input voltage AC is, for example, 80V to 280
Even if the voltage changes between about V, the DC voltage V O on the output side
Can be approximately constant. (However, in this embodiment, it is assumed that there is no load fluctuation on the output side.)
【００１９】このように本実施例のスイッチングコンバ
ータ回路は、通常の電流共振型コンバータにおいてドラ
イブトランスを、制御巻線を有する直交型トランスに置
き換えて構成すると共に、更に付加すべき部品としては
制御巻線ＬC1に対して直列接続される抵抗Ｒ1 だけでプ
リレギュレータとして構成することが可能となる。従っ
て、従来のように起動回路やＩＣ駆動電源回路等が不用
となり、部品点数及び回路構成等が簡略になる。また、
直交型トランスにおいては制御巻線ＬC1のターン数を増
加しておけば、これに流すべきコントロール電流ＩC は
わずかでよく、従って、定電圧制御に要する制御電力も
少なくて済むこととなる。As described above, the switching converter circuit of this embodiment is constructed by replacing the drive transformer in the ordinary current resonance type converter with the quadrature type transformer having the control winding, and as the component to be further added, the control winding. It is possible to configure as a pre-regulator only with the resistor R 1 connected in series with the line L C1 . Therefore, unlike the conventional case, the starting circuit, the IC driving power supply circuit, and the like are unnecessary, and the number of parts and the circuit configuration are simplified. Also,
In the quadrature transformer, if the number of turns of the control winding L C1 is increased, the control current I C to be passed through the control winding L C1 may be small, and therefore the control power required for constant voltage control may be small.
【００２０】次に、図３の回路図を参照して第２の実施
例について説明する。なお、この図において図１と同一
部分は同一符合を付して説明を省略する。ところで、上
述のように本実施例におけるスイッチングコンバータ回
路は入力電圧に対する定電圧制御を行うものであるた
め、出力側に負荷変動があるような場合には後段に各種
レギュレータが接続されて電源装置として構成される。
そこで、本実施例では図に示すような構成のレギュレー
タが後段に接続される。Next, a second embodiment will be described with reference to the circuit diagram of FIG. In this figure, the same parts as those in FIG. By the way, as described above, the switching converter circuit in the present embodiment performs constant voltage control with respect to the input voltage. Therefore, when there is a load fluctuation on the output side, various regulators are connected in the subsequent stage to form a power supply device. Composed.
Therefore, in this embodiment, the regulator having the configuration shown in the figure is connected to the subsequent stage.
【００２１】この図においてＴ3 はコンバータトランス
を示し、共振回路の構成部分である一次巻線Ｌ1 と二次
巻線Ｌ2 を備えると共に、この場合にはこれら巻線に対
して直交するように巻介された制御巻線ＬC2を備えた直
交型のコンバータトランスとされる。Ｄ4 はダイオード
をブリッジ接続した整流回路で二次巻線Ｌ2 の両端が入
力として接続され、Ｃ7 は平滑用コンデンサを示し、こ
れら整流回路Ｄ4 及び平滑用コンデンサＣ7 によって整
流平滑電圧Ｅｉ2 が得られる。Ａ1 は誤差増幅器を示し
反転入力には基準電圧Ｅが入力され、非反転入力には整
流平滑電圧Ｅｉ2 （直流出力電圧ＶO ）を抵抗Ｒ6 、抵
抗Ｒ7 により分圧した電圧値が入力される。この誤差増
幅器Ａ1 の出力はトランジスタＱ3 のベースに対して供
給される。トランジスタＱ3 は制御巻線ＬC2に流すべき
制御電流をコントロールするためのものであり、このト
ランジスタＱ3 のコレクタは制御巻線ＬC2の端部に接続
されエミッタはアースに対して接続される。また、制御
巻線ＬC2の他端は整流平滑電圧Ｅｉ2 に対して接続され
る。In the figure, T 3 indicates a converter transformer, which is provided with a primary winding L 1 and a secondary winding L 2 which are components of a resonance circuit, and in this case, is orthogonal to these windings. The quadrature converter transformer is provided with the control winding L C2 wound around. D 4 is a rectifying circuit in which diodes are bridge-connected, and both ends of the secondary winding L 2 are connected as inputs, C 7 is a smoothing capacitor, and the rectifying and smoothing voltage Ei is provided by the rectifying circuit D 4 and the smoothing capacitor C 7 . You get 2 . A 1 indicates an error amplifier, the reference voltage E is input to the inverting input, and the voltage value obtained by dividing the rectified and smoothed voltage Ei 2 (DC output voltage V O ) by the resistors R 6 and R 7 is input to the non-inverting input. Is entered. The output of this error amplifier A 1 is supplied to the base of the transistor Q 3 . Transistor Q 3 is for controlling the control current to flow in control winding L C2 , the collector of transistor Q 3 is connected to the end of control winding L C2 and the emitter is connected to ground. . The other end of the control winding L C2 is connected to the rectified and smoothed voltage Ei 2 .
【００２２】上記構成のレギュレータでは負荷変動によ
り、直流出力電圧ＶO が変動すると、差動増幅器Ａ1 か
らはこの変動に対応する出力を制御用のトランジスタＱ
3 のベース電流として供給する。これに応じて制御巻線
ＬC2を流れる制御電流量が変化することにより、コンバ
ータトランスＴ3 のリーケージインダクタンスが変化す
る。従って、電力の伝送効率が変化して出力電圧ＶO が
変化する。なお、コンバータトランスＴ3 は共振コンデ
ンサＣ4 と共振回路を構成しているため、この電流共振
回路の共振条件が変化する。即ち、重負荷時にはこの電
流共振周波数が高くなる。そこで、軽負荷時に電流共振
周波数をスイッチング周波数よりも低く設定しておく
と、重負荷時には電流共振周波数がスイッチング周波数
に近くなり、直流出力電圧ＶO を高くするように制御す
ることができる。In the regulator having the above construction, when the DC output voltage V O fluctuates due to load fluctuation, the differential amplifier A 1 outputs a transistor Q for controlling the output corresponding to this fluctuation.
Supply as base current of 3 . In response to this, the amount of control current flowing through the control winding L C2 changes, so that the leakage inductance of the converter transformer T 3 changes. Therefore, the power transmission efficiency changes and the output voltage V O changes. Since the converter transformer T 3 forms a resonance circuit with the resonance capacitor C 4 , the resonance condition of this current resonance circuit changes. That is, at heavy load, the current resonance frequency becomes high. Therefore, if the current resonance frequency is set lower than the switching frequency when the load is light, the current resonance frequency becomes close to the switching frequency when the load is heavy, and the DC output voltage V O can be controlled to be increased.
【００２３】次に図４を参照して第３の実施例について
説明する。なお、この図において図１及び図３と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。本実施例の場合
には、一次巻線Ｌ1 と直列に可変インダクタンスチョー
クコイルＬ3 を接続する。そして、この可変インダクタ
ンスチョークコイルＬ3 を被制御巻線とする制御巻線Ｌ
C2を設けてレギュレーション効果が得られるようにした
ものである。この場合には、直流電圧出力ＶO の変動に
応じて差動増幅器Ａ1 及びトランジスタＱ3 が動作して
制御巻線ＬC2の制御電流量が変化するのに応じて、可変
インダクタンスチョークコイルＬ3 のインダクタンスが
変化することとなるが、この可変インダクタンスチョー
クコイルＬ3 は電流共振回路の一部である一次巻線Ｌ1
と直列接続されている。従って、可変インダクタンスチ
ョークコイルＬ3 のインダクタンスが変化することで電
流共振回路の共振条件を変化させることになる。この実
施例も先の第２の実施例同様に、軽負荷時にスイッチン
グ周波数が電流共振周波数より高くなるように設定して
おけば、重負荷時に電流共振周波数が高くなることによ
ってスイッチング周波数と近い周波数になり、直流出力
電圧ＶOの定電圧化がなされる。Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. In this figure, the same parts as those in FIGS. 1 and 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the case of this embodiment, the variable inductance choke coil L 3 is connected in series with the primary winding L 1 . Then, a control winding L using this variable inductance choke coil L 3 as a controlled winding
C2 is provided so that the regulation effect can be obtained. In this case, when the differential amplifier A 1 and the transistor Q 3 operate according to the variation of the DC voltage output V O and the control current amount of the control winding L C2 changes, the variable inductance choke coil L 3 of the inductance is to be changed, this variable inductance choke coil L 3 is the primary winding L 1 is a part of the current resonant circuit
Are connected in series. Therefore, the resonance condition of the current resonance circuit is changed by changing the inductance of the variable inductance choke coil L 3 . In this embodiment as well, if the switching frequency is set to be higher than the current resonance frequency when the load is light, the current resonance frequency becomes high when the load is heavy and the frequency close to the switching frequency is set, as in the second embodiment. Then, the DC output voltage V O is made constant.
【００２４】図５の回路図は第４の実施例を示すもので
あり、先の図１と同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。この図においては、プリレギュレータ１の後段
に対してコンバータトランスＴ2 を介して例えば整流回
路Ｄ4 及び平滑用コンデンサＣ7 が設けられ、さらにそ
の後段に対して、誤差増幅器Ａ1 と制御用トランジスタ
Ｑ4 を組み合わせたシリーズレギュレータを設けている
例である。この場合には、誤差増幅器Ａ1 の非反転入力
に供給される所定値の基準電圧Ｅと、反転入力に入力さ
れる直流電圧出力ＶO を抵抗Ｒ6 、Ｒ7 により分圧して
得られる電圧値との誤差に基づく誤差検出信号が制御用
トランジスタＱ4 にベース電流として供給される。制御
用トランジスタＱ4 ではこのベース電流に基づいてコレ
クタ−エミッタ間を流れる電流が変化する。これにより
直流出力電圧ＶO の定電圧制御が成される。The circuit diagram of FIG. 5 shows a fourth embodiment, and the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this figure, for example, a rectifier circuit D 4 and a smoothing capacitor C 7 are provided to the subsequent stage of the pre-regulator 1 via a converter transformer T 2 , and further to the subsequent stage, an error amplifier A 1 and a control transistor. This is an example in which a series regulator combining Q 4 is provided. In this case, a voltage obtained by dividing the reference voltage E of a predetermined value supplied to the non-inverting input of the error amplifier A 1 and the DC voltage output V O input to the inverting input by the resistors R 6 and R 7. An error detection signal based on the difference from the value is supplied to the control transistor Q 4 as a base current. In the control transistor Q 4 , the current flowing between the collector and the emitter changes based on this base current. As a result, constant voltage control of the DC output voltage V O is performed.
【００２５】図６の回路図は第５の実施例を示すもので
あり、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この図において、コンバータトランスＴ2 の二次側
巻線はＬ2 、Ｌ4 が直列に設けられ、両者のタップ出力
はアースに共通に接続される。また、二次側巻線Ｌ2 の
端部には可飽和リアクタＬ11及び整流ダイオードＤ5 が
直列に平滑用コンデンサＣ7 の正極側に対して接続さ
れ、また、一方の二次側巻線Ｌ4 の端部には可飽和リア
クタＬ12及び整流ダイオードＤ7 が直列に平滑用コンデ
ンサＣ7 の正極側に対して接続される。また、トランジ
スタＱ6 は誤差検出用トランジスタであり、このトラン
ジスタＱ6 のエミッタには基準電圧となるツェナーダイ
オードＺＤ1 が直列に接続され、ベースには直流出力電
圧ＶO を抵抗Ｒ9 、Ｒ10により分圧した電圧値が印加さ
れる。またエミッタは、トランジスタＱ5 のベースと接
続される。このトランジスタＱ5 は可飽和リアクタ
Ｌ11、Ｌ12のインダクタンス制御を行うための制御用ト
ランジスタとされ、エミッタは抵抗Ｒ8 を介して直流出
力電圧ＶO と接続され、コレクタはダイオードＤ6 、Ｄ
8 を介して、可飽和リアクタＬ11と整流ダイオードＤ5
の接続点、及び可飽和リアクタＬ12と整流ダイオードＤ
7 の接続点に対してそれぞれ接続される。すなわち、本
実施例のプリレギュレータ１の後段のレギュレータはよ
く知られている磁気増幅器（マグアンプ）を利用したも
のとして構成される。The circuit diagram of FIG. 6 shows a fifth embodiment, and the same parts as those of FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this figure, the secondary winding of the converter transformer T 2 is provided with L 2 and L 4 in series, and the tap outputs of both are commonly connected to ground. A saturable reactor L 11 and a rectifying diode D 5 are connected in series to the positive side of the smoothing capacitor C 7 at the end of the secondary winding L 2 , and one secondary winding L 2 is connected. A saturable reactor L 12 and a rectifier diode D 7 are connected in series to the positive electrode side of the smoothing capacitor C 7 at the end of L 4 . Further, the transistor Q 6 is an error detecting transistor, the Zener diode ZD 1 serving as a reference voltage is connected in series to the emitter of the transistor Q 6 , and the DC output voltage V O is connected to the resistors R 9 and R 10 at the base. A voltage value divided by is applied. The emitter is connected to the base of the transistor Q 5. The transistor Q 5 is a control transistor for controlling the inductance of the saturable reactors L 11 and L 12 , the emitter is connected to the DC output voltage V O through the resistor R 8 , and the collectors are diodes D 6 and D 6 .
8 through a saturable reactor L 11 and a rectifying diode D 5
Connection point, saturable reactor L 12 and rectifier diode D
Connected to 7 connection points respectively. That is, the regulator at the latter stage of the pre-regulator 1 of the present embodiment is configured by using a well-known magnetic amplifier (mag amplifier).
【００２６】上記回路において、例えば直流出力電圧Ｖ
O が所定レベル以上に上昇すると、ツェナーダイオード
ＺＤ1 が導通してトランジスタＱ6 のコレクタ電流が増
加し、これによってトランジスタＱ5 のベース電流が増
加することになる。このトランジスタＱ5 のコレクタ電
流はダイオードＤ6 、Ｄ8 を介して可飽和リアクタ
Ｌ11、Ｌ12にそれぞれ流れるようにされる。そして、可
飽和リアクタＬ11、Ｌ12に流れる直流成分が抑圧される
ことによってインダクタンスが増加し、その結果、それ
ぞれ整流ダイオードＤ5 、Ｄ7 を介した整流出力レベル
が抑えられることになる。本実施例ではこのようにして
直流出力電圧ＶO の定電圧制御が成される。In the above circuit, for example, the DC output voltage V
When O rises above a predetermined level, the Zener diode ZD 1 becomes conductive and the collector current of the transistor Q 6 increases, which causes the base current of the transistor Q 5 to increase. The collector current of the transistor Q 5 is made to flow into the saturable reactors L 11 and L 12 via the diodes D 6 and D 8 , respectively. Then, the direct current component flowing through the saturable reactors L 11 and L 12 is suppressed to increase the inductance, and as a result, the rectified output level via the rectifier diodes D 5 and D 7 is suppressed. In this embodiment, the constant voltage control of the DC output voltage V O is performed in this way.
【００２７】なお、プリレギュレータ１の後段に接続さ
れるレギュレータ回路は上記各実施例に示したものに限
定されるまでもなく、各種方式によるスイッチングレギ
ュレータ、３端子レギュレータ他、用途や使用条件等に
応じて各種のレギュレータ回路を接続することが可能で
ある。The regulator circuit connected to the subsequent stage of the pre-regulator 1 is not limited to the ones shown in the above-mentioned embodiments, but may be used in various types such as switching regulators, three-terminal regulators, and applications and use conditions. Various regulator circuits can be connected accordingly.
【００２８】[0028]
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グコンバータ回路は、通常の電流共振型コンバータにお
いてドライブトランスを、制御巻線を有する直交型トラ
ンスに置き換えて構成すると共に、制御巻線に対して直
列接続される抵抗を付加するだけで入力電圧変化に対応
するプリレギュレータとして構成しているため、起動回
路やＩＣ駆動電源回路等は不用となり、部品点数及び回
路構成等が簡略になるため、コストの低減や実装基板サ
イズの縮小を実現することが可能になるという効果を有
している。また、直交型トランスにおいては制御巻線の
ターン数を増加しておけば、制御巻線に流すべきコント
ロール電流はわずかでよく、従って、定電圧制御に要す
る制御電力も少なくて済む。また本発明のスイッチング
コンバータ回路をプリレギュレータとして用いた場合、
後段に接続するレギュレータは特に限定されず、例えば
ワールドワイドな安定化電源としての回路構成の自由度
も高くなる。As described above, the switching converter circuit of the present invention is configured by replacing the drive transformer in a normal current resonance type converter with a quadrature type transformer having a control winding. Since it is configured as a pre-regulator that responds to changes in input voltage simply by adding a resistor that is connected in series, a starter circuit, IC drive power supply circuit, etc. are not required, and the number of parts and the circuit configuration are simplified. It is possible to reduce the number of components and the size of the mounting substrate. Further, in the orthogonal transformer, if the number of turns of the control winding is increased, the control current to be passed through the control winding may be small, and therefore the control power required for the constant voltage control may be small. When the switching converter circuit of the present invention is used as a pre-regulator,
The regulator connected to the latter stage is not particularly limited, and, for example, the degree of freedom in the circuit configuration as a worldwide stabilized power source is increased.
【図１】本発明のスイッチングコンバータ回路の実施例
を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching converter circuit of the present invention.
【図２】実施例のスイッチングコンバータ回路の各種パ
ラメータの関係を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a relationship among various parameters of the switching converter circuit of the embodiment.
【図３】第２の実施例としてのスイッチングコンバータ
回路を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a switching converter circuit as a second embodiment.
【図４】第３の実施例としてのスイッチングコンバータ
回路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a switching converter circuit as a third embodiment.
【図５】第４の実施例としてのスイッチングコンバータ
回路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching converter circuit as a fourth embodiment.
【図６】第５の実施例としてのスイッチングコンバータ
回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a switching converter circuit as a fifth embodiment.
【図７】従来例におけるスイッチングコンバータ回路を
示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching converter circuit in a conventional example.
１ プリレギュレータ Ｔ1 ドライブトランス Ｔ2 、Ｔ3 コンバータトランス Ｔ4 直交型トランス Ｑ1 、Ｑ2 スイッチングトランジスタ ＬB1、ＬB2 駆動巻線 ＬD 電流検出巻線 ＬC1、ＬC2 制御巻線 Ｃ2 、Ｃ3 コンデンサ Ｃ4 共振コンデンサ Ｒ1 抵抗 Ｒ2 、Ｒ3 起動抵抗1 Pre-regulator T 1 Drive transformer T 2 , T 3 converter transformer T 4 Quadrature transformer Q 1 , Q 2 Switching transistor L B1 , L B2 Drive winding L D Current detection winding L C1 , L C2 Control winding C 2 , C 3 capacitor C 4 resonance capacitor R 1 resistance R 2 , R 3 start-up resistance
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成６年３月４日[Submission date] March 4, 1994
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】特許請求の範囲[Name of item to be amended] Claims
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【特許請求の範囲】[Claims]
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】発明の詳細な説明[Name of item to be amended] Detailed explanation of the invention
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングコンバータ
回路に関わり、特に広範囲の交流入力電圧に対応するい
わゆるワールドワイドなスイッチング電源等において、
メインのレギュレータの前段で交流入力電圧に対する変
動を抑制するプリレギュレータとして好適なスイッチン
グコンバータ回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching converter circuit, and more particularly to a so-called world wide switching power supply or the like which is compatible with a wide range of AC input voltage.
The present invention relates to a switching converter circuit suitable as a pre-regulator that suppresses fluctuations with respect to an AC input voltage before a main regulator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】世界各国で異なる商用電源電圧（例えば
１００Ｖ系〜２００Ｖ系の範囲）に対応することのでき
る、いわゆるワールドワイド電源装置が知られている
が、このように比較的広い範囲の交流入力電圧に対応し
て定電圧出力を成すために、負荷側の変動に対応するメ
インとしてのレギュレータの前段に対し、交流入力電圧
の変動に対応して定電圧化を行う、いわゆるプリレギュ
レータを設けることが知られている。2. Description of the Related Art There is known a so-called world-wide power supply device capable of supporting different commercial power supply voltages (for example, a range of 100 V to 200 V) in various countries around the world. In order to generate a constant voltage output corresponding to the input voltage, a so-called pre-regulator is provided in front of the main regulator that responds to fluctuations on the load side, which performs constant voltage conversion according to fluctuations in the AC input voltage. It is known.
【０００３】このようなプリレギュレータの一例の構成
として、ＰＷＭ（Pulse Width Moduration) 方式による
スイッチングコンバータ回路を適用した場合について図
７に示す。この図において、ＡＣで示される正負の両極
端子は商用の交流電源、Ｄ11は４本のダイオードをブリ
ッジ接続してなるブリッジ整流回路を示し、入力された
交流電源ＡＣについて全波整流を行う。Ｃ11は平滑用コ
ンデンサであり、上記ブリッジ整流回路Ｄ11及びこの平
滑用コンデンサＣ11により整流平滑電圧Ｅｉが得られ
る。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが得られるライン１
ａに対してプリレギュレータ１としてのスイッチングコ
ンバータ回路が設けられる。このプリレギュレータ１に
おいて、１０はコンパレータ１１及び三角波発振器１２
からなるＰＷＭ制御部を示し、例えば１個のＩＣとして
構成される。Ｑ11はスイッチングトランジスタであり、
ベースにはコンパレータ１１の出力が接続、コレクタは
コンバータトランスＴ10の一次巻線Ｌ21の端部と接続、
エミッタはマイナス側ラインに対して接続される。ま
た、１３は起動回路であり、整流平滑電圧Ｅｉを入力し
て、これによりＰＷＭ制御部１０の起動用電源電圧Ｖ
CC1 を供給する。１４は起動後のＰＷＭ制御部１０のた
めの電源回路で、コンバータトランスＴ10に巻回された
巻線Ｌ23で励起された電圧をダイオードＤ14及びコンデ
ンサＣ12により整流平滑して所定レベルの直流電源電圧
ＶCC2 としてＰＷＭ制御部１０に供給する。Ｒ21、
Ｒ22、Ｒ23はそれぞれ抵抗を示し、ＺＤ11はツェナーダ
イオードを示す。As an example of the configuration of such a pre-regulator, FIG. 7 shows a case where a switching converter circuit of a PWM (Pulse Width Modulation) system is applied. In this figure, positive and negative bipolar terminals indicated by AC are commercial AC power supplies, and D 11 is a bridge rectifier circuit in which four diodes are bridge-connected, and full-wave rectification is performed on the input AC power supply AC. C 11 is a smoothing capacitor, and a rectified and smoothed voltage Ei is obtained by the bridge rectifier circuit D 11 and the smoothing capacitor C 11 . Then, the line 1 from which this rectified and smoothed voltage Ei is obtained
A switching converter circuit as the pre-regulator 1 is provided for a. In this pre-regulator 1, 10 is a comparator 11 and a triangular wave oscillator 12.
The PWM control unit is composed of, for example, one IC. Q 11 is a switching transistor,
The output of the comparator 11 is connected to the base, the collector is connected to the end of the primary winding L 21 of the converter transformer T 10 ,
The emitter is connected to the minus side line. Further, 13 is a start-up circuit, which receives the rectified and smoothed voltage Ei and thereby supplies the start-up power supply voltage V of the PWM control unit 10.
Supply CC1 . Reference numeral 14 denotes a power supply circuit for the PWM control unit 10 after the start-up, which rectifies and smoothes the voltage excited by the winding L 23 wound around the converter transformer T 10 by the diode D 14 and the capacitor C 12 to a predetermined level. The DC power supply voltage V CC2 is supplied to the PWM control unit 10. R 21 ,
R 22 and R 23 each represent a resistance, and ZD 11 represents a Zener diode.
【０００４】Ｔ10はコンバータトランスを示し、一次巻
線Ｌ21、二次巻線Ｌ22、及び上述のＰＷＭ制御部１０用
の電源回路１０の構成部である巻線Ｌ23が巻回されてい
る。ここで、一次巻線Ｌ21には一方の端部が整流平滑電
圧Ｅｉのラインと接続され、他方の端部はスイッチング
トランジスタＱ11のコレクタ−エミッタを介してマイナ
ス側ラインに接続されている。従って、後述するスイッ
チングトランジスタＱ11の動作によりプリレギュレータ
１の出力としてのパルス電圧が得られることとなる。Reference numeral T 10 denotes a converter transformer, which is wound with a primary winding L 21 , a secondary winding L 22 , and a winding L 23 which is a component of the power supply circuit 10 for the PWM control unit 10 described above. There is. Here, the primary winding L 21 is one end connected to the line of the rectified smoothed voltage Ei, the other end collector of the switching transistor Q 11 - via the emitter minor
It is connected to the side line . Therefore, the pulse voltage as the output of the pre-regulator 1 is obtained by the operation of the switching transistor Q 11 described later.
【０００５】二次巻線Ｌ22側には図のように整流用ダイ
オードＤ12、Ｄ13及び平滑用コンデンサＣ13が接続され
る。これにより、一次巻線Ｌ21によって二次巻線Ｌ22で
励起された交流電圧は整流平滑されて直流電圧出力ＶO
として負荷に供給されることとなる。As shown in the figure, rectifying diodes D 12 , D 13 and a smoothing capacitor C 13 are connected to the secondary winding L 22 side. As a result, the AC voltage excited in the secondary winding L 22 by the primary winding L 21 is rectified and smoothed to generate the DC voltage output V O.
Will be supplied to the load.
【０００６】上記構成によれば、プリレギュレータ１は
先ず、商用交流電源ＡＣが投入されてライン１ａに電圧
が得られると、起動回路１３がこれを入力して起動用電
源ＶCC1 をＰＷＭ制御部１０に出力する。これにより、
ＰＷＭ制御部１０の三角波発振器１２及びコンパレータ
１１が動作を開始することとなる。なお、動作開始以降
は起動回路１３は機能せず、電源回路１４より電源電圧
ＶCC2 がＰＷＭ制御部１０に供給される。ＰＷＭ制御部
１０のコンパレータ１１は、ほぼ交流入力電圧（商用交
流電源ＡＣ）が一定の場合にはライン１ａにおける電圧
を抵抗Ｒ21と抵抗Ｒ23により分圧して反転入力に入力し
て、非反転入力に供給される三角波発振器１２からの三
角波と比較して得られた結果をパルス出力としてスイッ
チングトランジスタＱ11のベースに供給している。スイ
ッチングトランジスタＱ11ではこのパルス出力に基づい
てスイッチング動作が制御されている。そして、交流入
力電圧が上りライン１ａにおける電圧が上昇すると、ツ
ェナーダイオードＺＤ11のツェナー電圧を越えてこれが
導通することとなる。この際、ツェナーダイオードＺＤ
11から抵抗Ｒ22を介して反転入力に入力される電圧を、
抵抗Ｒ21と抵抗Ｒ23の分圧比により得られる電圧値より
も高く設定していることで非反転入力に入力される電圧
レベルが上がる。これによりコンパレータ１１の出力の
パルス幅は小さくなる。このようにしてスイッチングト
ランジスタＱ11のスイッチングパルス幅を可変制御する
ことで、交流入力電圧にほぼ反比例して一次巻線Ｌ21側
に伝送されるエネルギーが下がることとなる。このよう
にして、プリレギュレータとしての定電圧出力動作が行
われる。According to the above construction, when the commercial AC power supply AC is first turned on and the voltage is obtained on the line 1a, the pre-regulator 1 inputs the voltage to the start-up circuit 13 to input the start-up power supply V CC1 to the PWM control unit. Output to 10. This allows
The triangular wave oscillator 12 and the comparator 11 of the PWM control unit 10 start operating. After the start of operation, the starting circuit 13 does not function, and the power supply circuit 14 supplies the power supply voltage V CC2 to the PWM control unit 10. When the AC input voltage (commercial AC power supply AC) is almost constant, the comparator 11 of the PWM control unit 10 divides the voltage in the line 1a by the resistors R 21 and R 23 and inputs the voltage to the inverting input to non-invert. The result obtained by comparing with the triangular wave from the triangular wave oscillator 12 supplied to the input is supplied to the base of the switching transistor Q 11 as a pulse output. The switching operation of the switching transistor Q 11 is controlled based on this pulse output. Then, the AC input voltage when the voltage rises in the uplink line 1a, so that the beyond the Zener voltage of the Zener diode ZD 11 which conducts. At this time, Zener diode ZD
The voltage input to the inverting input from 11 via the resistor R 22 is
By setting the voltage value higher than the voltage value obtained by the voltage division ratio of the resistors R 21 and R 23, the voltage level input to the non-inverting input is increased. This reduces the pulse width of the output of the comparator 11. By variably controlling the switching pulse width of the switching transistor Q 11 in this way, the energy transmitted to the primary winding L 21 side is reduced in inverse proportion to the AC input voltage. In this way, the constant voltage output operation as the pre-regulator is performed.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したよ
うな構成のスイッチングコンバータ回路をプリレギュレ
ータに用いた場合、ＰＷＭ制御部１０としてのＩＣ部品
が比較的高価であることや、外付けの抵抗Ｒ21、Ｒ22、
Ｒ23やツェナーダイオードＺＤ11等の電圧検出用素子の
ほかにも、ＰＷＭ制御部１０のための起動回路１３及
び、ＰＷＭ制御部１０のためのＩＣ駆動用電源１４を設
ける必要がある。このため部品点数も増加して構造が複
雑になり、製造工程の繁雑化やコスト高、更に実装時の
基板サイズの大型化などの問題が生じる。特に、プリレ
ギュレータとして補助的にスイッチングコンバータ回路
を用いるような場合には、その構成はできるだけ簡略な
ことが望ましい。However, when the switching converter circuit configured as described above is used for the pre-regulator, the IC component as the PWM control unit 10 is relatively expensive and the external resistor R is used. 21 , R 22 ,
In addition to the voltage detecting elements such as R 23 and Zener diode ZD 11, it is necessary to provide a starting circuit 13 for the PWM control unit 10 and an IC driving power supply 14 for the PWM control unit 10. As a result, the number of parts increases and the structure becomes complicated, which causes problems such as complicated manufacturing processes, high cost, and a large board size during mounting. In particular, when a switching converter circuit is used as a supplementary pre-regulator, it is desirable that its configuration be as simple as possible.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
たような問題点を解決するため、スイッチングトランジ
スタとこのスイッチングトランジスタのスイッチング周
波数を設定するコンデンサ及び時定数インダクタンスか
らなる周波数設定回路と、前記スイッチングトランジス
タを駆動するドライブトランスと、コンバータトランス
の一次巻線と共振コンデンサからなり、スイッチングト
ランジスタのスイッチング電流が共振電流として流れる
共振回路を備えた電流共振型のスイッチングコンバータ
回路において、時定数インダクタンスが被制御巻線とさ
れると共に、この被制御巻線に直交する方向に巻回さ
れ、入力電圧のレベルに応じたレベルの電流が流れるよ
うにされた制御巻線を設けた直交型トランスをドライブ
トランスとして構成することとした。In order to solve the above problems, the present invention provides a frequency setting circuit comprising a switching transistor, a capacitor for setting the switching frequency of the switching transistor, and a time constant inductance, and Switching transistor
The time constant inductance is controlled in the current resonance type switching converter circuit that includes the drive transformer that drives the drive transformer, the primary winding of the converter transformer and the resonance capacitor , and the resonance circuit in which the switching current of the switching transistor flows as the resonance current. As a drive transformer, a quadrature transformer, which is a winding, is provided with a control winding that is wound in a direction orthogonal to the controlled winding and that allows a current of a level corresponding to the level of the input voltage to flow. I decided to configure it.
【０００９】そして、本発明のスイッチングコンバータ
回路をプリレギュレータとした場合に、このスイッチン
グコンバータ回路の後段に設けられる負荷変動に対応す
るレギュレータとしては、コンバータトランスについ
て、制御巻線を有する直交型トランスとし、このコンバ
ータトランスの２次側の出力電圧に応じたレベルの電流
が制御巻線を流れるように構成することとした。When the switching converter circuit of the present invention is used as a pre-regulator, the regulator provided in the subsequent stage of the switching converter circuit for responding to the load fluctuation is a quadrature type transformer having a control winding for the converter transformer. The current of a level corresponding to the output voltage on the secondary side of this converter transformer is configured to flow through the control winding.
【００１０】あるいは、チョークコイルとこのチョーク
コイルに巻回される制御巻線からなる可変インダクタン
スチョークコイルを設け、この可変インダクタンスチョ
ークコイルはコンバータトランスの１次側巻線と直列に
接続すると共に、制御巻線にはコンバータトランスの２
次側の出力電圧に応じたレベルの電流が流れるように構
成することとした。あるいは、本発明のスイッチングコ
ンバータ回路の後段にはシリーズレギュレータ、あるい
は可飽和リアクターにより構成されるレギュレータ回路
を接続することとした。Alternatively, a variable inductance choke coil including a choke coil and a control winding wound around the choke coil is provided, and the variable inductance choke coil is connected in series with the primary winding of the converter transformer and controlled. 2 of converter transformer in winding
The configuration is such that a current of a level corresponding to the output voltage on the secondary side flows. Alternatively, a series regulator or a regulator circuit composed of a saturable reactor is connected to the latter stage of the switching converter circuit of the present invention.
【００１１】[0011]
【作用】上記構成によれば、電流共振型コンバータの構
成に対して、ドライブトランスを直交型として制御巻線
に整流平滑電圧レベルに基づく制御電流を供給し、スイ
ッチングトランジスタのスイッチング周波数を可変する
ことで、スイッチングコンバータ回路としての定電圧制
御が実現される。According to the above structure, the drive transformer is orthogonal to the structure of the current resonance type converter, and the control current based on the rectified smoothed voltage level is supplied to the control winding to change the switching frequency of the switching transistor. Thus, constant voltage control as a switching converter circuit is realized.
【００１２】[0012]
【実施例】図１は本発明のスイッチングコンバータ回路
の一実施例を示す回路図であり、この場合も電源装置に
おけるプリレギュレータとして設けられるものとされ
る。この図において、ＡＣで示される正負の両極端子は
商用の交流電源、Ｄ1 は４本のダイオードをブリッジ接
続してなるブリッジ整流回路を示し、入力された交流電
源ＡＣについて全波整流を行う。Ｃ1 は平滑用コンデン
サであり、上記ブリッジ整流回路Ｄ1 及びこの平滑用コ
ンデンサＣ1 により整流平滑電圧Ｅｉが得られる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the switching converter circuit of the present invention, and in this case also, it is supposed to be provided as a pre-regulator in a power supply device. In this figure, positive and negative bipolar terminals indicated by AC are commercial AC power supplies, and D 1 is a bridge rectification circuit in which four diodes are bridge-connected, and full-wave rectification is performed on the input AC power supply AC. C 1 is a smoothing capacitor, and a rectified and smoothed voltage Ei is obtained by the bridge rectifier circuit D 1 and the smoothing capacitor C 1 .
【００１３】１は整流平滑電圧Ｅｉについて、スイッチ
ングを行って定電圧出力を成すプリレギュレータであ
る。このプリレギュレータ１において、Ｑ1 、Ｑ2 はそ
れぞれスイッチングトランジスタを示し、図のように整
流平滑電圧Ｅｉとマイナス側ライン間に対してそれぞれ
のコレクタ、エミッタを介して接続されている。また、
スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ−ベー
ス間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ2 、Ｒ3 は起動抵抗
を、またスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース
−エミッタ間に挿入されるＤ2 、Ｄ3 はそれぞれダンパ
ーダイオードを示す。また、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 と各コンデンサＣ2 、及びスイッチングトランジス
タＱ2 のベースとコンデンサＣ3 間にそれぞれ接続され
る抵抗Ｒ4 、抵抗Ｒ5 はそれぞれベース電流（ドライブ
電流）調整用抵抗を示している。Ｔ1 はドライブトラン
スを示し、本実施例の場合には非制御巻線として駆動巻
線ＬB1、ＬB2及び共振電流検出巻線ＬD が巻回され、制
御巻線ＬC1が巻回された直交型ドライブトランスとされ
る。このドライブトランスＴ1 の駆動巻線ＬB1の一端は
コンデンサＣ2 に、他端はスイッチングトランジスタＱ
1 のエミッタに接続される。また、駆動巻線ＬB2の一端
はスイッチングトランジスタＱ2 のエミッタに接続さ
れ、他端はコンデンサＣ3 と接続され、前記駆動巻線Ｌ
B1と逆の極性の電圧が出力されるようになされている。
また、電流検出巻線ＬD はスイッチングトランジスタＱ
1 のエミッタとスイッチングトランジスタＱ2 のコレク
タの接点に接続されると共に、共振コンデンサＣ4 に対
して直列に接続される。更に制御巻線ＬC1の一端は抵抗
Ｒ1 を介して整流平滑電圧Ｅｉと接続され、他端はマイ
ナス側ラインに接続される。従って、制御巻線ＬC1には
抵抗Ｒ1 を介して整流平滑電圧Ｅｉに対応した電流が流
れ、これが制御電流ＩC とされる。電流検出巻線ＬD と
直列に接続されている共振コンデンサＣ4 は、コンバー
タトランスＴ2 の一次巻線であるＬ1 の一端と接続さ
れ、一次巻線Ｌ1 の他端はアースに対して接続される。
そして、これら共振コンデンサＣ4 及び一次巻線Ｌ1を
含むドライブトランスＴ2 のインダクタンス成分により
共振回路を形成する。なお、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 のコレクタとエミッタに対して並列に設けら
れるコンデンサＣ5 、Ｃ6 はサージ吸収用コンデンサと
される。このように本実施例のプリレギュレータ１は、
電流共振型スイッチングコンバータにおいてドライブト
ランスが制御巻線を備えた直交型ドライブトランスとさ
れているものである。Reference numeral 1 is a pre-regulator for switching the rectified and smoothed voltage Ei to produce a constant voltage output. In this pre-regulator 1, Q 1 and Q 2 each represent a switching transistor, and are connected between the rectified and smoothed voltage Ei and the minus side line via respective collectors and emitters as shown in the figure. Also,
The resistors R 2 and R 3 inserted between the collector and the base of the switching transistors Q 1 and Q 2 are starting resistors, and D 2 and D 3 inserted between the base and the emitter of the switching transistors Q 1 and Q 2. Indicate damper diodes, respectively. Further, a resistor R 4 and a resistor R 5 , which are respectively connected between the switching transistor Q 1 and each capacitor C 2 , and between the base of the switching transistor Q 2 and the capacitor C 3 , respectively represent base current (drive current) adjusting resistors. There is. T 1 indicates a drive transformer, and in the case of the present embodiment, drive windings L B1 , L B2 and resonance current detection winding L D are wound as non-control windings, and control winding L C1 is wound. Orthogonal drive transformer. One end of the drive winding L B1 of the drive transformer T 1 is a capacitor C 2 and the other end is a switching transistor Q 1.
Connected to the emitter of 1 . Further, one end of the drive winding L B2 is connected to the emitter of the switching transistor Q 2 and the other end thereof is connected to the capacitor C 3.
A voltage with the opposite polarity to B1 is output.
The current detection winding L D is a switching transistor Q.
It is connected to the contact between the emitter of 1 and the collector of the switching transistor Q 2 , and is connected in series to the resonance capacitor C 4 . It is further connected one end of a control winding L C1 and rectified smoothed voltage Ei through the resistor R 1, the other end Mai
Connected to the eggplant side line . Therefore, a current corresponding to the rectified and smoothed voltage Ei flows through the control winding L C1 through the resistor R 1 , and this becomes the control current I C. Resonant capacitor C 4, which is connected to the current detection winding L D series is connected to one end of the L 1 is the primary winding of the converter transformer T 2, the other end of the primary winding L 1 for ground Connected.
A resonant circuit is formed by the inductance component of the drive transformer T 2 including the resonant capacitor C 4 and the primary winding L 1 . The capacitors C 5 and C 6 provided in parallel with the collectors and the emitters of the switching transistors Q 1 and Q 2 are surge absorbing capacitors. In this way, the pre-regulator 1 of this embodiment is
In the current resonance type switching converter, the drive transformer is a quadrature type drive transformer having a control winding.
【００１４】そして本実施例の場合、コンバータトラン
スＴ2 の二次巻線Ｌ2 側に対しては、例えば図のように
４本のダイオードをブリッジ接続してなるブリッジ整流
回路Ｄ4 と、このブリッジ整流回路Ｄ4 のプラス側の出
力とアース間に接続された平滑用コンデンサＣ7 からな
る整流平滑回路が設けられ、これにより、一次巻線Ｌ1
にて生じた電圧に誘起されて、そのエネルギーが二次巻
線Ｌ2 に伝送され、さらにブリッジ整流回路Ｄ4 及び平
滑用コンデンサＣ7 によって直流電圧出力ＶOが得られ
ることとなる。従って、本実施例の電源装置としては、
プリレギュレータ１のみが安定化電源とされているた
め、例えば出力側の負荷変動があまりなく出力電圧精度
も特に要求されない場合に用いることができる。In the case of this embodiment, for the secondary winding L 2 side of the converter transformer T 2 , for example, a bridge rectifier circuit D 4 in which four diodes are bridge-connected as shown in FIG. A rectifying / smoothing circuit including a smoothing capacitor C 7 connected between the positive side output of the bridge rectifying circuit D 4 and the ground is provided, whereby the primary winding L 1
Induced by the voltage generated at 2, the energy is transmitted to the secondary winding L 2 , and the DC voltage output V O is obtained by the bridge rectifier circuit D 4 and the smoothing capacitor C 7 . Therefore, as the power supply device of this embodiment,
Since only the pre-regulator 1 is used as a stabilized power supply, it can be used, for example, when there is not much load fluctuation on the output side and output voltage accuracy is not particularly required.
【００１５】上記構成の電源装置における電流共振型の
スイッチングコンバータ回路によるプリレギュレータ１
のスイッチング動作として、先ず商用交流電源が投入さ
れると、例えば起動抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介してスイッチン
グトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給
されることにより、例えばスイッチングトランジスタＱ
1 がオンとなる。するとこれに伴い、スイッチングトラ
ンジスタＱ2 はオフとなるように制御される。そして整
流平滑電圧ＥｉからスイッチングトランジスタＱ1 →電
流検出巻線ＬD →コンデンサＣ4 →一次巻線Ｌ1 に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チングトランジスタＱ2 がオン、スイッチングトランジ
スタＱ1 がオフとなるように制御される。そして、スイ
ッチングトランジスタＱ2 を介して先とは逆方向の共振
電流が流れる。以降、スイッチングトランジスタＱ1 、
Ｑ2 は交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開
始される。このスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
スイッチング周波数は、駆動用巻線ＬB1のインダクタン
スとコンデンサＣ2 の容量、駆動用巻線ＬB2のインダク
タンスとコンデンサＣ3 の容量によってそれぞれ決定さ
れる。このようにスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2
のスイッチング動作に伴い、共振コンデンサＣ4 及び一
次巻線Ｌ1 からなる電流共振回路に高周波の共振電流が
流れることとなるため、この共振電流により得られた共
振エネルギーはコンバータトランスＴ2 の２次巻線を介
して出力される。A preregulator 1 using a current resonance type switching converter circuit in the power supply device having the above configuration.
As the switching operation of, first, when a commercial AC power source is turned on, for example, by starting resistor R 2, the base to the base current of the switching transistor Q 1, Q 2 through R 3 is supplied, for example, the switching transistor Q
1 is turned on. Then, accordingly, the switching transistor Q 2 is controlled to be turned off. Then, a resonant current flows from the rectified and smoothed voltage Ei to the switching transistor Q 1 → current detection winding L D → capacitor C 4 → primary winding L 1 , but the switching transistor Q 2 is turned on in the vicinity where the resonant current becomes 0, The switching transistor Q 1 is controlled to be turned off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching transistor Q 2 . After that, the switching transistor Q 1 ,
A self-excited switching operation in which Q 2 is alternately turned on is started. The switching frequencies of the switching transistors Q 1 and Q 2 are determined by the inductance of the driving winding L B1 and the capacitance of the capacitor C 2 , and the inductance of the driving winding L B2 and the capacitance of the capacitor C 3 , respectively. Thus, the switching transistors Q 1 and Q 2
Since a high-frequency resonance current flows in the current resonance circuit composed of the resonance capacitor C 4 and the primary winding L 1 in accordance with the switching operation of, the resonance energy obtained by this resonance current is the secondary energy of the converter transformer T 2 . It is output through the winding.
【００１６】次に、このプリレギュレータ１の定電圧制
御動作について図２を参照して説明する。ところで、図
１の制御巻線ＬC1において（ ）内に示すように、制御
巻線ＬC1の直流抵抗値をＲC とすると、抵抗Ｒ1 を介し
て制御巻線ＬC1を流れるコントロール電流ＩC は、 ＩC ＝Ｅｉ／（Ｒ1 ＋ＲC ） により表される。従って、整流平滑電圧Ｅｉが変化する
のに応じてコントロール電流ＩC は変化することにな
る。整流平滑電圧Ｅｉは交流入力電圧ＡＣの変動に応じ
て変化するから、コントロール電流ＩC も交流入力電圧
ＡＣの変動に応じて変化することになる。Next, the constant voltage control operation of the pre-regulator 1 will be described with reference to FIG. By the way, in the control winding L C1 of FIG. 1, when the DC resistance value of the control winding L C1 is R C as shown in parentheses, the control current I flowing through the control winding L C1 via the resistor R 1 C is represented by I C = Ei / (R 1 + R C ). Therefore, the control current I C changes as the rectified and smoothed voltage Ei changes. Since the rectified and smoothed voltage Ei changes according to the fluctuation of the AC input voltage AC, the control current I C also changes according to the fluctuation of the AC input voltage AC.
【００１７】ここで例えば、商用交流電源ＡＣが上昇し
たとすると、抵抗Ｒ1 を介して制御巻線ＬC1を流れるコ
ントロール電流ＩC も増加することになるが、このよう
な場合には図２（ａ）に示すように、コントロール電流
ＩC （横軸）の増加に応じてドライブトランスＴ1 のコ
アが飽和することになり、被制御巻線である駆動巻線Ｌ
B1、ＬB2（図においては駆動巻線ＬB1、ＬB2を一括して
ＬB として示している）のインダクタンス（縦軸）は減
少する。前述のように、スイッチングトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数は、それぞれ駆動用巻線
ＬB1（ＬB2）のインダクタンスとコンデンサＣ2 （Ｃ
3 ）の容量によって決定されるが、図２（ｂ）に示すよ
うに、駆動巻線ＬB のインダクタンス（横軸）が減少す
るのに応じてスイッチング周波数ｆSW（縦軸）は高くな
る。コンデンサＣ4 とドライブトランスＴ2 のインダク
タンス成分による共振周波数に対してスイッチング周波
数ｆSWが高くなると、このスイッチング周波数ｆSWとコ
ンバータトランスＴ2 の出力側の直流電圧ＶO との関係
は、図２（ｃ）に示すように、スイッチング周波数ｆSW
が高くなるにつれて低下することとなる。なお、上述し
たように交流入力電圧ＡＣが上昇して整流平滑電圧Ｅｉ
が上昇すれば、コントロール電流ＩC はこれに応じて上
昇する（図２（ｄ））。Here, for example, if the commercial AC power supply AC rises, the control current I C flowing through the control winding L C1 via the resistor R 1 will also increase. In such a case, as shown in FIG. As shown in (a), as the control current I C (horizontal axis) increases, the core of the drive transformer T 1 is saturated, and the drive winding L that is the controlled winding.
B1, L B2 inductance (shown as L B collectively drive winding L B1, L B2 in the figure) (vertical axis) decreases. As described above, the switching transistor Q
The switching frequencies of 1 and Q 2 are the inductance of the drive winding L B1 (L B2 ) and the capacitor C 2 (C
3 ), the switching frequency f SW (vertical axis) increases as the inductance (horizontal axis) of the drive winding L B decreases, as shown in FIG. 2 (b). When the switching frequency f SW becomes higher than the resonance frequency due to the inductance component of the capacitor C 4 and the drive transformer T 2 , the relationship between the switching frequency f SW and the DC voltage V O on the output side of the converter transformer T 2 is shown in FIG. As shown in (c), the switching frequency f SW
The higher the value, the lower the value. As described above, the AC input voltage AC rises and the rectified smoothed voltage Ei increases.
If the voltage rises, the control current I C rises accordingly (FIG. 2 (d)).
【００１８】ところで、電流共振型スイッチングコンバ
ータ回路において例えば図１に示したようなスイッチン
グ周波数制御手段等が設けられず、入力電圧変化に対す
る制御が成されないと仮定すると、図２（ｅ）に示すよ
うに、整流平滑電圧Ｅｉ（横軸）が上昇するにつれて直
流出力電圧ＶO （縦軸）は上昇する。これに対して、本
実施例では図２（ａ）〜（ｄ）にて説明したように駆動
巻線ＬB 、コントロール電流ＩC スイッチング周波数ｆ
SW、整流平滑電圧Ｅｉ、直流電圧ＶO の各要素の関係か
ら、結果として図２（ｆ）に示すように整流平滑電圧Ｅ
ｉが上昇しても直流電圧ＶO は一定に保たれることとな
る。即ち、交流入力電圧ＡＣが、例えば８０Ｖ〜２８０
Ｖ程度の間で変化したとしても、出力側の直流電圧ＶO
はほぼ一定値にすることができる。（ただし本実施例に
おいては出力側の負荷変動がないものと仮定する）By the way, assuming that the current resonance type switching converter circuit is not provided with the switching frequency control means as shown in FIG. 1 and the like, and the control with respect to the change of the input voltage is not performed, as shown in FIG. 2 (e). In addition, the DC output voltage V O (vertical axis) increases as the rectified and smoothed voltage Ei (horizontal axis) increases. On the other hand, in the present embodiment, as described with reference to FIGS. 2A to 2D, the drive winding L B and the control current I C switching frequency f
SW, rectified and smoothed voltage Ei, the relationship of each element of the DC voltage V O, as a result FIG 2 (f) are shown as rectified smoothed voltage E
Even if i rises, the DC voltage V O is kept constant. That is, the AC input voltage AC is, for example, 80V to 280
Even if the voltage changes between about V, the DC voltage V O on the output side
Can be approximately constant. (However, in this embodiment, it is assumed that there is no load fluctuation on the output side.)
【００１９】このように本実施例のスイッチングコンバ
ータ回路は、通常の電流共振型コンバータにおいてドラ
イブトランスを、制御巻線を有する直交型トランスに置
き換えて構成すると共に、更に付加すべき部品としては
制御巻線ＬC1に対して直列接続される抵抗Ｒ1 だけでプ
リレギュレータとして構成することが可能となる。従っ
て、従来のように起動回路やＩＣ駆動電源回路等が不用
となり、部品点数及び回路構成等が簡略になる。また、
直交型トランスにおいては制御巻線ＬC1のターン数を増
加しておけば、これに流すべきコントロール電流ＩC は
わずかでよく、従って、定電圧制御に要する制御電力も
少なくて済むこととなる。As described above, the switching converter circuit of this embodiment is constructed by replacing the drive transformer in the ordinary current resonance type converter with the quadrature type transformer having the control winding, and as the component to be further added, the control winding. It is possible to configure as a pre-regulator only with the resistor R 1 connected in series with the line L C1 . Therefore, unlike the conventional case, the starting circuit, the IC driving power supply circuit, and the like are unnecessary, and the number of parts and the circuit configuration are simplified. Also,
In the quadrature transformer, if the number of turns of the control winding L C1 is increased, the control current I C to be passed through the control winding L C1 may be small, and therefore the control power required for constant voltage control may be small.
【００２０】次に、図３の回路図を参照して第２の実施
例について説明する。なお、この図において図１と同一
部分は同一符合を付して説明を省略する。ところで、上
述のように本実施例におけるスイッチングコンバータ回
路は入力電圧に対する定電圧制御を行うものであるた
め、出力側に負荷変動があるような場合には後段に各種
レギュレータが接続されて電源装置として構成される。
そこで、本実施例では図に示すような構成のレギュレー
タが後段に接続される。Next, a second embodiment will be described with reference to the circuit diagram of FIG. In this figure, the same parts as those in FIG. By the way, as described above, the switching converter circuit in the present embodiment performs constant voltage control with respect to the input voltage. Therefore, when there is a load fluctuation on the output side, various regulators are connected in the subsequent stage to form a power supply device. Composed.
Therefore, in this embodiment, the regulator having the configuration shown in the figure is connected to the subsequent stage.
【００２１】この図においてＴ3 はコンバータトランス
を示し、共振回路の構成部分である一次巻線Ｌ1 と二次
巻線Ｌ2 を備えると共に、この場合にはこれら巻線に対
して直交するように巻回された制御巻線ＬC2を備えた直
交型のコンバータトランスとされる。Ｄ4 はダイオード
をブリッジ接続した整流回路で二次巻線Ｌ2 の両端が入
力として接続され、Ｃ7 は平滑用コンデンサを示し、こ
れら整流回路Ｄ4 及び平滑用コンデンサＣ7 によって整
流平滑電圧Ｅｉ2 が得られる。Ａ1 は誤差増幅器を示し
反転入力には基準電圧Ｅが入力され、非反転入力には整
流平滑電圧Ｅｉ2 （直流出力電圧ＶO ）を抵抗Ｒ6 、抵
抗Ｒ7 により分圧した電圧値が入力される。この誤差増
幅器Ａ1 の出力はトランジスタＱ3 のベースに対して供
給される。トランジスタＱ3 は制御巻線ＬC2に流すべき
制御電流をコントロールするためのものであり、このト
ランジスタＱ3 のコレクタは制御巻線ＬC2の端部に接続
されエミッタはアースに対して接続される。また、制御
巻線ＬC2の他端は整流平滑電圧Ｅｉ2 に対して接続され
る。In the figure, T 3 indicates a converter transformer, which is provided with a primary winding L 1 and a secondary winding L 2 which are components of a resonance circuit, and in this case, is orthogonal to these windings. It is orthogonal converter transformer with a control winding L C2, which is wound on. D 4 is a rectifying circuit in which diodes are bridge-connected, and both ends of the secondary winding L 2 are connected as inputs, C 7 is a smoothing capacitor, and the rectifying and smoothing voltage Ei is provided by the rectifying circuit D 4 and the smoothing capacitor C 7 . You get 2 . A 1 indicates an error amplifier, the reference voltage E is input to the inverting input, and the voltage value obtained by dividing the rectified and smoothed voltage Ei 2 (DC output voltage V O ) by the resistors R 6 and R 7 is input to the non-inverting input. Is entered. The output of this error amplifier A 1 is supplied to the base of the transistor Q 3 . Transistor Q 3 is for controlling the control current to flow in control winding L C2 , the collector of transistor Q 3 is connected to the end of control winding L C2 and the emitter is connected to ground. . The other end of the control winding L C2 is connected to the rectified and smoothed voltage Ei 2 .
【００２２】上記構成のレギュレータでは負荷変動によ
り、直流出力電圧ＶO が変動すると、差動増幅器Ａ1 か
らはこの変動に対応する出力を制御用のトランジスタＱ
3 のベース電流として供給する。これに応じて制御巻線
ＬC2を流れる制御電流量が変化することにより、コンバ
ータトランスＴ3 のリーケージインダクタンスが変化す
る。従って、電力の伝送条件が変化して出力電圧ＶO が
変化する。なお、コンバータトランスＴ3 は共振コンデ
ンサＣ4 と共振回路を構成しているため、この電流共振
回路の共振条件が変化する。即ち、重負荷時にはこの直
列共振周波数が高くなる。そこで、軽負荷時に電流共振
周波数をスイッチング周波数よりも低く設定しておく
と、重負荷時には電流共振周波数がスイッチング周波数
に近くなり、直流出力電圧ＶO を高くするように制御す
ることができる。In the regulator having the above construction, when the DC output voltage V O fluctuates due to load fluctuation, the differential amplifier A 1 outputs a transistor Q for controlling the output corresponding to this fluctuation.
Supply as base current of 3 . In response to this, the amount of control current flowing through the control winding L C2 changes, so that the leakage inductance of the converter transformer T 3 changes. Therefore, the power transmission condition changes and the output voltage V O changes. Since the converter transformer T 3 forms a resonance circuit with the resonance capacitor C 4 , the resonance condition of this current resonance circuit changes. In other words, at the time of heavy load this straight
The column resonance frequency increases. Therefore, if the current resonance frequency is set lower than the switching frequency when the load is light, the current resonance frequency becomes close to the switching frequency when the load is heavy, and the DC output voltage V O can be controlled to be increased.
【００２３】次に図４を参照して第３の実施例について
説明する。なお、この図において図１及び図３と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。本実施例の場合
には、一次巻線Ｌ1 と直列に可変インダクタンスチョー
クコイルＬ3 を接続する。そして、この可変インダクタ
ンスチョークコイルＬ3 を被制御巻線とする制御巻線Ｌ
C2を設けてレギュレーション効果が得られるようにした
ものである。この場合には、直流電圧出力ＶO の変動に
応じて差動増幅器Ａ1 及びトランジスタＱ3 が動作して
制御巻線ＬC2の制御電流量が変化するのに応じて、可変
インダクタンスチョークコイルＬ3 のインダクタンスが
変化することとなるが、この可変インダクタンスチョー
クコイルＬ3 は電流共振回路の一部である一次巻線Ｌ1
と直列接続されている。従って、可変インダクタンスチ
ョークコイルＬ3 のインダクタンスが変化することで電
流共振回路の共振条件を変化させることになる。この実
施例も先の第２の実施例同様に、軽負荷時にスイッチン
グ周波数が電流共振周波数より高くなるように設定して
おけば、重負荷時に電流共振周波数が高くなることによ
ってスイッチング周波数と近い周波数になり、直流出力
電圧ＶOの定電圧化がなされる。Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. In this figure, the same parts as those in FIGS. 1 and 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the case of this embodiment, the variable inductance choke coil L 3 is connected in series with the primary winding L 1 . Then, a control winding L using this variable inductance choke coil L 3 as a controlled winding
C2 is provided so that the regulation effect can be obtained. In this case, when the differential amplifier A 1 and the transistor Q 3 operate according to the variation of the DC voltage output V O and the control current amount of the control winding L C2 changes, the variable inductance choke coil L 3 of the inductance is to be changed, this variable inductance choke coil L 3 is the primary winding L 1 is a part of the current resonant circuit
Are connected in series. Therefore, the resonance condition of the current resonance circuit is changed by changing the inductance of the variable inductance choke coil L 3 . In this embodiment as well, if the switching frequency is set to be higher than the current resonance frequency when the load is light, the current resonance frequency becomes high when the load is heavy and the frequency close to the switching frequency is set, as in the second embodiment. Then, the DC output voltage V O is made constant.
【００２４】図５の回路図は第４の実施例を示すもので
あり、先の図１と同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。この図においては、プリレギュレータ１の後段
に対してコンバータトランスＴ2 を介して例えば整流回
路Ｄ4 及び平滑用コンデンサＣ7 が設けられ、さらにそ
の後段に対して、誤差増幅器Ａ1 と制御用トランジスタ
Ｑ4 を組み合わせたシリーズレギュレータを設けている
例である。この場合には、誤差増幅器Ａ1 の非反転入力
に供給される所定値の基準電圧Ｅと、反転入力に入力さ
れる直流電圧出力ＶO を抵抗Ｒ6 、Ｒ7 により分圧して
得られる電圧値との誤差に基づく誤差検出信号が制御用
トランジスタＱ4 にベース電流として供給される。制御
用トランジスタＱ4 ではこのベース電流に基づいてコレ
クタ−エミッタ間の電圧が変化する。これにより直流出
力電圧ＶO の定電圧制御が成される。The circuit diagram of FIG. 5 shows a fourth embodiment, and the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this figure, for example, a rectifier circuit D 4 and a smoothing capacitor C 7 are provided to the subsequent stage of the pre-regulator 1 via a converter transformer T 2 , and further to the subsequent stage, an error amplifier A 1 and a control transistor. This is an example in which a series regulator combining Q 4 is provided. In this case, a voltage obtained by dividing the reference voltage E of a predetermined value supplied to the non-inverting input of the error amplifier A 1 and the DC voltage output V O input to the inverting input by the resistors R 6 and R 7. An error detection signal based on the difference from the value is supplied to the control transistor Q 4 as a base current. In the control transistor Q 4 , the collector-emitter voltage changes based on this base current. As a result, constant voltage control of the DC output voltage V O is performed.
【００２５】図６の回路図は第５の実施例を示すもので
あり、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この図において、コンバータトランスＴ2 の二次側
巻線はＬ2 、Ｌ4 が直列に設けられ、両者のタップ出力
はアースに共通に接続される。また、二次側巻線Ｌ2 の
端部には可飽和リアクタＬ11及び整流ダイオードＤ5 が
直列に平滑用コンデンサＣ7 の正極側に対して接続さ
れ、また、一方の二次側巻線Ｌ4 の端部には可飽和リア
クタＬ12及び整流ダイオードＤ7 が直列に平滑用コンデ
ンサＣ7 の正極側に対して接続される。また、トランジ
スタＱ6 は誤差検出用トランジスタであり、このトラン
ジスタＱ6 のエミッタには基準電圧となるツェナーダイ
オードＺＤ1 が直列に接続され、ベースには直流出力電
圧ＶO を抵抗Ｒ9 、Ｒ10により分圧した電圧値が印加さ
れる。またエミッタは、トランジスタＱ5 のベースと接
続される。このトランジスタＱ5 は可飽和リアクタ
Ｌ11、Ｌ12のインダクタンス制御を行うための制御用ト
ランジスタとされ、エミッタは抵抗Ｒ8 を介して直流出
力電圧ＶO と接続され、コレクタはダイオードＤ6 、Ｄ
8 を介して、可飽和リアクタＬ11と整流ダイオードＤ5
の接続点、及び可飽和リアクタＬ12と整流ダイオードＤ
7 の接続点に対してそれぞれ接続される。すなわち、本
実施例のプリレギュレータ１の後段のレギュレータはよ
く知られている磁気増幅器（マグアンプ）を利用したも
のとして構成される。The circuit diagram of FIG. 6 shows a fifth embodiment.
1 and the same parts as those in FIG.
It In this figure, the converter transformer T2 Secondary side of
Winding is L2 , LFour Are provided in series, tap output of both
Are commonly connected to ground. In addition, the secondary winding L2 of
Saturable reactor L at the end11And rectifier diode DFive But
Smoothing capacitor C in series7 Connected to the positive side of
And one secondary winding LFour Saturable rear at the end of
Kuta L12And rectifier diode D7 Are connected in series for smoothing
Sensor C7 Is connected to the positive electrode side. Also, the transition
Star Q6 Is a transistor for error detection.
Dista Q6 Zener die that becomes the reference voltage for the emitter of
Aether ZD1 Are connected in series, and a DC output
Pressure VO Resistance R9 , RTenThe voltage value divided by is applied.
Be done. The emitter is a transistor Q.Five Contact with the base of
Will be continued. This transistor QFive Is a saturable reactor
L11, L12For controlling the inductance of
It is a transistor and the emitter is a resistor R8 DC output via
Force voltage VO Connected to the collector of diode D6 , D
8 Through the saturable reactor L11And rectifier diode DFive
Connection point and saturable reactor L12And rectifier diode D
7 Are connected to the respective connection points. I.e. the book
The regulator after the pre-regulator 1 of the embodiment is
Using a well-known magnetic amplifier (mag amplifier)
Composed of.
【００２６】上記回路において、例えば直流出力電圧Ｖ
O が所定レベル以上に上昇すると、ツェナーダイオード
ＺＤ1 が導通してトランジスタＱ6 のコレクタ電流が増
加し、これによってトランジスタＱ5 のベース電流が増
加することになる。このトランジスタＱ5 のコレクタ電
流はダイオードＤ6 、Ｄ8 を介して可飽和リアクタ
Ｌ11、Ｌ12にそれぞれ流れるようにされる。そして、可
飽和リアクタＬ11、Ｌ12に流れる直流成分が抑圧される
ことによってインダクタンスが増加し、その結果、それ
ぞれ整流ダイオードＤ5 、Ｄ7 を介した整流出力レベル
が抑えられることになる。本実施例ではこのようにして
直流出力電圧ＶO の定電圧制御が成される。In the above circuit, for example, the DC output voltage V
When O rises above a predetermined level, the Zener diode ZD 1 becomes conductive and the collector current of the transistor Q 6 increases, which causes the base current of the transistor Q 5 to increase. The collector current of the transistor Q 5 is made to flow into the saturable reactors L 11 and L 12 via the diodes D 6 and D 8 , respectively. Then, the direct current component flowing through the saturable reactors L 11 and L 12 is suppressed to increase the inductance, and as a result, the rectified output level via the rectifier diodes D 5 and D 7 is suppressed. In this embodiment, the constant voltage control of the DC output voltage V O is performed in this way.
【００２７】なお、プリレギュレータ１の後段に接続さ
れるレギュレータ回路は上記各実施例に示したものに限
定されるまでもなく、各種方式によるスイッチングレギ
ュレータ、３端子レギュレータ他、用途や使用条件等に
応じて各種のレギュレータ回路を接続することが可能で
ある。The regulator circuit connected to the subsequent stage of the pre-regulator 1 is not limited to the ones shown in the above-mentioned embodiments, but may be used in various types such as switching regulators, three-terminal regulators, and applications and use conditions. Various regulator circuits can be connected accordingly.
【００２８】[0028]
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グコンバータ回路は、通常の電流共振型コンバータにお
いてドライブトランスを、制御巻線を有する直交型トラ
ンスに置き換えて構成すると共に、制御巻線に対して直
列接続される抵抗を付加するだけで入力電圧変化に対応
するプリレギュレータとして構成しているため、起動回
路やＩＣ駆動電源回路等は不用となり、部品点数及び回
路構成等が簡略になるため、コストの低減や実装基板サ
イズの縮小を実現することが可能になるという効果を有
している。また、直交型トランスにおいては制御巻線の
ターン数を増加しておけば、制御巻線に流すべきコント
ロール電流はわずかでよく、従って、定電圧制御に要す
る制御電力も少なくて済む。また本発明のスイッチング
コンバータ回路をプリレギュレータとして用いた場合、
後段に接続するレギュレータは特に限定されず、例えば
ワールドワイドな安定化電源としての回路構成の自由度
も高くなる。As described above, the switching converter circuit of the present invention is configured by replacing the drive transformer in a normal current resonance type converter with a quadrature type transformer having a control winding. Since it is configured as a pre-regulator that responds to changes in input voltage simply by adding a resistor that is connected in series, a starter circuit, IC drive power supply circuit, etc. are not required, and the number of parts and the circuit configuration are simplified. It is possible to reduce the number of components and the size of the mounting substrate. Further, in the orthogonal transformer, if the number of turns of the control winding is increased, the control current to be passed through the control winding may be small, and therefore the control power required for the constant voltage control may be small. When the switching converter circuit of the present invention is used as a pre-regulator,
The regulator connected to the latter stage is not particularly limited, and, for example, the degree of freedom in the circuit configuration as a worldwide stabilized power source is increased.
Claims (5)
チングトランジスタのスイッチング周波数を設定するコ
ンデンサ及び時定数インダクタンスからなる周波数設定
回路と、前記時定数インダクタンスの出力で駆動される
ドライブトランスと、コンバータトランスの一次巻線と
電流共振コンデンサからなり、前記スイッチングトラン
ジスタのスイッチング電流が共振電流として流れる共振
回路を備えた自励式電流共振型のスイッチングコンバー
タ回路において、 前記ドライブトランスは、前記時定数インダクタンスが
被制御巻線とされると共に、この被制御巻線に直交する
方向に巻回され、入力電圧のレベルに応じたレベルの電
流が流れるようにされた制御巻線を設けた直交型のドラ
イブトランスとして構成したことを特徴とするスイッチ
ングコンバータ回路。1. A frequency setting circuit including a switching transistor, a capacitor for setting a switching frequency of the switching transistor, and a time constant inductance, a drive transformer driven by an output of the time constant inductance, and a primary winding of a converter transformer. And a current resonance capacitor, the self-excited current resonance type switching converter circuit having a resonance circuit in which a switching current of the switching transistor flows as a resonance current, wherein the drive transformer has the time constant inductance as a controlled winding. In addition, it is configured as a quadrature type drive transformer provided with a control winding wound in a direction orthogonal to the controlled winding and allowing a current of a level corresponding to the level of the input voltage to flow. Switch to Grayed converter circuit.
有する直交型トランスとし、前記コンバータトランスの
２次側の出力電圧に応じたレベルの電流が前記制御巻線
を流れるように構成されたことを特徴とする請求項１に
記載のスイッチングコンバータ回路。2. The converter transformer is a quadrature type transformer having a control winding, and a current having a level according to an output voltage on the secondary side of the converter transformer is configured to flow through the control winding. The switching converter circuit according to claim 1, which is characterized in that.
に巻回される制御巻線からなる可変インダクタンスチョ
ークコイルを設け、 前記可変インダクタンスチョークコイルは、前記コンバ
ータトランスの１次側巻線と直列に接続すると共に、前
記制御巻線には前記コンバータトランスの２次側の出力
電圧に応じたレベルの電流が前記制御巻線を流れるよう
に構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チングコンバータ回路。3. A variable inductance choke coil comprising a choke coil and a control winding wound around the choke coil, wherein the variable inductance choke coil is connected in series with the primary winding of the converter transformer. The switching converter circuit according to claim 1, wherein a current having a level corresponding to an output voltage of the secondary side of the converter transformer flows through the control winding in the control winding. .
ーズレギュレータが接続されることを特徴とする請求項
１に記載のスイッチングコンバータ回路。4. The switching converter circuit according to claim 1, wherein a series regulator is connected to a stage subsequent to the converter transformer.
和リアクタンスにより構成されるレギュレータ回路が接
続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グコンバータ回路。5. The switching converter circuit according to claim 1, wherein a regulator circuit configured by a saturable reactance is connected to a stage subsequent to the converter transformer.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34710693A JPH07194113A (en) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | Switching converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34710693A JPH07194113A (en) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | Switching converter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07194113A true JPH07194113A (en) | 1995-07-28 |
Family
ID=18387957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34710693A Withdrawn JPH07194113A (en) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | Switching converter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07194113A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001086796A1 (en) * | 2000-05-11 | 2001-11-15 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
-
1993
- 1993-12-27 JP JP34710693A patent/JPH07194113A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001086796A1 (en) * | 2000-05-11 | 2001-11-15 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
| US6587358B1 (en) | 2000-05-11 | 2003-07-01 | Sony Corporation | Switching power supply circuit |
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