JPH0661972A - 符号分割多元接続セルラ移動通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、強力な誤り訂正機能を有し、且
つ、受信部搬送波の位相不確定性を除去し得る多次元ト
レリス符号化変調方式のＣＤＭＡディジタルセルラ移動
通信システムの提供を目的とする。 【構成】 差動符号器と４次以上の多次元トレリス符号
器とマッピング装置と直交振幅変調器とからなる送信系
と、復調器と多次元トレリスビタビ復号器及び差動復号
器とからなる受信系とを組み合せて、ＣＤＭＡセルラ移
動通信を行なう。 【効果】 従来よりも簡易なハードウェア規模(ビタビ
復号の処理時間を長く取れ、しかもパスメモリを少なく
できる)で、高符号化利得の誤り訂正を容易に実現でき
る。また、受信部搬送波に位相不確定性が存在しても、
情報を正しく復号することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信
を用いた符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：ＣodeＤivison
Ｍultiple Ａccess)セルラ移動無線通信システムに係
り、特に誤り訂正符号化方式として多次元トレリスコー
ディング及びビタビ復号を適用することにより、従来よ
りも簡易なハードウェァでより大きな符号化利得を実現
し、結果的に１セル当りの多元接続数を増加可能とした
符号分割多元接続セルラ移動無線通信システムに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】本発明に関連する従来技術として、例え
ば、ＰＣＴ国際出願公報特許Ｗ０９１／０７０３６号に
記載の発明がある。図１にＣＤＭＡセルラ移動通信シス
テムの一般的な構成概念を示す。

【０００３】図１において、基地局１１、１２、１３
は、セル１４と呼ばれる通信領域内の中心に位置し、自
セル内に存在する全移動局を管理している。すなわち、
移動局は基地局を経由して他移動局と交信を行う。基地
局には更に、無線または有線を介して無線回線制御局１
５が接続されている。無線回線制御局１５では、基地局
１１または１２または１３からの連絡を受けて、通信要
求のあった移動局と相手移動局との接続を行うべく交換
制御を行う。図１の例では、移動局Ａと移動局Ｂがそれ
ぞれ基地局１１，１２、無線回線制御局１５を通して交
信中である。

【０００４】セルラ移動通信システム並びに交換方式に
ついての概念は、ＣＤＭＡ以外の多元接続方式、例え
ば、ＦＤＭＡ(Ｆrequency Ｄivsion Ｍultiple Ａcces
s)や、ＴＤＭＡ(Ｔime Ｄivsion Ｍultiple Ａccess)に
おいても用いられている。しかしながら、ＣＤＭＡにお
いては、全ての基地局及び移動局が同一の周波数帯域
(送信、受信の帯域は異なるものとする)を用いて通信を
行うため、基地局では他移動局からの干渉が、また、移
動局では他セル内基地局からの干渉が問題となる(図１
参照)。

【０００５】上記干渉に対する対策として、例えば電力
制御方式を用いることにより、基地局で受信される自セ
ル内全移動局からの信号電力を均等にし、かつ、移動局
で受信された所望の基地局からの信号電力と他基地局電
力との比を一定にすることによって、所望の通信品質を
保つ方式が知られている。また、同時接続数(多重度)を
増やすために、上述した電力制御方式に加えて、基地局
と各移動局に強力な誤り訂正符号を適用し、更に、音声
無音部やアンテナの指向性と組み合わせることによっ
て、ＦＤＭＡの２０倍程度、ＴＤＭＡの数倍程度の多重
度を達成できるようにした方式が、例えば、 クァルコ
ム アン オーバービュウ オブ ジ アプリケーショ
ン オブ コード ディビジョン マルチプル アクセ
ス トゥディジタル セルラ システムズ アンド パ
ーソナル コミュニケーションズネットワークス（Qual
comm Inc., An overview of the Application of CodeD
ivision Multiple Access to Digital Cellular System
s and PersonalCommunications Networks, Nov. 1990)
において提案されている。

【０００６】上記誤り訂正符号として、従来システムで
は、たたみ込み符号（トレリス符号）をビタビ復号によ
り最尤復号する方式が採用されている。上記誤り訂正方
式において、その訂正能力を高めるためには、たたみ込
み符号器の状態数を増やし、符号化利得（誤り訂正を行
わない場合に対する信号対雑音比）を高くする必要があ
るが、そのためには、たたみ込み符号器の拘束長（符号
器内シフトレジスタのビット数）をできるだけ長くしな
ければならず、従来システムでは、これを「９」として
いる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】然るに、たたみ込み符
号器の拘束長を「９」とした従来システムでは、符号器
内の状態数が「２５６」と非常に多くなってしまい、た
たみ込み符号をビタビ復号する際の処理量およびパスメ
モリ量が増加し、回路のハードウェア規模が大きくなら
ざるを得ない。

【０００８】また、従来システムでは、誤り訂正方式と
して２次元のトレリス符号化変調方式を採用しているた
め、誤り訂正の能力、すなわち符号化利得を上げるため
には、符号器の拘束長を長くせざるを得なかった。しか
しながら、符号器の状態数は拘束長とともに指数関数的
に増大し、拘束長を長くすると、ビタビ復号処理が急激
に複雑化するという問題がある。また、符号器の拘束長
が或る程度以上(７〜９程度以上)長くなると、ビタビ復
号の誤り訂正能力が飽和するため、復号処理が複雑化す
る割りには、得られる誤り訂正の改善は少なくなるとい
う問題がある。

【０００９】更に、従来方式では、ビタビ復号の処理を
１シンボル時間(１ビットの情報を伝送する時間)内で実
現しなければならないため、例えば状態数が「２５６」
のたたみ込み符号をビタビ復号するためには、処理速度
の高い信号処理プロセッサを必要とする。すなわち、Ｃ
ＤＭＡの多重度を改善するための従来の２次元トレリス
符号化変調方式では、ビタビ復号器のハードウェア規模
が複雑となる上、誤り訂正能力の更なる改善が困難であ
るという問題があった。

【００１０】本発明の目的は、上述した従来技術の問題
点を解決し、符号器内の拘束長を極度に長くすることな
く、且つ許容できる信号処理時間を長くでき、簡易なハ
ードウェアで誤り訂正能力とセル当りの同時接続数の増
加を実現できる符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）セルラ移
動通信システムを提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による符号分割多元接続セルラ移動通信シス
テムは、移動局と各基地局とが、スペクトラム拡散され
た４次元以上の多次元トレリス符号化変調信号によって
通信することを特徴とする。

【００１２】更に詳述すると、本発明によるＣＤＭＡセ
ルラ移動通信システムは、送信系が、シリアルに入力さ
れる情報系列を直並列変換して得られるｎビット単位の
現在のパラレル情報系列とＭ／２シンボル時間（Ｍは次
元数）以前の差動符号系列との間で、２のｎ乗を法とす
る加算を行い、その結果を新たな差動符号系列として出
力すうると共に、これをＭ／２シンボル時間保持する差
動符号化手段と、上記差動符号化された系列をたたみ込
み符号化するための４次元以上の多次元トレリス符号化
手段と、上記多次元トレリス符号化手段の出力によって
規定されるサブセットを互いに位相が９０°ずつ異なる
４つのグループに分け、各要素が、同じ差分のサブセッ
トアドレスを持つように信号点配置（マッピング）を行
うマッピング手段と、上記マッピング手段の出力を直交
振幅変調（ＱＡＭ）するための変調手段と、上記変調手
段の出力を、送信帯域幅を拡散して無線周波数帯で送信
する送信手段とからなり、受信系が、無線周波数帯の信
号を受信し、その帯域幅を逆拡散してもとの送信帯域幅
に戻すための逆拡散手段と、上記逆拡散手段の出力信号
を４次元以上の多次元直交信号に復調するための復調手
段と、上記復調手段によって得られた多次元直交信号を
入力とするビタビ復号手段と、上記ビタビ復号された信
号系列とＭ／２シンボル時間以前のビタビ復号系列との
間で、２のｎ乗を法とする加算を行い、その結果を差動
復号系列として出力すると共に、現時点における上記ビ
タビ復号系列をＭ／２シンボル時間保持する差動復号化
手段とからなることを特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明の構成によれば、実施例で詳述するよう
に、多次元トレリス符号化変調方式によって、従来の２
次元の方式に比較して、少ない状態数で信号間ユークリ
ッド自由距離を十分長くすることができ、結果として高
い符号化利得を得ることが可能となる。また、ビタビ復
号の最大処理時間を従来よりも長く（Ｍ／２倍、Ｍは次
元数で「４」以上の偶数）取ることができ、これによ
り、ビタビ復号処理の負担を軽減し、高符号化利得の誤
り訂正を従来装置よりも小さなハードウェア規模で容易
に実現できる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の１実施例を図面を用いて説明
する。

【００１５】図２は、本発明による多次元トレリス符号
化変調方式を用いたＣＤＭＡセルラ移動通信システムに
おける移動局の構成を示す。基地局においても本発明の
構成は基本的に同じである。始めに本発明によるＣＤＭ
Ａ送受信部の構成を説明した上で、その効果につき、８
次元トレリス符号化変調方式を例に述べる。

【００１６】送信側では、同業者によく知られた公知の
音声符号化器（図には示されていない）によって圧縮符
号化された音声データまたは１０ｋｂｐｓ程度以下の低
速ディジタルデータがシリアルに入力され、シリアル／
パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）２１によってｎビットずつの
パラレルデータに変換される。これらのディジタルデー
タは差動符号器２２にて差動符号化された後、多次元ト
レリス符号器２３ａにてたたみ込み符号化される。

【００１７】ここで、差動符号化は、現時点のパラレル
データ系列とＭ／２シンボル時間だけ前の差動符号系列
（内部メモリに保持されている）との、２のｎ乗を法と
する加算を実行することによって行われる。ただし、Ｍ
は次元数で４以上の偶数である。加算結果は多次元トレ
リス符号器に出力され、同時にＭ／２シンボル時間だけ
内部メモリにて記憶される。マッピング装置では、たた
み込み符号器の出力である符号系列に対応して、Ｍ／２
組の多次元ベースバンド信号（Ｉ、Ｑ）を割り当てる。
ここで、Ｉ、Ｑは「＋１」、「−１」のいずれかを取る
ものとする。例えば８次元トレリス符号化変調の場合、
４ペアの２次元信号Ｇｉ（Ｉ１、Ｑ１）、Ｇｊ（Ｉ２、
Ｑ２）、Ｇｋ（Ｉ３、Ｑ３）、Ｇｌ（Ｉ４、Ｑ４）がＴ
秒毎に順次出力される。ここで、Ｇは２次元の信号点
（シンボル）、ｉ、ｊ、ｋ、ｌは信号点を区別するため
のサフィックスでありその詳細については後述する。ま
た、Ｔは１シンボル時間を表す。

【００１８】後で詳述するように、本発明の特徴はマッ
ピング方式にあり、これによって多次元トレリス符号化
変調方式の高い誤り訂正能力を達成すると同時に、受信
部搬送波の位相不確定性を除去することができる。ＩＦ
(Intermediate Frequency)変調23cにおいては、多次元
ベースバンド信号を中間周波数の搬送波に持ち上げる。
すなわち、ＩＦ正弦波発信器２３ｃ１から発生された信
号からπ／２シフト装置２３ｃ２によって互いに直交す
るディジタルＩＦ正弦波を作り、乗算器２３ｃ３でそれ
ぞれＩ信号、Ｑ信号に乗じた後、加算器２３ｃ４にてこ
れらの和を取る。尚、基地局の場合は複数チャネルの信
号を多重化して伝送するため、２３ｃ５に示す他局への
ＩＦ変調出力を合成加算することになる。これは上記で
説明した信号処理によって出力されたものである。移動
局の場合には他局出力２３ｃ６はない。 本発明では、
図２の破線で囲んだブロックを多次元トレリス符号化変
調部２３と称する。ここまでの処理は全てディジタルで
行われる。さて、該多次元トレリス符号化変調された出
力はＤ／Ａ(Ｄigital to Ａnalog，ディジタル／アナロ
グ変換器)にてアナログ信号に変換された後、ＢＰＦ(Ba
nd Pass Filter，帯域通過フィルタ)２４によって帯域
外の雑音成分が除去され、周波数拡散がなされる。ここ
では拡散符号発生器２５及び乗算器２６によって予め割
り当てられている固有の符号を乗じる、いわゆる「直接
拡散方式」を行っている。

【００１９】周波数拡散によって帯域を拡大された中間
周波帯の信号は、更に、ＲＦ(RadioFrequency)変調にお
いて、無線周波数帯域まで搬送波が持ち上げられる。こ
れはＲＦ正弦波発信器２７より生成された信号を乗じる
ことで容易に実現できる。

【００２０】ＲＦ変調出力はＢＰＦ2８、増幅器２９、
送受信分離器３０を通り、アンテナ３１から電磁波とし
て空中に放射される。ここで、送受信分離器３０は、送
信用及び受信用の帯域フィルタを備えることにより、送
信信号（受信信号）の受信部（送信部）への周り込みを
防止する（尚、ここでは、送信帯域と受信帯域は異なる
ものとする)。

【００２１】一方、上記と同じ方式で基地局より放射さ
れた信号は移動局のアンテナ３１で受信され、送受信分
離器３０、ＢＰＦ２８，増幅器３２を通り、ＲＦ復調に
て搬送波をＲＦ帯からＩＦ帯に下げる。これは送信部と
同様ＲＦ正弦波発信器２７から生成される信号を乗じる
ことにより実現できる。その出力はＢＰＦ３３により再
び帯域外雑音が除去された後、周波数逆拡散３４がなさ
れる。これは送信側と同じチップ符号を乗じる処理であ
る。

【００２２】よく知られているように、スペクトラム拡
散通信では、送信側のチップ符号と同期の取れているも
ののみが鋭い相関特性を示し、それ以外の干渉信号は帯
域の広がったままでいるため、周波数逆拡散により、所
望のユーザから所望の信号を復調することができる。こ
こでは、ＩＦ正弦波発信器３４ａより生成された信号と
拡散符号発生器３４ｂより発生された拡散符号を乗算器
３４ｃにより乗じた信号を、送信部と同様にπ／２シフ
ト装置３４ｄにより直交成分に分け、それぞれをＢＰＦ
３３の出力に乗じる（乗算器３４ｅ，３４ｆを用いる）
ことによって実現している。乗算出力をＬＰＦ（Low Pa
ss Filter；低域通過フィルタ）３４ｇ、３４ｈに通し
て不要な高周波成分を除去することにより、多次元の直
交ベースバンド信号Ｉ、Ｑが復調される。

【００２３】ところが、実際には、受信側ＲＦ復調部及
び周波数逆拡散部において発生する正弦波(搬送波)は、
送信側変調部で発生している正弦波の正確な絶対位相を
知ることができないために、ＳＩＮ、ＣＯＳの区別を明
確にすることは不可能である。すなわち、受信側にはこ
のような搬送波の位相不確定性が生じ、送受信の位相差
として９０°、１８０°、２７０°のあいまいさが残る
ことになる。しかしながら本発明では、該差動符号化と
マッピング方式及び後述の差動復号化により、該位相不
確定性があっても正しく復号することが可能である。こ
れについては後で詳しく説明する。

【００２４】位相不確定性の存在する状態で復調された
ベースバンドのシンボル系列Ｉ、Ｑには、所望の信号に
加えて他局からの干渉信号雑音や背景雑音等が混入して
いる。これらは統計的にはガウス雑音と考えることがで
きる。雑音の混入したこれらＩ、Ｑ信号はＡ／Ｄ(Analo
g to Digital)変換器３５ａ、３５ｂでディジタル信号
に変換され、ＬＰＦ３６ａ、３６ｂを経て多次元トレリ
スビタビ復号器３７に入力され、最尤復号がなされる。
多次元トレリスビタビ復号器３７では、多次元信号に対
する最尤復号を行う必要があるため、Ｍ／２シンボル間
隔に渡る多次元信号のパス尤度を求め、従来の復号アル
ゴリズム(ＡＣＳ(Ａdd, Ｃompare, andＳelect)，パス
トレース)を用いている。ここで、Ｍは次元数で４以上
の偶数である。この手法は、アイトリプルイー／アイイ
ーアイシーイー グローバル テレコミュニケーション
ズ カンファレンス、３６．１(１９８７年１１月号)、
第１３９７頁から第１４０１頁(IEEE/IEICE Global Tel
ecommunications Conference, 36.1, pp.1397-1401, No
v. 1987)に記載されているものと基本的に同じである。

【００２５】ビタビ復号された結果は、パス打切り長
(８次元トレリス符号化変調方式の場合６０Ｔ)分遅延し
て出力される。これは、パスメモリが３２×１５(ワー
ド)必要なことを示すが、従来の２次元方式では、例え
ば拘束長が９の場合パスメモリは２５６×４５(ワード)
程度必要となるため、本発明ではビタビ復号のハード量
を１／２０程度以下に削減できることを意味している。

【００２６】復号結果は、パラレルデータとして差動復
号器３８に入力される。差動復号化は、現時点でビタビ
復号された系列とＭ／２シンボル時間だけ前のビタビ復
号系列(内部メモリに保持されている)との、２のｎ乗を
法とする加算を実行することによって行われる。ここ
で、差動符号化と同様に、Ｍは次元数で４以上の偶数で
ある。加算結果は差動復号系列としてパラレル／シリア
ル（Ｐ／Ｓ）変換器３９に出力され、同時に現時点での
該ビタビ復号系列がＭ／２シンボル時間だけ内部メモリ
にて記憶される。これによって、受信部搬送波に該位相
不確定性が存在しても、データを正しく復号することが
可能となる。その理由については、後で８次元トレリス
符号化変調方式を例として詳しく述べる。

【００２７】パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器３９
でシリアルデータに変換された系列は、情報系列とし
て、シンボル時間毎に１ビットずつ復元される。これら
の情報系列は、音声データの場合、同業者によく知られ
た公知の音声圧縮復号器(図では省略)を経て音声信号と
なり、データの場合他の伝送装置等に出力される。尚、
基地局の場合は上記受信部をチャネル数分備えることに
なる。移動局の場合は１チャネル分だけでよい。以上が
本発明の１実施例による多次元トレリス符号化変調方式
を用いたＣＤＭＡセルラ移動通信システムにおける送受
信装置の構成である。

【００２８】次に、ＣＤＭＡセルラ移動通信システムに
おける多次元トレリス符号化変調方式の最適な次元数に
ついて説明し、本発明の有効性を示す。

【００２９】種々の多次元トレリス符号化変調方式に対
し、符号化利得、ハードウェア規模(ＡＣＳ、パスメモ
リ、処理時間)の観点から比較した結果を図３に示す。
次元数は２〜１２次、符号化率１／３〜４／５、拘束長
２〜９、変調方式として２値，４値ＱＡＭ(Ｑuadrature
Ａmplitude Ｍodulation：直交振幅変調)及びＱＰＳＫ
(Ｑuadruple Ｐhase Ｓhift Ｋeying：４相位相シフト
キーイング)を前提としている。図において、２次元の
場合は従来のＣＤＭＡ用誤り訂正方式である。符号化利
得は誤り率が１０ｅ−３〜１０ｅ−４(音声品質を確保
できる)程度における概算値であり、２次元の場合のみ
文献アイイーシーイー トランザクションズオブ ジ
アイイーシーイー、ボリュームＥ６４、ナンバー１１
(１９８１年１１月号)、第７００頁から第７０７頁(IEC
E Transactions of the IECE, Vol.E64, No.11, pp.700
-707, Nov. 1981)を参照した。尚、４次元以上の符号化
利得はspecificな構成例によって求めたものである。

【００３０】これより、一般的傾向として次のことが言
える。

【００３１】(1) 拘束長、状態数が同程度の場合、次元
数を高くしても符号化利得は必ずしも大きくならない。

【００３２】(2) 多次元符号化変調方式では、２次元の
場合に比べ、同程度の符号化利得を得るのに必要な状態
数(パスメモリ)を少なくできる。また、次元数が高いほ
どビタビ復号に要する処理時間を長く取れる。

【００３３】(1)においては、例えば、１２次元の符号
化利得は６．０２ｄＢであり、８次元で達成し得る利得
６ｄＢと殆ど変わらないことがわかる。

【００３４】以上により、誤り訂正能力、ハードウェア
実現容易性の点から、４ＱＡＭまでの変調方式を前提と
した場合、８次元トレリス符号化変調方式がＣＤＭＡセ
ルラ移動通信方式に最も適していると言える。そこで、
本発明では、特に８次元トレリス符号化変調方式を中心
に、その具体的構成及び有効性を詳しく述べる。

【００３５】図４は、図２における差動符号器及び多次
元トレリス符号器の構成例としての差動符号器及び８次
元トレリス符号器である。差動符号器２２においては、
以下の演算を行い、その結果を４Ｔの間内部メモリに保
持する。

【００３６】

【数１】

【００３７】ここで、Ｋｍｎは時刻ｎＴにおける情報系
列、Ｉｍｎ、Ｉｍｎ−４はそれぞれ時刻ｎＴ、（ｎ−
４）Ｔにおける差動符号系列である。一方、８次元トレ
リス符号器２３０ａの構成は、アイトリプルイー コミ
ュニケーションズ マガジン、ボリューム２５（１９８
７年２月号）、第１２頁から第２１頁（IEEE Communica
tions Magazine, Vol.25, No.2, pp.12-21, Feb. １９
８７）に記載されているものと基本的に同じであり、本
発明では、シフトレジスタ（２３０ａ１〜２３０ａ５）
の段数及び排他的論理加算器２３０ｂ１〜２３０ｂ４の
数を増やしてある。

【００３８】本発明では、８次元トレリス符号器２３ａ
の符号化率は４／５、状態数は３２である（図２では、
状態は、Ｗ１ Ｗ２ Ｗ３ Ｗ４ Ｗ５である）。すなわ
ち、４ビットの情報系列Ｉ４ｎ Ｉ３ｎ Ｉ２ｎ Ｉ１ｎ
に１ビットの冗長度を加えることにより、５ビットの符
号系列Ｙ４ｎ Ｙ３ｎ Ｙ２ｎ Ｙ１ｎ Ｙ０ｎに変換され
る。この例では、入力情報系列のビットレートと送信シ
ンボルレートを等しくできるので、符号化による帯域の
拡大はない。トレリス線図はかなり複雑になるので、こ
こでは図示を省略する。

【００３９】図から明らかなように、本発明のサブセッ
ト数（符号系列の取り得る組合せ総数）は「３２」であ
り、図５の如く符号系列０００００〜１１１１１をそれ
ぞれサブセットＡ０〜Ａ３１に割り当てる。これらのサ
ブセットは、マッピング装置２３ｂ（図２参照）によっ
て８次元の信号空間にマッピング（信号点配置）され、
図６に示す４ＱＡＭ(Ｑuadrature Ａmplitude Ｍodulat
ion)コンステレーションにより、４ペアの２次元信号Ｇ
ｉ（Ｉ１、Ｑ１）、Ｇｊ（Ｉ２、Ｑ２）、Ｇｋ（Ｉ３、
Ｑ３）、Ｇｌ（Ｉ４、Ｑ４）としてＴ秒毎に順次出力さ
れる。ここでｉ、ｊ、ｋ、ｌは、図６における信号点の
サフィックスを表す。

【００４０】本発明で提案する信号点配置を図７に示
す。各サブセットＡ０〜Ａ３１に対し、送信シンボル系
列Ｇｉ Ｇｊ Ｇｋ Ｇｌ（ｉ、ｊ、ｋ、ｌは「０」、
「１」のみまたは「２」、「３」のみ）が割り当てられ
る。図よりわかるように、本発明は、図６の４信号点の
うち、対角線上の２点のみを組み合せることによって送
信シンボル系列を割り当てること特徴とする。これによ
って、シンボル系列間のユークリッド自由距離(詳細は
後述)を大きく取ることができ、結果的に符号化利得を
高く(ここでは６dB)することができる。

【００４１】更に本発明のマッピング方式では、図７に
示す如く、互いに９０°位相の異なるサブセットが４つ
のグループに分けられ、且つ、各要素が同じ差分のサブ
セットアドレスを持つように配置されている。具体的に
は、４つずつのサブセットグループＡ０〜Ａ３、Ａ４〜
Ａ７、Ａ８〜Ａ１１、Ａ１２〜Ａ１５、及びＡ１６〜Ａ
１９、Ａ２０〜Ａ２３、Ａ２４〜Ａ２７、Ａ２８〜Ａ３
１が存在し、各要素は４ずつ異なったサブセットアドレ
スについて、互いに９０°位相が異なっている。 例え
ば、Ａ０の送信シンボル（Ｇ０Ｇ０Ｇ０Ｇ０）を９０
°、１８０°、２７０°回転すると、それぞれＡ４（Ｇ
２Ｇ２Ｇ２Ｇ２）、Ａ８（Ｇ１Ｇ１Ｇ１Ｇ１）、Ａ１２
（Ｇ３Ｇ３Ｇ３Ｇ３）となる。他の全要素についても同
様である。本マッピング方式を上記差動符号化方式及び
後述の差動復号化方式と組み合せることにより、後述す
るように受信部搬送波の位相不確定性を除去することが
できる。

【００４２】一般に、多次元トレリス符号化変調方式で
は、２次元トレリス符号化変調方式に比べ、サブセット
当りの送信シンボル数が多いので、少ない状態数で信号
間ユークリッド自由距離を長く取ることができる。この
信号間ユークリッド自由距離をできるだけ長くするため
には、マッピング方式すなわち、たたみ込み符号器出力
のサブセットを多次元信号点空間に割り当てる信号点配
置が重要なポイントとなる。そこで、先ず、高符号化利
得を得るための本発明のマッピング方式の原理について
説明し、次いで、８次元トレリス符号化変調方式によっ
て得られる符号化利得と位相不確定性除去効果について
詳細に説明する。

【００４３】本発明のマッピング(図７参照)は、上記８
次元トレリス符号器の有する次の性質に基づいて施され
たものである。トレリス線図(ここでは省略)における状
態（Ｗ１Ｗ２Ｗ３Ｗ４Ｗ５）をＳ０：０００００、Ｓ
１：００００１、…、Ｓ３１：１１１１１とし、これら
のうち、Ｓ０、Ｓ２、…、Ｓ３０を「偶数状態」、Ｓ
１、Ｓ３、…、Ｓ３１を「奇数状態」と呼ぶことにする
と、 法則（１）：偶数状態から分岐するパスのサブセット群
は｛Ａ０〜Ａ１５｝である。

【００４４】法則（２）：奇数状態から分岐するパスの
サブセット群は｛Ａ１６〜Ａ３１｝である。

【００４５】法則（３）：Ｓ０〜Ｓ１５にマージするパ
スのサブセット群は｛Ａ０〜Ａ１５｝である。

【００４６】法則（４）：Ｓ１６〜Ｓ３１にマージする
パスのサブセット群は｛Ａ１６〜Ａ３１｝である。

【００４７】図７においては、サブセット群｛Ａ０〜Ａ
１５｝、｛Ａ１６〜Ａ３１｝におけるサブセット間２乗
ユークリッド距離が最大（ここでは「１６」）となるよ
うな信号点配置となっている（以下の説明では、便宜
上、ユークリッド距離を２乗したもので表すこととす
る）。本構成においては、サブセット間２乗ユークリッ
ド距離を１６より大きくすることはできない。なぜなら
ば、サブセット間２乗ユークリッド距離を１６より大き
くすると、その集合はサブセットよりも小さくなり、信
号点の割当てができなくなるためである。よって、本構
成によるサブセット間２乗ユークリッド距離の最大値は
１６である。

【００４８】本構成の８次元トレリス符号化変調方式に
よる符号化利得は、符号化しないＢＰＳＫ(Ｂinary Ｐh
ase Ｓhift Ｋeying：２相位相シフトキーイング)に比
べて６ｄＢとなる。以下にこれを証明する。

【００４９】本符号化方式におけるトレリス線図では、
エラーイベントの最小パス数は「２」であり、２パスの
エラーイベントとして取り得る場合は２通りしかない
(図８参照)。すなわち、Ｓ０〜Ｓ３１の任意の状態から
異なる２つの偶数状態に分岐し、再び元の状態にマージ
する場合と、Ｓ０〜Ｓ３１の任意の状態から異なる２つ
の奇数状態に分岐し、再び元の状態にマージする場合で
ある。

【００５０】各２パスに対応するサブセットは、図８に
示すように、分岐するパスについては、いずれの場合と
も全て｛Ａ０〜Ａ１５｝または｛Ａ１６〜Ａ３１｝であ
り、マージするパスについては、前者は全て｛Ａ０〜Ａ
１５｝、後者は全て｛Ａ１６〜Ａ３１｝である。これ
は、前述の法則により、任意の２パスのエラーイベント
におけるサブセット間ユークリッド２乗距離が１６×２
すなわち「３２」となることを意味する。一方、３パス
以上のエラーイベントについては、サブセット間２乗ユ
ークリッド距離が「３２以上」となることは明らかであ
る。実際、この場合のサブセット間２乗ユークリッド距
離は８(Ｎ−１)＋１６で与えられ（Ｎはエラーイベント
のパス数であり、Ｎ≧３９、Ｎが３以上で３２以上とな
ることがわかる。これより、本符号化方式による最小２
乗ユークリッド自由距離は、

【００５１】

【数２】

【００５２】である。

【００５３】一方、非符号化ＢＰＳＫにおいては明らか
に、

【００５４】

【数３】

【００５５】である。ここで、送信信号の平均パワーは
両者とも２である。

【００５６】従って、本方式の８次元トレリス符号化変
調方式による符号化利得は、

【００５７】

【数４】

【００５８】となる。

【００５９】本発明の８次元トレリス符号化変調方式の
誤り率特性を図９に示す。図は、８次元トレリス符号化
変調方式のシミュレーション結果であり、横軸は信号対
雑音比（ＳＮＲ(Signal to Noise Ratio dB(dB）を、縦
軸はシンボル誤り率（ＳＥＲ(Symbol Error Rate)）を
示している。図９に示した結果は、差動符号化、差動復
号化、変復調、周波数拡散、周波数逆拡散等の機能を除
いた８次元トレリス符号化変調方式の純粋な誤り訂正能
力である。

【００６０】上記図には、比較のため、非符号化ＢＰＳ
Ｋの理論誤り率も併せて示してある。これより、本発明
の８次元トレリスコーディング方式は、シンボル誤り率
１０ｅ−３〜１０ｅ−４程度以下において、非符号化Ｂ
ＰＳＫに対して符号化利得５．５〜６ｄＢを実現できる
ことがわかる。一方、図３からわかるように、従来の２
次元トレリス符号化変調方式では、同程度の誤り率にお
いて符号化利得が４．３〜５．３ｄＢであり、本発明の
８次元トレリス符号化変調方式により、０．７〜１．２
ｄＢ程度特性が向上することが言える。これは、ＣＤＭ
Ａセルラ移動通信システムに本発明の８次元トレリス符
号化変調方式を適用した場合、セル当りの同時接続数が
従来の１．２〜１．３倍程度に向上することが期待でき
ることを意味する。

【００６１】最後に、本発明の８次元トレリス符号化変
調方式による位相不確定性除去の効果を説明する。図１
０は、本発明のＣＤＭＡ移動通信システムにおける差動
復号器の構成である。８次元トレリスビタビ復号器３７
０の出力は、以下の演算によって差動復号化される。

【００６２】

【数５】

【００６３】ここで、Ｋｍｎは時刻ｎＴにおける情報系
列、Ｉｍｎ、Ｉｍｎ−４はそれぞれ、時刻ｎＴ、（ｎ−
４）Ｔにおけるビタビ復号系列（＝送信部差動符号系
列）である。すなわち、差動復号出力は、現時点におけ
るビタビ復号系列からシフトレジスタ３８ａ〜３８ｄに
記憶されていた４Ｔ以前のビタビ復号系列を差し引くこ
とによって得られる。同時に、最新の該ビタビ復号系列
はシフトレジスタ３８ａ〜３８ｄに新たに記憶される。

【００６４】例えば、送信側において、サブセットＡ
０、Ａ２９が送信されたとすると、図４と図５の定義か
ら、その差動符号系列は「００００」、「１１０１」で
あり、情報系列１１０１が差動符号化されていることに
なる（数１参照）。送受信部搬送波の位相が一致してい
る場合、多次元トレリスビタビ復号器３７０からは「０
０００」、「１１０１」が出力されるから、差動復号器
３８の出力は数（５）により、「１１０１」−「０００
０」＝「１１０１」となり、当然正しく復号される。こ
こで、受信部搬送波が、送信側に対して９０°位相が進
んだ状態で復調されたとすると、本来Ａ０、Ａ２９であ
るべきサブセットが、見かけ上はＡ４、Ａ１７として復
調されてしまう。これに対するビタビ復号器３７０の出
力は「０１００」、「０００１」であるが、差動復号器
３８によって「０００１」−「０１００」＝「１１０
１」となり、情報系列が正しく得られることがわかる。
受信部搬送波の該位相不確定性が１８０°，２７０°の
場合も全く同様であり、情報系列は正しく復号される。

【００６５】尚、本発明におけるマッピング方式は、図
７以外の組合せによっても符号化利得６ｄＢを実現し、
且つ、搬送波の位相不確定性を除去することができる。
この場合、図７におけるサブセットグループＡ０〜Ａ
３、Ａ４〜Ａ７、Ａ８〜Ａ１１、Ａ１２〜Ａ１５及びＡ
１６〜Ａ１９、Ａ２０〜Ａ２３、Ａ２４〜Ａ２７、Ａ２
８〜Ａ３１の各シンボルを、そのグループ内で「１６」
を法として、「４」の倍数だけサブセットアドレスをシ
フトするだけでよい。例えば、サブセットグループＡ４
〜Ａ７、Ａ８〜Ａ１１、Ａ１２〜Ａ１５、Ａ０〜Ａ３及
びＡ２０〜Ａ２３、Ａ２４〜Ａ２７、Ａ２８〜Ａ３１、
Ａ１６〜Ａ１９の場合も、本発明の効果を実現可能であ
る。また、位相不確定性を問題としないならば、サブセ
ットＡ０〜Ａ１５内及びＡ１６〜Ａ３１内において各シ
ンボルをどのように配置しても、符号化利得６ｄＢを実
現することができる。このように本発明のマッピング方
式にはかなりの自由度がある。

【００６６】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、ＣＤＭＡセルラ移動通信システムに多次元ト
レリス符号化変調手段を設けることで、従来よりも小さ
なハードウェア規模（ビタビ復号の処理時間を長く取
れ、しかもパスメモリを少なくできる）で容易に高符号
化利得の誤り訂正機能を実現し、セル当りの同時接続数
を向上させることができる。特に、符号化率が４／５、
状態数が３２のたたみ込み符号と、４値のＱＡＭ変調と
を組み合せた８次元トレリス符号化変調方式では、６ｄ
Ｂの符号化利得を実現できるだけでなく、符号化に伴う
送信帯域幅の拡大もないため、この値がそのまま非符号
化ＢＰＳＫ方式に対する同時接続数利得となる。更に、
本発明のマッピング方式と差動符号化及び差動復号化方
式とを組み合せることにより、受信部搬送波に９０°、
１８０°、２７０°の位相不確定性が存在しても情報を
正しく復号することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来発明及び本発明の１実施例を説明する上で
前提となるＣＤＭＡセルラ移動通信システムを示す概念
図である。

【図２】本発明の１実施例を示す多次元トレリス符号化
変調方式を適用したＣＤＭＡセルラ移動通信システムの
送受信部の構成図である。

【図３】ＣＤＭＡセルラ移動通信システムに最適な多次
元トレリス符号化変調方式を見出すための異なる符号化
次元数における各種パラメータの比較結果を示す図であ
る。

【図４】本発明による８次元トレリス符号化変調方式用
のたたみ込み符号器の１実施例を示す構成図である。

【図５】本発明による８次元トレリス符号化変調方式に
おけるサブセットと符号系列との関係を示す図である。

【図６】本発明による８次元トレリス符号化変調方式の
４ＱＡＭコンステレーションの１実施例を示す図であ
る。

【図７】本発明による８次元トレリス符号化変調方式の
マッピング割当ての１実施例を示す図ある。

【図８】本発明による８次元トレリス符号化変調方式に
おけるエラーイベントの説明図である。

【図９】本発明による８次元トレリス符号化変調方式に
おける誤り率の特性を示すシミュレーション結果を示す
図である。

【図１０】本発明による８次元トレリス符号化変調方式
における差動復号器の構成の１例を示す図である。

【符号の説明】

１１、１２、１３…基地局、１４…セル、１５…無線回
線制御局、Ａ、Ｂ…移動局、２１…シリアル／パラレル
変換器、２２…差動符号器、２２ａ〜２２ｄ…シフトレ
ジスタ、２３…多次元トレリス符号化変調、２３ａ…多
次元トレリス符号器、２３ｂ…マッピング装置、２３ｃ
…ＩＦ変調、２３ｃ１…正弦波発信器、２３ｃ２…π／
２シフト装置、２３ｃ３…乗算器、２３ｃ４…加算器、
２３ｃ５…他局へのＩＦ変調出力、２３ｄ…ディジタル
／アナログ変換器、２４…帯域通過フィルタ、２５…拡
散符号発生器、２６…乗算器、２７…正弦波発信器、２
８…帯域通過フィルタ、２９…増幅器、３０…送受信分
離器、３１…送受信アンテナ、３２…増幅器、３３…帯
域通過フィルタ、３４…周波数逆拡散、３４ａ…正弦波
発生器、３４ｂ…拡散符号発生器、３４ｃ…乗算器、３
４ｄ…π／２シフト装置、３４ｅ、３４ｆ…乗算器、３
４ｇ、３４ｈ…低域通過フィルタ、３５ａ、３５ｂ…ア
ナログ／ディジタル変換器、３６ａ、３６ｂ…低域通過
フィルタ、３７…多次元トレリスビタビ復号器、３８…
差動復号器、３８ａ〜３８ｄ…シフトレジスタ、３９…
パラレル／シリアル変換器、２３０ａ…８次元トレリス
符号器、２３０ａ１〜２３０ａ５…シフトレジスタ、２
３０ｂ１〜２３０ｂ４…排他的論理加算器￥、３７０…
８次元トレリスビタビ復号器。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スペクトラム拡散による符号分割多元接続
   (Ｃode Ｄivision Ｍultiple Ａccess：ＣＤＭＡ)セル
   ラ移動通信システムにおいて、移動局と各基地局とが、
   スペクトラム拡散された４次元以上の多次元トレリス符
   号化変調信号によって通信することを特徴とする符号分
   割多元接続セルラ移動通信システム。
2. 【請求項２】符号分割多元接続セルラ移動通信システム
   において、送信系が、 シリアルに入力される情報系列を直並列変換して得られ
   るｎビット単位の現在のパラレル情報系列とＭ／２シン
   ボル時間（Ｍは次元数）以前の差動符号系列との間で、
   ２のｎ乗を法とする加算を行い、その結果を新たな差動
   符号系列として出力すうると共に、これをＭ／２シンボ
   ル時間保持する差動符号化手段と、 上記差動符号化された系列をたたみ込み符号化するため
   の４次元以上の多次元トレリス符号化手段と、 上記多次元トレリス符号化手段の出力によって規定され
   るサブセットを互いに位相が９０°ずつ異なる４つのグ
   ループに分け、各要素が、同じ差分のサブセットアドレ
   スを持つように信号点配置（マッピング）を行うマッピ
   ング手段と、 上記マッピング手段の出力を直交振幅変調（ＱＡＭ）す
   るための変調手段と、 上記変調手段の出力を、送信帯域幅を拡散して無線周波
   数帯で送信する送信手段と、 からなり、受信系が、 無線周波数帯の信号を受信し、その帯域幅を逆拡散して
   もとの送信帯域幅に戻すための逆拡散手段と、 上記逆拡散手段の出力信号を４次元以上の多次元直交信
   号に復調するための復調手段と、 上記復調手段によって得られた多次元直交信号を入力と
   するビタビ復号手段と、 上記ビタビ復号された信号系
   列とＭ／２シンボル時間以前のビタビ復号系列との間
   で、２のｎ乗を法とする加算を行い、その結果を差動復
   号系列として出力すると共に、現時点における上記ビタ
   ビ復号系列をＭ／２シンボル時間保持する差動復号化手
   段とを有し、受信搬送波に９０°、１８０°、２７０°
   の位相不確定性があっても正しく復号できるようにした
   ことを特徴とする符号分割多元接続セルラ移動通信シス
   テム。
3. 【請求項３】前記多次元トレリス符号化手段が、符号化
   率が４／５、状態数が３２のたたみ込み符号を出力し、
   前記直交振幅変調手段が、正方格子上に配置された４信
   号点からなる直交振幅変調(４値ＱＡＭ)によって、前記
   マッピング手段の出力を８次元トレリス符号化変調信号
   に変換することを特徴とする請求項２に記載の符号分割
   多元接続セルラ移動通信システム。
4. 【請求項４】前記マッピング手段が、最大の最小信号間
   ユークリッド自由距離を確保した形式で前記信号点配置
   を行なうことを特徴とする請求項３に記載の符号分割多
   元接続セルラ移動通信システム。
5. 【請求項５】該マッピング手段が、前記４信号点のうち
   の対角線上の２点のみを組み合せることによって、前記
   多次元トレリス符号化手段の出力を８次元信号に割り当
   てることを特徴とする請求項３に記載の符号分割多元接
   続セルラ移動通信システム。