JPH05235790A - Feedforward amplifier - Google Patents
Feedforward amplifierInfo
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- JPH05235790A JPH05235790A JP4030519A JP3051992A JPH05235790A JP H05235790 A JPH05235790 A JP H05235790A JP 4030519 A JP4030519 A JP 4030519A JP 3051992 A JP3051992 A JP 3051992A JP H05235790 A JPH05235790 A JP H05235790A
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Abstract
Description
【０００１】 （目次） 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 発明の効果(Table of Contents) Industrial Application Field of the Prior Art Problems to be Solved by the Invention Means for Solving the Problems Action Example Effect of Invention
【０００２】[0002]
【産業上の利用分野】本発明は増幅器で発生する歪を抽
出して除去するフィードフォワード増幅器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a feedforward amplifier which extracts and removes distortion generated in the amplifier.
【０００３】このフィードフォワード増幅器は、デジタ
ル移動通信を行う基地局に設置される送受信装置等に適
用されるものである。その送受信装置は、従来のアナロ
グ方式の個別増幅ではなく、多数キャリアを一括して増
幅する共通増幅方式が用いられている。これはコスト、
実装面で有利であることに鑑みたものである。This feedforward amplifier is applied to a transmitter / receiver installed in a base station for digital mobile communication. The transmission / reception apparatus uses a common amplification method that collectively amplifies a large number of carriers, instead of a conventional analog individual amplification method. This is the cost,
This is because it is advantageous in terms of mounting.
【０００４】一方、送信スプリアス規定が従来のアナロ
グ方式の規定と同様に非常に厳しい値が要求されてい
る。送信スプリアス規定とは、アンテナから出力される
信号波以外の不用波、即ちアンプで生じる歪による不用
波、ハード回路から出力される電磁波による不用波、ロ
ーカル発振器からの漏れによる不用波等が、信号からど
れだけ落ちていなければならないかを定めたものであ
り、一般には６０ｄＢ落ちていなければならない。On the other hand, the transmission spurious regulation is required to have a very strict value like the regulation of the conventional analog system. The transmission spurious regulation means that the unnecessary wave other than the signal wave output from the antenna, that is, the unnecessary wave due to the distortion generated in the amplifier, the unnecessary wave due to the electromagnetic wave output from the hardware circuit, the unnecessary wave due to the leakage from the local oscillator, etc. It defines how much it must fall, and generally it must fall by 60 dB.
【０００５】これを共通増幅方式で実現するためには、
増幅器のバックオフを大きくする必要があるが、バック
オフを大きくすると、消費電力の増大、コストの増大に
つながるので、バックオフを極力少なくして低歪化を図
るために強力な歪補償回路が必要となる。そこで、フィ
ードフォワード法による補償技術が採用されている。In order to realize this with the common amplification method,
It is necessary to increase the backoff of the amplifier, but increasing the backoff leads to an increase in power consumption and an increase in cost. Therefore, a strong distortion compensation circuit is required to reduce the backoff as much as possible to achieve low distortion. Will be needed. Therefore, a compensation technique based on the feedforward method is adopted.
【０００６】しかし、フィードフォワード法は、温度変
化及び経年変化が大きく安定性に欠ける。そこで、その
欠点を補うことができ、しかもそれを小型で実現するこ
とができる自動制御回路を備えたフィードフォワード増
幅器が要望されている。However, the feed-forward method has a large temperature change and a long-term change and lacks stability. Therefore, there is a demand for a feedforward amplifier equipped with an automatic control circuit capable of compensating for the drawback and realizing it in a small size.
【０００７】[0007]
【従来の技術】図５に従来のフィードフォワード増幅器
のブロック構成図を示し、その説明を行う。2. Description of the Related Art A block diagram of a conventional feedforward amplifier is shown in FIG.
【０００８】この図に示すフィードフォワード増幅器
は、デジタル移動通信を行う基地局に設置される送受信
装置に用いられるものである。符号１は入力端子であ
り、図示せぬ携帯用電話機等の多数の移動局へ送信され
る主信号となる多数の変調信号が合成された合成信号Ｓ
１が供給される。The feedforward amplifier shown in this figure is used in a transmitter / receiver installed in a base station for digital mobile communication. Reference numeral 1 denotes an input terminal, which is a composite signal S in which a large number of modulated signals which are main signals to be transmitted to a large number of mobile stations such as a mobile phone (not shown) are combined.
1 is supplied.
【０００９】但し、多数の変調信号のキャリア成分は各
々周波数が異なるものである。また、合成信号Ｓ１の概
略スペクトル図を符号２で示す。３は局部発振器であ
り、周波数ｆP1の第１パイロット信号Ｐ１を出力する。
４はハイブリッド回路であり、第１パイロット信号Ｐ１
を２方路へ出力する。ハイブリッド回路４から出力され
る一方の第１パイロット信号Ｐ１は、ハイブリッド回路
４ａで合成信号Ｓ１と合成され、合成信号Ｓ３として出
力される。合成信号Ｓ３のスペクトル図を符号５で示
す。However, the carrier components of many modulated signals have different frequencies. Further, reference numeral 2 indicates a schematic spectrum diagram of the combined signal S1. A local oscillator 3 outputs a first pilot signal P1 having a frequency f P1 .
Reference numeral 4 denotes a hybrid circuit, which is the first pilot signal P1.
Is output to two routes. One first pilot signal P1 output from the hybrid circuit 4 is combined with the combined signal S1 in the hybrid circuit 4a and output as a combined signal S3. A spectrum diagram of the combined signal S3 is shown by reference numeral 5.
【００１０】６で示すハイブリッド回路は、入力される
合成信号Ｓ３を２方路へ出力する。７は主アンプであ
り、ハイブリッド回路６から出力される一方の合成信号
Ｓ３を所定利得増幅し、合成信号Ｓ４として出力する。The hybrid circuit shown by 6 outputs the input combined signal S3 to two routes. A main amplifier 7 amplifies one of the combined signals S3 output from the hybrid circuit 6 by a predetermined gain and outputs the amplified combined signal S4.
【００１１】８で示すハイブリッド回路は、合成信号Ｓ
４と、局部発振器９から出力される周波数ｆP2の第２パ
イロット信号Ｐ２とを合成し、合成信号Ｓ６として出力
する。合成信号Ｓ６のスペクトル図を符号１０で示す。
合成信号Ｓ６には、スペクトル図１０から分かるように
アンプ７で増幅された際に発生した歪による不用波が混
在している。The hybrid circuit shown by 8 has a composite signal S
4 and the second pilot signal P2 having the frequency f P2 output from the local oscillator 9 are combined and output as a combined signal S6. A spectrum diagram of the composite signal S6 is shown by reference numeral 10.
As can be seen from the spectrum diagram 10, the synthetic signal S6 contains a mixture of unnecessary waves due to the distortion generated when being amplified by the amplifier 7.
【００１２】１１で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ６を２方路へ出力する。１２は可変減衰器であり、ハ
イブリッド回路１１から出力される一方の合成信号Ｓ６
を、符号６、７、８、１１、１２、１８の経路の利得
と、符号６、１３、１４、１５、１８の経路の利得とが
等しく成るように減衰し、合成信号Ｓ７として出力す
る。The hybrid circuit indicated by 11 outputs the combined signal S6 to two routes. Reference numeral 12 denotes a variable attenuator, which is one composite signal S6 output from the hybrid circuit 11.
Are attenuated so that the gains of the paths of reference numerals 6, 7, 8, 11, 12, and 18 are equal to the gains of the paths of reference numerals 6, 13, 14, 15, and 18, and are output as a composite signal S7.
【００１３】つまり、合成信号Ｓ７は、符号１０で示す
合成信号Ｓ６の第１パイロット信号Ｐ１（ｆP1）がアン
プ７で増幅される前の信号レベルにされ、第２パイロッ
ト信号Ｐ２（ｆP2）及び不用波が第１パイロット信号Ｐ
１が減衰されたレベルと同レベル減衰されたものとな
る。That is, the combined signal S7 is set to the signal level before the first pilot signal P1 (f P1 ) of the combined signal S6 shown by reference numeral 10 is amplified by the amplifier 7, and the second pilot signal P2 (f P2 ) is obtained. And the unwanted wave is the first pilot signal P
1 is attenuated at the same level as the attenuated level.
【００１４】１４は可変減衰器、１５は可変位相器であ
り、矢印Ｙ１で示す歪抽出ループの構成要素となるもの
である。可変減衰器１４は、ハイブリッド回路６から出
力され、且つ遅延回路１３を介して送られて来る合成信
号Ｓ３を、信号減衰／位相制御部１６から出力される制
御信号Ｃ１に応じて減衰し、可変位相器１５は、その減
衰された信号の位相を制御信号Ｃ２に応じて変化させ、
合成信号Ｓ８として出力する。Reference numeral 14 is a variable attenuator, and 15 is a variable phase shifter, which is a component of the distortion extraction loop indicated by arrow Y1. The variable attenuator 14 attenuates the composite signal S3 output from the hybrid circuit 6 and sent via the delay circuit 13 according to the control signal C1 output from the signal attenuating / phase controlling unit 16, and varies the variable signal. The phase shifter 15 changes the phase of the attenuated signal according to the control signal C2,
The combined signal S8 is output.
【００１５】合成信号Ｓ８のスペクトル図を符号１７で
示す。合成信号Ｓ８のスペクトルは可変減衰器１４及び
可変位相器１５により変化させられなければ、合成信号
Ｓ３と同じになる。A spectrum diagram of the composite signal S8 is shown by reference numeral 17. The spectrum of the composite signal S8 is the same as that of the composite signal S3 unless changed by the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15.
【００１６】１８で示すハイブリッド回路は、可変位相
器１５から出力される合成信号Ｓ８と、可変減衰器１２
から出力される合成信号Ｓ７とを合成し、合成信号Ｓ９
として出力する。例えば、合成信号Ｓ８の第１パイロッ
ト信号Ｐ１及び多数の変調信号のレベル及び位相が、合
成信号Ｓ７の第１パイロット信号Ｐ１及び多数の変調信
号のレベルと同レベルであり、かつ位相が１８０度ずれ
ているとすれば、双方の第１パイロット信号Ｐ１同士及
び多数の変調信号同士が打ち消し合うので、合成信号Ｓ
９は不用波と第２パイロット信号Ｐ２の成分によるもの
となる。合成信号Ｓ９の一例のスペクトル図を符号１９
で示す。The hybrid circuit indicated by 18 includes the combined signal S8 output from the variable phase shifter 15 and the variable attenuator 12
And the combined signal S7 output from
Output as. For example, the levels and phases of the first pilot signal P1 and the multiple modulation signals of the composite signal S8 are the same as the levels of the first pilot signal P1 and the multiple modulation signals of the composite signal S7, and the phases are shifted by 180 degrees. If so, the first pilot signals P1 on both sides and a large number of modulated signals cancel each other, so that the combined signal S
9 is due to the unnecessary wave and the component of the second pilot signal P2. Reference numeral 19 indicates a spectrum diagram of an example of the composite signal S9.
Indicate.
【００１７】２０で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ９を２方路へ出力する。２１は第１検出器（ＤＥＴ
１）であり、ハイブリッド回路２０から出力される一方
の合成信号Ｓ９の第１パイロット信号Ｐ１のレベルを検
出し、この検出されたレベルＬ１を信号減衰／位相制御
部１６へ出力する。The hybrid circuit indicated by 20 outputs the combined signal S9 to two routes. 21 is the first detector (DET
1), the level of the first pilot signal P1 of the one combined signal S9 output from the hybrid circuit 20 is detected, and the detected level L1 is output to the signal attenuation / phase control unit 16.
【００１８】信号減衰／位相制御部１６は、レベルＬ１
に応じた制御信号Ｃ１，Ｃ２を可変減衰器１４及び可変
位相器１５へ出力する。これによって可変減衰器１４及
び可変位相器１５が作動する。The signal attenuating / phase controlling section 16 is operated at the level L1.
To the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15. This activates the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15.
【００１９】例えば、合成信号Ｓ７と合成信号Ｓ８との
第１パイロット信号Ｐ１及び多数の変調信号のレベルが
異なり、かつ位相が逆相でない場合は、合成信号Ｓ９に
第１パイロット信号Ｐ１成分が残るので、第１検出器２
１で第１パイロット信号Ｐ１のレベルが検出され、この
検出レベルＬ１に応じた制御信号Ｃ１，Ｃ２が信号減衰
／位相制御部１６から可変減衰器１４及び可変位相器１
５へ出力される。For example, when the levels of the first pilot signal P1 and the multiple modulation signals of the composite signal S7 and the composite signal S8 are different and the phases are not opposite phases, the first pilot signal P1 component remains in the composite signal S9. Therefore, the first detector 2
1, the level of the first pilot signal P1 is detected, and the control signals C1 and C2 corresponding to the detection level L1 are output from the signal attenuation / phase control unit 16 to the variable attenuator 14 and the variable phaser 1.
It is output to 5.
【００２０】これによって、可変減衰器１４及び可変位
相器１５が、合成信号Ｓ７の第１パイロット信号Ｐ１及
び多数の変調信号を、合成信号Ｓ８の第１パイロット信
号Ｐ１及び多数の変調信号で打ち消すように、合成信号
Ｓ３のレベル及び位相を変化させる。As a result, the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 cancel the first pilot signal P1 and the multiple modulation signals of the composite signal S7 by the first pilot signal P1 and the multiple modulation signals of the composite signal S8. Then, the level and phase of the composite signal S3 are changed.
【００２１】２２は可変減衰器、２３は可変位相器、２
４は補助アンプであり、矢印Ｙ２で示す歪除去ループの
構成要素となるものである。可変減衰器２２は、ハイブ
リッド回路２０から出力される合成信号Ｓ９を、信号減
衰／位相制御部１６から出力される制御信号Ｃ５に応じ
て減衰し、可変位相器２３は、その減衰された信号の位
相を制御信号Ｃ６に応じて変化させ、合成信号Ｓ１０と
して出力する。Reference numeral 22 is a variable attenuator, 23 is a variable phase shifter, 2
Reference numeral 4 denotes an auxiliary amplifier, which is a component of the distortion removal loop indicated by arrow Y2. The variable attenuator 22 attenuates the combined signal S9 output from the hybrid circuit 20 according to the control signal C5 output from the signal attenuation / phase control unit 16, and the variable phase attenuator 23 outputs the attenuated signal. The phase is changed according to the control signal C6 and output as a combined signal S10.
【００２２】補助アンプ２４は、合成信号Ｓ１０を符号
１１、２８、３０、３２、３３の経路の利得と、符号１
１、１２、１８、２０、２２、２３、２４、３３の経路
の利得とが等しく成るような利得で増幅し、合成信号Ｓ
１１として出力する。The auxiliary amplifier 24 outputs the combined signal S10 to the gains of the paths indicated by reference numerals 11, 28, 30, 32, 33 and the reference numeral 1.
Amplification is performed with a gain such that the gains of the paths of 1, 12, 18, 20, 22, 22, 23, 24, and 33 become equal, and the combined signal S
Output as 11.
【００２３】つまり、合成信号Ｓ１１の第２パイロット
信号Ｐ２及び不用波のレベルは、合成信号Ｓ６の第２パ
イロット信号Ｐ２及び不用波と同レベルとなる。２５は
可変減衰器、２６は可変位相器、２７は補助アンプであ
り、矢印Ｙ３で示す第１パイロット信号除去ループの構
成要素となるものである。That is, the levels of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the combined signal S11 are the same as the levels of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the combined signal S6. Reference numeral 25 is a variable attenuator, 26 is a variable phase shifter, and 27 is an auxiliary amplifier, which is a component of the first pilot signal elimination loop shown by arrow Y3.
【００２４】可変減衰器２５は、ハイブリッド回路４か
ら出力される第１パイロット信号Ｐ１を、信号減衰／位
相制御部１６から出力される制御信号Ｃ３に応じて減衰
し、可変位相器２３は、その減衰された信号の位相を制
御信号Ｃ４に応じて変化させて出力する。The variable attenuator 25 attenuates the first pilot signal P1 output from the hybrid circuit 4 in accordance with the control signal C3 output from the signal attenuating / phase control section 16, and the variable phase shifter 23 outputs the signal. The phase of the attenuated signal is changed and output according to the control signal C4.
【００２５】補助アンプ２７は、可変位相器２６から出
力される第１パイロット信号Ｐ１′を符号４、２５、２
６、２７、２８の経路の利得と、符号４、４ａ、６、
７、８、１１、２８の経路の利得とが等しく成るような
利得で増幅して出力する。The auxiliary amplifier 27 outputs the first pilot signal P1 'output from the variable phase shifter 26 with reference numerals 4, 25 and 2.
The gains of the paths 6, 27, 28 and the reference numerals 4, 4a, 6,
It is amplified and output with a gain such that the gains of the paths 7, 8, 11, and 28 are equal.
【００２６】つまり、アンプ２７から出力される第１パ
イロット信号Ｐ１″のレベルは、合成信号Ｓ６の第１パ
イロット信号Ｐ１と同レベルとなる。２８で示すハイブ
リッド回路は、ハイブリッド回路１１から出力される合
成信号Ｓ６と、アンプ２７から出力される第１パイロッ
ト信号Ｐ１″とを合成し、合成信号Ｓ１２として出力す
る。That is, the level of the first pilot signal P1 "output from the amplifier 27 becomes the same level as the first pilot signal P1 of the composite signal S6. The hybrid circuit indicated by 28 is output from the hybrid circuit 11. The combined signal S6 and the first pilot signal P1 ″ output from the amplifier 27 are combined and output as a combined signal S12.
【００２７】例えば、合成信号Ｓ６の第１パイロット信
号Ｐ１のレベル及び位相が、第１パイロット信号Ｐ１″
のレベルと同レベルであり、かつ位相が１８０度ずれて
いるとすれば、双方の第１パイロット信号Ｐ１同士が打
ち消し合うので、合成信号Ｓ１２は多数の変調信号と不
用波と第２パイロット信号Ｐ２の成分によるものとな
る。合成信号Ｓ１２の一例のスペクトル図を符号２９で
示す。For example, the level and phase of the first pilot signal P1 of the composite signal S6 are the same as the first pilot signal P1 ".
, And the phases are 180 degrees out of phase, the first pilot signals P1 on both sides cancel each other, so that the combined signal S12 is composed of a large number of modulation signals, unnecessary waves, and second pilot signals P2. It depends on the ingredients. Reference numeral 29 indicates a spectrum diagram of an example of the combined signal S12.
【００２８】３０で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ１２を２方路へ出力する。３１は第２検出器（ＤＥＴ
２）であり、ハイブリッド回路３０から出力される一方
の合成信号Ｓ１２の第１パイロット信号Ｐ１のレベルを
検出し、この検出されたレベルＬ２を信号減衰／位相制
御部１６へ出力する。The hybrid circuit indicated by 30 outputs the combined signal S12 to two routes. 31 is the second detector (DET
2), the level of the first pilot signal P1 of the one combined signal S12 output from the hybrid circuit 30 is detected, and the detected level L2 is output to the signal attenuation / phase control unit 16.
【００２９】信号減衰／位相制御部１６は、レベルＬ２
に応じた制御信号Ｃ３，Ｃ４を可変減衰器２５及び可変
位相器２６へ出力する。これによって可変減衰器２５及
び可変位相器２６が作動する。The signal attenuating / phase controlling section 16 is operated at the level L2.
To the variable attenuator 25 and the variable phase shifter 26. This activates the variable attenuator 25 and the variable phase shifter 26.
【００３０】例えば、第１パイロット信号Ｐ１″と合成
信号Ｓ６の第１パイロット信号Ｐ１のレベルが異なり、
かつ位相が逆相でない場合は、合成信号Ｓ１２に第１パ
イロット信号Ｐ１成分が残るので、第２検出器３１で第
１パイロット信号Ｐ１のレベルが検出され、この検出レ
ベルＬ２に応じた制御信号Ｃ３，Ｃ４が信号減衰／位相
制御部１６から可変減衰器２５及び可変位相器２６へ出
力される。For example, the levels of the first pilot signal P1 "and the first pilot signal P1 of the combined signal S6 are different,
If the phases are not opposite, the first pilot signal P1 component remains in the combined signal S12, so the second detector 31 detects the level of the first pilot signal P1 and the control signal C3 corresponding to this detection level L2. , C4 are output from the signal attenuator / phase controller 16 to the variable attenuator 25 and the variable phaser 26.
【００３１】これによって、可変減衰器２５及び可変位
相器２６が、合成信号Ｓ６の第１パイロット信号Ｐ１を
第１パイロット信号Ｐ１″で打ち消すように、可変減衰
器２５に入力される第１パイロット信号Ｐ１のレベル及
び位相を変化させる。As a result, the variable attenuator 25 and the variable phase shifter 26 input the first pilot signal to the variable attenuator 25 so that the first pilot signal P1 of the combined signal S6 is canceled by the first pilot signal P1 ". Change the level and phase of P1.
【００３２】一方、ハイブリッド回路３０から出力され
る合成信号Ｓ１２は、遅延回路３２を介してハイブリッ
ド回路３３へ出力される。ハイブリッド回路３３は、合
成信号Ｓ１２と補助アンプ２４から出力される合成信号
Ｓ１１とを合成し、合成信号Ｓ１３として出力する。On the other hand, the composite signal S12 output from the hybrid circuit 30 is output to the hybrid circuit 33 via the delay circuit 32. The hybrid circuit 33 combines the combined signal S12 and the combined signal S11 output from the auxiliary amplifier 24, and outputs the combined signal S13.
【００３３】例えば、合成信号Ｓ１２の第２パイロット
信号Ｐ２と不用波とのレベル及び位相が、合成信号Ｓ１
１の第２パイロット信号Ｐ２と不用波とのレベルと同レ
ベルであり、かつ位相が１８０度ずれているとすれば、
双方の第２パイロット信号Ｐ２同士及び不用波同士が打
ち消し合うので、合成信号Ｓ１３は多数の変調信号によ
るものとなる。合成信号Ｓ１３の一例のスペクトル図を
符号３４で示す。For example, the levels and phases of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the composite signal S12 are determined by the composite signal S1.
If the second pilot signal P2 of 1 and the unwanted wave are at the same level and the phases are shifted by 180 degrees,
Since the second pilot signals P2 on both sides and the unwanted waves cancel each other, the composite signal S13 is based on a large number of modulation signals. Reference numeral 34 indicates a spectrum diagram of an example of the combined signal S13.
【００３４】３５で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ１３を２方路へ出力する。３６は第３検出器（ＤＥＴ
３）であり、ハイブリッド回路３５から出力される一方
の合成信号Ｓ１３の第２パイロット信号Ｐ２のレベルを
検出し、この検出されたレベルＬ３を信号減衰／位相制
御部１６へ出力する。The hybrid circuit indicated by 35 outputs the combined signal S13 to two routes. 36 is a third detector (DET
3), which detects the level of the second pilot signal P2 of the one combined signal S13 output from the hybrid circuit 35, and outputs the detected level L3 to the signal attenuation / phase control unit 16.
【００３５】信号減衰／位相制御部１６は、レベルＬ３
に応じた制御信号Ｃ５，Ｃ６を可変減衰器２２及び可変
位相器２３へ出力する。これによって可変減衰器２２及
び可変位相器２３が作動する。The signal attenuating / phase controlling section 16 is operated at the level L3.
To the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23. As a result, the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 operate.
【００３６】例えば、合成信号Ｓ１２の第２パイロット
信号Ｐ２及び不用波と、合成信号Ｓ１１の第２パイロッ
ト信号Ｐ２及び不用波のレベルが異なり、かつ位相が逆
相でない場合は、合成信号Ｓ１３に第２パイロット信号
Ｐ２及び不用波成分が残るので、第３検出器３６で第２
パイロット信号Ｐ２のレベルが検出され、この検出レベ
ルＬ３に応じた制御信号Ｃ５，Ｃ６が信号減衰／位相制
御部１６から可変減衰器２２及び可変位相器２３へ出力
される。For example, if the levels of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the composite signal S12 are different from the levels of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the composite signal S11, and the phases are not opposite to each other, Since the 2 pilot signal P2 and the unwanted wave component remain, the second detector 2
The level of pilot signal P2 is detected, and control signals C5 and C6 corresponding to detection level L3 are output from signal attenuation / phase control unit 16 to variable attenuator 22 and variable phaser 23.
【００３７】これによって、可変減衰器２２及び可変位
相器２３が、合成信号Ｓ１２の第２パイロット信号Ｐ２
及び不用波を、合成信号Ｓ１１の第２パイロット信号Ｐ
２及び不用波で打ち消すように、可変減衰器２２に入力
される合成信号Ｓ９の第２パイロット信号Ｐ２及び不用
波のレベル及び位相を変化させる。As a result, the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 cause the second pilot signal P2 of the composite signal S12.
And the unnecessary wave to the second pilot signal P of the composite signal S11.
The level and the phase of the second pilot signal P2 and the unwanted wave of the combined signal S9 input to the variable attenuator 22 are changed so as to be canceled by 2 and the unwanted wave.
【００３８】以上の制御によって、不用波が除去され、
かつ増幅された多数の変調信号による合成信号Ｓ１３
が、ハイブリッド回路３５から出力端子３７へ出力され
る。By the above control, the unwanted wave is removed,
And a composite signal S13 including a large number of amplified modulation signals
Are output from the hybrid circuit 35 to the output terminal 37.
【００３９】[0039]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したフ
ィードフォワード増幅器においては、歪を抽出するため
の歪抽出ループＹ１と、主信号（多数の変調信号）の歪
を歪抽出ループＹ１により抽出された歪によって除去す
る歪除去ループＹ２との自動制御を行うために、それぞ
れ第１及び第２パイロット信号Ｐ１，Ｐ２を挿入してい
る。In the feedforward amplifier described above, the distortion extraction loop Y1 for extracting distortion and the distortion of the main signal (a large number of modulated signals) are extracted by the distortion extraction loop Y1. The first and second pilot signals P1 and P2 are inserted in order to automatically control the distortion removal loop Y2 that is removed by distortion.
【００４０】第２パイロット信号Ｐ２は、制御ループの
動作が第２パイロット信号Ｐ２のキャンセル方向である
ため、主信号から除去されるが、第１パイロット信号Ｐ
１は、主信号中に残ることになる。このため、従来例に
示したように、第１パイロット信号Ｐ１を除去する第１
パイロット信号除去ループＹ３を付加して構成してい
る。The second pilot signal P2 is removed from the main signal because the operation of the control loop is in the canceling direction of the second pilot signal P2, but the first pilot signal P2 is removed.
The one will remain in the main signal. Therefore, as shown in the conventional example, the first pilot signal P1 is removed by the first
It is configured by adding a pilot signal removal loop Y3.
【００４１】しかし、第１パイロット信号除去ループＹ
３を付加した場合、その構成要素であるアンプを始め他
の装置が必要となるためにフィードフォワード増幅器全
体が大きくなる問題があり、また、第１パイロット信号
Ｐ１が充分キャンセルされていない場合、フィードフォ
ワード増幅器から出力される主信号に歪による不用波が
残り、信号品質が劣化するといった問題があった。However, the first pilot signal elimination loop Y
When 3 is added, there is a problem that the feedforward amplifier becomes large as a whole because an amplifier that is a component thereof and other devices are required, and when the first pilot signal P1 is not sufficiently canceled, the feed is increased. There is a problem that an unnecessary wave due to distortion remains in the main signal output from the forward amplifier and the signal quality deteriorates.
【００４２】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、小型で且つ高品質の増幅信号を得ることが
できるフィードフォワード増幅器を提供することを目的
としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a feedforward amplifier which is small in size and capable of obtaining a high-quality amplified signal.
【００４３】[0043]
【課題を解決するための手段】図２を参照して本発明の
フィードフォワード増幅器の原理を説明する。一点鎖線
枠内が、フィードフォワード増幅器である。The principle of the feedforward amplifier of the present invention will be described with reference to FIG. The area within the one-dot chain line is the feedforward amplifier.
【００４４】このフィードフォワード増幅器は、制御チ
ャネル変調信号（例えばＦｍ）を含む異なるキャリア周
波数ｆ1 〜ｆn の多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎが合成され
た主信号Ｓ１を増幅して出力するものである。[0044] The feed-forward amplifier, the control channel modulation signal (e.g., Fm) in which a large number of modulated signals F1~Fn of different carrier frequencies f 1 ~f n including, and outputs the amplified main signal S1 synthesized is there.
【００４５】符号６は第１分岐手段であり、主信号Ｓ１
を分岐するものである。７は第１増幅手段であり、第１
分岐手段６で分岐された一方の主信号Ｓ１を増幅するも
のである。Reference numeral 6 is a first branching means, which is the main signal S1.
Is forked. 7 is a first amplification means,
The one main signal S1 branched by the branching means 6 is amplified.
【００４６】８は第１合成手段であり、第１増幅手段７
から出力される信号Ｓ２と発振手段４３から出力される
パイロット信号Ｐとを合成するものである。１１は第２
分岐手段であり、第１合成手段８から出力される信号Ｓ
３を分岐するものである。Reference numeral 8 is a first synthesizing means, which is a first amplifying means 7.
The signal S2 output from the control unit and the pilot signal P output from the oscillating means 43 are combined. 11 is the second
The signal S output from the first synthesizing means 8 is a branching means.
3 is branched.
【００４７】１２は第１可変減衰手段であり、第２分岐
手段１１で分岐された一方の信号Ｓ３を第１増幅手段７
の増幅利得と同利得減衰するものである。１４は第２可
変減衰手段であり、第１分岐手段６で分岐された他方の
主信号Ｓ１を制御手段１６から出力される第１制御信号
Ｃ１に応じて減衰するものである。Reference numeral 12 is a first variable attenuator, which converts one signal S3 branched by the second branching means 11 into the first amplifying means 7.
The gain is attenuated by the same gain as. Reference numeral 14 denotes a second variable attenuating means, which attenuates the other main signal S1 branched by the first branching means 6 according to the first control signal C1 output from the control means 16.
【００４８】１５は第１可変位相手段であり、第２可変
減衰手段１４から出力される信号の位相を制御手段１６
から出力される第２制御信号Ｃ２に応じて変化させるも
のである。Reference numeral 15 is a first variable phase means, which controls the phase of the signal output from the second variable attenuation means 14.
It is changed in accordance with the second control signal C2 output from.
【００４９】１８は第２合成手段であり、第１可変位相
手段１５から出力される信号Ｓ５と第１減衰手段１２か
ら出力される信号Ｓ４とを合成するものである。２０は
第３分岐手段であり、第２合成手段１８で合成された信
号Ｓ６を分岐するものである。Reference numeral 18 is a second synthesizing means for synthesizing the signal S5 output from the first variable phase means 15 and the signal S4 output from the first attenuating means 12. Reference numeral 20 denotes a third branching means, which branches the signal S6 synthesized by the second synthesizing means 18.
【００５０】４４は第１検出手段であり、第３分岐手段
２０で分岐された一方の信号Ｓ６中の制御チャネル変調
信号（例えばＦｍ）のレベルを検出するものである。２
２は第３可変減衰手段であり、第３分岐手段２０で分岐
された他方の信号Ｓ６を制御手段１６から出力される第
３制御信号Ｃ３に応じて減衰するものである。Reference numeral 44 is a first detecting means for detecting the level of the control channel modulation signal (for example, Fm) in one of the signals S6 branched by the third branching means 20. Two
Reference numeral 2 denotes a third variable attenuating means, which attenuates the other signal S6 branched by the third branching means 20 according to a third control signal C3 output from the control means 16.
【００５１】２３は第２可変位相手段であり、第３可変
減衰手段２２から出力される信号の位相を制御手段１６
から出力される第４制御信号Ｃ４に応じて変化させるも
のである。Reference numeral 23 is a second variable phase means, which controls the phase of the signal output from the third variable attenuation means 22.
It is changed in accordance with the fourth control signal C4 output from.
【００５２】２４は第２増幅手段であり、第２可変位相
手段２３から出力される信号Ｓ７を、符号１１、３２、
３３の経路の利得と、符号１１、１２、１８、２０、２
２、２３、２４、３３の経路の利得とが等しく成るよう
な利得で増幅するものである。Reference numeral 24 denotes a second amplifying means, which outputs the signal S7 output from the second variable phase means 23 with reference numerals 11, 32,
The gain of 33 paths and the reference numerals 11, 12, 18, 20, 2
Amplification is performed with a gain such that the gains of the paths of 2, 23, 24, 33 are equal.
【００５３】３３は第２合成手段であり、第２増幅手段
２４から出力される信号Ｓ８と、第２分岐手段１１で分
岐された他方の信号Ｓ３とを合成するものである。３５
は第４分岐手段であり、第２合成手段３３で合成された
信号Ｓ９を分岐し、一方を出力端子３７へ出力するもの
である。Reference numeral 33 is a second synthesizing means for synthesizing the signal S8 output from the second amplifying means 24 and the other signal S3 branched by the second branching means 11. 35
Is a fourth branching means, which branches the signal S9 synthesized by the second synthesizing means 33 and outputs one to the output terminal 37.
【００５４】４５は第２検出手段であり、第４分岐手段
３５で分岐された他方の信号Ｓ９中のパイロット信号Ｐ
のレベルを検出するものである。また、制御手段１６
は、第１検出手段４４で検出された制御チャネル変調信
号（例えばＦｍ）レベルに応じて第１及び第２制御信号
Ｃ１，Ｃ２を第２可変減衰手段１４及び第１可変位相手
段１５へ出力することにより、第１可変位相手段１５か
ら出力される信号Ｓ５レベルが第１可変減衰手段１２か
ら出力される信号Ｓ４中の主信号レベルと同レベルであ
って、かつ第１可変位相手段１５から出力される信号Ｓ
５の位相が第１可変減衰手段１２から出力される信号Ｓ
４中の主信号の位相と逆相となるように制御すると共
に、第２検出手段４５で検出されたパイロット信号Ｐの
レベルに応じて、第３及び第４制御信号Ｃ３，Ｃ４を第
３可変減衰手段２２及び第２可変位相手段２３へ出力す
ることにより、第２増幅手段２４から出力される歪を含
む信号Ｓ８レベルが第２分岐手段１１から出力される信
号Ｓ３中のパイロット信号Ｐ及び歪のレベルと同レベル
であって、かつ第２増幅手段２４から出力される歪を含
む信号Ｓ８の位相が第２分岐手段１１から出力される信
号Ｓ３中のパイロット信号Ｐ及び歪の位相と逆相となる
ように制御する。Reference numeral 45 is a second detecting means, which is the pilot signal P in the other signal S9 branched by the fourth branching means 35.
The level of is detected. Also, the control means 16
Outputs the first and second control signals C1 and C2 to the second variable attenuation means 14 and the first variable phase means 15 according to the control channel modulation signal (for example, Fm) level detected by the first detection means 44. Thus, the level of the signal S5 output from the first variable phase means 15 is the same level as the main signal level in the signal S4 output from the first variable attenuation means 12, and the output from the first variable phase means 15 is performed. Signal S
The signal S whose phase is 5 is output from the first variable attenuation means 12.
The phase of the main signal in 4 is controlled so as to be opposite to the phase of the main signal, and the third and fourth control signals C3 and C4 are changed to the third variable according to the level of the pilot signal P detected by the second detecting means 45. By outputting to the attenuating means 22 and the second variable phase means 23, the signal S8 level including the distortion output from the second amplifying means 24 becomes the pilot signal P and the distortion in the signal S3 output from the second branching means 11. , And the phase of the signal S8 including the distortion output from the second amplifying means 24 is opposite to the phase of the pilot signal P and the distortion in the signal S3 output from the second branching means 11. Control so that
【００５５】[0055]
【作用】上述した本発明によれば、第１検出手段４４で
制御チャネル変調信号Ｆｍのレベルを検出することによ
って、第１可変位相手段１５から出力される信号Ｓ５レ
ベルが第１可変減衰手段１２から出力される信号Ｓ４中
の主信号レベルと同レベルであって、かつ第１可変位相
手段１５から出力される信号Ｓ５の位相が第１可変減衰
手段１２から出力される信号Ｓ４中の主信号の位相と逆
相となるように制御され、第１可変減衰手段から出力さ
れる信号Ｓ４中の制御チャネル変調信号及び主信号が、
第２合成手段１８において、第１可変位相手段から出力
される信号Ｓ５により打ち消される。According to the present invention described above, by detecting the level of the control channel modulation signal Fm by the first detecting means 44, the level of the signal S5 output from the first variable phase means 15 is changed to the first variable attenuating means 12. Of the signal S4 output from the first variable attenuator 12 and the phase of the signal S5 output from the first variable phase shifter 15 is the same level as the main signal in the signal S4 output from The control channel modulation signal and the main signal in the signal S4 output from the first variable attenuator are controlled so as to have a phase opposite to that of
In the second synthesizing means 18, it is canceled by the signal S5 output from the first variable phase means.
【００５６】このことによって、第３分岐手段２０から
出力される信号Ｓ６は、パイロット信号Ｐ及び歪のみと
なる。更に、第２検出手段４５でパイロット信号Ｐのレ
ベルを検出することによって、第２増幅手段２４から出
力される歪を含む信号Ｓ８レベルが第２分岐手段１１か
ら出力される信号Ｓ３中のパイロット信号Ｐ及び歪のレ
ベルと同レベルであって、かつ第２増幅手段２４から出
力される歪を含む信号Ｓ８の位相が第２分岐手段１１か
ら出力される信号Ｓ３中のパイロット信号Ｐ及び歪の位
相と逆相となるように制御され、第２分岐手段１１から
出力される信号Ｓ３中のパイロット信号及び歪が、第３
合成手段３３において、第２増幅手段２４から出力され
る信号Ｓ８により打ち消される。As a result, the signal S6 output from the third branching means 20 is only the pilot signal P and distortion. Further, by detecting the level of the pilot signal P by the second detecting means 45, the signal S8 level including the distortion output from the second amplifying means 24 is the pilot signal in the signal S3 output from the second branching means 11. P and the level of distortion, and the phase of the signal S8 including distortion output from the second amplifying means 24 is the phase of the pilot signal P and distortion in the signal S3 output from the second branching means 11. And the pilot signal and the distortion in the signal S3 output from the second branching unit 11 are controlled so as to have the opposite phase to the third phase.
In the synthesizing means 33, it is canceled by the signal S8 output from the second amplifying means 24.
【００５７】この結果、第４分岐手段３５から出力端子
３７へ歪が無く、かつ増幅された主信号及び制御チャネ
ル変調信号が出力される。以上、説明した構成によれ
ば、従来のように２つのパイロット信号を使用しないの
で、その分パイロット信号を除去する回路が不用とな
り、回路全体の小型化を図ることができ、また、パイロ
ット信号が充分キャンセルされないために、出力される
主信号に歪が残り信号品質が劣化するといったことがな
くなる。As a result, the main signal and the control channel modulation signal which are amplified and have no distortion are output from the fourth branching means 35 to the output terminal 37. According to the configuration described above, since the two pilot signals are not used unlike the conventional case, the circuit for removing the pilot signals is unnecessary, and the entire circuit can be downsized. Since it is not sufficiently canceled, distortion does not remain in the output main signal and the signal quality does not deteriorate.
【００５８】[0058]
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図２は本発明の第１実施例によるフィード
フォワード増幅器のブロック構成図である。この図にお
いて、図５に示した従来例の各部に対応する部分には同
一符号が付してある。但し、信号の符号に関してはこの
限りではない。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram of the feedforward amplifier according to the first embodiment of the present invention. In this figure, parts corresponding to the parts of the conventional example shown in FIG. However, the sign of the signal is not limited to this.
【００５９】図２に示す第１実施例は、図５に示した従
来例の歪抽出ループＹ１の自動制御のための周波数ｆP1
のパイロット信号Ｐ１を用いる代わりに、主信号（多数
の変調信号）中の１つのキャリアを使用したことを特徴
としている。The first embodiment shown in FIG. 2 has a frequency f P1 for automatic control of the distortion extraction loop Y1 of the conventional example shown in FIG.
Instead of using the pilot signal P1 of 1), one carrier in the main signal (a large number of modulated signals) is used.
【００６０】移動通信においては、移動局が自己のゾー
ンを認識するために、基地局から送られてくる止まり木
チャネル（ＣＨ）（制御ＣＨ）と呼ばれるキャリアをサ
ーチして、一番受信電界の強い基地局と交信を行う方法
が取られている。制御ＣＨは、通常最大送信出力が一定
値で送信されているため、他の通話ＣＨのキャリアのよ
うに絶えず出力レベルが変動していない。In mobile communication, in order for the mobile station to recognize its own zone, a carrier called a perch channel (CH) (control CH) sent from the base station is searched to find the best received electric field. A method is used to communicate with a strong base station. Since the control CH is normally transmitted with a constant maximum transmission output, the output level does not constantly fluctuate like the carriers of other communication CHs.
【００６１】そこで、図２に示すフィードフォワード増
幅器においては、その制御ＣＨのキャリアを、従来のパ
イロット信号Ｐ１の代わりに使用するようにした。以
下、図２を参照して第１実施例によるフィードフォワー
ド増幅器について説明する。但し、一点鎖線枠内がフィ
ードフォワード増幅器である。Therefore, in the feedforward amplifier shown in FIG. 2, the carrier of the control CH is used instead of the conventional pilot signal P1. The feedforward amplifier according to the first embodiment will be described below with reference to FIG. However, the inside of the one-dot chain line is the feedforward amplifier.
【００６２】図２において、４０1 〜４０n は、各々変
調器（ＭＯＤ）であり、それぞれ異なる周波数ｆ1 〜ｆ
n のキャリアで変調された変調信号Ｆ１〜Ｆｎを出力す
る。但し、第ｍ変調器４０m から出力される変調信号Ｆ
ｍのキャリアが、先に説明した制御ＣＨのキャリアに割
り当てられているものとする。In FIG. 2, reference numerals 40 1 to 40 n denote modulators (MODs) each having a different frequency f 1 to f.
The modulated signals F1 to Fn modulated with n carriers are output. However, the modulation signal F output from the m-th modulator 40 m
It is assumed that the m carriers are assigned to the control CH carriers described above.
【００６３】４１は変調信号合成部であり、各変調信号
Ｆ１〜Ｆｎを合成し、合成信号Ｓ１としてフィードフォ
ワード増幅器へ出力する。合成信号Ｓ１の概略スペクト
ル図を符号４２で示す。Reference numeral 41 denotes a modulated signal synthesizing unit which synthesizes the modulated signals F1 to Fn and outputs the synthesized signal S1 to the feedforward amplifier. A schematic spectrum diagram of the combined signal S1 is shown by reference numeral 42.
【００６４】６はハイブリッド回路であり、変調信号合
成部４１から出力される合成信号Ｓ１を２方路へ出力す
る。７は主アンプであり、ハイブリッド回路６から出力
される一方の合成信号Ｓ１を所定利得増幅し、合成信号
Ｓ２として出力する。Reference numeral 6 denotes a hybrid circuit, which outputs the combined signal S1 output from the modulated signal combining section 41 to two routes. Reference numeral 7 denotes a main amplifier that amplifies one combined signal S1 output from the hybrid circuit 6 by a predetermined gain and outputs the amplified combined signal S2.
【００６５】８で示すハイブリッド回路は、合成信号Ｓ
２と、局部発振器４３から出力される周波数ｆ0 のパイ
ロット信号Ｐとを合成し、合成信号Ｓ３として出力す
る。合成信号Ｓ３には、制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多
数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎの他に、パイロット信号Ｐと、
アンプ７で増幅された際に発生した歪による不用波とが
存在することになる。The hybrid circuit shown by 8 has a composite signal S
2 and the pilot signal P of the frequency f 0 output from the local oscillator 43 are combined and output as a combined signal S3. In the combined signal S3, in addition to a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm, a pilot signal P,
There is an unnecessary wave due to the distortion generated when being amplified by the amplifier 7.
【００６６】１１で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ３を２方路へ出力する。１２は可変減衰器であり、ハ
イブリッド回路１１から出力される一方の合成信号Ｓ３
を、符号６、７、８、１１、１２、１８の経路の利得
と、符号６、１３、１４、１５、１８の経路の利得とが
等しく成るように減衰し、合成信号Ｓ４として出力す
る。The hybrid circuit indicated by 11 outputs the combined signal S3 to two routes. Reference numeral 12 is a variable attenuator, which is one synthetic signal S3 output from the hybrid circuit 11.
Is attenuated so that the gains of the paths indicated by reference numerals 6, 7, 8, 11, 12, and 18 become equal to the gains of the paths indicated by reference numerals 6, 13, 14, 15, and 18, and output as a combined signal S4.
【００６７】合成信号Ｓ４は、制御ＣＨ変調信号Ｆｍを
含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎがアンプ７で増幅される
前の信号レベルにされ、パイロット信号Ｐ及び不用波
が、各変調信号Ｆ１〜Ｆｎが減衰されたレベルと同レベ
ル減衰されたものとなる。The composite signal S4 is set to a signal level before a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm are amplified by the amplifier 7, and the pilot signal P and the unnecessary wave are converted into the modulation signals F1 to Fn. Is attenuated at the same level as the attenuated level.
【００６８】１４は可変減衰器、１５は可変位相器であ
り、矢印Ｙ１で示す歪抽出ループの構成要素となるもの
である。可変減衰器１４は、ハイブリッド回路６から出
力され、且つ遅延回路１３を介して送られて来る合成信
号Ｓ１を、信号減衰／位相制御部１６から出力される制
御信号Ｃ１に応じて減衰し、可変位相器１５は、その減
衰された信号の位相を制御信号Ｃ２に応じて変化させ、
合成信号Ｓ５として出力する。Reference numeral 14 is a variable attenuator, and 15 is a variable phase shifter, which is a component of the distortion extraction loop indicated by arrow Y1. The variable attenuator 14 attenuates the combined signal S1 output from the hybrid circuit 6 and sent via the delay circuit 13 according to the control signal C1 output from the signal attenuating / phase controlling unit 16, and varies the variable signal. The phase shifter 15 changes the phase of the attenuated signal according to the control signal C2,
The combined signal S5 is output.
【００６９】１８で示すハイブリッド回路は、可変位相
器１５から出力される合成信号Ｓ５と、可変減衰器１２
から出力される合成信号Ｓ４とを合成し、合成信号Ｓ６
として出力する。The hybrid circuit shown by 18 includes the combined signal S5 output from the variable phase shifter 15 and the variable attenuator 12
And the combined signal S4 output from
Output as.
【００７０】例えば、合成信号Ｓ５の制御ＣＨ変調信号
Ｆｍを含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎのレベル及び位相
が、合成信号Ｓ４の制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の
変調信号Ｆ１〜Ｆｎのレベルと同レベルであり、かつ位
相が１８０度ずれているとすれば、双方の制御ＣＨ変調
信号Ｆｍを含む多数の変調信号同士が打ち消し合うの
で、合成信号Ｓ６は不用波とパイロット信号Ｐの成分に
よるものとなる。For example, the levels and phases of many modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm of the composite signal S5 are the same as the levels and phases of many modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm of the composite signal S4. If they are at the same level and are out of phase with each other by 180 degrees, a large number of modulation signals including both control CH modulation signals Fm cancel each other, so that the composite signal S6 is a component of the unnecessary wave and the pilot signal P. Becomes
【００７１】しかし、合成信号Ｓ４と合成信号Ｓ５との
制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎ
のレベルが異なり、かつ位相が逆相でない場合は、合成
信号Ｓ６に制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の変調信号
Ｆ１〜Ｆｎの成分が残ることになる。However, a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm of the composite signal S4 and the composite signal S5.
When the levels are different and the phases are not opposite to each other, a large number of components of the modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm remain in the combined signal S6.
【００７２】２０で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ６を２方路へ出力する。４４は制御ＣＨ変調信号レベ
ル検出用の検出器（ＤＥＴC ）であり、ハイブリッド回
路２０から出力される一方の合成信号Ｓ６の制御ＣＨ変
調信号Ｆｍのレベルを検出し、この検出されたレベルＬ
１を信号減衰／位相制御部１６へ出力する。The hybrid circuit indicated by 20 outputs the combined signal S6 to two routes. Reference numeral 44 denotes a detector (DET C ) for detecting the level of the control CH modulation signal, which detects the level of the control CH modulation signal Fm of the one combined signal S6 output from the hybrid circuit 20, and the detected level L
1 is output to the signal attenuation / phase control unit 16.
【００７３】信号減衰／位相制御部１６は、レベルＬ１
に応じた制御信号Ｃ１，Ｃ２を可変減衰器１４及び可変
位相器１５へ出力する。これによって可変減衰器１４及
び可変位相器１５が作動する。The signal attenuating / phase controlling section 16 determines the level L1.
To the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15. This activates the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15.
【００７４】例えば、合成信号Ｓ４と合成信号Ｓ５との
制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎ
のレベルが異なり、かつ位相が逆相でない場合は、合成
信号Ｓ６に制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の変調信号
Ｆ１〜Ｆｎの成分が残るので、検出器４４で制御ＣＨ変
調信号Ｆｍのレベルが検出され、この検出レベルＬ１に
応じた制御信号Ｃ１，Ｃ２が信号減衰／位相制御部１６
から可変減衰器１４及び可変位相器１５へ出力される。For example, a large number of modulation signals F1 to Fn including a control CH modulation signal Fm of the composite signal S4 and the composite signal S5.
If the levels are different and the phases are not opposite to each other, a large number of components of the modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm remain in the combined signal S6, so that the level of the control CH modulation signal Fm is detected by the detector 44. The control signals C1 and C2 that are detected and that correspond to the detection level L1 are detected by the signal attenuation / phase control unit 16
Is output to the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15.
【００７５】これによって、可変減衰器１４及び可変位
相器１５が、合成信号Ｓ４の制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含
む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎを、合成信号Ｓ５の制御Ｃ
Ｈ変調信号Ｆｍを含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎで打ち
消すように、合成信号Ｓ１のレベル及び位相を変化させ
る。As a result, the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 generate a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm of the composite signal S4 and control C of the composite signal S5.
The level and the phase of the composite signal S1 are changed so as to be canceled by the large number of modulation signals F1 to Fn including the H modulation signal Fm.
【００７６】２２は可変減衰器、２３は可変位相器、２
４は補助アンプであり、矢印Ｙ２で示す歪除去ループの
構成要素となるものである。可変減衰器２２は、ハイブ
リッド回路２０から出力される合成信号Ｓ６を、信号減
衰／位相制御部１６から出力される制御信号Ｃ３に応じ
て減衰し、可変位相器２３は、その減衰された信号の位
相を制御信号Ｃ４に応じて変化させ、合成信号Ｓ７とし
て出力する。22 is a variable attenuator, 23 is a variable phase shifter, 2
Reference numeral 4 denotes an auxiliary amplifier, which is a component of the distortion removal loop indicated by arrow Y2. The variable attenuator 22 attenuates the combined signal S6 output from the hybrid circuit 20 according to the control signal C3 output from the signal attenuation / phase control unit 16, and the variable phase attenuator 23 outputs the attenuated signal. The phase is changed according to the control signal C4 and output as a combined signal S7.
【００７７】補助アンプ２４は、合成信号Ｓ７を符号１
１、３２、３３の経路の利得と、符号１１、１２、１
８、２０、２２、２３、２４、３３の経路の利得とが等
しく成るような利得で増幅し、合成信号Ｓ８として出力
する。The auxiliary amplifier 24 outputs the composite signal S7 with the code 1
The gains of the paths 1, 32, and 33, and the codes 11, 12, and 1
Amplification is performed with a gain such that the gains of the paths of 8, 20, 22, 23, 24, 33 are equal to each other, and the combined signal S8 is output.
【００７８】３３で示すハイブリッド回路は、ハイブリ
ッド回路１１から出力され、且つ遅延回路３２を介して
送られてくる合成信号Ｓ３と、補助アンプ２４から出力
される合成信号Ｓ８とを合成し、合成信号Ｓ９として出
力する。The hybrid circuit denoted by 33 synthesizes the synthetic signal S3 output from the hybrid circuit 11 and sent through the delay circuit 32 with the synthetic signal S8 output from the auxiliary amplifier 24, and outputs the synthetic signal. Output as S9.
【００７９】例えば、合成信号Ｓ３のパイロット信号Ｐ
と不用波とのレベル及び位相が、合成信号Ｓ８のパイロ
ット信号Ｐと不用波とのレベルと同レベルであり、かつ
位相が１８０度ずれているとすれば、双方のパイロット
信号Ｐ同士及び不用波同士が打ち消し合うので、合成信
号Ｓ９は、アンプ７によって増幅された制御ＣＨ変調信
号Ｆｍを含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎによるものとな
る。For example, the pilot signal P of the composite signal S3
If the level and the phase of the unnecessary wave are the same level as the level of the pilot signal P of the composite signal S8 and the unnecessary wave, and the phases are shifted by 180 degrees, both pilot signals P and the unnecessary wave Since they cancel each other, the composite signal S9 is based on a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal Fm amplified by the amplifier 7.
【００８０】合成信号Ｓ３のパイロット信号Ｐ及び不用
波と、合成信号Ｓ８のパイロット信号Ｐ及び不用波のレ
ベルが異なり、かつ位相が逆相でない場合は、合成信号
Ｓ９にパイロット信号Ｐ及び不用波成分が残ることにな
る。When the levels of the pilot signal P and the unnecessary wave of the combined signal S3 are different from the levels of the pilot signal P and the unnecessary wave of the combined signal S8 and the phases are not opposite phases, the combined signal S9 includes the pilot signal P and the unnecessary wave component. Will remain.
【００８１】３５で示すハイブリッド回路は、合成信号
Ｓ９を２方路へ出力する。４５はパイロット信号レベル
検出用の検出器（ＤＥＴP ）であり、ハイブリッド回路
３５から出力される一方の合成信号Ｓ９のパイロット信
号Ｐのレベルを検出し、この検出されたレベルＬ２を信
号減衰／位相制御部１６へ出力する。The hybrid circuit indicated by 35 outputs the combined signal S9 to two routes. Reference numeral 45 is a detector (DET P ) for detecting the pilot signal level, which detects the level of the pilot signal P of one of the combined signals S9 output from the hybrid circuit 35, and the detected level L2 is signal attenuation / phase. Output to the control unit 16.
【００８２】信号減衰／位相制御部１６は、レベルＬ２
に応じた制御信号Ｃ３，Ｃ４を可変減衰器２２及び可変
位相器２３へ出力する。これによって可変減衰器２２及
び可変位相器２３が作動する。The signal attenuating / phase controlling section 16 determines the level L2.
To the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23. As a result, the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 operate.
【００８３】例えば、合成信号Ｓ３のパイロット信号Ｐ
及び不用波と、合成信号Ｓ８のパイロット信号Ｐ及び不
用波のレベルが異なり、かつ位相が逆相でない場合は、
合成信号Ｓ９にパイロット信号Ｐ及び不用波成分が残る
ので、検出器４５でパイロット信号Ｐのレベルが検出さ
れ、この検出レベルＬ２に応じた制御信号Ｃ３，Ｃ４が
信号減衰／位相制御部１６から可変減衰器２２及び可変
位相器２３へ出力される。For example, the pilot signal P of the composite signal S3
And the levels of the unwanted wave, the pilot signal P and the unwanted wave of the composite signal S8 are different, and the phases are not opposite phases,
Since the pilot signal P and the unwanted wave component remain in the composite signal S9, the level of the pilot signal P is detected by the detector 45, and the control signals C3 and C4 corresponding to the detection level L2 are changed from the signal attenuation / phase control unit 16. It is output to the attenuator 22 and the variable phase shifter 23.
【００８４】これによって、可変減衰器２２及び可変位
相器２３が、合成信号Ｓ３のパイロット信号Ｐ及び不用
波を、合成信号Ｓ８のパイロット信号Ｐ及び不用波で打
ち消すように、可変減衰器２２に入力される合成信号Ｓ
６のパイロット信号Ｐ及び不用波のレベル及び位相を変
化させる。As a result, the variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 input to the variable attenuator 22 so that the pilot signal P and the unwanted wave of the combined signal S3 are canceled by the pilot signal P and the unwanted wave of the combined signal S8. Synthesized signal S
The level and phase of the pilot signal P of 6 and the unnecessary wave are changed.
【００８５】以上の制御によって、不用波が除去され、
かつ増幅された制御ＣＨ変調信号Ｆｍを含む多数の変調
信号Ｆ１〜Ｆｎによる合成信号Ｓ９、つまり主信号が、
ハイブリッド回路３５から出力端子３７へ出力される。By the above control, the unwanted wave is removed,
And the composite signal S9 by the large number of modulation signals F1 to Fn including the amplified control CH modulation signal Fm, that is, the main signal,
Output from the hybrid circuit 35 to the output terminal 37.
【００８６】以上説明した第１実施例によるフィードフ
ォワード増幅器によれば、図５に示す従来のフィードフ
ォワード増幅器との比較から分かるように、第１パイロ
ット信号除去ループＹ３を構成する部品を省略できるの
で、フィードフォワード増幅器全体を小型に構成するこ
とができる。According to the feedforward amplifier according to the first embodiment described above, as can be seen from the comparison with the conventional feedforward amplifier shown in FIG. 5, the components forming the first pilot signal elimination loop Y3 can be omitted. The feedforward amplifier as a whole can be made compact.
【００８７】また、従来のように歪抽出ループＹ１の自
動制御のための第１パイロット信号Ｐ１を使用しないの
で、第１パイロット信号Ｐ１が充分キャンセルされてい
ない場合に、フィードフォワード増幅器から出力される
主信号（変調信号）に歪による不用波が残り、信号品質
が劣化するといった問題が生じることがなくなる。Since the first pilot signal P1 for automatic control of the distortion extraction loop Y1 is not used as in the conventional case, it is output from the feedforward amplifier when the first pilot signal P1 is not sufficiently canceled. Unwanted waves due to distortion remain in the main signal (modulated signal), and the problem of signal quality deterioration does not occur.
【００８８】次に、第２実施例によるフィードフォワー
ド増幅器を図３を参照して説明する。但し、図３におい
て、図２に示した第１実施例の各部に対応する部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。Next, the feedforward amplifier according to the second embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 3, parts corresponding to the respective parts of the first embodiment shown in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００８９】図３に示す第２実施例が第１実施例と異な
る点は、多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎの内どの変調信号が
制御ＣＨ信号として設定された場合でも、その制御ＣＨ
変調信号のレベルを、制御ＣＨ変調信号レベル検出用の
検出器（ＤＥＴc ）４４で検出できるようにしたことで
ある。図３に示す検出器４４は、電圧制御発振器５１
と、ミキサ５２と、バンドパスフィルタ５３と、検波器
５４と、アンプ５５とから構成されている。The second embodiment shown in FIG. 3 is different from the first embodiment in that no matter which modulation signal among the many modulation signals F1 to Fn is set as the control CH signal, the control CH
The level of the modulation signal can be detected by the detector (DET c ) 44 for detecting the control CH modulation signal level. The detector 44 shown in FIG.
, A mixer 52, a bandpass filter 53, a detector 54, and an amplifier 55.
【００９０】電圧制御発振器５１は、制御チャネル制御
部５６から出力される制御ＣＨ認識信号Ｆｘに応じた周
波数ｆx の信号Ｓ１０を出力する。制御ＣＨ制御部５６
は、多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎの内どの変調信号を制御
ＣＨ信号とするかを制御するものであり、例えばキャリ
ア周波数ｆ1 の変調信号Ｆ１を制御ＣＨ変調信号として
設定したとすると、変調信号Ｆ１に応じた制御ＣＨ認識
信号Ｆｘを電圧制御発振器５１へ出力する。The voltage controlled oscillator 51 outputs a signal S10 having a frequency f x according to the control CH recognition signal Fx output from the control channel control unit 56. Control CH control unit 56
Controls which of the many modulation signals F1 to Fn is used as the control CH signal. For example, assuming that the modulation signal F1 having the carrier frequency f 1 is set as the control CH modulation signal, the modulation signal is The control CH recognition signal Fx corresponding to F1 is output to the voltage controlled oscillator 51.
【００９１】ミキサ５２は、ハイブリッド回路２０から
出力される合成信号Ｓ６と、電圧制御発振器５１から出
力される信号Ｓ１０とをミックスして出力する。ミキサ
５２から出力される信号には、合成信号Ｓ６に含まれる
制御チャネル変調信号Ｆ１の周波数ｆ1 と信号Ｓ１０の
周波数ｆx とのミックスされた一定となる周波数ｆDE T
の信号Ｓ１１が含まれる。The mixer 52 mixes and outputs the composite signal S6 output from the hybrid circuit 20 and the signal S10 output from the voltage controlled oscillator 51. The signal output from the mixer 52 is a constant frequency f DE T obtained by mixing the frequency f 1 of the control channel modulation signal F1 and the frequency f x of the signal S10 included in the combined signal S6.
Signal S11 is included.
【００９２】信号Ｓ１１の周波数ｆDET が一定となるの
は、電圧制御発振器５１が制御ＣＨ認識信号Ｆｘに応じ
た周波数ｆx の信号Ｓ１０を出力するからである。例え
ば、ミキサ５２から出力される信号Ｓ１１の周波数ｆ
DET が９００ＭＨｚとなるようになされている場合に、
制御ＣＨ制御部５６によって、８００ＭＨｚのキャリア
周波数ｆ1 の変調信号Ｆ１が制御ＣＨ変調信号として設
定されたとする。The frequency f DET of the signal S11 becomes constant because the voltage controlled oscillator 51 outputs the signal S10 having the frequency f x according to the control CH recognition signal Fx. For example, the frequency f of the signal S11 output from the mixer 52
If the DET is set to 900MHz,
It is assumed that the control CH control unit 56 sets the modulation signal F1 having the carrier frequency f 1 of 800 MHz as the control CH modulation signal.
【００９３】この際に、ハイブリッド回路１８に入力さ
れる合成信号Ｓ４と合成信号Ｓ５との制御ＣＨ変調信号
Ｆ１を含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎのレベルが異な
り、かつ位相が逆相でない場合は、合成信号Ｓ６に制御
ＣＨ変調信号Ｆ１を含む多数の変調信号Ｆ１〜Ｆｎの成
分が残る。At this time, if the levels of a large number of modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal F1 of the combined signal S4 and the combined signal S5 input to the hybrid circuit 18 are different and the phases are not opposite phases, , A large number of components of the modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal F1 remain in the composite signal S6.
【００９４】つまり、ミキサ５２に、８００ＭＨｚの制
御ＣＨ変調信号Ｆ１を含む合成信号Ｓ６と、電圧制御発
振器５１から出力される１００ＭＨｚの信号Ｓ１０とが
入力され、８００ＭＨｚと１００ＭＨｚとがミックスさ
れた９００ＭＨｚの信号Ｓ１１がミキサ５２から出力さ
れることになる。That is, to the mixer 52, the composite signal S6 including the control CH modulation signal F1 of 800 MHz and the signal S10 of 100 MHz output from the voltage controlled oscillator 51 are input, and 900 MHz of 800 MHz mixed with 800 MHz is input. The signal S11 will be output from the mixer 52.
【００９５】制御ＣＨ変調信号として、８１０ＭＨｚの
キャリア周波数ｆ2 の変調信号Ｆ２が選択された場合
は、ミキサ５２に、８１０ＭＨｚの制御ＣＨ変調信号Ｆ
２を含む合成信号Ｓ６が供給されるので、電圧制御発振
器５１からは９０ＭＨｚの信号Ｓ１０が出力され、この
結果、９００ＭＨｚの信号Ｓ１１がミキサ５２から出力
されることになる。When the modulation signal F2 having the carrier frequency f 2 of 810 MHz is selected as the control CH modulation signal, the mixer 52 is provided with the control CH modulation signal F of 810 MHz.
Since the combined signal S6 including 2 is supplied, the voltage controlled oscillator 51 outputs the 90 MHz signal S10, and as a result, the 900 MHz signal S11 is output from the mixer 52.
【００９６】バンドパスフィルタ５３は、周波数ｆDET
の信号を通過させる。つまり、ミキサ５２から出力され
る信号Ｓ１１が通過する。検波器５４はバンドパスフィ
ルタ５３を通過した制御ＣＨ変調信号の検波を行うもの
であり、アンプ５５は、その検波された信号の増幅を行
うものである。The bandpass filter 53 has a frequency f DET.
Pass the signal. That is, the signal S11 output from the mixer 52 passes. The detector 54 detects the control CH modulation signal that has passed through the bandpass filter 53, and the amplifier 55 amplifies the detected signal.
【００９７】つまり、アンプ５５からは合成信号Ｓ６に
残る制御ＣＨ変調信号のレベルＬ１が出力され、このレ
ベルＬ１に応じた信号Ｃ１，Ｃ２が信号減衰／位相制御
部１６から可変減衰器１４及び可変位相器１５へ出力さ
れ、合成信号Ｓ６から制御ＣＨ変調信号及び他の変調信
号が除去される。That is, the level L1 of the control CH modulation signal remaining in the combined signal S6 is output from the amplifier 55, and the signals C1 and C2 corresponding to this level L1 are output from the signal attenuation / phase control unit 16 to the variable attenuator 14 and the variable attenuator. The control CH modulation signal and other modulation signals are output from the phase shifter 15 and are removed from the composite signal S6.
【００９８】以上説明した第２実施例においても第１実
施例と同様の効果があり、更には多数の変調信号Ｆ１〜
Ｆｎの内どの変調信号が制御ＣＨ信号として設定された
場合でも、その制御ＣＨ変調信号のレベルを、制御ＣＨ
変調信号レベル検出用の検出器５０で検出することによ
って、歪抽出ループＹ１を自動制御することができる。The second embodiment described above has the same effect as that of the first embodiment, and moreover, a large number of modulation signals F1 to F1.
Regardless of which modulation signal in Fn is set as the control CH signal, the level of the control CH modulation signal is set to the control CH signal.
The distortion extraction loop Y1 can be automatically controlled by detecting with the detector 50 for detecting the modulation signal level.
【００９９】次に、第３実施例によるフィードフォワー
ド増幅器を図４を参照して説明する。但し、図４におい
て、図３に示した第２実施例の各部に対応する部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。Next, the feedforward amplifier according to the third embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 4, parts corresponding to the respective parts of the second embodiment shown in FIG. 3 are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【０１００】図４に示す第３実施例が第２実施例と異な
る点は、制御ＣＨ変調信号レベル検出用の検出器（ＤＥ
Ｔc ）６０を、電圧制御発振器６１と、ミキサ６２と、
ローパスフィルタ６３と、アンプ６４とから構成したこ
とにある。The third embodiment shown in FIG. 4 is different from the second embodiment in that the detector for detecting the control CH modulation signal level (DE
T c ) 60, a voltage controlled oscillator 61, a mixer 62,
It is composed of a low-pass filter 63 and an amplifier 64.
【０１０１】電圧制御発振器６１は、制御チャネル制御
部５６から出力される制御ＣＨ認識信号Ｆｘに応じて、
制御ＣＨ変調信号と同周波数ｆx1の信号Ｓ１２を出力す
る。例えば、８００ＭＨｚの周波数ｆ1 の制御ＣＨ変調
信号Ｆ１による制御ＣＨ認識信号Ｆｘが供給された場合
は、８００ＭＨｚの信号Ｓ１２を出力する。The voltage controlled oscillator 61 responds to the control CH recognition signal Fx output from the control channel control unit 56 in accordance with
A signal S12 having the same frequency f x1 as the control CH modulation signal is output. For example, when the control CH recognition signal Fx by the control CH modulation signal F1 having the frequency f 1 of 800 MHz is supplied, the signal S12 of 800 MHz is output.
【０１０２】ミキサ６２は、ハイブリッド回路２０から
出力される合成信号Ｓ６と、電圧制御発振器６１から出
力される信号Ｓ１２とをミックスして、ＤＣレベルの制
御ＣＨ変調信号成分を含む信号Ｓ１３を出力する。The mixer 62 mixes the composite signal S6 output from the hybrid circuit 20 and the signal S12 output from the voltage controlled oscillator 61, and outputs a signal S13 including a DC level control CH modulation signal component. ..
【０１０３】例えば、制御ＣＨ制御部５６によって、８
００ＭＨｚのキャリア周波数ｆ1 の変調信号Ｆ１が制御
ＣＨ変調信号として設定されたとする。この際に、ハイ
ブリッド回路１８に入力される合成信号Ｓ４と合成信号
Ｓ５との制御ＣＨ変調信号Ｆ１を含む多数の変調信号Ｆ
１〜Ｆｎのレベルが異なり、かつ位相が逆相でない場合
は、合成信号Ｓ６に制御ＣＨ変調信号Ｆ１を含む多数の
変調信号Ｆ１〜Ｆｎの成分が残る。For example, the control CH control unit 56
It is assumed that the modulation signal F1 having the carrier frequency f 1 of 00 MHz is set as the control CH modulation signal. At this time, a large number of modulation signals F including the control CH modulation signal F1 of the combined signal S4 and the combined signal S5 input to the hybrid circuit 18.
When the levels of 1 to Fn are different and the phases are not opposite to each other, a large number of components of the modulation signals F1 to Fn including the control CH modulation signal F1 remain in the composite signal S6.
【０１０４】つまり、ミキサ６２に、８００ＭＨｚの制
御ＣＨ変調信号Ｆ１を含む合成信号Ｓ６と、電圧制御発
振器５１から出力される８００ＭＨｚの信号Ｓ１２とが
入力され、０Ｈｚ及び１６００ＭＨｚの制御ＣＨ変調信
号Ｆ１を含む信号Ｓ１３がミキサ６２から出力されるこ
とになる。That is, to the mixer 62, the composite signal S6 including the control CH modulation signal F1 of 800 MHz and the signal S12 of 800 MHz output from the voltage controlled oscillator 51 are input, and the control CH modulation signal F1 of 0 Hz and 1600 MHz is input. The signal S13 including the signal is output from the mixer 62.
【０１０５】ローパスフィルタ６３は、ミキサ６２から
出力される低周波数の信号を通過させる。つまり、ミキ
サ６２から出力される信号Ｓ１３の内のＤＣ成分（０Ｈ
ｚ）の制御ＣＨ変調信号のみを通過させるものである。The low pass filter 63 passes the low frequency signal output from the mixer 62. That is, the DC component (0H
Only the control CH modulation signal of z) is passed.
【０１０６】アンプ６４は、ローパスフィルタ６３から
出力されるＤＣ成分の制御ＣＨ変調信号を増幅して出力
する。つまり、アンプ６４からは合成信号Ｓ６に残る制
御ＣＨ変調信号のレベルＬ１が出力され、このレベルＬ
１に応じた信号Ｃ１，Ｃ２が信号減衰／位相制御部１６
から可変減衰器１４及び可変位相器１５へ出力され、合
成信号Ｓ６から制御ＣＨ変調信号及び他の変調信号が除
去される。The amplifier 64 amplifies and outputs the DC component control CH modulation signal output from the low pass filter 63. That is, the level L1 of the control CH modulation signal remaining in the combined signal S6 is output from the amplifier 64, and this level L
The signals C1 and C2 corresponding to 1 are signal attenuation / phase control section 16
Is output to the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15, and the control CH modulation signal and other modulation signals are removed from the combined signal S6.
【０１０７】以上説明した第３実施例においても第２実
施例と同様の効果がある。The third embodiment described above has the same effect as that of the second embodiment.
【０１０８】[0108]
【発明の効果】以上説明したように、本発明のフィード
フォワード増幅器によれば、小型で且つ高品質の増幅信
号を得ることができる効果がある。As described above, according to the feedforward amplifier of the present invention, there is an effect that a compact and high quality amplified signal can be obtained.
【図１】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例によるフィードフォワード
増幅器のブロック構成図である。FIG. 2 is a block diagram of a feedforward amplifier according to the first exemplary embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２実施例によるフィードフォワード
増幅器のブロック構成図である。FIG. 3 is a block diagram of a feedforward amplifier according to a second exemplary embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３実施例によるフィードフォワード
増幅器のブロック構成図である。FIG. 4 is a block diagram of a feedforward amplifier according to a third exemplary embodiment of the present invention.
【図５】従来のフィードフォワード増幅器のブロック構
成図である。FIG. 5 is a block diagram of a conventional feedforward amplifier.
６，１１，２０，３５ 分岐手段 ７，２４ 増幅手段 ８，１８，３３ 合成手段 １２，１４，２２ 可変減衰手段 １５，２３ 可変位相手段 ４４ 制御チャネル変調信号検出手段 ４５ パイロット信号検出手段 Ｙ１ 歪抽出手段 Ｙ２ 歪除去手段 6, 11, 20, 35 Branching means 7, 24 Amplifying means 8, 18, 33 Combining means 12, 14, 22 Variable attenuation means 15, 23 Variable phase means 44 Control channel modulation signal detecting means 45 Pilot signal detecting means Y1 Distortion extraction Means Y2 Distortion removing means
Claims (4)
む異なるキャリア周波数(f1 〜 fn ) の多数の変調信号
(F1 〜Fn) が合成された主信号(S1)を増幅して出力する
フィードフォワード増幅器において、 前記主信号(S1)を分岐し、この分岐された一方の主信号
(S1)を第１増幅手段で増幅し、且つパイロット信号を合
成し、この合成信号(S3)を該第１増幅手段の増幅利得と
同利得減衰し、この減衰された減衰合成信号中の制御チ
ャネル変調信号(Fm)を第１検出手段で検出し、この検出
信号(L1)に基づく制御手段(16)の制御により該減衰合成
信号中の主信号を先に分岐された他方の主信号で打ち消
すことによって歪及びパイロット信号から成る歪信号(S
6)を抽出する歪抽出手段(Y1)と、 該歪抽出手段(Y1)により抽出された歪信号(S6)を第２増
幅手段により増幅し、この増幅歪信号中のパイロット信
号を第２検出手段で検出し、この検出信号(L2)に基づく
制御手段(16)の制御により前記合成信号(S3)中の歪及び
パイロット信号を該増幅歪信号で打ち消し、この歪及び
パイロット信号が除去されることにより得られる増幅主
信号(S9)のみを出力する歪除去手段(Y2)とを具備したこ
とを特徴とするフィードフォワード増幅器。1. A large number of modulation signals of different carrier frequencies (f 1 to f n ) including control channel modulation signals (eg Fm).
(F1 ~ Fn) in a feed-forward amplifier that amplifies and outputs the combined main signal (S1), the main signal (S1) is branched, and one of the branched main signals
(S1) is amplified by the first amplifying means, a pilot signal is combined, the combined signal (S3) is attenuated by the same gain as the amplification gain of the first amplifying means, and control in the attenuated combined signal is performed. The channel modulating signal (Fm) is detected by the first detecting means, and the main signal in the attenuated combined signal is detected by the other main signal previously branched by the control of the control means (16) based on this detecting signal (L1). Distortion signal (S
6) to extract the distortion signal (Y1), the distortion signal (S6) extracted by the distortion extraction means (Y1) is amplified by the second amplification means, and the pilot signal in the amplified distortion signal is second detected. Detected by the means, the distortion and pilot signals in the composite signal (S3) are canceled by the amplified distortion signal by the control of the control means (16) based on the detection signal (L2), and the distortion and pilot signals are removed. A feedforward amplifier comprising: a distortion removing unit (Y2) that outputs only an amplified main signal (S9) obtained by the above.
む異なるキャリア周波数(f1 〜 fn ) の多数の変調信号
(F1 〜Fn) が合成された主信号(S1)を増幅して出力する
フィードフォワード増幅器において、 前記主信号(S1)を分岐する第１分岐手段(6) と、 該第１分岐手段(6) で分岐された一方の主信号(S1)を増
幅する第１増幅手段(7) と、 該第１増幅手段(7) から出力される信号(S2)と発振手段
(43)から出力されるパイロット信号(P) とを合成する第
１合成手段(8) と、 該第１合成手段(8) から出力される信号(S3)を分岐する
第２分岐手段(11)と、 該第２分岐手段(11)で分岐された一方の信号(S3)を減衰
する第１可変減衰手段(12)と、 該第１分岐手段(6) で分岐された他方の主信号(S1)を制
御手段(16)から出力される第１制御信号(C1)に応じて減
衰する第２可変減衰手段(14)と、 該第２可変減衰手段(14)から出力される信号の位相を制
御手段(16)から出力される第２制御信号(C2)に応じて変
化させる第１可変位相手段(15)と、 該第１可変位相手段(15)から出力される信号(S5)と該第
１減衰手段(12)から出力される信号(S4)とを合成する第
２合成手段(18)と、 該第２合成手段(18)で合成された信号(S6)を分岐する第
３分岐手段(20)と、 該第３分岐手段(20)で分岐された一方の信号(S6)中の制
御チャネル変調信号(例えばFm) のレベルを検出する第
１検出手段(44)と、 該第３分岐手段(20)で分岐された他方の信号(S6)を制御
手段(16)から出力される第３制御信号(C3)に応じて減衰
する第３可変減衰手段(22)と、 該第３可変減衰手段(22)から出力される信号の位相を制
御手段(16)から出力される第４制御信号(C4)に応じて変
化させる第２可変位相手段(23)と、 該第２可変位相手段(23)から出力される信号(S7)を増幅
する第２増幅手段(24)と、 該第２増幅手段(24)から出力される信号(S8)と、該第２
分岐手段(11)で分岐された他方の信号(S3)とを合成する
第２合成手段(33)と、 該第２合成手段(33)で合成された信号(S9)を分岐し、一
方を出力端子(37)へ出力する第４分岐手段(35)と、 該第４分岐手段(35)で分岐された他方の信号(S9)中のパ
イロット信号(P) のレベルを検出する第２検出手段(45)
とを具備し、 前記第１可変減衰手段(12)が、第１分岐手段(6) 、第１
増幅手段(7) 、第１合成手段(8) 、第２分岐手段(11)、
第１可変減衰手段(12)、及び第２合成手段(18)から成る
経路の利得と、第１分岐手段(6) 、第２可変減衰手段(1
4)、第１可変位相手段(15)、及び第２合成手段(18)から
成る経路の利得とを等しくするように作動し、 前記第２増幅手段(24)が、第２分岐手段(11)及び第２合
成手段(33)から成る経路の利得と、第２分岐手段(11)、
第１可変減衰手段(12)、第２合成手段(18)、第３分岐手
段(20)、第３可変減衰手段(22)、第２可変位相手段(2
3)、第２増幅手段(24)、及び第２合成手段(33)から成る
経路の利得とを等しくするように作動し、 前記制御手段(16)が、 前記第１検出手段(44)で検出された制御チャネル変調信
号( 例えばFm) レベルに応じて前記第１及び第２制御信
号(C1,C2) を前記第２可変減衰手段(14)及び第１可変位
相手段(15)へ出力することにより、第１可変位相手段(1
5)から出力される信号(S5)レベルが前記第１可変減衰手
段(12)から出力される信号(S4)中の主信号レベルと同レ
ベルであって、かつ第１可変位相手段(15)から出力され
る信号(S5)の位相が第１可変減衰手段(12)から出力され
る信号(S4)中の主信号の位相と逆相となるように制御
し、 かつ前記第２検出手段(45)で検出されたパイロット信号
(P) のレベルに応じて、前記第３及び第４制御信号(C3,
C4) を前記第３可変減衰手段(22)及び第２可変位相手段
(23)へ出力することにより、前記第２増幅手段(24)から
出力される歪を含む信号(S8)レベルが前記第２分岐手段
(11)から出力される信号(S3)中のパイロット信号(P) 及
び歪のレベルと同レベルであって、かつ第２増幅手段(2
4)から出力される歪を含む信号(S8)の位相が第２分岐手
段(11)から出力される信号(S3)中のパイロット信号(P)
及び歪の位相と逆相となるように制御することを特徴と
するフィードフォワード増幅器。2. Multiple modulated signals of different carrier frequencies (f 1 to f n ) including control channel modulated signals (eg Fm).
In a feedforward amplifier for amplifying and outputting a main signal (S1) composed of (F1 to Fn), first branch means (6) for branching the main signal (S1) and the first branch means (6 ), A first amplifying means (7) for amplifying one main signal (S1) branched, and a signal (S2) output from the first amplifying means (7) and an oscillating means
First combining means (8) for combining the pilot signal (P) output from (43), and second branching means (11) for branching the signal (S3) output from the first combining means (8). ), A first variable attenuation means (12) for attenuating one signal (S3) branched by the second branch means (11), and the other main signal branched by the first branch means (6) A second variable attenuation means (14) for attenuating (S1) according to a first control signal (C1) output from the control means (16), and a signal output from the second variable attenuation means (14) First variable phase means (15) for changing the phase according to the second control signal (C2) output from the control means (16), and a signal (S5) output from the first variable phase means (15) And a second synthesizing means (18) for synthesizing the signal (S4) output from the first attenuating means (12) and a second synthesizing signal (S6) synthesized by the second synthesizing means (18). 3 branching means (20) and one branched by the 3rd branching means (20) Detecting means (44) for detecting the level of the control channel modulation signal (for example, Fm) in the signal (S6) of the above and the other signal (S6) branched by the third branching means (20) A third variable attenuator (22) that attenuates in accordance with the third control signal (C3) output from (16), and a phase (16) of the signal output from the third variable attenuator (22). ), A second variable phase means (23) that changes according to a fourth control signal (C4), and a second amplification that amplifies the signal (S7) output from the second variable phase means (23). Means (24), a signal (S8) output from the second amplifying means (24),
The second combining means (33) for combining the other signal (S3) branched by the branching means (11) and the signal (S9) combined by the second combining means (33) are branched and one of them is divided. Fourth branch means (35) for outputting to the output terminal (37) and second detection for detecting the level of the pilot signal (P) in the other signal (S9) branched by the fourth branch means (35) Means (45)
The first variable damping means (12) includes a first branching means (6) and a first branching means (6).
Amplifying means (7), first synthesizing means (8), second branching means (11),
The gain of the path consisting of the first variable damping means (12) and the second synthesizing means (18), the first branching means (6), the second variable damping means (1
4), the first variable phase means (15) and the second synthesizing means (18) are operated so as to equalize the gain of the path, and the second amplifying means (24) is the second branching means (11). ) And the second combining means (33), and the second branching means (11),
First variable damping means (12), second synthesizing means (18), third branching means (20), third variable damping means (22), second variable phase means (2
3), the second amplifying means (24), and the second synthesizing means (33) are operated so as to equalize the gain of the path, the control means (16), the first detection means (44) The first and second control signals (C1, C2) are output to the second variable attenuation means (14) and the first variable phase means (15) according to the detected control channel modulation signal (for example, Fm) level. Therefore, the first variable phase means (1
The signal (S5) level output from 5) is the same level as the main signal level in the signal (S4) output from the first variable attenuation means (12), and the first variable phase means (15) The phase of the signal (S5) output from the first variable attenuator (12) is controlled to be opposite to the phase of the main signal in the signal (S4), and the second detector (S5) 45) Pilot signal detected in
According to the level of (P), the third and fourth control signals (C3,
C4) is the third variable attenuation means (22) and the second variable phase means
The signal (S8) level including the distortion output from the second amplifying means (24) is output to the second branching means (23).
(11) is the same level as the pilot signal (P) in the signal (S3) and the distortion level, and the second amplification means (2
The phase of the signal (S8) including distortion output from 4) is the pilot signal (P) in the signal (S3) output from the second branching means (11).
And a feed-forward amplifier characterized by controlling so as to be in anti-phase with the phase of distortion.
ネル変調信号( 例えばF1) を定め、この定められた制御
チャネル変調信号(F1)に応じた制御チャネル認識信号(F
x)を出力する制御チャネル制御手段(56)から出力される
制御チャネル認識信号(Fx)に応じた周波数(fx ) の信号
(S10) を出力する電圧制御発振手段(51)と、 前記第３分岐手段(20)から出力される信号(S6)と、該電
圧制御発振手段(51)から出力される信号(S10) とをミッ
クスするミキサ(52)と、 該ミキサ(52)から出力される信号(S11) の内、該第３分
岐手段(20)から出力される信号(S6)中の制御チャネル変
調信号(F1)の周波数(f1)と、該電圧制御発振手段(51)か
ら出力される信号(S10) の周波数(fx ) との和の周波数
(fDET ) の信号(S11) を通過させるバンドパスフィルタ
(53)と、 該バンドパスフィルタ(53)から出力される信号を検波す
る検波器(54)と、 該検波器(54)から出力される信号を増幅する増幅手段(5
5)とから構成し、 前記和の周波数(fDET ) が一定となるような周波数
(fx ) の信号(S10) を該電圧制御発振手段(51)が出力す
るようにしたことを特徴とする請求項２記載のフィード
フォワード増幅器。3. A control channel modulation signal (for example, F1) is arbitrarily determined from the plurality of modulation signals (F1 to Fn) by the first detecting means (44), and the determined control channel modulation signal ( Control channel recognition signal (F1)
x) control channel control means (56) output control channel recognition signal (Fx) frequency (f x ) corresponding signal
A voltage controlled oscillator (51) for outputting (S10), a signal (S6) output from the third branching means (20), and a signal (S10) output from the voltage controlled oscillator (51). Of the signal (S11) output from the mixer (52) and the signal (S11) output from the mixer (52), and the control channel modulation signal (F1) in the signal (S6) output from the third branching means (20). Frequency (f 1 ) and the frequency (f x ) of the signal (S10) output from the voltage controlled oscillator (51).
Bandpass filter that passes the signal (S11) of (f DET ).
(53), a detector (54) that detects the signal output from the bandpass filter (53), and an amplification means (5 that amplifies the signal output from the detector (54).
5) and a frequency where the sum frequency (f DET ) is constant.
3. The feedforward amplifier according to claim 2, wherein the signal (S10) of (f x ) is output by the voltage controlled oscillator means (51).
ネル変調信号( 例えばF1) を定め、この定められた制御
チャネル変調信号(F1)に応じた制御チャネル認識信号(F
x)を出力する制御チャネル制御手段(56)から出力される
制御チャネル認識信号(Fx)に応じ、該制御チャネル変調
信号(F1)と同周波数(fx1) の信号(S12)を出力する電圧
制御発振手段(61)と、 前記第３分岐手段(20)から出力される信号(S6)と、該電
圧制御発振手段(61)から出力される信号(S12) とをミッ
クスするミキサ(62)と、 該ミキサ(62)から出力される直流成分の信号を通過させ
るローパスフィルタ(63)と、 該ローパスフィルタ(63)から出力される信号を増幅する
増幅手段(64)とから構成したことを特徴とする請求項２
記載のフィードフォワード増幅器。4. A control channel modulation signal (for example, F1) is arbitrarily determined from the plurality of modulation signals (F1 to Fn) by the first detecting means (44), and the determined control channel modulation signal (F1) is determined. Control channel recognition signal (F1)
x) a voltage for outputting a signal (S12) having the same frequency (f x1 ) as the control channel modulation signal (F1) according to the control channel recognition signal (Fx) output from the control channel control means (56) Mixer (62) for mixing the control oscillation means (61), the signal (S6) output from the third branch means (20), and the signal (S12) output from the voltage controlled oscillation means (61) And a low-pass filter (63) for passing the signal of the DC component output from the mixer (62), and an amplification means (64) for amplifying the signal output from the low-pass filter (63). Claim 2 which is characterized
The described feedforward amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4030519A JPH05235790A (en) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | Feedforward amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4030519A JPH05235790A (en) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | Feedforward amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05235790A true JPH05235790A (en) | 1993-09-10 |
Family
ID=12306063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4030519A Withdrawn JPH05235790A (en) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | Feedforward amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05235790A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07273562A (en) * | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Nec Corp | Feedforward amplifier |
| US6133791A (en) * | 1997-12-12 | 2000-10-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Feedforward amplifier with improved characteristics without using pilot signal |
| JP2006128922A (en) * | 2004-10-27 | 2006-05-18 | Ntt Docomo Inc | Predistorter and predistortion method |
-
1992
- 1992-02-18 JP JP4030519A patent/JPH05235790A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07273562A (en) * | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Nec Corp | Feedforward amplifier |
| US6133791A (en) * | 1997-12-12 | 2000-10-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Feedforward amplifier with improved characteristics without using pilot signal |
| JP2006128922A (en) * | 2004-10-27 | 2006-05-18 | Ntt Docomo Inc | Predistorter and predistortion method |
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|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990518 |