JPH06104793A - パルス通信方式 - Google Patents
パルス通信方式Info
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- JPH06104793A JPH06104793A JP4246973A JP24697392A JPH06104793A JP H06104793 A JPH06104793 A JP H06104793A JP 4246973 A JP4246973 A JP 4246973A JP 24697392 A JP24697392 A JP 24697392A JP H06104793 A JPH06104793 A JP H06104793A
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- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 パルスレーダ等のパルス通信方式の特性向
上、例えばパルスレーダの探知距離の増大と距離分解能
の向上の為の、通常の送信パルスに対する伸長器（送
信）としての符号器および圧縮器（受信）としての復号
器に共通に使用されるコード発生器に関し、通常の送信
パルスに対し、短い処理時間で第３者に未知の任意のビ
ット長の多値符号を発生し、受信し復号する際に秘匿性
が高い符号列を発生するようなコード発生器の実現を目
的とする。 【構成】 其のコード発生器が、入力と出力の間の関係
を定める非線形の写像関数(1)と、其の入力の初期値の
僅かな変化が出力値の大きな変化となる様な初期値(2)
と、其の出力の所定の最大値(3)の設定により、不確定
な出力の値が確率的に予測できるカオス数列(4) を発生
し、該カオス数列(4)に対し２値化の為の複数の閾値(T
1,T2,T3─)により多値符号を発生する符号器(5)を具え
たカオス符号発生器(10)であるように構成する。
上、例えばパルスレーダの探知距離の増大と距離分解能
の向上の為の、通常の送信パルスに対する伸長器（送
信）としての符号器および圧縮器（受信）としての復号
器に共通に使用されるコード発生器に関し、通常の送信
パルスに対し、短い処理時間で第３者に未知の任意のビ
ット長の多値符号を発生し、受信し復号する際に秘匿性
が高い符号列を発生するようなコード発生器の実現を目
的とする。 【構成】 其のコード発生器が、入力と出力の間の関係
を定める非線形の写像関数(1)と、其の入力の初期値の
僅かな変化が出力値の大きな変化となる様な初期値(2)
と、其の出力の所定の最大値(3)の設定により、不確定
な出力の値が確率的に予測できるカオス数列(4) を発生
し、該カオス数列(4)に対し２値化の為の複数の閾値(T
1,T2,T3─)により多値符号を発生する符号器(5)を具え
たカオス符号発生器(10)であるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パルスレーダ等のパル
ス通信方式の特性向上、例えばパルスレーダの探知距離
の増大と距離分解能の向上の為の、送信パルスに対する
符号変調によるパルス幅の伸長器（送信）としての符号
器および圧縮器（受信）としての復号器に共通に使用さ
れるコード発生器の構成に関するものである。
ス通信方式の特性向上、例えばパルスレーダの探知距離
の増大と距離分解能の向上の為の、送信パルスに対する
符号変調によるパルス幅の伸長器（送信）としての符号
器および圧縮器（受信）としての復号器に共通に使用さ
れるコード発生器の構成に関するものである。
【０００２】パルスレーダ等のパルス通信方式の性能向
上の為の、送信側のパルス幅の伸長の符号器と受信側の
圧縮の復号器とに共通に使用されるコード発生器として
は、任意のビット長で多値符号の発生が可能であり、そ
の回路構成が簡単で、且つ処理時間が短くて、第３者に
対する秘匿性が高いことが望まれている。
上の為の、送信側のパルス幅の伸長の符号器と受信側の
圧縮の復号器とに共通に使用されるコード発生器として
は、任意のビット長で多値符号の発生が可能であり、そ
の回路構成が簡単で、且つ処理時間が短くて、第３者に
対する秘匿性が高いことが望まれている。
【０００３】
【従来の技術】従来のパルスレーダは、例えば電子情報
通信学会編の「レーダ技術: 第12章特殊なレーダ技術の
12.2パルス圧縮レーダ」を参照すると、探知距離を増大
する為には送信電力を大きくする必要があり、他方、距
離分解能を高めるには送信パルスのパルス幅を出来るだ
け狭くする必要があって、探知距離を増大する事と距離
分解能を高める事とは互いに相反する事とされていた。
ところが、探知距離を決定するものは送信パルスの尖頭
電力ではなくて平均電力であり、距離分解能を決定する
のは送信パルスの幅ではなくて送信パルスの有する周波
数帯域幅であることが明らかとなり、それで、送信パル
スのパルス幅を長くし、また、帯域幅を広くする為に、
送信パルスに対し、特定の変調を施して特殊な送信信号
として使うことが考えられた。このため、送信パルスの
時間幅T と帯域幅Δf とがそれぞれ独立のパラメータと
して扱われ、その積 TΔf がパルス圧縮比としてレーダ
信号の重要な性能諸元となった。代表的なパルス圧縮技
術には、(1)アナログ式の直線的周波数変調方式と、(2)
ディジタル式の符号変調方式とがある。
通信学会編の「レーダ技術: 第12章特殊なレーダ技術の
12.2パルス圧縮レーダ」を参照すると、探知距離を増大
する為には送信電力を大きくする必要があり、他方、距
離分解能を高めるには送信パルスのパルス幅を出来るだ
け狭くする必要があって、探知距離を増大する事と距離
分解能を高める事とは互いに相反する事とされていた。
ところが、探知距離を決定するものは送信パルスの尖頭
電力ではなくて平均電力であり、距離分解能を決定する
のは送信パルスの幅ではなくて送信パルスの有する周波
数帯域幅であることが明らかとなり、それで、送信パル
スのパルス幅を長くし、また、帯域幅を広くする為に、
送信パルスに対し、特定の変調を施して特殊な送信信号
として使うことが考えられた。このため、送信パルスの
時間幅T と帯域幅Δf とがそれぞれ独立のパラメータと
して扱われ、その積 TΔf がパルス圧縮比としてレーダ
信号の重要な性能諸元となった。代表的なパルス圧縮技
術には、(1)アナログ式の直線的周波数変調方式と、(2)
ディジタル式の符号変調方式とがある。
【０００４】(1)直線的周波数変調方式は、図４の(1)
を参照し、その (a)の様な、送信する時間幅T のパルス
に対し (b)の様に周波数変調FMを加え直線状ＦＭパルス
として放射送信する。そして受信側で、この様な送信信
号の受信信号を、(c) の様な、周波数f 対遅延時間T の
特性をもった回路網を通すと、時間幅T 内の各パルスに
分散されていた周波数成分が集中されて、急峻なインパ
ルス状に圧縮され、正確には、(d) の様な、パルス圧縮
波形となる。そして其の包絡線の尖頭値の振幅が(TΔf)
1/2 となり、主パルスの幅が1/Δf となって、送信パル
スの時間幅T が長くても、受信側で高い分解能の受信ビ
デオが得られることになる。このパルス圧縮方式を実現
するには、(a),(c) で表される特性をもつ回路網が必要
であるが、その回路網として、中間周波数の電気信号を
一旦、弾性表面波SAW 信号に変換して或る区間を伝播さ
せた後、再び電気信号に戻す遅延線路が多用される。こ
の場合、信号の周波数成分により伝播距離が変化し、結
果として周波数f により遅延時間T が直線的に変化する
様に遅延線路の電極の構造が細工されている。
を参照し、その (a)の様な、送信する時間幅T のパルス
に対し (b)の様に周波数変調FMを加え直線状ＦＭパルス
として放射送信する。そして受信側で、この様な送信信
号の受信信号を、(c) の様な、周波数f 対遅延時間T の
特性をもった回路網を通すと、時間幅T 内の各パルスに
分散されていた周波数成分が集中されて、急峻なインパ
ルス状に圧縮され、正確には、(d) の様な、パルス圧縮
波形となる。そして其の包絡線の尖頭値の振幅が(TΔf)
1/2 となり、主パルスの幅が1/Δf となって、送信パル
スの時間幅T が長くても、受信側で高い分解能の受信ビ
デオが得られることになる。このパルス圧縮方式を実現
するには、(a),(c) で表される特性をもつ回路網が必要
であるが、その回路網として、中間周波数の電気信号を
一旦、弾性表面波SAW 信号に変換して或る区間を伝播さ
せた後、再び電気信号に戻す遅延線路が多用される。こ
の場合、信号の周波数成分により伝播距離が変化し、結
果として周波数f により遅延時間T が直線的に変化する
様に遅延線路の電極の構造が細工されている。
【０００５】(2)符号変調方式は、時間幅T の送信パル
スに対する符号化位相変調によるパルス圧縮を原理とし
たものであり、図４の(2) を参照し、時間幅T の送信パ
ルスを、同図(a) の様な、特殊な符号系列（発見者Bark
erの名に因みバーカ符号と呼ばれる) の例えば７個の＋
−から成る符号系列＋＋＋−−＋−に、７等分して対応
させ、その符号＋−により、送信パルスの搬送波の位相
を 0゜,180゜だけ偏移することで送信パルスを符号化位
相変調し、(b) の様な、波形の送信信号を送信側から放
射する。一方、受信側は、移動ターゲットに対するＭＴ
Ｉ原理と同じく位相同期検波することで、(c) の様な送
信パルスに与えた符号系列を再生し、これを (d)の様
な、送信信号の１シンボル時間T の 1/7の遅延素子T/7
のタップ付の遅延線路と合成器Σから成るパルス圧縮器
に導入すると、該遅延線路の各タップから合成器Σの入
力端子P1,P2─P7への出力信号は、図５の A. 表(1)のP
1,P2─P7のような極性および時間関係を有するため、そ
の合成器Σの出力信号は、図４の(2)の (e)の様に、送
信パルスの幅T の７分の１のT/7にパルス圧縮され、同
時に振幅が７倍に伸長される。この方式によるパルス圧
縮比は、使用する符号系列の長さに依存し、長さN の符
号系列を用いると圧縮比N が得られる。前例では N=7の
場合である。この圧縮方式のレーダに適用できる符号系
列は、前述の如く特殊な性質の符号系列のみに限定さ
れ、この特殊性質は其の符号系列の持つ自己相関性の優
れた性質そのものに依存し、最も望ましい符号系列は所
謂バーカ符号である。このバーカ符号は有限な N個の＋
−符号で構成され、且つそれぞれの符号を極性とする単
位振幅の信号系列を(X1,X2─X N )とした時、その信号
系列は、図５の C.式(3)を満足するものである。前述の
図４の(2) の (a)の符号系列＋＋＋−−＋−の場合は、
X1= +1,X2= +1,X3= +1,X4= -1,X5= -1,X6= +1,X7=-1の
単位振幅の各信号に対応させる事により、図５の C. 式
(3)が成立することが確かめられる。図５の A. 表(1)の
出力は、式(3)のψ(K) の値をN=7 の場合について示し
たものである。よって、図４の(2) の (a)の符号系列＋
＋＋−−＋−はバーカ符号である。このψ(K) の式が、
自己相関関数と呼ばれていて、このバーカ符号の良さ
は、この自己相関関数の値から明らかな様に、K=０以外
では値０又は±1 だけを取ること、即ち、サイドローブ
が０又は±1となり小さいことである。このバーカ符号
は、N = 6,084 迄の符号系列のうち、図５の B. 表(2)
に示す N=2,3,4,5,7,11,13の限定された符号系列のみし
か見付かっていない。図６は、この従来の符号変調方式
のバーカ符号の符号発生器を、そのコード発生器10とし
て、送信側では送信パルス幅の伸長のための符号器に使
用され、受信側では受信パルス幅の圧縮のための復号器
に使用した場合の、レーダ装置全体の構成図である。ま
た、符号変調方式のレーダ装置の前記コード発生器とし
て、線形符号の中の巡回符号の所謂Ｍ系列符号の符号発
生器を使用した例もある。Ｍ系列符号は、符号長ｎ=2 m
−1,情報ビット数ｋ＝ｍの (n,k)巡回符号であり、見掛
上ランダムな系列であるが、その符号を発生するのに大
きな時間を要する。
スに対する符号化位相変調によるパルス圧縮を原理とし
たものであり、図４の(2) を参照し、時間幅T の送信パ
ルスを、同図(a) の様な、特殊な符号系列（発見者Bark
erの名に因みバーカ符号と呼ばれる) の例えば７個の＋
−から成る符号系列＋＋＋−−＋−に、７等分して対応
させ、その符号＋−により、送信パルスの搬送波の位相
を 0゜,180゜だけ偏移することで送信パルスを符号化位
相変調し、(b) の様な、波形の送信信号を送信側から放
射する。一方、受信側は、移動ターゲットに対するＭＴ
Ｉ原理と同じく位相同期検波することで、(c) の様な送
信パルスに与えた符号系列を再生し、これを (d)の様
な、送信信号の１シンボル時間T の 1/7の遅延素子T/7
のタップ付の遅延線路と合成器Σから成るパルス圧縮器
に導入すると、該遅延線路の各タップから合成器Σの入
力端子P1,P2─P7への出力信号は、図５の A. 表(1)のP
1,P2─P7のような極性および時間関係を有するため、そ
の合成器Σの出力信号は、図４の(2)の (e)の様に、送
信パルスの幅T の７分の１のT/7にパルス圧縮され、同
時に振幅が７倍に伸長される。この方式によるパルス圧
縮比は、使用する符号系列の長さに依存し、長さN の符
号系列を用いると圧縮比N が得られる。前例では N=7の
場合である。この圧縮方式のレーダに適用できる符号系
列は、前述の如く特殊な性質の符号系列のみに限定さ
れ、この特殊性質は其の符号系列の持つ自己相関性の優
れた性質そのものに依存し、最も望ましい符号系列は所
謂バーカ符号である。このバーカ符号は有限な N個の＋
−符号で構成され、且つそれぞれの符号を極性とする単
位振幅の信号系列を(X1,X2─X N )とした時、その信号
系列は、図５の C.式(3)を満足するものである。前述の
図４の(2) の (a)の符号系列＋＋＋−−＋−の場合は、
X1= +1,X2= +1,X3= +1,X4= -1,X5= -1,X6= +1,X7=-1の
単位振幅の各信号に対応させる事により、図５の C. 式
(3)が成立することが確かめられる。図５の A. 表(1)の
出力は、式(3)のψ(K) の値をN=7 の場合について示し
たものである。よって、図４の(2) の (a)の符号系列＋
＋＋−−＋−はバーカ符号である。このψ(K) の式が、
自己相関関数と呼ばれていて、このバーカ符号の良さ
は、この自己相関関数の値から明らかな様に、K=０以外
では値０又は±1 だけを取ること、即ち、サイドローブ
が０又は±1となり小さいことである。このバーカ符号
は、N = 6,084 迄の符号系列のうち、図５の B. 表(2)
に示す N=2,3,4,5,7,11,13の限定された符号系列のみし
か見付かっていない。図６は、この従来の符号変調方式
のバーカ符号の符号発生器を、そのコード発生器10とし
て、送信側では送信パルス幅の伸長のための符号器に使
用され、受信側では受信パルス幅の圧縮のための復号器
に使用した場合の、レーダ装置全体の構成図である。ま
た、符号変調方式のレーダ装置の前記コード発生器とし
て、線形符号の中の巡回符号の所謂Ｍ系列符号の符号発
生器を使用した例もある。Ｍ系列符号は、符号長ｎ=2 m
−1,情報ビット数ｋ＝ｍの (n,k)巡回符号であり、見掛
上ランダムな系列であるが、その符号を発生するのに大
きな時間を要する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】パルスレーダの特性改
善の為の上記パルス圧縮技術の従来の(1)直線的周波数
変調方式は、単に送信側で時間幅T の送信パルスに対し
て周波数変調を加えただけであり、 (2)符号変調方式の
バーカ符号を使用したパルス圧縮方式も、送信パルスの
符号列のビット長N が N=2,3,4,5,7,11,13の限定された
符号系列の時のみ有効であるので、第３者に対する秘匿
性が乏しい。また、(2)符号変調方式のコード発生器と
してＭ系列符号器を使用した方式は、第３者に対する秘
匿性は有るが、そのランダム的に符号を発生する際に大
きな時間を要すると言う問題があった。本発明の目的
は、パルスレーダ等のパルス通信方式の特性改善の為
の、送信パルスに対する符号変調によるパルス幅(T)の
伸長と其の受信パルスの圧縮のためのコード発生器とし
て、未処理の送信パルスに対し、短い処理時間で、第３
者に未知の任意のビット長の多値符号列を発生し、その
受信パルスを復号する際に、秘匿性が高いような符号列
を発生するコード発生器を実現することにある。
善の為の上記パルス圧縮技術の従来の(1)直線的周波数
変調方式は、単に送信側で時間幅T の送信パルスに対し
て周波数変調を加えただけであり、 (2)符号変調方式の
バーカ符号を使用したパルス圧縮方式も、送信パルスの
符号列のビット長N が N=2,3,4,5,7,11,13の限定された
符号系列の時のみ有効であるので、第３者に対する秘匿
性が乏しい。また、(2)符号変調方式のコード発生器と
してＭ系列符号器を使用した方式は、第３者に対する秘
匿性は有るが、そのランダム的に符号を発生する際に大
きな時間を要すると言う問題があった。本発明の目的
は、パルスレーダ等のパルス通信方式の特性改善の為
の、送信パルスに対する符号変調によるパルス幅(T)の
伸長と其の受信パルスの圧縮のためのコード発生器とし
て、未処理の送信パルスに対し、短い処理時間で、第３
者に未知の任意のビット長の多値符号列を発生し、その
受信パルスを復号する際に、秘匿性が高いような符号列
を発生するコード発生器を実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本構成は、決定論的なシステムの出力が、シス
テムの入出力の非線形性により、恰も確率過程であるか
の様に複雑に振舞うことのある不安定な現象（カオス現
象）を数学的に生成できること（例えば、講談社発行，
山口昌哉著，カオスとフラクタル 非線形の不思議 参
照）に着目し、図１の原理図に示す如く、パルスを送信
し受信するパルス通信方式において、その送信パルスに
対する符号変調によるパルス幅(T)の伸長用の符号器と
其の受信パルスの圧縮用の復号器のためのコード発生器
10が、入力と出力の間の関係を定める非線形の写像関数
(1) の選定と、其の入力の初期値の僅かな変化が出力の
大きな変化となる様な初期値(2) と、出力の所定の最大
値(3) の設定により、不確定な出力の値が確率的に予測
できる所定のカオス数列(4) を発生し、そのカオス数列
(4)に対し、２値化の為の複数の閾値T1,T2,─により多
値符号を発生する符号器(5) を具えたカオス符号発生器
10であるように構成する。
発明の基本構成は、決定論的なシステムの出力が、シス
テムの入出力の非線形性により、恰も確率過程であるか
の様に複雑に振舞うことのある不安定な現象（カオス現
象）を数学的に生成できること（例えば、講談社発行，
山口昌哉著，カオスとフラクタル 非線形の不思議 参
照）に着目し、図１の原理図に示す如く、パルスを送信
し受信するパルス通信方式において、その送信パルスに
対する符号変調によるパルス幅(T)の伸長用の符号器と
其の受信パルスの圧縮用の復号器のためのコード発生器
10が、入力と出力の間の関係を定める非線形の写像関数
(1) の選定と、其の入力の初期値の僅かな変化が出力の
大きな変化となる様な初期値(2) と、出力の所定の最大
値(3) の設定により、不確定な出力の値が確率的に予測
できる所定のカオス数列(4) を発生し、そのカオス数列
(4)に対し、２値化の為の複数の閾値T1,T2,─により多
値符号を発生する符号器(5) を具えたカオス符号発生器
10であるように構成する。
【０００８】
【作用】本発明では、パルスレーダ等のパルス通信方式
の特性改善の為に、送信側ではパルス幅の伸長のための
符号器として送信パルスを符号化し、その受信側では受
信パルス幅の圧縮のための復号器として受信パルスと乗
算し復調するために必要な符号列を発生するコード発生
器10として、カオス符号発生器が使用される。即ち、
(1) 非線形写像関数の選定と、(2) その入力X0,X1,X
2（この初期値X0によってカオス数列が決定される)
と、(3) その出力値の所定の最大値(0.8925 〜1.0000:
この領域をカオス領域という) とを順に設定することに
より、所定の(4)のカオス数列が発生される。そして此
のカオス数列(4) が、符号器(5) にて、２値化の為の複
数の閾値T1,T2,─により順次２値化され、任意のビット
長で多値の符号系列を発生する。そして送信側では送信
パルス幅の伸長のための符号器として送信パルスを符号
化し、その受信側では受信パルス幅の圧縮のための復号
器として受信パルスと乗算し復調するコード発生器とし
て必要な符号列を発生する。
の特性改善の為に、送信側ではパルス幅の伸長のための
符号器として送信パルスを符号化し、その受信側では受
信パルス幅の圧縮のための復号器として受信パルスと乗
算し復調するために必要な符号列を発生するコード発生
器10として、カオス符号発生器が使用される。即ち、
(1) 非線形写像関数の選定と、(2) その入力X0,X1,X
2（この初期値X0によってカオス数列が決定される)
と、(3) その出力値の所定の最大値(0.8925 〜1.0000:
この領域をカオス領域という) とを順に設定することに
より、所定の(4)のカオス数列が発生される。そして此
のカオス数列(4) が、符号器(5) にて、２値化の為の複
数の閾値T1,T2,─により順次２値化され、任意のビット
長で多値の符号系列を発生する。そして送信側では送信
パルス幅の伸長のための符号器として送信パルスを符号
化し、その受信側では受信パルス幅の圧縮のための復号
器として受信パルスと乗算し復調するコード発生器とし
て必要な符号列を発生する。
【０００９】
【実施例】図２は本発明の実施例のパルス通信方式にお
けるコード発生器としてのカオス符号発生器の全体動作
のフローチャートであり、図３は其の実施例のカオス符
号の発生過程を説明する説明図であって、(A)カオス数
列の発生と、(B)カオス数列の多値符号化の符号器の説
明図である。
けるコード発生器としてのカオス符号発生器の全体動作
のフローチャートであり、図３は其の実施例のカオス符
号の発生過程を説明する説明図であって、(A)カオス数
列の発生と、(B)カオス数列の多値符号化の符号器の説
明図である。
【００１０】図２の本発明の実施例のコード発生器とし
てのカオス符号発生器10は、非線形写像関数の発生器
(1) と其の入力値を与える入力値付与回路(2) と其の出
力の所定の最大値を与える最大値付与回路(3) と、その
発生したカオス数列(4)を順次２値化する複数の閾値を
持つ多値符号化のための符号器(5) とから構成される。
てのカオス符号発生器10は、非線形写像関数の発生器
(1) と其の入力値を与える入力値付与回路(2) と其の出
力の所定の最大値を与える最大値付与回路(3) と、その
発生したカオス数列(4)を順次２値化する複数の閾値を
持つ多値符号化のための符号器(5) とから構成される。
【００１１】(1)の非線形の写像関数の発生器は、0 ≦
X≦１の入力X に対して、出力が 0≦f(X)≦１にて定ま
る非線形関数f(X)の発生器であって、正弦波関数や放物
線関数などが選択発生される。そして例えば正弦波関数
が選択されて、その関数f(X)の所定の最大値 0.8925〜
1.0000が (3)の最大値付与回路により与えられる。する
と、図３の (A)の如く、(2)の入力Xの初期値X0に対して
関数f(X)の出力f(X0)が定まり、その出力値f(X0) を次
の入力X1として次の出力値f(X1) を得るなど、入力X n
= 出力f(X n-1)を得る。そして入力 X0〜X n に対する
出力の値f(X0)〜f(X n-1)を、図３の(B)の様に、グラフ
に並べると、数列f(X0),〜f(X n-1)が得られる。この数
列が (4)のカオス数列である。そして此のカオス数列
(4)を、複数の閾値の例えば２つの閾値T1,T2を持つ (5)
の符号器にて、符号化すると、多値符号の３値の符号列
の例えば 102110 ─が得られ、送信側では伸長のため符
号化された送信パルスが送信機から送信される。受信機
では、此の伸長された送信パルスを受信したパルスの符
号列 102110 ─の受信タイミングを、順次１ビットづつ
遅らせて其のビット単位の符号の一致（合否) を取る自
己相関を取り、一致した合の符号列だけを受信出力とし
て取り出し記録する。レーダ等のパルス通信方式で、上
記 (1)の非線形の写像関数の例えば正弦波関数と、(2)
の所定の最大値0.8925〜1.0000と、(3)の入力の初期値X
0の３つのパラメータを設定すれば、不確定な出力の値
が確率的に予測できる所定の (4)のカオス数列f(X0) 〜
f(X n-1)を発生できるので、その送信側と受信側とで、
予め前記３つのパラメータを相談し定めて置けば、送信
側の元のデータを受信側で正しく復調でき、第３者に対
しては秘匿性の高いデータの送受信が出来ることにな
る。
X≦１の入力X に対して、出力が 0≦f(X)≦１にて定ま
る非線形関数f(X)の発生器であって、正弦波関数や放物
線関数などが選択発生される。そして例えば正弦波関数
が選択されて、その関数f(X)の所定の最大値 0.8925〜
1.0000が (3)の最大値付与回路により与えられる。する
と、図３の (A)の如く、(2)の入力Xの初期値X0に対して
関数f(X)の出力f(X0)が定まり、その出力値f(X0) を次
の入力X1として次の出力値f(X1) を得るなど、入力X n
= 出力f(X n-1)を得る。そして入力 X0〜X n に対する
出力の値f(X0)〜f(X n-1)を、図３の(B)の様に、グラフ
に並べると、数列f(X0),〜f(X n-1)が得られる。この数
列が (4)のカオス数列である。そして此のカオス数列
(4)を、複数の閾値の例えば２つの閾値T1,T2を持つ (5)
の符号器にて、符号化すると、多値符号の３値の符号列
の例えば 102110 ─が得られ、送信側では伸長のため符
号化された送信パルスが送信機から送信される。受信機
では、此の伸長された送信パルスを受信したパルスの符
号列 102110 ─の受信タイミングを、順次１ビットづつ
遅らせて其のビット単位の符号の一致（合否) を取る自
己相関を取り、一致した合の符号列だけを受信出力とし
て取り出し記録する。レーダ等のパルス通信方式で、上
記 (1)の非線形の写像関数の例えば正弦波関数と、(2)
の所定の最大値0.8925〜1.0000と、(3)の入力の初期値X
0の３つのパラメータを設定すれば、不確定な出力の値
が確率的に予測できる所定の (4)のカオス数列f(X0) 〜
f(X n-1)を発生できるので、その送信側と受信側とで、
予め前記３つのパラメータを相談し定めて置けば、送信
側の元のデータを受信側で正しく復調でき、第３者に対
しては秘匿性の高いデータの送受信が出来ることにな
る。
【００１２】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、一
般のパルス通信方式にて、その特性改善の為の、送信側
の符号器と受信側の復号器とに共用されるコード発生器
として発生するカオス符号を定める前記３つのパラメー
タを予め送信側と受信側とで相談し定めて任意のカオス
符号を発生する様にして置けば、データを送受信する側
には様々な符号化の為の符号を発生できて使用し易い
が、第３者には相手の送信パルスの符号列を限定し難
く、秘匿性に優れたパルス通信を実現できる効果が得ら
れる。
般のパルス通信方式にて、その特性改善の為の、送信側
の符号器と受信側の復号器とに共用されるコード発生器
として発生するカオス符号を定める前記３つのパラメー
タを予め送信側と受信側とで相談し定めて任意のカオス
符号を発生する様にして置けば、データを送受信する側
には様々な符号化の為の符号を発生できて使用し易い
が、第３者には相手の送信パルスの符号列を限定し難
く、秘匿性に優れたパルス通信を実現できる効果が得ら
れる。
【図１】 本発明のパルス通信方式の基本構成を示す原
理図
理図
【図２】 本発明の実施例のパルス通信方式におけるコ
ード発生器としてのカオス符号発生器の全体動作のフロ
ーチャート
ード発生器としてのカオス符号発生器の全体動作のフロ
ーチャート
【図３】 本発明の実施例のカオス符号発生器の符号発
生過程の説明図
生過程の説明図
【図４】 従来のパルスレーダのパルス圧縮の為の (1)
直線的周波数変調方式と (2)符号変調方式の説明図
直線的周波数変調方式と (2)符号変調方式の説明図
【図５】 従来の符号変調方式の一例のバーカ符号変調
方式の説明図
方式の説明図
【図６】 従来の符号変調方式を用いたレーダ装置の全
体構成図
体構成図
10はコード発生器でカオス符号発生器、1 は非線形の写
像関数の発生器、2 は入力値付与回路、3 は最大値付与
回路、4 はカオス数列、5 は符号器である。
像関数の発生器、2 は入力値付与回路、3 は最大値付与
回路、4 はカオス数列、5 は符号器である。
Claims (1)
- 【請求項１】 パルスを送信し受信するパルス通信方式
において、その送信パルスに対する符号変調によるパル
ス幅の伸長と其の受信パルスの圧縮のためのコード発生
器が、入力と出力の間の関係を定める非線形の写像関数
(1)と其の入力の初期値の僅かな変化が出力値の大きな
変化となる様な初期値(2)と其の出力の所定の最大値(3)
の設定により、不確定な出力の値が確率的に予測できる
カオス数列(4) を発生し、該カオス数列(4)に対し２値
化の為の複数の閾値(T1,T2,T3─)により多値符号列を発
生する符号器(5)を具えたカオス符号発生器(10)である
ことを特徴としたパルス通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4246973A JPH06104793A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | パルス通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4246973A JPH06104793A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | パルス通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06104793A true JPH06104793A (ja) | 1994-04-15 |
Family
ID=17156482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4246973A Withdrawn JPH06104793A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | パルス通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06104793A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000066706A (ko) * | 1999-04-20 | 2000-11-15 | 최규용 | 디지털 데이터의 카오스 다치 취득방법 |
| JP2002530009A (ja) * | 1998-11-12 | 2002-09-10 | ケビン ショート | 安全デジタルカオス通信のための方法及び装置 |
| WO2006025426A1 (ja) * | 2004-08-31 | 2006-03-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | データ通信装置 |
| WO2006038660A1 (ja) * | 2004-10-06 | 2006-04-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | データ通信装置 |
| WO2006051741A1 (ja) * | 2004-11-10 | 2006-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | データ送信装置 |
| JP2009174971A (ja) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Japan Radio Co Ltd | 無線タグおよび無線タグ距離測定装置 |
| US7801300B2 (en) * | 2006-01-11 | 2010-09-21 | Panasonic Corporation | Data transmitter and data receiver |
| US8644362B1 (en) | 2011-09-01 | 2014-02-04 | The SI Organization, Inc. | Hybrid pseudo-random noise and chaotic signal implementation for covert communication |
| WO2023007597A1 (ja) * | 2021-07-28 | 2023-02-02 | 日本電気株式会社 | 物体検出装置、物体検出システム及び物体検出方法 |
-
1992
- 1992-09-17 JP JP4246973A patent/JPH06104793A/ja not_active Withdrawn
Cited By (13)
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|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |