JPH03101534A - 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 - Google Patents
直接スペクトル拡散通信方式の受信装置Info
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- JPH03101534A JPH03101534A JP1239429A JP23942989A JPH03101534A JP H03101534 A JPH03101534 A JP H03101534A JP 1239429 A JP1239429 A JP 1239429A JP 23942989 A JP23942989 A JP 23942989A JP H03101534 A JPH03101534 A JP H03101534A
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- JPMOKRWIYQGMJL-UHFFFAOYSA-N inh1 Chemical compound CC1=CC(C)=CC=C1C1=CSC(NC(=O)C=2C=CC=CC=2)=N1 JPMOKRWIYQGMJL-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は無線電話などの通信のみならず、航法や識別シ
ステムなどに用いられる直接スペクトル拡散通信方式の
受信装置に関するものである。
ステムなどに用いられる直接スペクトル拡散通信方式の
受信装置に関するものである。
従来の技術
スペクトル拡散通信は、近年の社会、経済の発展および
電気通信技術の進歩を背景に、ビル内や工場内などの比
較的狭い範囲内の通信に使用されたり、移動しながら比
敬的近距離で使用されたりする無線設備として、その需
要が増大してきている。
電気通信技術の進歩を背景に、ビル内や工場内などの比
較的狭い範囲内の通信に使用されたり、移動しながら比
敬的近距離で使用されたりする無線設備として、その需
要が増大してきている。
以下、従来の直接スペクトル拡散通信方式について説明
する。
する。
第4図は従来のスペクトル拡散通信方式の基本構成を示
すブロック図であり、第5図(aHbHc)、第6図(
a)[bHc)および第7図(a)(b)[c)はそれ
ぞれ第4図の各要部における信号波形図である。
すブロック図であり、第5図(aHbHc)、第6図(
a)[bHc)および第7図(a)(b)[c)はそれ
ぞれ第4図の各要部における信号波形図である。
第4図〜第7図において、スペクトル拡散させるべきデ
ータ信号Aに、それよりはるかに広帯域のPN信号(P
seudo No1se) BをPN発生器1により発
生させて乗算器2で乗算し、スペクトル拡散を行う、こ
の場合、PNN信号音発振器(OSC)のPNクロック
Cに同期して、一定周期T毎に符号化された、+1.−
1の値をとるデジタル信号である。この′ように、スペ
クトル拡散して得られたベースバンド信号りに搬送波信
号Eを搬送波信号発生器3により発生させ、これを乗算
器4で乗算して、アンテナ5により送信する。
ータ信号Aに、それよりはるかに広帯域のPN信号(P
seudo No1se) BをPN発生器1により発
生させて乗算器2で乗算し、スペクトル拡散を行う、こ
の場合、PNN信号音発振器(OSC)のPNクロック
Cに同期して、一定周期T毎に符号化された、+1.−
1の値をとるデジタル信号である。この′ように、スペ
クトル拡散して得られたベースバンド信号りに搬送波信
号Eを搬送波信号発生器3により発生させ、これを乗算
器4で乗算して、アンテナ5により送信する。
一方、アンテナ6で受信された受信信号に、送信側で発
生させなPNN信号音同様の符号化されたP N 、、
、信号Fを、ローカルPN発生器7で発生さぜ、これと
受信信号とを乗算器8で乗算してPN逆拡散することに
より、受信信号からPNN信号音取り除くPN逆拡散復
調をする。しかし、このとき、PNN信号音P N 、
、、信号Fとを同期させる必要があり、このPN同期制
御は次のようにして行われる。P N 、、、信号Fに
対してPNりPN−信号HとをローカルPN発生器7か
ら発生させ、受信信号とそれぞれ乗算器9,10で乗算
して逆拡散した後、包絡線検波器11.12でそれぞれ
包絡線検波し、さらに、ローパスフィルタ(以下、LP
Fという) 13.14で平滑すると、受信信号のPN
+信号およびPN−信号による逆拡散時の相関出力とし
て第7図fa)(b)に示すような相関出力特性J、K
が得られる。これら相関出力特性、1゜Kにおける相関
出力を加算器15で加減算すると、合成相関出力として
第7図(C)に示すような合成相関出力特性りが得られ
る。この合成相関出力をループフィルタ(LP)16で
浦波した後、これをPNクロック発振器である電圧制御
発振器(以下、■COという)17の制御信号として用
い、PNクロックCの位相を制御する。これにより、ロ
ーカルPN発生器7のPN、、、信号Fが受信信号に含
まれるPNN信号音追跡して同期するように動作し、合
成相関出力特性りの最大値と最小値との中で横軸と交わ
る点LQでP N 、、、信号Fの発生が安定化する。
生させなPNN信号音同様の符号化されたP N 、、
、信号Fを、ローカルPN発生器7で発生さぜ、これと
受信信号とを乗算器8で乗算してPN逆拡散することに
より、受信信号からPNN信号音取り除くPN逆拡散復
調をする。しかし、このとき、PNN信号音P N 、
、、信号Fとを同期させる必要があり、このPN同期制
御は次のようにして行われる。P N 、、、信号Fに
対してPNりPN−信号HとをローカルPN発生器7か
ら発生させ、受信信号とそれぞれ乗算器9,10で乗算
して逆拡散した後、包絡線検波器11.12でそれぞれ
包絡線検波し、さらに、ローパスフィルタ(以下、LP
Fという) 13.14で平滑すると、受信信号のPN
+信号およびPN−信号による逆拡散時の相関出力とし
て第7図fa)(b)に示すような相関出力特性J、K
が得られる。これら相関出力特性、1゜Kにおける相関
出力を加算器15で加減算すると、合成相関出力として
第7図(C)に示すような合成相関出力特性りが得られ
る。この合成相関出力をループフィルタ(LP)16で
浦波した後、これをPNクロック発振器である電圧制御
発振器(以下、■COという)17の制御信号として用
い、PNクロックCの位相を制御する。これにより、ロ
ーカルPN発生器7のPN、、、信号Fが受信信号に含
まれるPNN信号音追跡して同期するように動作し、合
成相関出力特性りの最大値と最小値との中で横軸と交わ
る点LQでP N 、、、信号Fの発生が安定化する。
さらに、このようにして乗算器8でのPN逆拡散により
PN信号が除かれた信号は2相PSK復調器19に入力
され、搬送波抽出器18で抽出された搬送波信号Eを用
いてデータ信号Aが復調される。
PN信号が除かれた信号は2相PSK復調器19に入力
され、搬送波抽出器18で抽出された搬送波信号Eを用
いてデータ信号Aが復調される。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来の構成では、逆拡散復調部やP
N同期制御部における信号処理は周波数帯域が、たとえ
ば、データ信号Aでは32に111、PNN信号音よび
PN、、、信号FではINHl、搬送波信号Eでは30
8112程度であることから、高周波18号の搬送波E
を含んだ信号処理となっている。
N同期制御部における信号処理は周波数帯域が、たとえ
ば、データ信号Aでは32に111、PNN信号音よび
PN、、、信号FではINHl、搬送波信号Eでは30
8112程度であることから、高周波18号の搬送波E
を含んだ信号処理となっている。
このような高周波信号処理には、回路のLSI化がむづ
かしく、したがって、装置のコンパクト化、低コスト化
が困難であるという問題を有していた。
かしく、したがって、装置のコンパクト化、低コスト化
が困難であるという問題を有していた。
高周波である搬送波信号を初めの段階で取り除くための
復調部を単にPN逆拡散復調部の前に持ってきたとして
も、問題解決にはならず、この場合、C/N<<1とな
り、搬送波信号が求まらず、PSK復調できないことと
なり、tl]l能しないことになる。つまり、搬送路上
で入ってくる他局干渉が一般に希望波振幅よりも上まわ
る可能性が大きいため、搬送波の位相が希望波信号より
も干渉波信号の支配を受け、希望波信号の搬送波の検出
ができなくなる。
復調部を単にPN逆拡散復調部の前に持ってきたとして
も、問題解決にはならず、この場合、C/N<<1とな
り、搬送波信号が求まらず、PSK復調できないことと
なり、tl]l能しないことになる。つまり、搬送路上
で入ってくる他局干渉が一般に希望波振幅よりも上まわ
る可能性が大きいため、搬送波の位相が希望波信号より
も干渉波信号の支配を受け、希望波信号の搬送波の検出
ができなくなる。
本発明は上記従来の問題を解決するもので、信号処理の
周波数帯域を低下させて、回路のLSI化を可能にし、
装置のコンパクト化、低コスト化を実現することができ
る直接スペクトル拡散通信方式の受信装置を提供するこ
とを目的とするものである。
周波数帯域を低下させて、回路のLSI化を可能にし、
装置のコンパクト化、低コスト化を実現することができ
る直接スペクトル拡散通信方式の受信装置を提供するこ
とを目的とするものである。
課題を解決するための手段
上記課題を解決するために本発明の直接スペクトル拡散
通信方式の受信装置は、直接スペクトル拡散通信におけ
る受信信号にこれとほぼ等しい周波数のローカル発振器
のローカル信号の互いに直交する信号をかけて準同期検
波し、同相成分(I)と直交成分(Q>を発生させる準
同期検波部と、前記I成分およびQ成分からデータを復
調するためにこのI成分およびQ成分に対してローカル
PN発生器のローカルPN信号をかけるとともに、PN
信号との位相比較特性を求めるためにI成分およびQ成
分に対してローカルPN発生器のローカルP N信号よ
りも進み位相と遅れ位相の2つのPN信号をかける逆拡
散復調部と、この逆拡散復調部の進み位相と遅れ位相に
よる■成分およびQ成分の逆拡散復調出力から得られた
PN位相比較のための合成和I!lI信号IOおよびQ
oより、ローカル信号およびローカルPN信号に対する
位相制御信号を演算し、ローカル発振器およびローカル
P N発生器の位相制御を行う同期制御部と、前記逆拡
散復調部のローカルPN信号によるI成分およびQ成分
の逆拡散復調出力を加え合せて復調データを得るデータ
復調部とを備えたものである。
通信方式の受信装置は、直接スペクトル拡散通信におけ
る受信信号にこれとほぼ等しい周波数のローカル発振器
のローカル信号の互いに直交する信号をかけて準同期検
波し、同相成分(I)と直交成分(Q>を発生させる準
同期検波部と、前記I成分およびQ成分からデータを復
調するためにこのI成分およびQ成分に対してローカル
PN発生器のローカルPN信号をかけるとともに、PN
信号との位相比較特性を求めるためにI成分およびQ成
分に対してローカルPN発生器のローカルP N信号よ
りも進み位相と遅れ位相の2つのPN信号をかける逆拡
散復調部と、この逆拡散復調部の進み位相と遅れ位相に
よる■成分およびQ成分の逆拡散復調出力から得られた
PN位相比較のための合成和I!lI信号IOおよびQ
oより、ローカル信号およびローカルPN信号に対する
位相制御信号を演算し、ローカル発振器およびローカル
P N発生器の位相制御を行う同期制御部と、前記逆拡
散復調部のローカルPN信号によるI成分およびQ成分
の逆拡散復調出力を加え合せて復調データを得るデータ
復調部とを備えたものである。
作用
上記構成により、まず、準同期検波部で、高周波成分で
ある搬送波を、この搬送波とほぼ等しい周波数のローカ
ル発振器のローカル信号により準同期検波して低いビー
ト周波数をもったI成分とQ成分の信号に変換し、次に
、同期制御部でこの変換信号に、受信信号に含まれるP
N信号との位相比較特性を求めるなめに、進み位相と遅
れ位相の2つのローカルPN信号をかけ逆拡散してそれ
ぞれ合成相関信号IQとQoを得、この合成相関信号1
o、Qoより受信されたPN信号に対するローカルPN
信号の位相制御信号を演算し、ローカルPN発生器から
出力するローカルPN信号と受信されたPN信号とを同
期させ、同時に、前記合成相関信号Io、Qoよりロー
カル発振器に対する位相制御信号を演算し、受信された
搬送波信号とローカル発振器から出力されるローカル信
号とを同期させ、この搬送波信号と同期したローカル信
号によって搬送波信号を同期検波し、得られた信号を、
受信されたPN信号と位相同期するローカルPN信号に
よって逆拡散復調して、復調データを得ている。
ある搬送波を、この搬送波とほぼ等しい周波数のローカ
ル発振器のローカル信号により準同期検波して低いビー
ト周波数をもったI成分とQ成分の信号に変換し、次に
、同期制御部でこの変換信号に、受信信号に含まれるP
N信号との位相比較特性を求めるなめに、進み位相と遅
れ位相の2つのローカルPN信号をかけ逆拡散してそれ
ぞれ合成相関信号IQとQoを得、この合成相関信号1
o、Qoより受信されたPN信号に対するローカルPN
信号の位相制御信号を演算し、ローカルPN発生器から
出力するローカルPN信号と受信されたPN信号とを同
期させ、同時に、前記合成相関信号Io、Qoよりロー
カル発振器に対する位相制御信号を演算し、受信された
搬送波信号とローカル発振器から出力されるローカル信
号とを同期させ、この搬送波信号と同期したローカル信
号によって搬送波信号を同期検波し、得られた信号を、
受信されたPN信号と位相同期するローカルPN信号に
よって逆拡散復調して、復調データを得ている。
したがって、準同期検波により、逆拡散復調出力降の信
号処理が、高い周波数の搬送波領域での信号処理とはな
らず、ベースバンド帯域となり、従来高周波信号処理が
むづかしかった回路のLSI化が容易となり、また、従
来のように搬送波系の復調部を別個に必要としなくなり
、装置がコンパクト化、低コスト化することになる。
号処理が、高い周波数の搬送波領域での信号処理とはな
らず、ベースバンド帯域となり、従来高周波信号処理が
むづかしかった回路のLSI化が容易となり、また、従
来のように搬送波系の復調部を別個に必要としなくなり
、装置がコンパクト化、低コスト化することになる。
実施例
以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
第1図は本発明の一実施例を示す直接スペクトル拡散通
信方式の受信装置のブロック図である。
信方式の受信装置のブロック図である。
第1図において、21は直接スペクトル拡散通信におけ
る送信信号より得たIF倍信号入力端子、22゜23は
IF信号入力端子21に接続された乗算器からなる第1
および第2の周波数変換器、24はIF倍信号ほぼ等し
い周波数の信号を発生ずるローカル発振器で、第1の周
波数変換器22にはローカル発振器24の出力が直接に
入力され、第2の周波数変換器23にはローカル発振器
24の出力が7移送器25を介して入力され、それぞれ
IF倍信号同相成分のI成分と直交成分のQ成分の信号
が出力される。
る送信信号より得たIF倍信号入力端子、22゜23は
IF信号入力端子21に接続された乗算器からなる第1
および第2の周波数変換器、24はIF倍信号ほぼ等し
い周波数の信号を発生ずるローカル発振器で、第1の周
波数変換器22にはローカル発振器24の出力が直接に
入力され、第2の周波数変換器23にはローカル発振器
24の出力が7移送器25を介して入力され、それぞれ
IF倍信号同相成分のI成分と直交成分のQ成分の信号
が出力される。
26〜28は第1の周波数変換器22の出力端に接続さ
れた第1〜第3の乗算器、29〜31は第2の周波数変
換器23の出力端に接続された第4〜第6の乗算器であ
り、第1と第4の乗算器26.29にはローカルPN発
生器32のローカルPN信号が入力され、第2と第5の
乗算器27.30にはローカルPN発生PN信号が入力
され、第3と第6の乗算器28.31は一Δ)のローカ
ルPN信号が入力され、データ復調とPN位相比較を行
うように動作する。また、第2と第3の乗算器27.2
8の出力端はそれぞれLPF33,34を介して加算器
37に接続され、第5および第6の乗算器30.31の
出力端はそれぞれL PF35,36を介して加算器3
8に接続され、これら加算器37.38から出力される
PN位相比較合成相関信号IQおよびQoは演算回路3
9に入力される。
れた第1〜第3の乗算器、29〜31は第2の周波数変
換器23の出力端に接続された第4〜第6の乗算器であ
り、第1と第4の乗算器26.29にはローカルPN発
生器32のローカルPN信号が入力され、第2と第5の
乗算器27.30にはローカルPN発生PN信号が入力
され、第3と第6の乗算器28.31は一Δ)のローカ
ルPN信号が入力され、データ復調とPN位相比較を行
うように動作する。また、第2と第3の乗算器27.2
8の出力端はそれぞれLPF33,34を介して加算器
37に接続され、第5および第6の乗算器30.31の
出力端はそれぞれL PF35,36を介して加算器3
8に接続され、これら加算器37.38から出力される
PN位相比較合成相関信号IQおよびQoは演算回路3
9に入力される。
演算回路39では、PN位相比較合成相関信号IOおよ
びQoから、送信PN信号とローカルPN信号との位相
差φによって決まる位相比較のためのPN位相比較相関
値C(φ)と、IP倍信号ローカル発振器24のローカ
ル信号との位相差θが演算される。このPN位相比較相
関値C(φ)はローカルPN発生器32を駆動するV
CO40に入力されて、送18 P N信号とローカル
PN信号の同期をとるようにVCO40出力のPNクロ
ックの位相制御が行われ、一方、位相差θはローカル発
振器24に入力され、IP倍信号ローカル発振器24の
ローカル信号との同期をとるようにローカル信号の位相
制御が行われる。さらに、第1と第4の乗算器26゜2
9はそれぞれLPF41,42を介して加算器43に接
続され、加算器43から復調データが得られる。
びQoから、送信PN信号とローカルPN信号との位相
差φによって決まる位相比較のためのPN位相比較相関
値C(φ)と、IP倍信号ローカル発振器24のローカ
ル信号との位相差θが演算される。このPN位相比較相
関値C(φ)はローカルPN発生器32を駆動するV
CO40に入力されて、送18 P N信号とローカル
PN信号の同期をとるようにVCO40出力のPNクロ
ックの位相制御が行われ、一方、位相差θはローカル発
振器24に入力され、IP倍信号ローカル発振器24の
ローカル信号との同期をとるようにローカル信号の位相
制御が行われる。さらに、第1と第4の乗算器26゜2
9はそれぞれLPF41,42を介して加算器43に接
続され、加算器43から復調データが得られる。
上記構成において、第1と第2の周波数変換器22、2
3、ローカル発振器24および】移送器25は準同期検
波部Mを構成し、第1〜第6の乗算器26〜31は逆拡
散復調部Nを構成し、ローカルPN発生器32、LPF
33〜36、加算器37.38、演算回路39およびV
CO40はPN同期制御部Pを梢成し、LPF41,
42および加算器43はデータ復調部Rを構成する。
3、ローカル発振器24および】移送器25は準同期検
波部Mを構成し、第1〜第6の乗算器26〜31は逆拡
散復調部Nを構成し、ローカルPN発生器32、LPF
33〜36、加算器37.38、演算回路39およびV
CO40はPN同期制御部Pを梢成し、LPF41,
42および加算器43はデータ復調部Rを構成する。
次にその動作について説明する。いま、IP倍信号次式
で表現する。
で表現する。
A(t)sin(Wl t+θi ) −・−
・mまた、第1と第2の周波数変換器22.23に入力
されるローカル発振器24の準同期検波信号はIF他信
号ほぼ等しい周波数の信号であり、(wit−6wt)
の周波数を有するとすると、準同期検波信号を次式で表
現できる。
・mまた、第1と第2の周波数変換器22.23に入力
されるローカル発振器24の準同期検波信号はIF他信
号ほぼ等しい周波数の信号であり、(wit−6wt)
の周波数を有するとすると、準同期検波信号を次式で表
現できる。
BeO2(W、 を−Δwt十θo ) −−−(2
)Bsin (Wl t−Δwt十θo ) ・・−
−(3)したがって、第1と第2の周波数変換器22.
23から出力される同相成分I (t)と直交成分Q(
1)の信号はそれぞれ次式のようになる。
)Bsin (Wl t−Δwt十θo ) ・・−
−(3)したがって、第1と第2の周波数変換器22.
23から出力される同相成分I (t)と直交成分Q(
1)の信号はそれぞれ次式のようになる。
・・・・・・(4)
Qm=!!−1÷l!Lcos (Δwt+θi−θ0
)・・・・・・(5) このI n 、 Q(t)の信号には、IP倍信号高周
波成分は含まれていないが、IF他信号準同期検波信号
との差のビート成分が含まれており、かつ送信PN信号
も含まれている。このI (t)、Q(t)に進み位相
と遅れ位相の2つのローカルPN信号をかけてPN逆拡
散変調を加え、その差動出力をとると、次式のようなP
N位相比教会成相関信号IQおよびQoが得られる。
)・・・・・・(5) このI n 、 Q(t)の信号には、IP倍信号高周
波成分は含まれていないが、IF他信号準同期検波信号
との差のビート成分が含まれており、かつ送信PN信号
も含まれている。このI (t)、Q(t)に進み位相
と遅れ位相の2つのローカルPN信号をかけてPN逆拡
散変調を加え、その差動出力をとると、次式のようなP
N位相比教会成相関信号IQおよびQoが得られる。
IQ =C(φ) sinθ −・−−−−
(6)Qo =C(φ) COSθ −・−
・−(7)ここでθ=Δwt十θi−θ0 上記(6N?)式において、φは送信PN信号とローカ
ルPN信号との位相差、C(φ)はこの位相差φによっ
て決まる位相比較のためのPN位相比較相関値であり、
その大きさは、第7図(C)と同じような第2図の位相
比較特性と、I (t)、Q(t)のP N位相比軸合
成相関出力IQおよびQoは、lF他信号ローカル発振
器24のローカル信号によって形成される角速度θのビ
ート信号として得られ、その振幅はC(φ)である。こ
の関係から、C(φ)とθを求めると、第3図かられか
るようとなる。この演算は演算回路39において加算器
37゜38出力のPN位相比較合成相関信号Io、Qo
が入力されて行われる。
(6)Qo =C(φ) COSθ −・−
・−(7)ここでθ=Δwt十θi−θ0 上記(6N?)式において、φは送信PN信号とローカ
ルPN信号との位相差、C(φ)はこの位相差φによっ
て決まる位相比較のためのPN位相比較相関値であり、
その大きさは、第7図(C)と同じような第2図の位相
比較特性と、I (t)、Q(t)のP N位相比軸合
成相関出力IQおよびQoは、lF他信号ローカル発振
器24のローカル信号によって形成される角速度θのビ
ート信号として得られ、その振幅はC(φ)である。こ
の関係から、C(φ)とθを求めると、第3図かられか
るようとなる。この演算は演算回路39において加算器
37゜38出力のPN位相比較合成相関信号Io、Qo
が入力されて行われる。
VCO40は演算回路39からPN位相比較相関値C(
φ)が入力され、C(φ)=0になるようにPNクロッ
クの位相が制御され、ローカルPN発生器32はこのP
Nクロックに同期してローカルPN信号および遅れ位相
と進み位相のローカルPN信号を発生する。同時にロー
カル発振器24は演算回路39からのIF他信号ローカ
ル発振器24のローカル信号との位相差θの信号が入力
され、その準同期検波信号の周波数(W、t−6w t
)はIP倍信号周波数W1tと等しくなるように制御
される。この準同期検波により、ベースバンド帯域信号
処理が可能となり、最終的にはIF他信号搬送波により
同期検波されることになる。したがって、逆拡散復調部
N以降にはIF信号の高周波成分は含まれないことにな
り、搬送波領域での信号処理は少なくなって、回路のL
SI化が容易となる。さらに復調データは第1と第4の
乗算器26゜29を加算するだけで得られる。
φ)が入力され、C(φ)=0になるようにPNクロッ
クの位相が制御され、ローカルPN発生器32はこのP
Nクロックに同期してローカルPN信号および遅れ位相
と進み位相のローカルPN信号を発生する。同時にロー
カル発振器24は演算回路39からのIF他信号ローカ
ル発振器24のローカル信号との位相差θの信号が入力
され、その準同期検波信号の周波数(W、t−6w t
)はIP倍信号周波数W1tと等しくなるように制御
される。この準同期検波により、ベースバンド帯域信号
処理が可能となり、最終的にはIF他信号搬送波により
同期検波されることになる。したがって、逆拡散復調部
N以降にはIF信号の高周波成分は含まれないことにな
り、搬送波領域での信号処理は少なくなって、回路のL
SI化が容易となる。さらに復調データは第1と第4の
乗算器26゜29を加算するだけで得られる。
発明の効果
以上のように本発明によれば、まず準同期検波をするこ
とにより、高周波である搬送波領域での信号処理がなく
なり、PN逆拡散復調部以降の18号処理を周波数の低
いベースバンド帯域信号処理とすることができて、回路
のLSI化を容易にすることができ、装置のコンパクト
化、低コスト化を実現できるものである。さらに、同期
後のローカル発振器から出力されるローカル信号による
受信搬送波信号の同期検波により得られた信号は、これ
を逆拡散するだけで復調できるものであり、従来のよう
な搬送波系の復調器を必要としない。
とにより、高周波である搬送波領域での信号処理がなく
なり、PN逆拡散復調部以降の18号処理を周波数の低
いベースバンド帯域信号処理とすることができて、回路
のLSI化を容易にすることができ、装置のコンパクト
化、低コスト化を実現できるものである。さらに、同期
後のローカル発振器から出力されるローカル信号による
受信搬送波信号の同期検波により得られた信号は、これ
を逆拡散するだけで復調できるものであり、従来のよう
な搬送波系の復調器を必要としない。
第1図は本発明の一実施例を示す直接スペクトル拡散通
信方式の受信装置のブロック図、第2図はC(φ)の位
相比較特性図、第3図はC(φ)のベクトル図、第4図
は従来のスペクトル拡散通信方式の基本構成を示すブロ
ック図、第5図(a)(bNc)、第6図(a)(b)
lc)および第7図(a)[b)[C)はそれぞれ第
4図各要部における信号波形図であり、第5図(a)は
データ信号波形図、第5図(b)はPN信号波形図、第
5図(c)はPNクロック波形図、第6図(a)はロー
カルPN信号波形図、る逆拡散により得られる相関出力
特性図、第7図(C)は第7図(a)(b)より得られ
る合成相関出力特性図である。 22、23・・・周波数変換器、26〜31・・−乗算
器、24・・・ローカル発振器、25・・・フ移送器、
32・・・ローカルPN発生器、37.38.43・・
・加算器、39・・・演算回路、40・・・VCO,M
・・・準同期検波部、N・・・逆拡散復調部、P・・・
PN同期制御部、R・・・データ復調部。
信方式の受信装置のブロック図、第2図はC(φ)の位
相比較特性図、第3図はC(φ)のベクトル図、第4図
は従来のスペクトル拡散通信方式の基本構成を示すブロ
ック図、第5図(a)(bNc)、第6図(a)(b)
lc)および第7図(a)[b)[C)はそれぞれ第
4図各要部における信号波形図であり、第5図(a)は
データ信号波形図、第5図(b)はPN信号波形図、第
5図(c)はPNクロック波形図、第6図(a)はロー
カルPN信号波形図、る逆拡散により得られる相関出力
特性図、第7図(C)は第7図(a)(b)より得られ
る合成相関出力特性図である。 22、23・・・周波数変換器、26〜31・・−乗算
器、24・・・ローカル発振器、25・・・フ移送器、
32・・・ローカルPN発生器、37.38.43・・
・加算器、39・・・演算回路、40・・・VCO,M
・・・準同期検波部、N・・・逆拡散復調部、P・・・
PN同期制御部、R・・・データ復調部。
Claims (1)
- 1、直接スペクトル拡散通信における受信信号にこれと
ほぼ等しい周波数のローカル発振器のローカル信号の互
いに直交する信号をかけて準同期検波し、同相成分(I
)と直交成分(Q)を発生させる準同期検波部と、前記
I成分およびQ成分からデータを復調するためにこのI
成分およびQ成分に対してローカルPN発生器のローカ
ルPN信号をかけるとともに、PN信号との位相比較特
性を求めるためにI成分およびQ成分に対してローカル
PN発生器のローカルPN信号よりも進み位相と遅れ位
相の2つのPN信号をかける逆拡散復調部と、この逆拡
散復調部の進み位相と遅れ位相によるI成分およびQ成
分の逆拡散復調出力から得られたPN位相比較のための
合成相関信号I_0およびQ_0より、ローカル信号お
よびローカルPN信号に対する位相制御信号を演算し、
ローカル発振器およびローカルPN発生器の位相制御を
行う同期制御部と、前記逆拡散復調部のローカルPN信
号によるI成分およびQ成分の逆拡散復調出力を加え合
せて復調データを得るデータ復調部とを備えた直接スペ
クトル拡散通信方式の受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1239429A JPH03101534A (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1239429A JPH03101534A (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03101534A true JPH03101534A (ja) | 1991-04-26 |
Family
ID=17044644
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1239429A Pending JPH03101534A (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03101534A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05191376A (ja) * | 1992-01-16 | 1993-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトラム拡散方式受信装置 |
JPH0690222A (ja) * | 1992-06-29 | 1994-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散通信用受信装置 |
JPH06252889A (ja) * | 1993-02-03 | 1994-09-09 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 符号分割多元アクセス・システム用受信装置及びその方法 |
EP0749213A2 (en) * | 1995-06-15 | 1996-12-18 | Nec Corporation | Spread spectrum signal receiving apparatus |
US6160838A (en) * | 1996-12-13 | 2000-12-12 | Uniden Corporation | Spread spectrum transmitter, spread spectrum receiver and spread spectrum communication method and automatic gain control circuit for spread spectrum receiver |
-
1989
- 1989-09-14 JP JP1239429A patent/JPH03101534A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JPH098699A (ja) * | 1995-06-15 | 1997-01-10 | Nec Corp | スペクトラム拡散信号受信装置 |
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CN1069469C (zh) * | 1995-06-15 | 2001-08-08 | 日本电气株式会社 | 扩展频谱信号接收装置 |
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