JPH0522357A

JPH0522357A - 連続誤り訂正方式

Info

Publication number: JPH0522357A
Application number: JP3174876A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Yamashita; 敦山下
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1991-07-16
Filing date: 1991-07-16
Publication date: 1993-01-29

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】送信データを差動符号化する変調器と受信側
で遅延検波する復調器とを持ち、変調前に誤り訂正符号
化を行い復調器後にその復号を行なう方式に関し、特有
の連続したバースト誤りを訂正し符号化率が大きく回路
規模が小さなブロック符号による回路構成とする。【構成】符号化変調方式に特有の復調出力の誤りパタ
ーンに応じた誤り訂正符号の生成多項式として，ブロッ
ク長とパリティビット数n と誤りパターンとを決め，パ
リティビット数に等しい次数n の多項式で割り算し, 全
てに対する剰余が互に異なるような多項式を選択し, 送
信側はその多項式でパリティ生成回路111 により誤り訂
正符号を出力する符号化器11を具え、受信側の復号器21
は同じ多項式を用い出力符号を割り算し、シンドローム
Ｓ生成回路211 出力の誤りビットの位置情報とパターン
情報により誤り訂正パターンを生成して復調器出力デー
タと時間を合わせ排他的加算を行い復号出力を構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば差動符号化／遅
延検波の変調器／復調器を使用して送信データを伝送す
る場合に，その変調器の前に誤り訂正の符号化器を設
け,復調器の後に誤り訂正の復号器を夫々設けるデータ
伝送方式に係り、特に伝送路等で生じる上記変復調方式
に特有の連続したバースト誤りに応じた誤り訂正用のブ
ロック符号を生成して構成する符号化器と其の復号器の
構成の方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の無線を使ったディジタルのデータ
通信システムには、図６のブロック図に示す如く、送受
の変復調方式として，送信側では送信データの現在デー
タと１ビット前のデータとの位相差を求め符号化する差
動符号化をしたのち無線周波数の搬送波に例えばπ/4づ
つ位相の異なる４相位相変調QPSKを施し，受信側では復
調器で受信信号を１ビット遅延させ現在データと乗算し
復調する遅延検波を行う差動符号化／遅延検波の方式が
使用されることがある。この変復調方式は、復調用とし
て特別に搬送波を再生する必要が無いために，復調器の
構成を簡略化できる利点がある。そして通信回線の品質
向上のため，更に変調器の前と復調器の後で所謂誤り訂
正用の符号化器と復号器とを配置する回路構成となって
いる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この差動符号
化／遅延検波の方式に対し通信回線の品質向上のための
誤り訂正の符号化／復号を行なう従来の方式は、復調器
の遅延検波により生じる特有の連続したバースト誤りの
ために，誤り訂正能力が劣化するという問題が生じる。
即ち、差動符号化／遅延検波方式では、図７の(A) の誤
りパターンの如く、１シンボルの受信データが誤った
時、その誤りデータを用いて次のデータを復調するため
に、次のデータも誤ってしまい２シンボル連続の誤り
（バースト誤り）を生じる。そのため，同期検波のよう
に誤りをランダムに発生する変復調方式に比べ、より強
力な誤り訂正符号を使用する必要があり、そのため送信
側の符号化器で、より多くのパリティビットが必要とな
って符号化率が低下し，受信側は誤り訂正の復号器の回
路規模が大きくなるという問題があった。例えば同期検
波方式（ランダム誤り）で１ビット誤りを訂正する場合
と比較して，これと同等の訂正能力を遅延検波方式で得
ようとすると、２シンボル連続のバースト誤りを訂正す
る為に、２ビットの誤り訂正符号が必要となる。誤り訂
正符号がＢＣＨ符号(Bose-Chaudhri-Hocquenghem code)
の場合、１誤り訂正符号は、例えば 247ビットのデータ
に 8ビットのパリティを付加した(255,247,3)符号を使
用することで実現できる。（この場合の符号化率 R=247
÷255= 96.9％となる) 。これに対して、２誤り訂正符
号は、239 ビットのデータに 16 ビットのパリティを付
加した(255,239,5) 符号を使用しなければならず, 効率
が劣化して符号化率 R= 93.7％となる。そればかりでな
く、受信側の誤り訂正の復号器において、１誤り訂正符
号の場合には 255ビット中に生じた１個の誤り位置を求
めて訂正すれば良いため(1+255)=256通りの誤り位置の
パターンについて識別できれば済むのに対し、２誤り訂
正符号では (1+ 255+ ₂₅₅C₂)= 32641 通りの誤り位置パ
ターンを識別する必要がある。そのため復号器の回路規
模が非常に大きくなるという問題があった。なお、最初
の１は誤り無しのパターンを示す。本発明の目的は、例
えば差動符号化/ 遅延検波の変復調方式にて復調出力に
生じる方式特有の連続したバースト的な符号誤りを効率
良く訂正し符号化率が高くて回路規模は小さくて済む誤
り訂正用の符号化器と復号器の回路の構成方法を提案す
ることにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】この目的は、受信側の復
調器の遅延検波器で生じるバースト誤りのパターンは、
ランダムではなくて，送信側の差動符号化方式によって
定まる特有の連続した誤りパターンを持つことに着目す
る。即ち、変復調方式が例えば差動符号化／遅延検波の
場合は、連続した２シンボルのデータ間の位相差を情報
として送信し受信側で復調するので，１シンボルのデー
タが誤ると次のシンボルのデータも誤ることになり，図
７の(A) の説明図に示す如く、連続した２シンボルデー
タが誤る確率が大きい。この連続した２シンボルデータ
が誤る確率に比し、図示しないが、２ビット以上離れた
２シンボルの各データが夫々誤る確率は非常に少ない。

【０００５】４相位相変調(QPSK)方式の遅延検波の場合
は、１シンボルが２ビットから成るので、其の２シンボ
ルに誤りが生じた時には、理論上は１〜４ビットの誤り
が生じ得るが、実際には図７の(B) に示す４通りの２ビ
ット誤りのパターンが大部分であり、これ以外の誤りパ
ターンが生じる確率は極めて小さい。図７の(B)は４相
位相変調（QPSK) ／遅延検波の方式の場合の４通りのビ
ット単位の誤りパターン図であるが、この図から判るよ
うに、２ビット連続の誤り(XX)、１ビット置きの誤り(X
0X)、２ビット置きの誤り(X00X)の３通りの連続誤りパ
ターンを訂正できるブロック符号を、後述の図３の手順
で求めた生成多項式G(x)を用いて，送信側の符号化器11
にて符号化しこれを誤り訂正符号として使用すれば、受
信側の復調器の後の復号器21では、十分な誤り訂正能力
を得ることが出来ることに着目して、先ずこの特有の誤
りパターンに応じた符号の生成多項式G(x)を選定する。
即ちブロック長とパリティビット数n と確率の大きい誤
りパターン(XX,X0X,X00X)とを決め，パリティビット数n
に等しい次数n の多項式で該誤りパターンをガロア体G
F(2) 上で割り算し, 全ての誤りパターンに対する剰余
が互いに異なるような多項式を生成多項式G(x)として選
択する。そして, 図１の原理図に示す如く、送信側100
では、その選択した多項式G(x)でパリティ符号を生成す
るパリティ生成回路111 と其の生成した並列のパリティ
符号をＰ/ Ｓ変換器112 で直列符号に変換した直列のパ
リティ符号と入力の送信データを合成器113 で合成し其
の合成出力を誤り訂正符号付きデータとして変調器へ送
出する符号化器11を具える。そして受信側200では、同
じ生成多項式G(x)で，変調器を介して復調器からの出力
データの誤り訂正符号をガロア体GF(2)上で割り算しシ
ンドロームSを生成するシンドローム生成回路211 と其
の生成シンドロームSによる誤りビットの位置情報j と
パターン情報(XX,X0X,X00X) とにより, 誤り訂正パター
ンを生成する訂正パターン生成器212と、其の生成した
誤り訂正パターンと前記復調器の出力データの位相を同
期させる為に相当時間だけ遅延させる遅延回路210の出
力とを排他的に加算する加算器213の出力を復号出力と
する復号器21を具えるようにした本発明の構成によって
達成される。そして、送信側の一般的な(n+1)次の符号
化器11のパリティ生成回路111 兼Ｐ/ Ｓ変換器112 の構
成は、図２の(A) の如く、先ずスイッチを ONし, セレ
クタSEL を送信データ入力側として、送信データ入力を
そのまま外部の変調器へ出力する。そして該送信データ
入力を外部の変調器へ出力した後, 次にスイッチを OFF
し,セレクタSEL をパリティ生成回路側とし生成した (n
+1)個の直列のパリティ符号を出力する。但し, Kjは (n
+1)次の生成多項式の第ｊ次の係数(0/1) を表し, FFは
1ビットの D型フリップフロップを表す。そして図１の
受信側の (n+1)次の復号器21のシンドローム生成回路21
1 の一般的な構成は、図２の(B) の如く、復調器からの
受信符号を入力し,(n+1)次の生成多項式の第ｊ次の係数
(0/1) を表す符号Kjとの排他的論理和EX-OR の加算を行
いその加算出力をフリップフロップFFで次の加算器へ出
力すると同時に,其の出力を各FFから並列に (n+1)個の
各シンドローム出力Sとするように構成される。

【０００６】

【作用】本発明による誤り訂正の符号の生成多項式を求
める手順は、図３の手順図に示す如く、先ずステップSt
ep 111で, 送信データのブロック長と其のパリティビッ
ト数n を決め、次Step 112で,誤りパターン生成用にパ
リティビット数n に等しい次数n の生成多項式G(x)を決
める。そしてStep 113で, 送信データのブロック長と其
のパリティビット数n の和E'ブロック内の１ビット誤り
に対するシンドロームS(i)を計算し, Step 114で, 誤り
位置i に対するシンドロームS(i)を表としたシンドロー
ム・テーブルを作成する。そしてStep 115で, ２ビット
連続の誤りパターン(XX)に対するシンドロームS(j)+S(j
+1) を前記シンドローム・テーブルを使用し計算する。
そしてStep 116では，異なるj に対して同一シンドロー
ムが有るか無いかを調べ、無ければ Step 117へ移行し,
有ればStep 121へ移行する。Step 117では,１ビット置
きの誤りパターン(X0X) に対するシンドロームS(j)+S(j
+2) を前記シンドローム・テーブルを使用して計算す
る。そしてStep 118で，異なるj に対して同一シンドロ
ームが有るか無いかを調べ、無ければ Step 119へ移行
し，有ればStep 121へ移行する。Step 119では,２ビッ
ト置きの誤りパターン(X00X)に対するシンドロームS(j)
+S(j+3) を前記シンドローム・テーブルを使用し計算す
る。そしてStep 120で，異なるj に対して同一シンドロ
ームが有るか無いかを調べ、無ければ処理を終了する。
そして同一シンドロームが有れば、Step 121で, 全ての
生成多項式を調べたか否かをチェックし, 調べたなら
ば,Step 122でブロック長と其のパリティビット数n を
変更し，Step 112に戻って,パリティビット数n に等し
い次数n の生成多項式G(x)を決める。Step 121で, 調べ
ていないならば, Step 123で生成多項式を変更し,Step
113 へ戻り, 改めて送信データのブロック長と其のパリ
ティビット数n の和E'ブロック内の１ビット誤りに対す
るシンドロームS(i)を計算し, 以下のステップを同様に
繰り返す。図３の手順は、QPSK差動変調/ 遅延検波の場
合の例であり、他の変復調方式の場合は、誤りパターン
を相当するパターンに変更し其のパターンを生成する多
項式を同様の手順で求めればよい。

【０００７】

【実施例】図４の(A),(B) は、本発明の実施例の生成多
項式によるビット単位の誤り訂正の符号化器と、シンド
ローム生成器の構成例であり、QPSK差動変調/ 遅延検波
の場合で,ブロック長が 255ビットの場合である。この
場合は(1 + 3)x 255 =1020通りの誤りパターンを識別し
訂正すればよいため, 必要なパリティビットは10ビット
(2¹⁰=1024)となる。即ち、送信側からの連続誤り訂正符
号は(255,245)符号となり，符号化率R は R= 245 ÷255
= 96.1％となって、ほぼ１誤り訂正符号のＢＣＨ符号と
同等の符号化率を実現できる。また、識別すべき誤りパ
ターンの数も少ないため，受信側の誤り訂正の復号器の
回路規模も小さくなる。本実施例の連続誤り訂正符号の
(255,245)符号の生成多項式 G(X) の一例を次に示す。G
(X) = X¹⁰+ X⁹+ X⁸+ X⁷+ X⁶+ X⁴+ 1 但し本多項式以
外に相反多項式等の数種類の生成多項式も存在する。な
お、この生成多項式G(X)を求めるには、送信符号の全ビ
ット数のブロック長とパリティビット数n と確率の高い
誤りパターンとを決め、パリティビット数n に等しい次
数n の多項式、パリティビット数n が10ビットならば10
次の多項式で、該誤りパターンをガロア体 GF(2)上で割
り算し, 全ての誤りパターンに対する剰余が互いに異な
るような多項式を生成多項式G(X)として選択する。実際
には前述の図３の手順で生成多項式G(X)が決定される。
図４の(A)の符号化器のパリティ生成回路と図４の(B)の
復号器のシンドローム生成回路は共に、ガロア体GF(2)
上の割算回路であり，入力のデータ列を10次の生成多項
式G(X)で割って剰余を求め, 其の全ての剰余が互いに異
なるように生成多項式G(X) = X¹⁰+ X⁹+ X⁸+ X⁷+ X⁶+ X
⁴+ 1 が決められる。この生成多項式G(X)により,送信側
の符号化器11のパリティ生成回路111の構成が、図４の
(A)の如く構成され、図１の受信側の復号器21のシンド
ローム生成回路211 の構成が、図４の(B)の如く構成さ
れる。そして図５の特性図に、従来の１誤り訂正のＢＣ
Ｈ符号(255,247,3)と２誤り訂正のＢＣＨ符号(255,239,
5) および本実施例による連続誤り訂正符号(255,245)の
誤り訂正後のビット誤り率BER 特性の理論値を示す。図
５の特性図から、本実施例の連続誤り訂正符号(255,24
5)の符号化率R=(245÷255)x100=96.1％が、従来の１誤
り訂正のＢＣＨ符号(255,247,3) の符号化率R=(247÷25
5)x100=96.9 ％と略同じでありながら, ２誤り訂正のＢ
ＣＨ符号(255,239, 5)と同等の誤り訂正能力を持つこと
が判る。なお、訂正前のビット誤り率BER が 1 x 10 ^-4
の時の訂正後の BERの理論値は、従来の２誤り訂正符号
のＢＣＨ符号( 255,239,5)が 1.589 x 10 ^-6であり, 本
実施例の連続誤り訂正符号(255,245) が、 1.596 x 10
^-6であって、殆ど同じ値である。ここで、１誤り訂正の
ＢＣＨ符号(255,247,3) の訂正後のBER が訂正前より劣
化しているのは，２ビット連続の誤りに対し，誤訂正す
るために誤りが増加するためである。図７の(B)は、本
発明の実施例の４相位相変調（QPSK) ／遅延検波の方式
の場合の４通りのシンボル単位の誤りパターン図であ
り、１シンボルの２ビットの各ビットを独立なものとし
て扱っているが、QPSKの場合は各シンボルを１単位とし
て認識して処理することも出来る。即ち４ビットを一組
として、(0X0X),(0XX0),(X00X),(X0X0) の４通りの誤り
パターンを認識し訂正する様にする事も出来る。この場
合は，実際には各ブロックの前後で生じる誤りパターン
(0X),(X0) も識別する必要がある。また、シンボルのタ
イミングを識別する必要があるので回路規模はやや大き
くなるが、前の実施例ではビット単位で誤りを識別する
のに対し，今度の実施例ではシンボル単位で誤りを識別
すればよいので，識別すべきパターン数は前の実施例よ
りもやや少なくなり，符号化率R はやや高く出来る。誤
り訂正能力は前の実施例と同じである。

【０００８】

【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、例
えば差動符号化／遅延検波の変復調方式にて復調出力に
生ずる方式特有の連続誤りに対し，効率の良い誤り訂正
の符号化方式を提供できる。また、復号器の回路規模も
同等の訂正能力をもつ従来の符号化の場合に比べて小さ
くする事ができる効果が得られる。尚、ここでは４相位
相変調（QPSK) ／遅延検波の変復調方式について述べた
が，他の変復調方式，例えば２相位相変調BPSK ,π/4シ
フトQPSK変調等に対しても同様の考え方を適用できる。
また、遅延検波以外の復調器でも、復調出力に特殊な誤
りパターンを生じるものならば, 同様の方式で対応する
事ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の連続誤り訂正方式の基本構成を示す
原理図

【図２】本発明の一般的な (n+1)次の符号化器の構成
例とシンドローム生成器の構成例の図、

【図３】本発明の連続誤り訂正方式の符号の生成多項
式を求める手順図、

【図４】本発明の実施例のQPSK差動変調／遅延検波方
式の場合の生成多項式によるビット単位の誤り訂正の符
号化器とシンドローム生成器の構成例の図、

【図５】本発明の実施例の連続誤り訂正方式の効果を
説明するためのビット誤り率特性の理論値の図

【図６】従来の差動符号化／遅延検波器と誤り訂正の
符号化／復号器（QPSKの場合) のブロック図

【図７】従来の差動符号化／遅延検波方式の誤りパタ
ーンとＱＰＳＫ遅延検波方式のビット誤りパターン図

【符号の説明】

11は符号化器、111 はパリティ生成回路、112 はＰ/Ｓ
変換器、113 は合成器、21は復号器、210 は遅延回路、
211 はシンドローム生成回路、212 は訂正パターン生成
器、213 は排他的論理和の加算器である。

Claims

【特許請求の範囲】【請求項１】送信側(100)に送信データを変調する変
調器を持ち受信側( 200)に受信波を検波し受信データを
得る復調器を持つ通信方式に対し該変調器の前で誤り訂
正の符号化を行い該復調器の後で誤り訂正の復号を行な
う誤り訂正符号化方式において、該誤り訂正符号化方式
の符号パターンを生成する多項式として, 符号全体のブ
ロック長と誤り検出のパリティビット数(n) と誤りパタ
ーン(例えばQPSK変復調器の場合:XX,X0X,X00X)とを決
め，該パリティビット数に等しい次数(n) の多項式で該
誤りパターンを割り算し, 全ての誤りパターン(XX,X0X,
X00X)に対する剰余が互に異なるような多項式を選択し,
送信側(100)には其の選択した多項式でパリティ符号を
生成するパリティ生成回路(111)と其の生成したパリテ
ィ符号を前記送信データと合成(113) し其の合成出力を
誤り訂正符号を付加したデータとして変調器へ送出する
符号化器(11)と、受信側(200)には其の復調器の出力デ
ータを前記と同じ生成多項式で割り算しシンドローム
(S)を生成するシンドローム生成回路(211)と其の生成シ
ンドローム(S)による誤りビットの位置情報(j)とパター
ン情報(XX,X0X,X00X)により誤り訂正パターンを生成す
る訂正パターン生成器(212)と、其の生成した誤り訂正
パターンと前記復調器の出力データを遅延回路(210)で
遅延させ位相同期した出力データとの排他的論理和(21
3)をとり其の出力を復号出力とする復号器(21)を具えた
ことを特徴とする連続誤り訂正方式。