JPH0365827A - Diversity reception circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル信号の無線伝送に利用する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention is used for wireless transmission of digital signals.
特に、角度変調波をダイバーシチ受信する回路に関する
。本発明は、受信信号の位相データを基準として受信ア
ンテナを切り換えることにより、無線回線の伝送特性を
向上させるものである。In particular, the present invention relates to a circuit that receives angle modulated waves in a diversity manner. The present invention improves the transmission characteristics of a wireless line by switching the receiving antenna based on the phase data of the received signal.
無線通信回線では、伝送媒体として電波を用いているた
め、フェージングや干渉等によって受信信号のレベル変
動や位相変動が発生し、伝送特性が劣化することがある
。このような伝送特性の劣化に対しては、ダイバーシチ
受信方式が有効であることが知られている。Since wireless communication lines use radio waves as a transmission medium, fading, interference, and the like can cause level fluctuations and phase fluctuations in received signals, which can degrade transmission characteristics. It is known that a diversity reception method is effective against such deterioration of transmission characteristics.
最も代表的なダイバーシチ受信方式は、複数のアンテナ
で受信した互いに独立に変動する受信波の中から受信レ
ベルの最も高いものを選択して受信する選択ダイバーシ
チ受借方式である。この方式は、受信レベルが高いほど
信号対雑音比が高く、かつ位相変動が少なくなり、伝送
品質が高くなると予想されることに基づいている。The most typical diversity reception method is a selective diversity reception method in which one of the received waves having the highest reception level is selected and received from among received waves received by a plurality of antennas and which vary independently of each other. This method is based on the assumption that the higher the reception level, the higher the signal-to-noise ratio, the less phase fluctuation, and the higher the transmission quality.
しかし、この方式では複数の受信機が必要となり、規模
が大きくなってしまう。そこで、簡単な構成法として、
複数のアンテナを切り換えて1台の受信機により受信す
るアンテナ切換ダイバーシチ受信方式が利用される。However, this method requires multiple receivers, resulting in a large scale. Therefore, as a simple configuration method,
An antenna switching diversity reception method is used in which a single receiver receives signals by switching between multiple antennas.
第13図に従来の典型的な2ブランチのアンテナ切換ダ
イバーシチ受信回路を示す。二つのアンテナ1および2
は、互いに独立した〈無相関の〉フェージング波を得ら
れるように、適当な距離をあけて設置される。これらの
アンテナ1.2は、アンテナ切換回路3によって、その
うちの一つが受信機4に接続される。この切換は、レベ
ル比較回路22からの比較データによって行われる。す
なわち、受信機4の受信レベルを受信レベル検出回路2
1により検出し、これをレベル比較回路22で基準値と
比較し、例えば受信波の包路線レベルがある定められた
しきい値以下となってときに、アンテナ1.2を切り換
える。FIG. 13 shows a typical conventional two-branch antenna switching diversity receiving circuit. two antennas 1 and 2
are installed at an appropriate distance so that mutually independent (uncorrelated) fading waves can be obtained. These antennas 1.2 are connected one of them to a receiver 4 by an antenna switching circuit 3. This switching is performed using comparison data from the level comparison circuit 22. That is, the reception level of the receiver 4 is detected by the reception level detection circuit 2.
1, and the level comparison circuit 22 compares this with a reference value. For example, when the envelope level of the received wave becomes below a certain threshold value, the antenna 1.2 is switched.
しかし、受信レベルをブランチ判定の情報として用いた
場合、以下の欠点が生じる。However, when the reception level is used as information for branch determination, the following drawbacks occur.
まず、高い受信レベル状態は低い受信レベル状態に比べ
て必ずしも常に伝送品質が良いとは限らない。受信レベ
ルが高い状態でも誤りが生じたり、低い状態でも誤りが
生じない場合がある。このとき、受信レベルだけで判断
しては誤りのある受信波を選択することになる。First, a high reception level state does not necessarily have better transmission quality than a low reception level state. Errors may occur even when the reception level is high, and no errors may occur even when the reception level is low. At this time, if a judgment is made only based on the reception level, a received wave containing an error will be selected.
次に、受信レベルの検出にはログアンプが使用されるが
、そのログアンプには広い受信レベルにわたるレベル検
出性能が要求される。しかし、現実のログアンプは受信
レベルが特に高い領域や特に低い領域では、レベル検出
特性が飽和したり、中間の領域においても直線からのず
れを生じることが多い。このような領域では、二つのア
ンテナ間の受信レベルが異なるにもかかわらず出力電圧
の差が少なくなり、正確な受信レベルの比較ができなく
なり、ダイバーシチの効果が減少してしまう欠点がある
。Next, a log amplifier is used to detect the reception level, and the log amplifier is required to have level detection performance over a wide range of reception levels. However, in actual log amplifiers, the level detection characteristics often become saturated in regions where the reception level is particularly high or particularly low, and deviations from the straight line occur even in intermediate regions. In such a region, there is a drawback that the difference in output voltage becomes small even though the reception levels between the two antennas are different, making it impossible to accurately compare the reception levels and reducing the diversity effect.
また、受信レベル検出回路の出力として平均受信レベル
を得たい場合には、一般にその出力にフィルタを挿入す
る。このとき、レベル比較出力に遅延が生じ、高速にア
ンテナを切り換える場合には、この遅延のために充分な
ダイバーシチ効果が得られない場合がある。Furthermore, if it is desired to obtain the average reception level as the output of the reception level detection circuit, a filter is generally inserted into the output. At this time, a delay occurs in the level comparison output, and when switching antennas at high speed, a sufficient diversity effect may not be obtained due to this delay.
さらに、二つのブランチの受信入力信号レベルがいずれ
も低い場合には、レベル比較回路の動作が熱雑音の影響
を受け、平均受信レベルの正確な比較出力が得られなく
なることがある。例えば第10図(a)ないしくC)に
示すように、希望波レベルがほとんど同じでも熱雑音が
多い場合、その雑音ベクトルによってレベルが変動する
。そしてこの比較出力によってダイバーシチを行うと、
逆に伝送特性を劣化させる場合が生じる欠点がある。Furthermore, if the reception input signal levels of the two branches are both low, the operation of the level comparison circuit may be affected by thermal noise, and an accurate comparison output of the average reception level may not be obtained. For example, as shown in FIGS. 10(a) to 10(c), when the desired wave level is almost the same but there is a lot of thermal noise, the level varies depending on the noise vector. Then, when diversity is performed using this comparison output,
On the contrary, there is a drawback that the transmission characteristics may be deteriorated.
本発明は、以上の課題を解決し、受信レベルを検出する
ことなくダイバーシチ効果を得ることができ、さらに、
フェージングのみならず伝送回線に影響する全ての要因
に対してその効果が得られるダイバーシチ受信回路を提
供することを目的とする。The present invention solves the above problems, can obtain a diversity effect without detecting the reception level, and furthermore,
It is an object of the present invention to provide a diversity receiving circuit that is effective not only against fading but also against all factors that affect transmission lines.
本発明のダイバーシチ受信回路は、角度変調波を受信す
る複数のアンテナと、この複数のアンテナから一つを選
択して受信機に接続するアンテナ切換手段とを備えたダ
イバーシチ受信回路において、アンテナ切換手段により
選択されたアンテナによって受信した角度変調波の瞬時
位相と基準信号との相対位相を検出する位相検出部と、
この位相検出部により検出された相対位相のデータと基
準位相または過去に検出された相対位相のデータとを比
較してその比較結果によりアンテナ切換手段を制御する
位相データ比較回路とを備えたことを特徴とする。The diversity receiving circuit of the present invention includes a plurality of antennas for receiving angle modulated waves, and an antenna switching means for selecting one of the plurality of antennas and connecting it to a receiver. a phase detection unit that detects the relative phase between the instantaneous phase of the angle modulated wave received by the antenna selected by the reference signal and the reference signal;
A phase data comparison circuit that compares the relative phase data detected by the phase detection section with the reference phase or the previously detected relative phase data and controls the antenna switching means based on the comparison result. Features.
受信信号から位相情報を検出し、その位相情報を基準信
号位相または過去の検出位相と比較して、回線状況が悪
いと判断される場合には現在使用中のアンテナを他のア
ンテナに切り換えて受信機に接続する。これは、位相情
報が伝送特性と密接な関係を有することの知見に基づい
ている。Detects phase information from the received signal, compares the phase information with the reference signal phase or past detected phases, and if it is determined that the line condition is poor, switches the antenna currently in use to another antenna and receives the signal. Connect to the machine. This is based on the knowledge that phase information has a close relationship with transmission characteristics.
このように角度変調波からの位相情報をダイバーシチの
切換情報としているので、受信レベルの検出は不要であ
る。また、位相情報は伝送特性と密接な関係があるので
、理想的なダイバーシチに近づくとともに、フェージン
グだけでなく熱雑音のように伝送特性が独立に劣化する
ものに対してもダイバーシチの効果を得ることが可能と
なる。In this way, since the phase information from the angle modulated wave is used as the diversity switching information, there is no need to detect the reception level. In addition, since phase information is closely related to transmission characteristics, it is possible to approach ideal diversity and obtain diversity effects not only against fading but also against things that independently degrade transmission characteristics such as thermal noise. becomes possible.
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第1図は本発明実施例のダイバーシチ受信回路を示すブ
ロック構成図である。この例は、ダイバーシチブランチ
数n=2の場合を示す。FIG. 1 is a block diagram showing a diversity receiving circuit according to an embodiment of the present invention. This example shows a case where the number of diversity branches is n=2.
この実施例は、角度変調波を受信する複数のアンテナ1
.2と、このアンテナ1.2から一つを選択して受信機
4に接続するアンテナ切換回路3とを備える。This embodiment includes a plurality of antennas 1 that receive angle modulated waves.
.. 2, and an antenna switching circuit 3 that selects one of the antennas 1.2 and connects it to the receiver 4.
ここで本実施例の特徴とするところは、アンテナ切換回
路3により選択されたアンテナ1または2によって受信
した角度変調波の瞬時位相と基準信号との相対位相を検
出する位相検出部5と、この位相検出部5により検出さ
れた相対位相のデータと基準位相または過去に検出され
た相対位相のデータとを比較し、その比較結果によりア
ンテナ切換回路3を制御する位相データ比較回路8とを
備えたことにある。位相検出部5は、検波回路6と相対
位相検出回路7とを備える。Here, the features of this embodiment include a phase detection section 5 that detects the relative phase between the instantaneous phase of the angle modulated wave received by the antenna 1 or 2 selected by the antenna switching circuit 3 and the reference signal; The phase data comparison circuit 8 compares the relative phase data detected by the phase detection unit 5 with the reference phase or the previously detected relative phase data, and controls the antenna switching circuit 3 based on the comparison result. There is a particular thing. The phase detection section 5 includes a detection circuit 6 and a relative phase detection circuit 7.
次に、各回路の具体的構成とその動作について説明する
。Next, the specific configuration and operation of each circuit will be explained.
第2図は位相検出部5の一例を示すブロック構成図であ
る。FIG. 2 is a block diagram showing an example of the phase detection section 5. As shown in FIG.
検波回路6は角度変調波としてQPSK信号を用いる場
合の同期検波回路であり、乗算器6−1.6−2および
6−3と、ローパスフィルタ6−4.6−5および6−
6 と、π/2位相シフト回路6−7 と、電圧制御発
振器6−8と、識別回路6−9とを含み、再生した搬送
波で角度変調波の検波を行う。The detection circuit 6 is a synchronous detection circuit when using a QPSK signal as an angle modulated wave, and includes multipliers 6-1, 6-2 and 6-3, and low-pass filters 6-4, 6-5 and 6-.
6, a π/2 phase shift circuit 6-7, a voltage controlled oscillator 6-8, and an identification circuit 6-9, and detects the angle modulated wave using the reproduced carrier wave.
相対位相検出回路7は、n個の遅延線9−1〜9−nを
含む位相シフト回路9と、(n+1)個のフリップフロ
ップ10−1〜10− (n+1)を含むサンプル回路
10とを備える。The relative phase detection circuit 7 includes a phase shift circuit 9 including n delay lines 9-1 to 9-n, and a sample circuit 10 including (n+1) flip-flops 10-1 to 10-(n+1). Be prepared.
位相シフト回路9では、再生搬送波を基準位相信号とし
、その半周期をn分割するように遅延線9−1〜9−n
を用いて順次シフトさせ、信号C6〜Coを出力する。In the phase shift circuit 9, the reproduced carrier wave is used as a reference phase signal, and delay lines 9-1 to 9-n are used to divide the half cycle into n.
are sequentially shifted using , and output signals C6 to Co.
遅延線9−1〜9−nのそれぞれの遅延量りは再生搬送
波の周期を2nで割った値である。次に、サンプル回路
10において、位相シフトした信号C3−coで角度変
調波をフリップフロップ10−1〜10− (n+1)
でサンプリングし、その出力を相対位相データCQO”
”’Q、、]として出力する。その相対位相データによ
って、角度変調波の位相が基準位相信号の位相に対して
どこに位置しているかを決定できる。The delay amount of each of the delay lines 9-1 to 9-n is a value obtained by dividing the period of the reproduced carrier wave by 2n. Next, in the sample circuit 10, the angle modulated wave is sent to the flip-flops 10-1 to 10-(n+1) using the phase-shifted signal C3-co.
and output the relative phase data CQO”
"'Q, . . .". The relative phase data allows determining where the phase of the angle modulated wave is located with respect to the phase of the reference phase signal.
第3図(a)およびら)に相対位相検出回路7の動作原
理を示す。例えば搬送波の周波数が455kHz (1
周期=2197.8nsec)の場合、各遅延線9−1
〜9−nの遅延量を109.9nsecに設定すれば、
搬送波を18度ずつシフトさせた再生搬送波が得られる
。これらの位相シフトした信号C3−C,、によって、
第3図(a)に示すように、搬送波の1周期が20の位
相領域に分割される。ここで、第3図6)に示すように
、角度変調波の信号の立ち上がりエツジが図中に示す位
相領域に位置している場合、サンプル回l510として
フリップフロップ10−1〜10− (n+1)を使用
すれば、その相対位相データ[Qo ””’ Q−〕は
〕000111111となる。この相対位相データ(q
。The operating principle of the relative phase detection circuit 7 is shown in FIGS. 3(a) and 3(a). For example, if the frequency of the carrier wave is 455kHz (1
period = 2197.8 nsec), each delay line 9-1
If you set the delay amount of ~9-n to 109.9nsec,
Regenerated carrier waves are obtained by shifting the carrier waves by 18 degrees. By means of these phase-shifted signals C3-C, .
As shown in FIG. 3(a), one period of the carrier wave is divided into 20 phase regions. Here, as shown in FIG. 3 (6), when the rising edge of the angle modulated wave signal is located in the phase region shown in the figure, the flip-flops 10-1 to 10- (n+1) are used as the sample circuit l510. , the relative phase data [Qo ""' Q-] becomes]000111111. This relative phase data (q
.
Q、 ]は角度変調波の位相の位置によってすべて異な
るため、逆に、この相対位相データ〔Q。Q, ] differs depending on the phase position of the angle modulated wave, so conversely, this relative phase data [Q.
Q、 )から角度変調波と再生搬送波の位相関係を求め
ることができる。The phase relationship between the angle modulated wave and the recovered carrier wave can be determined from Q, ).
第4図は位相検出部5の他の例を示すブロック構成図で
ある。FIG. 4 is a block diagram showing another example of the phase detection section 5. In FIG.
位相シフト回路9としては、複数の遅延線を接続して構
成する他に、シフトレジスタを使用することもできる。As the phase shift circuit 9, in addition to being configured by connecting a plurality of delay lines, a shift register can also be used.
第4図はその場合の具体的回路例を示す。FIG. 4 shows a specific circuit example in that case.
シフトレジスタを使用する場合には、まず、検波回路6
内の電圧制御発振器6−8として搬送波周波数fcのm
倍の周波数を出力できるものを用い、これを分周器6−
■0によりm分周して再生搬送波を求めるように構成す
る。When using a shift register, first the detection circuit 6
m of the carrier frequency fc as the voltage controlled oscillator 6-8 in
Use a device that can output twice the frequency, and divide it into the frequency divider 6
(2) The frequency is divided by m by 0 to obtain the reproduced carrier wave.
電圧制御発振器6−8の出力信号を位相シフト回路9の
シフトレジスタのクロックとして用いれば、再生搬送波
を電圧制御発振器6−8出力信号の1周期ごとにシフト
させることができる。また、サンプル回路10は、フリ
ップフロップの他に排他的論理和回路とローパスフィル
タを用いても構成できる。If the output signal of the voltage controlled oscillator 6-8 is used as a clock for the shift register of the phase shift circuit 9, the recovered carrier wave can be shifted every cycle of the output signal of the voltage controlled oscillator 6-8. Furthermore, the sample circuit 10 can be configured using an exclusive OR circuit and a low-pass filter in addition to flip-flops.
位相データ比較回路8は、位相検出部5からの相対位相
データと基準位相データあるいは過去の複数の相対位相
データとを比較する。さらに位相データ比較回路8は、
その比較データにより回線品質が劣化したと判定された
場合に、アンテナ切換回路3を制御し、受信機4に接続
されるアンテナを切り換える。The phase data comparison circuit 8 compares the relative phase data from the phase detection section 5 with reference phase data or a plurality of past relative phase data. Furthermore, the phase data comparison circuit 8
If it is determined that the line quality has deteriorated based on the comparison data, the antenna switching circuit 3 is controlled to switch the antenna connected to the receiver 4.
比較方法としては、その時点においてあらかじめ取りう
る位相の領域が既知の場合、その領域を含むある一定の
基準位相領域を定め、その時点の位相がその基準位相領
域以外に位置したときに、他のアンテナに切り換える方
法を用いる。As a comparison method, if the range of possible phases at that time is known in advance, a certain reference phase region that includes that region is determined, and when the phase at that time is located outside the reference phase region, other Use the method of switching to the antenna.
例えばQPSに信号の場合には、信号空間上における信
号位相が第5図に示すように四つの位相点のみで示され
る。QPSに信号をロールオフフィルタで帯域制限した
場合でも、最適識別タイミングにおいてのみ注目すれば
、やはり四つの位相点のみで示される。復調側でI軸あ
るいはQ軸に相当する搬送波が再生できれば、この四つ
の位相領域は既知となる。このことは同期検波だけでな
く遅延検波の場合にも成り立つ。For example, in the case of a QPS signal, the signal phase on the signal space is represented by only four phase points as shown in FIG. Even when the QPS signal is band-limited with a roll-off filter, if only the optimal identification timing is focused, only four phase points will still be shown. If the carrier wave corresponding to the I-axis or Q-axis can be reproduced on the demodulation side, these four phase regions will be known. This holds true not only for synchronous detection but also for delayed detection.
QPSK信号がフェージング等の存在する伝送回線を通
過すると、第6図に示すように位相が四つの位相点から
ランダムに変動する。このとき、位相変動の偏差が大き
いほど、誤りの発生する確率が高くなる。そこで、識別
タイミングにおいて位相の偏差が大きい場合、例えば第
6図に斜線で示した領域(基準位相領域外)に位置した
場合には、他のアンテナに切り換えるようにする。When a QPSK signal passes through a transmission line where fading or the like exists, the phase varies randomly from four phase points as shown in FIG. At this time, the larger the deviation of the phase fluctuation, the higher the probability that an error will occur. Therefore, if the phase deviation is large at the identification timing, for example, if the antenna is located in the shaded area in FIG. 6 (outside the reference phase area), the antenna is switched to another antenna.
このとき、切り換え先のアンテナから受信した角度変調
波の変調信号位相が再び基準位相領域以外のときの動作
アルゴリズムとしては、次の二つかある。その一つは、
基準位相領域内に変調信号が位置する角度変調波を受信
するまでアンテナを切り換え続ける方法である。もう一
つは、−旦切り換えると、基準位相領域外であっても新
しいアンテナで一定時間受信を継続し、その後に切り換
え可能とする方法である。一般にアンテナ切換ダイバー
シチでは、切換時刻に受信波の位相がジャンプするので
、切換直後は回線品質が劣化することが多い。このため
、後者の切換方法が有効である場合が多い。At this time, when the modulated signal phase of the angle modulated wave received from the switching destination antenna is again outside the reference phase region, there are the following two operating algorithms. One of them is
This is a method in which the antenna continues to be switched until an angle modulated wave whose modulated signal is located within the reference phase region is received. The other method is to continue reception with the new antenna for a certain period of time even if it is outside the reference phase region once the antenna is switched, and then switch can be made. Generally, in antenna switching diversity, the phase of the received wave jumps at the switching time, so line quality often deteriorates immediately after switching. Therefore, the latter switching method is often effective.
以上はフェージングによって位相が変動する場合を示し
たが、この方法はフェージングだけでなく、熱雑音や干
渉のような他の要因で位相が変動する場合においても、
その変動が二つのブランチで独立ならばダイバーシチ効
果が期待できる。The above example shows the case where the phase fluctuates due to fading, but this method can be used not only when the phase fluctuates due to fading, but also when the phase fluctuates due to other factors such as thermal noise and interference.
If the fluctuations are independent in the two branches, a diversity effect can be expected.
第7図は上述した位相比較の方法を示す図であり、第8
図はこの方法を実行する位相データ比較回路の一例を示
すブロック構成図である。FIG. 7 is a diagram showing the above-mentioned phase comparison method, and FIG.
The figure is a block diagram showing an example of a phase data comparison circuit that implements this method.
第7図に示すように、信号空間上における位相領域に重
み番号を付け、位相検出部5からの相対位相データに対
する重み番号を求める。これは、第8図に示すように、
組み合せ論理回路8−1で容易に構成できる。次に、減
算回路8−2により、基準位相領域の重み番号の最大値
(この場合には2)から相対位相データに対する重み番
号の引算を行い、符号ビットから重み番号の大小を比較
する。As shown in FIG. 7, weighting numbers are assigned to phase regions on the signal space, and weighting numbers for relative phase data from the phase detection section 5 are determined. This is as shown in Figure 8.
It can be easily constructed using the combinational logic circuit 8-1. Next, the subtraction circuit 8-2 subtracts the weight number for the relative phase data from the maximum weight number (2 in this case) of the reference phase region, and compares the magnitude of the weight number based on the sign bit.
相対位相データの重み番号が基準位相領域の重み番号よ
り大きいときには、アンテナを切り換える(第7図の例
では、重み番号4の場合に切換を行う)。When the weight number of the relative phase data is larger than the weight number of the reference phase region, the antenna is switched (in the example of FIG. 7, switching is performed when the weight number is 4).
以上示したように、本実施例は受信レベルを必要としな
いので、ログアンプが不要となり、回路の簡単化と無調
整化とが実現できるとともに、ダイバーシチが動作する
受信レベルの範囲がログアンプによって制限されること
がなくなり、広い受信レベルでダイバーシチ効果を得る
ことができる。As shown above, since this embodiment does not require a reception level, a log amplifier is not required, and the circuit can be simplified and no adjustment is required. There is no longer any restriction, and diversity effects can be obtained over a wide range of reception levels.
また、フェージングだけでなく熱雑音その他の伝送特性
を劣化される要因に対しても、複数のブランチ間の相関
が小さい場合にはダイバーシチ効果が得られる。Further, when the correlation between the plurality of branches is small, a diversity effect can be obtained not only against fading but also against thermal noise and other factors that degrade transmission characteristics.
第9図はブランチ間の熱雑音の相関を小さくするための
回路構成を示す。各アンテナ1.2とアンテナ切換回路
3との間iこそれぞれ高利得受信アンプ11.12を接
続することにより、各ブランチ間の熱雑音の相関を小さ
くすることができる。FIG. 9 shows a circuit configuration for reducing the correlation of thermal noise between branches. By connecting high gain receiving amplifiers 11.12 between each antenna 1.2 and antenna switching circuit 3, the correlation of thermal noise between each branch can be reduced.
第10図は受信レベルが低い場合の信号ベクトル図を示
す。二つの受信レベルがいずれも小さい場合には、受信
レベルを比較しても熱雑音により誤差が生じることがあ
った。しかし、本実施例では、熱雑音が多い場合でも常
に熱雑音のベクトルの影響が少ないブランチを選択する
ので、従来ダイバーシチ効果がなかった低レベルでの領
域においてもダイバーシチ効果を得ることができる。FIG. 10 shows a signal vector diagram when the reception level is low. When the two reception levels are both small, errors may occur due to thermal noise even when the reception levels are compared. However, in this embodiment, even when there is a lot of thermal noise, a branch that is less affected by the vector of thermal noise is always selected, so that a diversity effect can be obtained even in a low-level region where conventionally there was no diversity effect.
第11図は相対位相検出回路7の他の例を示す。FIG. 11 shows another example of the relative phase detection circuit 7.
この例では、検波回路6により求めた■信号およびQ信
号の電圧を、コンパレータまたはA/D変換器7−21
〜7−2n、 ?−31〜7−30によりディジタルデ
ータに変換する。このデータから、計算回路7−1によ
り相対位相データを求める。In this example, the voltages of the ■ signal and the Q signal obtained by the detection circuit 6 are transferred to a comparator or an A/D converter 7-21.
~7-2n, ? -31 to 7-30 to convert into digital data. From this data, relative phase data is determined by calculation circuit 7-1.
第12図は検波回路6の他の例を示す。検波回路6とし
て、同期検波回路だけでなく、遅延検波回路を使用でき
る。すなわち、π/2位相シフト回路6−11と、乗算
器6−12および6−13と、識別回路6−14と、遅
延回路6−15とを備える。この検波回路6は、入力す
る角度変調波と、それを遅延回路6−15により遅延さ
せた信号とを乗算することで、データ信号の位相差成分
に関する検波出力が得られる。FIG. 12 shows another example of the detection circuit 6. As the detection circuit 6, not only a synchronous detection circuit but also a delay detection circuit can be used. That is, it includes a π/2 phase shift circuit 6-11, multipliers 6-12 and 6-13, an identification circuit 6-14, and a delay circuit 6-15. The detection circuit 6 obtains a detection output regarding the phase difference component of the data signal by multiplying the input angle modulated wave by a signal delayed by the delay circuit 6-15.
この場合、位相シフト回路9へ人力する基準位相信号と
しては、角度変調波を遅延回路6−15によりト遅延さ
せた信号を用いる。In this case, as the reference phase signal inputted to the phase shift circuit 9, a signal obtained by delaying the angle modulated wave by the delay circuit 6-15 is used.
以上の説明ではダイバーシチブランチ数n=2の場合を
説明したが、n=3以上の場合でも本発明を同様に実施
できる。In the above description, the case where the number of diversity branches n=2 was explained, but the present invention can be implemented in the same way even when the number of diversity branches is n=3 or more.
以上説明したように、本発明は、ブランチを選択する方
法として角度変調波の位相情報を用いているので、受信
レベル検出比較回路が不要となる。As explained above, the present invention uses the phase information of the angle modulated wave as a method for selecting a branch, so that a reception level detection and comparison circuit is not required.
その結果、受信レベル検出回路の調整や広いダイナミッ
クレンジを持ったログアンプが不必要となり、受信回路
が簡単化できるとともに、受信レベル検出回路の調整の
不完全のためにダイバーシチ効果が減少するといった問
題が発生する恐れがない。さらに、位相検出は全てディ
ジタル回路で実現できるので、無調整化が実現でき、し
かも信頼性が極めて高いなどの効果がある。As a result, there is no need to adjust the reception level detection circuit or a log amplifier with a wide dynamic range, which simplifies the reception circuit, and also reduces the diversity effect due to incomplete adjustment of the reception level detection circuit. There is no risk of this occurring. Furthermore, since phase detection can be realized entirely by digital circuits, it is possible to eliminate the need for adjustment and has the advantage of extremely high reliability.
また、フェージングだけでなく干渉妨害および熱雑音等
にもダイバーシチの効果があるため、伝送特性の高品質
化が望める。以上から、本発明は無線通信一般に適用可
能で、その実用的な効果は極めて大きい。熱雑音に対し
てもダイバーシチ効果が得られることは、無線機の受信
感度が高くなることを意味し、わずかな感度の増加も重
要とされる衛星通信では特にその効果が大きい。Furthermore, since diversity has an effect not only on fading but also on interference, thermal noise, etc., it is possible to improve the quality of transmission characteristics. From the above, the present invention is applicable to general wireless communication, and its practical effects are extremely large. Obtaining a diversity effect even with respect to thermal noise means that the receiving sensitivity of the radio equipment increases, and this effect is particularly large in satellite communications where even a slight increase in sensitivity is important.
第1図は本発明実施例アンテナ切換ダイバーシチ受信回
路のブロック構成図。
第2図は位相検出部の一例を示すブロック構成図。
第3図はその相対位相検出回路の動作原理の説明図。
第4図は位相検出部の他の例を示すブロック構成図。
第5図はQPSK信号の信号空間上における信号位相を
示す説明図。
第6図はフェージングの存在する伝送回線を通過したと
きのQPSK信号の位相を示す説明図。
第7図はブランチの判定方法の説明図。
第8図はこの方法を実行する位相データ比較回路のブロ
ック構成図。
第9図はブランチ間の熱雑音の相関を小さくするための
回路構成を示す図。
第10図は受信レベルが低い場合の信号ベクトル図。
第11図は相対位相検出回路の他の例を示すブロック構
成図。
第12図は検波回路の他の例を示すブロック構成図。
第13図は従来例アンテナ切換ダイバーシチ受信回路の
ブロック構成図。
1.2・・・アンテナ、3・・・アンテナ切換回路、4
・・・受信機、5・・・位相検出部、6・・・検波回路
、6−1〜6−3.6−8.6−12.6−13・・・
乗算器、6−4〜6−6・・・ローパスフィルタ、6−
7.6−11・・・π/2位相シフト回路、6−8・・
・電圧制御発振器、6−9.6−14・・・識別回路、
6−lO・・・分周器、6−15・・・遅延回路、7・
・・相対位相検出回路、7−1・・・計算回路、7−2
1〜7−2n。
7−31〜7−3m・・・コンパレータまたはA/D変
換器、8・・・位相データ比較回路、8−1・・・組み
合せ論理回路、8−2・・・減算回路、9・・・位相シ
フト回路、9−1〜9−n・・・遅延線、10・・・サ
ンプル回路、lo−1〜1O−(n+1>・・・フリッ
プフロップ、11.12・・・高利得受信アンプ、21
・・・受信レベル検出回路、22・・・レベル比較回路
。FIG. 1 is a block diagram of an antenna switching diversity receiving circuit according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing an example of a phase detection section. FIG. 3 is an explanatory diagram of the operating principle of the relative phase detection circuit. FIG. 4 is a block diagram showing another example of the phase detection section. FIG. 5 is an explanatory diagram showing the signal phase of the QPSK signal on the signal space. FIG. 6 is an explanatory diagram showing the phase of a QPSK signal when it passes through a transmission line where fading occurs. FIG. 7 is an explanatory diagram of a branch determination method. FIG. 8 is a block diagram of a phase data comparison circuit that implements this method. FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration for reducing the correlation of thermal noise between branches. FIG. 10 is a signal vector diagram when the reception level is low. FIG. 11 is a block diagram showing another example of the relative phase detection circuit. FIG. 12 is a block diagram showing another example of the detection circuit. FIG. 13 is a block diagram of a conventional antenna switching diversity receiving circuit. 1.2... Antenna, 3... Antenna switching circuit, 4
... Receiver, 5... Phase detection section, 6... Detection circuit, 6-1 to 6-3.6-8.6-12.6-13...
Multiplier, 6-4 to 6-6...Low pass filter, 6-
7.6-11...π/2 phase shift circuit, 6-8...
・Voltage controlled oscillator, 6-9.6-14...Identification circuit,
6-lO... Frequency divider, 6-15... Delay circuit, 7.
...Relative phase detection circuit, 7-1...Calculation circuit, 7-2
1-7-2n. 7-31 to 7-3m... Comparator or A/D converter, 8... Phase data comparison circuit, 8-1... Combinational logic circuit, 8-2... Subtraction circuit, 9... Phase shift circuit, 9-1 to 9-n...delay line, 10...sample circuit, lo-1 to 1O-(n+1>...flip-flop, 11.12...high gain receiving amplifier, 21
. . . Reception level detection circuit, 22 . . . Level comparison circuit.
Claims (1)
のアンテナから一つを選択して受信機に接続するアンテ
ナ切換手段と を備えたダイバーシチ受信回路において、 上記アンテナ切換手段により選択されたアンテナによっ
て受信した角度変調波の瞬時位相と基準信号との相対位
相を検出する位相検出部と、この位相検出部により検出
された相対位相のデータと基準位相または過去に検出さ
れた相対位相のデータとを比較し、その比較結果により
上記アンテナ切換手段を制御する位相データ比較回路と
を備えたことを特徴とするダイバーシチ受信回路。[Claims] 1. A diversity receiving circuit comprising a plurality of antennas for receiving angle modulated waves and an antenna switching means for selecting one of the plurality of antennas and connecting it to a receiver, a phase detection section that detects the relative phase between the instantaneous phase of the angle modulated wave received by the antenna selected by the means and the reference signal; 1. A diversity receiving circuit comprising: a phase data comparison circuit that compares relative phase data of the antenna and controls the antenna switching means based on the comparison result.
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---|---|---|---|
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- 1989-08-04 JP JP1202489A patent/JPH0365827A/en active Pending
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