JP7029353B2 - Power supply for lighting - Google Patents

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Description

本発明は、位相制御方式による調光器により調光を行う照明用電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device for lighting in which dimming is performed by a dimmer based on a phase control method.

発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた照明装置（ＬＥＤランプ）は、消費電力が白熱灯に比較して少ないため普及が進んでおり、また、ＬＥＤランプ点灯用の電源装置においては、位相制御方式の調光器により調光を行うことができる照明用電源装置が提案されている。 Lighting devices (LED lamps) that use light-emitting diodes (LEDs) are becoming more widespread because they consume less power than incandescent lamps, and phase control methods are used in power supply devices for lighting LED lamps. A power supply device for lighting that can be dimmed by a light device has been proposed.

図７は、特許文献１で提案された従来技術の照明用電源装置の回路図である。以下、図７を参照して、この照明用電源装置を説明する。
照明用電源装置１００は、調光器１２１、整流回路１２２、保持電流回路１２３、平滑回路１２４およびＤＣ／ＤＣコンバータ１２５を備え、交流電源１１０およびＬＥＤモジュール１３０がその入力側および出力側に接続される。さらに、照明用電源装置１００には、保持電流回路１２３に電圧検出・電流遮断回路１２６が付加される。 FIG. 7 is a circuit diagram of a power supply device for lighting of the prior art proposed in Patent Document 1. Hereinafter, this lighting power supply device will be described with reference to FIG. 7.
The lighting power supply 100 includes a dimmer 121, a rectifier circuit 122, a holding current circuit 123, a smoothing circuit 124, and a DC / DC converter 125, and an AC power supply 110 and an LED module 130 are connected to its input side and output side. Ru. Further, in the lighting power supply device 100, a voltage detection / current cutoff circuit 126 is added to the holding current circuit 123.

調光器１２１は、交流電源１１０の交流電圧を位相制御するものであり、位相制御素子のトライアック（双方向サイリスタ）１２１ａ、トライアック１２１ａのゲート端子にトリガ信号を出力する位相制御回路１２１ｂおよび可変抵抗からなる調光調節手段１２１ｃを備える。
位相制御回路１２１ｂは、例えば交流電圧のゼロクロスを基準にした所定のタイミング（位相角）で一定の周期毎にトリガ信号を出力する。整流回路１２２は、ダイオードブリッジからなるもので、調光器１２１で位相制御された交流電圧を全波整流する。 The dimmer 121 phase-controls the AC voltage of the AC power supply 110, and is a phase control element triac (bidirectional thyristor) 121a, a phase control circuit 121b that outputs a trigger signal to the gate terminal of the triac 121a, and a variable resistor. The dimming adjusting means 121c is provided.
The phase control circuit 121b outputs a trigger signal at regular intervals at a predetermined timing (phase angle) based on, for example, the zero cross of the AC voltage. The rectifier circuit 122 is composed of a diode bridge, and full-wave rectifies the AC voltage whose phase is controlled by the dimmer 121.

保持電流回路１２３は、トライアック１２１ａのオン状態を維持するための保持電流を流すためのものであり、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、このスイッチング素子Ｑ１をオンさせるための抵抗Ｒ１、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧を保持するためのツェナーダイオードＤ２および保持電流を流すための抵抗Ｒ２からなる。ツェナーダイオードＤ２は、そのカソード側がスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、そのアノード側が接地される。
その保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２には、電圧検出・電流遮断回路１２６のトランジスタＱ４が接続される。 The holding current circuit 123 is for passing a holding current for maintaining the ON state of the triac 121a, and is a switching element Q1 composed of a MOSFET, a resistor R1 for turning on the switching element Q1, and a gate of the switching element Q1. It consists of a Zener diode D2 for holding a voltage and a resistor R2 for passing a holding current. The cathode side of the Zener diode D2 is connected to the gate of the switching element Q1, and the anode side thereof is grounded.
The transistor Q4 of the voltage detection / current cutoff circuit 126 is connected to the resistance R2 of the holding current circuit 123.

平滑回路１２４は、平滑コンデンサＣ３により、整流回路１２２で全波整流された電圧を平滑化する。 The smoothing circuit 124 smoothes the voltage full-wave rectified by the rectifier circuit 122 by the smoothing capacitor C3.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２５は、スイッチング電源の一例として、平滑回路１２４で直流化された電圧を昇降圧して所定の直流電圧に変換するものであり、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ１、ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３～Ｒ７および制御回路１２５ａから構成される。 The DC / DC converter 125, as an example of a switching power supply, buckles the voltage converted to DC by the smoothing circuit 124 and converts it into a predetermined DC voltage. It is composed of a smoothing capacitor C4, resistors R3 to R7, and a control circuit 125a.

制御回路１２５ａは、スイッチング制御用ＩＣからなる。スイッチング制御用ＩＣはダイオードＤ３を介して端子ＶＣＣに電源が供給されると共に、端子ＩＮの電圧を監視し、この監視電圧に基づいて、端子ＯＵＴから制御信号をスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加して当該スイッチング素子Ｑ２を周期的にオンオフさせる。 The control circuit 125a includes a switching control IC. The switching control IC supplies power to the terminal VCS via the diode D3, monitors the voltage of the terminal IN, and applies a control signal from the terminal OUT to the gate of the switching element Q2 based on this monitoring voltage. The switching element Q2 is turned on and off periodically.

この制御回路１２５ａの制御により、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンになると、平滑回路１２４内の平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１を介してスイッチング素子Ｑ２に電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２のオン期間に、インダクタＬ１に流れる電流が一定の割合で増加し、インダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。 When the switching element Q2 is turned from off to on by the control of the control circuit 125a, the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor C3 in the smoothing circuit 124 is applied to the inductor L1 and a current is applied to the switching element Q2 via the inductor L1. Flows. During the ON period of the switching element Q2, the current flowing through the inductor L1 increases at a constant rate, and magnetic energy is accumulated in the inductor L1.

次に、制御回路１２５ａの制御によりスイッチング素子Ｑ２がオンからオフになると、スイッチング素子Ｑ２を流れていた電流が遮断されることで、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーにより逆起電力が発生し、インダクタＬ１、ダイオードＤ４の経路を介して、電流が平滑コンデンサＣ４を充電すると共に、照明用電源装置１００の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に並列に接続されたＬＥＤモジュール１３０に流れて、当該ＬＥＤモジュール１３０が点灯する。ＬＥＤモジュール１３０は複数の発光ダイオードＬＥＤを直列に接続して構成される。 Next, when the switching element Q2 is turned from on to off by the control of the control circuit 125a, the current flowing through the switching element Q2 is cut off, and a countercurrent power is generated by the magnetic energy stored in the inductor L1. A current charges the smoothing capacitor C4 through the paths of the inductor L1 and the diode D4, and flows to the LED module 130 connected in parallel to the output terminals OUT1 and OUT2 of the lighting power supply 100, and the LED module 130 flows. Light. The LED module 130 is configured by connecting a plurality of light emitting diode LEDs in series.

以上のように構成された従来技術の照明用電源装置１００は、調光器１２１の位相制御回路１２１ｂから出力されるトリガ信号をトライアック１２１ａのゲート端子に印加し、これにより交流電源１１０の交流電圧を位相制御すると共に、この位相制御された交流電圧を整流回路１２２および平滑回路１２４により整流・平滑し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２５において所望する直流電圧に変換し、この直流電圧をＬＥＤモジュール１３０に印加することで、ＬＥＤモジュール１３０の発光ダイオードＬＥＤを点灯しかつその点灯の明るさを調整する。 The conventional lighting power supply device 100 configured as described above applies a trigger signal output from the phase control circuit 121b of the dimmer 121 to the gate terminal of the triac 121a, whereby the AC voltage of the AC power supply 110 is applied. The phase is controlled, and the phase-controlled AC voltage is rectified and smoothed by the rectifying circuit 122 and the smoothing circuit 124, converted into a desired DC voltage in the DC / DC converter 125, and this DC voltage is applied to the LED module 130. By doing so, the light emitting diode LED of the LED module 130 is turned on and the brightness of the lighting is adjusted.

そして、この照明用電源装置１００では、調光器１２１のトライアック１２１ａがトリガ信号の印加によりオン状態となった後に、トライアック１２１ａにそのオン状態を維持する電流が完全に遮断されてしまうと、該トライアック１２１ａが誤動作してしまう。そこで、トライアック１２１ａが誤動作しないように、保持電流回路１２３および電圧検出・電流遮断回路１２６によりトライアック１２１ａのオン状態を保持するための保持電流を整流回路１２２から引き込むことでトライアック１２１ａに保持電流を流す。 Then, in the lighting power supply device 100, after the triac 121a of the dimmer 121 is turned on by the application of the trigger signal, the current for maintaining the on state is completely cut off by the triac 121a. The triac 121a malfunctions. Therefore, in order to prevent the TRIAC 121a from malfunctioning, the holding current for holding the ON state of the TRIAC 121a is drawn from the rectifier circuit 122 by the holding current circuit 123 and the voltage detection / current cutoff circuit 126, so that the holding current flows through the TRIAC 121a. ..

すなわち、保持電流回路１２３においては、スイッチング素子Ｑ１の電流路（ドレイン－ソース間）と抵抗Ｒ２とを直列に接続し、スイッチング素子Ｑ１のゲートに抵抗Ｒ１を介してゲート電圧を印加することでオンさせ、これにより、整流回路１２２からスイッチング素子Ｑ１を介して抵抗Ｒ２に至る電流通路Ｐに保持電流を引き込む。 That is, in the holding current circuit 123, the current path (drain-source) of the switching element Q1 and the resistor R2 are connected in series, and the gate voltage is applied to the gate of the switching element Q1 via the resistor R1 to turn it on. As a result, the holding current is drawn from the rectifying circuit 122 to the current passage P reaching the resistor R2 via the switching element Q1.

そこで、調光器１２１のトライアック１２１ａの誤動作を防止する一方で、スイッチング素子Ｑ１の電力損失の増大と、温度上昇という問題を解消するために、保持電流を必要時にのみ流すようにする照明用電源装置が、特許文献１で提案された発明である。 Therefore, in order to prevent the malfunction of the triac 121a of the dimmer 121 and to solve the problems of the increase in the power loss of the switching element Q1 and the temperature rise, the power supply for lighting allows the holding current to flow only when necessary. The device is the invention proposed in Patent Document 1.

特許文献１に記載の照明用電源装置１００の電圧検出・電流遮断回路１２６の電圧検出回路１２６ａは、整流回路１２２の出力側Ａ点の電圧が所定の電圧を超えると、ツェナーダイオードＤ５が導通すると共に、抵抗Ｒ８、Ｒ９同士の接続ノードＢには、電流遮断回路１２６ｂのトランジスタＱ３をオンにする高い電圧が発生する。トランジスタＱ３がオンすると、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１同士の接続ノードＣには、トランジスタＱ４をオンにする電圧が発生しないので、当該トランジスタＱ４はオフする。これにより、保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２を経由して接地ラインに至る電流通路Ｐが遮断されて、抵抗Ｒ２には保持電流が流れない。 In the voltage detection circuit 126a of the voltage detection / current cutoff circuit 126 of the lighting power supply device 100 described in Patent Document 1, the Zener diode D5 conducts when the voltage at the output side A point of the rectifier circuit 122 exceeds a predetermined voltage. At the same time, a high voltage is generated at the connection node B between the resistors R8 and R9 to turn on the transistor Q3 of the current cutoff circuit 126b. When the transistor Q3 is turned on, the voltage for turning on the transistor Q4 is not generated in the connection node C between the resistors R10 and R11, so that the transistor Q4 is turned off. As a result, the current passage P leading to the ground line via the resistor R2 of the holding current circuit 123 is cut off, and the holding current does not flow through the resistor R2.

一方、交流電源１１０の交流電圧がゼロクロス付近へと低下していき、これに対応して、整流回路１２２の出力側Ａ点の電圧が所定の電圧以下に低下すると、電圧検出回路１２６ａにおいては、ツェナーダイオードＤ５が非導通となり、抵抗Ｒ８、Ｒ９同士の接続ノードＢの電圧が低下し、トランジスタＱ３がオフする。トランジスタＱ３がオフすると、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１には抵抗Ｒ１２を介して電流が流れ、この電流により、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１同士の接続ノードＣには、トランジスタＱ４をオンにする電圧が発生し、当該トランジスタＱ４はオンする。これにより、保持電流回路１２３の抵抗Ｒ２を経由して接地ラインに至る電流通路Ｐが導通状態とされて、抵抗Ｒ２に保持電流が流れる。 On the other hand, when the AC voltage of the AC power supply 110 drops to the vicinity of zero cross and the voltage at the output side A point of the rectifying circuit 122 drops to a predetermined voltage or less in response to this, the voltage detection circuit 126a causes the voltage detection circuit 126a. The Zener diode D5 becomes non-conducting, the voltage of the connection node B between the resistors R8 and R9 drops, and the transistor Q3 turns off. When the transistor Q3 is turned off, a current flows through the resistors R10 and R11 via the resistor R12, and this current generates a voltage at the connection node C between the resistors R10 and R11 to turn on the transistor Q4. Q4 turns on. As a result, the current passage P leading to the ground line via the resistance R2 of the holding current circuit 123 is brought into a conductive state, and the holding current flows through the resistance R2.

ここで、調光器１２１の位相制御（位相角制御）方式には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の半波の期間において導通する位相を制御するリーディングエッジ型（leading edge型、以下ＬＥ型という）方式と、交流電圧が立ち上がってゼロクロスするまでの期間において遮断する位相を制御するトレーリングエッジ型（trailing edge型、以下ＴＥ型という)方式とがある。 Here, the phase control (phase angle control) method of the dimmer 121 includes, for example, a leading edge type (hereinafter referred to as LE) that controls the phase of conduction during a period from a zero cross of the AC voltage to a half wave of the AC voltage. There are a trailing edge type (referred to as a type) method and a trailing edge type (hereinafter referred to as TE type) method for controlling the phase of interruption during the period from the rise of the AC voltage to the zero crossing.

ＬＥ型方式の調光器１２１は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアック１２１ａが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。 The LE type dimmer 121 has a simple circuit configuration and can handle a relatively large power load. However, when the triac 121a is used, light load operation is difficult, and when a so-called power supply dip in which the power supply voltage temporarily drops occurs, unstable operation is likely to occur. Further, when a capacitive load is connected, an inrush current is generated, which is incompatible with the capacitive load.

一方、ＴＥ型方式の調光器１２１は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。 On the other hand, the TE type dimmer 121 can operate even with a light load, does not generate an inrush current even when a capacitive load is connected, and operates stably even when a power supply dip occurs. However, the circuit configuration is complicated and the temperature tends to rise, so that it is not suitable for heavy loads. In addition, when an inductive load is connected, there is a feature that a surge occurs.

特許文献１に記載の従来技術の回路は、調光器１２１を安定動作させるための保持電流を流す回路であるが、ＬＥ型方式の調光器１２１には対応するものの、ＴＥ型方式の調光器１２１と接続された場合、動作は不安定になり、ＬＥＤのチラツキなどの問題が発生することがあった。
そこで、特許文献１の従来技術として図２に記載されている保持電流回路のように、常時保持電流を流すことでＴＥ型方式の調光器１２１の安定動作は可能となるが、スイッチング素子の損失が大きくなり、発熱などの問題が発生するため、実用的ではない。 The circuit of the prior art described in Patent Document 1 is a circuit in which a holding current for stable operation of the dimmer 121 is passed, and although it corresponds to the LE type dimmer 121, the TE type dimmer is adjusted. When connected to the optical device 121, the operation becomes unstable and problems such as flickering of the LED may occur.
Therefore, as in the holding current circuit described in FIG. 2 as the prior art of Patent Document 1, stable operation of the TE type dimmer 121 can be achieved by constantly passing a holding current, but the switching element can be operated. It is not practical because the loss becomes large and problems such as heat generation occur.

従来技術の回路で発生する問題について、図７ないし図９を参照して説明する。図７に示す特許文献１に記載の回路構成において、ＬＥ型およびＴＥ型方式による保持電流波形を図８および図９に示す。
図８は、従来回路のＬＥ型方式の保持電流を説明する図である。図８に示す入力電圧は、整流回路１２２の出力電圧波形であり、入力電圧が所定の電圧以下であれば、保持電流が流れる。すなわち、調光器１２１がオンする入力電圧の立ち上がり時と入力電圧が所定の電圧以下になった時に保持電流が流れる。この保持電流により調光器のトライアックの誤動作が防止される。 Problems that occur in circuits of the prior art will be described with reference to FIGS. 7-9. In the circuit configuration described in Patent Document 1 shown in FIG. 7, the holding current waveforms by the LE type and TE type methods are shown in FIGS. 8 and 9.
FIG. 8 is a diagram illustrating a holding current of the LE type method of the conventional circuit. The input voltage shown in FIG. 8 is an output voltage waveform of the rectifier circuit 122, and if the input voltage is equal to or lower than a predetermined voltage, a holding current flows. That is, the holding current flows when the input voltage at which the dimmer 121 is turned on rises and when the input voltage becomes equal to or lower than a predetermined voltage. This holding current prevents the dimmer's triac from malfunctioning.

一方、図９は、従来回路のＴＥ型方式の保持電流を説明する図である。入力電圧の立ち上がり時、電圧波形の立ち上がりが緩やかであるため、所定の電圧になるまでの期間は保持電流が流れる。しかし、入力電圧の立ち下がり時、すなわち、調光器のトライアックがオフする時は、急峻な立ち下がり波形となるため、所定電圧以下になる期間はほとんどなく保持電流が流れない。 On the other hand, FIG. 9 is a diagram illustrating a holding current of the TE type method of the conventional circuit. Since the rise of the voltage waveform is gentle when the input voltage rises, the holding current flows during the period until the voltage reaches a predetermined voltage. However, when the input voltage falls, that is, when the triac of the dimmer is turned off, a steep falling waveform is obtained, so that there is almost no period when the voltage falls below a predetermined voltage and the holding current does not flow.

特開２０１３－２５１０５７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2013-251057

よって、特許文献１に記載の照用電源装置は、ＴＥ型方式と組合せた場合、保持電流を十分に流すことができないため、誤動作が発生しＬＥＤのチラツキなどが発生するという問題があった。 Therefore, when the lighting power supply device described in Patent Document 1 is combined with the TE type method, there is a problem that a malfunction occurs and LED flicker occurs because the holding current cannot sufficiently flow.

本発明は上記の事情を考慮してなされたもので、調光器の位相制御方式がＬＥ型またはＴＥ型のいずれであっても、トライアックに保持電流を適切に流すことでトライアックの誤動作を防止する照明用電源装置を提供することを課題とする。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and regardless of whether the phase control method of the dimmer is LE type or TE type, the malfunction of the triac is prevented by appropriately passing the holding current through the triac. It is an object to provide a power supply device for lighting.

本発明に係わる照明用電源装置は、交流入力の任意の位相角で交流入力を導通または遮断させるトライアックを有する位相制御方式の調光器と、調光器により位相制御された交流入力電圧を整流する整流回路と、トライアックの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流す保持電流制御部とを備えた照明用電源装置において、保持電流制御部は、少なくとも互いに直列に接続された第１のスイッチング素子、第１の電流制御素子および第１の抵抗を含んで整流回路の出力側に接続して電流通路を形成し、第１のスイッチング素子をオンさせ、第１の電流制御素子に流れる電流を制御して保持電流を第１の抵抗を経由して流すように構成し、トライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流を増加させるように構成されたことを特徴とする照明用電源装置である。 The lighting power supply device according to the present invention rectifies a phase control type dimmer having a triac that conducts or cuts off the AC input at an arbitrary phase angle of the AC input, and an AC input voltage whose phase is controlled by the dimmer. In a lighting power supply device including a rectifying circuit for performing a rectifying circuit and a holding current control unit for passing a holding current for maintaining the continuity or interruption state of the triac, the holding current control unit is at least first connected in series with each other. The switching element, the first current control element, and the first resistor are connected to the output side of the rectifying circuit to form a current path, the first switching element is turned on, and the current flowing through the first current control element. Is configured to allow the holding current to flow through the first resistor, and the current flowing to the first current control element increases as the phase angle at which the AC input is cut off by the triac increases. It is a power supply device for lighting, which is characterized by being used.

この構成によれば、トライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流が増加し、当該電流が保持電流として機能するので、ＴＥ型方式の調光器が接続された場合であっても、保持電流が必要なタイミング（位相角）で保持電流を流すことができる。よって、保持電流を、ＴＥ型方式またはＬＥ型方式のいずれであっても適切に流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。 According to this configuration, the current flowing through the first current control element increases as the phase angle at which the AC input is cut off by the triac increases, and the current functions as a holding current. Therefore, the TE type dimmer Even when is connected, the holding current can be passed at the timing (phase angle) at which the holding current is required. Therefore, the holding current can be appropriately flowed by either the TE type method or the LE type method, and the malfunction of the triac can be prevented.

この場合、保持電流制御部は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子が整流回路の出力電圧に基づいてオン／オフ制御される保持電流回路と、整流回路の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成する矩形波生成回路と、第１の電流制御素子を含み、矩形波生成回路の出力に基づき第１の電流制御素子に流れる電流を制御して保持電流を調整する保持電流調整回路で構成することができる。 In this case, the holding current control unit has a first switching element, and the holding current circuit in which the first switching element is turned on / off based on the output voltage of the rectifying circuit and the output voltage of the rectifying circuit are used. A rectangular wave generation circuit that generates a rectangular wave-shaped output waveform based on this, and a first current control element are included, and the current flowing through the first current control element is controlled based on the output of the rectangular wave generation circuit to adjust the holding current. It can be configured with a holding current adjustment circuit.

この構成によれば、整流回路の出力電圧に基づいて生成された矩形波状の出力波形に基づいて第１の電流制御素子に流れる電流が制御されるので、交流入力の位相角にあわせて保持電流が調整されることで、トライアックの誤動作を防止することができる。 According to this configuration, the current flowing through the first current control element is controlled based on the rectangular wavy output waveform generated based on the output voltage of the rectifier circuit, so that the holding current is matched to the phase angle of the AC input. By adjusting, it is possible to prevent the malfunction of the triac.

また、本発明の保持電流回路は、整流回路の出力電圧が第１の閾値（所定の電圧）を超えると第１のスイッチング素子がオンし、電流通路に保持電流を流し、整流回路の出力電圧が第１の閾値以下に低下すると第１のスイッチング素子がオフして、保持電流を流さないように構成されたことを特徴とする。 Further, in the holding current circuit of the present invention, when the output voltage of the rectifying circuit exceeds the first threshold value (predetermined voltage), the first switching element is turned on, the holding current is passed through the current passage, and the output voltage of the rectifying circuit is reached. When the voltage drops below the first threshold value, the first switching element is turned off so that the holding current does not flow.

この構成によれば、トライアックが導通しまたは遮断するときに、整流後の電圧が所定の電圧（第１の閾値）を超えていれば、適切に保持電流を流すことができる。 According to this configuration, when the triac conducts or cuts off, if the voltage after rectification exceeds a predetermined voltage (first threshold value), the holding current can be appropriately flowed.

また、本発明の矩形波生成回路は、第２のスイッチング素子を含み、整流回路の出力電圧を検出し、検出した電圧が第２の閾値を超えると第２のスイッチング素子をオフし、検出した電圧が第２の閾値以下に低下すると第２のスイッチング素子をオンして矩形波状の出力波形を生成するように構成されたことを特徴とする。 Further, the square wave generation circuit of the present invention includes a second switching element, detects the output voltage of the rectifying circuit, and turns off the second switching element when the detected voltage exceeds the second threshold value. It is characterized in that when the voltage drops below the second threshold value, the second switching element is turned on to generate a rectangular wave-shaped output waveform.

この構成によれば、整流後の電圧レベルをほぼ反転させた矩形波状の出力波形を生成することにより、当該矩形波状の出力波形に基づいてトライアックにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて保持電流を増加させることができる。 According to this configuration, by generating a rectangular wave-shaped output waveform in which the voltage level after rectification is almost inverted, the phase angle at which the AC input is cut off by the triac based on the rectangular wave-shaped output waveform becomes larger. The holding current can be increased.

また、本発明の保持電流調整回路は、矩形波状の出力波形のハイレベルの期間は、第１の電流制御素子をオフさせ、矩形波状の出力波形のローレベルの期間は、第１の電流制御素子をオンさせ、トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて第１の電流制御素子に流れる電流を増加させることを特徴とする。 Further, in the holding current adjusting circuit of the present invention, the first current control element is turned off during the high level period of the rectangular wave-shaped output waveform, and the first current control is performed during the low level period of the rectangular wave-shaped output waveform. The element is turned on, and the current flowing through the first current control element is increased as the phase angle at which the AC input is cut off by the triac increases.

この構成により、ＴＥ型方式の調光器が接続される場合でも、トライアックにより交流入力が遮断されるタイミング（位相角）でも必要な保持電流を流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。 With this configuration, even when a TE type dimmer is connected, the required holding current can be passed even at the timing (phase angle) when the AC input is cut off by the triac, and malfunction of the triac can be prevented. can.

本発明の保持電流調整回路は、第１のコンデンサと第２の抵抗を直列に接続し、第１のスイッチング素子に接続して前記した電流通路とは別の他の電流通路を形成し、整流回路の出力電圧の立ち上がり時に、他の電流通路を介して保持電流が流れるようにしたことを特徴とする。 In the holding current adjusting circuit of the present invention, a first capacitor and a second resistor are connected in series and connected to a first switching element to form another current path different from the above-mentioned current path and rectify. It is characterized in that a holding current flows through another current path when the output voltage of the circuit rises.

この構成により、ＴＥ型方式またはＬＥ型方式のいずれの調光器であっても、それらの方式を検出する回路を備えなくても保持電流を確実に流すことができ、トライアックの誤動作を防止することができる。 With this configuration, regardless of whether the dimmer of the TE type method or the LE type method is provided, the holding current can be reliably passed even if the dimmer for detecting those methods is not provided, and the malfunction of the triac is prevented. be able to.

以上、本発明によれば、調光器の位相制御方式がＬＥ型またはＴＥ型方式のいずれであっても、それらの方式を検出する回路を備えなくても適切な保持電流を流すことができ、照明用電源装置の安定動作が可能となる。 As described above, according to the present invention, regardless of whether the phase control method of the dimmer is the LE type or the TE type method, an appropriate holding current can be passed even if a circuit for detecting those methods is not provided. , The stable operation of the power supply device for lighting becomes possible.

本発明の実施形態に係わる照明用電源装置のブロック図である。It is a block diagram of the power supply device for lighting which concerns on embodiment of this invention. 本発明に係わる保持電流制御部の回路図である。It is a circuit diagram of the holding current control part which concerns on this invention. 矩形波生成回路の出力波形およびＴＥ型方式の保持電流波形を示す図である。It is a figure which shows the output waveform of a rectangular wave generation circuit, and the holding current waveform of a TE type system. ＴＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。It is a total holding current waveform when applied to a TE type dimmer. ＬＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。It is a total holding current waveform when applied to a LE type dimmer. ＴＥ型方式の保持電流による消費電力を説明する図である。It is a figure explaining the power consumption by the holding current of the TE type system. 従来技術の照明用電源装置の回路図である。It is a circuit diagram of the power supply device for lighting of the prior art. 従来回路のＬＥ型方式の保持電流を説明する図である。It is a figure explaining the holding current of the LE type system of the conventional circuit. 従来回路のＴＥ型方式の保持電流を説明する図である。It is a figure explaining the holding current of the TE type system of the conventional circuit.

本発明の実施形態に係わる照明用電源装置について図面を参照して説明する。 The lighting power supply device according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の実施形態に係わる照明用電源装置のブロック図である。照明用電源装置１は、調光器２１、フィルタ回路２７、整流回路２２、平滑回路２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、保持電流制御部２３から構成され、照明用電源装置１に交流電源１０およびＬＥＤモジュール３０が接続される。調光器２１は、交流入力の任意の位相角で該交流入力を導通または遮断させるトライアック２１ａを有し、整流回路２２は調光器２１により位相制御された交流入力電圧を整流する。平滑回路２４は整流回路２２の出力電圧を平滑化して直流電圧に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、変換された直流電圧をさらに別の直流電圧に変換する。
保持電流制御部２３を除く他の構成要素は、従来技術の回路をそのまま採用することができ、それらの構成要素の説明は、従来技術の回路の説明と重複するため省略する。
なお、フィルタ回路２７は、従来技術の回路にはないが、調光後の交流電圧に重畳する高周波ノイズなどを除去する。 FIG. 1 is a block diagram of a power supply device for lighting according to an embodiment of the present invention. The lighting power supply 1 is composed of a dimmer 21, a filter circuit 27, a rectifier circuit 22, a smoothing circuit 24, a DC / DC converter 25, and a holding current control unit 23. The lighting power supply 1 includes an AC power supply 10 and an LED. The module 30 is connected. The dimmer 21 has a triac 21a that conducts or cuts off the AC input at an arbitrary phase angle of the AC input, and the rectifier circuit 22 rectifies the AC input voltage whose phase is controlled by the dimmer 21. The smoothing circuit 24 smoothes the output voltage of the rectifier circuit 22 and converts it into a DC voltage. The DC / DC converter 25 converts the converted DC voltage into yet another DC voltage.
For the other components other than the holding current control unit 23, the circuit of the prior art can be adopted as it is, and the description of these components is omitted because it overlaps with the description of the circuit of the prior art.
Although the filter circuit 27 is not in the circuit of the prior art, it removes high frequency noise and the like superimposed on the AC voltage after dimming.

図２は、本発明に係わる保持電流制御部２３の回路図である。
保持電流制御部２３は、トライアック２１ａの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流し、保持電流回路２３ａ、矩形波生成回路２３ｂおよび保持電流調整回路２３ｃにより構成される。 FIG. 2 is a circuit diagram of the holding current control unit 23 according to the present invention.
The holding current control unit 23 flows a holding current for maintaining the continuity or interruption state of the triac 21a, and is composed of a holding current circuit 23a, a square wave generation circuit 23b, and a holding current adjusting circuit 23c.

保持電流回路２３ａは、トライアック２１ａのオン状態を維持するため、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子５０（第１のスイッチング素子、Ｑ１）、このスイッチング素子５０をオンさせるための抵抗５１およびスイッチング素子５０のゲート電圧を保持するためのツェナーダイオード５２から構成される。 In the holding current circuit 23a, in order to maintain the ON state of the triac 21a, the switching element 50 (first switching element, Q1) made of MOSFET, the resistor 51 for turning on the switching element 50, and the gate voltage of the switching element 50. It is composed of a Zener diode 52 for holding.

スイッチング素子５０のドレインは整流回路２２のプラス側と接続され、抵抗５１はスイッチング素子５０のドレインとゲート間に接続される。ツェナーダイオード５２のカソード側はスイッチング素子５０のゲートに、ツェナーダイオード５２のアノード側は整流回路２２のマイナス側（ＧＮＤ側）に接続される。スイッチング素子５０のソース（出力）は保持電流調整回路２３ｃと接続される。 The drain of the switching element 50 is connected to the positive side of the rectifier circuit 22, and the resistor 51 is connected between the drain of the switching element 50 and the gate. The cathode side of the Zener diode 52 is connected to the gate of the switching element 50, and the anode side of the Zener diode 52 is connected to the negative side (GND side) of the rectifier circuit 22. The source (output) of the switching element 50 is connected to the holding current adjusting circuit 23c.

保持電流回路２３ａは、整流回路２２の出力電圧が所定の電圧値（第１の閾値）を超えるとスイッチング素子５０がオンし、所定の電圧値以下になるとスイッチング素子５０はオフする。スイッチング素子５０がオンする期間に、保持電流調整回路２３ｃにより調整される保持電流が流れる。すなわち、整流回路２２の出力電圧が所定の電圧値以下に低下するとスイッチング素子５０がオフして、保持電流を流さないように構成されている。 In the holding current circuit 23a, the switching element 50 is turned on when the output voltage of the rectifier circuit 22 exceeds a predetermined voltage value (first threshold value), and the switching element 50 is turned off when the output voltage is equal to or less than the predetermined voltage value. During the period when the switching element 50 is turned on, the holding current adjusted by the holding current adjusting circuit 23c flows. That is, when the output voltage of the rectifier circuit 22 drops below a predetermined voltage value, the switching element 50 is turned off so that the holding current does not flow.

矩形波生成回路２３ｂは、整流回路２２の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成し、スイッチング素子７０（第２のスイッチング素子、Ｑ２）、電源７１（電池のほか回路構成により所定の電圧を発生させるものでもよい）および抵抗７２～７５により構成される。
抵抗７４の一端は、整流回路２２のプラス側に接続され、その他端はスイッチング素子７０のゲートに接続される。抵抗７５の一端はスイッチング素子７０のゲートに接続され、抵抗７５の他端は整流回路２２のマイナス側に接続される。スイッチング素子７０のソースは整流回路２２のマイナス側に接続される。 The square wave generation circuit 23b generates a square wave-shaped output waveform based on the output voltage of the rectifier circuit 22, and has a switching element 70 (second switching element, Q2), a power supply 71 (a battery and a predetermined voltage depending on the circuit configuration). ) And resistors 72-75.
One end of the resistor 74 is connected to the positive side of the rectifier circuit 22, and the other end is connected to the gate of the switching element 70. One end of the resistor 75 is connected to the gate of the switching element 70, and the other end of the resistor 75 is connected to the negative side of the rectifier circuit 22. The source of the switching element 70 is connected to the negative side of the rectifier circuit 22.

抵抗７２の一端は所定電圧の電源７１のプラス側に接続され、抵抗７２の他端はスイッチング素子７０のドレインに接続される。
抵抗７３の一端は、スイッチング素子７０のドレインに、その他端はスイッチング素子７０のソースに接続される。スイッチング素子７０のドレイン（出力）は、保持電流調整回路２３ｃと接続される。 One end of the resistor 72 is connected to the positive side of the power supply 71 having a predetermined voltage, and the other end of the resistor 72 is connected to the drain of the switching element 70.
One end of the resistor 73 is connected to the drain of the switching element 70, and the other end is connected to the source of the switching element 70. The drain (output) of the switching element 70 is connected to the holding current adjusting circuit 23c.

保持電流調整回路２３ｃは、トランジスタ５３（第２の電流制御素子、Ｑ３）、トランジスタ５４（第１の電流制御素子、Ｑ４）、電源５５（電池のほか回路構成により所定の電圧を発生させるものでもよい）、ダイオード５６、コンデンサ５７、コンデンサ５８（第１のコンデンサ）、抵抗５９～６５、抵抗６６（第１の抵抗）および抵抗６７（第２の抵抗、Ｒ２０）から構成され、矩形波生成回路２３ｂの出力に基づきトランジスタ５４に流れる電流を制御して保持電流を調整する。
ダイオード５６のアノード側は、矩形波生成回路２３ｂのスイッチング素子７０（Ｑ２）のドレインから出力される信号と接続され、ダイオード５６のカソード側は、抵抗５９の一端に接続される。 The holding current adjusting circuit 23c may be a transistor 53 (second current control element, Q3), a transistor 54 (first current control element, Q4), a power supply 55 (a battery or a circuit that generates a predetermined voltage depending on the circuit configuration). Good), a transistor 56, a capacitor 57, a capacitor 58 (first capacitor), resistors 59-65, a resistor 66 (first resistor) and a resistor 67 (second resistor, R20), and is a rectangular wave generation circuit. The holding current is adjusted by controlling the current flowing through the transistor 54 based on the output of 23b.
The anode side of the diode 56 is connected to the signal output from the drain of the switching element 70 (Q2) of the square wave generation circuit 23b, and the cathode side of the diode 56 is connected to one end of the resistor 59.

抵抗５９の他端は、コンデンサ５７の一端、抵抗６０の一端および抵抗６１の一端と接続される。コンデンサ５７の他端および抵抗６０の他端は、ＧＮＤ側に接続される。抵抗６１の他端はトランジスタ５３（Ｑ３）のベースと抵抗６２の一端に接続される。抵抗６２の他端はＧＮＤ側と接続される。 The other end of the resistor 59 is connected to one end of the capacitor 57, one end of the resistor 60, and one end of the resistor 61. The other end of the capacitor 57 and the other end of the resistor 60 are connected to the GND side. The other end of the resistor 61 is connected to the base of the transistor 53 (Q3) and one end of the resistor 62. The other end of the resistor 62 is connected to the GND side.

トランジスタ５３のコレクタは、抵抗６３の一端に接続され、その他端は電源５５のプラス側に接続される。トランジスタ５３のエミッタは抵抗６４の一端に接続され、抵抗６４の他端はＧＮＤ側に接続される。
トランジスタ５３のコレクタ（出力側）は、トランジスタ５４（Ｑ４）のベースに接続される。 The collector of the transistor 53 is connected to one end of the resistor 63, and the other end is connected to the positive side of the power supply 55. The emitter of the transistor 53 is connected to one end of the resistor 64, and the other end of the resistor 64 is connected to the GND side.
The collector (output side) of the transistor 53 is connected to the base of the transistor 54 (Q4).

トランジスタ５４のベースは、抵抗６５の一端が接続され、抵抗６５の他端はＧＮＤ側に接続される。またトランジスタ５４のエミッタには抵抗６６が接続され、その他端はＧＮＤ側に接続される。トランジスタ５４のコレクタは、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０（Ｑ１）のソース（出力側）と接続される。
この構成により、トランジスタ５４と抵抗６６との直列回路はスイッチング素子５０とともに電流経路Ｐ１を形成し、スイッチング素子５０がオン状態では、トランジスタ５４に流れる電流（コレクタ－エミッタ間の電流路に流れる電流）は、その制御端子（ベース）への印加電圧に基づき制御され、保持電流として抵抗６６を経由して流れる。
また、トランジスタ５４のコレクタにはコンデンサ５８の一端が接続され、その他端は抵抗６７の一端と接続され、抵抗６７の他端はＧＮＤ側に接続される。 One end of the resistor 65 is connected to the base of the transistor 54, and the other end of the resistor 65 is connected to the GND side. A resistor 66 is connected to the emitter of the transistor 54, and the other ends are connected to the GND side. The collector of the transistor 54 is connected to the source (output side) of the switching element 50 (Q1) of the holding current circuit 23a.
With this configuration, the series circuit of the transistor 54 and the resistor 66 forms a current path P1 together with the switching element 50, and when the switching element 50 is on, the current flowing through the transistor 54 (current flowing in the current path between the collector and the emitter). Is controlled based on the voltage applied to the control terminal (base), and flows as a holding current via the resistor 66.
Further, one end of the capacitor 58 is connected to the collector of the transistor 54, the other end is connected to one end of the resistor 67, and the other end of the resistor 67 is connected to the GND side.

このコンデンサ５８および抵抗６７は直列に接続され、調光器２１の制御方式がＬＥ型の場合に、調光器２１がオンしたときの保持電流を流す回路となる。コンデンサ５８と抵抗６７との直列回路は電流通路Ｐ１とは別の他の電流通路Ｐ２を形成し、後述するように、整流回路２２の出力電圧の立ち上がり時に他の電流通路Ｐ２を介して保持電流が流れる。
なお、このコンデンサ５８および抵抗６７は、本発明では保持電流調整回路２３ｃの一部として説明しているが、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０のソースに直接接続し、保持電流回路２３ａの回路の一部としてもよい。 The capacitor 58 and the resistor 67 are connected in series, and when the control method of the dimmer 21 is LE type, it becomes a circuit for passing the holding current when the dimmer 21 is turned on. The series circuit of the capacitor 58 and the resistor 67 forms another current passage P2 different from the current passage P1, and as will be described later, the holding current is held through the other current passage P2 when the output voltage of the rectifier circuit 22 rises. Flows.
Although the capacitor 58 and the resistor 67 are described as a part of the holding current adjusting circuit 23c in the present invention, they are directly connected to the source of the switching element 50 of the holding current circuit 23a and are connected to the circuit of the holding current circuit 23a. It may be a part.

コンデンサ５８および抵抗６７は、トライアック２１ａがオンすると、整流回路２２の整流後の電圧が急峻に立ち上がってスイッチング素子５０がオンし、コンデンサ５８を充電するパルス状の電流が流れる。この電流は、トライアック２１ａがオンするときの保持電流となる。すなわち、この回路はＬＥ型方式の場合の保持電流回路として機能する。 When the triac 21a of the capacitor 58 and the resistor 67 is turned on, the voltage after rectification of the rectifier circuit 22 suddenly rises, the switching element 50 is turned on, and a pulsed current for charging the capacitor 58 flows. This current becomes the holding current when the triac 21a is turned on. That is, this circuit functions as a holding current circuit in the case of the LE type system.

次に、保持電流制御部２３の矩形波生成回路２３ｂおよび保持電流調整回路２３ｃの動作について、図３を参照して説明する。
図３は、矩形波生成回路２３ｂの出力波形とＴＥ型方式の保持電流波形を示す図である。
図３の横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。図３には５つの波形が示されている。上から順に、整流回路２２により整流された電圧（整流後電圧）、矩形波生成回路２３ｂの出力波形（スイッチング素子７０のドレイン電圧）、保持電流調整回路２３ｃのトランジスタ５３（Ｑ３）のベース電圧（Ｑ３Ｖｂｅ）、トランジスタ５３のコレクタ電圧（Ｑ３Ｖｃｅ）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）である。
なお、整流後電圧波形は、ＴＥ型方式の場合で位相角が大の場合の一例である。 Next, the operation of the rectangular wave generation circuit 23b and the holding current adjusting circuit 23c of the holding current control unit 23 will be described with reference to FIG.
FIG. 3 is a diagram showing an output waveform of the rectangular wave generation circuit 23b and a holding current waveform of the TE type method.
The horizontal axis of FIG. 3 is time, and the vertical axis is a voltage value or a current value. FIG. 3 shows five waveforms. From top to bottom, the voltage rectified by the rectifying circuit 22 (voltage after rectification), the output waveform of the rectangular wave generation circuit 23b (drain voltage of the switching element 70), and the base voltage of the transistor 53 (Q3) of the holding current adjusting circuit 23c (Q3). Q3Vbe), the collector voltage of the transistor 53 (Q3Vce), and the collector current of the transistor 54 (Q4Ic).
The voltage waveform after rectification is an example of the case of the TE type method and the case where the phase angle is large.

矩形波生成回路２３ｂは、整流回路２２による整流後電圧が、抵抗７４および７５により分圧され、２つの抵抗の接続点がスイッチング素子７０のゲート信号として使用される。 In the square wave generation circuit 23b, the voltage after rectification by the rectifier circuit 22 is divided by the resistors 74 and 75, and the connection point of the two resistors is used as the gate signal of the switching element 70.

スイッチング素子７０のドレイン－ソース間の電圧は、整流後電圧を反転させたような矩形波となり、矩形波を発生させる第２の閾値となる電圧値は、電源７１と抵抗７４および抵抗７５の分圧比により設定される。
すなわち、整流後電圧が第２の閾値以下の場合、スイッチング素子７０がオンして矩形波はハイレベル、整流後電圧が第２の閾値を超える場合はスイッチング素子７０がオフして矩形波はローレベルとなる。
図３に示す整流後電圧波形の下側の波形が、整流後電圧に対応した矩形波生成回路の出力波形である。 The voltage between the drain and the source of the switching element 70 becomes a rectangular wave as if the voltage after rectification is inverted, and the voltage value that becomes the second threshold for generating the rectangular wave is the voltage value of the power supply 71, the resistance 74, and the resistance 75. It is set by the pressure ratio.
That is, when the voltage after rectification is equal to or less than the second threshold value, the switching element 70 is turned on and the square wave is at a high level, and when the voltage after rectification exceeds the second threshold value, the switching element 70 is turned off and the square wave is low. Become a level.
The lower waveform of the post-rectified voltage waveform shown in FIG. 3 is the output waveform of the rectangular wave generation circuit corresponding to the post-rectified voltage.

次に、ＴＥ型方式の保持電流調整回路２３ｃの動作を説明する。
矩形波生成回路２３ｂで生成した矩形波状の出力電圧が立ち上がるかまたは立ち下がると、コンデンサ５７および抵抗５９～６２を組合せた時定数により、トランジスタ５３のベース電圧が上昇しまたは下降する。ここでダイオード５６は逆流防止用のダイオードである。
複数の抵抗５９～６２とコンデンサ５７の時定数により、矩形波状の出力電圧波形から変形された電圧波形が、トランジスタ５３のベース電圧として入力される。ここで、抵抗６１は電流制限抵抗、抵抗６２は誤動作防止用抵抗である。 Next, the operation of the TE type holding current adjusting circuit 23c will be described.
When the square wave-shaped output voltage generated by the square wave generation circuit 23b rises or falls, the base voltage of the transistor 53 rises or falls due to the time constant of the combination of the capacitor 57 and the resistors 59 to 62. Here, the diode 56 is a diode for preventing backflow.
A voltage waveform deformed from the rectangular wave-shaped output voltage waveform by the time constants of the plurality of resistors 59 to 62 and the capacitor 57 is input as the base voltage of the transistor 53. Here, the resistor 61 is a current limiting resistor, and the resistor 62 is a resistance for preventing malfunction.

トランジスタ５３のコレクタ電圧は、抵抗６３と抵抗６４の定数比、電源５５の電圧およびトランジスタ５３の動作状態により決定される。トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）が高いほど、トランジスタ５３のコレクタ電圧が下がり、それによりトランジスタ５４のベース電流が減少する。逆に、トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）が低いほど、トランジスタ５３のコレクタ電圧が上り、トランジスタ５４のベース電流が増加する。 The collector voltage of the transistor 53 is determined by the constant ratio of the resistance 63 and the resistance 64, the voltage of the power supply 55, and the operating state of the transistor 53. The higher the base voltage (Vbe) of the transistor 53, the lower the collector voltage of the transistor 53, thereby reducing the base current of the transistor 54. On the contrary, as the base voltage (Vbe) of the transistor 53 is lower, the collector voltage of the transistor 53 rises and the base current of the transistor 54 increases.

トランジスタ５４のコレクタ電流は、トランジスタ５４のベース電流とほぼ比例するため、トランジスタ５４のコレクタ電流は、トランジスタ５３のベース電圧（Ｖｂｅ）に反比例して流れる。
すなわち、矩形波がＨＩＧＨ（ハイレベル）の期間は、トランジスタ５４がオフし、トランジスタ５４のコレクタ電流が流れない。一方で、矩形波がＬＯＷ（ローレベル）の期間は、トランジスタ５４がオンし、トライアック２１ａにより交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれてトランジスタ５４のコレクタ電流が増加する。トランジスタ５４のコレクタ電流は調光器２１のＴＥ型方式の保持電流である。
図３の上から３～５番目に、それらの波形の関係を示す。 Since the collector current of the transistor 54 is substantially proportional to the base current of the transistor 54, the collector current of the transistor 54 flows in inverse proportion to the base voltage (Vbe) of the transistor 53.
That is, during the period when the rectangular wave is HIGH (high level), the transistor 54 is turned off and the collector current of the transistor 54 does not flow. On the other hand, during the period when the rectangular wave is LOW (low level), the collector current of the transistor 54 increases as the phase angle at which the transistor 54 is turned on and the AC input is cut off by the triac 21a increases. The collector current of the transistor 54 is the holding current of the TE type system of the dimmer 21.
The relationship between these waveforms is shown in the third to fifth positions from the top of FIG.

ここで、トランジスタ５４のコレクタ電流の増加の割合は、複数の抵抗５９～６２とコンデンサ５７の時定数により決定される。また、保持電流調整回路２３ｃの抵抗６３および６４の定数比を調整することで、トランジスタ５３のベース電圧とトランジスタ５４のベース電流の比を任意に設定することができる。 Here, the rate of increase in the collector current of the transistor 54 is determined by the time constants of the plurality of resistors 59 to 62 and the capacitor 57. Further, by adjusting the constant ratio of the resistances 63 and 64 of the holding current adjusting circuit 23c, the ratio of the base voltage of the transistor 53 to the base current of the transistor 54 can be arbitrarily set.

なお、トランジスタ５４のコレクタは、保持電流回路２３ａのスイッチング素子５０のソースと接続されているが、整流回路２２の整流後電圧のプラス側に直接接続することもできる。 Although the collector of the transistor 54 is connected to the source of the switching element 50 of the holding current circuit 23a, it can also be directly connected to the positive side of the rectified voltage of the rectifier circuit 22.

図４は、本発明の保持電流制御部２３をＴＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル電流波形である。横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。
上から順に、整流後電圧、抵抗６７に流れるＬＥ型方式の保持電流（ＩＲ２０）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）およびトータル保持電流である。 FIG. 4 is a total current waveform when the holding current control unit 23 of the present invention is applied to a TE type dimmer. The horizontal axis is time, and the vertical axis is voltage value or current value.
From top to bottom, the voltage after rectification, the holding current ( IR20 ) of the LE type method flowing through the resistance 67, the collector current (Q4Ic) of the transistor 54, and the total holding current.

なお、ＴＥ型方式の調光器にも関わらず、本発明の保持電流制御部２３にＬＥ型方式の保持電流が流れるのは、保持電流制御部２３がいずれの制御方式にも対応できる回路構成となっているためである。よって、トータル保持電流は、両方式の保持電流、すなわち、図４に示す抵抗６７に流れるＬＥ型方式の保持電流（ＩＲ２０）とトランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）の合計値がトータル保持電流となる。 In spite of the TE type dimmer, the holding current of the LE type method flows through the holding current control unit 23 of the present invention because the holding current control unit 23 can correspond to any control method. This is because it is. Therefore, the total holding current is the total holding current of both types, that is, the total value of the holding current ( IR20 ) of the LE type method flowing through the resistor 67 shown in FIG. 4 and the collector current (Q4Ic) of the transistor 54. Become.

次に、ＬＥ型方式の保持電流について図５を参照して説明する。
図５は、本発明をＬＥ型方式の調光器に適用した場合のトータル保持電流波形である。図５の横軸は時間であり、縦軸は電圧値または電流値である。上から順に、整流後電圧波形、抵抗６７に流れる電流（ＩＲ２０、ＬＥ型方式の保持電流）、トランジスタ５４のコレクタ電流（Ｑ４Ｉｃ）およびトータル保持電流である。
図５に示すコンデンサ５８および抵抗６７によるＣＲ直列回路に流れる電流とトランジスタ５４のコレクタ電流のトータル保持電流により、ＬＥ型方式の調光器におけるトライアックのオン時に必要な保持電流を流すことができる。 Next, the holding current of the LE type method will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is a total holding current waveform when the present invention is applied to an LE type dimmer. The horizontal axis of FIG. 5 is time, and the vertical axis is a voltage value or a current value. From top to bottom, the voltage waveform after rectification, the current flowing through the resistor 67 ( IR20 , the holding current of the LE type method), the collector current of the transistor 54 (Q4Ic), and the total holding current.
The total holding current of the current flowing in the CR series circuit by the capacitor 58 and the resistor 67 shown in FIG. 5 and the collector current of the transistor 54 allows the holding current required when the triac is turned on in the LE type dimmer to flow.

図６は、ＴＥ型方式の保持電流による消費電力を説明する図である。横軸は時間、縦軸は電圧値、電流値および電力値を示す。図６は、ＴＥ型方式の位相角が大の場合の整流後電圧、その時の保持電流調整回路２３ｃのトータル保持電流、すなわちスイッチング素子５０（第１のスイッチング素子Ｑ１）を流れる電流を示す。よって、整流後電圧とトータル保持電流の積がスイッチング素子５０の消費電力となる。このときのシミュレーション結果では電力値は４７０ｍＷであった。 FIG. 6 is a diagram illustrating power consumption due to the holding current of the TE type method. The horizontal axis shows time, and the vertical axis shows voltage value, current value and power value. FIG. 6 shows the voltage after rectification when the phase angle of the TE type method is large, the total holding current of the holding current adjusting circuit 23c at that time, that is, the current flowing through the switching element 50 (first switching element Q1). Therefore, the product of the voltage after rectification and the total holding current is the power consumption of the switching element 50. In the simulation result at this time, the power value was 470 mW.

以上説明したように、本発明の保持電流制御部２３は、従来の回路では動作が不安定であったＴＥ型方式の調光器に適用して適切な保持電流を流すことができるため、調光器の動作が安定し、ＬＥＤのチラツキなどが解消する。本発明では、調光方式がいずれの方式であるか判定する必要がないため、その判定に要する回路などを設ける必要がない。 As described above, the holding current control unit 23 of the present invention can be applied to a TE type dimmer whose operation is unstable in a conventional circuit to allow an appropriate holding current to flow. The operation of the optical device is stable, and the flickering of the LED is eliminated. In the present invention, it is not necessary to determine which method the dimming method is, so it is not necessary to provide a circuit or the like required for the determination.

また、本発明はＴＥ型またはＬＥ型方式の保持電流に関するものであるが、ＴＥ型方式の場合は、任意の位相角でトライアックをオフさせる方式であり、この場合の保持電流はトライアックの誤動作を防止するためである。
一方、トライアックを任意の位相角でオフさせても、整流後の回路の負荷状態によって整流後の電圧波形が急峻に立ち下がらない場合がある。整流後の電圧波形によりトライアックのオン期間を判定し、そのオン期間にあわせ出力電圧を制御する場合、急峻に下がらず緩やかに電圧が立ち下がると、オン期間の判定がトライアックのオン時間より長くなってしまうことがある。 Further, the present invention relates to the holding current of the TE type or LE type method, but in the case of the TE type method, the triac is turned off at an arbitrary phase angle, and the holding current in this case causes a malfunction of the triac. This is to prevent it.
On the other hand, even if the triac is turned off at an arbitrary phase angle, the voltage waveform after rectification may not drop sharply depending on the load state of the circuit after rectification. When the on-period of the triac is determined from the voltage waveform after rectification and the output voltage is controlled according to the on-period, if the voltage does not decrease sharply but gradually decreases, the determination of the on-period becomes longer than the on-time of the triac. It may end up.

その場合、整流後の回路に蓄えられた電力を消費することで、整流後の出力電圧を急峻に立ち下げることになり、オン期間の誤判定を防止することができる。このとき、保持電流は一定ではなく、整流後の回路の負荷状態からトライアックの位相角にあわせ変化させることができる。 In that case, by consuming the electric power stored in the circuit after rectification, the output voltage after rectification is suddenly lowered, and it is possible to prevent erroneous determination of the on period. At this time, the holding current is not constant and can be changed according to the phase angle of the triac from the load state of the circuit after rectification.

なお、本発明の矩形波生成回路２３ｂは、図７で説明した従来の回路のようにスイッチング制御用ＩＣに矩形波を生成する機能があれば、そのＩＣの機能を使用してもよい。 The rectangular wave generation circuit 23b of the present invention may use the function of the IC if the switching control IC has a function of generating a rectangular wave as in the conventional circuit described with reference to FIG. 7.

１、１００・・・照明用電源装置、１０、１１０・・・交流電源、２１、１２１・・・調光器、２１ａ、１２１ａ・・・トライアック、２２、１２２・・・整流回路、２３・・・保持電流制御部、２３ａ・・・保持電流回路、２３ｂ・・・矩形波生成回路、２３ｃ・・・保持電流調整回路、２４、１２４・・平滑回路、２５、１２５・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０、１３０・・・ＬＥＤモジュール、５０・・・スイッチング素子（第１のスイッチング素子）、５３・・・トランジスタ（第２の電流制御素子）、５４・・・トランジスタ（第１の電流制御素子）、５８・・・コンデンサ（第１のコンデンサ）、６６・・・抵抗（第１の抵抗）、６７・・・抵抗（第２の抵抗）、７０・・・スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、１２３・・・保持電流回路。

1,100 ... Lighting power supply, 10,110 ... AC power supply, 21,121 ... Dimmer, 21a, 121a ... Triac, 22,122 ... Rectifier circuit, 23 ... -Holding current control unit, 23a ... Holding current circuit, 23b ... Rectangular wave generation circuit, 23c ... Holding current adjustment circuit, 24, 124 ... Smoothing circuit, 25, 125 ... DC / DC converter , 30, 130 ... LED module, 50 ... Switching element (first switching element), 53 ... Transistor (second current control element), 54 ... Transistor (first current control element) ), 58 ... Condenser (first capacitor), 66 ... Resistance (first resistance), 67 ... Resistance (second resistance), 70 ... Switching element (second switching element) ), 123 ... Holding current circuit.

Claims (5)

交流入力の任意の位相角で該交流入力を導通または遮断させるトライアックを有する位相制御方式の調光器と、
前記調光器により位相制御された交流入力電圧を整流する整流回路と、
前記トライアックの導通または遮断状態を維持させるための保持電流を流す保持電流制御部とを備えた照明用電源装置において、
前記保持電流制御部は、少なくとも互いに直列に接続された第１のスイッチング素子、第１の電流制御素子および第１の抵抗を含んで前記整流回路の出力側に接続して電流通路を形成し、前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記第１の電流制御素子に流れる電流を制御して前記保持電流を前記第１の抵抗を経由して流すように構成し、
前記トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて前記第１の電流制御素子に流れる電流を増加させるように構成し、
前記保持電流制御部は、前記第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子が前記整流回路の出力電圧に基づいてオン／オフ制御される保持電流回路と、
前記整流回路の出力電圧に基づいて矩形波状の出力波形を生成する矩形波生成回路と、
前記第１の電流制御素子を含み、前記矩形波生成回路の出力に基づき前記第１の電流制御素子に流れる電流を制御して前記保持電流を調整する保持電流調整回路で構成されたことを特徴とする照明用電源装置。 A phase control type dimmer having a triac that conducts or cuts off the AC input at an arbitrary phase angle of the AC input, and
A rectifier circuit that rectifies the AC input voltage whose phase is controlled by the dimmer, and
In a power supply device for lighting provided with a holding current control unit for passing a holding current for maintaining the continuity or interruption state of the triac.
The holding current control unit includes at least a first switching element, a first current control element, and a first resistor connected in series with each other and is connected to the output side of the rectifier circuit to form a current path. The first switching element is turned on, and the current flowing through the first current control element is controlled so that the holding current flows through the first resistor.
The current flowing through the first current control element is configured to increase as the phase angle at which the AC input is cut off by the triac increases.
The holding current control unit includes the first switching element, and the holding current circuit in which the first switching element is turned on / off based on the output voltage of the rectifier circuit.
A rectangular wave generation circuit that generates a rectangular wave-shaped output waveform based on the output voltage of the rectifier circuit, and a rectangular wave generation circuit.
It is characterized by being composed of a holding current adjusting circuit including the first current control element and controlling the current flowing through the first current control element based on the output of the rectangular wave generation circuit to adjust the holding current . Power supply device for lighting. 前記保持電流回路は、前記整流回路の出力電圧が第１の閾値を超えると前記第１のスイッチング素子がオンして、前記電流通路に前記保持電流を流し、前記整流回路の出力電圧が前記第１の閾値以下に低下すると前記第１のスイッチング素子がオフして、前記保持電流を流さないように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の照明用電源装置。 In the holding current circuit, when the output voltage of the rectifier circuit exceeds the first threshold value, the first switching element is turned on, the holding current is passed through the current passage, and the output voltage of the rectifier circuit is the first. The lighting power supply device according to claim 1 , wherein when the voltage drops below the threshold value of 1, the first switching element is turned off so that the holding current does not flow. 前記矩形波生成回路は、第２のスイッチング素子を含み、前記整流回路の出力電圧を検出し、該検出した電圧が第２の閾値を超えると前記第２のスイッチング素子をオフし、前記検出した電圧が前記第２の閾値以下に低下すると前記第２のスイッチング素子をオンして前記矩形波状の出力波形を生成するように構成されたことを特徴とする請求項１または２に記載の照明用電源装置。 The square wave generation circuit includes a second switching element, detects the output voltage of the rectifying circuit, and when the detected voltage exceeds the second threshold value, the second switching element is turned off and the detection is performed. The lighting according to claim 1 or 2 , wherein when the voltage drops below the second threshold value, the second switching element is turned on to generate the rectangular wave-shaped output waveform. Power supply. 前記保持電流調整回路は、前記矩形波状の出力波形のハイレベルの期間は、前記第１の電流制御素子をオフさせ、前記矩形波状の出力波形のローレベルの期間は、前記第１の電流制御素子をオンさせ、前記トライアックにより前記交流入力が遮断される位相角が大きくなるにつれて前記第１の電流制御素子に流れる電流を増加させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の照明用電源装置。 The holding current adjusting circuit turns off the first current control element during the high level period of the rectangular wavy output waveform, and the first current control during the low level period of the rectangular wavy output waveform. The invention according to any one of claims 1 to 3 , wherein the element is turned on and the current flowing through the first current control element is increased as the phase angle at which the AC input is cut off by the triac increases. Power supply for lighting. 前記保持電流調整回路は、第１のコンデンサと第２の抵抗を直列に接続し、前記第１のスイッチング素子に接続して前記電流通路とは別の他の電流通路を形成し、前記整流回路の出力電圧の立ち上がり時に、前記他の電流通路を介して前記保持電流が流れるようにしたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の照明用電源装置。 In the holding current adjusting circuit, a first capacitor and a second resistor are connected in series and connected to the first switching element to form another current path different from the current path, and the rectifying circuit The lighting power supply device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the holding current flows through the other current passage when the output voltage of the above rises.
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