JPH06510415A - 拡散スペクトル・ノイズをキャンセルする方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 拡散スペクトル・ノイズをキャンセルする方法及び装置産業上の利用可能性 本発明は拡散スペクトル信号を用いる通信システムに関し、特に、通信チャネル における拡散スペクトル・ノイズをキャンセルする方法および装置に関する。

背景技術 一般に通信システムの目的は、ある地点に配置されたソースから一定距離離れた 別の地点に位置するユーザ目的地に情報ベアリング（ｂｅａｒｉｎｇ）信号を伝 送することである。通信システムは一般に３つの基本的な要素すなわち送信機、 チャネルおよび受信機から構成される。送信機はそのチャネルでメツセージ信号 を送信するために適切な形式に処理する機能を有する。このメツセージ信号の処 理過程は変調と呼ばれる。

チャネルの機能は送信機出力と受信機入力との間の物理的な結合を提供すること である。受信機の機能はその受信信号を処理することであり、元のメンセージ信 号の評価を形成する。

この受信信号の処理過程は復調と呼ばれる。

チャネルには２種類存在し、これらは−局対一局チャネル（ｐａｉｎｔ−ｔｏ　 ｐｏｉｎｔ　ｃｈａｎｅｌ）およびブロードキャスト・チャネル（ｂｒｏａｄｃ ａｓｔ　ｃｈａｎｅｌ）である〇−局対−局チャネルは例エバ、有！（ローカル 電話伝送など）、マイクロ波ＩＪ／り。

光ファイバを含む。これとは対照的に、ブロードキャスト・チャネルでは、多く の受信局が単独の送信機から同時に受信することが可能である（ローカル・テレ ビジョンおよび無線局）。

アナログおよびディジタル伝送方式は、通信チャネル上でメツセージ信号を伝送 するために使用される。ディジタル方式を用いると、アナログ方式に対して以下 の利点があるが、これらに限定されるものではない。すなわち、チャネル・ノイ ズおよび干渉に対する耐久性あるいは信頼性が増加すること、異なる種類のメツ セージ信号を伝送する際に共通フォーマットを使用できること、符号化（ｅｎｃ ｒｙｐｔｉｏｎ）を利用することによって通信の安全性が増加することである。

これらの利点は、伝送（チャネル）帯域幅を増加することおよびシステムの複雑 さを増加することを犠牲にして得られる。

しかしながら、大規模集積化（ＶＬＳＩ）技術を用いることによって、ハードウ ェアを構築する非常に効率的な方法が発達してきた。

通信チャネル上でメツセージ信号を伝送するために用いられる１つのディジタル 伝送方式として、パルス・コード変調（ＰＣＭ：ｐｕｌｓｅ　ｃｏｄｅ　ｍｏｄ ｕｌａｔｉｏｎ）がある＠ＰＣＭではメツセージ信号はサンプルされ、量子化さ れ、その後符号化される。そのサンプリング操作は、一定の時間間隔の各瞬間に サンプルされたシーケンスによって、そのメツセージ信号を表現することを可能 にする。量子化は、各サンプルの振幅を、有限個の表示レベルから選択された最 も近い値に整える。サンプリングと量子化を組み合わせると、メツセージ信号を 伝送するためにコード（バイナリ・コード等）を用いることを可能にする。他の ディジタル伝送方式も、通信チャネル上でメツセージ信号を伝送するために同様 な方法を使用する。

バンドが制限されたチャネルにおいてメツセージ信号がディジタル的に伝送され るとき、インターシンボル干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅ ｎｃｅ）として知られるタイプの干渉が生じる。インターシンボル干渉の影響は 、もしそれが制御できないものであれば、ディジタル・データを誤りなしにその チャネル上で伝送することができるレートを極めて制限することになる。インタ ーシンボル干渉の影響を制御する補正（ｃｕｒｅ）は、バイナリ・シンボル１ま たは０を表現する伝送パルスを注意深く整形することによって制御される。

さらに、バンドパス通信チャネル上でメツセージ信号（アナログまたはディジタ ル）を伝送するため、メツセージ信号は、そのチャネルで効率的に伝送するのに 適切な形式に処理する必要がある。メツセージ信号の変換は、変調と呼ばれる処 理過程によって達成される。この過程はメツセージ信号に付随する搬送波のいく つかのパラメータを変化させることを含むが、これはメツセージ情報が保護され て割り当てられたチャネル帯域幅で変調された搬送波のスペクトルが含まれるよ うに行われる。これに対応して受信機は、チャネルを介して伝播した後の減衰し た伝送信号の形式から元の信号を再生（ｒｅ−ｃｒｅｔｔｅ）する必要がある。

再生は復調と呼ばれる処理過程によって行われ、その過程は送信機において用い らレル変調過程と逆のものである。

効率的な送信を提供することに加えて、変調過程を行うことについて他の理由が ある。特に、変調を行うと、多重化すなわち通信チャネル上でいくつかのメツセ ージ・ソースから信号を同時送信することが可能である。また変調は、ノイズお よび干渉に対して鈍感な（ｌｅｓｓ　５ｕｓｃｅｐｔｉｂｌｅ）形式にメツセー ジ信号を変換するためにも用いられる。

一般にチャネルを介して伝播する場合に伝送信号が歪むのは、そのチャネルの周 波数応答における非線形性および不完全性（ｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎ　）のた めである。他の歪みの原因は、チャネルを介する伝送路において受信信号に加え られるノイズおよび干渉である。ノイズおよび歪みは、通信システムを設計する 際２つの本質的な制限事項となる。

システム内部さらには外部ノイズの原因にはいくつかの種類がある。自然界にお けるノイズはランダムであるが、平均電力または平均電力のスペクトル分布のよ うな統計的性質を用いて記述することが可能である。

多くの通信システムにおいては、そこで用いられる２つの主要な通信資源（ｒｅ ｓｏｕｒｃｅ）が存在し、それは平均伝送電力およびチャネル帯域幅である。平 均伝送電力は、伝送信号の平均電力である。チャネル帯域幅は、そのチャネルが 良好な再生度（ｆｉｄｅｌｉｔｙ）と共に信号を伝送するために用いる周波数範 囲を限定する。システム設計の一般的な目的はこれら２つの資源を可能な限り効 率的に使用することである。多くのチャネルでは、一方の資源が他方より重要で あるとされている。これに対して我々はさらに、通信チャネルを電力制限（ｐｏ ｗｅｒ−１ｉｍｉｔｅｄ）およびバンド制限（ｂｉｎｄ−１ｉｍｉｔｅｄ）に分 類する。たとえば、電話回路は代表的なバンド制限チャネルであり、深淵宇宙（ ｄｅｅｐ　５ｐａｃｅ）通信リンクまたは衛星通信チャネルは代表的な電力制限 である。

伝送電力が重要であるのは、ノイズ特性が規定された受信機に対して、それが送 信機および受信機間の許容される分離を決定するからである。すなわち、ノイズ 特性が規定され、受信機と送信機との間の距離が規定されている受信機に対して 、有効な伝送電力が受信機入力における信号雑音比を決定する。従ってこれは、 受信機のノイズに対する振る舞いを決定する。この特性がある一定の設計レベル を越えなければ、そのチャネルにおけるメツセージ信号の伝送は良好なものであ るとは考えられない。

さらに、チャネル帯域幅が重要であるのは、メツセージ信号を特徴付ける規定さ れた周波数帯域に対して、チャネル帯域幅はそのチャネル上で多重化することの できるメツセージ信号の数を決定する。すなわち、共通チャネルに分配される必 要のある独立メツセージ信号の規定された数に対して、チャネル帯域幅は、認識 できる歪を与えることなしに各メツセージ信号の伝送に割り当てられた周波数帯 域を決定する。

拡散スペクトル通信システムでは、これらに関連する領域はある特殊な方法で最 適化される。拡散スペクトル通信システムでは、変調技術を用いて伝送信号を広 範な周波数帯域に拡散する。その周波数帯域は、送出する情報を伝送するために 最低限必要な帯域幅より広いものである。例えば振幅変調（ＡＭ）にあっては、 音声信号はその情報自身の２倍の帯域幅で送出することが可能である。低歪周波 数便ＩＩ（ＦＭ）あるいは単側波ＡＭ（ｓｉｎｇｌｅ　５ｉｄｅｂａｎｄ　ＡＭ ）のような他の変調形式では、情報自身の帯域幅で伝送することが可能である。

これに対して拡散スペクトル・システムは、数キロヘルツの帯域幅のみを有する ベースバンド信号（音声チャネルなど）をしばしば採用し、それを数メガヘルツ の広い帯域に拡散する。

これは送出される情報と共に、広い帯域の符号化信号と共に変調することによっ て達成される。拡散スペクトル変調を利用することによって、雑音電力が信号電 力より高いチャネルにおいてもメツセージ信号を伝送することが可能になる。メ ツセージ信号の変調および復調は、ノイズのあるチャネルからメツセージ信号の 回復をイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）する信号雑音利得を提供する。与えられたシ ステムに対する信号雑音比が大きくなればなるほど、（１）低い誤り率を有する メツセージ信号を伝送するために必要な帯域幅は小さくなり、（２）与えられた 帯域幅に対して低い誤り率を有するメツセージ信号を伝送するために必要な平均 伝送電力は低くなる。

拡散スペクトル通信システムには一般に以下の３種類がある： ビット・レートが情報信号帯域より非常に高いディジタル・コード・シーケンス によるキャリア変調。このようなシステムは「直接シーケンス（ｄｉｒｅｃｔ　 ５ｅｑｕｅｎｃｅ）Ｊ変調システムを呼ばれる。

コード・シーケンスによって記述されるパターンにおいて離散的な増分を与える キャリア周波数シフト。これらのシステムは「周波数ホッパ（ｆｒｅｑｕｅｎｃ ｙ　ｈｏｐｐｅｒｓ）Ｊと呼ばれる。送信機は周波数から周波数へいくつかの所 定の集合の中でジャンプする。用いられる周波数の順序はコード・シーケンスに よって決定される。同様の「時間ホッピング（ｔｉｍｅ　ｈｏｐｐｉｎｇ）Ｊ　 または「時間周波数ホッピング」は、コード・シーケンスによって決定される遷 移時間を有する。

与えられたパルス間隔の間広いバンドにわたってキャリアが掃引されるパルスＦ Ｍまたは［チャープ（ｃｈａｒｐ）Ｊ変調。

情報（メツセージ信号など）はいくつかの方法によってスペクトル信号に包含さ せることが可能である。１つの方法は、拡散コードを拡散変調に用いる前に情報 を拡散コードに加えることである。この方式は直接シーケンスおよび周波数ホッ ピング・システムにおいて用いることが可能である。送出される情報は拡散コー ドに加える前にディジタル形式にしておく必要があることに留意すべきである。

なぜなら拡散コードの結合は一般にバイナリ・コードであり、モジュロ−２（ｍ ｏｄｕｌｏ−２）加算を含むからである。あるいは、情報またはメツセージ信号 はそれを拡散する前シ；キャリアを変調するために使用することも可能である。

したがって、拡散スペクトル通信は２つの性質を有する必要がある。すなわち（ １）伝送される帯域幅は送出される情報の帯域幅またはレートより大きいこと、 および（２）送出される情報の他いくつかの機能は、その後生じる変調チャネル 帯域幅を決定するために使用されることである。

拡散スペクトル通信の本質は、信号の帯域幅を拡張する技術、拡張された信号を 伝送する技術、および受信拡散スペクトルを元の情報帯域幅に再マツピング（ｒ ｅｍａｐｐｉｎｇ）することによって所望の信号を再生する技術を含むことであ る。さらに、この一連の帯域幅の変換を行う処理過程において、拡散スペクトル 技術の目的は、そのシステムが雑音のある信号環境であっても低い誤り率を有す る情報を伝送できることである。

本発明は拡散スペクトル・システム特にコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）セ ルラ無線電話システムの能力を増進させ、雑音のある無線通信チャネルから拡散 スペクトル信号を復元する。ＣＤＭＡセルラ無線通信システムでは、［ユーザ（ ｕｓｅｒ）Ｊは同一周波数上にあり、ユーザ特有のコードによってのみ分離され る。通信チャネルにおけるこのノイズ干渉レベルは、ユーザによって生成される 干渉レベルと付加的なガウス型ノイズ（ａｄｄｉｔｉｂｅ　Ｇａｕｓｓｉａｎ　 ｎｏｉｓｅ）に直接関連し、他の通信システムにおいてみられるような付加的な ガウス型ノイズのみではない。したがって、与えられたセルラ領域において相対 的に低い付加的なガウス型ノイズと共に同一周波数帯域を同時に利用することが できるユーザ数は、動作状態にある全ての「ユーザ」のコード・ノイズによって 極めて制限されることとなる。本発明はこの不要なユーザのコード・ノイズの影 響を減少させ、与えられたセルラ領域において同時にサービスを受けることが可 能なユーザ数をよりいっそう増加させるものである。

発明の開示 本発明によれば拡散スペクトル・ノイズ・キャンセラが提供される。受信された 拡散スペクトル信号の第１．第２成分について、受信された位相および受信され た振幅が認定される。第２成分は構造的に第１成分と同様であるが、異なる時刻 において受信されたこと、異なる経路で伝送されたこと。

すなわち異なる位相を有する点で異なる。さらに、拡散スペクトル信号は第１． 第２の既知信号を含む。受信信号における拡散スペクトル・ノイズ信号の部分は 、受信された位相の第１成分における第１既知信号と共に受信された位相の第２ 成分における第２既知信号を拡散することによって評価される信号を発生し、第 １．第２成分の受信振幅の関数である第２拡敵既知信号の積分形式の利得を調整 することによってキャンセルされる。そして、受信拡散スペクトル信号の復調さ れた形式から評価された信号を減算することによって、第２既知信号は受信拡散 スペクトルから処理される。

図面の簡単な説明 図１は従来の拡散スペクトル通信システムを示すものである。

図２は図１に示される従来の拡散スペクトル通信システムにおいて使用するスペ クトル拡散ノイズ・キャンセラを有する受信機の内部構造の好適実施例である。

図３は図２に示されるノイズ・キャンセラの好適実施例の動作を要約したフロー チャートである。

発明を実施するための最良の形態 図１は従来の拡散スペクトル通信システムであり、例えば１９９０年６月２５日 に出願されたＧｉｈｏｕｓｅｎ　ｅｔ　ａｌ、の米国特許番号５，１０３．４５ ９に実質的に開示されている。また、以下の文献にも示されている。”Ｏｎ　ｔ ｈｅ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ａｓｐｅｃｔｓ　ｏｆ　Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖ ｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　（ＣＤＭＡ）　Ａｐｐｌｉｅｄ 　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅ１ｌｕｌａｒ　ａｎｄ　Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏ ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｎｅｔｗｏｒｋｓ″、　Ａ１１ｅｎ　Ｓａｌｍａｓｉ 　ａｎｄ　Ｋｌｅｉｎ　Ｓ。

Ｇ１１ｈｏｕｓｅｎ、　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ　ａｔ　ｔｈｅ　４１ｓｔ　ＩＥＥ Ｅ　Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ 　Ｍａｙ　１９−２２．１９９１１ｎＳｔ、　Ｌｏｕｉｓ、　ＭＯ，ｐａｇｅｓ 　５７−６２゜従来の拡散スペクトル通信システムでは、トラヒック（ｔｒａｆ ｆｉｃ）・チャネル・データ・ビット１００は、特定のビット・レート（例えば ９．６キロビツト／秒）でエンコーダ１０２に入力される。トラヒック・チャネ ル・データ・ビットはボコーダによってデータに変換された音声、純粋なデータ 、またはこれら２種類のデータの組み合わせの何れかを含むことが可能である。

エンコーダ１０２は、固定されたエンコード・レートで入力データ・ビットをデ ータ・シンボルに畳み込み符号化（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌｌｙ　ｅｎｃｏ ｄｅ）する。たとえばエンコーダｌＯ２は、受信データ・ビット１００を固定さ れたエンコード・レートでエンコードして１つのデータ・ビットを２つのデータ ・シンボルにエンコードし、エンコータ１０２が１９．２キロビット／秒のレー トでデータ・シンボルを出力するようにする。エンコーダ１０２はエンコードを 繰返すことによって種々のレートでデータ・ビット１００の入力を処理する。こ のことが起こるのはエンコーダ１０２が動作するために設定された特定のビット ・レートよりデータ・ビット・レートが遅いときである。そしてエンコーダ１０ ２は入力データ・ビット１００を反復して、入力データ・ビット１００はその入 力データ・ビ・スト・レートでエンコーダ１０２内のエンコード素子に提供され 、そのエンコード素子は入力データ・ビット・レートで動作するように設計され ている。こうして、エンコーダ１０２はデータ・ビット１００がエンコーダ１０ ２に入力されるレートに関係なく固定されたレートでデータ・シンボル１０４を 出力する。

データ・シンボル１０４はその後インターリーバ１０６に入力される。インター リーバ１０６は入力データ・シンボル１０４をインターリーブする。関連するデ ータ・シンボル１０４のこのインターリーブは、通信チャネルにおけるバースト ・エラーが時間的に分散し、それらがあたかも独立なランダム・エラーであるか のようにデコーダ１７８が取り扱えるようにする。

通信チャネル１３８の記憶内容（ｍｅｍｏｒｙ）は時間分離と共に減少するので 、インターリーブの基礎となる概念はエンコードされたデータ・ビット１００に おける関連するデータ・シンボル１０４を同時に分離する（すなわち独立にする ）ことである。

送信ブロックにおけるインターリーブ空間は他のエンコードされたビット１００ に関連する他のデータ・シンボル１０４で満なされている。データ・シンボル１ ０４を同時に効率的に分離すると記憶内容を有する通信チャネル１３８を記憶内 容のないもの（ｍｅｍｏｒｙｌｅｓｓ）に変換し、その結果ランダム・エラー補 正コード（たとえば従来のコードおよびブロック・コード）を用いることを可能 にする。最尤推定畳込デコーダ（ｍａｘｉｍｕｍ　１ｉｋｅｈｏｏｄ　ｃｏｎｖ ｏｌｕｔｉｏｎａｌ　ｄｅｃｏｄｅｒ）１７８番よ、各データ・サンプル１７６ が他のデータ・サンプル１７６とは独立であると仮定された受信信号におけるデ ータ・サンプル１７６のシーケンスに基づいて認定を行うことが可能である。

データ・サンプル１７６の独立性に関するこのような仮定または通信チャネル１ ３８の記憶内容が薄いことは、そのような仮定を行わないデコーダにおける最尤 推定デコーダ１７８の特性を改善することができる。インターリーブされたデー タ・シンボル１０８はインタリーバ１０６によって、それらが排他的ＯＲ／乗算 器１１２の１つの入力に入力されたのと同一のデータ・シンボル・レート（たと えば１９．２キロシンボル／秒）で出力される。

ロング疑似ノイズ（ＰＮ）発生器（ｌｏｎｇ　ｐｓｅｕｄｏ−ｎｏｉｓｅ　ｇｅ ｎｅｒａｔｏｒ）１１０は排他的ＯＲ／乗算器１１２の他の入力に動作可能に結 合し、データ・シンボル１０８をスクランブルして通信チャネルにおける通信の 安全性を促進する。ロングＰＮ発生器１１０はロングＰＮシーケンスを用いて、 データ・シンボル１０８のデータ・シンボル・レートに等しい固定されたレート （たとえば１９．２キロシンボル／秒）でユーザに特有のシンボル・シーケンス またはユーザ拡散コードを発生し、排他的ＯＲゲート１１２の他の入力に入力き れる。スクランブルされたデータ・シンボル１１４は、データ・シンボル１０ｇ が排他的Ｏｋゲート＋１２に入力されるレートに等しい固定されたレート（たと えば１９．２キロシンボル／秒）で排他的ＯＲ／乗算器１１２から、排他的ＯＲ ／乗算器１１ｇの１つの入力に出力される。

コード分割チャ、ネル選択発生器１１６は、特定の所定長さのウオルシュ・コー ド（Ｗ　ａ　１　ｓ　ｈ　ｃ　ｏ　ｄ　ｅ　）を排他的ＯＲ／乗算器１１８の他 の入力に提供する。コード分割チャネル選択発生器１１６は、６４Ｘ６４アダマ 一ル行列（Ｈａｄａｍａｒｄ　ｍａｔｒｉｘ）から得られる６４個のウオルシュ ・コード（Ｗａｌｓｈ　ｃｏｄｅ）に対応する６４偏の直交コードの１つを提供 することが可能であり、１つのウオルシュ・コードはその行列の単独の行または 列である。排他的ＯＲ／乗算器１１ｇは、コード分割チャネル発生器１１６によ る特定のウオルシュ・コードを用いて、スクランブルされた入力データ・シンボ ル１１４をウオルシュ・コード拡散データ・シンボル１２０に拡散する。「拡散 （ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）Ｊなる語は、入力データ・シンボルを表現するシンボル 数を増加させる操作を記述するために用いられることは、当業者にとって明らか であろう。結合器１１８はたとえば１９．２キロビット／秒のレートでスクラン ブルされたデータ・シンボルのシーケンスを受信することが可能である。各スク ランブルされたデータ・シンボル１１４はウオルシュ拡散コードと共に結合され 、各スクランブルされたデータ・シンボル１１４がそれによって表現され、また は単独の６４ビツト長ウオルシユ拡散コード＋２０に拡散される。その結果、ウ オルシュ・コード拡散データ・シンボル１２０は固定されたチップ・レート（た とえば１．２２８１１メガチップ／秒）で排他的ＯＲ／乗算器１１ｇがら出力さ れる。ここで［チップ（ｃｈｉｐ）Ｊなる語は、当該技術分野において拡散ディ ジタル信号のセグメントを表現するときは「ビット」なる語と可換である。

ウオルシュ・コード拡散データ・シンボル１２０は、２つの排他的ＯＲ／乗算器 １２２．１２８の１つの入力に夫々与えられる。

ショートＰＮシーケンス（ｓｈｏｒｔ　ＰＮ　５ｅｑｕｅｎｃｅ）の対（すなわ ちロングＰＮ発生器１１０で用いられる長いＰＮシーケンスに比較して短い）は 、■チャネルＰＮ発生器１２４および。チャネルＰＮ発生器１３０により生じる ものである。これらのＰＮ発生器１２４．１３０は同一のまたは異なるショート ＰＮシーケンスを発生することが可能である。排他的ＯＲ／乗算器１２２．１２ ８はさらに、それぞれＰＮ−Ｉチャネル発生器１２４およびＰＮ−Ｑチャネル発 生器１３０によって生成されたショートＰＮシーケンスと共に、入力ウオルシュ ・コード拡散データ１２０を拡散する。その結果生じるＩチャネル・コード拡散 シーケンス１２６およびＱチャネル・コード拡散シーケンス１３２を用いて、正 弦波対の電力レベル制御を駆動することによって、直交する正弦波対１３４を直 交位相シフト・キー（ＱＰＳＫ）変調する。

その正弦波出力信号を加算し、バンドパス濾波し、無線周波数（ＲＦ）に変換し 、増幅し、濾波し、そしてアンテナ１３６から放射して通信チャネル１３８にお けるトラヒック・チャネル・データ・ビット１００の送信は終了する。

アンテナ１４０は拡散スペクトル信号を受信し、アンテナ１３６から通信チャネ ル１３８へ送信される前にトラヒック・チャネル・データ・ビット１ｏｏに施さ れた一組の操作と同様に、その受信信号を実質的に相補的な（ｃｏｍｐｌｅｍｅ ｎｔａｒｙ）−組の操作で処理することが可能である。受信された拡散スペクト ル信号は、ベースバンド周波数に変換され、濾波され、復調された拡散スペクト ル信号１４４．１４６にＱＰＳＫ復調される１４２゜そしてその復ｖ４された拡 散スペクトル信号１４４．１４６は、直交拡散解除（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｄ ｅｓｐｒｅａｄ）される０シｉ＋−）ＰＮシーケンスの対は、■チャネルＰＮ発 生器１４ｇおよびＱチャネルＰＮ発生器１５４によって生じる。これらのＰＮ発 生器１４８゜１５４は、それぞれＰＮシーケンス１２４．１３０と同一のショー トＰＮシーケンスを発生する必要がある。排他的ＯＲ／乗算器１５０．１５２は 、それぞれ入力された復調拡散スペクトル信号１４４．１４６を拡散解除する。

その結果生じるＩチャネル・コード拡散解除シーケンス１５６およびＱチャネル ・コード拡散解除シーケンス１５８は、直交拡散解除データ・サンプル１６０に 提供される。

コード分割チャネル選択発生器１６４は、特定の所定長さのウオルシュ・コード を排他的ＯＲ／乗算器１６２の入力に与える。コード分割チャネル選択発生器１ ６４は発生器１１６と同様に、６４ｘ６４アダマ一ル行列から得られる６４個の ウオルシュ・コードに対応する直交コードの１つを提供することが可能であり、 １つのウオルシュ・コードはその行列の単独の行または列であるが、特定のコー ド伝送を適切に拡散解除するために送信部発生器１１６が発生するものと同一の ウオルシュ・コードを発生する必要がある。排他的ＯＲ／乗算器１６２は、コー ド分割チャネル発生器１６４で特定のウオルシュ・コードを用いて、入力された 直交拡散解除データ・サンプル１６０をウオルシュ・コード拡散解除データ・サ ンプル１６６に拡散解除される。［拡散解除（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）　Ｊな る語は、入力を表現するサンプル数を減少させる操作を記述するために用いられ るであろうことは当業者にとって明らかであろう。たとえば結合器１６２は１． ２２８８メガサンプル／秒のレートで拡散解除データ・サンプルのシーケンスを 受信することが可能である。

６４個の一群の拡散解除データ・サンプルは、選択されたウオルシュ拡散解除コ ード１６４と共に結合され、６４個の一群の拡散解除データ・サンプル１６０が 表現され、または単独のウオルシュ拡散解除データ・サンプル１６６に拡散解除 される。その結果、ウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル１６６は、固 定されたレート（たとえば１９．２キロサンプル／秒）で排他的ＯＲ／乗算器１ ６２がら出力される。

ロングＰＮ発生器１７０は排他的ＯＲ／乗算器１６８の入力に動作可能に結合し 、拡散解除データ・サンプル１６６をスクランブル解除する。ロングＰＮ発生器 １７０はロングＰＮシーケンスを用いて、ユーザ特有のサンプルのシーケンスま たはユーザ固有の拡散コードを、排他的ＯＲゲー）　１６８の他の入力に入力さ れた拡散データ・サンプル１６６のデータ・サンプルに等しい固定されたレート （たとえば１９．２キロサンプル／秒）で発生する。ここでの操作はロングＰＮ 発生器１１０によって発生させたものと同一のロングＰＮシーケンスを使用し、 排他的ＯＲゲート１１２によって実行されるスクランブル操作の論理的補数（ｌ ｏｇｉｃａｌ　ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ）である。スクランブルされたデータ・サ ンプル１７２は、その拡散解除データ・サンプル１６６が排他的ＯＲゲート１６ ８に入力されたレートに等しい固定されたレート（たとえば１９．２キロサンプ ル／秒）で排他的ＯＲ／乗算器１６８から出力される。

スクランブル解除されたデータ・サンプル１７２はその後ディンターリーバ１７ ４に入力される。ディンターリーバ１７４は、インターリーバ１０６の論理的補 数であるようにして入カスクランプル解除データ・サンプル１７２をインターリ ーブ解除する。インターリーブ解除されたデータ・サンプル１７６は、それらが 入力されたときと同一のデータ・サンプル・レート（１９２キロサンプル／秒） で、ディンターリーバ１７４から出力される。したがって、最尤推定畳込デコー ダ１７８は、インターリーブ解除されたデータ・サンプル１７６の入力シーケン スに基づいて決定を行う。最尤推定デコーダ１７８は、好適にはビダビ（Ｖｉｔ ｅｒｂｉ）・デコード・アルゴリズムに実質的に同様な最尤推定デコード技術を 用いることによって評価されたデータ・ビット１８０を発生する。

図２は受信機の部分１８２の好適実施例に係る内部構造を示す図面であり、その 受信機は図１に示す従来の拡散スペクトル通信システムにおいて使用するため拡 散スペクトル・ノイズ・キャンセラを有する。

以下に述べるように受信機の部分１８２は、好適には複数の基地局またはセント ラル通信サイト（ｃｅｎｔｒａｌ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　５ｉｔｅ）を も有するセルラ無線通信システムの移動通信装置において実施される。ここに述 べるノイズ・キャンセラを有する特定の受信部の構造１８２がセントラル通信サ イトまたは通信チャネル上の受信信号がマルチ・バス特性であるとして知られる 他の同様な通信システムにも容易に応用できることは、当業者にとって明らかで あろう。

また、ウオルシュ拡散コード１１６．１６４以外の拡散コードを用いてＣＤＭＡ 通信システムにおけるデータ信号を他のものから分離することが可能であること も、当業者にとって明らかであろう。たとえば、ＰＮ拡散コードを用いて複数の データ信号を分離することも可能である。特定のデータ信号は、その特定のデー タ信号を拡散するための特定の位相によってオフセットされた特定のＰＮ拡散コ ードを用いることによって、他のデータ信号から分離することが可能である。た とえば、ＣＤＭＡ拡散スペクトル通信システムにあっては、特定のＰＮ拡散コー ドを用いて、その通信システムの各チャネルについてＰＮ拡散コードに対して異 なったオフセット位相を使用することによって、複数のチャネルを発生すること が可能である。さらに、信号の変調方法としては直交位相シフト・キーイング（ ＱＰＳＫ）であることが予想される。しかし、本発明が教示することから逸脱す ることなしに他の変調方式を用いることも可能であることは、当業者にとって明 らかであろう。好適実施例にあっては、セルラ通信システムに対する通信チャネ ル１３８は、９００　Ｍ　Ｈｚの電磁スペクトル領域にある。

しかし本発明が教示することから逸脱することなしに他の電磁スペクトル領域を 使用することも可能である。

図示されている受信機の一部分１８２は、通信チャネルにおけるマルチ・バス・ フェージングの影響を減少させるため「レイク（Ｒａｋｅ）Ｊ受信技術が用いら れている。「レイク」受信技術は無線通信の技術分野において良く知らているも のである。たとえば、Ａ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　 ｆ。

ｒ　Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ、”　Ｒ，Ｐｒ１ｃｅ　ａｎｄ　Ｐ 、Ｅ、　Ｇｒｅｅｎ。

Ｊｒ、、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＲＥ、Ｍａｒｃｈ　１９５ ｇ、ｐａｇｅｓ　５５５−５７０には「レイク」受信機の基本的動作が記述され ている。大まかに言えば、「レイク」受信機は受信された信号のマルチ・バス特 性を詳細に連続して測定を行うものである。この技術はエコー信号を個々に検出 し、相関手法を使用し、そしてこれらのエコー信号を代数的に結合して単独の検 出信号にすることによって、選択性フェージングに対する対策を行う。遅延時間 と、代数的にそれらを結合する前に検出された種々のエコー信号間の位相とを変 化させることによって、インターシンボル干渉を減少させることが可能である。

図１に示す従来の通信システムと同様に、図２におｌ／１て示されるアンテナ１ ４０は拡散スペクトル信号を受信し、アンテナ＋３６により通信チャネル１３１ １１におけるそれらの伝送に先立ってそのトラヒック・チャネル・データ・ビ・ ７ト１００に施される一組の操作と同様に、受信信号が一組の相補的な操作で処 理されるようにする。受信された拡散スペクトル信号番よ、異なる拡散スペクト ル・チャネルにおけるし）くつ力）の信号を含む複合的な信号（ｃｏｍｐｏｓｉ ｔｅ　ｓｉｇｎａｌ）であるＱこれらの拡散スペクトル信号の少なくとも１つは 既知のノ（イロ・ノド・データ信号である。複合受信拡散スペクトル信号におけ る各々の拡散信号は、１つあるいはそれ以上の基地局から１つあるいはそれ以上 の通信経路を通じて、受信機１１１１２により受信される。その結果、特定の拡 散スペクトル・チャネルをこおける各信号は、その通信チャネルにおり）で振幅 および／また【ま位相が他の信号とは異なるいくつかの成分を有する。好適実施 例にあっては、同様なパイロット　データ信号Ｉよその通信システムにおいて各 基地局から伝送される。しかし、移動通信装置が拡散スペクトル・チャネルから 特定の信号を引き出そうとするとき（すなわち復調およびデコード）、これらの パイロスト・データ信号はその通信チャネル１３８において不確定な（ｎｏｎｄ ｅｔｅｒｍｉｎｉｓｕｔｉｃ）ノイズに寄与する。受信機が通信チャネルに関連 する特定の情報を獲得し、複合的な拡散スペクトル信号を受信した場合、これら の不要な信号は除去することが可能である。

アンテナ１４０で受信した拡散スペクトル信号は、ベースバンド周波数に変換さ れ、濾波され、そして、復調された拡散スペクトル信号２００にＱＰＳＫ復調さ れる１４２゜この復調プロセス１４２の間、受信した拡散スペクトル信号の各成 分について、受信位相および受信振幅が認定される。この位相は、他の成分に関 連して特定の成分が受信された時刻における瞬間を表わす。振幅は関連する受信 信号強度または他の成分に関連する成分の受信精度を表現する。以下の議論にお いて受信された拡散スペクトル信号は、ある特定の拡散スペクトル・チャネルに おける信号を有し、さらにその信号は３成分を有するものと仮定する。これらの 信号成分は受信機１８２の経路において異なる通信チャネル経路に従う。本実施 例では、第１成分は主要な供給セル（ｓｅｒｖｉｎｇ　ｃｅｌｌ）において基地 局から伝送され、位相φ１および振幅Ａ１で受信されている。同様に、第２成分 は主要な供給セルにおいて基地局によって伝送され、位相φ２および振幅Ａ２で 受信されている。最後に第３成分は、２次的な供給セル（例えばソフト・ハンド ・オフ状態の間）において基地局によって伝送され、位相φ３および振幅Ａ３で 受信されている。

好適実施例である「レイク（Ｒａｋｅ）Ｊ受信機１８２にあっては、復調された 拡散スペクトル信号２００は、各３つの信号成分を処理する個々の受信機の部分 に入力される。第１信号成分は、復調された拡散スペクトル信号２００を排他的 ＯＲ結合８２０２に入力することによって、直交拡散解除（ｑｕａｄｒａｔｕｒ ｅ　ｄｅｓｐｒｅａｄ）される。−組のショートＰＮシーケンスは、■チャオル ＰＮ発生器１４８およびＱチャオルＰＮ発生器１５４（図１に示されている）に よって生成される。そのショートＰＮシーケンスの対は、第１成分の位相φ１で 排他的ＯＲ結合器２０２に入力される２０４゜排他的ＯＲ結合器２０２は入力さ れた復調拡散スペクトル信号２００を拡散解除する。さらに、排他的Ｏｋ結合器 ２０２は、その結果生じる■チャネル・コード拡散解除シーケンスおよびＱチャ ネル・コード拡散解除シーケンスを直交拡散解除データ・サンプルに結合する２ ０６゜以上の議論では単独の排他的ＯＲ結合器を用いて記述しているが、図１に 示す従来の受信機と同様に、２つの排他的ＯＲ／乗算器（乗算器１５０．１５２ ）を用いることも可能であることは、当業者にとって明らかであろう。

第１信号成分に対する直交拡散解除データ・サンプル２０６は、排他的ＯＲ／乗 算器２０８に入力される。コード分割チャネル選択発生器１６４（図１に示され ている）は、特定の所定長さのウオルシュ・コード（Ｗｌ）を第１信号成分の位 相≠１で２１０、排他的ＯＲ／乗算器２０８の他の入力に提供する。排他的ＯＲ ／乗算器２０８は特定のウオルシュ・コード（Ｗｉ）２１０をコード分割チャネ ル発生器１６４において使用し、入力された直交拡散解除データ・サンプル２０ ６をウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル２１２に拡散解除する。

これらのウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル２１２は、所定の期間（ Ｔ）の間データ・サンプル２１２を積分する積分器２１４に入力し、入力データ ・サンプル信号２１２の利得を調整する。所定の期間（Ｔ）は好適には「レイク 」受信機１８２から得られるデータ・サンプルの所望の出力レートに対応する（ 例えば１９．２キロサンプル／秒出カレートであるとき、Ｔ＝１７１９，２００ 秒である）。入力データ・サンプル２１２信号の利得は、利得因子ｇ１によって 調整され、これは第１信号成分Ａ１の振幅の関数である（ｇｌ＝ｆ（ＡＩ））。

この利得因子ｇ１は、３つの信号成分が最大比率結合（ｍａｘｉｍｕｍ　ｒａｔ ｉｏ　ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）をなすように決定される。さらに、入力データ・サ ンプル２１２利得は、所定の期間（Ｔ）によって除算され、その出力信号２１６ 利得が各入力データ・サンプル２１２に付随する利得をより反映するようにする 。この第１信号成分ウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル信号２１６は 、信号プロセッサ２２０の入力２１ｇに最適に切換えることが可能である。積分 器２１４の機能はデータ・サンプル加算回路および乗算器と共に実行されること は、当業者にとって明らかであろう。

第２信号成分は、第１信号成分について先に述べたものと同様な方法で、復調さ れた拡散スペクトル信号２００から導出することが可能である。この第２信号成 分は、復調された拡散スペクトル信号２００を排他的ＯＲ結合器２２２に入力す るこトニヨって、直交拡散解除される。１対のショートＰＮシーケンスは、■チ ャオルＰＮ発生器１４８およびＱチャオルＰＮ発生器１５４（図１に示される） によって生成される。そのショートＰＮシーケンスの対は、第２成分の位相φ２ で排他的ＯＲ結合器２２２に入力される２２４゜排他的ＯＲ結合器２２２は、そ の入力された拡散スペクトル信号２００を拡散解除し、その結果生じるＩチャネ ル・コード拡散解除シーケンスおよびＱチャネル・コード拡散解除シーケンスを 直交拡散解除データ・サンプル２２６に結合する。

第２信号成分に対する直交拡散解除データ・サンプル２２６は、排他的ＯＲ／乗 算器２２８に入力される。コード分割チャネル選択発生器１６４（図１に示され ている）は、特定の所定長さのウオルシュ・コード（Ｗ　ｉ　）を、第２信号成 分の位相φ２で、排他的ＯＲ／乗算器２２８の他の入力に提供する。排他的ＯＲ ／乗算器２２８は、コード分割チャネル発生器１６４によって入力される第２信 号成分の位相φ２において、特定のウオルシュ・コード（Ｗｉ）を用いて、その 入力された直交拡散解除データ・サンプルをウオルシュ・コード拡散解除データ ・サンプル２３２に拡散解除する。

これらのつオルシュ・コード拡散解除サンプル２３２は、所定の期間（Ｔ）の間 データ・サンプル２３２を積分する積分器２３４に人力され、入力データ・サン プル２３２信号の利得を調整する。入力データ・サンプル２３２信号の利得は、 利得因子ｇ２によって調整され、この因子は第２信号成分の振幅Ａ２の関数であ る（ｇ２＝ｆ（Ａ２））。この利得因子ｇ２は、３つの信号成分の最大比率結合 を与えるようにも決定される。さらに、入力データ・サンプル２３２利得は、所 定の期間（Ｔ）によって除算され／調整され、出力信号２３６利得が各入力デー タ・サンプル２３２に付随する利得をより反映するようにする。積分器２３４の 出力は、第２信号成分に対するウオルシュ・拡散解除データ・サンプル信号２３ ６である。この第２信号成分ウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル信号 ２３６は、その信号プロセフすの入力２３８に最適に切り換えられる。

第３信号成分は、第１および第２信号成分について先に述べたのと同様な方法で 、復調された拡散スペクトル信号２００から導出することが可能である。第３信 号成分は、復調された拡散スペクトル信号２００を排他的ＯＲ結合器２４２に入 力することによって、直交拡散解除される。−組のショートＰＮシーケンスは、 ＩチャオルＰＮ発生器１４＋１およびＱチャオルＰＮ発生器１５４（図１に示さ れている）によって生成される。一対のショートＰＮシーケンスは、第３成分の 位相φ３で排他的ＯＲ結合器２４２に入力される２４４゜排他的ＯＲ結合器２４ ２は、入力された復調拡散スペクトル信号２００を拡散解除し、その結果生じる ■チャネル・コード拡散解除シーケンスおよびＱチャネル・コード拡散解除シー ケンスを直交拡散解除データ・サンプル２４６に結合する。

第３信号成分に対する直交拡散解除データ・サンプル２４６は、排他的ＯＲ／乗 算器２４８に入力される。コード分割チャネル選択発生器１６４（図１に示され ている）は、特定の所定長さのウオルシュ・コード（Ｗ　ｉ　）を第３信号成分 の位相φ３で、排他的ＯＲ／乗算器２４８の他の入力に提供する。その排他的Ｏ Ｒ／乗算器２４８は、コード分割チャネル発生器１６４によって入力される第３ 信号成分の位相φ３で特定のウオルシュ・コード（Ｗ　ｉ　）を使用し、入力さ れた直交拡散解除データ・すンブル２４６をウオルシュ・コード拡散解除データ ・サンプル２５２に拡散解除される。

これらのウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル２５２は、所定の期間の 間データ・サンプル２５２を積分する積分器２５４に入力され、入力データ・サ ンプル２５２信号の利得を調整する。入力データ・サンプル２５２信号の利得は 、利得因子ｇ３によって調整され、その因子は第３信号成分の振幅Ａ３の関数で ある（ｇ３−ｆ（Ａ３））。この利得因子ｇ３は、３つの信号成分が最大比率結 合をなすように決定される。さらに、入力データ・サンプル２５２利得は、所定 の期間（Ｔ）によって除算され／調整され、出力信号２５６利得が各データ・サ ンプル２５２に付随する利得をより反映するようにする。積分器２５４の出力は 、第３信号成分に対するウオルシュ拡散解除データ・サンプル信号２５６である 。この第３信号成分ウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル信号２５６は 、信号プロセッサ２００の入力２５８に最適に切り換えられる。

復調された拡散スペクトル信号２００は、さらに２つの成分から成る非決定的な ノイズを含む。非決定的なノイズに対するその２つの成分は以下のものである。

（１）　受信機によって復調されない全てのＣＤＭＡ拡散スペクトル信号。これ らは、通信システムの隣接するセルにおける受信機のように同一の通信チャネル を使用するユーザに干渉する多数の低レベル干渉から成る。

（２）　受信機フロント・エンド・ノイズ。通信チャネルがその容量全体で動作 するとき、設計により、付加的なノイズは好適には復調拡散スペクトル信号２０ ０以下である。

受信機に十分な情報が与えられていれば、この第１拡散スペクトル・ノイズ成分 の部分は、復調された拡散スペクトル信号２００から取り除くことが可能である 。その情報は、先の述べた好適実施例である受信機の部分１８２と同様な一般の 「レイク」受信機に既に与えられているデータのいくつかの部分を含む。この既 知のデータには：振幅（例えばＡＩ、　Ａ２．　Ａ３）。

各信号成分の位相（例えばφ１．φ２．φ３）２通信システムによって用いられ るショートＰＮ拡散コード・シーケンス１４８および１５４．ならびに受信され た特定のチャネルに対するウオルシュ・コード（Ｗ　ｉ　）が含まれる。これら の既知のデータと共に、受信機の部分１８２は構成され、所望の信号成分に干渉 を与えるパイロット・チャネル・キャリア信号のような他の信号成分に関連する ノイズをキャンセルする。

各ウオルシュ・コード・チャネルは一般的に、他のウオルシュ・コード・チャネ ルに対するいかなるノイズにも寄与しないのは、直交性が維持されるためである 。しかし、顕著な遅延拡散（１チツプ遅延以上の）が存在するとき、および／ま たは受信機が通信チャネルにおいて２つあるいはそれ以上の送信機の間でハンド オフ状態であるとき、上述したことは必ずしも成立しない。これら他のチャネル がノイズに寄与するまたは所望の通信チャネルにおいて干渉することが可能な状 況は、つぎの場合である。すなわち伝送されたキャリアの遅延複製（ｒｅｐｌｉ ｃａ）あるいは他のセルにおいて発生した伝送キャリアが受信機の部分！８２に よって所望の通信チャネルで受信され、かつ、その受信機の部分１８２が所望の 信号と干渉する信号とを区別しないときである。受信機により受信された復調拡 散スペクトル信号２００により多くの干渉信号が寄与するにつれて、信号雑音比 は所定のしきい値付近またはそれ以下に劣化する。

好適実施例に係る通信システムにあっては、主要な供給セルの遅延パイロット信 号の複製および他の隣接するセルからのパイロット信号エネルギは、所望の通信 チャネルにおけるノイズ全体の約１ｄＢになる。以下のキャンセルする過程を通 じて、１ｄＢのノイズのほとんどはキャンセルすることが可能であり、このこと は所望の信号に対する信号雑音比を向上させることになる。このキャンセルする 手法のいくつかの利点は以下の事項を含む：すなわち、受信信号からの不要なパ イロット・チャネル信号干渉を除去することまたは減少させること７増加した受 信機の容量に起因する特定のＣＤＭＡ通信チャネルにおける増加したユーザがそ の通信チャネルにおいて干渉を処理し得るようにすることである。

第１の評価された干渉信号Ｃ以下「第１評価干渉信号」とし１う）は、既知のデ ータから導出することが可能である。先に発生した第２成分の位相φ２を有する ショートＰＮシーケンスの対は、排他的ＯＲ結合器２６０に入力される２２４゜ 同様に、先に発生した第１成分の位相≠１を有するショートＰＮシーケンスの対 は、排他的ＯＲ結合器２６０に入力される２０４゜排他的ＯＲ結合器２６０は、 第１成分の位相φｌシーケンス２０４と共に第２成分の位相≠２シーケンス２２ ４を拡散し、その結果生じる■チャネル・コード拡散シーケンスおよびＱチャネ ル・コード拡散シーケンスを直交拡散データ・サンプルに結合する２６２゜ 第１評価干渉信号に対する直交拡散データ・サンプル２６２は、排他的ＯＲ／乗 算器２６４に入力される。先に発生した特定の所定長さのウオルシュ・コード（ Ｗ　ｉ　）は、ｆｓ１信号成分の位相φ１で２１０、排他的ＯＲ／乗算器２６４ の他の入力に提供される。その排他的ＯＲ／乗算器２６４は特定のウオルシュ・ コード（Ｗ　ｉ　）を第１信号成分の位相≠１で２１０使用し、入力された直交 拡散データ・サンプル２６２をウオルシュ・コード拡散データ・サンプルに拡散 する２６６゜ これらのウオルシュ・コード拡散データ・サンプル２６６は、所定の期間（Ｔ） の間データ・サンプル２６６を積分する積分器２６８に入力され、その入力され たデータ・サンプル２６６信号の利得を調整する。入力されたデータ・サンプル ２６６信号の利得は、利得因子ｇｌおよびｇｌの積にマイナス１を乗じたもの（ −ｇｌ・ｇｌ）によって調整され、これらは先に述べたようにそれぞれ第１．第 ２信号成分の振幅ＡＩ、Ａ２の関数である。

利得因子−ｇ１ｇ２は、３つの信号成分の最大比率結合から減算されるように（ すなわち負の因子）決定される。さらに、入力データ・サンプル２６６利得は所 定の期間（Ｔ）によって調整され、その出力信号２７０利得が各入力データ・サ ンプル２６６に付随する利得をより反映するようにする。積分器２６８の出力は 第１の評価されたウオルシュ拡散解除データ・サンプル干渉信号２７０である。

この第１評価干渉信号２７０は信号プロセッサ２２０に最適に切り換えられ、ま たは入力される２７２゜第２評価干渉信号もまた既知のデータから構成される装 置に発生した第３成分の位相≠３を有するショートＰＮシーケンスの対は、排他 的ＯＲ結合器２８０に入力される２４４゜同様に、先に発生した第１成分の位相 ≠１を有するショートＰＮシーケンスの対は、排他的ＯＲ結合器２８０に入力さ れる２０４゜排他的ＯＲ結合器２８０は、第１成分の位相≠１シーケンス２０４ と共に第３成分の位相φ３シーケンス２４４を拡散し、その結果生じるＩチャネ ル・コード拡散シーケンスおよびＱチャネル・コード拡散シーケンスを直交拡散 データ・サンプル２８２に結合する。

評価された干渉信号に対する直交拡散データ・サンプル２８２は、排他的ＯＲ／ 乗算器２８４に入力される。先に発生した特定の所定長さのウオルシュ・コード （Ｗ　ｉ　）は、第１信号成分の位相≠１で２１０、排他的ＯＲ／乗算器２８４ の他の入力に提供される。排他的ＯＲ／乗算器２６４は特定のウオルシュ・コー ド（Ｗｌ）を第１信号成分の位相φｌで使用し２１０、入力された直交拡散デー タ・サンプル２８２をつオルシュ・コード拡散データ・サンプルに拡散する２８ ６゜ これらのウオルシュ・コード拡散データ・サンプル２８６は、所定の期間（Ｔ） の間データ・サンプル２８６を積分する積分器２８８に入力され、その入力され たデータ・サンプル２８６信号の利得をｇｌｉｌする。入力データ・サンプル２ ８６信号の利得は、利得因子ｇ１およびｇ３の積にマイナス１を乗じたもの（− ｇｌ・ｇ３）によって調整され、これらは先に述べたようにそれぞれ第１．第３ 信号成分の振幅Ａｌ、　Ａ３の関数である。その利得因子−ｇｌ・ｇ３は、３つ の信号知分の最大比率結合から減算されるように（すなわち負の因子）決定され る。さらに、入力データ・サンプル２８６利得は所定の期間（Ｔ）によって調整 され、その出力信号２９０理と−が各入力データ・サンプル２８６に付随する利 得をより反映するようにする。積分器２８８の出力は第２の評価されたウオルシ ュ拡散解除データ・サンプル干渉信号２９０である。この＃Ｅ２の評価された信 号２９０は、信号プロセッサ２２０に最適に切り換えられ、または入力される２ ９２゜第１．第２評価干渉信号を生成することは、例としてのみなされたもので ある。この評価干渉信号のプロセスは、十分な情報が与えられている他の干渉信 号に対しても使用可能であることは、当業者にとって明らかであろう。

最後に、信号プロセッサ２２０は好適には、いくつかの信号成分（たとえば、信 号成分２１６，２３６，２５６，２７０，２９０）を単独のウオルシュ・コード 拡散解除データ・サンプル１６６信号に最大比率結合する。この単独のウオルシ ュ・コード拡散解除データ・サンプル１６６信号は、信号プロセッサ２２０から 固定されたレート（たとえば１９．２キロサンプル／秒）で出力される。そして 、つオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル１６６信号は好適にはさらに、 図１に示すような従来の受信機に類似する方法で処理され、評価されたデータ・ ビット１８゜を生成する。

所望の信号から干渉信号の全てをキャンセルすることが望まれない場合もあるこ とは、当業者にとって明らかであろう。

干渉信号の信号強度は所望の信号と比較することが可能である。さらに、所望の 信号より大きい信号強度を有する不要な干渉信号のみを、複合的な復調された拡 散スペクトル信号２００から除去すべきである。もしより弱い不要な干渉信号が 除去されれば、所望のデータ信号は部分的に劣化するであろう。さらシこ、拡散 スペクトル信号（例えば、その所望の信号）は一般に検出することが可能であり 、その信号強度が干渉信号強度より大きい場合に複合的な信号から回復させるこ とが可能である。したがって、複合的な信号から所望の信号以下の信号強度を有 する干渉信号を除去することは不必要であり、そのようなことをすれば検出過程 を不当に複雑化し、所望の信号の回復時間を増加させることになる。

例えば、３つの信号成分であるウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル信 号２１６，２３６，２５６を有する所望の信号の場合、所望の信号成分より強い 信号強度を有するならば、干渉するものは、結合された単独のウオルシュ・コー ド拡散解除データ・サンプル１６６信号から除去される。たとえば、第１評価信 号２７０は、＄３３信成分ウオルシュ・コード拡散解除データ・サンプル信号２ ５６以上の信号強度を有することがあり、この場合結合された単独のウオルシュ ・コード拡散解除データ・サンプル１６６信号から除去される。従って、第１評 価信号２７０は信号プロセッサ２２０の入力２７２に切り換えられる。これに対 して、第２評価信号２９０は、第３信号成分つオルシュ・コード拡散解除データ ・サンプル信号２５６以下の信号強度を有することがあり、結合された単独のウ オルシュ・コード拡散解除データ・サンプル１６６信号から除去されるべきでは ない。したがって、第２評価信号２９０は信号プロセッサ２２０の入力２９２に は切り換えられない。本発明の教示するところから逸脱することなしに、他の信 号に関する量または通信システム計量（ｍｅｔｒｉｃ）を用いて、いずれの干渉 信号を複合拡散スペクトル信号から除去すべきであるかを決定し得ることは、当 業者にとって明らかであろう。たとえば、特定の干渉信号をキャンセルすること は、所定のしきい値を積分器２１４，２３４，２５４の調整された利得（ｇｌ、 ｇ２．ｇ３）の関数と比較することによって決定することが可能である。

好適実施例に係るノイズキャンセラの動作は、図３に示すフローチャートに要約 されている。第１．第２成分を有する拡散スペクトル信号は、通信チャネルから 受信される３００゜第１成分は、第２成分とは異なる時刻に受信される。さらに 、その受信拡散スペクトル信号は既知信号（たとえば、セルラ通信システム・パ イロット・チャネル信号）を含む。受信拡散スペクトル信号の第１．第２成分に ついて、受信した位相（φ１．φ２）および受信した振幅（Ａｔ、　Ａ２）が、 それぞれ認定される３０２゜そして、受信拡散スペクトル信号の第１．第２成分 は復調され、最大比率結合される３０４゜さらに評価信号は、以下の段階によっ て生成される。すなわち、第１成分受信位相（≠１）における既知信号と共に、 第２成分受信位相（φ２）における既知信号を拡散する段階と、第１成分受信位 相（φ１）におけるチャネル選択拡散コードと共に、第２成分受信位相（φ２） における既知信号を拡散する段階と、所定の期間（Ｔ）にわたって拡散既知信号 を積分する段階と、第１（Ａ１）および第２（Ａ２）成分の受信振幅の関数とし て、積分された拡散既知信号を調整する段階である。そして、拡散スペクトル・ ノイズ信号の部分は、拡散既知信号（ｇｌ、ｇ２）の積分された形式の調整され た利得が所定のしきい値以上であるときのみ３０８、復調された拡散スペクトル 信号から評価信号を減算する段階を介して、受信拡散スペクトル信号から既知信 号を処理することによってキャンセルされる。そして、拡散スペクトル信号の受 信プロセスは、既知の拡散コードを用いて受信されたスペクトル信号の処理され た復調形式をスクランブル解除する３１２ことによって完了する。さらに、スク ランブル解除された受信拡散スペクトル信号は、所定サイズのブロック内でイン ターリーブ解除される。最後に、少なくとも１つの評価データ・ビットが、最尤 デコード手法を用いることによって生成される３１６゜その手法はインターリー ブ解除された受信拡散スペクトル信号から少なくとも１つの評価データを導出す るための、ビダビ・デコード・アルゴリズムと実質的に同様なものである。

以上本発明は特定のものについて述べられ、図示されてきたが、本実施例は例示 としてのみのためなされたものであり、本発明の精神および目的から逸脱するこ となしに、各部分の配置、結合さらには方法における種々の改良が本発明に包含 されるであろうことは、当業者にとって明らかであろう。たとえば、上述したノ イズ・キャンセル手法は、本発明の精神から逸脱することなしに、中間周波数ま たはベースバンド周波数において実行することも可能であることは、当業者にと って明らかであろう。さらに、上述した好適実施例に係る通信システムの変調器 、アンテナ、および復調部分は、無線通信チャネルにおいて伝送される拡散スペ クトル信号を対象としていた。しかし、その通信チャネルはまた、電子的データ ・バス、有線、光ファイバ・リンクなどの他の通信チャネルでも可能であること は、当業者にとって明らかであろう。

、１

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. １．拡散スペクトル・ノイズ・キャンセうから構成される装置であって、前記拡 散スペクトル・ノイズ・キャンセラは： （ａ）受信した拡散スペクトル信号の第１，第２成分について受信した位相およ び受信した振幅を認定する認定手段であって、前記第１成分は前記第２成分とは 異なり、前記拡散スペクトル信号は第１，第２既知信号を含む認定手段；および （ｂ）前記認定手段に動作可能に結合し、前記受信拡散スペクトル信号における 拡散スペクトル・ノイズ信号の部分を： （ｉ）前記第１成分受信位相における前記第１既知信号と共に前記第２成分受信 位相における前記第２既知信号を拡散し、前記第１，第２成分の受信振幅の関数 として前記拡散された第２既知信号の積分形式の利得を調整することによって評 価信号を生成すること；および （ｉｉ）前記受信拡散スペクトル信号の復調された形式から前記評価信号を減算 することによって前記受信拡散スペクトル信号から前記第２既知信号を処理する こと； によってキャンセルするノイズ・キャンセル手段；から構成されることを特徴と する装置。
2. ２．前記拡散された第２既知信号の積分形式の前記調整された利得が所定のしき い値より大きいときのみ、前記拡散スペクトル・ノイズ・キャンセラ・キャンセ ル手段が、前記受信拡散スペクトル信号から前記第２既知信号を処理することを 特徴とする請求項１記載の装置。
3. ３．前記拡散スペクトル・ノイズ・キャンセラ・キャンセル手段は、前記第１成 分受信位相におけるチャネル選択拡散コードと共に前記第２成分受信位相におけ る前記第２既知信号を更に拡散することによって評価信号を生成することを特徴 とする請求項１記載の装置。
4. ４．請求項１記載の装置がさらに： （ａ）前記拡散スペクトル・ノイズ・キャンセラに動作可能に結合し、既知の拡 散コードを用いて前記受信拡散スペクトル信号の前記処理された復調形式をスク ランプル解除するスクランプル解除手段；（ｂ）前記スクランプル解除手段に動 作可能に結合され、所定サイズのブロック内で前記スクランプル解除された受信 拡散スペクトル信号をインターリーブ解除するインターリーブ解除手段；および （ｃ）前記インターリーブ解除手段に動作可能に結合され、前記インターリーブ 解除された受信拡散スペクトル信号から少なくとも１つの評価データを導出する ため最尤推定デコード手法を用いることによって少なくとも１つの評価データ・ ビットを生成するデコード手段； から構成されることを特徴とする装置。
5. ５．拡散スペクトル信号処理方法であって：（ａ）通信チャネルから第１，第２ 成分を有する拡散スペクトル信号を受信する段階であって、前記第１成分は前記 第２成分とは異なり、前記拡散スペクトル信号は第１，第２既知信号を含む段階 ；（ｂ）受信された拡散スペクトル信号の前記第１，第２成分について受信位相 と受信振幅とを認定する段階；（ｃ）前記受信拡散スペクトル信号を復調する段 階；および （ｄ）前記受信拡散スペクトル信号における拡散スペクトル・ノイズ信号の部分 を： （ｉ）前記第１成分受信位相における前記第１既知信号と共に前記第２成分受信 位相における前記第２既知信号を拡散し、所定期間にわたって前記拡散された第 ２既知信号を積分し、前記第１，第２成分の受信振幅の関数として前記積分され 拡散された第２既知信号の利得を調整することによって評価信号を生成し；およ び （ｉｉ）前記復調された受信拡散スペクトル信号から前記評価信号を減算するこ とによって前記受信拡散スペクトル信号から前記第２既知信号を処理する； ことによってキャンセルする段階； から構成されることを特徴とする拡散スペクトル信号処理方法。
6. ６．前記キャンセルする段階は、前記拡散された第２既知信号の積分形式の調整 された利得が所定のしきい値より大きいときのみ、前記受信拡散スペクトル信号 から前記第２既知信号を処理する段階から構成されることを特徴とする請求項５ 記載の方法。
7. ７．前記キャンセルする段階は、前記第１成分受信位相におけるチャネル選択拡 散コードと共に前記第２成分受信位相における前記拡散された既知信号を更に拡 散することによって前記評価信号を生成する段階から構成されることを特徴とす る請求項５記載の方法。
8. ８．請求項５記載の方法であって： （ａ）既知の拡散コードを用いて前記受信拡散スペクトル信号の前記処理された 復調形式をスクランプル解除する段階； （ｂ）所定サイズのブロック内で前記スクランプル解除された受信拡散スペクト ル信号をインターリーブ解除する段階；および （ｃ）前記インターリーブ解除された受信拡散スペクトル信号から少なくとも１ つの評価データ・ビットを導出するため最尤推定デコード手法を用いることによ って少なくとも１つの評価データ・ビットを生成する段階； から更に構成されることを特徴とする請求項５記載の方法。