JP6536791B2 - POWER CONVERTER AND CONTROL METHOD OF POWER CONVERTER - Google Patents
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Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法に係り、特に、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する技術に関する。 The present invention relates to a power converter that converts DC power to AC power, and a control method of the power converter, and more particularly to a technique for discharging power stored in a smoothing capacitor.
例えば、電気自動車に設けられるインバータ等の電力変換装置は、平滑コンデンサを備えている。このような電力変換装置では、車両の運転停止時や事故の発生時等において、平滑コンデンサに蓄積された電力（残留電荷）を放電する必要がある。平滑コンデンサの放電方法の従来例として、例えば、特開２０１２−２０５４２８号公報（特許文献１）に開示されたものが知られている。特許文献１では、平滑コンデンサに対して並列的に、放電抵抗と半導体スイッチの直列接続回路を搭載している。そして、インバータの駆動を停止させる際にインバータと電源を接続するリレーが開放されると、これに連動して半導体スイッチをオンとし、放電抵抗に電流を流すことにより、平滑コンデンサに蓄積された電力を消費している。
For example, a power conversion device such as an inverter provided in an electric vehicle includes a smoothing capacitor. In such a power conversion device, it is necessary to discharge the power (residual charge) accumulated in the smoothing capacitor when the vehicle is stopped, when an accident occurs, or the like. As a prior art example of the discharge method of a smoothing capacitor, what was disclosed by Unexamined-Japanese-Patent No. 2012-205428 (patent document 1) is known, for example. In
しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来技術では、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電させるために、高電圧に耐えられる半導体スイッチを追加して搭載する必要があり、装置が大規模化するという問題が発生する。
However, in the prior art disclosed in
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、装置規模を大規模化することなく平滑コンデンサに蓄積された電力を放電することが可能な電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法を提供することにある。 The present invention has been made to solve such conventional problems, and the object of the present invention is to discharge the power stored in the smoothing capacitor without increasing the scale of the device. It is an object of the present invention to provide a power converter and a control method of the power converter.
上記目的を達成するため、本願発明の電力変換装置は、平滑コンデンサと、複数の半導体スイッチの直列接続回路を複数系統備えた半導体スイッチ群と、半導体スイッチ群に含まれる各半導体スイッチを切り替える制御部とを備える。そして、制御部は、直流電力を交流電力に変換する際には、各半導体スイッチのターンオン時間を第１のターンオン時間とし、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際には、各系統の直列接続回路に含まれる少なくとも一つの半導体スイッチのターンオン時間を、第１のターンオン時間よりも長い第２のターンオン時間とする。更に、平滑コンデンサに対して並列に電力消費用の抵抗が設けられ、第２のターンオン時間で半導体スイッチをターンオンさせたことによる単位時間当たりの電力消費量は、電力消費用の抵抗で単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きく設定されている。 In order to achieve the above object, a power conversion device according to the present invention includes a control unit that switches between a smoothing capacitor, a semiconductor switch group including a plurality of series connection circuits of a plurality of semiconductor switches, and each semiconductor switch included in the semiconductor switch group And When the control unit converts DC power into AC power, the turn-on time of each semiconductor switch is taken as the first turn-on time, and when discharging the power stored in the smoothing capacitor, the series of each system is connected. The turn-on time of at least one semiconductor switch included in the connection circuit is a second turn-on time that is longer than the first turn-on time. Furthermore, a resistor for power consumption is provided in parallel with the smoothing capacitor, and the power consumption per unit time due to turning on the semiconductor switch in the second turn-on time is the resistance for power consumption per unit time. It is set to be larger than the power consumption consumed by.
また、本願発明の電力変換装置の制御方法は、直流電力を交流電力に変換する際には、複数の半導体スイッチの直列接続回路を複数系統備えた半導体スイッチ群の、各半導体スイッチのターンオン時間を第１のターンオン時間に設定して該半導体スイッチを切り替える。直流電力を平滑化する平滑コンデンサには、平滑コンデンサに対して並列に電力消費用の抵抗が設けられ、第２のターンオン時間で半導体スイッチをターンオンさせたことによる単位時間当たりの電力消費量は、電力消費用の抵抗で単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きく設定されている。平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際には、各系統の直列接続回路に含まれる少なくとも一つの半導体スイッチのターンオン時間を、第１のターンオン時間よりも長い第２のターンオン時間として各半導体スイッチをオンとする。 Further, in the control method of the power conversion device of the present invention, when converting DC power to AC power, the turn-on time of each semiconductor switch of the semiconductor switch group including a plurality of series connection circuits of a plurality of semiconductor switches is provided. The semiconductor switch is switched by setting the first turn-on time. The smoothing capacitor for smoothing DC power is provided with a resistor for power consumption in parallel with the smoothing capacitor, and the power consumption per unit time due to turning on the semiconductor switch at the second turn-on time is The resistance for power consumption is set to be larger than the power consumption consumed per unit time. When discharging the electric power accumulated in the flat smooth capacitor the turn-on time of at least one semiconductor switch included in the series circuit of each system, each of the semiconductor as the second turn-on time is longer than the first turn-on time Turn on the switch.
本発明に係る電力変換装置及び電力変換装置の制御方法では、第２のターンオン時間で半導体スイッチをオンとするので、装置規模を大規模化することなく平滑コンデンサに蓄積された電力を放電することが可能となる。 In the power conversion device and the control method of the power conversion device according to the present invention, since the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time, the power stored in the smoothing capacitor is discharged without increasing the size of the device. Is possible.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下では車両に搭載される電力変換装置を例に挙げて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on the drawings. In the following, a power converter mounted on a vehicle will be described as an example.
［第１実施形態の説明］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示すブロック図である。第１実施形態に係る電力変換装置は、リレー回路１２と、インバータ装置１３と、該インバータ装置１３及びリレー回路１２に駆動用の指令を出力する車両制御回路１５を備えている。また、周辺機器として、直流電源１１、及びモータ１４（負荷）が接続されている。直流電源１１は、例えば、車両に搭載される強電バッテリであり、モータ１４は、電気自動車の駆動用として用いられるモータである。
Description of the First Embodiment
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention and peripheral devices thereof. The power conversion device according to the first embodiment includes a
リレー回路１２は、リレー３１、３２、３３を備えている。リレー３１は、リレーコイル３１ｃ及びリレー接点３１ｒを備えており、リレー接点３１ｒは、直流電源１１のプラス側端子に接続されている。リレー３２は、リレーコイル３２ｃ及びリレー接点３２ｒを備えており、リレー接点３２ｒは、直流電源１１のマイナス側端子に接続され、更に抵抗Ｒ１０１が直列に接続されている。リレー３３は、リレーコイル３３ｃ及びリレー接点３３ｒを備えており、リレー接点３３ｒは、直流電源１１のマイナス側端子に接続されている。そして、インバータ装置１３の駆動開始時には、リレー接点３１ｒと３２ｒをオンとして抵抗Ｒ１０１に電流を流すことにより過電流を抑制し、その後、リレー接点３２ｒをオフとし、リレー接点３１ｒと３３ｒをオンとするように切り替える。また、イグニッションがオフとされた場合や衝突等の異常が検知された場合には、各リレー接点３１ｒ、３２ｒ、３３ｒを全て開放して、直流電源１１よりの電力供給を停止する。
The
インバータ装置１３は、直流電源１１より供給される直流電力を平滑化する平滑コンデンサＣ１と、６個の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６からなる半導体スイッチ群と、ゲート駆動回路２１、及び主制御回路２２を備えている。そして、直流電源１１より出力される直流電圧を三相の交流電圧に変換して、モータ１４に交流電圧を供給する。なお、本実施形態では、半導体スイッチの一例としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を例に挙げて説明する。本発明に用いられる半導体スイッチは、ＩＧＢＴに限定されるものではない。
The
半導体スイッチＴｒ１とＴｒ２は直列接続されており、半導体スイッチＴｒ１はＵ相の上側アームとされ、半導体スイッチＴｒ２はＵ相の下側アームとされ、Ｕ相のハーフブリッジ回路を形成している。また、各半導体スイッチＴｒ１、Ｔｒ２にはダイオードＤ１、Ｄ２が設けられている。 The semiconductor switches Tr1 and Tr2 are connected in series, the semiconductor switch Tr1 is an upper arm of the U phase, and the semiconductor switch Tr2 is a lower arm of the U phase to form a U-phase half bridge circuit. Further, diodes D1 and D2 are provided in each of the semiconductor switches Tr1 and Tr2.
半導体スイッチＴｒ３とＴｒ４は直列接続されており、半導体スイッチＴｒ３はＶ相の上側アームとされ、半導体スイッチＴｒ４はＶ相の下側アームとされ、Ｖ相のハーフブリッジ回路を形成している。また、各半導体スイッチＴｒ３、Ｔｒ４にはダイオードＤ３、Ｄ４が設けられている。半導体スイッチＴｒ５とＴｒ６は直列接続されており、半導体スイッチＴｒ５はＷ相の上側アームとされ、半導体スイッチＴｒ６はＷ相の下側アームとされ、Ｗ相のハーフブリッジ回路を形成している。また、各半導体スイッチＴｒ５、Ｔｒ６にはダイオードＤ５、Ｄ６が設けられている。即ち、複数の半導体スイッチの直列接続回路が複数系統備えられている。 The semiconductor switches Tr3 and Tr4 are connected in series, the semiconductor switch Tr3 is an upper arm of the V phase, and the semiconductor switch Tr4 is a lower arm of the V phase to form a half bridge circuit of the V phase. Further, diodes D3 and D4 are provided in the respective semiconductor switches Tr3 and Tr4. The semiconductor switches Tr5 and Tr6 are connected in series, the semiconductor switch Tr5 is an upper arm of the W phase, and the semiconductor switch Tr6 is a lower arm of the W phase to form a half bridge circuit of the W phase. Further, diodes D5 and D6 are provided in the respective semiconductor switches Tr5 and Tr6. That is, a plurality of series connected circuits of a plurality of semiconductor switches are provided.
また、平滑コンデンサＣ１に対して並列の放電用抵抗Ｒｄ（電力消費用の抵抗）が設けられている。該放電用抵抗は、平滑コンデンサＣ１が充電されている状態で長時間インバータ装置１３が作動しない場合に、平滑コンデンサＣ１に蓄積されている電力を徐々に放電させるための抵抗であり、一般的なインバータ装置に標準的に搭載されている。
In addition, a discharging resistor Rd (a resistor for power consumption) parallel to the smoothing capacitor C1 is provided. The discharging resistor is a resistor for gradually discharging the power stored in the smoothing capacitor C1 when the
ゲート駆動回路２１は、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲートに駆動信号を供給して、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のオン、オフを制御する。
The
主制御回路２２は、インバータ装置１３を総括的に制御する。特に、回転数センサ５１よりモータ１４の回転数データを取得し、モータ１４が所望の回転数で駆動するように、ゲート駆動回路２１に駆動指令を出力する。また、車両制御回路１５より、放電モード信号（第２のターンオン時間への切替信号）が与えられた際には、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を全てオンとして、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する処理を行う。
The
車両制御回路１５は、例えば車両に搭載されるＥＣＵ（electronic control unit）等に含まれる回路であり、リレー回路１２に開放、接続を指示する信号を出力する。具体的には、車両のイグニッションがオンとされた際には、リレー接点３１ｒ、３２ｒをオンとし、その後、接点３２ｒをオフ、接点３３ｒをオンとして、直流電源１１より出力される電圧をインバータ装置１３に供給する制御を行う。また、イグニッションがオフとされた場合、或いは、事故の発生によりインバータ装置１３を停止させる場合に、リレー回路１２に開放指令信号を出力して各リレー３１〜３３をオフとする制御を行う。更には、平滑コンデンサＣ１の両端に接続された電圧センサ（図示省略）で検出される電圧データを主制御回路２２に出力し、また、各リレー３１〜３３がオフとされた場合や衝突が発生した場合には、放電モード信号を主制御回路２２に出力する。
The
ゲート駆動回路２１、主制御回路２２及び車両制御回路１５は、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６からなる半導体スイッチ群に含まれる各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のオン、オフを切り替える制御部としての機能を備えている。
The
また、車両制御回路１５は、イグニッションのオフ、或いは事故の発生等に起因してリレー回路１２が開放して電力の供給が停止した際にこれを検出する停止検出部としての機能を備えている。更に、該車両制御回路１５は、直流電源１１から平滑コンデンサＣ１への直流電力の供給が停止検出部にて検出された際に、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する処理を実行する機能を備えている。
In addition, the
なお、ゲート駆動回路２１、主制御回路２２、及び車両制御回路１５は、例えば、中央演算ユニット（ＣＰＵ）や、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ハードディスク等の記憶手段からなる一体型のコンピュータとして構成することができる。
The
図２は、図１に示したゲート駆動回路２１の一部の構成を示す回路図であり、図２（ａ）は回路構成を示し、図２（ｂ）は電流の流れを示している。ゲート駆動回路２１は、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲートに駆動信号を出力する制御を行う。図２では、６個の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のうち、半導体スイッチＴｒ６（Ｗ相の下側アーム）の制御回路を示している。つまり、図２に示す回路が各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６に対してそれぞれ設けられている。なお、ゲート駆動ＩＣ（３１）は、その機能に応じて各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のうち、少なくとも２つの間で共通化することも可能である。
FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of part of the
図２（ａ）に示すように、ゲート駆動回路２１は、ゲート駆動ＩＣ（３１）と、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２と、プッシュプル回路３６、及び、ゲート抵抗Ｒ１１（制御端子抵抗）を備えている。
As shown in FIG. 2A, the
ゲート駆動ＩＣ（３１）は、ＶCC端子及びＶEE端子を備えており、これらの端子にはそれぞれ絶縁電源３５（電源部）の電源端子Ｖout+、Ｖout-より出力される電圧が供給される。また、ゲート駆動ＩＣ（３１）は、出力端子「ＯＵＴ」とグランド端子「ＧＮＤ」を備え、出力端子「ＯＵＴ」はプッシュプル回路３６を構成する各トランジスタＱ１、Ｑ２（半導体素子）の制御入力（例えば、バイポーラトランジスタのベース）に接続されている。即ち、「ＯＵＴ」端子に接続される電線は２系統に分岐され、一方の分岐線はトランジスタＱ１のベースに接続され、他方の分岐線はトランジスタＱ２のベースに接続されている。また、グランド端子「ＧＮＤ」は、２つのゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２の接続点に接続され、更に、半導体スイッチＴｒ６の一方の端子（例えば、ＩＧＢＴのエミッタ）に接続されている。
The gate drive IC (31) is provided with a VCC terminal and a VEE terminal, and the voltages outputted from the power supply terminals Vout + and Vout- of the isolated power supply 35 (power supply unit) are respectively supplied to these terminals. In addition, the gate drive IC (31) has an output terminal "OUT" and a ground terminal "GND", and the output terminal "OUT" is a control input of each of the transistors Q1 and Q2 (semiconductor elements) constituting the push-
ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２は、外部より供給される電圧、即ち、絶縁電源３５より供給される電力を、半導体スイッチＴｒ６のゲート（制御端子）に電流を供給するための電力として蓄積するコンデンサである。
The gate charge capacitors C21 and C22 are capacitors for storing voltage supplied from the outside, that is, power supplied from the
プッシュプル回路３６は、トランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続回路、及び電子スイッチＱ１１を備えており、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２と半導体スイッチＴｒ６のゲートとの間の接続、開放を切り替える。従って、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２と、プッシュプル回路３６は、絶縁電源３５より供給される電力を蓄積して制御端子（Ｔｒ６のゲート）に供給する電力を生成するバッファ回路としての機能を備えている。
The push-
プッシュプル回路３６には、回路開放用の電子スイッチＱ１１が直列接続されている。該電子スイッチＱ１１は、ノーマリオン型のＭＯＳＦＥＴ（ノーマリオン型のスイッチ）であり、該電子スイッチＱ１１のゲートには、該電子スイッチＱ１１のオン、オフを切り替えるフォトカプラＰＣ１が設けられている。フォトカプラＰＣ１は、例えばフォトトランジスタと発光ダイオードから成り、図１に示した主制御回路２２より放電モード信号（後述）が出力された場合には、発光ダイオードが発光し、フォトトランジスタがオンとなって、電子スイッチＱ１１を開放する。即ち、電子スイッチＱ１１は、プッシュプル回路３６を開放して（電流を遮断して）バッファ回路の機能を無効化するバッファ無効化回路としての機能を備えている。
To the push-
次に、上述のように構成された第１実施形態に係るインバータ装置１３の作用を、図３、図４に示すフローチャート、及び図５、図６に示すタイミングチャートを参照して説明する。図３は車両に異常が発生したときの処理手順を示し、図４は異常が解決した後の処理手順を示している。また、図５（ａ）は車両制御回路１５（図１参照）で検出される異常検知信号（例えば、車両の衝突を示す信号）を示し、（ｂ）はリレー回路１２の動作を示し、（ｃ）は主制御回路２２より出力される放電モード信号の変化を示し、（ｄ）はゲート駆動回路２１による平滑コンデンサＣ１の放電指示のタイミングを示し、（ｅ）はゲート駆動回路２１による各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の全ゲートオフ信号のタイミングを示し、（ｆ）は平滑コンデンサＣ１の端子間電圧の変化を示している。
Next, the operation of the
初めに、図３のステップＳ１１において、例えば車両が衝突し、車両制御回路１５にて車両の異常が検知された場合には、図５（ａ）に示すように、車両制御回路１５は、時刻ｔ１にて異常検知信号を検出する。
First, in step S11 of FIG. 3, for example, when the vehicle collides and the
ステップＳ１２において、車両制御回路１５は、この異常検知信号の検出に伴い、図５（ｂ）に示すように時刻ｔ１から若干遅れた時刻ｔ２において、リレー回路１２に設けられる各リレー３１、３２、３３のリレー接点３１ｒ、３２ｒ、３３ｒを開放する。従って、直流電源１１とインバータ装置１３との間が電気的に開放されるので、直流電源１１より出力される電力の、平滑コンデンサＣ１への供給が阻止される。また、車両制御回路１５は、リレー接点３１ｒ〜３３ｒが開放されたことに伴い、主制御回路２２に放電開始指令を出力する。
In step S12, the
ステップＳ１３において、主制御回路２２は、図５（ｃ）に示すようにリレー３１〜３３が開放された時刻ｔ２にて放電モードをオンとする。即ち、ゲート駆動回路２１に放電モード信号を出力する。放電モード信号が出力されることにより、図２に示したフォトカプラＰＣ１がオンとなり、これに伴って電子スイッチＱ１１がオフとなり、プッシュプル回路３６が開放される。つまり、バッファ回路が無効化される。
In step S13, the
更に、ステップＳ１４において、主制御回路２２は、図５（ｄ）に示すように時刻ｔ２よりも時間Ｔ１だけ遅れた時刻ｔ３にてゲート駆動回路２１に放電指示信号を出力する。放電指示信号が出力されることにより、ステップＳ１５において、全ての半導体スイッチ、即ち、上側アームの半導体スイッチＴｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５、及び、下側アームの半導体スイッチＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６は、遅い速度（後述する第２のターンオン時間）でオフからオンに切り替わる。即ち、図２（ａ）に示した半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流が抑制されるので、該半導体スイッチＴｒ６のコレクタ、エミッタ間には遅い速度で電流が増加して流れることになる。他の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ５についても同様である。この動作の詳細については後述する。
Further, in step S14, the
各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６に電流が流れることにより、平滑コンデンサＣ１に蓄積されている電力が徐々に消費されるので、図５（ｆ）に示すように、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧は、時刻ｔ３から徐々に低下する。 Since the electric power stored in the smoothing capacitor C1 is gradually consumed by the current flowing through each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6, the voltage across the terminals of the smoothing capacitor C1 becomes the time as shown in FIG. 5 (f). Gradually decrease from t3.
車両制御回路１５は、電圧センサ（図示省略）にて平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を監視しており、図３のステップＳ１６において、端子間電圧が閾値電圧Ｖthまで低下した場合には（ステップＳ１６でＹＥＳ）、ステップＳ１７において、主制御回路２２は、放電指示信号の出力を解除する。具体的には、図５（ｆ）に示すように、時刻ｔ４にて平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が閾値電圧Ｖthを下回るので、この時刻ｔ４にて図５（ｄ）に示すように、放電指令信号の出力を解除する。これにより、図５（ｅ）に示すように、全ての半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６はオフとなる。
The
なお、図３に示したフローチャートでは、車両に異常が検知された際に、リレー接点３１ｒ〜３３ｒを開放し、且つ、平滑コンデンサＣ１を放電する例を示したが、車両のイグニッションがオフとされた場合においても同様の動作が行われる。即ち、イグニッションがオフとされた場合には、各リレー接点３１ｒ〜３３ｒが開放されるので、この場合においても上記と同様の手順で平滑コンデンサＣ１を放電させる。
Although the flowchart shown in FIG. 3 shows an example in which the
次に、車両の異常が解除された場合の処理について図４に示すフローチャート、及び図６に示すタイミングチャートを参照して説明する。また、図６（ａ）は車両制御回路１５（図１参照）で検出される異常検知信号を示し、（ｂ）はリレー回路１２の動作を示し、（ｃ）は主制御回路２２より出力される放電モード信号の変化を示し、（ｄ）は各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６によるＰＷＭ制御の実行（オン）、停止（オフ）を示し、（ｅ）はゲート駆動回路２１による各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の全ゲートオフ信号のタイミングを示し、（ｆ）は平滑コンデンサＣ１の端子間電圧の変化を示している。
Next, processing when the vehicle abnormality is released will be described with reference to the flowchart shown in FIG. 4 and the timing chart shown in FIG. 6 (a) shows an abnormality detection signal detected by the vehicle control circuit 15 (see FIG. 1), FIG. 6 (b) shows the operation of the
図４のステップＳ３１にて、車両に生じた異常が解除された場合には、図６（ａ）に示すように、時刻ｔ１１において、車両制御回路１５で検出される異常検知信号がオフとなる。
When the abnormality which arose in the vehicle is cancelled | released in FIG.4 S31, as shown to Fig.6 (a), the abnormality detection signal detected by the
ステップＳ３２において、車両制御回路１５は、異常検知を解除し放電指示信号の出力を停止する。
In step S32, the
ステップＳ３３において、車両制御回路１５は、図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ１１よりも若干遅れた時刻ｔ１２にて、リレー回路１２に設けられる各リレー３１〜３３をオン（閉）とする。具体的には、初めにリレー３１、３２のリレー接点３１ｒ、３２ｒをオンとし、その後、リレー３３のリレー接点３３ｒをオンとすることにより、直流電源１１より出力される直流電力をインバータ装置１３に供給する。即ち、車両制御回路１５（制御部）は、リレー回路１２が接続から開放に切り替えられた際には、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電し、その後、該平滑コンデンサＣ１の電圧が予め設定した閾値電圧Ｖthに低下した後に、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６による交流電力への変換のための駆動が可能となるように設定する機能を備えている。
In step S33, the
更に、主制御回路２２は、図６（ｃ）に示すように、放電モード信号をオフとする。その結果、図２に示したフォトカプラＰＣ１がオフとされ、ノーマリオン型の電子スイッチＱ１１がオンとなるので、プッシュプル回路３６が導通する。
Furthermore, the
ステップＳ３４において、平滑コンデンサＣ１はリレー３１、３３がオンとされたことによりプリチャージされる。すると、図６（ｆ）に示すように、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇する。
In step S34, the smoothing capacitor C1 is precharged by turning on the
その後、ステップＳ３５において、ゲート駆動回路２１は、時刻ｔ１２から時間Ｔ２が経過した時刻ｔ１３にて、図６（ｅ）に示すように、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の全ゲートオフを解除し、図６（ｄ）に示すように、インバータ装置１３に設けられる各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のＰＷＭ制御を開始し、交流電圧を発生させモータ１４に供給する。
Thereafter, in step S35, the
こうして、車両に何等かの異常が発生した場合、或いはイグニッションがオフとされた場合には、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を遅い速度で放電させることができ、更に、異常が回避された場合には、平滑コンデンサＣ１をプリチャージして、インバータ装置１３を作動させることができるのである。
Thus, when any abnormality occurs in the vehicle, or when the ignition is turned off, the power stored in the smoothing capacitor C1 can be discharged at a low speed, and when the abnormality is avoided. In addition, the smoothing capacitor C1 can be precharged to operate the
次に、図３のステップＳ１５に示した処理、即ち、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を遅い速度でオンとする動作について説明する。図２（ａ）に示したように、ゲート駆動回路２１には、半導体スイッチＴｒ６に対してプッシュプル回路３６が設けられている。なお、他の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ５についても同様の構成を備えている。プッシュプル回路３６には、ノーマリオン型の電子スイッチＱ１１が設けられており、放電モード信号が与えられていない場合、即ち、平滑コンデンサＣ１を放電しない場合には、フォトカプラＰＣ１はオフとされ、電子スイッチＱ１１はオン状態が維持される。
Next, the process shown in step S15 of FIG. 3, that is, the operation of turning on each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 at a low speed will be described. As shown in FIG. 2A, the
この状態で、半導体スイッチＴｒ６をオンとする場合には、ゲート駆動ＩＣ（３１）の「ＯＵＴ」端子より駆動電圧を出力する。これにより、トランジスタＱ１がオンとなる。電源端子Ｖout+、Ｖout-間の電圧がゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２に印加されて、該ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２には所定の電圧が充電されており、且つ、電子スイッチＱ１１がオンとされているので、トランジスタＱ１がオンとされると、図２（ｂ）に示す矢印Ｙ１（実線）の経路で電流が流れる。即ち、ゲートチャージコンデンサＣ２１からトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタを経由し、更にゲート抵抗Ｒ１１を経由して半導体スイッチＴｒ６のゲートからエミッタに流れ、更に、ゲートチャージコンデンサＣ２１に向けて流れる。 In this state, when the semiconductor switch Tr6 is turned on, a drive voltage is output from the "OUT" terminal of the gate drive IC (31). Thereby, the transistor Q1 is turned on. The voltage between the power supply terminals Vout + and Vout− is applied to the gate charge capacitors C21 and C22, and the gate charge capacitors C21 and C22 are charged with a predetermined voltage, and the electronic switch Q11 is turned on. Therefore, when the transistor Q1 is turned on, a current flows in the path of the arrow Y1 (solid line) shown in FIG. 2 (b). That is, the current flows from the gate charge capacitor C21 via the collector and the emitter of the transistor Q1, further from the gate to the emitter of the semiconductor switch Tr6 via the gate resistor R11, and further to the gate charge capacitor C21.
この際、半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流は瞬時に増加するので、半導体スイッチＴｒ６は、速い速度でオフからオンに切り替わる。つまり、インバータ装置１３が交流電圧を発生するために作動している場合には、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６は、短い時間（これを「第１のターンオン時間」とする）でオフからオンに切り替わる。即ち、半導体スイッチＴｒ６を第１のターンオン時間でターンオンさせる場合には、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力をトランジスタＱ１（半導体素子）を経由して半導体スイッチＴｒ６の制御端子（ゲート）に供給する。
At this time, since the current flowing to the gate of the semiconductor switch Tr6 instantaneously increases, the semiconductor switch Tr6 switches from off to on at a high speed. That is, when the
一方、主制御回路２２より放電モード信号が出力されている場合には、フォトカプラＰＣ１がオンとなり、電子スイッチＱ１１がオフとなる。電子スイッチＱ１１がオフとなると、ゲート駆動ＩＣ（３１）の「ＯＵＴ」端子より駆動電圧が出力されても、トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間には電流が流れない。従って、図２（ｂ）の矢印Ｙ２（破線）に示すように、「ＯＵＴ」端子から、トランジスタＱ１のベース、ゲート抵抗Ｒ１１、半導体スイッチＴｒ６のゲート、エミッタ、を経由し、更に、「ＧＮＤ」端子に電流が流れる。この際、半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流は、トランジスタＱ１のベースに流れる電流であるから、極めて小さい電流となる。このため、半導体スイッチＴｒ６は、極めて遅い速度でオフからオンに切り替わることになる。換言すれば、長い時間（これを「第２のターンオン時間」とする）でオフからオンに切り替わる。即ち、電子スイッチＱ１１（バッファ無効化回路）を開放し、トランジスタＱ１（半導体素子）のベース（制御入力）に流れる電流を半導体スイッチＴｒ６の制御端子（ゲート）に供給することにより、半導体スイッチＴｒ６を第２のターンオン時間でターンオンさせる。
On the other hand, when the discharge mode signal is output from the
以下、電子スイッチＱ１１がオンとされている場合と、オフとされている場合の、半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流の相違を、図７に示すグラフを参照して説明する。 Hereinafter, the difference between the current flowing to the gate of the semiconductor switch Tr6 in the case where the electronic switch Q11 is turned on and the case where the electronic switch Q11 is turned off will be described with reference to the graph shown in FIG.
図７（ａ）は、時間経過に対するコレクタ、エミッタ間電圧ＶCEの変化を示し、図７（ｂ）は、時間経過に対するコレクタ電流ＩCの変化を示している。図７（ａ）において、曲線ｑ２は第１のターンオン時間（ｔon1）で半導体スイッチをオンとした場合の電圧ＶCEの変化を示し、曲線ｑ１は第２のターンオン時間（ｔon2）で半導体スイッチをオンとした場合の電圧ＶCEの変化を示している。また、図７（ｂ）において、曲線ｑ４は第１のターンオン時間で半導体スイッチをオンとした場合のコレクタ電流ＩCの変化を示し、曲線ｑ３は第２のターンオン時間で半導体スイッチをオンとした場合のコレクタ電流ＩCの変化を示している。 FIG. 7 (a) shows the change of collector-emitter voltage VCE with respect to time, and FIG. 7 (b) shows the change of collector current IC with respect to time. In FIG. 7A, the curve q2 shows the change of the voltage VCE when the semiconductor switch is turned on at the first turn-on time (ton1), and the curve q1 turns on the semiconductor switch at the second turn-on time (ton2) Shows the change of the voltage VCE. Further, in FIG. 7B, curve q4 shows the change of the collector current IC when the semiconductor switch is turned on at the first turn-on time, and curve q3 shows the case where the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time Shows the change of the collector current IC.
そして、図７（ａ）、（ｂ）から理解されるように、電子スイッチＱ１１がオンとされている場合とオフとされている場合で、半導体スイッチＴｒ６のコレクタ、エミッタ間に流れる電流の上昇速度が著しく変化している。発明者らの実験によれば、第２のターンオン時間（ｔon2）は１［ｍｓ］を上回る長い時間であり、第１のターンオン時間（ｔon1）は１［μｓ］を下回る短い時間であり、両者の相違は１０００倍以上となることが確認された。このため、半導体スイッチＴｒ６のコレクタ、エミッタ間に電流を流すことにより、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力をゆっくりとした速度で徐々に消費できることが理解される。 Then, as understood from FIGS. 7A and 7B, the rise of the current flowing between the collector and the emitter of the semiconductor switch Tr6 in the case where the electronic switch Q11 is turned on and the case where the electronic switch Q11 is turned off. The speed is changing significantly. According to the inventors' experiments, the second turn-on time (ton2) is a long time exceeding 1 [ms], and the first turn-on time (ton1) is a short time less than 1 [μs] It was confirmed that the difference of is more than 1000 times. Therefore, it is understood that the power stored in the smoothing capacitor C1 can be gradually consumed at a slow speed by supplying current between the collector and the emitter of the semiconductor switch Tr6.
ここで、第２のターンオン時間は、平滑コンデンサＣ１に対して並列に接続された放電用抵抗Ｒｄ（図１参照）での電力消費よりも速く電力を消費するように設定されている。即ち、第２のターンオン時間で半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６をターンオンさせることによる単位時間当たりの電力消費量は、放電用抵抗Ｒｄで単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きくなるように設定されている。 Here, the second turn-on time is set to consume power faster than the power consumption of the discharge resistor Rd (see FIG. 1) connected in parallel to the smoothing capacitor C1. That is, the power consumption per unit time by turning on the semiconductor switches Tr1 to Tr6 at the second turn-on time is set to be larger than the power consumption consumed per unit time by the discharge resistor Rd. ing.
図８は、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を全て第２のターンオン時間でオンとした場合の電流の流れを示す説明図である。図８に示すように、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を第２のターンオン時間でオンとすることにより、電流Ｉ２１、Ｉ２２、Ｉ２３が流れ、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を消費させることができる。 FIG. 8 is an explanatory view showing the flow of current when all the semiconductor switches Tr1 to Tr6 are turned on at the second turn-on time. As shown in FIG. 8, by turning on each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 at the second turn-on time, currents I21, I22, and I23 flow, and the power stored in the smoothing capacitor C1 can be consumed.
このようにして、第１実施形態に係るインバータ装置１３では、ゲート駆動回路２１に設けられるプッシュプル回路３６に、ノーマリオン型の電子スイッチＱ１１を設けている。そして、主制御回路２２より放電モード信号が出力された場合には、電子スイッチＱ１１をオフとしてプッシュプル回路３６を開放する。また、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を全てオンとする。
Thus, in the
従って、インバータ装置１３を構成する各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲートに流れる電流を著しく低減させることができ、ひいては、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のターンオン時間を長くすることができる。具体的には、第１のターンオン時間から第２のターンオン時間に変更することができる。その結果、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を介して徐々に放電させることができるので、大きな発熱を伴うことなく電力を消費することができる。このため、従来のように放電用の半導体素子を別途設けることなく、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電させることができる。
Therefore, the current flowing to the gate of each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 constituting the
また、平滑コンデンサＣ１への直流電力の供給が停止したことが車両制御回路１５（停止検出部）によって検出された場合に、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電するので、長時間に亘って平滑コンデンサＣ１に電力が蓄積されている状態を確実に防止することができる。 Further, when it is detected by the vehicle control circuit 15 (stop detection unit) that the supply of the DC power to the smoothing capacitor C1 has been stopped, the power stored in the smoothing capacitor C1 is discharged, and therefore, over a long time It is possible to reliably prevent the state in which power is stored in the smoothing capacitor C1.
更に、第２のターンオン時間で半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６をターンオンさせることによる単位時間当たりの電力消費量は、放電用抵抗Ｒｄで単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きくなるように設定されているので、標準的に設けられる放電用抵抗Ｒｄによる放電よりも早い時点で平滑コンデンサＣ１を放電させることができる。 Furthermore, the power consumption per unit time by turning on the semiconductor switches Tr1 to Tr6 at the second turn-on time is set to be larger than the power consumption consumed per unit time by the discharge resistor Rd. Therefore, it is possible to discharge the smoothing capacitor C1 earlier than the discharge by the discharge resistor Rd, which is provided in a standard manner.
また、車両制御回路１５（制御部）は、リレー回路１２が接続から開放に切り替えられた際には、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電し、その後、該平滑コンデンサＣ１の電圧が予め設定した閾値電圧Ｖthに低下した後に、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６による交流電力への変換のための駆動が可能となるように設定する。従って、平滑コンデンサＣ１の放電が終了した場合には、即時にインバータ装置１３を作動させることが可能となる。
Further, when the
更に、上アームと下アームの双方、即ち、全ての半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を第１のターンオン時間から第２のターンオン時間に変更して、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電するので、安定的、且つ迅速に放電を行うことができる。 Furthermore, since both the upper arm and the lower arm, that is, all the semiconductor switches Tr1 to Tr6 are changed from the first turn-on time to the second turn-on time to discharge the power stored in the smoothing capacitor C1, stability is achieved. Discharge quickly and quickly.
また、上記した第１実施形態では、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のターンオン時間を全て第１のターンオン時間から第２のターンオン時間に変更することにより、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する例について示した。 Further, in the above-described first embodiment, the power stored in the smoothing capacitor C1 is discharged by changing all the turn-on times of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 from the first turn-on time to the second turn-on time. It showed about.
本発明は、一つのハーフブリッジ回路に設けられる上アーム及び下アームの半導体スイッチのうち、いずれか一方を第１のターンオン時間から第２のターンオン時間に変更する構成としてもよい。例えば、下側アームとなる３つの半導体スイッチＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６にのみ、フォトカプラＰＣ１及び電子スイッチＱ１１を備える構成とすれば、下側アームとなる半導体スイッチＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６のみが第２のターンオン時間でオフからオンに切り替わり、上側アームとなる半導体スイッチＴｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５は第１のターンオン時間でオフからオンに切り替わることになる。 In the present invention, one of the upper arm and lower arm semiconductor switches provided in one half bridge circuit may be changed from the first turn-on time to the second turn-on time. For example, if the photocoupler PC1 and the electronic switch Q11 are provided only in the three semiconductor switches Tr2, Tr4, and Tr6 to be the lower arms, only the semiconductor switches Tr2, Tr4, and Tr6 to be the lower arms are the second. The turn-on time is switched from off to on, and the semiconductor switches Tr1, Tr3, and Tr5 to be the upper arms are switched from off to on at the first turn-on time.
即ち、ハーフブリッジ回路の、上アーム及び下アームのうちの一方の半導体スイッチを第１のターンオン時間でターンオンさせ、他方の半導体スイッチを第２のターンオン時間でターンオンさせる構成とすることも可能である。この場合においても、各系統において、電流の増加速度を低減させることができるので、大きな発熱を伴うことなく平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電させることができる。この場合、一方の半導体スイッチのターンオン時間を変更すれば良いので、制御負荷を軽減することができる。 That is, it is possible to turn on one semiconductor switch of the upper and lower arms of the half bridge circuit at the first turn-on time and turn on the other semiconductor switch at the second turn-on time. . Also in this case, since the rate of increase of current can be reduced in each system, the power stored in smoothing capacitor C1 can be discharged without much heat generation. In this case, the control load can be reduced because the turn-on time of one semiconductor switch may be changed.
また、上記した第１実施形態では、インバータ装置１３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎に、直列接続されたに２つの半導体スイッチ（例えば、Ｕ相の場合は２つの半導体スイッチＴｒ１、Ｔｒ２）を設ける構成としたが、３以上の半導体スイッチを直列接続する構成のインバータ装置についても適用することが可能である。この際、一つの系統で少なくとも一つの半導体スイッチのターンオン時間を第２のターンオン時間とすることにより、本実施形態の効果を達成することができる。
Further, in the above-described first embodiment, the
更に、第１実施形態では、半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を第２のターンオン時間でターンオンさせる場合には、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２に接続された回路を開放し、該ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２（即ち、バッファ回路）を無効化するので、トランジスタＱ１、Ｑ２に流れる電流を抑制させることができ、ひいては、半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート電流を確実に低減させることが可能となる。 Furthermore, in the first embodiment, when the semiconductor switches Tr1 to Tr6 are turned on for the second turn-on time, the circuit connected to the gate charge capacitors C21 and C22 is opened, and the gate charge capacitors C21 and C22 (that is, Since the buffer circuit is invalidated, the current flowing to the transistors Q1 and Q2 can be suppressed, and consequently, the gate current of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 can be reliably reduced.
また、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２、及びプッシュプル回路３６にてバッファ回路を構成し、更に、電子スイッチＱ１１（バッファ無効化回路）を用いて、バッファ回路を無効化することにより、第２のターンオン時間に変更するので、平滑コンデンサＣ１の放電時には、電子スイッチＱ１１を開放するという簡単な操作で、ターンオン時間を第２のターンオン時間に設定することが可能となる。
Further, a buffer circuit is configured by the gate charge capacitors C21 and C22, and the push-
更に、バッファ無効化回路として用いられる電子スイッチＱ１１として、ノーマリオン型のスイッチを用いているので、通常時には確実にプッシュプル回路３６を作動させることができ、インバータ装置１３を安定的に作動させることができる。
Furthermore, since the switch of normally on type is used as the electronic switch Q11 used as the buffer invalidation circuit, the push-
［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る電力変換装置は、前述した第１実施形態と対比して、ゲート駆動回路２１の構成のみが相違する。それ以外の構成は、第１実施形態と同様である。従って、以下ではゲート駆動回路の構成のみを説明する。図９は、第２実施形態に係るインバータ装置１３ａに用いられるゲート駆動回路２１ａの一部の構成を示す回路図である。図９（ａ）は回路構成を示し、図９（ｂ）は電流の流れを示している。なお、図９では半導体スイッチＴｒ６を駆動する回路のみを示しているが、他の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ５についても同様の回路が設けられている。
Description of Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described. The power conversion device according to the second embodiment is different from the above-described first embodiment only in the configuration of the
図９に示すゲート駆動回路２１ａは、図２に示したゲート駆動回路２１と対比して、回路開放用の電子スイッチＱ１１の設置位置が相違する。即ち、第２実施形態では、ゲートチャージコンデンサＣ２１と電源端子Ｖout+との間に、電子スイッチＱ１１が設けられている。電子スイッチＱ１１は、ノーマリオン型のスイッチである。そして、第１実施形態と同様に、主制御回路２２より放電モード信号が与えられた場合には、フォトカプラＰＣ１がオンとなり、電子スイッチＱ１１が開放される。
The
以下、第２実施形態に係る電力変換装置の作用について説明する。第１実施形態と同様に、インバータ装置１３ａ（図１参照）による直流電力から交流電力への変換が実行される場合には、フォトカプラＰＣ１はオフとされている。従って、図９（ａ）に示すノーマリオン型の電子スイッチＱ１１はオンとされ、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力により、前述した図２（ｂ）に示した矢印Ｙ１の経路で電流が流れる。このため、半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流は比較的大きい電流となり、該半導体スイッチＴｒ６は第１のターンオン時間でオフからオンに切り替わる。
Hereinafter, the operation of the power conversion device according to the second embodiment will be described. As in the first embodiment, when conversion from DC power to AC power is performed by the
一方、主制御回路２２より放電モード信号が出力されている場合には、フォトカプラＰＣ１がオンとなり、電子スイッチＱ１１が開放される。電子スイッチＱ１１が開放されると、ゲートチャージコンデンサＣ２１に接続される回路が開放され、絶縁電源３５の電源端子Ｖout+より出力される電圧がプッシュプル回路３６に供給されることになる。従って、図９（ｂ）に示す矢印Ｙ３の経路で電流が流れることになる。絶縁電源３５は出力電流に制限があるので、半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる電流が抑制され、極めて小さい電流となる。このため、半導体スイッチＴｒ６は、第１のターンオン時間よりも長い第２のターンオン時間でオフからオンに切り替わることになる。
On the other hand, when the discharge mode signal is output from the
その結果、第１実施形態と同様に、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に消費することができる。このように、第２実施形態に係るインバータ装置１３ａでは、主制御回路２２より放電モード信号が出力された場合には、ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２を開放し、絶縁電源３５の電源端子Ｖout+より出力される電圧により各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給して、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のコレクタ、エミッタ間に流れる電流を制御する。そして、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給する電流が著しく低減するので、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のターンオン時間を長くすることができる。即ち、第２のターンオン時間とすることができる。その結果、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に放電させることができるので、大きな発熱を伴うことなく電力を消費することができる。このため、従来のように放電用の半導体素子を別途設けることなく、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電させることができる。
As a result, as in the first embodiment, the power stored in the smoothing capacitor C1 can be gradually consumed. As described above, in the
なお、第１実施形態で示した第２のターンオン時間と第２実施形態で示した第２のターンオン時間が一致するか否かは問わない。 It does not matter whether or not the second turn-on time shown in the first embodiment and the second turn-on time shown in the second embodiment coincide.
［第３実施形態の説明］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。第３実施形態に係る電力変換装置は、前述した第１実施形態と対比して、ゲート駆動回路の構成のみが相違する。それ以外の構成は、第１実施形態と同様である。従って、以下ではゲート駆動回路の構成のみを説明する。図１０は、第３実施形態に係るインバータ装置１３ｂに設けられるゲート駆動回路２１ｂの一部の構成を示す回路図である。図１０（ａ）は回路構成を示し、図１０（ｂ）は電流の流れを示している。なお、図１０では半導体スイッチＴｒ６を駆動する回路のみを示しているが、他の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ５についても同様の回路が設けられている。
Description of Third Embodiment
Next, a third embodiment of the present invention will be described. The power conversion device according to the third embodiment differs from the first embodiment described above only in the configuration of the gate drive circuit. The other configuration is the same as that of the first embodiment. Therefore, only the configuration of the gate drive circuit will be described below. FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of part of the
図１０に示すゲート駆動回路２１ｂは、半導体スイッチＴｒ６のゲートに接続されるゲート抵抗（制御端子抵抗）が２つ設けられている。即ち、半導体スイッチＴｒ６のゲートには、抵抗Ｒ２１（第１の抵抗）とＲ２２（第２の抵抗）の並列接続回路が接続されている。そして、抵抗Ｒ２１は抵抗Ｒ２２に対して極めて小さい抵抗値を有している。つまり、抵抗Ｒ２１＜＜Ｒ２２なる関係を有している。換言すれば、第２の抵抗は、第１の抵抗よりも大きく設定されている。そして、抵抗Ｒ２１に対して直列に回路開放用の電子スイッチＱ１１（抵抗切替回路）が設けられている。電子スイッチＱ１１はノーマリオン型のスイッチである。更に、該電子スイッチＱ１１にフォトカプラＰＣ１が接続されている。また、抵抗切替回路、即ち電子スイッチＱ１１は、第２のターンオン時間への切替信号が与えられた際に、オフ（開放）に切り替えられるように制御される。
The
次に、ゲート駆動回路２１ｂの作用について説明する。第１、第２実施形態と同様に、インバータ装置１３ｂ（図１参照）による直流電力から交流電力への変換が実行される場合には、フォトカプラＰＣ１はオフとされている。従って、図１０（ａ）に示すノーマリオン型の電子スイッチＱ１１はオンとされ、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力により、図１０（ｂ）に示す矢印Ｙ４、Ｙ５、Ｙ７の経路で電流が流れる。
Next, the operation of the
具体的には、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力は、トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間を経由し、更に抵抗Ｒ２１を経由して半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる。この場合電流は、抵抗値が小さいゲート抵抗Ｒ２１を流れるので（Ｒ２１＜＜Ｒ２２のため、ほとんどの電流は抵抗Ｒ２１に流れる）、半導体スイッチＴｒ６のゲートには比較的大きい電流が流れることになり、該半導体スイッチＴｒ６は、第１のターンオン時間でオフからオンに切り替わる。 Specifically, the power stored in the gate charge capacitor C21 flows between the collector and the emitter of the transistor Q1 and further flows to the gate of the semiconductor switch Tr6 via the resistor R21. In this case, since the current flows through the gate resistor R21 having a small resistance value (since R21 << R22, most of the current flows to the resistor R21), a relatively large current flows to the gate of the semiconductor switch Tr6. The semiconductor switch Tr6 is switched from off to on at a first turn-on time.
一方、主制御回路２２より放電モード信号が与えられている場合には、フォトカプラＰＣ１がオンとされ、電子スイッチＱ１１がオフとなる。このため、ゲート抵抗Ｒ２１の経路が開放される。従って、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力は、トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間を経由し、更にゲート抵抗Ｒ２２を経由して半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる。即ち、図１０（ｂ）に示す矢印Ｙ４、Ｙ６、Ｙ７に沿って電流が流れる。この場合、電流は抵抗値が大きいゲート抵抗Ｒ２２を流れるので、半導体スイッチＴｒ６のゲート流れる電流は制限され、極めて小さい電流となる。このため、半導体スイッチＴｒ６は第２のターンオン時間でオフからオンに切り替わることになる。
On the other hand, when the discharge mode signal is supplied from the
即ち、電子スイッチＱ１１は、オンとされた場合（接続された場合）に半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を第１のターンオン時間で駆動させ、オフとされた場合（開放された場合）に第２のターンオン時間で駆動させる抵抗切替回路としての機能を備えている。その結果、第１、第２実施形態と同様に、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に消費することができる。 That is, the electronic switch Q11 drives the semiconductor switches Tr1 to Tr6 for the first turn-on time when turned on (connected), and turns off when turned off (opened). It has a function as a resistance switching circuit driven by time. As a result, as in the first and second embodiments, the power stored in the smoothing capacitor C1 can be gradually consumed.
このように、第３実施形態に係るインバータ装置１３ｂでは、主制御回路２２より放電モード信号が出力された場合には、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート抵抗が大きくなるように切り替える。換言すれば、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６を第２のターンオン時間でターンオンする場合には、第１のターンオン時間でターンオンする場合よりもゲート抵抗（制御端子抵抗）が大きくなるように変更している。従って、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のターンオン時間を長くすることができ、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に放電させることができるので、大きな発熱を伴うことなく電力を消費することができる。
Thus, in the
更に、主制御回路２２より放電モード信号が出力された場合には、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート抵抗を、抵抗Ｒ２１から、該抵抗Ｒ２１よりも相対的に抵抗値が大きい抵抗Ｒ２２に切り替えるように制御する。このため、従来のように放電用の半導体素子を別途設けることなく、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電させることができる。
Furthermore, when the discharge mode signal is output from the
また、抵抗切替回路として用いられる電子スイッチＱ１１として、ノーマリオン型のスイッチを用いているので、通常時には確実に抵抗Ｒ２１に電流を流すことができるので、インバータ装置１３を安定的に作動させることができる。
In addition, since the normally on type switch is used as the electronic switch Q11 used as the resistance switching circuit, a current can be reliably supplied to the resistor R21 under normal conditions, so the
なお、第１、第２実施形態で示した第２のターンオン時間と第３実施形態で示した第２のターンオン時間が一致するか否かは問わない。 Note that it does not matter whether the second turn-on time shown in the first and second embodiments and the second turn-on time shown in the third embodiment match.
［第４実施形態の説明］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。第４実施形態に係るインバータ装置１３ｃは、前述した第３実施形態と対比して、ゲート駆動回路の構成のみが相違する。それ以外の構成は、第３実施形態と同様である。従って、以下ではゲート駆動回路の構成のみを説明する。図１１は、第４実施形態に係るゲート駆動回路２１ｃの一部の構成を示す回路図である。図１１（ａ）は回路構成を示し、図１１（ｂ）は電流の流れを示している。なお、図１１では半導体スイッチＴｒ６を駆動する回路のみを示しているが、他の半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ５についても同様の回路が設けられている。
Description of the Fourth Embodiment
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. The
図１１に示すゲート駆動回路２１ｃは、半導体スイッチＴｒ６のゲートに接続されるゲート抵抗が３つ設けられている。即ち、半導体スイッチＴｒ６のゲートには、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の並列接続回路が接続されており、抵抗Ｒ２１、Ｒ２３＜＜Ｒ２２なる関係を有している。即ち、抵抗Ｒ２１及びＲ２３は抵抗Ｒ２２と対比して極めて小さい抵抗値とされている。また、抵抗Ｒ２１に対して直列にノーマリオン型の電子スイッチＱ１１が設けられている。更に、該電子スイッチＱ１１にはフォトカプラＰＣ１が接続されている。また、抵抗Ｒ２１には、ゲートを向く方向が順方向となるダイオードＤ２１が設けられ、抵抗Ｒ２３にはゲートの反対を向く方向が順方向となるダイオードＤ２３が設けられている。
The
次に、ゲート駆動回路２１ｃの作用について説明する。第１〜第３実施形態と同様に、インバータ装置１３ｃ（図１参照）による直流電力から交流電力への変換が実行される場合には、フォトカプラＰＣ１はオフとされている。従って、図１１（ａ）に示すノーマリオン型の電子スイッチＱ１１はオンとされ、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力により、図１１（ｂ）に示す矢印Ｙ１１、Ｙ１２、Ｙ１５の経路で電流が流れる。
Next, the operation of the
具体的には、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力は、トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間を経由し、更に抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ２１を経由して半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる。この場合、電流は、抵抗値が小さいゲート抵抗Ｒ２１を流れるので、半導体スイッチＴｒ６のゲートには比較的に大きい電流が流れることになり、該半導体スイッチＴｒ６は、第１のターンオン時間でオフからオンに切り替わる。 Specifically, the power stored in the gate charge capacitor C21 flows between the collector and the emitter of the transistor Q1, and further flows to the gate of the semiconductor switch Tr6 via the resistor R21 and the diode D21. In this case, since the current flows through the gate resistor R21 having a small resistance value, a relatively large current flows through the gate of the semiconductor switch Tr6, and the semiconductor switch Tr6 is turned off from on during the first turn-on time. Switch to
一方、主制御回路２２より放電モード信号が与えられている場合には、フォトカプラＰＣ１がオンとされ、電子スイッチＱ１１がオフとなる。このため、ゲート抵抗Ｒ２１の経路が開放される。従って、ゲートチャージコンデンサＣ２１に蓄積された電力は、トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間を経由し、更に抵抗Ｒ２２を経由して半導体スイッチＴｒ６のゲートに流れる。即ち、図１１（ｂ）に示す矢印Ｙ１１、Ｙ１３、Ｙ１５に沿って電流が流れる。この場合、電流は、抵抗値が大きいゲート抵抗Ｒ２２を流れるので、半導体スイッチＴｒ６のゲート流れる電流は極めて小さい電流となる。このため、半導体スイッチＴｒ６は第２のターンオン時間でオフからオンに切り替わることになる。
On the other hand, when the discharge mode signal is supplied from the
その結果、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に消費することができる。また、半導体スイッチＴｒ６をオンからオフに切り替える場合には、図１１（ｂ）の矢印Ｙ１４に示すように、抵抗Ｒ２３を経由して電流が流れるので、第１のターンオン時間とほぼ同一の時間でオンからオフに切り替えることができる。 As a result, the power stored in the smoothing capacitor C1 can be gradually consumed. In addition, when the semiconductor switch Tr6 is switched from on to off, as indicated by an arrow Y14 in FIG. 11B, a current flows through the resistor R23, so that the time is substantially the same as the first turn-on time. You can switch from on to off.
このように、第４実施形態に係るインバータ装置１３ｃでは、主制御回路２２より放電モード信号が出力された場合には、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート抵抗を抵抗Ｒ２１から、抵抗Ｒ２２に切り替えるように制御する。その結果、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６のターンオン時間を長くすることができる。具体的には、第１のターンオン時間よりも相対的に長い第２のターンオン時間とすることができる。
Thus, in the
このため、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を徐々に放電させることができるので、大きな発熱を伴うことなく電力を消費することができる。よって、従来のように放電用の半導体素子を別途設けることなく、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電させることができる。また、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６がオンからオフに切り替える際には、抵抗Ｒ２３、ダイオードＤ２３を経由して電流が流れるので、短い時間で切り替えることができる。 As a result, the power stored in the smoothing capacitor C1 can be gradually discharged, so power can be consumed without much heat generation. Therefore, the electric power stored in the smoothing capacitor C1 can be discharged without providing a separate semiconductor element for discharge as in the prior art. Further, when the semiconductor switches Tr1 to Tr6 are switched from on to off, current flows through the resistor R23 and the diode D23, so that switching can be performed in a short time.
なお、第１〜第３実施形態で示した第２のターンオン時間と第４実施形態で示した第２のターンオン時間が一致するか否かは問わない。 It does not matter whether the second turn-on time shown in the first to third embodiments and the second turn-on time shown in the fourth embodiment coincide.
［第５実施形態の説明］
次に、本発明の第５実施形態について説明する。第５実施形態に係るインバータ装置１３ｄ（図１参照）は、前述の第１実施形態と同様の構成を備えており、図２に示した絶縁電源３５より出力される電圧が制御される点で相違する。第５実施形態では、全ての半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６をオンとして平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する際に、絶縁電源３５の電源端子Ｖout+より出力する電圧が低減するように制御する。
Description of Fifth Embodiment
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. The
具体的には、半導体スイッチ群（半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６）が直流電力を交流電力に変換する際には、電源端子Ｖout+より出力する電圧を第１の出力電圧とし、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する際には、この電圧を第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧とする。また、第２の出力電圧は、各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の最低駆動電圧よりも高く設定されている。 Specifically, when the semiconductor switch group (semiconductor switches Tr1 to Tr6) converts DC power into AC power, the voltage output from the power supply terminal Vout + is used as the first output voltage and stored in the smoothing capacitor C1. When discharging power, this voltage is set to a second output voltage lower than the first output voltage. The second output voltage is set higher than the minimum drive voltage of each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6.
装置構成は、第１実施形態と同一であるので、以下、第５実施形態に係るインバータ装置１３ｄの作用を、前述の図２に示した回路図、及び図１２に示すタイミングチャートを参照して説明する。図１２（ａ）は車両制御回路１５（図１参照）で検出される異常検知信号を示し、（ｂ）はリレー回路１２の動作を示し、（ｃ）は主制御回路２２より出力される放電モード信号の変化を示し、（ｄ）はゲート駆動回路２１による平滑コンデンサＣ１の放電指示のタイミングを示し、（ｅ）はゲート駆動回路２１による各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の全ゲートオフ信号のタイミングを示し、（ｆ）は絶縁電源３５の電源端子Ｖout+より出力される電圧の変化を示している。
Since the device configuration is the same as that of the first embodiment, the operation of the
図１２（ａ）〜（ｅ）に示す特性図に係る動作は、前述した図５（ａ）〜（ｅ）で説明した動作と同様であるので、説明を省略する。そして、第５実施形態に係るインバータ装置１３ｄでは、放電指示が出力される時刻ｔ３において、主制御回路２２の制御により、絶縁電源３５の電源端子Ｖout+より出力する電圧を通常時に対して相対的に低下させる。
The operations according to the characteristic diagrams shown in FIGS. 12 (a) to 12 (e) are the same as the operations described in FIGS. 5 (a) to 5 (e) described above, and thus the description thereof is omitted. Then, in the
こうすることにより、図２に示すゲート駆動ＩＣ（３１）の「ＯＵＴ」端子より出力される電圧が低下するので、これに伴って、トランジスタＱ１のベースに流れる電流が低下する。その結果、各半導体スイッチＴｒ１〜ＴＲ６のゲートに供給される電流をより一層低減させることができる。具体的には、図２（ｂ）の矢印Ｙ２に示す電流を第１実施形態の場合よりも低減することができるので、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する際には、第２のターンオン時間をより一層長くすることができる。その結果、大きな発熱を伴うことなく平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電することが可能となる。 As a result, the voltage output from the "OUT" terminal of the gate drive IC (31) shown in FIG. 2 decreases, and accordingly, the current flowing to the base of the transistor Q1 decreases. As a result, the current supplied to the gates of the semiconductor switches Tr1 to TR6 can be further reduced. Specifically, since the current shown by arrow Y2 in FIG. 2B can be reduced compared to the case of the first embodiment, when discharging the power stored in smoothing capacitor C1, the second The turn on time can be even longer. As a result, it is possible to discharge the power stored in the smoothing capacitor C1 without causing a large amount of heat generation.
また、第５実施形態では、前述の第１実施形態で示したインバータ装置について、電源端子Ｖout+の電圧を低減する例について説明したが、図９に示した第２実施形態（ゲートチャージコンデンサＣ２１、Ｃ２２に直列に電子スイッチＱ１１が設けられる例）についても適用することが可能である。 Further, in the fifth embodiment, an example of reducing the voltage of the power supply terminal Vout + has been described with respect to the inverter device shown in the first embodiment described above, but the second embodiment shown in FIG. The invention can also be applied to an example in which the electronic switch Q11 is provided in series with C22.
［第６実施形態の説明］
次に、本発明の第６実施形態について説明する。第６実施形態に係るインバータ装置は、前述の第１〜第５実施形態に示したインバータ装置と対比して、リレー回路１２の構成が相違している。即ち、第６実施形態に係るインバータ装置では、図１３に示すように直流電源１１と平滑コンデンサＣ１との間に設けられるリレー回路として、半導体リレー回路１２ｅ（リレー回路）が設けられている。
Description of the Sixth Embodiment
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. The inverter device according to the sixth embodiment differs from the inverter devices shown in the first to fifth embodiments in the configuration of the
半導体リレー回路１２ｅは、半導体スイッチ４１、４２、４３を備えている。半導体スイッチ４１は、直流電源１１のプラス側端子に接続されている。半導体スイッチ４２は、直流電源１１のマイナス側端子に接続され、抵抗Ｒ１０１が直列に接続されている。半導体スイッチ４３は、直流電源１１のマイナス側端子に接続されている。そして、インバータ装置１３の駆動開始時には、半導体スイッチ４１、４２をオンとして抵抗Ｒ１０１に電流を流すことにより過電流を抑制し、その後、半導体スイッチ４２をオフとし、半導体スイッチ４３をオンとするように切り替える。
The
そして、第６実施形態では、車両制御回路１５より出力される半導体リレー回路１２ｅの開放指令信号に同期して、ゲート駆動回路２１による各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６への放電指示信号を出力する。即ち、第１のターンオン時間から第２のターンオン時間への切替信号として、半導体リレー回路１２ｅの開放指令信号を用いる。
In the sixth embodiment, the discharge instruction signal to each of the semiconductor switches Tr1 to Tr6 by the
以下、図１４に示すタイミングチャートを参照して、第６実施形態の作用について説明する。図１４（ａ）は車両制御回路１５で検出される異常検知信号を示し、（ｂ）は半導体リレー回路１２ｅの動作を示し、（ｃ）は主制御回路２２より出力される放電モード信号の変化を示し、（ｄ）はゲート駆動回路２１による平滑コンデンサＣ１の放電指示のタイミングを示し、（ｅ）はゲート駆動回路２１による各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６の全ゲートオフ信号のタイミングを示し、（ｆ）は平滑コンデンサＣ１の端子間電圧の変化を示している。
The operation of the sixth embodiment will be described below with reference to the timing chart shown in FIG. FIG. 14 (a) shows the abnormality detection signal detected by the
そして、図１４に示す時刻ｔ１にて車両に異常が検知されると、若干遅れた時刻ｔ２にて半導体リレー回路１２ｅがオンとなる。これと同時に放電モード信号が出力され、更に各半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６に対して放電指示信号が出力される。即ち、第１実施形態ではリレーコイル、リレー接点を備えた機械式のリレー回路を用いたので、図５のフローチャートに示したようにリレー回路のオン指令から実際にリレー接点がオンとなるまでに時間差が生じた。これに対して、第６実施形態では、半導体リレー回路１２ｅを用いているので、リレーの開放指示とほぼ同時に全ての半導体スイッチＴｒ１〜Ｔｒ６をオンとして、平滑コンデンサＣ１の放電を行うことができる。即ち、図１４の符号Ｐ１に示すように、リレー接点のオン、放電モードのオン、及び放電指示のタイミングを一致させることができるので、図１４（ｆ）に示すように、より早く平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を閾値電圧Ｖthまで低下させることが可能となる。
When an abnormality is detected in the vehicle at time t1 shown in FIG. 14, the
このようにして、第６実施形態に係る電力変換装置では、直流電源１１とインバータ装置１３との間の接続、開放を切り替えるためのリレー回路として、半導体リレー回路１２ｅを用いる構成としたので、リレー接点がオンとされてから放電を開始するまでの時間を短縮することができる。その結果、平滑コンデンサＣ１の放電をより早い時点で開始することができ、より短時間で平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電することが可能となる。
As described above, in the power conversion device according to the sixth embodiment, the
また、リレー接点の開放信号を用いて、放電モード信号の出力、及び放電指示の出力を設定できる。具体的には、図１４の符号Ｐに示すように、３つの信号を同一のタイミングで実施するので、制御の負担を軽減できる。 Further, the output of the discharge mode signal and the output of the discharge instruction can be set using the relay contact open signal. Specifically, as shown by the symbol P in FIG. 14, the three signals are implemented at the same timing, so that the burden of control can be reduced.
[第７実施形態の説明]
図１５は、第７実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。第７実施形態では、前述した図１と対比して、リレー回路１２とインバータ装置１３との間にヒューズＦ１が設けられている点で相違する。車両制御回路１５は、ヒューズＦ１の溶断検知信号が検出された際に、これを契機として平滑コンデンサＣ１の放電に移行する。こうすることにより、リレー回路１２が導通した状態でインバータ装置１３が停止した場合においても、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電することができる。
Description of the Seventh Embodiment
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment. The seventh embodiment is different from FIG. 1 described above in that a fuse F1 is provided between the
以上、本発明の電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。 As mentioned above, although the control method of the power converter of the present invention and the power converter was explained based on the embodiment of illustration, the present invention is not limited to this, and the composition of each part has the same function. It can be replaced with one of the configuration of.
例えば、上述した各実施形態では、フォトカプラＰＣ１を用いて電子スイッチＱ１１のオン、オフを切り替える例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、絶縁リレー等、絶縁性を有するリレーを用いることが可能である。 For example, in each of the above-described embodiments, an example has been described in which the on / off switching of the electronic switch Q11 is switched using the photocoupler PC1. However, the present invention is not limited to this. It is possible to use a relay.
１１ 直流電源
１２ リレー回路
１２ｅ 半導体リレー回路
１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ インバータ装置
１４ モータ
１５ 車両制御回路
２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ ゲート駆動回路
２２ 主制御回路
３１、３２、３３ リレー
３１ｃ、３２ｂ、３３ｃ リレーコイル
３１ｒ、３２ｒ、３３ｒ リレー接点
３５ 絶縁電源
３６ プッシュプル回路
４１〜４３ 半導体スイッチ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２１、Ｃ２２ ゲートチャージコンデンサ
Ｆ１ ヒューズ
Ｑ１１ 電子スイッチ
11
Claims (15)
前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、
複数の半導体スイッチの直列接続回路を、複数系統備えた半導体スイッチ群と、
前記半導体スイッチ群に含まれる各半導体スイッチのオン、オフを切り替える制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記直流電力を交流電力に変換する際には、前記各半導体スイッチのターンオン時間を第１のターンオン時間とし、前記平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際には、各系統の直列接続回路に含まれる少なくとも一つの半導体スイッチのターンオン時間を、前記第１のターンオン時間よりも長い第２のターンオン時間に変更し、
更に、前記平滑コンデンサに対して並列に電力消費用の抵抗が設けられ、前記第２のターンオン時間で半導体スイッチをターンオンさせたことによる単位時間当たりの電力消費量は、前記電力消費用の抵抗で単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きいこと
を特徴とする電力変換装置。 In a power conversion device that converts direct current power supplied from a direct current power source into alternating current power,
A smoothing capacitor for smoothing the DC power;
A semiconductor switch group including a plurality of series connected circuits of a plurality of semiconductor switches;
A control unit configured to switch on and off each of the semiconductor switches included in the semiconductor switch group;
The control unit
When the DC power is converted to AC power, the turn-on time of each semiconductor switch is taken as a first turn-on time, and when discharging the power stored in the smoothing capacitor, the series connection circuit of each system is used. Changing the turn on time of at least one semiconductor switch included to a second turn on time longer than said first turn on time ,
Furthermore, a resistor for power consumption is provided in parallel with the smoothing capacitor, and the power consumption per unit time by turning on the semiconductor switch at the second turn-on time is the resistor for power consumption. A power converter characterized in that it is larger than the power consumption consumed per unit time .
前記平滑コンデンサへの、前記直流電力の供給が停止したことを検出する停止検出部を備え、
前記制御部は、前記直流電力の供給が停止したことが前記停止検出部にて検出された際に、前記平滑コンデンサに蓄積された電力を放電すること
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The control unit
A stop detection unit configured to detect that the supply of the DC power to the smoothing capacitor has stopped;
The power according to claim 1, wherein the control unit discharges the power stored in the smoothing capacitor when it is detected by the stop detection unit that the supply of the DC power is stopped. Converter.
前記制御部は、前記リレー回路が接続から開放に切り替えられた際には、前記平滑コンデンサに蓄積された電力を放電し、その後、該平滑コンデンサの電圧が予め設定した閾値電圧に低下した後に、各半導体スイッチによる交流電力への変換のための駆動が可能となるように設定すること
を特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。 The relay circuit further includes a relay circuit provided between the DC power supply and the smoothing capacitor, which switches connection and disconnection between the DC power supply and the smoothing capacitor.
The control unit discharges the power stored in the smoothing capacitor when the relay circuit is switched from connection to opening, and then the voltage of the smoothing capacitor is lowered to a preset threshold voltage. The power converter according to claim 1 or 2, wherein driving is possible for conversion to alternating current power by each semiconductor switch .
を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The series connection circuit of each system includes a half bridge circuit consisting of two semiconductor switches constituting an upper arm and a lower arm, and when discharging the smoothing capacitor, it is provided in the series connection circuit of all the systems. The power conversion device according to any one of claims 1 to 3 , wherein semiconductor switches of both the upper arm and the lower arm of the half bridge circuit are turned on at the second turn-on time. .
を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The series connection circuit of each system includes a half bridge circuit consisting of two semiconductor switches constituting an upper arm and a lower arm, and when discharging the smoothing capacitor, it is provided in the series connection circuit of all the systems. The semiconductor switch of one of the upper arm and the lower arm of the half bridge circuit is turned on at the first turn-on time, and the other semiconductor switch is turned on at the second turn-on time. The power converter device according to any one of claims 1 to 3.
前記ゲート駆動回路は、
外部より供給される電力を蓄積して前記制御端子に供給する電力を生成するバッファ回路を含み、
前記半導体スイッチを前記第１のターンオン時間でターンオンする場合には、前記バッファ回路に蓄積された電力を前記制御端子に供給し、
前記半導体スイッチを前記第２のターンオン時間でターンオンする場合には、前記バッファ回路の機能を無効化すること
を特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit has a gate drive circuit that outputs a drive signal supplied to the control terminal of each semiconductor switch,
The gate drive circuit is
A buffer circuit for storing externally supplied power and generating power supplied to the control terminal;
When the semiconductor switch is turned on at the first turn-on time, the power stored in the buffer circuit is supplied to the control terminal;
The power conversion device according to any one of claims 1 to 5 , wherein when the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time, the function of the buffer circuit is invalidated .
外部より供給される電力を蓄積するゲートチャージコンデンサと、
前記ゲートチャージコンデンサに蓄積された電力の、前記制御端子への供給、停止を切り替える半導体素子と、
前記ゲートチャージコンデンサから前記半導体素子に流れる電流を遮断するバッファ無効化回路と、を含み、
前記半導体スイッチを前記第１のターンオン時間でターンオンする場合には、前記ゲートチャージコンデンサに蓄積された電力を、前記半導体素子を経由して、前記半導体スイッチの制御端子に供給し、
前記半導体スイッチを前記第２のターンオン時間でターンオンする場合には、前記バッファ無効化回路を開放し、前記半導体素子の制御入力に流れる電流を、前記半導体スイッチの制御端子に供給すること
を特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。 The buffer circuit is
A gate charge capacitor for storing externally supplied power;
A semiconductor element that switches between supply and stop of the power stored in the gate charge capacitor to the control terminal;
A buffer invalidation circuit for interrupting a current flowing from the gate charge capacitor to the semiconductor element;
When the semiconductor switch is turned on at the first turn-on time, the power stored in the gate charge capacitor is supplied to the control terminal of the semiconductor switch via the semiconductor element;
When the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time, the buffer disabling circuit is opened to supply a current flowing to a control input of the semiconductor element to a control terminal of the semiconductor switch. The power converter device according to claim 6 .
前記第２のターンオン時間への切替信号は、前記リレー回路の開放指令信号であること
を特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。 The relay circuit further includes a relay circuit provided between the DC power supply and the smoothing capacitor, which switches connection and disconnection between the DC power supply and the smoothing capacitor.
The power conversion device according to claim 8 , wherein the switching signal to the second turn-on time is an open command signal of the relay circuit .
前記ゲート駆動回路は、
電源部より供給される電力を蓄積して前記制御端子に供給する電力を生成するバッファ回路と、該バッファ回路と前記制御端子との間に設けられる制御端子抵抗と、を含み、
前記半導体スイッチを前記第２のターンオン時間でターンオンする場合には、前記第１のターンオン時間でターンオンする場合よりも、前記制御端子抵抗が大きくなるように変更すること
を特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit has a gate drive circuit that outputs a drive signal supplied to the control terminal of each semiconductor switch,
The gate drive circuit is
A buffer circuit that accumulates power supplied from a power supply unit and generates power to be supplied to the control terminal; and a control terminal resistor provided between the buffer circuit and the control terminal;
When the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time, the control terminal resistance is changed to be larger than when turned on at the first turn-on time . The power converter device of any one of 5 .
前記第１の抵抗に対して直列に抵抗切替回路を搭載し、
前記半導体スイッチを前記第１のターンオン時間でターンオンする場合には、前記抵抗切替回路を接続し、
前記半導体スイッチを前記第２のターンオン時間でターンオンする場合には、前記抵抗切替回路を開放すること
を特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。 The control terminal resistance is a parallel connection circuit of a first resistance and a second resistance larger than the first resistance,
Mounting a resistor switching circuit in series with the first resistor;
When the semiconductor switch is turned on at the first turn-on time, the resistance switching circuit is connected;
The power conversion device according to claim 10 , wherein when the semiconductor switch is turned on at the second turn-on time, the resistance switching circuit is opened .
前記第２のターンオン時間への切替信号は、前記リレー回路の開放指令信号であること
を特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。 The relay circuit further includes a relay circuit provided between the DC power supply and the smoothing capacitor, which switches connection and disconnection between the DC power supply and the smoothing capacitor.
The power conversion device according to claim 12 , wherein the switching signal to the second turn-on time is an open command signal of the relay circuit .
前記半導体スイッチ群が直流電力を交流電力に変換する際には、第１の出力電圧とし、前記平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際には、前記第１の出力電圧よりも低く、且つ、前記各半導体スイッチの最低駆動電圧よりも高い第２の出力電圧とすること
を特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power supply unit further includes a power supply unit that outputs power supplied to the control terminal of each of the semiconductor switches.
When the semiconductor switch group converts direct current power into alternating current power, it is used as a first output voltage, and when discharging power stored in the smoothing capacitor, it is lower than the first output voltage, and The power conversion device according to any one of claims 1 to 13 , wherein a second output voltage higher than the lowest drive voltage of each of the semiconductor switches is used.
前記直流電力を交流電力に変換する際には、複数の半導体スイッチの直列接続回路を複数系統備えた半導体スイッチ群の、各半導体スイッチのターンオン時間を第１のターンオン時間に設定して該半導体スイッチのオン、オフを切り替え、
前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサには、該平滑コンデンサに対して並列に電力消費用の抵抗が設けられ、第２のターンオン時間で半導体スイッチをターンオンさせたことによる単位時間当たりの電力消費量は、前記電力消費用の抵抗で単位時間当たりに消費される電力消費量よりも大きく設定され、
前記平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際には、各系統の直列接続回路に含まれる少なくとも一つの半導体スイッチのターンオン時間を、前記第１のターンオン時間よりも長い第２のターンオン時間に設定して各半導体スイッチをオンとすることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
In a control method of a power conversion device for converting direct current power supplied from a direct current power source into alternating current power,
When the DC power is converted to AC power, the turn-on time of each semiconductor switch of the semiconductor switch group including a plurality of series connection circuits of a plurality of semiconductor switches is set to the first turn-on time, and the semiconductor switch is formed. Switch on, off,
The smoothing capacitor for smoothing the DC power is provided with a resistor for power consumption in parallel with the smoothing capacitor, and the power consumption per unit time due to turning on the semiconductor switch in the second turn-on time. Is set larger than the power consumption consumed per unit time by the resistor for power consumption,
When discharging the power stored in the smoothing capacitor, the turn-on time of at least one semiconductor switch included in the series connection circuit of each system is set to a second turn-on time longer than the first turn-on time And turning on each semiconductor switch.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7060120B1 (en) * | 2021-02-04 | 2022-04-26 | 株式会社明電舎 | Power converter control device and control method |
| JP2024030364A (en) * | 2022-08-24 | 2024-03-07 | サンデン株式会社 | Electric compressor for vehicles |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09201065A (en) * | 1996-01-19 | 1997-07-31 | Toyota Motor Corp | Power-supply circuit |
| JP2009232620A (en) * | 2008-03-24 | 2009-10-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | Power converting device |
| JP2010119217A (en) * | 2008-11-13 | 2010-05-27 | Toyota Motor Corp | Power output device and control method for the same |
| US8415825B2 (en) * | 2009-05-15 | 2013-04-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion device, method of controlling power conversion device, and vehicle with the same mounted thereon |
| JP5397442B2 (en) * | 2011-09-27 | 2014-01-22 | 株式会社デンソー | Control device for power conversion circuit |
-
2015
- 2015-03-24 JP JP2015060336A patent/JP6536791B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016181970A (en) | 2016-10-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20181030 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20181031 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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