JP6871127B2 - RFID tag reader / writer device, receiving method and program of RFID tag reader / writer device - Google Patents
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Description
本発明は、無線周波数識別(Radio Frequency Identification:以下、「RFID」と称する)タグリーダライタ装置、RFIDタグリーダライタ装置の受信方法およびプログラムに係わる。 The present invention relates to a radio frequency identification (hereinafter referred to as "RFID") tag reader / writer device, a receiving method and a program of the RFID tag reader / writer device.
従来、RFIDタグリーダライタ装置がRFIDタグから送信される応答信号を受信する場合は、90°の位相差を持ったI相とQ相の直交波形によるIQ直交復調を行っている。(以下、I相キャリア伝送系を「Iチャネル(I-ch)」と称する。また、Q相キャリア伝送系を「Qチャネル(Q-ch)」と称する)。 Conventionally, when an RFID tag reader / writer device receives a response signal transmitted from an RFID tag, IQ orthogonal demodulation is performed by using orthogonal waveforms of I phase and Q phase having a phase difference of 90 °. (Hereinafter, the I-phase carrier transmission system is referred to as "I channel (I-ch)", and the Q-phase carrier transmission system is referred to as "Q channel (Q-ch)").
直交復調を行うために、RFIDタグリーダライタ装置は、局発部から出力された発振周波数の局発信号に基づいて、90°ハイブリッドにより90°位相がずれた局発信号をI,Q-ch用にそれぞれ生成する。アンテナを通じて受信した応答信号が、分配器によりそれぞれI,Q-ch用に分配される。そして、I-ch用のミキサと、Q-ch用のミキサは、I,Q-ch用にそれぞれ分配された応答信号に対し、I,Q-ch用に生成された局発信号をそれぞれ掛け合わせて、各応答信号をベースバンド帯域にダウンコンバートする。I-ch用受信ベースバンド処理回路、Q-ch用受信ベースバンド処理回路は、I-ch用のミキサ、Q-ch用のミキサでそれぞれダウンコンバートされた応答信号を増幅し、I,Q-ch用のベースバンド信号に変換する。 In order to perform orthogonal demodulation, the RFID tag reader / writer device uses a 90 ° hybrid to shift the phase of the local oscillator signal by 90 ° based on the local oscillator signal of the oscillation frequency output from the local oscillator for I and Q-ch. Generate each. The response signal received through the antenna is distributed by the distributor for I and Q-ch, respectively. Then, the mixer for I-ch and the mixer for Q-ch multiply the response signals distributed for I and Q-ch by the local signals generated for I and Q-ch, respectively. At the same time, each response signal is down-converted to the baseband band. The reception baseband processing circuit for I-ch and the reception baseband processing circuit for Q-ch amplify the response signals down-converted by the mixer for I-ch and the mixer for Q-ch, respectively, and I, Q- Convert to baseband signal for ch.
そして、I-ch用A/Dコンバータ(Analog-to-digital converter:以下、「ADC」と称する。)と、Q-ch用ADCは、I,Q-ch用にそれぞれ設けられた受信ベースバンド処理回路で信号処理されたアナログのベースバンド信号をそれぞれI,Q-ch用のデジタル信号に変換し、CPUに送出する。 The I-ch A / D converter (Analog-to-digital converter: hereinafter referred to as "ADC") and the Q-ch ADC are reception base bands provided for I and Q-ch, respectively. The analog baseband signal signal-processed by the processing circuit is converted into digital signals for I and Q-ch, respectively, and sent to the CPU.
このように、I-ch、Q-chに分離して出力する同期検波方式を採用することにより、アンテナとRFIDタグ間の距離等により位相が変わった場合であっても、アンテナにより受信されるRFIDタグからの応答信号を安定して受信することができる。位相変更回路に90°ハイブリッドカプラを備えることで、受信信号の位相を90°変更させて受信ミキサへ入力させると共に、受信信号の位相を変更させずに受信ミキサへ入力させる無線タグ通信装置の技術として、例えば、特許文献1の技術が開示されている。 By adopting the synchronous detection method that outputs separately to I-ch and Q-ch in this way, even if the phase changes due to the distance between the antenna and the RFID tag, the signal is received by the antenna. The response signal from the RFID tag can be stably received. By providing a 90 ° hybrid coupler in the phase change circuit, the technology of the wireless tag communication device that changes the phase of the received signal by 90 ° and inputs it to the receiving mixer, and at the same time, inputs it to the receiving mixer without changing the phase of the received signal. For example, the technique of Patent Document 1 is disclosed.
直交復調により受信を行う場合には、I-ch用と、Q-ch用の2系統分の部品がそれぞれ必要となるため、回路規模が大きくなるとともに、コストが大きくなっていた。また、RFIDタグから送信される応答信号は微弱であるため、RFIDタグリーダライタ装置は、応答信号を数十dBに増幅する必要がある。増幅された結果、I-ch応答信号と、Q-ch応答信号との間で、オフセットの違いが大きく生じることとなり、復調ミスが生じるおそれがある。 When receiving by orthogonal demodulation, parts for two systems, one for I-ch and the other for Q-ch, are required, so that the circuit scale is increased and the cost is increased. Further, since the response signal transmitted from the RFID tag is weak, the RFID tag reader / writer device needs to amplify the response signal to several tens of dB. As a result of the amplification, a large difference in offset occurs between the I-ch response signal and the Q-ch response signal, which may cause a demodulation error.
本発明の1つの側面に係わる目的は、回路規模の簡素化および復調精度の向上を実現できるRFIDタグリーダライタ装置を提供することである。 An object of one aspect of the present invention is to provide an RFID tag reader / writer device capable of simplifying the circuit scale and improving the demodulation accuracy.
本発明の1つの態様のRFIDタグリーダライタ装置は、RFIDタグから送信される応答信号を受信するRFIDタグリーダライタ装置であって、所定の発振周波数の局発信号を出力する局発部と、前記局発部から出力される局発信号の位相を任意の位相制御量変更する移相器と、前記応答信号に対して前記移相器により位相が変更された局発信号を掛け合わせてダウンコンバートする受信ミキサと、前記移相器の位相制御量を制御して、前記受信ミキサによりダウンコンバートされた出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する制御部と、を備え、前記制御部は、前記移相器の位相制御量を1/2波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、又は、前記移相器の位相制御量を1/4波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、前記制御部は、前記局発信号の位相制御量を、段階的に連続して増加し、前記位相制御量を増加前の第1の出力信号の振幅と、前記位相制御量を増加後の第2の出力信号の振幅と、の差分が減少、もしくは増加に転じる変曲点に基づいて、前記出力信号が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する。 The RFID tag reader / writer device according to one aspect of the present invention is an RFID tag reader / writer device that receives a response signal transmitted from an RFID tag, and includes a local station that outputs a local signal of a predetermined oscillation frequency, and the station. A phase shifter that changes the phase of the local signal output from the generator by an arbitrary phase control amount and a local signal whose phase has been changed by the phase shifter are multiplied by the response signal to down-convert. a receiving mixer, said by controlling the phase control amount of the phase shifter, and a control unit for searching the phase control amount on the basis of the amplitude output signal down-converted becomes maximum by the receiving mixer, said The control unit controls the phase control amount of the phase shifter to sweep up to 1/2 wavelength, and searches for the phase control amount based on the amplitude at which the square of the output signal is maximized, or said. The phase control amount of the phase shifter is controlled to sweep up to 1/4 wavelength, and the phase control amount is searched based on the amplitude at which the square of the output signal is the maximum or the minimum. The phase control amount of the local signal is continuously increased stepwise, and the amplitude of the first output signal before the phase control amount is increased and the second output signal after the phase control amount is increased. reduced amplitude and, of the difference, or based on the inflection point changes to increase, the output signal you search the phase control amount on the basis of the amplitude becomes maximum or minimum.
上述の態様によれば、回路規模の簡素化および復調精度の向上を実現できるRFIDタグリーダライタ装置を提供することができる。 According to the above-described aspect, it is possible to provide an RFID tag reader / writer device capable of simplifying the circuit scale and improving the demodulation accuracy.
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態のRFIDタグリーダライタシステム1の一例を示す図である。RFIDタグリーダライタシステム1は、RFIDタグリーダライタ装置10と、複数の物品90に貼付された複数のRFIDタグ91により構成されている。第1の実施形態においては、物品90に貼付されたRFIDタグ91は、ベルトコンベア100上を搬送方向(図1の右方)に搬送されている。
(First Embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing an example of the RFID tag reader / writer system 1 of the first embodiment. The RFID tag reader / writer system 1 is composed of an RFID tag reader /
RFIDタグ91は、識別・管理の対象の物品90に貼付される識別タグであり、アンテナ91aを含んでいる。アンテナ91aは、RFIDタグリーダライタ装置10から送信される送信信号の周波数に整合するように形成され、例えば、アルミ箔によるアンテナパターンで作られた、ダイポールアンテナ等である。RFIDタグ91は、RFIDタグリーダライタ装置10から送信される送信信号を受け、バックスキャッタ方式にてRFIDタグリーダライタ装置10へ応答信号を返送する。そして、RFIDタグリーダライタ装置10は、RFIDタグ91からの応答信号を受信し、復調することで、RFIDタグ91との間で情報の通信が行われる。第1の実施形態に係るRFIDタグリーダライタ装置10は、例えば、PC(Personal Computer)200からの指示に基づいて、RFIDタグ91の読取動作等を行う。
The
図2は、図1中のRFIDタグリーダライタ装置10の例を示す回路図である。
RFIDタグリーダライタ装置10は、全体を制御するCPU(Central Processing Unit)(制御部)20と、送信回路30と、局発部40と、カップラ50と、アンテナ60と、受信回路70と、記憶部80と、を有している。
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the RFID tag reader /
The RFID tag reader /
RFIDタグリーダライタ装置10は、PC200から読取コマンド発行の指示を受けると、CPU20がそのコマンドを解析し、送信回路30に読取コマンド発行の指令である送信信号を出力する。
When the RFID tag reader /
局発部40は、所定の発振周波数の局発信号を出力する。
送信回路30は、DAC(Digital to analog converter:デジタルアナログ変換回路)31と、送信ベースバンド処理回路32と、送信ミキサ33と、送信アンプ34と、を有する。
The
The
DAC31は、CPU20で生成されたデジタルの送信信号をアナログ信号に変換して送信ベースバンド処理回路32へ出力する。
The
送信ベースバンド処理回路32は、DAC31から出力された送信信号から不要な周波数成分の除去等の波形整形処理を行う。
The transmission
送信ミキサ33は、送信ベースバンド処理回路32によって波形整形された送信信号に対して局発部40から出力される局発信号を掛け合わせる。この結果、送信信号は局発部40から出力される局発信号の周波数にアップコンバートされる。
The
送信アンプ34は、アップコンバートされた送信信号を所定の送信電力に増幅してカップラ50へ出力する。
The
カップラ50は、送信アンプ34により増幅された高周波の送信信号をアンテナ60へ導き、アンテナ60を介して送信信号が出力される。このようにして、RFIDタグリーダライタ装置10からRFIDタグ91へ情報読み出しのための読取コマンド発行の指令である送信信号が発行される。
The
一方、RFIDタグリーダライタ装置10がRFIDタグ91から応答信号である反射波をアンテナ60に受けると、カップラ50は、アンテナ60から入力されるRFIDタグ91からの応答信号である反射波を、受信回路70へ導く。
On the other hand, when the RFID tag reader /
受信回路70は、移相器71と、受信ミキサ72と、受信ベースバンド処理回路73と、ADC74と、を有する。
The
移相器71は、局発部40から出力される局発信号の位相を任意の位相制御量θに変更する。具体的には、CPU20の制御に基づき、移相器71は、位相制御量θが指示されると、局発信号からの信号の移相をθ(0〜360°)に変更する。移相器71には、局発部40から出力される局発信号が供給され、受信ミキサ72には、局発部40からの局発信号を任意に移相した局発信号が供給される。
The phase shifter 71 changes the phase of the local oscillator signal output from the
受信ミキサ72は、カップラ50から導かれた応答信号に対して移相器71により位相が変更された局発信号を掛け合わせる。第1の実施形態においては、アンテナ60を介して受信される応答信号が受信ミキサ72に導かれるものとする。応答信号は局発部40から出力される局発信号の周波数に周波数変換され、ベースバンド帯域にダウンコンバートされる。応答信号に掛け合わせるのに使用される局発信号の周波数は、送信ミキサ33で送信信号を掛け合わせるのに使用される周波数と同じである。
The receiving
受信ベースバンド処理回路73は、受信ミキサ72から出力された応答信号から不要な周波数成分を除去等を行う。
The reception
ADC74は、受信ベースバンド処理回路73で処理されたアナログ信号の応答信号をデジタル信号に変換してCPU20へ出力する。この場合、CPU20は、デジタル信号に変換された応答信号の振幅が最大となるように移相器71の位相を制御する制御部として機能する。移相器71により位相を制御する詳細については後述する。そして、CPU20は、復号された応答信号のコマンドおよび制御メッセージに基づきRFIDタグリーダライタ装置10を制御する。またCPU20は、RFIDタグリーダライタ装置10のプログラムやアプリケーションプログラムを読み込み、読み込んだプログラムに従って処理を実行して、RFIDタグリーダライタ装置10全体を統括的に制御する。記憶部80は、CPU20による処理に必要な各種データ、CPU20に実行させるプログラム、アプリケーションプログラム等が格納される。
The
RFIDタグリーダライタ装置10から送信される応答信号は、既存の無線通信規格(例えば、ISO/IEC JTC1/SC31 )によって定められている。次に、既存の無線通信規格により定められているRFIDタグ91からの応答信号の構成について説明する。図3は、RFIDタグ91からの応答信号、移相器71の位相制御量、ADC74から出力の関係の例を示す図である。図3(a)は、RFIDタグ91からの応答信号の構成、図3(b)は、移相器71の位相制御量、図3(c)は、ADC74から出力されるRFIDタグ91の応答信号(以下、「ADC出力」と称する」をそれぞれ示している。
The response signal transmitted from the RFID tag reader /
第1の実施形態においては、図3(a)に示すように、RFIDタグ91からの応答信号は、読取コマンドおよび制御メッセージを含むタグ応答データ(tag response)T1と、タグ応答データT1の前に設けられたパイロットトーン(pilot tone)P1と、プリアンブル(preamble)P2と、を含む。従って、RFIDタグリーダライタ装置10は、RFIDタグ91からの応答信号を、パイロットトーン(pilot tone)P1、プリアンブル(preamble)P2、タグ応答データ(tag response)T1の順で受信する。
In the first embodiment, as shown in FIG. 3A, the response signal from the
パイロットトーンP1は、同期信号を生成するためのものである。具体的には、パイロットトーンP1には、論理“0”が配列されており、クロック再生回路におけるPLLロックのために用いられる。 The pilot tone P1 is for generating a synchronization signal. Specifically, logic "0" is arranged in the pilot tone P1 and is used for the PLL lock in the clock reproduction circuit.
プリアンブルP2は、フレーム同期のために設けられている。具体的には、プリアンブルP2は、パイロットトーンP1の最後尾、即ちタグ応答データT1の直前に設けられており、データのスタートビットの判別のために用いられる。RFIDタグリーダライタ装置10は、RFIDタグ91からの応答信号と同期を取り、タグ応答データT1を含む応答信号を復調する。
The preamble P2 is provided for frame synchronization. Specifically, the preamble P2 is provided at the end of the pilot tone P1, that is, immediately before the tag response data T1, and is used for determining the start bit of the data. The RFID tag reader /
送信回路30において生成される信号と、受信回路70においてダウンコンバートされる信号と、は同一の発振器(局発部40)の出力信号を使用して生成される。即ち、送信回路30の局発部40と、受信回路70の局発部40は、兼用である。よって、送信回路で生成される信号と、受信回路で受信される信号の周波数偏差は実質的に同じと考えることができる。
The signal generated in the
RFIDタグリーダライタ装置10は、後述のタグ応答受信処理において、RFIDタグ91の応答信号に含まれるパイロットトーンP1を検出すると、位相制御量探索処理を行う。詳細については後述するが、位相制御量探索処理では、ADC出力に含まれるパイロットトーンP1の振幅A(θ)(以下、「タグ応答振幅A(θ)」と称する)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する処理が行われる。
When the RFID tag reader /
そして、RFIDタグリーダライタ装置10は、位相制御量探索処理において、移相器71の位相制御量を変更することで、パイロットトーンP1のADC出力が最大となる検出最大振幅Amaxを検出する。図3(b)(c)に示すように、RFIDタグリーダライタ装置10は、1波長λ分、即ち、0〜360°まで局発信号の信号の位相を変更して、検出最大振幅Amaxにおける位相制御量θA=maxを探索する。そして、RFIDタグリーダライタ装置10は、探索した位相制御量θA=maxでプリアンブルP2やタグ応答データT1の復調を行う。以降、タグ応答受信処理および位相制御量探索処理の詳細について説明する。
Then, the RFID tag reader / writer device 10 detects the maximum detection amplitude A max at which the ADC output of the pilot tone P1 is maximized by changing the phase control amount of the phase shifter 71 in the phase control amount search process. As shown in FIGS. 3 (b) and 3 (c), the RFID tag reader /
図3(c)の例では、スライスレベルSLが設定される。CPU20は、受信信号が、スライスレベルSLより大きくなったか(立ち上がり)、小さくなったか(立ち下がり)を判定することで、受信信号のビット判定を行っている。第1の実施形態においては、スライスレベルSLは固定されている。
In the example of FIG. 3C, the slice level SL is set. The
図4は、第1の実施形態のタグ応答受信処理の例を示すフローチャートである。はじめに、CPU20は、PC200から読取コマンド発行の指示を受けると、RFIDタグ91に対し、読取コマンド発行の指令である送信信号を出力し(ステップS11)、RFIDタグ91から応答が戻ってきたらその応答信号を受信する(ステップS12)。
FIG. 4 is a flowchart showing an example of the tag response reception process of the first embodiment. First, when the
CPU20は、応答信号に含まれるパイロットトーンP1を検出したか否かを判定する(ステップS13)。パイロットトーンP1を検出していない場合(ステップS13のNO)には、CPU20は、パイロットトーンP1を検出するまでの間待機する。パイロットトーンP1を検出した場合(ステップS13のYES)には、CPU20は、位相制御量探索処理を行う(ステップS14)。位相制御量探索処理においては、CPU20は、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する処理を行う。位相制御量探索処理の詳細については、後述する。
The
位相制御量探索処理が終わると、CPU20は、応答信号に含まれるプリアンブルP2を検出したか否かを判定する(ステップS15)。プリアンブルP2を検出していない場合(ステップS15のNO)には、CPU20は、プリアンブルP2を検出するまでの間待機する。プリアンブルP2を検出した場合(ステップS15のYES)には、CPU20は、位相制御量探索処理において探索した位相制御量θA=maxでタグ応答データT1を復調する(ステップS16)。CPU20は終了か否かを判定する(ステップS17)。例えば、RFIDタグからのタグ応答データT1で受信完了している、もしくは、利用者の操作に基づき、CPU20に対しタグ応答受信処理を終了する旨の指示を受け付けたか否かを判定する。受信完了や終了指示を受け付けていない場合(ステップS17のNO)には、処理はステップS11に戻り、次のコマンド発行を行い、ステップS11〜ステップS17の処理が繰り返し実行される。これに対し、RFIDタグからのタグ応答データT1で受信完了していたり、終了指示を受け付けた場合(ステップS17のYES)には、タグ応答受信処理は終了となる。
When the phase control amount search process is completed, the
次に、図5および図6を参照して第1の実施形態の位相制御量探索処理について説明する。図5は、第1の実施形態の位相制御量探索処理の例を示すフローチャートである。図6は、第1の実施形態のタグ応答振幅A(θ)および位相制御量θと、時間tとの関係の例を示すグラフである。 Next, the phase control amount search process of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a flowchart showing an example of the phase control amount search process of the first embodiment. FIG. 6 is a graph showing an example of the relationship between the tag response amplitude A (θ) and the phase control amount θ of the first embodiment and the time t.
はじめに、CPU20は、移相器71の位相制御量θおよび検出最大振幅Amaxを初期化する(ステップS21)。この処理では、例えば、CPU20は、記憶部80に格納されている位相制御量θの値および検出最大振幅Amaxの値を0にリセットする。
First, the
位相制御量θとは、局発部40から出力される局発信号の位相の制御量である。
検出最大振幅Amaxとは、CPU20により検出される応答信号の振幅のうち、振幅が最大となる振幅をいう。即ち、検出最大振幅Amaxとは、タグ応答振幅A(θ)のうち、振幅が最大となる振幅をいう。図6(a)(b)に示すように、タグ応答振幅A(θ)は、位相制御量θに応じて変化する。そして、タグ応答振幅A(θ)の変曲点f1における位相制御量θが、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxとなる。
The phase control amount θ is a phase control amount of the local oscillator signal output from the
The maximum detected amplitude A max means the amplitude that maximizes the amplitude of the response signal detected by the
CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相を任意に変更する。例えば、CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相制御量を、図6(a)に示すように、波長λ分(0〜360°)まで段階的に連続して変更する。
The
CPU20は、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)を検出する(ステップS22)。CPU20は、ステップS22で検出したタグ応答振幅A(θ)が、今まで検出した検出最大振幅Amax以上であるか否か、即ち、タグ応答振幅A(θ)が、後述のステップS24において記憶部80に格納される今まで検出した検出最大振幅Amaxを越したか否かを判定する(ステップS23)。
The
タグ応答振幅A(θ)が、今まで検出した検出最大振幅Amax以上である(ステップS23のYES)場合、即ち、タグ応答振幅A(θ)が、記憶部80に格納されている今まで検出した検出最大振幅Amaxを含み最大である場合には、CPU20は、ステップS22で検出したタグ応答振幅A(θ)を検出最大振幅Amaxとして記憶部80に格納する。そして、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを位相制御量θとして記憶部80に格納する(ステップS24)。
When the tag response amplitude A (θ) is equal to or greater than the maximum detected amplitude A max (YES in step S23), that is, the tag response amplitude A (θ) is stored in the
これに対し、タグ応答振幅A(θ)が、今まで検出した検出最大振幅Amaxより小さい(ステップS23のNO)場合、即ち、タグ応答振幅A(θ)が、今まで検出した検出最大振幅Amaxを越えていない場合には、ステップS24の処理をスキップし、処理はステップS25に移る。 On the other hand, when the tag response amplitude A (θ) is smaller than the maximum detection amplitude A max detected so far (NO in step S23), that is, the tag response amplitude A (θ) is the maximum detection amplitude detected so far. If A max is not exceeded, the process of step S24 is skipped, and the process proceeds to step S25.
CPU20は、移相器71の位相制御量θを、予め定めた増加分Δθだけ増加する(ステップS25)。例えば、図6(a)に示すように、CPU20は、位相制御量θを、θ(n−1)からθ(n)に増加する。また、位相制御量θがθ(n−1)からθ(n)に増加したことに対応して、タグ応答振幅A(θ)もA(θ(n−1))からA(θ(n))へ変化する。増加分Δθの増加量の値は、任意に変更することができる。
The
例えば、図6(b)に示すように、前回(n−1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n-1))が検出最大振幅Amaxとなっている場合において、今回(n回目)タグ応答振幅A(θ(n))を検出した場合について説明する。この場合、今回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))は、現時点で検出最大振幅Amaxとなっている前回(n−1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n-1))以上であるため、CPU20は、今回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))を検出最大振幅Amaxとして記憶部80に格納する。そして、CPU20は、タグ応答振幅A(θ(n))を検出最大振幅Amaxとした時、即ち、タグ応答振幅A(θ)が最大である場合の位相制御量θA=maxを記憶部80に格納する。
For example, as shown in FIG. 6B, when the tag response amplitude A (θ (n-1)) detected last time (n-1th time) is the maximum detection amplitude A max , this time (nth time). ) A case where the tag response amplitude A (θ (n)) is detected will be described. In this case, the current (n-th) detected tag response amplitude A (theta (n)) is currently detected maximum amplitude A max and going on the previous ((n-1) th) detected tag response amplitude A (theta (n -1)) Since it is the above, the
これに対し、例えば、前回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))が検出最大振幅Amaxとなっている場合において、今回(n+1回目)タグ応答振幅A(θ(n+1))を検出した場合について説明する。この場合、今回(n+1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n+1))は、現時点で検出最大振幅Amaxとなっている前回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))より小さいため、CPU20は、今回(n+1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))を検出最大振幅Amaxとせずに、前回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))を検出最大振幅Amaxとしたままとする。
On the other hand, for example, when the tag response amplitude A (θ (n)) detected last time (nth time) is the maximum detection amplitude A max , the tag response amplitude A (θ (n + 1)) this time (n + 1th time) ) Is detected. In this case, the tag response amplitude A (θ (n + 1)) detected this time (n + 1th time) is the maximum detection amplitude A max at the present time, and the tag response amplitude A (θ (n)) detected last time (nth time). Because it is smaller, the
図5に戻り、CPU20は、位相制御量θが波長λ(変数)以上であるか否か、即ち、位相制御量θを増加分Δθずつ増加して、0〜360°まで位相が掃引されたか否かを判定する(ステップS26)。位相制御量θが波長λ未満の場合、即ち、位相制御量θが波長λに達していない場合(ステップS26のNO)には、処理はステップS22に戻り、位相制御量θが1波長λに達するまで、ステップS22〜S26の処理が繰り返し実行される。これに対し、位相制御量θが波長λ以上である場合、即ち、位相制御量θが波長λに達していた場合(ステップS26のYES)には、CPU20は、位相制御量θをタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxとして記憶部80に格納する(ステップS27)。この処理が終了すると、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxの探索処理を終了して、図4のタグ応答受信処理に戻る。
Returning to FIG. 5, the
従来は、I-ch用と、Q-ch用の2系統分の部品を用いて直交復調により受信を行っていたのに対して、第1の実施形態では、移相器71により位相を変更することで1系統分の部品のみで構成することができる。これにより、回路規模を簡素化でき、装置全体のコストダウンおよび装置の小型化を図ることができる。 Conventionally, reception is performed by orthogonal demodulation using parts for two systems, one for I-ch and one for Q-ch, whereas in the first embodiment, the phase is changed by the phase shifter 71. By doing so, it is possible to configure only one system of parts. As a result, the circuit scale can be simplified, the cost of the entire device can be reduced, and the size of the device can be reduced.
また、従来は、RFIDタグ91からの微弱な応答信号を直交復調によりI-ch側と、Q-ch側とでそれぞれ数十dB増幅した結果、I-ch側と、Q-ch側との間で増幅度の偏差やオフセットが大きく生じ、その結果復調ミスが生じていた。これに対し、第1の実施形態では、chの相違による増幅度の偏差やオフセットの発生を解消し、復調ミスが生じるのを抑制し復調精度の向上を図ることができる。
Further, conventionally, as a result of amplifying a weak response signal from the
更に、従来は応答信号を直交復調によりI-ch側と、Q-ch側と、の2系統分の処理を行わなければならなかったのに対して、第1の実施形態では、移相器71により位相を変更することで、1系統分だけで処理を行うことができる。これによりCPU20における応答信号の処理の負担を半分にすることができ、受信レートの倍増を図ることができる。
Further, in the past, the response signal had to be processed for two systems, the I-ch side and the Q-ch side, by orthogonal demodulation, whereas in the first embodiment, the phase shifter By changing the phase according to 71, processing can be performed with only one system. As a result, the load of processing the response signal in the
なお、上述の実施形態ではCPU20は、位相制御量θが波長λ以上であるか否か、即ち、0〜360°まで位相が掃引されたか否かを判定しているがこの限りではない。例えば、CPU20は、位相制御量θが1/2波長λ以上であるか否か、即ち、0〜180°まで位相が掃引されたか否かを判定することができる。この場合、CPU20は、ADC出力を2乗してタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索することができる。これにより、位相制御量θA=maxの探索の処理を高速に行うことができる。
In the above-described embodiment, the
また、CPU20は、位相制御量θが1/4波長λ以上であるか否か、即ち、0〜90°まで位相が掃引されたか否かを判定することもできる。この場合、CPU20は、2つの場合に分けてタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索することができる。まず、CPU20は、ADC出力を2乗して、0〜90°(1/4波長λ)まで位相を掃引し、掃引した中で、振幅が最大となる検出最大振幅Amaxを与える位相制御量θA=maxと、振幅が最小となる検出最小振幅Aminを与える位相制御量θA=minと、を検出する。
The
位相制御量θ A=min が0もしくは1/4波長λの場合には、CPU20は、掃引した0〜90°(1/4波長λ)の範囲内に、全位相範囲において、差分が増加となる検出最大振幅Amaxを与える変曲点を検出する。そして、CPU20は、変曲点における位相制御量θを検出し、この位相制御量θをタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを記憶部80に格納する。
When the phase control amount θ A = min is 0 or 1/4 wavelength λ, the
位相制御量θ A=min が0もしくは1/4波長λでない場合には、掃引した0〜90°(1/4波長λ)の範囲内に、全位相範囲において、検出最大振幅Amaxはないため、CPU20は、掃引した0〜90°(1/4波長λ)の範囲内に、全位相範囲での検出最小振幅Aminを与える差分が最小となる変曲点を検出する。そして、CPU20は、変曲点における位相制御量θを検出し、この位相制御量θをタグ応答振幅A(θ)が最小となる位相制御量θA=minとして検出する。この場合、全位相範囲での検出最大振幅Amaxは、位相制御量θにタグ応答振幅A(θ)が最小となる位相制御量θA=min+90°に等しいので、CPU20は、位相制御量θA=min+90°を位相制御量θA=maxとして記憶部80に格納する。これにより、位相制御量θA=maxの探索の処理を高速に行うことができる。
When the phase control amount θ A = min is not 0 or 1/4 wavelength λ, there is no maximum detected amplitude A max in the entire phase range within the swept range of 0 to 90 ° (1/4 wavelength λ). Therefore, the
また、上述の実施形態では、CPU20の制御に基づき、移相器71は、位相制御量θが与えられると、与えられた位相制御量θを増加分Δθずつ増加して、0〜360°まで局発信号の位相を変更しているがこの限りではない。例えば、CPU20は、移相器71を制御して、予め異なる位相の局発信号を複数作成しておくことができる。そして、CPU20は、予め作成した複数の局発信号に基づき、応答信号の振幅が最大となるように移相器71の位相を制御する。これにより、局発信号の位相を変更する処理を省略することができ、位相制御量θA=maxの探索を高速に処理することができる。
Further, in the above-described embodiment, based on the control of the
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10について説明する。第2の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10の回路図、タグ応答受信処理は、第1の実施形態と同じであるため、説明を省略する。
(Second Embodiment)
Next, the RFID tag reader /
但し、第1の実施形態の位相制御量探索処理では、位相制御量θが波長λとなるまで位相を掃引して位相制御量θA=maxを探索しているのに対し、第2の実施形態では、タグ応答振幅A(θ)の変曲点以降の位相制御量θA=maxの探索を終了する点で相違する。 However, in the phase control amount search process of the first embodiment, the phase is swept until the phase control amount θ becomes the wavelength λ to search for the phase control amount θ A = max , whereas in the second embodiment. The difference in the form is that the search for the phase control amount θ A = max after the turning point of the tag response amplitude A (θ) is completed.
図7および図8を参照して第2の実施形態の位相制御量探索処理について説明する。図7は、第2の実施形態の位相制御量探索処理の例を示すフローチャートである。図8は、第2の実施形態のタグ応答振幅A(θ)および位相制御量θと、時間tとの関係の例を示すグラフである。 The phase control amount search process of the second embodiment will be described with reference to FIGS. 7 and 8. FIG. 7 is a flowchart showing an example of the phase control amount search process of the second embodiment. FIG. 8 is a graph showing an example of the relationship between the tag response amplitude A (θ) and the phase control amount θ of the second embodiment and the time t.
はじめに、CPU20は、移相器の位相制御量θ、検出最大振幅Amaxおよび前回のタグ応答振幅A’(θ)を初期化する(ステップS31)。この処理では、例えば、CPU20は、記憶部80に格納されている位相制御量θの値、検出最大振幅Amaxの値、前回のタグ応答振幅A’(θ) の値を0にリセットする。前回のタグ応答振幅A’(θ)とは、後述のステップS36において、記憶部80に格納されているタグ応答振幅である。
First, the
CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相を任意に変更する。例えば、CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相制御量を、図8(a)に示すように、段階的に連続して変更する。
The
CPU20は、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)を検出する(ステップS32)。CPU20は、ステップS32で検出したタグ応答振幅A(θ)(第2の出力信号の振幅)から、前回のタグ応答振幅A’(θ)(第1の出力信号の振幅)を減算した、差分ΔAを算出する(ステップS33)。CPU20は、ステップS33で算出した差分ΔAが0以上であるか否かを判定する(ステップS34)。
The
差分ΔAが0以上である場合(ステップS34のYES)には、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)の変曲点f2を超えておらず、タグ応答振幅A(θ)がこれ以降も増加すると判断し、処理をステップS35に進める。
Increases when the difference ΔA is greater than or equal to zero (YES in step S34), the
CPU20は、位相制御量θを、予め定めた増加分Δθだけ増加する(ステップS35)。そして、CPU20は、増加分Δθだけ増加した位相制御量θに対応するタグ応答振幅A(θ)取得する。例えば、図8(a)に示すように、CPU20は、位相制御量θをθ(n−1)からθ(n)に増加する。また、位相制御量θがθ(n−1)からθ(n)に増加したことに対応して、タグ応答振幅A(θ)もA(θ(n−1))からA(θ(n))へ変化する。増加分Δθの値は、任意に変更することができる。
The
CPU20は、今回のタグ応答振幅A(θ)を、前回のタグ応答振幅A’(θ)として記憶部80に格納する(ステップS36)。
The
例えば、図8に示すように、前回(n−1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n-1))が前回のタグ応答振幅A’(θ)として格納されている場合において、今回(n回目)タグ応答振幅A(θ(n))を検出した場合について説明する。 For example, as shown in FIG. 8, when the tag response amplitude A (θ (n-1)) detected last time (n-1th time) is stored as the previous tag response amplitude A'(θ), this time. (Nth time) The case where the tag response amplitude A (θ (n)) is detected will be described.
この場合、CPU20は、今回(n回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n))は、前回のタグ応答振幅A’(θ)として格納されている前回(n−1回目)検出したタグ応答振幅A(θ(n-1))以上であるため、A(θ(n))−A(θ(n-1))の差分ΔAは、0以上となる。この場合、CPU20は、位相制御量θを、予め定めた増加分Δθだけ増加する。
In this case, the tag response amplitude A (θ (n) ) detected this time (nth time) by the
この処理が終了すると、処理はステップS32に戻り、差分ΔAが0未満になるまでの間、ステップS32〜ステップS36の処理が繰り返し実行される。 When this process is completed, the process returns to step S32, and the processes of steps S32 to S36 are repeatedly executed until the difference ΔA becomes less than 0.
これに対し、差分ΔAが0未満になった場合(ステップS34のNO)には、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が変曲点f2を越しており、タグ応答振幅A(θ)がこれ以降は減少すると判断し、ステップS37に処理を進める。即ち、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が変曲点f2を越したと判断した場合には、これ以上位相制御量θを変更することなく、位相制御量θA=maxの探索を終了する。
On the other hand, when the difference ΔA becomes less than 0 (NO in step S34), the
CPU20は、位相制御量θから、増加分Δθを減算した差分「θ−Δθ」を算出する。CPU20は、算出した差分「θ−Δθ」をタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxとして記憶部80に格納する(ステップS37)。この処理が終了すると、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxの探索処理を終了して、図4のタグ応答受信処理に戻る。
The
第2の実施形態においては、CPU20が、タグ応答振幅A(θ)が変曲点f2を越したと判断した場合には、これ以上位相制御量θを変更せず、位相制御量θA=maxの探索を終了する。これにより、余計な処理を省略して、位相制御量θA=maxの探索の処理を高速に行うことができる。
In the second embodiment, when the
(第3の実施形態)
次に、第3の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10について説明する。第3の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10の回路図は、第1の実施形態の回路図と同じであるため説明を省略する。
(Third Embodiment)
Next, the RFID tag reader /
但し、第1、2の実施形態では、位相制御量θA=maxの探索は一度しか行われないが、第3の実施形態では、位相制御量の一旦確定後に、RFIDタグ91が移動したことに伴い発生する、最適位相制御量の変動に対し、最適位相制御量θA=maxの追従探索を行う点で相違する。
However, in the first and second embodiments, the search for the phase control amount θ A = max is performed only once, but in the third embodiment, the
図9および図10を参照して第3の実施形態の位相制御量探索処理について説明する。図9は、第3の実施形態の位相制御量探索処理の例を示すフローチャートである。図10は、第3の実施形態のタグ応答振幅A(θ)および位相制御量θと、時間tとの関係の例を示すグラフである。図10の処理フローの符号は、それぞれ、第3の実施形態の位相制御量探索処理の各ステップ番号に対応する。また、図10(b)において、a1は、最適位相制御量に変化がない状態を表し、a2、a3は、RFIDタグ91の移動等により、RFIDタグ91とRFIDタグリーダライタ装置10との間の最適位相制御量のズレが発生している状態を表す。
The phase control amount search process of the third embodiment will be described with reference to FIGS. 9 and 10. FIG. 9 is a flowchart showing an example of the phase control amount search process of the third embodiment. FIG. 10 is a graph showing an example of the relationship between the tag response amplitude A (θ) and the phase control amount θ of the third embodiment and the time t. The reference numerals of the processing flows in FIG. 10 correspond to the respective step numbers of the phase control amount search processing of the third embodiment, respectively. Further, in FIG. 10B, a1 represents a state in which the optimum phase control amount does not change, and a2 and a3 are between the
CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相を任意に変更する。例えば、CPU20は、移相器71を制御して、局発部40から出力される局発信号の位相制御量θを、図10(a)に示すように、+または−方向に段階的に連続して変更する。位相制御量θを+方向に変更するとは、位相制御量θを増加することをいう。また、位相制御量θを−方向に変更するとは、位相制御量θを減少することをいう。
The
CPU20は、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)を検出する(ステップS51)。CPU20は、現在の位相制御量θを予め定めた増加分Δθだけ増加して、現在の位相制御量θを+Δθずらしたタグ応答振幅A(θ+Δθ)を取得する(ステップS52)。例えば、図10に示すように、CPU20は、現在の位相制御量θから+Δθだけずらした位相制御量θ+Δθを取得する。また、位相制御量がθからθ+Δθに増加したことに対応して、タグ応答振幅もA(θ)からA(θ+Δθ)へ変化する。この場合CPU20は、現在の位相制御量θを+Δθずらしたタグ応答振幅A(θ+Δθ)を取得する。位相制御量の増加分Δθの値は、任意に変更することができる。
The
CPU20は、ステップS52で取得したタグ応答振幅A(θ+Δθ)とステップS51で検出した現在のタグ応答振幅A(θ)との差分に基づき、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxが+方向に変動したか、または、−方向に変動したかを判定する。即ち、CPU20は、ステップS52で取得したタグ応答振幅A(θ+Δθ)がステップS51で検出した現在のタグ応答振幅A(θ)以上であるか否かを判定する(ステップS53)。取得したタグ応答振幅A(θ+Δθ)が現在のタグ応答振幅A(θ)以上である場合(ステップS53のYES)には、CPU20は、RFIDタグ91が移動して、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxが+方向に変動したと判断する(ステップS54)。
The
この場合、CPU20は、位相制御量θを+方向に変更してタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する(ステップS55)。この処理では、CPU20は、位相制御量θを、+方向にΔθだけ増加し、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する。具体的には、CPU20は、図7の第2実施形態の位相制御量探索処理のステップS32〜ステップS36と同様の処理を行う。即ち、第2実施形態の位相制御量探索処理のステップS35の処理において、CPU20は、位相制御量θを、+方向にΔθだけ増加する。そして、Δθだけ増加した位相制御量θに対応するタグ応答振幅A(θ)を取得し、今回のタグ応答振幅A(θ)を、前回のタグ応答振幅A’(θ)として記憶部80に格納する。そして、タグ応答振幅A(θ)から、前回のタグ応答振幅A’(θ)を減算した、差分ΔAが0未満になるまでの間、ステップS32〜ステップS36の処理を繰り返し実行する。そして、差分ΔAが0未満になった場合には、CPU20は、位相制御量θから、増加分Δθを減算した差分「θ−Δθ」を算出する。そしてCPU20は、算出した差分「θ−Δθ」をタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxとして記憶部80に格納する。
In this case, the
図9に戻り、CPU20は、ステップS55で探索した位相制御量θA=maxを次の位相制御量θとする(ステップS56)。この処理が終了すると、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxの探索処理を終了する。
Returning to FIG. 9, the
これに対し、取得したタグ応答振幅A(θ+Δθ)が現在のタグ応答振幅A(θ)より小さい場合(ステップS53のNO)には、CPU20は、現在の位相制御量θを予め定めた増加分Δθだけ減少して、現在の位相制御量θを−Δθずらしたタグ応答振幅A(θ−Δθ)を取得する(ステップS57)。例えば、図10に示すように、CPU20は、現在の位相制御量θから−Δθだけずらした位相制御量θ−Δθを取得する。また、位相制御量がθからθ−Δθに減少したことに対応して、タグ応答振幅もA(θ)からA(θ−Δθ)へ変化する。この場合CPU20は、現在の位相制御量θを−Δθずらしたタグ応答振幅A(θ−Δθ)を取得する。位相制御量の減少分Δθの値は、任意に変更することができる。
On the other hand, when the acquired tag response amplitude A (θ + Δθ) is smaller than the current tag response amplitude A (θ) (NO in step S53), the
CPU20は、ステップS57で取得したタグ応答振幅A(θ−Δθ)がステップS51で検出した現在のタグ応答振幅A(θ)以上であるか否かを判定する(ステップS58)。取得したタグ応答振幅A(θ−Δθ)が現在のタグ応答振幅A(θ)より小さい場合(ステップS58のNO)には、処理はステップS51に戻る。そして、取得したタグ応答振幅A(θ−Δθ)が現在のタグ応答振幅A(θ)以上となるまでの間ステップS51〜ステップS58の処理が繰り返し実行される。
The
これに対し、取得したタグ応答振幅A(θ−Δθ)が現在のタグ応答振幅A(θ)以上である場合(ステップS58のYES)には、CPU20は、RFIDタグ91が移動して、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxが−方向に変動したと判断する(ステップS59)。
On the other hand, when the acquired tag response amplitude A (θ−Δθ) is equal to or greater than the current tag response amplitude A (θ) ( YES in step S58), the
この場合、CPU20は、位相制御量θを−方向に変更してタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する(ステップS60)。この処理では、CPU20は、位相制御量θを、−方向にΔθだけ減少し、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索する。具体的には、CPU20は、図7の第2実施形態の位相制御量探索処理のステップS32〜ステップS36と類似の処理を行う。即ち、第2実施形態の位相制御量探索処理のステップS35の処理において、位相制御量θを、−方向にΔθだけ減少する。そして、Δθだけ減少した位相制御量θに対応するタグ応答振幅A(θ)取得し、今回のタグ応答振幅A(θ)を、前回のタグ応答振幅A’(θ)として記憶部80に格納する。そして、タグ応答振幅A(θ)から、前回のタグ応答振幅A’(θ)を減算した、差分ΔAが0未満になるまでの間、ステップS32〜ステップS36の処理を繰り返し実行する。そして、差分ΔAが0未満になった場合には、CPU20は、位相制御量θから、減少分Δθを減算した差分「θ−Δθ」を算出する。そしてCPU20は、算出した差分「θ−Δθ」をタグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxとして記憶部80に格納する。
In this case, the
図9に戻り、CPU20は、ステップS60で探索した位相制御量θA=maxを次の位相制御量θとする(ステップS61)。この処理が終了すると、CPU20は、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxの探索処理を終了する。
Returning to FIG. 9, the
第3の実施形態においては、例えば、ベルトコンベア100が動くことによりRFIDタグ91が近づいたり遠のいたり移動すること等に起因して、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxが変化した場合であっても、変化に追随して位相制御量θA=maxを探索することができる。これにより、復調ミスが生じるのを抑制し復調精度の向上を図ることができる。
In the third embodiment, for example, the phase control amount θ A at which the tag response amplitude A (θ) is maximized due to the
(第4の実施形態)
次に、第4の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10について説明する。第4の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10の回路図、タグ応答受信処理、位相制御量探索処理は、第1の実施形態と同じであるため、説明を省略する。
(Fourth Embodiment)
Next, the RFID tag reader /
但し、第1の実施形態では、タグ応答振幅A(θ)が最大となる位相制御量θA=maxを探索しているのに対し、第4の実施形態では、更にRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xを算出する距離算出処理を行う点で相違する。
However, in the first embodiment, the phase control amount θ A = max that maximizes the tag response amplitude A (θ) is searched, whereas in the fourth embodiment, the RFID tag reader /
図11および図12を参照して、第4の実施形態の距離算出処理について説明する。図11は、RSSI(受信信号強度:Received Signal Strength Index)値および位相制御量θA=maxと、距離Xとの関係の例を示すグラフである。図12は、第4の実施形態の距離算出処理の例を示すフローチャートである。 The distance calculation process of the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12. FIG. 11 is a graph showing an example of the relationship between the RSSI (Received Signal Strength Index) value and the phase control amount θ A = max and the distance X. FIG. 12 is a flowchart showing an example of the distance calculation process of the fourth embodiment.
距離算出処理では、記憶部80に記憶されたRFIDタグリーダライタ装置10とRFIDタグ91との距離と、の関係を示す図11の情報から、CPU20が測定したRSSI値に対応する距離を参照する。そして、参照した距離が複数ある場合には、位相制御量探索処理において探索した位相制御量位相制御量θA=maxに基づき、RFIDタグリーダライタ装置10とRFIDタグ91との距離Xを算出する。
In the distance calculation process, the distance corresponding to the RSSI value measured by the
第4の実施形態においては、波長をλとした場合、λ/(2π)までの距離を近傍界、それよりも遠くの距離を遠方界とし、その境を境界Lとする。なお、近傍界および遠方界の境界Lは、RFIDタグリーダライタ装置10のアンテナ60およびRFIDタグ91のアンテナの特徴や周波数に依存して変動するため、任意に変更することができる。
In the fourth embodiment, when the wavelength is λ, the distance to λ / (2π) is the near field, the distance farther than that is the distant field, and the boundary is the boundary L. Since the boundary L between the near field and the far field varies depending on the characteristics and frequencies of the
図11に示すように、距離Xは、境界Lより遠い位置(遠方界)においては、RSSI値に依存、即ちRSSI値と反比例の関係となっているが、境界Lよりも近い位置(近傍界)においては、必ずしもRSSI値に依存していない。例えば、境界Lよりも近い位置(近傍界)にある所定の距離X1、X2と、境界Lより遠い位置(遠方界)の距離X3は、それぞれ同じRSSI値r1であるにもかかわらず、それぞれ異なる距離となっている。これに対し、位相制御量θA=maxは境界Lをほぼ最小点とした緩やかな曲線により形成されている。従って、第4の実施形態においては、CPU20は、RSSI値および距離Xとの関係を示す情報から、測定したRSSI値に基づいて算出した距離を位相制御量探索処理において探索した位相制御量θA=maxで補完する距離算出処理により距離Xを算出する。RSSI値および距離Xとの関係を示す情報(例えば、図11)は、予め記憶部80に格納されている。
As shown in FIG. 11, at a position farther than the boundary L (far field), the distance X depends on the RSSI value, that is, is inversely proportional to the RSSI value, but is closer to the boundary L (neighborhood field). ) Does not necessarily depend on the RSSI value. For example, although the predetermined distances X 1 and X 2 located closer to the boundary L (near boundary) and the distance X 3 located farther than the boundary L (far field) have the same RSSI value r1. , Each has a different distance. On the other hand, the phase control amount θ A = max is formed by a gentle curve with the boundary L as the minimum point. Thus, in the fourth embodiment,
図12を参照して、距離算出処理について説明する。距離算出処理は、例えば、位相制御量探索処理の終了後、利用者の操作に基づき、CPU20に対し距離算出処理を開始する旨の指示を受け付けた場合に開始される。
The distance calculation process will be described with reference to FIG. The distance calculation process is started, for example, when an instruction to start the distance calculation process is received from the
CPU20は、RFIDタグ91からの応答信号を利用して、RSSI値を測定する(ステップS71)。CPU20は、位相制御量探索処理において探索した位相制御量θA=maxを取得する(ステップS72)。
The
CPU20は、記憶部80を参照して、RSSI値および距離Xとの関係を示す情報(例えば、図11)を取得する。
The
CPU20は、ステップS71で取得したRSSI値に対応する距離が、1つであるか否かを判定する(ステップS74)。RSSI値に対応する距離が1つである場合(ステップS74のYES)には、CPU20は、対応する距離を距離Xとして算出する(ステップS75)。RSSI値に対応する距離が1つである場合としては、例えば、RSSI値がr2である場合には、対応する距離はX4の1つとなるため、CPU20は、X4をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。同様に、例えば、RSSI値がr3である場合には、対応する距離はX5の1つとなるため、CPU20は、X5をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。この処理が終了すると距離算出処理は終了となる。
The
これに対し、RSSI値に対応する距離が1つではない場合、即ち、複数ある場合(ステップS74のNO)には、CPU20は、波長λから、近傍界と遠方界の境界Lを特定する(ステップS76)。この処理では、CPU20は、波長λ/(2π)を境界Lとして特定する。
On the other hand, when the distance corresponding to the RSSI value is not one, that is, when there are a plurality of distances (NO in step S74), the
CPU20は、ステップS71で取得したRSSI値に対応する距離は2つより多いか否かを判定する(ステップS77)。RSSI値に対応する距離が2つの場合(ステップS77のNO)には、CPU20は、位相制御量θA=maxと境界Lとの関係より距離Xを算出する(ステップS78)。
The
具体的には、RSSI値に対応する距離が2つである場合としては、例えば、RSSI値がr4である場合には、対応する距離はX6とX7の2つとなる。
この場合、ステップS72で取得した位相制御量θA=maxが境界Lより小さい場合には、CPU20は、境界Lより近い位置にあるX6をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。これに対して、ステップS72で取得した位相制御量θA=maxが境界L以上である場合には、CPU20は、境界Lを含んでより遠い位置にあるX7をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。この処理が終了すると距離算出処理は終了となる。
Specifically, when there are two distances corresponding to the RSSI value, for example, when the RSSI value is r4, the corresponding distances are X 6 and X 7 .
In this case, when the phase control amount theta A = max obtained boundary L smaller than in step S72,
これに対し、RSSI値に対応する距離が2つより多い、即ち、3つの場合(ステップS77のNO)には、CPU20は、位相制御量θA=maxは境界L以上であるか否かを判定する(ステップS79)。位相制御量θA=maxは境界L以上である場合は、CPU20は、RSSI値に対応する3つの距離のうち、一番遠い距離を距離Xとして算出する(ステップS80)。この処理が終了すると距離算出処理は終了となる。
On the other hand, when the distance corresponding to the RSSI value is more than two, that is, when there are three (NO in step S77), the
具体的には、RSSI値に対応する距離が3つである場合としては、例えば、RSSI値がr1である場合には、対応する距離はX1とX2とX3の3つとなる。位相制御量θA=maxは境界L以上である場合は、CPU20は、RSSI値に対応する3つの距離X1、X2、X3のうち、一番遠い距離X3を距離Xとして算出する
これに対し、位相制御量θA=maxは境界Lより小さい場合は、CPU20は、位相制御量θA=maxの変動方向により距離Xを算出する(ステップS81)。
Specifically, when there are three distances corresponding to the RSSI value, for example, when the RSSI value is r1, the corresponding distances are X 1 , X 2, and X 3 . When the phase control amount θ A = max is equal to or greater than the boundary L, the
具体的には、位相制御量θA=maxが−方向に変動したと判断された場合には、CPU20は、RSSI値に対応する3つの距離X1、X2、X3のうち、一番近い距離X1をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。位相制御量θA=maxが−方向に変動したか否かの判断は、例えば、図9の第3の実施形態のステップS59の処理が行われて判断される。
Specifically, when it is determined that the phase control amount θ A = max fluctuates in the − direction, the
これに対し、位相制御量θA=maxが+方向に変動したと判断された場合には、CPU20は、RSSI値に対応する3つの距離X1、X2、X3のうち、中間の距離X2をRFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91と、の距離Xとして算出する。位相制御量θA=maxが+方向に変動したか否かの判断は、例えば、図9の第3の実施形態のステップS54の処理が行われて判断される。この処理が終了すると距離算出処理は終了となる。
On the other hand, when it is determined that the phase control amount θ A = max fluctuates in the + direction, the
第4の実施形態においては、探索した位相制御量θA=maxによりRSSI値を補完して、RFIDタグリーダライタ装置10と、RFIDタグ91との距離Xの算出する精度の向上を図ることができる。これにより、例えば、CPU20は、算出した距離Xにより、RFIDタグリーダライタ装置10により、RFIDタグ91を読み込む範囲を正確に制御することができる。
In the fourth embodiment, the RSSI value can be complemented by the searched phase control amount θ A = max, and the accuracy of calculating the distance X between the RFID tag reader /
(第5の実施形態)
次に、第5の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10について説明する。第5の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10は、第1の実施形態の回路図、タグ応答受信処理、位相制御量探索処理と同じであるため、説明を省略する。
(Fifth Embodiment)
Next, the RFID tag reader /
但し、第1の実施形態のスライスレベルSLは固定されており、タグ応答振幅A(θ)が変動した場合であっても変更されることはないのに対し、第5の実施形態では、スライスレベルSLを可変とし、検出最大振幅Amaxに応じてスライスレベルSLが変動する点で相違する。 However, the slice level SL of the first embodiment is fixed and does not change even when the tag response amplitude A (θ) fluctuates, whereas in the fifth embodiment, the slice level SL is not changed. The difference is that the level SL is variable and the slice level SL fluctuates according to the maximum detection amplitude A max.
図13は、RFIDタグリーダライタ装置におけるADC出力とスライスレベルSLとの関係の例を示す図である。 FIG. 13 is a diagram showing an example of the relationship between the ADC output and the slice level SL in the RFID tag reader / writer device.
図13(a)に示すように、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)が十分大きいときは、スライスレベルSLの上下に振幅波形が存在するため、正しく復調される。これに対して、図13(b)に示すように、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)が小さいときは、スライスレベルSLの上下に振幅波形が形成されないために、正しく復調されない場合がある。 As shown in FIG. 13A, when the tag response amplitude A (θ) of the ADC output is sufficiently large, the amplitude waveforms exist above and below the slice level SL, so that the demodulation is performed correctly. On the other hand, as shown in FIG. 13B, when the tag response amplitude A (θ) of the ADC output is small, the amplitude waveform is not formed above and below the slice level SL, so that the demodulation may not be performed correctly. ..
図14は、第5の実施形態のRFIDタグリーダライタ装置10におけるADC出力とスライスレベルSLとの関係の例を示す図である。
FIG. 14 is a diagram showing an example of the relationship between the ADC output and the slice level SL in the RFID tag reader /
図14(a)に示すように、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)が十分大きいときは、CPU20は、位相制御量探索処理において検出した検出最大振幅Amaxに合わせてスライスレベルSLを高く設定する。これにより、スライスレベルSL上下に振幅波形が現れるため、正しく復調される。また、図14(b)に示すように、ADC出力のタグ応答振幅A(θ)が小さい場合には、CPU20は、位相制御量探索処理において検出した検出最大振幅Amaxに合わせてスライスレベルSLを低く設定する。これにより、ADC出力の信号がスライスレベルSL上下に振幅波形を形成せず、正しく復調できないという不具合を防止することができる。
As shown in FIG. 14A, when the tag response amplitude A (θ) of the ADC output is sufficiently large, the
なお、本発明は上述した実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階でのその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成することができる。例えば、実施形態に示される全構成要素を適宜組み合わせても良い。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。このような、発明の趣旨を逸脱しない範囲内において種々の変形や応用が可能であることはもちろんである。 The present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and the components can be modified and embodied within a range that does not deviate from the gist at the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by an appropriate combination of the plurality of components disclosed in the above-described embodiment. For example, all the components shown in the embodiments may be combined as appropriate. In addition, components across different embodiments may be combined as appropriate. It goes without saying that various modifications and applications are possible within the range that does not deviate from the gist of the invention.
1 タグリーダライタシステム
10 RFIDタグリーダライタ装置
20 CPU
30 送信回路
31 DAC
32 送信ベースバンド処理回路
33 送信ミキサ
34 送信アンプ
40 局発部
50 カップラ
60 アンテナ
70 受信回路
71 移相器
72 受信ミキサ
73 受信ベースバンド処理回路
80 記憶部
90 物品
91 RFIDタグ
91a アンテナ
100 ベルトコンベア
P1 パイロットトーン
P2 プリアンブル
SL スライスレベル
T1 タグ応答データ
f1 変曲点
f2 変曲点
1 Tag reader /
30
32 Transmission
Claims (9)
所定の発振周波数の局発信号を出力する局発部と、
前記局発部から出力される局発信号の位相を任意の位相制御量に変更する移相器と、
前記応答信号に対して前記移相器により位相が変更された局発信号を掛け合わせてダウンコンバートする受信ミキサと、
前記移相器の位相制御量を制御して、前記受信ミキサによりダウンコンバートされた出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記移相器の位相制御量を1/2波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、又は、
前記移相器の位相制御量を1/4波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、
前記制御部は、
前記局発信号の位相制御量を、段階的に連続して増加し、
前記位相制御量を増加前の第1の出力信号の振幅と、前記位相制御量を増加後の第2の出力信号の振幅と、の差分が減少、もしくは増加に転じる変曲点に基づいて、前記出力信号が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する
ことを特徴とするRFIDタグリーダライタ装置。 An RFID tag reader / writer device that receives a response signal transmitted from an RFID tag.
A local oscillator that outputs a local oscillator signal with a predetermined oscillation frequency,
A phase shifter that changes the phase of the local oscillator signal output from the local oscillator to an arbitrary phase control amount, and
A receiving mixer that down-converts the response signal by multiplying it by a local signal whose phase has been changed by the phase shifter.
A control unit that controls the phase control amount of the phase shifter and searches for the phase control amount based on the amplitude at which the output signal down-converted by the reception mixer is maximized.
Equipped with a,
The control unit
The phase control amount of the phase shifter is controlled to sweep up to 1/2 wavelength, and the phase control amount is searched for or based on the amplitude at which the square of the output signal is maximized.
The phase control amount of the phase shifter is controlled to sweep up to 1/4 wavelength, and the phase control amount is searched for based on the amplitude at which the square of the output signal is the maximum or the minimum.
The control unit
The phase control amount of the locally generated signal is continuously increased stepwise.
Based on the turning point where the difference between the amplitude of the first output signal before increasing the phase control amount and the amplitude of the second output signal after increasing the phase control amount decreases or turns to increase. An RFID tag reader / writer device that searches for the phase control amount based on the amplitude at which the output signal is the maximum or minimum.
ことを特徴とする請求項1に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 When the amplitude of the output signal exceeds the inflection point, the control unit RFID tag reader writer according to claim 1, characterized in that to terminate the search of the phase control amount.
前記、請求項1または請求項2を用いて位相制御量を決定した後、
前記局発信号の位相制御量を、+方向に段階的に連続して増加または−方向に段階的に連続して減少して変更させ、
前記位相制御量を変更前の第3の出力信号の振幅と、前記位相制御量を変更後の第4の出力信号の振幅と、の差分に基づいて、前記出力信号の振幅が最大となる位相制御量が+方向に変動したか、または、−方向に変動したかを判定し、
前記出力信号の振幅が最大となる位相制御量が+方向に変動したと判定した場合には、位相制御量を+方向に増加して変更させ前記出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、
前記出力信号の振幅が最大となる位相制御量が−方向に変動したと判定した場合には、位相制御量を−方向に減少して変更させ前記出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 The control unit
After determining the phase control amount using claim 1 or claim 2,
The phase control amount of the local signal is changed by continuously increasing in the + direction or continuously decreasing in the-direction.
The phase at which the amplitude of the output signal is maximized based on the difference between the amplitude of the third output signal before the phase control amount is changed and the amplitude of the fourth output signal after the phase control amount is changed. Determine whether the control amount fluctuates in the + direction or the-direction, and
When it is determined that the phase control amount that maximizes the amplitude of the output signal fluctuates in the + direction, the phase control amount is increased and changed in the + direction, and the phase is based on the amplitude that maximizes the output signal. Search for control and
When it is determined that the phase control amount that maximizes the amplitude of the output signal fluctuates in the − direction, the phase control amount is reduced and changed in the − direction, and the phase is based on the amplitude that maximizes the output signal. The RFID tag reader / writer device according to claim 1 or 2 , wherein the control amount is searched.
前記制御部は、
前記RFIDタグからの応答信号を利用してRSSI値を測定し、
前記記憶部に記憶された前記RFIDタグリーダライタ装置と前記RFIDタグとの距離と、の関係を示す情報から、前記測定したRSSI値に対応する距離を参照し、
参照した距離が複数ある場合には、前記探索した出力信号が最大となる振幅の位相制御量に基づき、前記RFIDタグリーダライタ装置と前記RFIDタグとの距離を算出する、
ことを特徴とする請求項1乃至3のうちいずれか1項に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 Further, a storage unit for storing information indicating the relationship between the RSSI value of the response signal from the RFID tag and the distance between the RFID tag reader / writer device and the RFID tag is provided.
The control unit
The RSSI value is measured using the response signal from the RFID tag, and the RSSI value is measured.
From the information indicating the relationship between the RFID tag reader / writer device and the RFID tag stored in the storage unit, the distance corresponding to the measured RSSI value is referred to.
When there are a plurality of referenced distances, the distance between the RFID tag reader / writer device and the RFID tag is calculated based on the phase control amount of the amplitude at which the searched output signal is maximized.
The RFID tag reader / writer device according to any one of claims 1 to 3.
ことを特徴とする請求項4に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 When the control unit has a plurality of distances corresponding to the measured RSSI value, the RFID tag reader / writer device and the RFID tag are based on the fluctuation direction of the phase control amount of the amplitude at which the searched output signal is maximized. Calculate the distance to
The RFID tag reader / writer device according to claim 4.
ことを特徴とする請求項1乃至5のうちいずれか1項に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 The control unit is further characterized in that the output signal is demodulated by detecting whether the output signal has risen or fallen, with the set level as the slice level according to the magnitude of the amplitude at which the output signal is maximized. The RFID tag reader / writer device according to any one of claims 1 to 5.
ことを特徴とする請求項1乃至6のうちいずれか1項に記載のRFIDタグリーダライタ装置。 The RFID tag reader / writer device according to any one of claims 1 to 6 , wherein the local oscillator is also used as a local oscillator for modulation of a transmission circuit of the RFID tag reader / writer.
所定の発振周波数の局発信号を出力し、
前記出力された局発信号の位相を任意の位相制御量に変更し、
前記応答信号に対して前記位相が変更された局発信号を掛け合わせてダウンコンバートし、
前記ダウンコンバートされた出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、
前記探索では、
前記位相制御量を1/2波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、又は、
前記位相制御量を1/4波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、
前記探索では、
前記位相制御量を、段階的に連続して増加し、
前記位相制御量を増加前の第1の出力信号の振幅と、前記位相制御量を増加後の第2の出力信号の振幅と、の差分が減少、もしくは増加に転じる変曲点に基づいて、前記出力信号が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する
ことを特徴とするRFIDタグリーダライタ装置の受信方法。 It is a receiving method of the RFID tag reader / writer device that receives the response signal transmitted from the RFID tag.
Outputs a local signal with a predetermined oscillation frequency and outputs it.
The phase of the output local signal is changed to an arbitrary phase control amount, and the phase is changed to an arbitrary phase control amount.
The response signal is down-converted by multiplying the locally-generated signal whose phase has been changed.
The phase control amount is searched for based on the amplitude at which the down-converted output signal is maximized.
In the search,
The phase control amount is controlled to sweep up to 1/2 wavelength, and the phase control amount is searched for or based on the amplitude at which the square of the output signal is maximized.
The phase control amount is controlled to sweep up to 1/4 wavelength, and the phase control amount is searched for based on the amplitude at which the square of the output signal is the maximum or the minimum.
In the search,
The phase control amount is continuously increased stepwise and continuously.
Based on the turning point where the difference between the amplitude of the first output signal before increasing the phase control amount and the amplitude of the second output signal after increasing the phase control amount decreases or turns to increase. A receiving method of an RFID tag reader / writer device, which searches for the phase control amount based on the amplitude at which the output signal becomes the maximum or minimum.
所定の発振周波数の局発信号を出力する処理と、
前記出力された局発信号の位相を任意の位相制御量に変更する処理と、
前記応答信号に対して前記位相が変更された局発信号を掛け合わせてダウンコンバートする処理と、
前記ダウンコンバートされた出力信号が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する処理と、
を行い、
前記探索する処理では、
前記位相制御量を1/2波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、又は、
前記位相制御量を1/4波長まで掃引するよう制御して、前記出力信号の2乗が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索し、
前記探索する処理では、
前記位相制御量を、段階的に連続して増加し、
前記位相制御量を増加前の第1の出力信号の振幅と、前記位相制御量を増加後の第2の出力信号の振幅と、の差分が減少、もしくは増加に転じる変曲点に基づいて、前記出力信号が最大、もしくは最小となる振幅に基づいて前記位相制御量を探索する
ことを特徴とするプログラム。 In a program to be executed by a computer of an RFID tag reader / writer device that receives a response signal transmitted from an RFID tag.
Processing to output a local signal of a predetermined oscillation frequency and
The process of changing the phase of the output locally generated signal to an arbitrary phase control amount, and
The process of multiplying the response signal by the locally-generated signal whose phase has been changed and down-converting,
The process of searching for the phase control amount based on the amplitude at which the down-converted output signal is maximized, and
The stomach line,
In the search process,
The phase control amount is controlled to sweep up to 1/2 wavelength, and the phase control amount is searched for or based on the amplitude at which the square of the output signal is maximized.
The phase control amount is controlled to sweep up to 1/4 wavelength, and the phase control amount is searched for based on the amplitude at which the square of the output signal is the maximum or the minimum.
In the search process,
The phase control amount is continuously increased stepwise and continuously.
Based on the turning point where the difference between the amplitude of the first output signal before increasing the phase control amount and the amplitude of the second output signal after increasing the phase control amount decreases or turns to increase. A program characterized in that the phase control amount is searched based on the amplitude at which the output signal becomes the maximum or the minimum.
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