JP6953113B2 - tool - Google Patents
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Description
本発明は、工具に関する。 The present invention relates to a tool.
一般的な電動工具においては、駆動源として、ＤＣブラシレスモータが広く使用されている。ＤＣブラシレスモータは、ステータとロータとを備えており、インバータ回路によるモータ駆動制御に基づいてステータの電流方向を変化させてロータを回転させることにより、ハンマやアンビル等の打撃機構を回転駆動している。 In general power tools, a DC brushless motor is widely used as a drive source. The DC brushless motor includes a stator and a rotor, and by rotating the rotor by changing the current direction of the stator based on the motor drive control by the inverter circuit, the striking mechanism such as a hammer or anvil is rotationally driven. There is.
インバータ回路は、上下３個ずつ配置されたスイッチング素子（以下、上側のスイッチング素子を上アームと呼び、下側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。）により構成されている。インバータ回路では、トリガの操作量に応じてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のオンの時間幅(デューティ)を周期的に変化させることにより、電池からの電力量を調整してＤＣブラスレスモータに供給している。また、ＰＷＭ制御では、上アームまたは下アームのみのスイッチング素子をチョッパ制御しており、チョッパ制御以外のスイッチング素子を常時オン制御している。 The inverter circuit is composed of three switching elements arranged on the upper and lower sides (hereinafter, the upper switching element is referred to as an upper arm and the lower switching element is referred to as a lower arm). In the inverter circuit, the amount of power from the battery is adjusted and supplied to the DC brassless motor by periodically changing the ON time width (duty) of PWM (Pulse Width Modulation) control according to the amount of operation of the trigger. doing. Further, in the PWM control, the switching element of only the upper arm or the lower arm is controlled by the chopper, and the switching element other than the chopper control is always on-controlled.
ところで、上述した電動工具を用いたねじ締め作業において、ねじが石膏ボード等の部材に着座した後に増し締め等を行う場合には、通常のねじ締め時よりも打撃負荷が大きくなる。そのため、ねじの損傷（ねじなめ）等の低減を図るために、上述したＰＷＭ制御においてＤＣブラシレスモータを低速駆動させる必要がある。例えば、特許文献１および２には、ＤＣブラシレスモータに供給するＰＷＭ信号のデューティー比を低下させることで、工具の出力を低下させる工具ことが記載されている。
By the way, in the screw tightening work using the electric tool described above, when the screw is seated on a member such as gypsum board and then retightened or the like, the impact load becomes larger than that at the time of normal screw tightening. Therefore, in order to reduce screw damage (screw tanning) and the like, it is necessary to drive the DC brushless motor at a low speed in the above-mentioned PWM control. For example,
しかしながら、特許文献１に記載の電動工具等では以下のような問題がある。すなわち、上述したようなＰＷＭ制御においてＤＣブラシレスモータを低速駆動すると、モータに取り付けられる冷却ファンの回転も低速となるのでＤＣブラシレスモータの冷却効率が下がってしまうという問題がある。また、各スイッチング素子のＰＷＭ制御のオフ期間に流れる還流電流が、ＰＷＭ制御を行っていないアーム側のスイッチング素子の寄生ダイオードに流れるため、スイッチング素子内の寄生ダイオード損失が大きくなり、その結果、工具の温度が上昇してしまうという問題がある。 However, the power tools and the like described in Patent Document 1 have the following problems. That is, when the DC brushless motor is driven at a low speed in the PWM control as described above, the rotation of the cooling fan attached to the motor also becomes low speed, so that there is a problem that the cooling efficiency of the DC brushless motor decreases. Further, the return current flowing during the off period of the PWM control of each switching element flows to the parasitic diode of the switching element on the arm side where the PWM control is not performed, so that the parasitic diode loss in the switching element becomes large, and as a result, the tool There is a problem that the temperature of the diode rises.
そこで、本発明は、ＤＣブラシレスモータを低速駆動した場合における温度上昇を緩和することが可能な工具を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a tool capable of alleviating a temperature rise when a DC brushless motor is driven at a low speed.
本発明に係る工具は、上記課題を解決するために、少なくとも第１の回転速度および当該第１の回転速度よりも遅い第２の回転速度で駆動するＤＣブラシレスモータと、前記ＤＣブラシレスモータの回転を回転打撃に変換する打撃機構と、電源の正極に接続されると共に前記ＤＣブラシレスモータの各相に接続される複数の第１のスイッチング素子と、前記電源の負極に接続されると共に前記ＤＣブラシレスモータの各相に接続される複数の第２のスイッチング素子とを有する駆動回路と、前記駆動回路の第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記ＤＣブラシレスモータを前記第２の回転速度で駆動する場合、前記ＤＣブラシレスモータの第１の相に接続される前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第２のスイッチング素子を相補ＰＷＭ制御し、前記第１の相とは異なる第２の相に接続される前記第２のスイッチング素子を常時オン制御する低速駆動用の制御を行い、前記ＤＣブラシレスモータの回転速度が前記第２の回転速度から前記第１の回転速度に切り替わった場合、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第２のスイッチング素子の相補ＰＷＭ制御を停止し、前記第２の相に接続される前記第２のスイッチング素子を常時オン制御する高速駆動用の制御を行うインパクトドライバであって、前記制御回路は、さらに前記ＤＣブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出回路を具備し、前記制御回路は、前記ロータ位置検出回路から出力される検出信号に基づいて前記打撃機構を駆動する前記ＤＣブラシレスモータの回転数を算出し、算出された前記ＤＣブラシレスモータの回転数が前記第２の回転速度であるとき前記低速駆動用の制御を行い、算出された前記ＤＣブラシレスモータの回転数が前記第１の回転速度であるとき前記高速駆動用の制御を行うものである。なお、本発明において、相補ＰＷＭ制御とは、ＰＷＭ制御におけるパルス波形の逆位相のパルス波形（反転波形）を出力することを意味している。
In order to solve the above problems, the tool according to the present invention includes a DC brushless motor driven at least at a first rotation speed and a second rotation speed slower than the first rotation speed, and rotation of the DC brushless motor. A striking mechanism that converts The control circuit includes a drive circuit having a plurality of second switching elements connected to each phase of the motor, and a control circuit for controlling the switching operation of the first and second switching elements of the drive circuit. , the DC when the brushless motor is driven at the second rotation speed, the said first switching element connected to the first phase of the DC brushless motor is PWM control, the first of said DC brushless motor Control for low-speed drive that complementarily controls the second switching element connected to the first phase and constantly turns on the second switching element connected to the second phase different from the first phase. When the rotation speed of the DC brushless motor is switched from the second rotation speed to the first rotation speed, the first switching element connected to the first phase of the DC brushless motor is used. PWM control is performed to stop the complementary PWM control of the second switching element connected to the first phase of the DC brushless motor, and the second switching element connected to the second phase is always on. An impact driver that controls for high-speed drive to be controlled , the control circuit further includes a rotor position detection circuit that detects the rotor position of the DC brushless motor, and the control circuit is derived from the rotor position detection circuit. based on the detection signal output by calculating the rotational speed of the DC brushless motor for driving the striking mechanism, of the DC brushless motor calculated speed for the low-speed driving when a second rotational speed Control is performed, and when the calculated rotation speed of the DC brushless motor is the first rotation speed, the control for high-speed driving is performed. In the present invention, the complementary PWM control means to output a pulse waveform (inverted waveform) having the opposite phase of the pulse waveform in the PWM control.
本発明によれば、ＤＣブラシレスモータを第２の回転速度により駆動する場合において第２のスイッチング素子を相補ＰＷＭ制御するので、ダイオードによる還流電流の損失を防止することができる。これにより、工具の温度上昇を抑制することができる。 According to the present invention, when the DC brushless motor is driven by the second rotation speed, the second switching element is complementarily PWM-controlled, so that the loss of the return current due to the diode can be prevented. As a result, the temperature rise of the tool can be suppressed.
以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。 Preferred embodiments of the present disclosure will be described in detail below with reference to the accompanying drawings.
［電動工具１０の構成例］
図１は本発明の一実施の形態に係る電動工具１０の平面構成の一例を示し、図２はその断面構成の一例を示している。なお、図１および図２において、紙面の左側を電動工具１０の前方とし、紙面の右側を電動工具１０の後方とする。
[Structure example of power tool 10]
FIG. 1 shows an example of a planar configuration of the
本発明に係る電動工具１０は、ＤＣブラシレスモータ（以下、モータ２０という）を駆動源とするインパクトドライバである。電動工具１０は、図１および図２に示すように、筒状の電動工具本体（ハウジング）１２と電動工具本体１２の下部から略鉛直方向に延びるグリップ１６とを備えている。電動工具本体１２の側面部には、モータ２０の回転を正回転または逆回転に切り替えるための正逆切替スイッチ６０が設けられている。
The
電動工具本体１２には、モータ２０と、冷却ファン２８と、減速機４０と、スピンドル４２と、ハンマ４４と、アンビル４６とがそれぞれ内蔵されている。モータ２０は、例えば１２０度通電駆動のＤＣブラシレスモータから構成され、電動工具本体１２の後部に組み付けられている。モータ２０は、ユーザーによるスイッチ３０の引き操作に基づいて回転する。
The power tool
冷却ファン２８は、モータ２０の後方であって、モータ２０の回転軸２０ａの同軸上に設けられている。冷却ファン２８は、モータ２０の回転に伴って回転し、電動工具本体１２の側面部に設けられた吸込口から外気を吸い込んでモータ２０を冷却し、吸い込んだ空気を電動工具本体１２の側面部に設けられた排気孔から外部に排出する。
The
減速機４０は、モータ２０の前方に設けられ、モータ２０の回転軸２０ａに接続されている。減速機４０は、遊星歯車機構を構成し、モータ２０の回転に伴って回転すると共にモータ２０の回転を減速させてスピンドル４２にモータ２０の動力を伝達する。
The
ハンマ４４は、スピンドル４２の回転を回転打撃力に変換し、変換した回転打撃力をアンビル４６に伝達する。具体的には、ねじ締め動作時（モータ２０の起動時）に後述する出力軸４６ａに設定以上の負荷トルク（ねじ締め抵抗）が付与されると、ハンマ４４が圧縮ばね４５を圧縮しながら後退することでアンビル４６とハンマ４４との回転方向の係合が一時的に解除され、その後、圧縮はね４５が復元する力でハンマ４４が前進してハンマ４４がアンビル４６を回転方向に打撃する。
The
アンビル４６は、電動工具本体１２の先端部に設けられ、図示しないドライバビット（先端工具）が装着可能な出力軸４６ａを有している。出力軸４６ａにドライバビットを取り付けた状態でモータ２０を回転駆動させると、モータ２０の駆動力によりドライバビットが回転すると共に打撃されるようになっている。
The
グリップ１６は、ユーザーが電動工具１０を把持するための部位である。グリップ１６の下部には、電池７０を着脱可能に取り付けることが可能な電池パック取付部１８が設けられている。図１および図２では、電池パック取付部１８に電池７０が取り付けられていない状態を示し、電池７０を破線で示す。電池７０は例えばリチウムイオン電池であり、電圧は１８Ｖである。電池７０には、残量ゲージが設けられており、電池残量が視認できるようになっている。
The
電池パック取付部１８のグリップ１６の前端から前方に張り出した部位の上面部には、操作パネル６２が設けられている。操作パネル６２には、打撃モードを切り替えるためのモード設定ボタンや打撃モード表示ＬＥＤ等が設けられている。
An
スイッチ３０は、グリップ１６の上部前方側であって、ユーザーがグリップ１６を把持したときに人差し指がかかる位置に配設されている。スイッチ３０は、モータ２０を起動および停止させると共に、モータ２０の回転速度を調整するための操作部として機能する。例えば、ユーザーがスイッチ３０を大きく（強く）引き操作するとモータ２０が高速で回転駆動し、ユーザーがスイッチ３０を小さく（弱く）引き操作するとモータ２０が低速で回転駆動する。
The
［電動工具１０の機能構成例］
図３は、本発明に係る電動工具１０の機能構成の一例を示すブロック図である。図３に示すように、電動工具１０は、モータ２０と、モータ駆動回路８０と、制御回路５０と、電流検出部９０と、スイッチ３０と、操作パネル６２とを備えている。
[Example of functional configuration of power tool 10]
FIG. 3 is a block diagram showing an example of the functional configuration of the
モータ２０は、ロータ２２と、ステータ２４と、３個のホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃとを有している。ロータ２２は、複数組のＮ極とＳ極を含む永久磁石から構成されている。本例では、４極の永久磁石を用いているが、これに限定されることはない。ステータ２４は、スター結線された３相の固定子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗから構成されている。ステータ２４は、スター結線ではなく、デルタ結線により構成しても良い。
The
ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、例えばステータ２４に取り付けられたセンサ基板に所定の間隔をあけて配設されている。ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、回転するロータ２２から発生する磁界を検出し、検出した磁界に応じたホール信号をロータ位置検出回路５６に出力する。
The
モータ駆動回路８０は、インバータ回路であって、電池７０からの直流を所定の電力量に調整してモータ２０に出力する。モータ駆動回路８０は、６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、例えばソース，ゲート，ドレインからなるｎ型のＭＯＳＦＥＴ(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)を用いることができる。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としては、例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を用いても良い。
The
スイッチング素子Ｑ１は、電池７０の正極に接続されると共にモータ２０のＵ相の端子２４ｕに接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、電池７０の正極に接続されると共にモータ２０のＶ相の端子２４ｖに接続されている。スイッチング素子Ｑ３は、電池７０の正極に接続されると共にモータ２０のＷ相の端子２４ｗに接続されている。スイッチング素子Ｑ４は、電池７０の負極に接続されると共にモータ２０のＵ相の端子２４ｕに接続されている。スイッチング素子Ｑ５は、電池７０の負極に接続されると共にモータ２０のＶ相の端子２４ｖに接続されている。スイッチング素子Ｑ６は、電池７０の負極に接続されると共にモータ２０のＷ相の端子２４ｗに接続されている。
The switching element Q1 is connected to the positive electrode of the
なお、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のそれぞれを上アームと呼び、スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のそれぞれを下アームと呼ぶ場合がある。 In the present embodiment, each of the switching elements Q1 to Q3 may be referred to as an upper arm, and each of the switching elements Q4 to Q6 may be referred to as a lower arm.
スイッチング素子Ｑ１には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ１が並列に形成される。スイッチング素子Ｑ２には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ２が並列に形成される。スイッチング素子Ｑ３には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ３が並列に形成される。スイッチング素子Ｑ４には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ４が並列に形成される。スイッチング素子Ｑ５には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ５が並列に形成される。スイッチング素子Ｑ６には、ソースからドレインに向けて順方向となる寄生ダイオードＤ６が並列に形成される。寄生ダイオードＤ１〜Ｄ６は、製造過程上で形成されるものであり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の駆動信号がオフとなる期間において還流電流が流れる。 A parasitic diode D1 in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel on the switching element Q1. A parasitic diode D2 in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel on the switching element Q2. A parasitic diode D3 in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel on the switching element Q3. In the switching element Q4, a parasitic diode D4 that is in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel. A parasitic diode D5 in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel on the switching element Q5. A parasitic diode D6 in the forward direction from the source to the drain is formed in parallel on the switching element Q6. The parasitic diodes D1 to D6 are formed in the manufacturing process, and a reflux current flows during the period when the drive signals of the switching elements Q1 to Q6 are turned off.
制御回路５０は、ロータ位置検出回路５６と、制御部５２と、ゲート信号出力回路５４とを有している。ロータ位置検出回路５６は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃから供給されるホール信号に基づいて、ロータ２２の回転位置（回転角度）を検出して制御部５２に出力する。
The
制御回路５０には、スイッチ３０が配線を介して接続されている。スイッチ３０は、ユーザーによるスイッチ３０の操作量に基づく操作信号（電圧信号）を生成して制御回路５０に出力する。ここで、スイッチ３０の操作量は、モータ２０の目標回転数に相当する。
A
制御部５２は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)５２ａと、ＲＯＭ(Read Only Memory)やＲＡＭ(Random Access Memory)等を含む記憶部５２ｂとを有している。ＣＰＵ５２ａは、入力されるロータ２２の回転位置やスイッチ３０の操作量に基づいて、記憶部５２ｂに格納されているプログラムやデータを読み出して実行することにより高速駆動（第１の回転速度）および低速駆動（第２の回転速度）が可能な打撃モードを実行する。本実施の形態において、高速駆動とはモータ２０の回転速度が例えば１００００ｒｐｍ〜２５０００ｒｐｍの範囲であり、低速駆動とはモータ２０の回転速度が例えば５００ｒｐｍ〜１００００ｒｐｍの範囲である。
The
また、制御部５２は、ロータ位置検出回路５６から出力されるロータ２２の回転位置に基づいて所定のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ６をオン／オフ制御するための各駆動信号を生成する。このとき、制御部５２は、スイッチ３０から入力される操作信号（操作量）に基づいてデューティー比を設定し、設定したデューティー比に基づいて駆動信号をＰＷＭ制御する。すなわち、制御部５２は、スイッチ３０の操作量に相当する目標回転数に応じて駆動信号のデューティー比を演算し、演算により得られた各駆動信号をゲート信号出力回路５４に出力する。なお、デューティー比は、駆動信号における１周期内のオンの時間とオフの時間の割合である。
Further, the
ゲート信号出力回路５４は、制御部５２に接続されると共に、対応する６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートのそれぞれに接続されている。ゲート信号出力回路５４は、例えばレベルシフト回路により構成され、制御部５２から供給される駆動信号（パルス信号）に基づいて６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各ゲートに駆動電圧を印加する。
The gate
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、後述するゲート信号出力回路５４から出力される駆動信号に基づいてスイッチング動作を行い、モータ駆動回路８０に印加される電池７０の直流電流を固定子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれに３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを供給する。
The switching elements Q1 to Q6 perform a switching operation based on the drive signal output from the gate
電流検出部９０は、電池７０とモータ駆動回路８０との間に接続された図示しない抵抗の電圧降下値を取得し、モータ２０に流れる電流を検出して電流値を制御部５２に供給する。制御部５２は、電流検出部９０により検出されたモータ２０の電流値からモータ２０の負荷トルクの変動を判断する。得られた負荷トルク情報は、例えば増し締めモードを実行する際などに用いられる。
The
操作パネル６２は、制御部５２に接続され、ユーザーによる打撃モードの切り替え操作を受け付け、切り替えられた打撃モードに応じた切替信号を制御部５２に供給する。例えば、ユーザーにより打撃モードが増し締めモードに切り替えられた場合には、増し締めモードに応じた切替信号が制御部５２に供給される。
The
［従来における低速駆動時の駆動波形および電流の流れ］
次に、従来の低速駆動時におけるモータ駆動回路８０の駆動波形および電流の流れについて説明する。図４は、従来におけるモータ２０の低速駆動時におけるモータ駆動回路８０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のタイミングチャートを示している。図５は、従来におけるモータ２０の低速駆動時に上アームのスイッチング素子をオンさせた場合のモータ駆動回路８０の電流の流れを示す図である。図５は、従来におけるモータ２０の低速駆動時に上アームのスイッチング素子をオフさせた場合のモータ駆動回路８０の電流の流れを示す図である。
[Conventional drive waveform and current flow during low-speed drive]
Next, the drive waveform and the current flow of the
図４に示すように、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が０〜６０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ５のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ１に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ５に常時オンとなる駆動信号を供給する。
As shown in FIG. 4, when the
図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンの場合、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに向かって流れる。
As shown in FIG. 5, when the switching element Q1 is on, the current supplied to the
これに対し、図６に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフの場合、ステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ４に流れる。その結果、ダイオード損失により、モータ駆動回路８０（電動工具１０）の温度が上昇してしまうという問題がある。
On the other hand, as shown in FIG. 6, when the switching element Q1 is off, the recirculation current flowing in the winding between the U phase and the V phase of the
この問題を解決するために、例えば、低損失のスイッチング素子Ｑ５を使用したり、スイッチング素子を並列駆動したりすることが考えられる。また、下アームのスイッチング素子Ｑ５のトレイン−ソース間に低ロスダイオードを追加したり、スイッチング素子Ｑ５にヒートシングを設けることで冷却効率を高めたりすること等も考えられる。しかしながら、これらの手段を採用した場合には、モータ駆動回路８０等が大型化してしまったり、コストアップに繋がってしまったりするというデメリットがある。そこで、本実施の形態では、電動工具１０の低速駆動時に以下のようなＰＷＭ制御を行う。
In order to solve this problem, for example, it is conceivable to use a low-loss switching element Q5 or to drive the switching elements in parallel. Further, it is also conceivable to add a low loss diode between the train and the source of the switching element Q5 of the lower arm, or to improve the cooling efficiency by providing heating in the switching element Q5. However, when these means are adopted, there is a demerit that the
［本発明の低速駆動時の駆動波形および電流の流れ］
次に、本発明の低速駆動時におけるモータ駆動回路８０の駆動波形および電流の流れについて説明する。図７は、モータ２０の低速駆動時におけるモータ駆動回路８０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のタイミングチャートを示している。図８は、モータ２０の低速駆動時に上アームのスイッチング素子をオンさせた場合におけるモータ駆動回路８０の電流の流れを示す図である。図９は、モータ２０の低速駆動時に上アームのスイッチング素子をオフさせた場合におけるモータ駆動回路８０の電流の流れを示す図である。
[Drive waveform and current flow during low-speed drive of the present invention]
Next, the drive waveform and the current flow of the
図７に示すように、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が０〜６０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
As shown in FIG. 7, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ１に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ４にスイッチング素子Ｑ１の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ５に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
図８に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンの場合、スイッチング素子Ｑ５はオンである。そのため、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに流れる。
As shown in FIG. 8, when the switching element Q1 is on, the switching element Q5 is on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ４を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ５は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, as shown in FIG. 9, when the switching element Q1 is switched from on to off, the switching element Q4 is turned on because the switching element Q4 is complementarily PWM-controlled. Further, the switching element Q5 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the U phase and the V phase of the
図７に戻り、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が６０〜１２０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
Returning to FIG. 7, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ１に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ４にスイッチング素子Ｑ１の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ６に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
スイッチング素子Ｑ１がオンの場合、スイッチング素子Ｑ６はオンである。そのため、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＵ相−Ｗ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ６のドレインからソースに流れる。
When the switching element Q1 is on, the switching element Q6 is on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ４を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ６は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にステータ２４のＵ相−Ｗ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ６のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, when the switching element Q1 is switched from on to off, the switching element Q4 is turned on because the switching element Q4 is subjected to complementary PWM control. Further, the switching element Q6 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the U phase and the W phase of the
続けて、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が１２０〜１８０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
Subsequently, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ２に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ５にスイッチング素子Ｑ２の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ６に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
スイッチング素子Ｑ２がオンの場合、スイッチング素子Ｑ６はオンである。そのため、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ２のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＶ相−Ｗ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ６のドレインからソースに向かって流れる。
When the switching element Q2 is on, the switching element Q6 is on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ５を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ５がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ６は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ２のオフ時にステータ２４のＶ相−Ｗ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ６のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, when the switching element Q2 is switched from on to off, the switching element Q5 is turned on because the switching element Q5 is subjected to complementary PWM control. Further, the switching element Q6 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the V phase and the W phase of the
続けて、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が１８０〜２４０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
Subsequently, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ２に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ５にスイッチング素子Ｑ２の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ４に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
スイッチング素子Ｑ２がオンの場合、スイッチング素子Ｑ４はオンである。そのため、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ２のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＶ相−Ｕ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４のドレインからソースに向かって流れる。
When the switching element Q2 is on, the switching element Q4 is on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ５を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ５がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ４は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ２のオフ時にステータ２４のＶ相−Ｕ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ４のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, when the switching element Q2 is switched from on to off, the switching element Q5 is turned on because the switching element Q5 is subjected to complementary PWM control. Further, the switching element Q4 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the V phase and the U phase of the
続けて、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が２４０〜３００度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
Subsequently, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ３に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ６にスイッチング素子Ｑ３の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ４に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
スイッチング素子Ｑ３がオンの場合には、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる。そのため、モータ２０に供給する電流は、スイッチング素子Ｑ３のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＷ相−Ｕ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４のドレインからソースに向かって流れる。
When the switching element Q3 is on, the switching element Q4 is turned on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、スイッチング素子Ｑ３がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ６を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ４は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ３のオフ時にステータ２４のＷ相−Ｕ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ４のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ６のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, when the switching element Q3 is switched from on to off, the switching element Q6 is turned on because the switching element Q6 is subjected to complementary PWM control. Further, the switching element Q4 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the W phase and the U phase of the
続けて、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が３００〜３６０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。
Subsequently, when the
具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ３に低速駆動に対応したデューティー比が１０〜３０％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ６にスイッチング素子Ｑ３の駆動信号とはオンとオフが反転したパルス列（相補ＰＷＭ）の駆動信号を供給する。また、制御部５２は、下アームのスイッチング素子Ｑ５に常時オンとなる駆動信号を供給する。
Specifically, the
スイッチング素子Ｑ３がオンの場合、スイッチング素子Ｑ５はオンである。そのため、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ３のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＷ相−Ｖ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに向かって流れる。
When the switching element Q3 is on, the switching element Q5 is on. Therefore, the current supplied to the
これに対し、スイッチング素子Ｑ３がオンからオフに切り替えると、スイッチング素子Ｑ６を相補ＰＷＭ制御しているため、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる。また、スイッチング素子Ｑ５は常時オンである。これにより、スイッチング素子Ｑ３のオフ時にステータ２４のＷ相−Ｖ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ６のソースからドレインに向かって流れる。
On the other hand, when the switching element Q3 is switched from on to off, the switching element Q6 is turned on because the switching element Q6 is subjected to complementary PWM control. Further, the switching element Q5 is always on. As a result, the reflux current flowing in the winding between the W phase and the V phase of the
このように、電動工具１０の低速駆動時には、下アームのスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６を相補ＰＷＭ制御するので、上アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のオフ時における還流電流を、寄生ダイオードＤ４〜Ｄ６ではなく、スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６に流すことができる。これにより、ダイオード損失を回避することができる。
In this way, when the
［高速駆動時の駆動波形および電流の流れ］
次に、本発明の高速駆動時におけるモータ駆動回路８０の駆動波形および電流の流れについて説明する。図１０は、モータ２０の高速駆動時におけるモータ駆動回路８０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のタイミングチャートを示している。モータ２０の高速駆動時に上アッパーのスイッチング素子をオンおよびオフさせた場合におけるモータ駆動回路８０の電流の流れは図５および図６と同様であるため、図は省略する。
[Drive waveform and current flow during high-speed drive]
Next, the drive waveform and the current flow of the
図１０に示すように、制御部５２は、ホールセンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃからロータ２２の回転角度が０〜６０度を示すホール信号を取得すると、ゲート信号出力回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ５のゲートのそれぞれに所定の駆動信号を出力する。具体的には、制御部５２は、上アームのスイッチング素子Ｑ１に高速駆動に対応したデューティー比が３０〜１００％のパルス列の駆動信号を供給し、下アームのスイッチング素子Ｑ５に常時オンとなる駆動信号を供給する。つまり、モータ２０の回転速度が低速駆動から高速駆動に切り替わると、下アームのスイッチング素子Ｑ４に対する相補ＰＷＭ制御を停止する。
As shown in FIG. 10, when the
図５に示したように、スイッチング素子Ｑ１がオンの場合、モータ２０に供給される電流は、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れた後、ステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れ、その後、スイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに向かって流れる。
As shown in FIG. 5, when the switching element Q1 is on, the current supplied to the
これに対し、図６に示したように、スイッチング素子Ｑ１がオフの場合、ステータ２４のＵ相−Ｖ相間の巻線に流れる還流電流は、下アームのスイッチング素子Ｑ５のドレインからソースに流れ、その後、スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ４に流れる。しかし、高速駆動時では、駆動信号のオフ時間が短く、還流電流が寄生ダイオードＤ４を通過する時間が僅かであるため、発熱も問題はない。また、高速駆動時は、相補ＰＭＷよりもチョッパ損失が少ない従来のＰＷＭ制御を実施するので、インバータ損失を小さくすることができる。なお、その他のロータ２２の回転角度時のＰＷＭ制御については、従来のＰＷＭ制御と同様であるため、詳細な説明を省略する。
On the other hand, as shown in FIG. 6, when the switching element Q1 is off, the return current flowing in the winding between the U phase and the V phase of the
［電動工具１０の動作例］
図１１は、所定の打撃モードを実行する場合における電動工具１０の動作の一例を示すフローチャートである。制御部５２のＣＰＵ５２ａは、記憶部５２ｂから読み出したブログラムやデータを実行することにより、図１１に示すフローチャートに示す処理を実現する。なお、以下では、低速駆動および高速駆動でねじ締め作業を行うことが可能な打撃モードが選択されているものとし、ユーザーによるスイッチ３０の引き操作量が電動工具１０の低速回転に対応しているものとする。
[Operation example of power tool 10]
FIG. 11 is a flowchart showing an example of the operation of the
図１１に示すように、ステップＳ１００において、制御部５２は、モータ２０が低速駆動であると判断した場合、上アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうち何れか一つをＰＷＭ制御する。また、下アームのスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のうちＰＷＭ制御するスイッチング素子と同相（第１の相）のスイッチング素子を相補ＰＷＭ制御し、これとは異なる相（第２の相）のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６を常時オン制御する（図７〜図９参照）。ステップＳ１００が終了したら、ステップＳ１１０に進む。
As shown in FIG. 11, in step S100, when the
ステップＳ１１０において、制御部５２は、電動工具１０の使用に伴い、ロータ位置検出回路５６から出力されるロータ２２の回転位置に基づいてモータ２０の回転数を算出し、算出により得られたモータ２０の回転数が予め設定された切替回転数以上となったか否かを判断する。
In step S110, the
ここで、切替回転数とは、モータ２０が高速駆動であるかまたは低速駆動であるかを判断する際に用いる閾値である。具体的には、モータ２０の回転数が切替回転数以上である場合にはモータ２０が高速駆動であると判断され、モータ２０の回転数が切替回転数未満である場合にはモータ２０が低速駆動であると判断される。この切替回転数は、操作パネル６２で任意の値を設定できるようにしても良いし、出荷前に設定するようにしても良い。本例において、切替回転数は、例えば１００００ｒｐｍである。
Here, the switching rotation speed is a threshold value used when determining whether the
制御部５２は、モータ２０の回転数が予め設定された切替回転数以上であると判断した場合、モータ２０が低速駆動から高速駆動に切り替わったと判断してステップＳ１２０に進む。一方、制御部５２は、モータ２０の回転数が予め設定された切替回転数未満である場合、モータ２０の回転数が低速駆動の状態であると判断し、低速駆動用のＰＷＭ制御と相補ＰＷＭ制御とを組み合わせた制御を継続して実行する。
When the
ステップＳ１２０において、制御部５２は、モータ２０が高速駆動に切り替わったと判断した場合、上アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうち何れか一つのスイッチング素子のみをＰＷＭ制御するか（図１０参照）、下アームのスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のうち何れか一つのスイッチング素子のみをＰＷＭ制御するか、または、上アームおよび下アームの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の両方をＰＷＭ制御する。ステップＳ１２０が終了したら、ステップＳ１３０に進む。
In step S120, when the
ステップＳ１３０において、制御部５２は、ロータ位置検出回路５６から出力されるロータ２２の回転位置に基づいてモータ２０の回転数を算出し、算出により得られたモータ２０の回転数が予め設定された切替回転数未満となったか否かを判断する。切替回転数は、例えばステップＳ１２０と同様の値を用いることができる。
In step S130, the
制御部５２は、モータ２０の回転数が予め設定された切替回転数未満であると判断した場合、モータ２０が高速駆動から低速駆動に切り替わったと判断してステップＳ１００に戻り、ＰＷＭ制御と相補ＰＷＭ制御とを組み合わせた制御を実行する。一方、制御部５２は、モータ２０の回転数が予め設定された切替回転数以上であると判断した場合、モータ２０の回転数が高速駆動のままであると判断し、高速駆動用のＰＷＭ制御を継続して実行する。本例では、このような処理を繰り返し実行する。
When the
以上説明したように、本実施の形態によれば、電動工具１０（モータ２０）の低速駆動時に、上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に下アームのスイッチング素子を相補ＰＷＭ制御するので、ダイオード損失よりも数倍小さいスイッチング素子の損失とすることができる。これにより、還流電流により発生するダイオード損失を防止させることができ、その結果、電動工具１０の低速駆動時においても、温度上昇を効果的に緩和することができる。
As described above, according to the present embodiment, when the power tool 10 (motor 20) is driven at low speed, the switching element of the upper arm is PWM-controlled and the switching element of the lower arm is complementarily PWM-controlled, so that the diode loss The loss of the switching element can be several times smaller than that of the switching element. As a result, the diode loss generated by the reflux current can be prevented, and as a result, the temperature rise can be effectively alleviated even when the
また、本実施の形態によれば、電動工具１０の低速駆動において、上アーム主体のＰＷＭ制御を行うことにより、上アームｎチャンネルＦＥＴ駆動用のブート用コンデンサの静電容量を減らすことができる。これにより、回路実装面積の削減を図ることができる。
Further, according to the present embodiment, the capacitance of the boot capacitor for driving the upper arm n-channel FET can be reduced by performing PWM control mainly on the upper arm in the low-speed driving of the
また、本実施の形態によれば、電動工具１０の低速駆動中は上アーム主体のＰＷＭ制御を行い、高速駆動中は上下アームでのＰＷＭ制御を行うことで、チョッパ損失の均一化を図ることができ、モータ駆動回路８０の冷却効率を向上させることができる。
Further, according to the present embodiment, the PWM control of the upper arm is performed during the low speed drive of the
なお、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は、上述した実施の形態に記載の範囲には限定されることはない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上述した実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能である。例えば、本発明は、上述した電動工具１０だけでなく、打撃工具以外の回転工具に対しても好適に適用することができる。
Although the present invention has been described using the embodiments, the technical scope of the present invention is not limited to the scope described in the above-described embodiments. Various changes or improvements can be made to the above-described embodiments without departing from the spirit of the present invention. For example, the present invention can be suitably applied not only to the above-mentioned
また、本明細書において示した装置やプログラムにおける動作およびステップ等の各処理の実行順序は、前の処理の出力を後の処理で用いない限り、任意の順序で実現可能である。 Further, the execution order of each process such as the operation and the step in the device or program shown in the present specification can be realized in any order as long as the output of the previous process is not used in the subsequent process.
１０ 電動工具
２０ ＤＣブラシレスモータ
２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ 端子
５０ 制御回路
７０ 電池
８０ モータ駆動回路（駆動回路）
スイッチング素子Ｑ１，Ｏ２，Ｑ３ 第１のスイッチング素子
スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ 第２のスイッチング素子
10
Switching elements Q1, O2, Q3 First switching element Switching element Q4, Q5, Q6 Second switching element
Claims (1)
前記ＤＣブラシレスモータの回転を回転打撃に変換する打撃機構と、
電源の正極に接続されると共に前記ＤＣブラシレスモータの各相に接続される複数の第１のスイッチング素子と、前記電源の負極に接続されると共に前記ＤＣブラシレスモータの各相に接続される複数の第２のスイッチング素子とを有する駆動回路と、
前記駆動回路の第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記ＤＣブラシレスモータを前記第２の回転速度で駆動する場合、前記ＤＣブラシレスモータの第１の相に接続される前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第２のスイッチング素子を相補ＰＷＭ制御し、前記第１の相とは異なる第２の相に接続される前記第２のスイッチング素子を常時オン制御する低速駆動用の制御を行い、
前記ＤＣブラシレスモータの回転速度が前記第２の回転速度から前記第１の回転速度に切り替わった場合、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第１のスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記ＤＣブラシレスモータの前記第１の相に接続される前記第２のスイッチング素子の相補ＰＷＭ制御を停止し、前記第２の相に接続される前記第２のスイッチング素子を常時オン制御する高速駆動用の制御を行うインパクトドライバであって、
前記制御回路は、さらに前記ＤＣブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出回路を具備し、
前記制御回路は、前記ロータ位置検出回路から出力される検出信号に基づいて前記打撃機構を駆動する前記ＤＣブラシレスモータの回転数を算出し、
算出された前記ＤＣブラシレスモータの回転数が前記第２の回転速度であるとき前記低速駆動用の制御を行い、算出された前記ＤＣブラシレスモータの回転数が前記第１の回転速度であるとき前記高速駆動用の制御を行う
ことを特徴とする工具。 A DC brushless motor driven at at least a first rotational speed and a second rotational speed slower than the first rotational speed.
A striking mechanism that converts the rotation of the DC brushless motor into a rotary striking
A plurality of first switching elements connected to the positive electrode of the power supply and connected to each phase of the DC brushless motor, and a plurality of first switching elements connected to the negative electrode of the power supply and connected to each phase of the DC brushless motor. A drive circuit having a second switching element and
A control circuit for controlling the switching operation of the first and second switching elements of the drive circuit is provided.
When the DC brushless motor is driven at the second rotation speed, the control circuit PWM-controls the first switching element connected to the first phase of the DC brushless motor to control the DC brushless motor. the first of the second connected to the phases of the complementary PWM control the switching elements, low-speed driving for always-on controlling the second switching element connected to a different second phase from the first phase Control for
When the rotation speed of the DC brushless motor is switched from the second rotation speed to the first rotation speed, the first switching element connected to the first phase of the DC brushless motor is PWM-controlled. , The complementary PWM control of the second switching element connected to the first phase of the DC brushless motor is stopped, and the second switching element connected to the second phase is always on-controlled at high speed. An impact driver that controls the drive
The control circuit further includes a rotor position detecting circuit for detecting the rotor position of the DC brushless motor.
Wherein the control circuit calculates a rotation speed of the DC brushless motor for driving the striking mechanism on the basis of a detection signal outputted from the rotor position detection circuit,
When the calculated rotation speed of the DC brushless motor is the second rotation speed, the control for the low speed drive is performed, and when the calculated rotation speed of the DC brushless motor is the first rotation speed, the control is performed. A tool characterized by controlling for high-speed drive.
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| C22 | Notice of designation (change) of administrative judge |
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| C13 | Notice of reasons for refusal |
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| A521 | Written amendment |
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| C23 | Notice of termination of proceedings |
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| C03 | Trial/appeal decision taken |
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| C30A | Notification sent |
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