JPH06180711A - Delay time correcting device for discrete fourier transformation value - Google Patents
Delay time correcting device for discrete fourier transformation valueInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル信号を離散
フーリエ変換したときの遅延時間補正装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a delay time correction device when a digital signal is subjected to a discrete Fourier transform.
【０００２】近年、ディジタル計算機の高速化やマイク
ロプロセッサの普及が進み、音声、画像、電波等の解析
処理の分野において、ディジタル信号解析の主流である
フーリエ変換は、その重要性をますます高めている。In recent years, digital computers have become faster and microprocessors have become widespread, and in the field of analysis processing of voice, image, radio waves, etc., the Fourier transform, which is the mainstream of digital signal analysis, is becoming more important. There is.
【０００３】例えば、電波天文学において、宇宙からの
電波を、専用のパラボラアンテナで受信した時系列のア
ナログ信号を、所定のサンプリング数Ｎでサンプリング
し、それぞれでのサンプリング位置での振幅をディジタ
ル変換した後、離散的フーリエ変換による周波数分析を
行うことにより、該受信した電波の周波数成分を認識す
ることができ、該電波の発信元である恒星等を構成して
いる元素を解析することができる。For example, in radio astronomy, time-series analog signals received from space by a dedicated parabolic antenna are sampled at a predetermined sampling number N, and the amplitude at each sampling position is digitally converted. After that, by performing frequency analysis by discrete Fourier transform, it is possible to recognize the frequency component of the received radio wave, and it is possible to analyze the elements constituting the star or the like that is the source of the radio wave.
【０００４】このとき、発信元の位置解析の分解能を高
める為、長大な距離だけ離れた複数個、例えば、２ケ所
のパラボラアンテナで、同じ発信元である恒星等の電波
を受信するようにして、等価的に直径の大きなパラボラ
アンテナで受信したのと等価な発信元位置の解析精度、
周波数成分の得られる、所謂、電波干渉計が知られてい
る。At this time, in order to improve the resolution of the position analysis of the transmission source, a plurality of parabolic antennas separated by a long distance, for example, two parabolic antennas are used to receive radio waves from the same transmission source such as a star. , Equivalently, the analysis accuracy of the source position equivalent to that received by a parabolic antenna with a large diameter,
A so-called radio wave interferometer capable of obtaining a frequency component is known.
【０００５】この電波干渉計等においては、電波の発信
元からパラボラアンテナ迄の距離が異なるため、受信し
た電波にタイムラグ（位相のずれ）が生じ、受信した２
つの生の電波情報を用いたとき、そのままの形では、相
関を得ることができないことになる。In this radio wave interferometer or the like, since the distance from the radio wave transmission source to the parabolic antenna is different, a time lag (phase shift) occurs in the received radio wave and the received radio wave 2 is received.
When using two raw radio wave information, the correlation cannot be obtained as it is.
【０００６】計算機等で、この受信信号をディジタル処
理する場合、上記のタイムラグが、サンプリング周期の
整数倍である場合には、そのずれているサンプリング周
期分だけ、クロックをずらす等して、サンプリングデー
タを補正することで、２つの受信電波の位相を合わせる
ことができるが、１サンプリング周期以内のずれである
Δｔ分のずれについての補正は、上記のようなクロック
をずらせる等の補正だけでは困難となる。When the received signal is digitally processed by a computer or the like, if the above-mentioned time lag is an integral multiple of the sampling period, the clock is shifted by the shifted sampling period to obtain the sampling data. However, it is difficult to correct the deviation of Δt, which is the deviation within one sampling period, by only correcting the clock as described above. Becomes
【０００７】[0007]
【従来の技術】図１３は、２つのパラボラアンテナで受
信した電波の信号処理を説明する図であり、図１３(a)
は、２つのパラボラアンテナ PA1,PA2で同じ発信源から
の電波を受信した場合の位相ずれを説明している図であ
り、図１３(b) は、受信した電波信号のサンプリング点
のずれを説明している。2. Description of the Related Art FIG. 13 is a diagram for explaining signal processing of radio waves received by two parabolic antennas.
Is a diagram explaining the phase shift when the radio waves from the same source are received by the two parabolic antennas PA1 and PA2. Fig. 13 (b) describes the shift of the sampling points of the received radio signal. is doing.
【０００８】図１３(a) に示されているように、同じ発
信源からの電波を所定の基幹距離だけ離れて設けられて
いる２つのパラボラアンテナ PA1,PA2で受信した場合、
その基幹距離に比例した位相ずれ｛図１３(a) では、遅
延時間Ｄで示す｝を生じる。As shown in FIG. 13 (a), when the radio waves from the same source are received by two parabolic antennas PA1 and PA2 which are provided at a predetermined basic distance,
A phase shift (indicated by delay time D in FIG. 13 (a)) proportional to the basic distance occurs.
【０００９】図１３(b) は、同一電波源より発せられた
電波を、上記２つのパラボラアンテナ PA1,PA2で受信し
た場合の、同一波面の電波信号に時刻信号をとったとき
の番号を示したもので、例えば、図示されているよう
に、２つのパラボラアンテナ PA1,PA2で受信した電波信
号の位相は、2.3 サンプリング分ずれている。FIG. 13 (b) shows the numbers when the time signals are taken for the radio signals of the same wave front when the radio waves emitted from the same radio wave source are received by the two parabolic antennas PA1 and PA2. For example, as shown in the figure, the phases of the radio signals received by the two parabolic antennas PA1 and PA2 are shifted by 2.3 samplings.
【００１０】この内、２サンプリング周期分のずれは、
サンプリングクロックで位相を合わせることにより、補
正可能であるが、０．3 サンプリングクロック分の位相
のずれを合わせることは、従来のクロックによる補正で
は、極めて困難なものとなる。Of these, the deviation of two sampling periods is
It is possible to correct by adjusting the phase with the sampling clock, but it is extremely difficult to adjust the phase shift of 0.3 sampling clock by the conventional correction with the clock.
【００１１】従来、時系列の２つのサンプル・データ列
の相関を求める場合、相関結果として、できる限り高い
ピーク値（高い相関値）を得るためには、被相関データ
の基準データに対する上記遅延時間をできる限り少な
く、即ち、時間軸で遅延補正してから、相関を求める方
法を採っていた。Conventionally, when obtaining the correlation between two time-series sample data strings, in order to obtain a peak value (high correlation value) as high as possible as a correlation result, the delay time of the correlated data with respect to the reference data is set. Was taken as small as possible, that is, the delay was corrected on the time axis, and then the correlation was obtained.
【００１２】又、相関処理にフーリエ変換を利用した一
例として、上記時間領域で相関を求める代わりに、２つ
のサンプル・データ列をフーリエ変換した周波数領域で
相関を求める方法が知られている。As an example of using the Fourier transform for the correlation processing, there is known a method for obtaining the correlation in the frequency domain obtained by Fourier transforming two sample data strings instead of obtaining the correlation in the time domain.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】通常、ディジタル計算
機でフーリエ変換する場合、離散的フーリエ変換の方法
が用いられる。特に、演算速度を高速化した高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）法が用いられる。Generally, when Fourier transform is performed by a digital computer, a discrete Fourier transform method is used. In particular, the Fast Fourier Transform (FFT) method which speeds up the calculation speed is used.
【００１４】被相関データ（例えば、上記パラボラアン
テナ PA2で受信したデータ) の基準データ (例えば、上
記パラボラアンテナ PA1で受信したデータ) に対する遅
延時間をＤとした場合、次の関係があるとする。 Ｄ＝t0＋Δｔ 但し、 t0＝ｎ・τ（ｎは整数） ０≦Δｔ≦τ τ：サンプリング周期 この場合、t0はサンプリング周期τの整数倍であるの
で、この部分の遅延時間は補正可能であるが、前述のよ
うに、サンプリング周期τ以下のΔｔの補正はできな
い。When the delay time of the correlated data (for example, the data received by the parabolic antenna PA2) with respect to the reference data (for example, the data received by the parabolic antenna PA1) is D, the following relationship is established. D = t0 + Δt where t0 = nτ (n is an integer) 0 ≦ Δt ≦ τ τ: Sampling period In this case, t0 is an integral multiple of the sampling period τ, so the delay time of this portion can be corrected. As described above, it is not possible to correct Δt that is equal to or less than the sampling period τ.
【００１５】このようなとき、上記時間領域で相関をと
る方法では、相関結果として高いピーク値を得ることが
できなく、又、フーリエ変換を用いた場合でも、被相関
データをフーリエ変換した周波数領域での位相は、一致
しなくなり、相関結果として高いピーク値（高い相関
値）を得ることができないという問題があった。In such a case, the method of obtaining the correlation in the time domain cannot obtain a high peak value as a result of the correlation, and even when the Fourier transform is used, the correlated data is Fourier transformed in the frequency domain. There is a problem in that the phases at 1 are not coincident with each other and a high peak value (high correlation value) cannot be obtained as a correlation result.
【００１６】本発明は上記従来の欠点に鑑み、ディジタ
ル信号を離散フーリエ変換したときの遅延時間補正装置
において、１サンプリング周期以下の遅延Δｔに対する
フーリエ変換値を補正する離散フーリエ変換値の遅延時
間補正装置を提供することを目的とするものである。In view of the above-mentioned conventional drawbacks, the present invention is a delay time correction device for performing a discrete Fourier transform on a digital signal, in which a delay time correction of a discrete Fourier transform value for correcting a Fourier transform value for a delay Δt of one sampling period or less. The purpose is to provide a device.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】図１〜図３は、本発明の
原理構成図であり、それぞれ、第１〜第３の原理図を示
している。上記の問題点は下記の如くに構成した離散フ
ーリエ変換値の遅延時間補正装置によって解決される。1 to 3 are diagrams showing the principle of the present invention, showing first to third principle diagrams, respectively. The above problem is solved by the delay time correction device for discrete Fourier transform values configured as follows.
【００１８】(1) アナログ信号に対するサンプリング周
期をτとし、サンプリング点をｔ＝−Δｔ，τ−Δｔ，
・・・，（Ｎ−１）τ−Δｔとした合計Ｎ個のサンプル
値ｇ（−Δｔ），ｇ（τ−Δｔ），・・・，ｇ（（Ｎ−
１）τ−Δｔ）に対して離散フーリエ変換して、周波数
成分Ｇ’（ｆ）＝Ｇ（ｆ）・ｅｘｐ（−ｊ２πｆΔｔ）
を得るフーリエ変換部 1と、位相補正データγ＝ｅｘｐ
（ｊ２πｆΔｔ）を算出する位相補正算出部 2と、前記
Ｇ’（ｆ）と、前記位相補正データγとを乗算する位相
補正乗算部 3とを備えるように構成する。｛図１参照｝ (2) 上記位相補正算出部 2として、上記Δｔをτで除し
て遅延残差ΔＷを演算するΔＷ演算手段 4と、周波数イ
ンデックスｋを発生するｋ発生手段 5と、前記ΔＷに、
前記ｋを乗算したΔＷ・ｋを演算するｋ乗算手段 6と、
全サンプル点数Ｎで、前記ΔＷ・ｋを除した値である位
相回転角Δωを演算するＮ除算手段 7と、前記Δωより
γ＝ｅｘｐ（ｊ２πΔω）を得るγ演算手段 8とを備え
るように構成する。｛図２参照｝ (3) 上記位相補正算出部 2において、周波数インデック
スｋを発生するｋ発生手段 5と、前記ΔＷに、前記ｋを
乗算したΔＷ・ｋを演算するｋ乗算手段 6と、全サンプ
ル点数Ｎで、前記ΔＷ・ｋを除した値である位相回転角
Δωを演算するＮ除算手段 7とからなる部分を、上記サ
ンプル点の数Ｎ＝２n としたときのｍ（ｍ≧ｎ）ビット
からなるカウンタ 21 と、上記カウンタ 21 の全ビット
をリバースするビットリバース部 22 と、上記ビットリ
バース部 22 でビットリバースされたｍビットの最上位
ビットの前に、小数点が存在するものとして、全ビット
をｋ／Ｎの値として抽出し、上記ΔＷを乗算して、ΔＷ
・ｋ／Ｎを得る演算手段 23 とで置き換えて、上記Δω
を得るように構成する。｛図３参照｝ (4) 前記γ演算手段 8として、前記Δωの小数点以下の
値に対応して、前記γ値が記載されたルックアップテー
ブルで構成する。(1) Let τ be a sampling period for an analog signal, and let sampling points be t = −Δt, τ−Δt,
..., (N-1) [tau]-[Delta] t total N sample values g (-[Delta] t), g ([tau]-[Delta] t), ..., g ((N-
1) The discrete Fourier transform is performed on τ-Δt) to obtain the frequency component G ′ (f) = G (f) · exp (−j2πfΔt).
Fourier transform unit 1 for obtaining the phase correction data γ = exp
A phase correction calculation unit 2 that calculates (j2πfΔt), and a phase correction multiplication unit 3 that multiplies the G ′ (f) and the phase correction data γ are configured. {See FIG. 1} (2) As the phase correction calculation unit 2, a ΔW calculation unit 4 that calculates the delay residual ΔW by dividing the Δt by τ, a k generation unit 5 that generates a frequency index k, and ΔW,
K multiplication means 6 for calculating ΔW · k by multiplying k,
It is configured to include N dividing means 7 for calculating a phase rotation angle Δω that is a value obtained by dividing ΔW · k by all sample points N, and γ calculating means 8 for obtaining γ = exp (j2πΔω) from the Δω. To do. {Refer to FIG. 2} (3) In the phase correction calculation unit 2, k generation means 5 for generating a frequency index k, k multiplication means 6 for calculating ΔW · k by multiplying ΔW by k, and When the number of sample points N = 2 n , the part consisting of N division means 7 for calculating the phase rotation angle Δω which is the value obtained by dividing ΔW · k by the number of sample points N (m ≧ n ) A counter 21 consisting of bits, a bit reverse unit 22 that reverses all the bits of the counter 21, and a decimal point before the most significant bit of the m bits that have been bit-reversed by the bit reverse unit 22, All bits are extracted as a value of k / N and multiplied by ΔW to obtain ΔW
・ By replacing with the calculation means 23 for obtaining k / N, the above Δω
To obtain. {See FIG. 3} (4) The γ calculation means 8 is configured by a lookup table in which the γ value is described in correspondence with the value of the Δω below the decimal point.
【００１９】[0019]
【作用】一般に、フーリエ変換は、(1) 式で与えられ
る。[Function] Generally, the Fourier transform is given by the equation (1).
【００２０】[0020]
【数１】 [Equation 1]
【００２１】ここで、ｇ（ｔ）をｇ（ｔ−Δｔ）と置き
換え、ｇ（ｔ−Δｔ）のフーリエ変換Ｇ’（ｆ）の演算
を行うと (2)式,(3)式が得られる。Here, when g (t) is replaced with g (t-Δt) and the Fourier transform G '(f) of g (t-Δt) is calculated, formulas (2) and (3) are obtained. To be
【００２２】[0022]
【数２】 [Equation 2]
【００２３】上記ｇ（ｔ）とｇ（ｔ−Δｔ）との関係を
図４に示してある。図４において、時刻０，１，２，〜
は、サンプリングクロックの番号を示しており、ΔＷは
Δｔに対応し、ΔＷはサンプリング周期τに対するΔｔ
の割合を示している。Δｔを０≦Δｔ≦τとすれば、０
≦ΔＷ≦１である。The relationship between the above g (t) and g (t-Δt) is shown in FIG. In FIG. 4, times 0, 1, 2, ...
Indicates the sampling clock number, ΔW corresponds to Δt, and ΔW is Δt with respect to the sampling period τ.
Shows the ratio of. If Δt is 0 ≦ Δt ≦ τ, then 0
≦ ΔW ≦ 1.
【００２４】上記において、(3) 式から明らかな如く、
時間がΔｔだけずれた信号をフーリエ変換したときに得
られるＧ’（ｆ）に、ｅｘｐ（ｊ２πｆΔｔ）（これ
を、位相補正データγと呼ぶ）を乗算すれば、基準時刻
ｔでのフーリエ変換Ｇ（ｆ）が得られることを示してい
る。In the above, as is clear from the equation (3),
By multiplying G ′ (f) obtained when the signal whose time is shifted by Δt by Fourier transform is multiplied by exp (j2πfΔt) (this is called phase correction data γ), the Fourier transform G at the reference time t is obtained. It shows that (f) is obtained.
【００２５】そこで、本発明においては、サンプリング
点をｔ＝−Δｔ，τ−Δｔ，・・・・，（Ｎ−１）τ−
Δｔとしたときの信号の値ｇ（−Δｔ），ｇ（τ−Δ
ｔ），・・・，ｇ（（Ｎ−１）τ−Δｔ）に対して離散
フーリエ変換して、その周波数成分Ｇ’（ｆ）を、図１
のフーリエ変換部 1で算出する。Therefore, in the present invention, the sampling points are t = -Δt, τ-Δt, ..., (N-1) τ-
The value of the signal when Δt is g (-Δt), g (τ-Δ
t), ..., G ((N-1) [tau]-[Delta] t) is subjected to the discrete Fourier transform, and the frequency component G '(f) thereof is shown in FIG.
It is calculated by the Fourier transform unit 1 of.
【００２６】上記フーリエ変換部 1で算出されたＧ’
（ｆ）と、上記位相補正データγ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆΔ
ｔ）とを、位相補正乗算部 3で乗算することにより、上
記遅延時間Δｔ分を補正した、基準時刻ｔでのフーリエ
変換Ｇ（ｆ）を求めることができる。G'calculated by the Fourier transform unit 1
(F) and the phase correction data γ = exp (j2πfΔ
By multiplying t) with the phase correction multiplication unit 3, it is possible to obtain the Fourier transform G (f) at the reference time t in which the delay time Δt is corrected.
【００２７】上記位相補正データγ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ
Δｔ）を得る為には、ｆΔｔを得る必要がある。ここ
で、Δωを位相回転角とし、Δω＝ｆΔｔとして、全サ
ンプリル点数をＮとしたとき、全サンプル点数Ｎの内の
周波数インデックスｋの周波数をｆとし、ｆｓ（＝１／
τ）をサンプリング周波数とすると、Δｆ＝ｆｓ／Ｎで
表したとき、上記周波数インデックスｋ、即ち、ｋ番目
の周波数ｆ＝ｋ・Δｆで表せるので 、ｆ＝ｋ・ｆｓ／Ｎ ＝ｋ・１／（τ・Ｎ）───────(4) となる。The phase correction data γ = exp (j2πf
To obtain Δt), it is necessary to obtain fΔt. Here, when Δω is the phase rotation angle, Δω = fΔt, and the total number of sample points is N, the frequency of the frequency index k in the total number of sample points N is f, and fs (= 1/1 /
When τ) is the sampling frequency, when represented by Δf = fs / N, it can be represented by the above-mentioned frequency index k, that is, the kth frequency f = k · Δf, so f = k · fs / N = k · 1 / (Τ ・ N) ──────── (4)
【００２８】上記では、周波数インデックスｋについ
て、式の上でのみ表現したが、上記周波数インデックス
ｋの物理的な意味について、具体的に説明する。フーリ
エ変換は、一見不規則に見える信号から、ある規則性を
見出す手法であるスペクトル分析の方法である。In the above, the frequency index k is expressed only on the equation, but the physical meaning of the frequency index k will be specifically described. The Fourier transform is a method of spectrum analysis that is a method of finding a certain regularity from a signal that appears to be irregular.
【００２９】このフーリエスペクトル分析は、上記不規
則な信号が、ある正弦波（又は、余弦波）の基本成分Δ
ｆと、その基本周波数Δｆの整数倍の成分をどの程度の
割合で含んでいるかを分析するもので、上記のように、
全サンプリング点数をＮとすると、各周波数成分の周波
数ｆ＝Δｆ，２Δｆ，〜，ｋΔｆ，〜，ＮΔｆで表せ
る。従って、上記周波数インデックスｋは、上記フーリ
エスペクトル分析を行ったときの周波数成分の基本周波
数Δｆのｋ倍目（即ち、前述のｋ番目の周波数）である
ことを意味していることになる。In this Fourier spectrum analysis, the irregular signal is a fundamental component Δ of a certain sine wave (or cosine wave).
f and the proportion of components that are integral multiples of the fundamental frequency Δf are analyzed, and as described above,
When the total number of sampling points is N, the frequency f of each frequency component can be expressed by f = Δf, 2Δf, ∼, kΔf, ∼, NΔf. Therefore, the frequency index k means that it is the k-th time (that is, the above-mentioned k-th frequency) of the fundamental frequency Δf of the frequency component when the Fourier spectrum analysis is performed.
【００３０】又、前述の図４の説明からも明らかなよう
に、 ΔＷ＝Δｔ／τ ─────────(5) 上記の(4) 式と、(5) 式から、 Δω＝ｆΔｔ＝ｋ・Δｔ／（τ・Ｎ）＝ｋ・ΔＷ・１／
Ｎ＝ΔＷ・ｋ／Ｎ─(6) 上記 (6)式を実現するため、図２のΔＷ演算手段 4でΔ
ｔをτで除してΔＷを求め、ｋ発生手段 5で、上記周波
数インデックスｋを発生して、ｋ乗算手段 6で、ΔＷに
上記周波数インデックスｋを乗算して、ΔＷ・ｋを求
め、Ｎ乗算手段 7で、上記ΔＷ・ｋをＮで除すことで、
上記 (6)式のΔωを求めることができる。このΔωを用
いて、γ演算手段 8により、前述の位相補正データγ＝
ｅｘｐ（ｊ２πΔω）を求めることができると、前述の
(3)式により、遅延時間Δｔ分の補正をしたフーリエ変
換を行うことができる。As is clear from the explanation of FIG. 4, ΔW = Δt / τ ────────── (5) From the above equations (4) and (5), Δω = FΔt = k · Δt / (τ · N) = k · ΔW · 1 /
N = ΔW · k / N (6) In order to realize the above formula (6), ΔW is calculated by the ΔW calculation means 4 in FIG.
t is divided by τ to obtain ΔW, the k generating means 5 generates the frequency index k, and the k multiplying means 6 multiplies ΔW by the frequency index k to obtain ΔW · k. By multiplying ΔW · k by N in the multiplication means 7,
Δω in the above equation (6) can be obtained. By using this Δω, the above-mentioned phase correction data γ =
If exp (j2πΔω) can be calculated,
From the equation (3), it is possible to perform the Fourier transform corrected by the delay time Δt.
【００３１】上記γ演算手段 8で、Δωより、位相補正
データγの値を求める場合、各Δωの小数点以下の値に
対するγの値をテーブルにしたルックアップテーブルを
用いることにより、短時間に、Δωよりγを求めること
ができる。上記Δωは位相回転値で、前述のように０〜
１の値を、０〜２πで表しているので、小数点以下の値
をとればよい。又、小数点以下の値のみでよいため、メ
モリの容量も少なくすることができる。When the value of the phase correction data γ is obtained from Δω by the γ calculating means 8, by using a look-up table in which the value of γ for each value after the decimal point of Δω is used as a table, Γ can be obtained from Δω. Δω is the phase rotation value, and as described above, 0 to
Since the value of 1 is represented by 0 to 2π, the value after the decimal point may be taken. Moreover, since only the value after the decimal point is required, the capacity of the memory can be reduced.
【００３２】次に、上記周波数インデックスｋを求める
ｋ発生手段 5について、以下に説明する。上記離散的フ
ーリエ変換の演算速度を高速化するのに、通常、高速フ
ーリエ変換(FFT) の手法が用いられる。Next, the k generating means 5 for obtaining the frequency index k will be described below. In order to speed up the operation speed of the discrete Fourier transform, a fast Fourier transform (FFT) method is usually used.
【００３３】上記高速フーリエ変換のアルゴリズムにつ
いては、文献「“高速フーリエ変換入門", "高速フーリ
エ変換(FFT) の使い方",安居院猛著, 廣済堂産報出版」
に詳しく記載されているので、ここでは、その詳細は省
略するが、本願発明に関連する部分について、その要点
を以下に示す。For the algorithm of the fast Fourier transform, refer to the document "Introduction to the Fast Fourier Transform", "How to Use the Fast Fourier Transform (FFT)", Takeshi Yasuiin, Kosaido Sangyo Shuppan.
However, the details thereof will be omitted here, but the main points of the portions related to the present invention will be shown below.
【００３４】高速フーリエ変換(FFT) の手法には、種々
の方法が提案されているが、ここでは、説明の便宜上、
最も基本的な基数２の高速フーリエ変換の手法の内、時
間的間引きによる手法を基に、上記周波数インデックス
ｋの発生方法を説明する。Various methods have been proposed for the Fast Fourier Transform (FFT) method, but here, for convenience of explanation,
A method of generating the frequency index k will be described based on a method of temporal decimation among the most basic radix-2 fast Fourier transform methods.
【００３５】高速フーリエ変換における高速化は、より
少ないデータ数に対する離散的フーリエ変換を繰り返し
提要して、全体の離散的フーリエ変換を求める手法であ
り、上記基数２の高速フーリエ変換は、最も簡単にフー
リエ演算、具体的には、所謂バタフライ演算が行える２
つのデータに対する離散的フーリエ変換を繰り返す手法
である。The speed-up in the fast Fourier transform is a method of repeatedly applying the discrete Fourier transform for a smaller number of data to obtain the discrete Fourier transform of the whole, and the radix-2 fast Fourier transform is the simplest. Fourier operation, specifically, so-called butterfly operation can be performed 2
This is a method of repeating the discrete Fourier transform for one data.
【００３６】図５は、基数２の高速フーリエ変換を説明
する図であり、具体的には、サンプル値データの数Ｎ＝
８の場合の高速フーリエ変換での手法を示している。図
示されているように、ここでは、全ての演算が、２項間
の、所謂たすき掛け構成の演算によって成り立ってお
り、このたすき掛け演算は、基数２の高速フーリエ変換
における基本演算，又は、上記バタフライ演算と呼ばれ
ているものである。FIG. 5 is a diagram for explaining the fast Fourier transform of the radix 2, specifically, the number N of sample value data =
The method by the fast Fourier transform in the case of 8 is shown. As shown in the figure, here, all the operations are made up of operations of so-called crossing construction between two terms, which are the basic operations in the radix-2 fast Fourier transform or the above-mentioned operations. This is called the butterfly operation.
【００３７】例えば、第１段目の最上段の基本演算は、
g(0)と、g(4)との演算｛ここで、g(0),g(4) の"0","4"
が、前述の周波数インデックスｋに対応している｝であ
り、第２段目では，図示のP0とR0,P1 とR1,Q0 とS0, お
よび Q1 とS1との演算であり、更に、第３段目では、E0
とH0,E1 とH1, ─などの基本演算から構成されている。For example, the basic operation at the top of the first stage is
Operation of g (0) and g (4) {where "0", "4" of g (0), g (4)
Corresponds to the above-mentioned frequency index k}, and in the second stage, P 0 and R 0 , P 1 and R 1 , Q 0 and S 0 , and Q 1 and S 1 Calculation, and in the third stage, E 0
And H 0 , E 1 and H 1, ─ and so on.
【００３８】このように、高速フーリエ変換(FFT) にお
いては、データの並べ換え操作を行う必要がある。 (図
５参照） 図６は、ビットリバース方法による、上記周波数インデ
ックスｋを求める手法を示した図である。As described above, in the fast Fourier transform (FFT), it is necessary to perform data rearrangement operation. (See FIG. 5) FIG. 6 is a diagram showing a method of obtaining the frequency index k by the bit reverse method.
【００３９】上記図５の例では、サンプル値データg(n)
は、g(0),g(4),(g2),g(6),g(1),g(5),g(3),g(7) の順序
に並び替えられる。このように並び換えておけば、段数
により定まる基本演算対に対する、上記基本演算を施す
ことにより、最終結果は、最上段が直流成分 G0 に、次
に、基本成分 G1,そして、周波数の順に、高調波 G
n(=7) が整列することになる。In the example shown in FIG. 5, the sample value data g (n)
Are rearranged in the order g (0), g (4), (g2), g (6), g (1), g (5), g (3), g (7). By rearranging in this way, by performing the above basic operation on the basic operation pair determined by the number of stages, the final result is that the uppermost stage is the DC component G 0 , then the basic component G 1 , and the frequency In order, harmonic G
n (= 7) will be aligned.
【００４０】このように、最終結果を周波数の順に整列
するように高速フーリエ変換を行う為には、入力データ
の並び換えが必要となるが、この並べ換え操作の例を示
したものが、上記図６である。As described above, in order to perform the fast Fourier transform so that the final results are arranged in the order of frequencies, the input data needs to be rearranged. An example of this rearrangement operation is shown in the above figure. It is 6.
【００４１】この並べ換え操作は、ｎ番目のデータ g
(n) において、ｎが２進数 b1,b2, ─,bi と表示された
場合、２進数で前後のビット符号を入れ換えた bi ,b
i-1,─,b2,b1 となる番号へ移動する、所謂ビットリバ
ースの方法で簡単に行うことができる。This rearrangement operation is performed on the n-th data g
In (n), n is the binary number b 1, b 2, ─, when labeled b i, b i having interchanged before and after bit code in binary, b
This can be easily performed by a so-called bit reverse method of moving to numbers i−1 , ─, b 2 , b 1 .
【００４２】このビットリバース（ビット入れ換え）の
方法で求めたサンプル値データg(n)の順序が、前述の周
波数インデックスｋである。前述の (6)式から明らかな
ように、Δω＝ｆΔｔ＝ｋ・Δｔ／（τ・Ｎ）＝ｋ・Δ
Ｗ・１／Ｎ＝ΔＷ・ｋ／Ｎである。但し、サンプル値デ
ータＮ＝２n とするサンプル値データＮは、ｎビットか
らなるデータとなる。The order of the sample value data g (n) obtained by this bit reversal method is the above-mentioned frequency index k. As is clear from the above equation (6), Δω = fΔt = k · Δt / (τ · N) = k · Δ
W · 1 / N = ΔW · k / N. However, the sample value data N with the sample value data N = 2 n is data having n bits.
【００４３】ここで、Δω＝ｋ・ΔＷ／２n とすると、 Δω＝（ｋ・２14-n）・ΔＷ／２14──────────(6) と変換される｛但し、ビットリバース用のカウンタとし
て、最高16K 点の高速フーリエ変換(FFT) を想定した場
合、上記ビットリバース演算用のカウンタは、14ビット
カウンタとなる｝ので、14ビットからなるカウンタをビ
ットリバースすることで、ΔＷとの乗算結果を、高速フ
ーリエ変換の点数Ｎに関係なく１４ビット右シフト｛即
ち、(6) 式で２14で除する) して、Δωを求めることが
できる。If Δω = k · ΔW / 2 n , then Δω = (k · 2 14-n ) · ΔW / 2 14 ─────────── (6) However, when a Fast Fourier Transform (FFT) of up to 16K points is assumed as the counter for bit reversal, the counter for bit reversal operation is a 14-bit counter}, so a counter consisting of 14 bits is bit-reversed. Therefore, the multiplication result with ΔW can be right-shifted by 14 bits (that is, divided by 2 14 in the equation (6)) regardless of the number N of fast Fourier transforms to obtain Δω.
【００４４】ここで、例えば、２５６（２8)点の高速フ
ーリエ変換(FFT) の場合を考えると、図３に示したよう
に、14ビットカウンタの上位６ビットは、常に“０”で
ある。そこで、このカウンタを全ビット反転して、上記
周波数インデックスｋを求めると、下位６ビットに
“０”が入るため、周波数インデックスｋを２6 倍 (ｋ
・２14-8) していることになる。Here, considering the case of the fast Fourier transform (FFT) of 256 (2 8 ) points, as shown in FIG. 3, the upper 6 bits of the 14-bit counter are always “0”. . Therefore, if all bits of this counter are inverted to obtain the frequency index k, "0" is entered in the lower 6 bits, so the frequency index k is multiplied by 2 6 (k
・ 2 14-8 ).
【００４５】つまり、カウンタ値を、高速フーリエ変換
(FFT) の点数Ｎに関係なく、全ビット反転することで、
Ｋ・２14-nが得られるため、そのあとの演算は、上記式
(6)に示したように演算が行うこと、即ち、上記１４ビ
ット右シフトすることでΔωを求めてもよいし、上記１
４ビット右シフトすることなく、上記ビットリバースし
た状態で、その最上位ビットに、小数点があるものとし
て、Δωを求めるようにしてもよい。That is, the counter value is transformed by the fast Fourier transform.
Regardless of the number N of (FFT), by inverting all bits,
Since K · 2 14-n is obtained, the subsequent calculation is
The calculation may be performed as shown in (6), that is, Δω may be obtained by shifting to the right by 14 bits, or
It is also possible to obtain Δω by assuming that the most significant bit has a decimal point in the above-mentioned bit-reversed state without right-shifting by 4 bits.
【００４６】このようにシフト処理を行わない方法を採
用することで、少ないハードウェア量で、Δωを求める
ことができる。このように、本発明によれば、基準信号
と、Δｔの時間遅延をもった信号とを別々にフーリエ変
換した後、周波数領域で位相補正を行う処理となるた
め、サンプリング周期τ以下のような遅延時間の補正で
も精度よく行うことができる効果がある。又、周波数イ
ンデックスｋを高速フーリエ変換(FFT) の点数Ｎで除す
る演算を、最高の高速フーリエ変換点数Ｎ＝２m を想定
したｍビットカウンタをビットリバースするだけで求め
る手法を用いることにより、少ないハードウェアで、上
記遅延時間の補正を行うことができるようになる。By adopting the method in which the shift processing is not performed in this way, Δω can be obtained with a small amount of hardware. As described above, according to the present invention, the reference signal and the signal having a time delay of Δt are separately Fourier-transformed, and then the phase correction is performed in the frequency domain. There is an effect that the delay time can be corrected accurately. Also, by using a method of calculating the frequency index k divided by the number N of fast Fourier transform (FFT) by simply bit-reversing an m-bit counter assuming the maximum number of fast Fourier transform N = 2 m , The delay time can be corrected with a small amount of hardware.
【００４７】[0047]
【実施例】以下本発明の実施例を図面によって詳述す
る。前述の図１〜図３は、本発明の原理構成図であり、
図４は、ｇ（ｔ−Δｔ）とｇ（ｔ）との関係を説明する
図であり、図５は、基数２の高速フーリエ変換を説明す
る図であり、図６は、ビットリバース方法による周波数
インデックスｋを求める手法を示した図であり、図７〜
図９は、本発明の一実施例を示した図であって、図７は
全体の構成例を示し、図８は、遅延補正部の詳細を示
し、図９は、相関データ演算装置の構成例を示してお
り、図１０〜図１２はビットリバース装置の実施例を示
した図であって、図１０はシフタを使用した場合の構成
例を模式的に示し、図１１は、シフタを使用しない場合
の構成例を示し、図１２は、その実施例を示している。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. The above-mentioned FIGS. 1 to 3 are principle configuration diagrams of the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between g (t−Δt) and g (t), FIG. 5 is a diagram for explaining a radix-2 fast Fourier transform, and FIG. FIG. 8 is a diagram showing a method of obtaining a frequency index k, and FIG.
FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 7 shows an example of the entire configuration, FIG. 8 shows details of a delay correction unit, and FIG. 9 shows a configuration of a correlation data calculation device. 10 to 12 are diagrams showing an embodiment of the bit reverse device, FIG. 10 schematically shows a configuration example in the case of using a shifter, and FIG. 11 shows the use of the shifter. FIG. 12 shows an example of the configuration in the case of not doing so.
【００４８】本発明においては、ディジタル信号を離散
フーリエ変換したときの遅延時間補正装置において、デ
ィジタル信号に対するサンプリング周期をτとし、サン
プリング点をｔ＝−Δｔ，τ−Δｔ，・・・，（Ｎ−
１）τ−Δｔとした合計Ｎ個のサンプル値ｇ（−Δ
ｔ），ｇ（τ−Δｔ），・・・，ｇ（（Ｎ−１）τ−Δ
ｔ）に対して離散フーリエ変換して、周波数成分Ｇ’
（ｆ）＝Ｇ（ｆ）・ｅｘｐ（−ｊ２πｆΔｔ）を得るフ
ーリエ変換部 1と、位相補正データγ＝ｅｘｐ（ｊ２π
ｆΔｔ）を算出する位相補正算出部 2と、前記Ｇ’
（ｆ）と、前記位相補正データγとを乗算する位相補正
乗算部 3が、本発明を実施するのに必要な手段である。
尚、全図を通して同じ符号は同じ対象物を示している。In the present invention, in a delay time correction device when a digital signal is subjected to a discrete Fourier transform, the sampling period for the digital signal is τ, and the sampling points are t = −Δt, τ−Δt, ..., (N −
1) A total of N sample values g (-Δ
t), g (τ-Δt), ..., g ((N-1) τ-Δ
Discrete Fourier transform for t) to obtain frequency component G ′
Fourier transform unit 1 for obtaining (f) = G (f) · exp (-j2πfΔt), and phase correction data γ = exp (j2π
phase correction calculation unit 2 for calculating fΔt), and G ′
The phase correction multiplication unit 3 that multiplies (f) and the phase correction data γ is a means necessary for implementing the present invention.
The same reference numerals indicate the same objects throughout the drawings.
【００４９】以下、図１〜図６を参照しながら、図７〜
図１２によって、本発明の離散フーリエ変換値の遅延時
間補正装置の構成と動作を説明する。先ず、図７におい
て、入力されるサンプル値データを、ｇ（ｔ）からＤだ
け進んだｇ（ｔ−Ｄ）とする。これは、ｇ（ｔ−Ｄ）を
基準にすると、ｇ（ｔ）はＤだけ遅れたデータというこ
とになる。Hereinafter, referring to FIGS. 1 to 6, FIGS.
With reference to FIG. 12, the configuration and operation of the delay time correction apparatus for discrete Fourier transform values of the present invention will be described. First, in FIG. 7, it is assumed that the input sample value data is g (t-D) which is D advanced from g (t). This means that when g (t−D) is used as a reference, g (t) is data delayed by D.
【００５０】そして、Ｄ＝t0＋Δｔとし、t0はサンプル
周期τの整数倍、具体的には、τ,２τ，─，（Ｎ−
１）τとし、Δｔは、１高速フーリエ変換(FFT) の周期
の間変化しない値とする。Then, D = t0 + Δt, and t0 is an integer multiple of the sampling period τ, specifically, τ, 2τ, ─, (N-
1) τ, and Δt is a value that does not change during one fast Fourier transform (FFT) cycle.
【００５１】時間軸での遅延補正部 11 では、時間軸上
で、上記 t0 の補正を行う。これは、τの整数倍の時間
遅延は、この遅延補正部 11 で補正することを意味す
る。具体的には、図８に示した先入れ先だし(FIFO)バッ
ファ 20 を利用して、補正対象となるデータを、上記先
入れ先だし(FIFO)バッファ 20 に書き込み、所定の遅延
時間 (τの整数倍) 後に、順次読み出すことにより、ｇ
（ｔ−Ｄ) （Ｄ＝t0＋Δｔ）のデータよりt0だけ遅延し
たｇ(t−Δｔ) のデータを得ることができる。The delay correction unit 11 on the time axis corrects t0 on the time axis. This means that the time delay that is an integral multiple of τ is corrected by the delay correction unit 11. Specifically, by using the first-in first-out (FIFO) buffer 20 shown in FIG. 8, the data to be corrected is written into the first-in first-out (FIFO) buffer 20 and a predetermined delay time (τ (An integer multiple of
It is possible to obtain data of g (t-Δt) delayed by t0 from the data of (t−D) (D = t0 + Δt).
【００５２】以後の遅延処理では、上記サンプル周期τ
より短いΔｔの遅延を補正することになる。そこで、図
７のＦＦＴ部 12 では、上記t0の補正が行われたｇ（ｔ
−Δｔ）を高速フーリエ変換法によってフーリエ変換を
行う。In the subsequent delay processing, the sample period τ
A shorter Δt delay will be corrected. Therefore, in the FFT unit 12 of FIG. 7, g (t
-Δt) is subjected to Fourier transform by the fast Fourier transform method.
【００５３】前述の図４では、上記ｇ（ｔ−Δｔ）と，
ｇ（ｔ）との関係を示している。サンプリング点は、ｔ
＝−Δｔ，τ−Δｔ，・・・，（Ｎ−１）τ−Δｔの合
計Ｎ個であり、そのサンプル値は、それぞれ、ｇ（−Δ
ｔ），ｇ（τ−Δｔ），・・・，ｇ（（Ｎ−１）τ−Δ
ｔ）となる。In FIG. 4 described above, the above g (t-Δt),
The relationship with g (t) is shown. The sampling point is t
=-[Delta] t, [tau]-[Delta] t, ..., (N-1) [tau]-[Delta] t in total, and their sampled values are g (-[Delta] t).
t), g (τ-Δt), ..., g ((N-1) τ-Δ
t).
【００５４】ｇ（ｔ−Δｔ）を基準とすると、ｇ（ｔ）
は、図４からも明らかなように、Δｔだけ遅延した位置
の値である。サンプリング点は、時刻（ｔ−Δｔ）であ
るのでｇ（ｔ−Δｔ）の値は得られるが、ｇ（ｔ）の値
は得られない。With reference to g (t-Δt), g (t)
Is a value at a position delayed by Δt, as is apparent from FIG. Since the sampling point is the time (t-Δt), the value of g (t-Δt) can be obtained, but the value of g (t) cannot be obtained.
【００５５】そこで、本発明では、前述の数式(2),(3)
で示した理論により、ｇ（ｔ−Δｔ）に対してフーリエ
変換を行い、その周波数成分Ｇ’（ｆ）を、上記ＦＦＴ
部 12 で得る。前述のように、図４において、ΔＷはΔ
ｔに対応し、ΔＷはサンプル周期τに対するΔｔの割
合、ΔＷ＝Δｔ／τを表している。従って、Δｔを０≦
Δｔ≦τとすれば、ΔＷは、０≦ΔＷ≦１である。Therefore, in the present invention, the above equations (2) and (3) are used.
The Fourier transform is performed on g (t−Δt) according to the theory described in (1), and the frequency component G ′ (f) is calculated by the FFT.
Get in part 12. As described above, in FIG. 4, ΔW is Δ
Corresponding to t, ΔW represents the ratio of Δt to the sample period τ, and ΔW = Δt / τ. Therefore, Δt is 0 ≦
If Δt ≦ τ, ΔW is 0 ≦ ΔW ≦ 1.
【００５６】上記のように求めたＧ’（ｆ）は、次の位
相補正乗算部 14 において、位相補正データ計算部 13
で求めた位相補正データγ＝ｅｘｐ（ｊ２πΔω）と乗
算されることで、所望のフーリエ変換後の周波数成分Ｇ
（ｆ）を得ることができる。The G ′ (f) obtained as described above is used in the phase correction data calculation unit 13 in the next phase correction multiplication unit 14.
By multiplying it by the phase correction data γ = exp (j2πΔω) obtained in step 1, the desired frequency component G after Fourier transform G
(F) can be obtained.
【００５７】図７に示した、上記位相補正データ計算部
13 では、入力Δｔを除算器 15 でτで除してΔＷを得
る。このΔＷに、前述の作用欄で詳細に説明したｋ発生
部 5、具体的には、後述するように、例えば、所定のＦ
ＦＴ点数Ｎ＝２n の場合には、最高ＦＦＴ点数Ｎ＝２m
に対応したｍビットカウンタをビットリバースして、ｍ
−ｎビットシフトする手段で、周波数インデックスｋを
求めることができるので、上記ΔＷと、乗算器 6で乗算
して、ΔＷ・ｋを得る。The phase correction data calculation unit shown in FIG.
At 13, the input Δt is divided by τ by the divider 15 to obtain ΔW. In addition to this ΔW, the k generation unit 5 described in detail in the above-mentioned action section, specifically, as described later, for example, a predetermined F
When the FT score N = 2 n , the maximum FFT score N = 2 m
Bit-reverse the m-bit counter corresponding to
Since the frequency index k can be obtained by means of shifting by −n bits, ΔW · k is obtained by multiplying ΔW by the multiplier 6.
【００５８】次に、上記ΔＷ・ｋをシフタ 7を通して全
サンプル点数Ｎ(=２n ) で割ることで、前述のΔωを得
る。具体的には、Ｎ＝２n で表されるようにすると、上
記の除算は、シフタ 7で実現することができる。Then, the above ΔW · k is divided by the total number of sample points N (= 2 n ) through the shifter 7 to obtain the above Δω. More specifically, if it is represented by N = 2 n , the above division can be realized by the shifter 7.
【００５９】上記位相補正データ計算部 13 における位
相補正データメモリ 19 は、各Δωの小数点以下の値に
対して、γ＝ｅｘｐ（ｊ２πΔω）の値をルックアップ
テーブルの形で格納されているので、上記Δωの小数点
以下の値に対するγの値を、ルックアップテーブルに対
する読み出しで、位相補正データγを得ることができ
る。The phase correction data memory 19 in the phase correction data calculation unit 13 stores the value of γ = exp (j2πΔω) in the form of a look-up table for each decimal value of Δω. The phase correction data γ can be obtained by reading the value of γ with respect to the value after the decimal point of Δω to the lookup table.
【００６０】前述のように、上記位相補正乗算部 14
は、ＦＦＴ部 12 で求められたＧ’（ｆ）の値に、上記
位相補正データγを乗ずることにより、所望のＧ（ｆ）
を得る。Ｇ（ｆ）は、ｇ（ｔ）に対して離散的にフーリ
エ変換して得られた周波数成分である。As described above, the phase correction multiplication unit 14
Is a desired G (f) obtained by multiplying the value of G ′ (f) obtained by the FFT unit 12 by the phase correction data γ.
To get G (f) is a frequency component obtained by discretely Fourier transforming g (t).
【００６１】図９は、上記の実施例を用いて、遅延時間
が異なる信号の相関を求める場合を示している。基準信
号ｈ（ｔ）に対して、被相関信号ｇ（ｔ−Ｄ）は、Ｄだ
け時間が進んでいる信号である。FIG. 9 shows a case where the correlation of signals having different delay times is obtained by using the above embodiment. The correlated signal g (t-D) is a signal advanced in time by D with respect to the reference signal h (t).
【００６２】このｇ（ｔ−Ｄ）は、本実施例の遅延時間
補正装置 30 でフーリエ変換後、位相補正を行いＧ
（ｆ）を得て、上記基準信号ｈ（ｔ）をＦＦＴ部 32 で
フーリエ変換したＨ（ｆ）と、相関部 31 とで相関を取
る。This g (t-D) is G after performing the phase correction after the Fourier transform by the delay time correction device 30 of the present embodiment.
After obtaining (f), H (f) obtained by Fourier transforming the reference signal h (t) in the FFT unit 32 and the correlation unit 31 take the correlation.
【００６３】精度よく遅延時間のあったデータの相関を
求めることにより、複数セグメントに渡って、各周波数
領域についての相関を取り累積することで、雑音に埋も
れた信号など、S/N 比の低い微弱信号、例えば、電波信
号などの検出及び解析を精度よく行うことができる。By obtaining the correlation of the data having the delay time with high accuracy, the correlation for each frequency region is obtained and accumulated over a plurality of segments, so that the S / N ratio of the signal buried in the noise is low. It is possible to accurately detect and analyze a weak signal, for example, a radio wave signal.
【００６４】上記の図７で示した位相補正データ計算部
13 においては、ΔＷ・ｋをシフタ7でｎビットシフト
することで、FFT 点数Ｎ(=２n ）による除算、即ち、Δ
Ｗ・Ｋ／Ｎを実現した例で説明したが、この実施例で
は、ｋ発生部 5と、乗算器 6と、シフタ 7を必要とし、
ハードウェア量が大きくなるという問題が残る。Phase correction data calculator shown in FIG. 7 above
In 13, by shifting ΔW · k by n bits by the shifter 7, division by FFT score N (= 2 n ), that is, Δ
Although an example in which W · K / N is realized has been described, this embodiment requires the k generator 5, the multiplier 6, and the shifter 7,
The problem of increasing the amount of hardware remains.
【００６５】この方法は、図３で説明したように、最高
ＦＦＴ点数Ｎ（＝２14＝16K 点) のフーリエ変換を求め
る為の、前述の周波数インデックスｋを求める場合、作
用欄で詳細に説明したように、１４(=m)ビットのカウン
タを設けておき、例えば、ＦＦＴ点数Ｎ（＝２8 =256
点) の周波数インデックスｋを求めるときには、図１０
に示したように、上記１４(=m)ビットのカウンタをビッ
トリバースして、「m-n=14-8=6」ビットのシフトをする
ことで、上記周波数インデックスｋを求め、、更に、n=
８ビットシフトすることで、ｋ／Ｎを求める手法を利用
している。This method will be described in detail in the action column when obtaining the above-mentioned frequency index k for obtaining the Fourier transform of the maximum FFT score N (= 2 14 = 16K points), as described in FIG. As described above, a counter of 14 (= m) bits is provided and, for example, the number of FFT points N (= 2 8 = 256
When calculating the frequency index k of
As described above, the 14 (= m) -bit counter is bit-reversed and the "mn = 14-8 = 6" bits are shifted to obtain the frequency index k, and n =
A method of finding k / N by shifting by 8 bits is used.
【００６６】然しながら、図１１に示したように、上記
１４ビットカウンタをビットリバースして、その儘のデ
ータ形式の最上位ビットの前に、小数点があるものとす
ると、図１０で説明したようなシフト動作をすることな
く、即ち、図７で説明したシフタ 18 を設けることな
く、上記ｋ／Ｎを求めることができることが分かる。However, as shown in FIG. 11, assuming that the 14-bit counter is bit-reversed and a decimal point precedes the most significant bit of the data format of the same bit, as shown in FIG. It is understood that the above k / N can be obtained without performing the shift operation, that is, without providing the shifter 18 described in FIG.
【００６７】図１２は、上記の点に着目して、ΔＷ・ｋ
／Ｎを求める場合の実施例を示したものである。総ＦＦ
Ｔ点数Ｎ（＝２m ) のｍビットカウンタ 21 を設けて、
例えば、サンプリングクロックでカウントする。FIG. 12 focuses on the above points and shows ΔW · k
9 shows an embodiment for obtaining / N. Total FF
An m-bit counter 21 with T points N (= 2 m ) is provided,
For example, the sampling clock is used for counting.
【００６８】このカウンタ 21 を、次のビットリバース
部 22 、具体的には、図１２に示したビットリバース部
22 をワイヤで実現する。今のＦＦＴ点数Ｎ（＝２n )
であると、全ビットのビットリバースした値の下位ｍ−
ｎビットは、常に、“０”となる。そこで、本発明にお
いては、ビットリバース部 22 で、上記カウンタ 21 の
全ビットをビットリバースした値の最上位ビットの左
に、小数点があるものとして、上記ビットリバース部 2
2 の値を取り出すことで、上記ｋ／Ｎの演算を実現する
こきができる。このビットリバース部22 から求められ
たｋ／Ｎに乗算器 23 でΔＷと乗算することで、上記Δ
ωを求めることができる。This counter 21 is replaced with the next bit reverse unit 22, specifically, the bit reverse unit shown in FIG.
22 is realized by wire. Current FFT score N (= 2 n ).
Is the lower m− of the bit-reversed values of all bits.
The n bits are always "0". Therefore, in the present invention, it is assumed that the bit reversing unit 22 has a decimal point to the left of the most significant bit of the value obtained by bit-reversing all the bits of the counter 21 as described above.
By taking out the value of 2, the above k / N operation can be realized. By multiplying k / N obtained from the bit reverse unit 22 with ΔW in the multiplier 23, the above Δ
ω can be obtained.
【００６９】従って、本実施例を使用することで，図７
で説明した位相補正データ計算部 13 の、ｋ発生部 5
と、乗算器 6と、シフタ 7の部分を、図１２に示したカ
ウンタ21 と、ワイヤ接続のみで実現したビットリバー
ス部 22 の乗算器 23 に置き換えることができ、ｋ発生
部でのｎ−ｍビットのシフタと、シフタ 7等を削減する
ことができ、ｋ／Ｎを、簡単で、回路規模の小さい回路
で得ることができる効果が得られる。Therefore, by using this embodiment, as shown in FIG.
Of the phase correction data calculation unit 13 described above
, The multiplier 6 and the shifter 7 can be replaced by the counter 21 shown in FIG. 12 and the multiplier 23 of the bit reversing unit 22 realized only by wire connection. It is possible to reduce the number of bit shifters, the shifter 7, etc., and it is possible to obtain an effect that k / N can be obtained with a simple circuit having a small circuit scale.
【００７０】[0070]
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
離散フーリエ変換値の遅延時間補正装置によれば、図７
からも明らかなように、被相関信号ｇ（ｔ−Ｄ）をフー
リエ変換した後、γ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆΔｔ）で示され
る位相補正データを乗算するという、周波数領域での位
相補正を行うため、Δｔといったサンプリング周期τ以
下のような遅延時間の補正でも、精度よく遅延時間の補
正を行うことができる効果がある。As described above in detail, according to the delay time correction apparatus for discrete Fourier transform values of the present invention, the configuration shown in FIG.
As is clear from the above, since the correlated signal g (t−D) is Fourier transformed, the phase correction data represented by γ = exp (j2πfΔt) is multiplied, so that the phase correction in the frequency domain is performed. Even if the delay time is corrected with the sampling period τ or less, the delay time can be corrected with high accuracy.
【００７１】又、上記γ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆΔｔ）＝ｅ
ｘｐ（ｊ２πΔω）で示される位相補正データを作成す
る際、最高ＦＦＴ点数Ｎ（＝２m ) に対応したｍビット
のカウンタと、該カウンタをワイヤ接続でビットリバー
スするビットリバース部を設けて、そのビットリバース
部の出力値の最上位ビットの前に、小数点があるものと
して、ＦＦＴ点数Ｎ（＝２m ) に対応するｋ／Ｎの値を
求めるようにすることで、簡単で、回路規模の小さい回
路で、ｋ／Ｎを求めることができる効果がある。Further, the above γ = exp (j2πfΔt) = e
When the phase correction data represented by xp (j2πΔω) is created, an m-bit counter corresponding to the maximum FFT score N (= 2 m ) and a bit reverse unit for bit-reversing the counter by wire connection are provided. Assuming that there is a decimal point in front of the most significant bit of the output value of the bit reverse section, the value of k / N corresponding to the FFT score N (= 2 m ) is obtained, so that it is easy and There is an effect that k / N can be obtained with a small circuit.
【図１】本発明の原理構成図（その１）FIG. 1 is a principle configuration diagram of the present invention (No. 1)
【図２】本発明の原理構成図（その２）FIG. 2 is a principle configuration diagram of the present invention (No. 2)
【図３】本発明の原理構成図（その３）FIG. 3 is a principle configuration diagram of the present invention (No. 3)
【図４】ｇ（ｔ）とｇ（ｔ−Δｔ）との関係を説明する
図FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between g (t) and g (t−Δt).
【図５】基数２の高速フーリエ変換を説明する図FIG. 5 is a diagram illustrating a radix-2 fast Fourier transform.
【図６】ビットリバース方法による周波数インデックス
ｋを求める手法を示した図FIG. 6 is a diagram showing a method of obtaining a frequency index k by a bit reverse method.
【図７】本発明の一実施例を示した図（その１）FIG. 7 is a diagram showing an embodiment of the present invention (No. 1).
【図８】本発明の一実施例を示した図（その２）FIG. 8 is a diagram showing an embodiment of the present invention (No. 2).
【図９】本発明の一実施例を示した図（その３）FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of the present invention (part 3).
【図１０】ビットリバース装置の実施例を示した図（そ
の１）FIG. 10 is a diagram showing an embodiment of a bit reverse device (part 1).
【図１１】ビットリバース装置の実施例を示した図（そ
の２）FIG. 11 is a diagram showing an embodiment of a bit reverse device (part 2).
【図１２】ビットリバース装置の実施例を示した図（そ
の３）FIG. 12 is a diagram showing an embodiment of a bit reverse device (part 3).
【図１３】２つのパラボラアンテナで受信した電波の信
号処理を説明する図FIG. 13 is a diagram for explaining signal processing of radio waves received by two parabolic antennas.
1 フーリエ変換部 2 位相補正算
出部 3 位相補正乗算部 4 ΔＷ演算手
段 5 ｋ発生手段, ｋ発生部 6 ｋ乗算手段 7 Ｎ除算手段（シフタ） 8 γ演算手段 11 時間軸での遅延補正部 12,32 ＦＦＴ部 13 位相補正デ
ータ計算部 14 位相補正乗算部 15 除算器 23 乗算器 19 位相補正データメモリ 20 先入れ先出し(FIFO)バッファ 21 ｍビットカウンタ，カウンタ 22 ビットリバース部 30 遅延時間補正装置 31 相関部 Ｎ ＦＦＴ点数，サンプル点数 Ｇ（ｆ） 基準データの周波数成分 Ｇ’（ｆ） Δｔ遅延したデータの周波数成分 γ 位相補正データ ｇ（ｔ） サンプル値 ｋ 周波数インデックス Δｔ 遅延時間 ΔＷ 遅延残差 Δω 位相回転角 ｆｓ サンプリング周波数 τ サンプル周期，サンプリング周期 Δｆ 周波数チャネルの間隔（フーリエスペクトルの
基本成分）1 Fourier transform unit 2 Phase correction calculation unit 3 Phase correction multiplication unit 4 ΔW calculation means 5 k generation means, k generation unit 6 k multiplication means 7 N division means (shifter) 8 γ calculation means 11 Delay correction unit on time axis 12 , 32 FFT unit 13 Phase correction data calculation unit 14 Phase correction multiplication unit 15 Divider 23 Multiplier 19 Phase correction data memory 20 First-in first-out (FIFO) buffer 21 m-bit counter, counter 22-bit reverse unit 30 Delay time correction device 31 Correlation unit N FFT points, sample points G (f) frequency component of reference data G ′ (f) Δt frequency component of delayed data γ phase correction data g (t) sample value k frequency index Δt delay time ΔW delay residual Δω phase rotation Angle fs sampling frequency τ sampling period, sampling period Δf frequency channel interval (basic component of Fourier spectrum)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 久保 慎一 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Shinichi Kubo 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Fujitsu Limited
Claims (4)
τとし、サンプリング点をｔ＝−Δｔ，τ−Δｔ，・・
・，（Ｎ−１）τ−Δｔとした合計Ｎ個のサンプル値ｇ
（−Δｔ），ｇ（τ−Δｔ），・・・，ｇ（（Ｎ−１）
τ−Δｔ）に対して離散フーリエ変換して、周波数成分
Ｇ’（ｆ）＝Ｇ（ｆ）・ｅｘｐ（−ｊ２πｆΔｔ）を得
るフーリエ変換部(1) と、位相補正データγ＝ｅｘｐ
（ｊ２πｆΔｔ）を算出する位相補正算出部(2) と、前
記Ｇ’（ｆ）と、前記位相補正データγとを乗算する位
相補正乗算部(3) とを備えたことを特徴とする離散フー
リエ変換値の遅延時間補正装置。1. A sampling period for an analog signal is τ, and sampling points are t = −Δt, τ−Δt ,.
., (N-1) [tau]-[Delta] t total N sample values g
(-Δt), g (τ-Δt), ..., g ((N-1)
A Fourier transform unit (1) that obtains a frequency component G ′ (f) = G (f) · exp (−j2πfΔt) by performing a discrete Fourier transform on τ−Δt) and phase correction data γ = exp
A discrete Fourier transform comprising: a phase correction calculation unit (2) for calculating (j2πfΔt); and a phase correction multiplication unit (3) for multiplying the G ′ (f) and the phase correction data γ. Conversion value delay time correction device.
をτで除して遅延残差ΔＷを演算するΔＷ演算手段(4)
と、周波数インデックスｋを発生するｋ発生手段(5)
と、前記ΔＷに、前記ｋを乗算したΔＷ・ｋを演算する
ｋ乗算手段(6) と、全サンプル点数Ｎで、前記ΔＷ・ｋ
を除した値である位相回転角Δωを演算するＮ除算手段
(7) と、前記Δωよりγ＝ｅｘｐ（ｊ２πΔω）を得る
γ演算手段(8) とを備えたことを特徴とする請求項１に
記載の離散フーリエ変換値の遅延時間補正装置。2. The phase correction calculation unit (2), wherein the Δt
ΔW calculating means (4) for calculating the delay residual ΔW by dividing
And k generating means (5) for generating the frequency index k
And k multiplication means (6) for calculating ΔW · k by multiplying ΔW by k, and ΔW · k for all sample points N.
N dividing means for calculating a phase rotation angle Δω which is a value obtained by dividing
The delay time correction apparatus for a discrete Fourier transform value according to claim 1, further comprising: (7) and a γ calculation means (8) for obtaining γ = exp (j2πΔω) from the Δω.
インデックスｋを発生するｋ発生手段(5) と、前記ΔＷ
に、前記ｋを乗算したΔＷ・ｋを演算するｋ乗算手段
(6) と、全サンプル点数Ｎで、前記ΔＷ・ｋを除した値
である位相回転角Δωを演算するＮ除算手段(7) とから
なる部分を、 上記サンプル点の数Ｎ＝２n としたと、のｍ（ｍ≧ｎ）
ビットからなるカウンタ(21)と、上記カウンタ(21)の全
ビットをリバースするビットリバース部(22)と、上記ビ
ットリバース部(22)でビットリバースされたｍビットの
最上位ビットの前に、小数点が存在するものとして、全
ビットをｋ／Ｎの値として抽出し、上記ΔＷを乗算し
て、ΔＷ・ｋ／Ｎを得る演算手段とで置き換えて、上記
Δωを得ることを特徴とする請求項１に記載の離散フー
リエ変換値の遅延時間補正装置。3. The phase correction calculator (2), k generating means (5) for generating a frequency index k, and the ΔW
And k multiplication means for calculating ΔW · k by multiplying k by
(6) and N dividing means (7) for calculating the phase rotation angle Δω which is a value obtained by dividing ΔW · k by the total number N of sample points, and the number of sample points N = 2 n When done, m (m ≧ n)
In front of the counter (21) consisting of bits, the bit reverse unit (22) for reversing all the bits of the counter (21), and the most significant bit of the m bits that have been bit-reversed by the bit reverse unit (22), It is assumed that a decimal point exists, all bits are extracted as a value of k / N, and the value is multiplied by ΔW to replace ΔW · k / N to obtain ΔW to obtain Δω. Item 4. A delay time correction device for a discrete Fourier transform value according to Item 1.
数点以下の値に対応して、前記γ値が記載されたルック
アップテーブルよりになることを特徴とする請求項２，
又は、３に記載の離散フーリエ変換値の遅延時間補正装
置。4. The γ calculating means (8) is a lookup table in which the γ value is described in correspondence with the value of the Δω below the decimal point.
Alternatively, the delay time correction device for the discrete Fourier transform value according to item 3.
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| CN113608188B (en) * | 2021-06-21 | 2023-12-29 | 西安空间无线电技术研究所 | Space debris angle measurement method and system based on space-based TDM-MIMO radar |
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