JP6339216B2 - 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 - Google Patents
放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6339216B2 JP6339216B2 JP2016555433A JP2016555433A JP6339216B2 JP 6339216 B2 JP6339216 B2 JP 6339216B2 JP 2016555433 A JP2016555433 A JP 2016555433A JP 2016555433 A JP2016555433 A JP 2016555433A JP 6339216 B2 JP6339216 B2 JP 6339216B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- interleaving
- data
- generator
- sequence
- present
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/65—Arrangements characterised by transmission systems for broadcast
- H04H20/71—Wireless systems
- H04H20/72—Wireless systems of terrestrial networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/0413—MIMO systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
- H04L27/2637—Modulators with direct modulation of individual subcarriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Discrete Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Description
本発明は、放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号を送受信する方法に関する。
アナログ放送信号の送信が終了すると共に、デジタル放送信号を送受信する多様な技術が開発されている。デジタル放送信号は、アナログ放送信号より多量のビデオ／オーディオデータを含むことができ、ビデオ／オーディオデータに加えて、多様なタイプの追加データをさらに含むことができる。
すなわち、デジタル放送システムは、高画質（ＨＤ；ｈｉｇｈ ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像、マルチチャネルオーディオ及び多様な追加サービスを提供することができる。しかし、デジタル放送のためには、多量のデータを送信するためのデータ送信効率、送受信ネットワークのロバスト性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）及びモバイル受信装備を考慮したネットワーク柔軟性が改善される必要がある。
本発明の目的は、放送信号を送信し、時間領域で２個以上の異なる放送サービスを提供する放送送受信システムのデータをマルチプレクスし、同一のＲＦ信号帯域幅を通じてマルチプレクスされたデータを送信する装置及び方法、及びそれに対応する放送信号を受信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、放送信号を送信する装置、放送信号を受信する装置、及び放送信号を送受信し、コンポーネントによってサービスに対応するデータを分類し、各コンポーネントに対応するデータをデータパイプとして送信し、データを受信及び処理する方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、放送信号を送信する装置、放送信号を受信する装置、及び放送信号を送受信し、放送信号を提供するのに必要なシグナリング情報をシグナルする方法を提供することにある。
本発明の目的及び他の利点を達成するために、本発明は、放送信号を送信する方法を提供する。放送信号を送信する方法は、サービスデータをエンコードするステップと、前記エンコードされたサービスデータを含む少なくとも一つの信号フレームをビルド（ｂｕｉｌｄ）するステップであって、前記少なくとも一つの信号フレームはＯＦＤＭシンボルを含む、ステップと、前記ビルドされた少なくとも一つの信号フレーム内のデータをＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式によって変調するステップと、前記変調されたデータを有する放送信号を送信するステップとを含む。
本発明は、各サービス又はサービスコンポーネントに対するＱｏＳ（Ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）を制御するサービス特性に応じてデータを処理し、多様な放送サービスを提供することができる。
本発明は、同一のＲＦ信号帯域幅を通じて多様な放送サービスを送信することによって、送信柔軟性を達成することができる。
本発明は、データ送信効率を改善し、ＭＩＭＯシステムを用いて放送信号の送受信のロバスト性を増加させることができる。
本発明によると、モバイル受信装備で又は室内環境でも、誤りなしでデジタル放送信号を受信可能な放送信号送信及び受信方法、及びその装置を提供することができる。
本発明の追加の理解を提供するために含まれ、本出願の一部に含まれたり、その一部を構成する添付の図面は、本発明の実施例を示し、説明と共に本発明の原理を説明する。
以下、添付の図面を参照して本発明の好ましい実施例を説明する。添付の図面を参照して以下で説明する詳細な説明は、本発明によって具現可能な実施例のみを示すよりは、本発明の例示的な実施例を説明するためのものである。次の詳細な説明は、本発明の完璧な理解を提供するために特定の細部事項を含む。しかし、本発明が、このような特定の細部事項なしでも実行可能であることは当業者にとって自明である。
本発明で使用されるほとんどの用語は、本技術で広く使用されるものから選択されたが、一部の用語は、出願人によって任意に選択されたものであって、その意味は、必要に応じて次の説明で詳細に説明する。よって、本発明は、単純な名前又は意味よりは、用語の意図された意味に基づいて理解しなければならない。
本発明は、未来の放送サービスのための放送信号を送受信する装置及び方法を提供する。本発明の実施例に係る未来の放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービス、ＵＨＤＴＶサービスなどを含む。
本発明の一実施例に係る送信装置及び方法は、地上波放送サービスのためのベースプロファイル、モバイル放送サービスのためのハンドヘルドプロファイル、及びＵＨＤＴＶサービスのためのアドバンスドプロファイルに分類することができる。この場合、ベースプロファイルは、地上波放送サービス及びモバイル放送サービスの全てのためのプロファイルとして使用することができる。すなわち、ベースプロファイルは、モバイルプロファイルを含むプロファイルの概念を定義するのに使用することができる。これは、設計者の意図によって変更可能である。
本発明は、一実施例により、非−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）又はＭＩＭＯを通じて未来の放送サービスのための放送信号を処理することができる。本発明の実施例に係る非−ＭＩＭＯ方式は、ＭＩＳＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｓｉｎｇｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）方式、ＳＩＳＯ（ｓｉｎｇｌｅ ｉｎｐｕｔ ｓｉｎｇｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）方式などを含むことができる。
ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯは、説明の便宜上、以下で２個のアンテナを使用するが、本発明は、２個以上のアンテナを用いるシステムに適用することができる。
本発明は、特定の使用ケースのために要求される性能を獲得しながら、受信機の複雑度を最小化するのにそれぞれ最適化された３個の物理層（ＰＬ）プロファイル（ベース、ハンドヘルド及びアドバンスドプロファイル）を定義することができる。物理層（ＰＨＹ）プロファイルは、該当受信機が具現しなければならない全ての構成のサブセットである。
３個のＰＨＹプロファイルは、機能ブロックのほとんどを共有するが、特定のブロック及び／又はパラメータにおいて少し異なる。追加のＰＨＹプロファイルを未来に定義することができる。また、システム進化のために、未来のプロファイルは、ＦＥＦ（ｆｕｔｕｒｅ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｆｒａｍｅ）を通じて単一ＲＦチャネル内の既存のプロファイルとマルチプレクスされ得る。以下では、それぞれのＰＨＹプロファイルの細部事項について説明する。
１．ベースプロファイル
ベースプロファイルは、通常、ルーフトップ（ｒｏｏｆ−ｔｏｐ）アンテナに接続する固定受信装置に対する主要な使用ケースを示す。また、ベースプロファイルは、いずれかの場所に搬送可能であるが、比較的停止した受信カテゴリーに属するポータブル装置を含む。ベースプロファイルの使用は、任意の改善された具現例によってハンドヘルド装置又は車両装置に拡張可能であるが、これら使用ケースは、ベースプロファイル受信機の動作に対しては期待されない。
受信のターゲットＳＮＲ範囲は約１０ｄＢ〜２０ｄＢであって、これは、既存の放送システム（例えば、ＡＴＳＣ Ａ／５３）の１５ｄＢ ＳＮＲ受信能力を含む。受信機の複雑度及び消費電力は、ハンドヘルドプロファイルを使用するバッテリ動作ハンドヘルド装置の場合のように重要ではない。以下では、ベースプロファイルに対する重要なシステムパラメータを表１に列挙する。
２．ハンドヘルドプロファイル
ハンドヘルドプロファイルは、バッテリ電力で動作するハンドヘルド及び車両装置に使用されるように設計された。装置は、歩行者又は車両速度で移動することができる。受信機の複雑度のみならず、消費電力はハンドヘルドプロファイルの装置の具現において非常に重要である。ハンドヘルドプロファイルのターゲットＳＮＲ範囲は約０ｄＢ〜１０ｄＢであるが、より深い室内受信を対象にすると、０ｄＢ未満に到逹するように構成することができる。
低いＳＮＲ能力に加えて、受信機の移動度によって誘発されたドップラー効果に対する弾力性は、ハンドヘルドプロファイルの最も重要な性能属性である。以下では、ハンドヘルドプロファイルに対する重要なパラメータを表２に列挙する。
３．アドバンスドプロファイル
アドバンスドプロファイルは、より多くの具現複雑度を犠牲にし、最も高いチャネル容量を提供する。このプロファイルは、ＭＩＭＯ送信及び受信の利用を要求し、ＵＨＤＴＶサービスは、このプロファイルが特別に設計されたターゲット使用ケースである。また、増加した容量は、与えられた帯域幅内で増加した数のサービス、例えば、ＳＤＴＶ又はＨＤＴＶサービスを許容するように使用することができる。
アドバンスドプロファイルのターゲットＳＮＲ範囲は、約２０ｄＢ〜３０ｄＢである。ＭＩＭＯ送信は、初期に既存の楕円偏波（ｅｌｌｉｐｔｉｃａｌｌｙ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）送信装置を利用できるが、将来はフル電力交差偏波送信（ｆｕｌｌ−ｐｏｗｅｒ ｃｒｏｓｓ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）に拡張される。以下では、アドバンスドプロファイルに対する重要なシステムパラメータを表３に列挙する。
この場合、ベースプロファイルは、地上波放送サービス及びモバイル放送サービスの全てのためのプロファイルとして使用することができる。すなわち、ベースプロファイルは、モバイルプロファイルを含むプロファイルの概念を定義するのに使用することができる。また、アドバンスドプロファイルは、ＭＩＭＯを有するベースプロファイルのためのアドバンスドプロファイル、及びＭＩＭＯを有するハンドヘルドプロファイルのためのアドバンスドプロファイルに分離することができる。また、３個のプロファイルは、設計者の意図によって変更可能である。
次の用語及び定義を本発明に適用することができる。次の用語及び定義は、設計によって変更可能である。
補助ストリーム：未だに定義されていない変調及びコーディングのデータを伝達するセルのシーケンスであって、未来拡張のために、又は、ブロードキャスタ又はネットワークオペレータによる要求通りに使用することができる。
ベースデータパイプ：サービスシグナリングデータを伝達するデータパイプ
ベースバンドフレーム（又はＢＢＦＲＡＭＥ）：一つのＦＥＣエンコーディングプロセス（ＢＣＨ及びＬＤＰＣエンコーディング）への入力を形成するＫｂｃｈビットのセット
セル：ＯＦＤＭ送信の一つのキャリアによって伝達される変調値
コーディングブロック：ＰＬＳ１データのＬＤＰＣエンコーディングブロック及びＰＬＳ２データのＬＤＰＣエンコーディングブロックのうち一つ
データパイプ：サービスデータ又は関連メタデータを伝達する物理層内の論理チャネルであって、一つ又は多数のサービス又はサービスコンポーネントを伝達することができる。
データパイプ単位：フレーム内のＤＰにデータセルを割り当てる基本単位
データシンボル：プリアンブルシンボルでないフレーム内のＯＦＤＭシンボル（フレームシグナリングシンボル及びフレームエッジシンボルはデータシンボルに含まれる。）
ＤＰ＿ＩＤ：この８ビットフィールドは、ＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤによって識別されたシステム内のＤＰを固有に識別する。
ダミーセル：ＰＬＳシグナリング、ＤＰ又は補助ストリームに使用されない残りの容量を充填するのに使用される擬似ランダム値を伝達するセル
緊急警戒チャネル（ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ ａｌｅｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ；ＥＡＳ）：ＥＡＳ情報データを伝達するフレームの一部
フレーム：プリアンブルから開始し、フレームエッジシンボルで終了する物理層時間スロット
フレーム受信単位：ＦＥＴを含む同一又は異なる物理層プロファイルに属するフレームセットであって、スーパーフレーム内で８回繰り返される。
高速情報チャネル：サービスと対応ベースＤＰとの間のマッピング情報を伝達するフレーム内の論理チャネル
ＦＥＣＢＬＯＣＫ：ＤＰデータのＬＤＰＣエンコーディングビットのセット
ＦＦＴサイズ：特定のモードに使用される公称ＦＦＴサイズであって、基本期間（ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｐｅｒｉｏｄ）Ｔの周期で表現されるアクティブシンボル期間Ｔｓと同一である。
フレームシグナリングシンボル：ＦＦＴサイズ、保護区間（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）及び分散型パイロットパターンの所定の組み合わせでフレームの開始時に使用されるより高いパイロット密度を有するＯＦＤＭシンボルであって、ＰＬＳデータの一部を伝達する。
フレームエッジシンボル：ＦＦＴサイズ、保護区間（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）及び分散型パイロットパターンの所定の組み合わせでフレームの終了時に使用されるより高いパイロット密度を有するＯＦＤＭシンボル
フレームグループ：スーパーフレーム内の同一のＰＨＹプロファイルタイプを有する全てのフレームのセット
未来拡張フレーム：未来拡張のために使用可能なスーパーフレーム内の物理層時間スロットであって、プリアンブルから開始する。
フューチャーキャスト（ｆｕｔｕｒｅｃａｓｔ）ＵＴＢシステム：入力が一つ以上のＭＰＥＧ２−ＴＳ又はＩＰ又は一般ストリームであって、出力がＲＦ信号である提案された物理層放送システム
入力ストリーム：システムによってエンドユーザに伝達されるサービスのアンサンブルのためのデータのストリーム
正常データシンボル：フレームシグナリングシンボル及びフレームエッジシンボルを除いたデータシンボル
ＰＨＹプロファイル：該当受信機が具現しなければならない全ての構成のサブセット
ＰＬＳ：ＰＬＳ１及びＰＬＳ２で構成された物理層シグナリングデータ
ＰＬＳ１：固定サイズ、コーディング及び変調を有するＦＳＳシンボルで伝達されるＰＬＳデータの第１セットであって、ＰＬＳ２をデコードするのに必要なパラメータのみならず、システムに関する基本情報を伝達する。
注（ｎｏｔｅ）：フレームグループのデュレーションのために、ＰＬＳ１データは一定に維持される。
ＰＬＳ２：ＦＳＳシンボルで送信されるＰＬＳデータの第２セットであって、システム及びＤＰに対するより細部的なＰＬＳデータを伝達する。
ＰＬＳ２動的データ：フレーム別に動的に変化可能なＰＬＳ２データ
ＰＬＳ２静的データ：フレームグループのデュレーションの間に静的に維持されるＰＬＳ２データ
プリアンブルシグナリングデータ：プリアンブルシンボルによって伝達され、システムの基本モードを識別するのに使用されるシグナリングデータ
プリアンブルシンボル：基本ＰＬＳデータを伝達し、フレームの初期に位置する固定長さパイロットシンボル
注：プリアンブルシンボルは、主に高速初期帯域スキャンのために使用され、システム信号、そのタイミング、周波数オフセット及びＦＦＴサイズを検出する。
未来の使用のために予約：現在の文書では定義されないが、未来に定義可能である。
スーパーフレーム：８個のフレーム反復単位のセット
時間インタリービングブロック（ＴＩブロック）：時間インタリーバメモリの一つの用途に対応する時間インタリービングが行われるセルのセット
ＴＩグループ：特定のＤＰのための動的容量割り当てが行われる単位であって、整数、すなわち、動的に変わる数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫで構成される。
注：ＴＩグループは、一つのフレームに直接マップされたり、多数のフレームにマップされ得る。これは、一つ以上のＴＩブロックを含むことができる。
タイプ１ ＤＰ：全てのＤＰがＴＤＭ方式でマップされるフレームのＤＰ
タイプ２ ＤＰ：全てのＤＰがＦＤＭ方式でマップされるフレームのＤＰ
ＸＦＥＣＢＬＯＣＫ：一つのＬＤＰＣ ＦＥＣＢＬＯＣＫの全てのビットを伝達するＮｃｅｌｌｓセルのセット
図１は、本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を送信する装置の構造を示す図である。
本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を送信する装置は、入力フォーマッティングブロック１０００、ＢＩＣＭ（ｂｉｔ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ｃｏｄｉｎｇ ＆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ブロック１０１０、フレーム構造ブロック１０２０、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）生成ブロック１０３０、及びシグナリング生成ブロック１０４０を含むことができる。以下では、放送信号を送信する装置の各モジュールの動作を説明する。
ＩＰストリーム／パケット及びＭＰＥＧ２−ＴＳはメイン入力フォーマットで、他のストリームタイプは一般ストリームとして処理される。これらデータ入力に加えて、管理情報が入力され、各入力ストリームに対する該当帯域幅のスケジューリング及び割り当てを制御する。一つ又は多数のＴＳストリーム、ＩＰストリーム及び／又は一般ストリームの入力が同時に許容される。
入力フォーマッティングブロック１０００は、各入力ストリームを一つ又は多数のデータパイプにデマルチプレクスし、独立コーディング及び変調がデータパイプに適用される。データパイプ（ＤＰ）は、ロバスト性制御のための基本単位であって、ＱｏＳに影響を与える。一つ又は多数のサービス又はサービスコンポーネントは単一のＤＰによって伝達され得る。入力フォーマッティングブロック１０００の動作の細部事項については後で説明する。
データパイプは、サービスデータ又は関連メタデータを伝達する物理層内の論理チャネルであって、一つ又は多数のサービス又はサービスコンポーネントを伝達することができる。
また、データパイプ単位は、フレーム内のＤＰにデータセルを割り当てる基本ユニットである。
ＢＩＣＭブロック１０１０において、パリティデータが誤り訂正のために追加され、エンコードされたビットストリームは複素数値の星状シンボルにマップされる。シンボルは、該当ＤＰに使用される特定のインタリービング深さを横切ってインタリーブされる。アドバンスドプロファイルに対して、ＭＩＭＯエンコーディングがＢＩＣＭブロック１０１０で行われ、追加のデータ経路はＭＩＭＯ送信のための出力で追加される。ＢＩＣＭブロック１０１０の細部事項については後で説明する。
フレームビルディングブロック１０２０は、入力ＤＰのデータセルをフレーム内のＯＦＤＭシンボルにマップすることができる。マップした後、周波数インタリービングは、周波数領域多様性に使用され、特に、周波数選択フェーディングチャネルを防止する。フレームビルディングブロック１０２０の動作の細部事項については後で説明する。
各フレームの初期にプリアンブルを挿入した後、ＯＦＤＭ生成ブロック１０３０は、保護区間として循環前置（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）を有する従来のＯＦＤＭ変調を適用することができる。アンテナ空間ダイバーシティのために、分散型ＭＩＳＯ方式が送信機に適用される。また、ＰＡＰＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）方式が時間領域で行われる。柔軟なネットワーク計画のために、この提案は、多様なＦＦＴサイズ、保護区間長さ及び該当パイロットパターンのセットを提供する。ＯＦＤＭ生成ブロック１０３０の動作に対する詳細な内容は後で説明する。
シグナリング生成ブロック１０４０は、各機能ブロックの動作に使用される物理層シグナリング情報を生成することができる。また、このシグナリング情報は、関心のあるサービスが受信側で適切に回復されるように送信される。シグナリング生成ブロック１０４０の動作の細部事項については後で説明する。
図２、図３及び図４は、本発明の実施例に係る入力フォーマッティングブロック１０００を示す。以下では、各図面に対して説明する。
図２は、本発明の一実施例に係る入力フォーマッティングブロックを示す図である。図２は、入力信号が単一入力ストリームであるときの入力フォーマッティングブロックを示す。
図２に示した入力フォーマッティングブロックは、図１を参照して説明した入力フォーマッティングブロック１０００の実施例に該当する。
物理層への入力は、一つ又は多数のデータストリームで構成することができる。各データストリームは一つのＤＰによって伝達される。モード適応モジュールは、入り込むデータストリームをベースバンドフレーム（ＢＢＦ）のデータフィールドにスライスする。システムは、３つのタイプの入力データストリーム、すなわち、ＭＰＥＧ２−ＴＳ、インターネットプロトコル（ＩＰ）及びＧＳ（ｇｅｎｅｒｉｃ ｓｔｒｅａｍ）をサポートする。ＭＰＥＧ２−ＴＳは、固定長さ（１８８バイト）パケットで特性化され、第１バイトはシンク（ｓｙｎｃ）バイト（０ｘ４７）である。ＩＰストリームは、ＩＰパケットヘッダ内でシグナルされる可変長さＩＰデータグラムパケットで構成される。システムは、ＩＰストリームのためのＩＰｖ４及びＩＰｖ６をサポートする。ＧＳは、カプセル化パケットヘッダ内でシグナルされる可変長さパケット又は固定長さパケットで構成することができる。
（ａ）は、信号ＤＰのためのモード適応ブロック２０００及びストリーム適応ブロック２０１０を示し、（ｂ）は、ＰＬＳ信号を生成して処理するＰＬＳ生成ブロック２０２０及びＰＬＳスクランブラ２０３０を示す。以下では、各ブロックの動作を説明する。
入力ストリームスプリッタは、入力ＴＳ、ＩＰ、ＧＳストリームを多数のサービス又はサービスコンポーネント（オーディオ、ビデオなど）ストリームに分離する。モード適応モジュール２０１０は、ＣＲＣエンコーダ、ＢＢ（ｂａｓｅｂａｎｄ）フレームスライサ及びＢＢフレームヘッダ挿入ブロックで構成される。
ＣＲＣエンコーダは、ユーザパケット（ＵＰ）レベル、すなわち、ＣＲＣ−８、ＣＲＣ−１６及びＣＲＣ−３２で誤り訂正のための３つのタイプのＣＲＣエンコーディングを提供する。計算されたＣＲＣバイトはＵＰの後に添付される。ＣＲＣ−８はＴＳストリームに使用され、ＣＲＣ−３２はＩＰストリームに使用される。ＧＳストリームがＣＲＣエンコーディングを提供しない場合、提案されたＣＲＣエンコーディングが適用されなければならない。
ＢＢフレームスライサは、入力を内部論理ビットフォーマットにマップする。最初に受信されたビットはＭＢＳであると定義される。ＢＢフレームスライサは、利用可能なデータフィールド容量と同一の多数の入力ビットを割り当てる。ＢＢＦペイロードと同一の多数の入力ビットを割り当てるために、ＵＰパケットストリームはＢＢＦのデータフィールドに合わせてスライスされる。
ＢＢフレームヘッダ挿入ブロックは、２バイトの固定長さＢＢＦヘッダをＢＢフレームの前に挿入することができる。ＢＢＦヘッダは、ＳＴＵＦＦＩ（１ビット）、ＳＹＮＣＤ（１３ビット）及びＲＦＵ（２ビット）で構成される。固定２バイトＢＢＦヘッダに加えて、ＢＢＦは、２バイトＢＢＦヘッダの端に拡張フィールド（１バイト又は３バイト）を有することができる。
ストリーム適応ブロック２０１０は、スタッフィング（ｓｔｕｆｆｉｎｇ）挿入ブロック及びＢＢスクランブラで構成される。
スタッフィング挿入ブロックは、スタッフィングフィールドをＢＢフレームのペイロードに挿入することができる。ストリーム適応への入力データがＢＢフレームを充填するのに十分である場合、ＳＴＵＦＦＩは「０」に設定され、ＢＢＦはスタッフィングフィールドを有さない。そうでない場合、ＳＴＵＦＦＩが「１」に設定され、スタッフィングフィールドがＢＢＦヘッダの直後に挿入される。スタッフィングフィールドは、２バイトのスタッフィングフィールドヘッダ及び可変サイズのスタッフィングデータを含む。
ＢＢスクランブラは、エネルギー分散（ｅｎｅｒｇｙ ｄｉｓｐｅｒｓａｌ）のために完全なＢＢＦをスクランブルする。スクランブリングシーケンスはＢＢＦと同時に発生する。スクランブリングシーケンスは、フィードバックされたシフトレジスタによって生成される。
ＰＬＳ生成ブロック２０２０は、物理層シグナリング（ＰＬＳ）データを生成することができる。ＰＬＳは、受信機に物理層ＤＰにアクセスする手段を提供する。ＰＬＳデータは、ＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データで構成される。
ＰＬＳ１データは、固定サイズ、コーディング及び変調を有するフレーム内のＦＳＳシンボルで伝達されるＰＬＳデータの第１セットであって、ＰＬＳ２データをデコードするのに必要なパラメータのみならず、システムに関する基本情報を伝達する。ＰＬＳ１データは、ＰＬＳ２データの受信及びデコーディングを可能にするのに要求されるパラメータを含む基本送信パラメータを提供する。また、ＰＬＳ１データは、フレームグループのデュレーションの間に一定に維持される。
ＰＬＳ２データは、ＦＳＳシンボルで送信されるＰＬＳデータの第２セットであって、システム及びＤＰに対するより詳細なＰＬＳデータを伝達する。ＰＬＳ２は、受信機に十分なデータを提供し、所望のＤＰをデコードするパラメータを含む。また、ＰＬＳ２シグナリングは、２つのタイプのパラメータ、すなわち、ＰＬＳ２静的データ（ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータ）及びＰＬＳ２動的データ（ＰＬＳ２−ＤＹＮデータ）で構成される。ＰＬＳ２静的データは、フレームグループのデュレーションの間に静的に残っているＰＬＳ２データであり、ＰＬＳ２動的データは、フレーム別に動的に変わり得るＰＬＳ２データである。
ＰＬＳデータの細部事項については後で説明する。
ＰＬＳスクランブラ２０３０は、エネルギー分散のために生成されたＰＬＳデータをスクランブルすることができる。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図３は、本発明の他の実施例に係る入力フォーマッティングブロックを示す図である。
図３に示した入力フォーマッティングブロックは、図１を参照して説明した入力フォーマッティングブロック１０００の実施例に該当する。
図３は、入力信号が多数の入力ストリームに対応するときの入力フォーマッティングブロックのモード適応ブロックを示す。
多数の入力ストリームを処理する入力フォーマッティングブロックのモード適応ブロックは、独立的に多数の入力ストリームを処理することができる。
図３を参照すると、多数の入力ストリームをそれぞれ処理するモード適応ブロックは、入力ストリームスプリッタ３０００、入力ストリーム同期化器３０１０、遅延補償ブロック３０２０、ヌル（ｎｕｌｌ）パケット削除ブロック３０３０、ヘッド圧縮ブロック３０４０、ＣＲＣエンコーダ３０５０、ＢＢフレームスライサ３０６０及びＢＢヘッダ挿入ブロック３０７０を含むことができる。以下では、モード適応ブロックの各ブロックを説明する。
ＣＲＣエンコーダ３０５０、ＢＢフレームスライサ３０６０及びＢＢヘッダ挿入ブロック３０７０の動作は、図２を参照して説明したＣＲＣエンコーダ、ＢＢフレームスライサ及びＢＢヘッダ挿入ブロックに対応するので、それに対する説明は省略する。
入力ストリームスプリッタ３０００は、入力ＴＳ、ＩＰ ＧＳストリームを多数のサービス又はサービスコンポーネント（オーディオ、ビデオなど）ストリームに分離することができる。
入力ストリーム同期化器３０１０はＩＳＳＹと称することができる。ＩＳＳＹは、任意の入力データフォーマットに対する一定のエンド−ツー−エンド送信遅延及びＣＢＲ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｂｉｔ ｒａｔｅ）を保証する適切な手段を提供することができる。ＩＳＳＹは、常にＴＳを伝達する多数のＤＰの場合に使用され、選択的に、ＧＳストリームを伝達するＤＰに使用される。
遅延補償ブロック３０２０は、ＩＳＳＹ情報の挿入後に分離されたＴＳパケットストリームを遅延させ、受信機内の追加のメモリを要求せずにＴＳパケット再結合メカニズムを許容することができる。
ヌルパケット削除ブロック３０３０は、ＴＳ入力ストリームケースにのみ使用される。任意のＴＳ入力ストリーム又は分離されたＴＳストリームは、ＣＢＲ ＴＳストリームにＶＢＲ（ｖａｒｉａｂｌｅ ｂｉｔ−ｒａｔｅ）サービスを収容するために存在する多数のヌルパケットを有することができる。この場合、不要な送信オーバーヘッドを避けるために、ヌルパケットが識別され、送信されない。受信機において、除去されたヌルパケットは、送信時に挿入されたＤＮＰ（ｄｅｌｅｔｅｄ ｎｕｌｌ−ｐａｃｋｅｔ）カウンタを参照し、本来あった正確な場所に再挿入され、一定のビットレートを保証し、タイムスタンプ（ＰＣＲ）アップデートに対する必要性を避けることができる。
ヘッド圧縮ブロック３０４０は、パケットヘッダ圧縮を提供し、ＴＳ又はＩＰ入力ストリームに対する送信効率を増加させることができる。受信機がヘッダの所定部分に対する先験的情報（ａ ｐｒｉｏｒｉ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を有し得るので、この既知の情報は送信機で削除され得る。
送信ストリームに対して、受信機は、シンク−バイト構成（０ｘ４７）及びパケット長さ（１８８バイト）に関する先験的情報を有する。入力ＴＳストリームが一つのＰＩＤを有するコンテンツを伝達すると、すなわち、一つのサービスコンポーネント（ビデオ、オーディオなど）又はサービスサブコンポーネント（ＳＶＣベース層、ＳＶＣインヘンスメント層、ＭＶＣベースビュー又はＭＶＣ従属ビュー）に対してのみ、ＴＳパケットヘッダ圧縮を（選択的に）送信ストリームに適用することができる。入力ストリームがＩＰストリームであると、ＩＰパケットヘッダ圧縮が選択的に使用される。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図４は、本発明の他の実施例に係る入力フォーマッティングブロックを示す図である。
図４に示した入力フォーマッティングブロックは、図１を参照して説明した入力フォーマッティングブロック１０００の実施例に該当する。
図４は、入力信号が多数の入力ストリームに対応するときの入力フォーマッティングモジュールのストリーム適応ブロックを示す。
図４を参照すると、多数の入力ストリームをそれぞれ処理するモード適応ブロックは、スケジューラ４０００、１フレーム遅延ブロック４０１０、スタッフィング挿入ブロック４０２０、帯域内（ｉｎ−ｂａｎｄ）シグナリング４０３０、ＢＢフレームスクランブラ４０４０、ＰＬＳ生成ブロック４０５０及びＰＬＳスクランブラ４０６０を含むことができる。以下では、ストリーム適応ブロックのそれぞれのブロックを説明する。
スタッフィング挿入ブロック４０２０、ＢＢフレームスクランブラ４０４０、ＰＬＳ生成ブロック４０５０及びＰＬＳスクランブラ４０６０の動作は、図２を参照して説明したスタッフィング挿入ブロック、ＢＢスクランブラ、ＰＬＳ生成ブロック及びＰＬＳスクランブラに対応するので、それに対する説明は省略する。
スケジューラ４０００は、それぞれのＤＰのＦＥＣＢＬＯＣＫの量から全体のフレームにわたった全体のセル割り当てを決定することができる。ＰＬＳ、ＥＡＣ及びＦＩＣに対する割り当てを含めて、スケジューラはＰＬＳ２−ＤＹＮデータの値を生成し、これは、フレームのＦＳＳ内の帯域内シグナリング又はＰＬＳセルとして送信される。ＦＥＣＢＬＯＣＫ、ＥＡＣ及びＦＩＣの細部事項については後で説明する。
１フレーム遅延ブロック４０１０は、入力データを１送信フレームだけ遅延させ、次のフレームに関するスケジューリング情報を、ＤＰに挿入される帯域内シグナリング情報に対する現在のフレームを通じて送信させることができる。
帯域内シグナリング４０３０は、ＰＬＳ２データの遅延されていない部分をフレームのＤＰに挿入することができる。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図５は、本発明の実施例に係るＢＩＣＭブロックを示す図である。
図５に示したＢＩＣＭブロックは、図１を参照して説明したＢＩＣＭブロック１０１０の実施例に該当する。
上述したように、本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を送信する装置は、地上波放送サービス、モバイル放送サービス、ＵＨＤＴＶサービスなどを提供することができる。
ＱｏＳは、本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を送信する装置によって提供されるサービスの特性に依存するので、各サービスに対応するデータは、異なる方式を通じて処理される必要がある。よって、本発明の実施例に係るＢＩＣＭブロックは、ＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯ方式をデータ経路にそれぞれ対応するデータパイプに独立に適用することによって、それに入力されたＤＰを独立に処理することができる。結果的に、本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を送信する装置は、それぞれのＤＰを通じて送信されるそれぞれのサービス又はサービスコンポーネントに対するＱｏＳを制御することができる。
（ａ）は、ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルによって共有されたＢＩＣＭブロックを示し、（ｂ）は、アドバンスドプロファイルのＢＩＣＭブロックを示す。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルによって共有されたＢＩＣＭブロック及びアドバンスドプロファイルによって共有されたＢＩＣＭブロックは、各ＤＰを処理する複数の処理ブロックを含むことができる。
以下では、ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルのためのＢＩＣＭブロック、及びアドバンスドプロファイルのためのＢＩＣＭブロックのそれぞれの処理ブロックを説明する。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルのためのＢＩＣＭブロックの処理ブロック５０００は、データＦＥＣエンコーダ５０１０、ビットインタリーバ５０２０、星状マッパ５０３０、ＳＳＤ（ｓｉｇｎａｌ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）エンコーディングブロック５０４０及び時間インタリーバ５０５０を含むことができる。
データＦＥＣエンコーダ５０１０は、入力ＢＢＦに対してＦＥＣエンコーディングを行い、アウターコーディング（ＢＣＨ）及びインナーコーディング（ＬＤＰＣ）を用いてＦＥＣＢＬＯＣＫ手続を生成することができる。アウターコーディング（ＢＣＨ）は選択的なコーディング方法である。データＦＥＣエンコーダ５０１０の動作の細部事項については後で説明する。
ビットインタリーバ５０２０は、データＦＥＣＴエンコーダ５０１０の出力をインタリーブし、効率的に具現可能な構造を提供しながらＬＤＰＣコード及び変調方式の組み合わせで最適化された性能を達成することができる。ビットインタリーバ５０２０の動作の細部事項については後で説明する。
星状マッパ５０３０は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ−１６、不均一ＱＡＭ（ＮＵＱ−６４、ＮＵＱ−２５６、ＮＵＱ−１０２４）又は不均一星状（ＮＵＣ−１６、ＮＵＣ−６４、ＮＵＣ−２５６、ＮＵＣ−１０２４）を用いてベース及びハンドヘルドプロファイル内のビットインタリーバ５０２０からの各セルワード及びアドバンスドプロファイル内のセル−ワードデマルチプレクサ５０１０−１からのセルワードを変調し、電力正規化星状ポイントを提供することができる。この星状マッピングはＤＰに対してのみ適用される。ＱＡＭ−１６及びＮＵＱが方形（ｓｑｕａｒｅ ｓｈａｐｅｄ）であるが、ＮＵＣは任意の形状を有する。それぞれの星状が９０度の任意の倍数で回転すると、回転した星状は正確に本来の星状と重畳する。この「回転−感覚（ｒｏｔａｔｉｏｎ−ｓｅｎｓｅ）対称特性は、実数成分及び虚数成分の平均電力及び容量を互いに同一にする。ＮＵＱ及びＮＵＣは、各コードレートに対して特別に定義され、使用される特定の一つがＰＬＳ２データで提出されたパラメータ（ＤＰ＿ＭＯＤ）によってシグナルされる。
ＳＳＤエンコーディングブロック５０４０は、２（２Ｄ）、３（３Ｄ）及び４（４Ｄ）次元でセルをプリコードし、異なるフェーディング条件下で受信ロバスト性を増加させることができる。
時間インタリーバ５０５０はＤＰレベルで動作し得る。時間インタリービング（ＴＩ）のパラメータは、各ＤＰに対して異なる形に設定することができる。時間インタリーバ５０５０の動作の細部事項については後で説明する。
アドバンスドプロファイルのためのＢＩＣＭブロックの処理ブロック５０００−１は、データＦＥＣエンコーダ、ビットインタリーバ、星状マッパ及び時間インタリーバを含むことができる。しかし、処理ブロック５０００−１は処理ブロック５０００と区別され、セル−ワードデマルチプレクサ５０１０−１及びＭＩＭＯエンコーディングブロック５０２０−１をさらに含む。
また、処理ブロック５０００−１のデータＦＥＣエンコーダ、ビットインタリーバ、星状マッパ及び時間インタリーバの動作は、上述したデータＦＥＣエンコーダ５０１０、ビットインタリーバ５０２０、星状マッパ５０３０及び時間インタリーバ５０５０に対応するので、それに対する説明は省略する。
セル−ワードデマルチプレクサ５０１０−１は、アドバンスドプロファイルのＤＰに使用され、単一セル−ワードストリームをＭＩＭＯ処理のためのデュアルセル−ワードストリームに分離する。セル−ワードデマルチプレクサ５０１０−１の動作の細部事項については後で説明する。
ＭＩＭＯエンコーディングブロック５０２０−１は、ＭＩＭＯエンコーディング方式を用いてセル−ワードデマルチプレクサ５０１０−１の出力を処理することができる。ＭＩＭＯエンコーディング方式は、放送信号の送信のために最適化された。ＭＩＭＯ技術は、容量を増加させる優れた方式であるが、チャネル特性に依存する。特に、ブロードキャスティングに対して、異なる信号伝播特性によって誘発された２個のアンテナ間の受信された信号電力の差又はチャネルの強いＬＯＳ成分は、ＭＩＭＯから容量利得を得ることを困難にし得る。提案されたＭＩＭＯエンコーディング方式は、ＭＩＭＯ出力信号のうち一つの回転基盤プリコーディング及び位相ランダム化を用いてこの問題を克服する。
ＭＩＭＯエンコーディングは、送信機及び受信機で少なくとも２個のアンテナを必要とする２ｘ２ ＭＩＭＯシステムを目的とすることができる。この提案において、２個のＭＩＭＯエンコーディングモード、すなわち、ＦＲ−ＳＭ（ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）及びＦＲＦＤ−ＳＭ（ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ ｆｕｌｌ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が定義される。ＦＲ−ＳＭエンコーディングは、受信機側で比較的小さい複雑度の増加と共に容量の増加を提供するが、ＦＲＦＤ−ＳＭエンコーディングは、受信機側で大きい複雑度の増加と共に、容量の増加及び追加の多様性利得を提供する。提案されたＭＩＭＯエンコーディング方式は、アンテナ極性構成に対する制限を有さない。
ＭＩＭＯ処理は、アドバンスドプロファイルフレームのために要求することができ、これは、アドバンスドプロファイルフレーム内の全てのＤＰがＭＩＭＯエンコーダによって処理されることを意味する。ＭＩＭＯ処理はＤＰレベルで適用することができる。星状マッパ出力（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｅｒ ｏｕｔｐｕｔ）（ＮＵＱ）のペア（ｅ1,i及びｅ2,i）は、ＭＩＭＯエンコーダの入力に供給することができる。ＭＩＭＯエンコーダ出力のペア（ｇ1,i及びｇ2,i）は、それぞれのＴＸアンテナのＯＦＤＭシンボル（ｌ）及び同一のキャリア（ｋ）によって送信され得る。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図６は、本発明の他の実施例に係るＢＩＣＭブロックを示す図である。
図６に示したＢＩＣＭブロックは、図１を参照して説明したＢＩＣＭブロック１０１０の実施例に該当する。
図６は、物理層シグナリング（ＰＬＳ）、緊急警戒チャネル（ＥＡＣ）及び高速情報チャネル（ＦＩＣ）の保護のためのＢＩＣＭブロックを示す。ＥＡＣは、ＥＡＳ情報を伝達するフレームの一部であって、ＦＩＣは、サービスと該当ベースＤＰとの間のマッピング情報を伝達するフレーム内の論理チャネルである。ＥＡＣ及びＦＩＣの細部事項については後で説明する。
図６を参照すると、ＰＬＳ、ＥＡＣ及びＦＩＣの保護のためのＢＩＣＭブロックは、ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００、ビットインタリーバ６０１０、星状マッパ６０２０及びタイムインタリーバ６０３０を含むことができる。
また、ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００は、スクランブラ、ＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロック、ＬＤＰＣエンコーディングブロック及びＬＤＰＣパリティパンクチャリングブロックを含むことができる。以下では、ＢＩＣＭブロックの各ブロックを説明する。
ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００は、スクランブルされたＰＬＳ １／２データ、ＥＡＣ及びＦＩＣセクションをエンコードすることができる。
スクランブラは、ＢＣＨエンコーディング及び短縮及びパンクチャされたＬＤＰＣエンコーディング前にＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをスクランブルすることができる。
ＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロックは、ＰＬＳ保護のために短縮されたＢＣＨコードを用いてスクランブルされたＰＬＳ １／２データに対してアウターエンコーディングを行い、ＢＣＨエンコーディング後にゼロビットを挿入することができる。ＰＬＳ１データに対してのみ、ＬＤＰＣエンコーディング前にゼロ挿入の出力ビットがパーミュート（ｐｅｒｍｕｔｅ）され得る。
ＬＤＰＣエンコーディングブロックは、ＬＤＰＣコードを用いてＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロックの出力をエンコードすることができる。完全なコーディングブロック（Ｃldpc）を生成するために、パリティビット（Ｐldpc）がそれぞれのゼロ挿入ＰＬＳ情報ブロック（Ｉldpc）から組織的にエンコードされ、その後に添付される。
ＰＬＳ１及びＰＬＳ２に対するＬＤＰＣコードパラメータは、次の表４の通りである。
ＬＤＰＣパリティパンクチャリングブロックは、ＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データに対してパンクチャリングを行うことができる。
ＰＬＳ１データ保護に短縮が適用されると、任意のＬＤＰＣパリティビットは、ＬＤＰＣエンコーディング後にパンクチャされる。また、ＰＬＳ２データの保護のために、ＰＬＳ２のＬＤＰＣパリティビットはＬＤＰＣエンコーディング後にパンクチャされる。これらパンクチャされたビットは送信されない。
ビットインタリーバ６０１０は、それぞれ短縮及びパンクチャされたＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをインタリーブする。
星状マッパ６０２０は、ビットインタリーブされたＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データを星状にマップすることができる。
時間インタリーバ６０３０は、マップされたＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをインタリーブすることができる。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図７は、本発明の一実施例に係るフレームビルディングブロックを示す図である。
図７に示したフレームビルディングブロックは、図１を参照して説明したフレームビルディングブロック１０２０の実施例に該当する。
図７を参照すると、フレームビルディングブロックは、遅延補償ブロック７０００、セルマッパ７０１０及び周波数インタリーバ７０２０を含むことができる。以下では、フレームビルディングブロックのそれぞれのブロックを説明する。
遅延補償ブロック７０００は、データパイプと対応ＰＬＳデータとの間のタイミングを調節し、送信端で時間が共に合わせられるように保証することができる。ＰＬＳデータは、入力フォーマッティングブロック及びＢＩＣＭブロックによって誘発されたデータパイプの遅延を処理することによって、データパイプと同一の量だけ遅延される。ＢＩＣＭブロックの遅延は、主に時間インタリーバ５０５０による。帯域内シグナリングデータは、次のＴＩグループの情報を伝達し、シグナルされるＤＰより一つのフレームだけ速く伝達される。よって、遅延補償ブロックは、帯域内シグナリングデータを遅延させる。
セルマッパ７０１０は、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、ＤＰ、補助ストリーム及びダミーセルをフレーム内のＯＦＤＭシンボルのアクティブキャリアにマップすることができる。セルマッパ７０１０の基本機能は、もしあれば、ＤＰ、ＰＬＳセル及びＥＡＣ／ＦＩＣセルのそれぞれに対してＴＩによって生成されたデータセルをフレーム内のＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対応するアクティブＯＦＤＭセルのアレイにマップすることである。サービスシグナリングデータ（ＰＳＩ（ｐｒｏｇｒａｍ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／ＳＩ））は、データパイプによって個別的に集めて送信することができる。セルマッパは、スケジューラによって生成された動的情報及びフレーム構造の構成によって動作する。フレームの細部事項については後で説明する。
周波数インタリーバ７０２０は、セルマッパ７０１０から受信されたデータセルをランダムにインタリーブし、周波数多様性を提供することができる。また、周波数インタリーバ７０２０は、異なるインタリービングシード（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ−ｓｅｅｄ）順序を用いて２個の順次的なＯＦＤＭシンボルで構成されるＯＦＤＭシンボルペアに対して動作し、単一フレーム内の最大のインタリービング利得を得ることができる。周波数インタリーバ７０２０の動作の細部事項については後で説明する。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図８は、本発明の実施例に係るＯＦＤＭ生成ブロックを示す図である。
図８に示したＯＦＤＭ生成ブロックは、図１を参照して説明したＯＦＤＭ生成ブロック１０３０の実施例に該当する。
ＯＦＤＭ生成ブロックは、フレームビルディングブロックによって生成されたセルによってＯＦＤＭキャリアを変調し、パイロットを挿入し、送信される時間領域信号を生成する。また、このブロックは、保護区間を順次挿入し、ＰＡＰＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）減少処理を適用して最終ＲＦ信号を生成する。
図８を参照すると、フレームビルディングブロックは、パイロット及び予約トーン挿入ブロック８０００、２Ｄ−ｅＳＦＮエンコーディングブロック８０１０、ＩＦＦＴ（ｉｎｖｅｒｓｅ ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ブロック８０２０、ＰＡＰＲ減少ブロック８０３０、保護区間挿入ブロック８０４０、プリアンブル挿入ブロック８０５０、他のシステム挿入ブロック８０６０及びＤＡＣブロック８０７０を含むことができる。以下では、フレームビルディングブロックのそれぞれのブロックを説明する。
パイロット及び予約トーン挿入ブロック８０００は、パイロット及び予約トーンを挿入することができる。
ＯＦＤＭシンボル内の多様なセルは、パイロットとして知られた基準情報で変調され、パイロットは、受信機で先験的に知られた送信値を有する。パイロットセルの情報は、分散されたパイロット、反復パイロット（ｃｏｎｔｉｎｕａｌ ｐｉｌｏｔ）、エッジパイロット、ＦＳＳ（ｆｒａｍｅ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ ｓｙｍｂｏｌ）パイロット及びＦＥＳ（ｆｒａｍｅ ｅｄｇｅ ｓｙｍｂｏｌ）パイロットで構成される。それぞれのパイロットは、パイロットタイプ及びパイロットパターンによって特定のブースティング電力レベルで送信される。パイロット情報の値は、任意の与えられたシンボル上のそれぞれの送信されたキャリアに対して一連の値である基準シーケンスから導出される。パイロットは、フレーム同期化、周波数同期化、時間同期化、チャネル推定及び送信モード識別に使用することができ、また、位相雑音をフォローする（ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ）のに使用することができる。
基準シーケンスから取得された基準情報は、フレームのプリアンブル、ＦＳＳ及びＦＥＳを除いた全てのシンボルで分散されたパイロットセルで送信される。反復パイロットは、フレームの全てのシンボルに挿入される。反復パイロットの数と位置は、ＦＦＴサイズ及び分散されたパイロットパターンに依存する。エッジキャリアは、プリアンブルシンボルを除いた全てのシンボル内のエッジパイロットである。これらは、スペクトルのエッジまで周波数補間を許容するために挿入される。ＦＳＳパイロットはＦＳＳに挿入され、ＦＥＳパイロットはＦＥＳに挿入される。これらは、フレームのエッジまで時間補間を許容するために挿入される。
本発明の実施例に係るシステムは、ＳＦＮネットワークをサポートし、分散型ＭＩＳＯ方式は、選択的に非常にロバストな送信モードをサポートするのに使用される。２Ｄ−ｅＳＦＮは、多数のＴＸアンテナを用いる分散型ＭＩＳＯ方式であって、それぞれのＴＸアンテナはＳＦＮネットワーク内の異なる送信側に配置される。
２Ｄ−ｅＳＦＮエンコーディングブロック８０１０は、ＳＦＮ構成で時間及び周波数多様性を生成するために２Ｄ−ｅＳＦＮ処理を行い、多数の送信機から送信された信号の位相を歪曲することができる。そのため、長い時間の間の低いフラットフェーディング又は深いフェーディングによるバーストエラーを緩和することができる。
ＩＦＦＴブロック８０２０は、ＯＦＤＭ変調方式を用いて２Ｄ−ｅＳＦＮエンコーディングブロック８０１０からの出力を変調することができる。パイロットとして（又は予約トーンとして）指定されていないデータシンボル内の任意のセルは、周波数インタリーバからのデータセルのうち一つを伝達する。セルはＯＦＤＭキャリアにマップされる。
ＰＡＰＲ減少ブロック８０３０は、時間領域内の多様なＰＡＰＲ減少アルゴリズムを用いて入力信号に対するＰＡＰＲ減少を行うことができる。
保護区間挿入ブロック８０４０は保護区間を挿入することができ、プリアンブル挿入ブロック８０５０は信号の前にプリアンブルを挿入することができる。プリアンブルの構造の細部事項については後で説明する。他のシステム挿入ブロック８０６０は、時間領域で複数の放送送受信システムの信号をマルチプレクスし、放送サービスを提供する２個以上の異なる放送送信／受信システムのデータが同一のＲＦ信号帯域幅で同時に送信され得る。この場合、２個以上の異なる放送送受信システムは、異なる放送サービスを提供するシステムを称する。異なる放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービスなどを称する。それぞれの放送サービスと関連するデータは、異なるフレームを通じて送信され得る。
ＤＡＣブロック８０７０は、入力デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を出力することができる。ＤＡＣブロック８０７０から出力された信号は、物理層プロファイルによって多数の出力アンテナを介して送信され得る。本発明の実施例に係るＴＸアンテナは、垂直又は水平極性（ｐｏｌａｒｉｔｙ）を有することができる。
上述したブロックは、省略したり、類似又は同一の機能を有するブロックに取り替えることができる。
図９は、本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を受信する装置の構造を示す図である。
本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を受信する装置は、図１を参照して説明した未来の放送サービスのために放送信号を送信する装置に対応し得る。
本発明の実施例によって未来の放送サービスのための放送信号を受信する装置は、同期化及び復調モジュール９０００、フレームパーシングモジュール９０１０、デマッピング及びデコーディングモジュール９０２０、出力プロセッサ９０３０及びシグナリングデコーディングモジュール９０４０を含むことができる。以下では、放送信号を受信する装置の各モジュールの動作を説明する。
同期化及び復調モジュール９０００は、ｍ個のＲｘアンテナを介して入力信号を受信し、放送信号を受信する装置に対応するシステムに対して信号検出及び同期化を行い、放送信号を送信する装置によって行われる手続の逆の手続に対応する復調を行うことができる。
フレームパーシングモジュール９１００は、入力信号フレームをパースし、ユーザによって選択されたサービスが送信されるデータを抽出することができる。放送信号を送信する装置がインタリービングを行うと、フレームパーシングモジュール９１００は、インタリービングの逆の手続に対応するデインタリービングを行うことができる。この場合、抽出される必要がある信号及びデータの位置は、シグナリングデコーディングモジュール９４００から出力されたデータをデコードし、放送信号を送信する装置によって生成されたシグナリング情報を回復することによって得ることができる。
デマッピング及びデコーディングモジュール９２００は、入力信号をビット領域データに変換した後、必要に応じてデインタリービングを行うことができる。デマッピング及びデコーディングモジュール９２００は、送信効率のために適用されたマッピングに対してデマッピングを行い、デコーディングを通じて送信チャネルに対して生成された誤りを訂正することができる。この場合、デマッピング及びデコーディングモジュール９２００は、シグナリングデコーディングモジュール９４００から出力されたデータをデコードすることによって、デマッピング及びデコーディングに必要な送信パラメータを得ることができる。
出力プロセッサ９３００は、放送信号を送信し、送信効率を改善する装置によって適用される多様な圧縮／信号処理手続の逆の手続を行うことができる。この場合、出力プロセッサ９３００は、シグナリングデコーディングモジュール９４００から出力されたデータから必要な制御情報を得ることができる。出力プロセッサ８３００の出力は、放送信号を送信する装置に入力される信号に対応し、ＭＰＥＧ−ＴＳ、ＩＰストリーム（ｖ４又はｖ６）及び一般ストリームであり得る。
シグナリングデコーディングモジュール９４００は、同期化及び復調モジュール９０００によって復調された信号からＰＬＳ情報を得ることができる。上述したように、フレームパーシングモジュール９１００、デマッピング及びデコーディングモジュール９２００及び出力プロセッサ９３００は、シグナリングデコーディングモジュール９４００から出力されたデータを用いてその機能を実行することができる。
図１０は、本発明の実施例に係るフレーム構造を示す図である。
図１０は、スーパーフレーム内のフレームタイプ及びＦＲＵの例示的な構成を示す。（ａ）は、本発明の実施例に係るスーパーフレームを示し、（ｂ）は、本発明の実施例に係るＦＲＵ（ｆｒａｍｅ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）を示し、（ｃ）は、ＦＲＵ内の可変ＰＨＹプロファイルのフレームを示し、（ｄ）はフレームの構造を示す。
スーパーフレームは８個のＦＲＵで構成することができる。ＦＲＵは、フレームのＴＤＭのための基本マルチプレキシング単位であって、スーパーフレーム内で８回繰り返される。
ＦＲＵ内の各フレームは、ＰＨＹプロファイル（ベース、ハンドヘルド、アドバンスド）及びＦＥＴのうち一つに属する。ＦＲＵ内のフレームの最大許容数は４であり、与えられたＰＨＹプロファイルは、ＦＲＵ（例えば、ベース、ハンドヘルド、アドバンスド）で０倍から４倍までの任意の回数だけ表れ得る。ＰＨＹプロファイルの定義は、必要であれば、プリアンブル内のＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥの予約値を用いて拡張することができる。
ＦＥＴ部分は、含まれるならば、ＦＲＵの端に挿入される。ＦＥＴがＦＲＵに含まれると、スーパーフレームでＦＥＴの最小数は８である。ＦＥＴ部分が互いに隣接することは推薦されない。
また、一つのフレームは、多数のＯＦＤＭシンボル及びプリアンブルに分離される。（ｄ）に示したように、フレームは、プリアンブル、一つ以上のフレームシグナリングシンボル（ＦＳＳ）、正常データシンボル及びフレームエッジシンボル（ＦＥＳ）を含む。
プリアンブルは、高速フューチャーキャストＵＴＢシステム信号の検出が可能であり、信号の効率的な送受信のための基本送信パラメータのセットを提供する特殊シンボルである。プリアンブルの細部説明については後で説明する。
ＦＳＳの主要目的はＰＬＳデータを伝達することにある。高速同期化及びチャネル推定、及びＰＬＳデータの高速デコーディングのために、ＦＳＳは、正常データシンボルより密集したパイロットパターンを有する。ＦＥＳは、正確にＦＳＳと同一のパイロットを有し、これは、ＦＥＳの直前のシンボルに対して外挿せず、ＦＥＳ内の周波数専用補間及び時間補間を可能にする。
図１１は、本発明の実施例に係るフレームのシグナリング層構造を示す図である。
図１１は、３個の主要部分、すなわち、プリアンブルシグナリングデータ１１０００、ＰＬＳ１データ１１０１０及びＰＬＳ２データ１１０２０に分離されたシグナリング層構造を示す。全てのフレームでプリアンブルシンボルによって伝達されるプリアンブルの目的は、そのフレームの送信タイプ及び基本送信パラメータを指示することにある。ＰＬＳ１は、受信機がＰＬＳ２データにアクセスし、ＰＬＳ２データをデコードするようにし、これは、関心のあるＤＰにアクセスするパラメータを含む。ＰＬＳ２は、全てのフレームで伝達され、２個の主要部分、すなわち、ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータ及びＰＬＳ２−ＤＹＮデータに分離される。ＰＬＳ２データの静的及び動的部分には、必要であればパディングが後に来る。
図１２は、本発明の実施例に係るプリアンブルシグナリングデータを示す図である。
プリアンブルシグナリングデータは、フレーム構造内で受信機がＰＬＳデータにアクセスし、ＤＰをトレースさせるのに必要な情報の２１ビットを伝達する。プリアンブルシグナリングの細部事項は次の通りである。
ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ：この３ビットフィールドは、現在のフレームのＰＨＹプロファイルタイプを示す。異なるＰＨＹプロファイルタイプのマッピングは、以下の表５に与えられる。
ＦＦＴ＿ＳＩＺＥ：この２ビットフィールドは、以下の表６に記載したように、フレームグループ内の現在のフレームのＦＦＴサイズを示す。
ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ：この３ビットフィールドは、以下の表７に記載したように、現在のスーパーフレーム内の保護区間分数（ｆｒａｃｔｉｏｎ）値を示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、ＥＡＣが現在のフレームに提供されるか否かを示す。このフィールドが「１」に設定されると、ＥＡＳ（ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ ａｌｅｒｔ ｓｅｒｖｉｃｅ）が現在のフレームで提供される。このフィールドが「０」に設定されると、ＥＡＳが現在のフレームで伝達されない。このフィールドは、スーパーフレーム内で動的にスイッチされ得る。
ＰＩＬＯＴ＿ＭＯＤＥ：この１ビットフィールドは、プロファイルモードが現在のフレームグループ内の現在のフレームに対してモバイルモードであるのか、それとも固定モードであるのかを指示する。このフィールドが「０」に設定されると、モバイルパイロットモードが使用される。フィールドが「１」に設定されると、固定パイロットモードが使用される。
ＰＡＰＲ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、ＰＡＰＲ減少が現在のフレームグループ内の現在のフレームに使用されるか否かを指示する。このフィールドが「１」に設定されると、ＰＡＰＲ減少にトーン予約（ｔｏｎｅ ｒｅｓｅｒｖａｔｉｏｎ）が使用される。このフィールドが「０」に設定されると、ＰＡＰＲ減少が使用されない。
ＦＲＵ＿ＣＯＮＦＩＧＵＲＥ：この３ビットフィールドは、現在のスーパーフレーム内に存在するＦＲＵ（ｆｒａｍｅ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）のＰＨＹプロファイルタイプ構成を示す。現在のスーパーフレームで伝達される全てのプロファイルタイプは、現在のスーパーフレーム内の全てのフレーム内のこのフィールドで識別される。３ビットフィールドは、以下の表８に示したように、各プロファイルに対する異なる定義を有する。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この７ビットフィールドが未来の使用のために予約される。
図１３は、本発明の実施例に係るＰＬＳ１データを示す図である。
ＰＬＳ１データは、ＰＬＳ２の受信及びデコーディングを可能にするのに必要なパラメータを含む基本送信パラメータを提供する。上述したように、ＰＬＳ１データは、一つのフレームグループの全体のデュレーションの間に変更されない。ＰＬＳ１データのシグナリングフィールドの詳細な定義は次の通りである。
ＰＲＥＡＭＢＬＥ＿ＤＡＴＡ：この２０ビットフィールドは、ＥＡＣ＿ＦＬＡＧを除いたプリアンブルシグナリングデータの写本である。
ＮＵＭ＿ＦＲＡＭＥ＿ＦＲＵ：この２ビットフィールドは、ＦＲＵ当たりのフレームの数を示す。
ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥ：この３ビットフィールドは、フレームグループで伝達されるペイロードデータのフォーマットを指示する。ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥは、表９に示したようにシグナルされる。
ＮＵＭ＿ＦＳＳ：この２ビットフィールドは、現在のフレーム内のＦＳＳシンボルの数を示す。
ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮ：この８ビットフィールドは、送信された信号フォーマットのバージョンを示す。ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮは、２個の４ビットフィールド、すなわち、メジャーバージョン及びマイナーバージョンに分離される。
メジャーバージョン：ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮフィールドのＭＳＢ４ビットは、メジャーバージョン情報を示す。メジャーバージョンフィールドの変化は、非−下位−互換（ｎｏｎ−ｂａｃｋｗａｒｄ−ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ）変化を示す。デフォルト値は「００００」である。この標準に記載したバージョンにおいて、値は「００００」に設定される。
マイナーバージョン：ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮのＬＳＢ４ビットは、マイナーバージョン情報を示す。マイナーバージョンフィールドの変化は下位互換性である。
ＣＥＬＬ＿ＩＤ：これは、ＡＴＳＣネットワークで地理的なセルを固有に識別する１６ビットフィールドである。ＡＴＳＣセルカバレッジ領域は、フューチャーキャストＵＴＢシステムに使用される周波数の数に依存し、一つ以上の周波数で構成することができる。ＣＥＬＬ＿ＩＤの値が知られていないか、特定されていない場合、このフィールドは「０」に設定される。
ＮＥＴＷＯＲＫ＿ＩＤ：これは、現在のＡＴＳＣネットワークを固有に識別する１６ビットフィールドである。
ＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤ：この１６ビットフィールドは、ＡＴＳＣネットワーク内のフューチャーキャストＵＴＢシステムを固有に識別する。フューチャーキャストＵＴＢシステムは、入力が一つ以上の入力ストリーム（ＴＳ、ＩＰ、ＧＳ）であって、出力がＲＦ信号である地上波放送システムである。フューチャーキャストＵＴＢシステムは、もしあれば、一つ以上のＰＨＹプロファイル及びＦＥＴを伝達する。同一のフューチャーキャストＵＴＢシステムは、異なる入力ストリームを伝達することができ、異なる地理的領域で異なるＲＦ周波数を使用してローカルサービス挿入を許容する。フレーム構造及びスケジューリングは、一つの場所で制御され、フューチャーキャストＵＴＢシステム内で全ての送信に対して同一である。一つ以上のフューチャーキャストＵＴＢシステムは、全て同一の物理層構造及び構成を有することを意味する同一のＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤを有することができる。
次のループは、各フレームタイプのＦＲＵ構成及び長さを指示するのに使用されるＦＲＵ＿ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ、ＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨ、ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ及びＲＥＳＥＲＶＥＤで構成される。ループサイズは固定され、４個のＰＨＹプロファイル（ＦＥＴを含む）がＦＲＵ内でシグナルされる。ＮＵＭ＿ＦＲＡＭＥ＿ＦＲＵが４より小さいと、使用されないフィールドはゼロで充填される。
ＦＲＵ＿ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ：この３ビットフィールドは、連関したＦＲＵの（ｉ＋１）番目（ｉは、ループインデックスである）フレームのＰＨＹプロファイルタイプを示す。このフィールドは、表８に示したように、同一のシグナリングフォーマットを使用する。
ＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨ：この２ビットフィールドは、連関したＦＲＵの（ｉ＋１）番目のフレームの長さを示す。ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮと共にＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨを用いて、フレームデュレーションの正確な値を得ることができる。
ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ：この３ビットフィールドは、連関したＦＲＵの（ｉ＋１）番目のフレームの保護区間分数値を示す。ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮは、表７によってシグナルされる。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この４ビットフィールドが未来の使用のために予約される。
次のフィールドは、ＰＬＳ２データをデコードするパラメータを提供する。
ＰＬＳ２＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：この２ビットフィールドは、ＰＬＳ２保護によって使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは、表１０によってシグナルされる。ＬＤＰＣコードの細部事項については後で説明する。
ＰＬＳ２＿ＭＯＤ：この３ビットフィールドは、ＰＬＳ２によって使用される変調タイプを示す。変調タイプは、表１１によってシグナルされる。
ＰＬＳ２＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：この１５ビットフィールドは、現在のフレームグループで伝達されるＰＬＳ２に対するフルコーディングブロック（ｆｕｌｌ ｃｏｄｅｄ ｂｌｏｃｋｓ）の集合（ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）のサイズ（ＱＡＭセルの数として特定される）（Ｃtotal_partial_block）を示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＳＴＡＴ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：この１４ビットフィールドは、現在のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＳＴＡＴのビットサイズを示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＤＹＮ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：この１４ビットフィールドは、現在のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＤＹＮのビットサイズを示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＲＥＰ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフラグは、現在のフレームグループでＰＬＳ２反復モードが使用されるか否かを示す。このフィールドが値「１」に設定されると、ＰＬＳ２反復モードが活性化される。このフィールドが値「０」に設定されると、ＰＬＳ２反復モードが非活性化される。
ＰＬＳ２＿ＲＥＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：この１５ビットフィールドは、ＰＬＳ２反復が使用されるとき、現在のフレームグループの全てのフレームで伝達されるＰＬＳ２に対する部分コーディングブロック（ｐａｒｔｉａｌ ｃｏｄｅｄ ｂｌｏｃｋｓ）の集合（ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）のサイズ（ＱＡＭセルの数として特定される）（Ｃtotal_partial_block）を示す。反復が使用されない場合、このフィールドの値は０と同一である。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：この２ビットフィールドは、次のフレームグループの全てのフレームで伝達されるＰＬＳ２に使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは、表１０によってシグナルされる。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＭＯＤ：この３ビットフィールドは、次のフレームグループの全てのフレームで伝達されるＰＬＳ２に使用される変調タイプを示す。変調タイプは、表１１によってシグナルされる。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、次のフレームグループでＰＬＳ２反復モードが使用されるか否かを示す。このフィールドが値「１」に設定されると、ＰＬＳ２反復モードが活性化される。このフィールドが値「０」に設定されると、ＰＬＳ２反復モードが非活性化される。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：この１５ビットフィールドは、ＰＬＳ２反復が使用されるとき、次のフレームグループの全てのフレームで伝達されるＰＬＳ２に対するフルコーディングブロック（ｆｕｌｌ ｃｏｄｅｄ ｂｌｏｃｋｓ）の集合（ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）のサイズ（ＱＡＭセルの数として特定される）（Ｃtotal_partial_block）を示す。次のフレームグループで反復が使用されない場合、このフィールドの値は０と同一である。この値は、現在のフレームグループで一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＳＴＡＴ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：この１４ビットフィールドは、次のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＳＴＡＴのビットサイズを示す。この値は、現在のフレームグループで一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＤＹＮ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：この１４ビットフィールドは、次のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＤＹＮのビットサイズを示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＡＰ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、現在のフレームグループ内のＰＬＳ２に追加のパリティが提供されるか否かを示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。下記の表１２は、このフィールドの値を示す。このフィールドが「００」に設定されると、現在のフレームでＰＬＳ２に対して追加のパリティが使用されない。
ＰＬＳ２＿ＡＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：この１５ビットフィールドは、ＰＬＳ２の追加のパリティビットのサイズ（ＱＡＭセルの数として特定される）を示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＡＰ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、次のフレームグループでＰＬＳ２に追加のパリティが提供されるか否かを示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。表１２は、このフィールドの値を定義する。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＡＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：この１５ビットフィールドは、次のフレームグループの全てのフレームでのＰＬＳ２の追加のパリティビットのサイズ（ＱＡＭセルの数として特定される）を示す。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この３２ビットフィールドが未来の使用のために予約される。
ＣＲＣ＿３２：全体のＰＬＳ１シグナリングに適用される３２ビットエラー検出コード
図１４は、本発明の実施例に係るＰＬＳ２データを示す図である。
図１４は、ＰＬＳ２データのＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータを示す。ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータは、フレームグループ内で同一であるが、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータは現在のフレームに特定された情報を提供する。
ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータのフィールドの細部事項は次の通りである。
ＦＩＣ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、ＦＩＣが現在のフレームグループに使用されるか否かを示す。このフィールドが「１」に設定されると、ＦＩＣが現在のフレームで提供される。このフィールドが「０」に設定されると、ＦＩＣが現在のフレームで伝達されない。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＡＵＸ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、現在のフレームグループで補助ストリームが使用されるか否かを示す。このフィールドが「１」に設定されると、補助ストリームが現在のフレームで提供される。このフィールドが「０」に設定されると、補助ストリームが現在のフレームで伝達されない。この値は、現在のフレームグループの全体のデュレーションの間に一定である。
ＮＵＭ＿ＤＰ：この６ビットフィールドは、現在のフレームで伝達されるＤＰの数を示す。このフィールドの値は、１〜６４の範囲内にあり、ＤＰの数はＮＵＭ＿ＤＰ＋１である。
ＤＰ＿ＩＤ：この６ビットフィールドは、ＰＨＹプロファイル内でＤＰを固有に識別する。
ＤＰ＿ＴＹＰＥ：この３ビットフィールドはＤＰのタイプを示す。これは、以下の表１３によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＧＲＯＵＰ＿ＩＤ：この８ビットフィールドは、現在のＤＰが連関したＤＰグループを識別する。これは、受信機が特定のサービスと連関したサービスコンポーネントのＤＰにアクセスするのに使用することができ、これらＤＰは同一のＤＰ＿ＧＲＯＵＰ＿ＩＤを有する。
ＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤ：この６ビットフィールドは、管理層で使用されるサービスシグナリングデータ（ＰＳＩ／ＳＩ）を伝達するＤＰを示す。ＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤで指示されたＤＰは、サービスシグナリングデータのみを伝達する専用ＤＰ又はサービスデータと共にサービスシグナリングデータを伝達する正常ＤＰであり得る。
ＤＰ＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：この２ビットフィールドは、連関したＤＰによって使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは、以下の表１４によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＣＯＤ：この４ビットフィールドは、連関したＤＰによって使用されるコードレートを示す。コードレートは、以下の表１５によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＭＯＤ：この４ビットフィールドは、連関したＤＰによって使用される変調を示す。変調は、以下の表１６によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＳＳＤ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、ＳＳＤモードが連関したＤＰで使用されるか否かを示す。このフィールドが値「１」に設定されると、ＳＳＤが使用される。このフィールドが値「０」に設定されると、ＳＳＤが使用されない。
ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥがアドバンスドプロファイルを示す「０１０」と同一である場合のみに次のフィールドが表れる。
ＤＰ＿ＭＩＭＯ：この３ビットフィールドは、連関したＤＰにいずれのタイプのＭＩＭＯエンコーディングプロセスが適用されるのかを示す。ＭＩＭＯエンコーディングプロセスのタイプは、表１７によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ：この１ビットフィールドは、時間インタリービングのタイプを示す。「０」の値は、一つのＴＩグループが一つのフレームに対応し、一つ以上のＴＩブロックを含むことを示す。「１」の値は、一つのＴＩグループが１より多いフレームで伝達され、一つのＴＩブロックのみを含むことを示す。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨ：２ビットフィールドの使用（許容される値が１、２、４、８のみである）は、次のようにＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥフィールド内に設定された値によって決定される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨが値「１」に設定されると、このフィールドは、ＰＩ、すなわち、各ＴＩグループがマップされるフレームの数を示し、ＴＩグループ当たりに一つのＴＩブロックがある（ＮＴＩ＝１）。２ビットフィールドを有する許容されたＰＩ値は、以下の表１８で定義される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥが「０」に設定されると、このフィールドは、ＴＩグループ当たりのＴＩブロックの数（ＮＴＩ）を示し、フレーム当たりに一つのＴＩグループがある（ＰＩ＝１）。２ビットフィールドを有する許容されたＰＩ値は、以下の表１８で定義される。
ＤＰ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＴＥＲＶＡＬ：この２ビットフィールドは、連関したＤＰに対するフレームグループ内のフレーム区間（ＩJUMP）を示し、許容される値は１、２、４、８である（対応する２ビットフィールドは、それぞれ「００」、「０１」、「１０」、「１１」である）。フレームグループの全てのフレームで表れないＤＰに対して、このフィールドの値は連続的なフレーム間の間隔と同一である。例えば、ＤＰがフレーム１、５、９、１３などで表れると、このフィールドは「４」に設定される。全てのフレームで表れるＤＰに対して、このフィールドは「１」に設定される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＢＹＰＡＳＳ：この１ビットフィールドは、時間インタリーバ５０５０の利用可能性を決定する。ＤＰに対して時間インタリービングが使用されない場合、これは「１」に設定される。時間インタリービングが使用される場合、これは「０」に設定される。
ＤＰ＿ＦＩＲＳＴ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＤＸ：この５ビットフィールドは、現在ＤＰが発生するスーパーフレームの第１フレームのインデックスを示す。ＤＰ＿ＦＩＲＳＴ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＤＸの値は０〜３１の範囲内にある。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸ：この１０ビットフィールドは、このＤＰに対するＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫＳの最大値を示す。このフィールドの値は、ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫＳと同一の範囲を有する。
ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥ：この２ビットフィールドは、与えられたＤＰによって伝達されるペイロードデータのタイプを示す。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥは、以下の表１９によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＩＮＢＡＮＤ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、現在のＤＰが帯域内シグナリング情報を伝達するか否かを示す。帯域内シグナリングタイプは、以下の表２０によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＰＲＯＴＯＣＯＬ＿ＴＹＰＥ：この２ビットフィールドは、与えられたＤＰによって伝達されるペイロードのプロトコルタイプを示す。入力ペイロードタイプが選択されると、以下の表２１によってシグナルされる。
ＤＰ＿ＣＲＣ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、入力フォーマッティングブロックでＣＲＣエンコーディングが使用されるか否かを示す。ＣＲＣモードは、以下の表２２によってシグナルされる。
ＤＮＰ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）に設定されるとき、連関したＤＰによって使用されるヌル−パケット削除モードを示す。ＤＮＰ＿ＭＯＤＥは、以下の表２３によってシグナルされる。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）でない場合、ＤＮＰ＿ＭＯＤＥは値「００」に設定される。
ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥ：この２ビットフィールドは、ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）に設定されるとき、連関したＤＰによって使用されるＩＳＳＹモードを示す。ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥは、以下の表２４によってシグナルされる。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）でない場合、ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥは値「００」に設定される。
ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＴＳ：この２ビットフィールドは、ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）に設定されるとき、連関したＤＰによって使用されるＴＳヘッダ圧縮モードを示す。ＨＣ＿ＭＯＤ＿ＴＳは、以下の表２５によってシグナルされる。
ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＩＰ：この２ビットフィールドは、ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＩＰ（「０１」）に設定されるときのＩＰヘッダ圧縮モードを示す。ＨＣ＿ＭＯＤ＿ＩＰは、以下の表２６によってシグナルされる。
ＰＩＤ：この１３ビットフィールドは、ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（「００」）に設定され、ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＴＳが「０１」又は「１０」に設定されるときのＴＳヘッダ圧縮のためのＰＩＤ番号を示す。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この８ビットフィールドは、未来の使用のために予約される。
ＦＩＣ＿ＦＬＡＧが「１」と同一である場合のみに次のフィールドが表れる。
ＦＩＣ＿ＶＥＲＳＩＯＮ：この８ビットフィールドは、ＦＩＣのバージョン番号を示す。
ＦＩＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥ：この１３ビットフィールドは、ＦＩＣのバイト長さを示す。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この８ビットフィールドは、未来の使用のために予約される。
ＡＵＸ＿ＦＬＡＧが「１」と同一である場合のみに次のフィールドが表れる。
ＮＵＭ＿ＡＵＸ：この４ビットフィールドは、補助ストリームの数を示す。ゼロは、補助ストリームが使用されないことを意味する。
ＡＵＸ＿ＣＯＮＦＩＧ＿ＲＦＵ：この８ビットフィールドは、未来の使用のために予約される。
ＡＵＸ＿ＳＴＲＥＡＭ＿ＴＹＰＥ：この４ビットフィールドは、現在の補助ストリームのタイプを示すための未来の使用のために予約される。
ＵＸ＿ＰＲＩＶＡＴＥ＿ＣＯＮＦＩＧ：この２８ビットフィールドは、補助ストリームをシグナルするための未来の使用のために予約される。
図１５は、本発明の他の実施例に係るＰＬＳ２データを示す図である。
図１５は、ＰＬＳ２データのＰＬＳ２−ＤＹＮデータを示す。ＰＬＳ２−ＤＹＮデータの値は、一つのフレームグループのデュレーションの間に変化可能であり、フィールドのサイズは一定に維持される。
ＰＬＳ２−ＤＹＮデータのフィールドの細部事項は次の通りである。
ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＤＥＸ：この５ビットフィールドは、スーパーフレーム内の現在のフレームのフレームインデックスを示す。スーパーフレームの第１フレームのインデックスは「０」に設定される。
ＰＬＳ＿ＣＨＡＮＧＥ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：この４ビットフィールドは、構成が変更される前のスーパーフレームの数を示す。構成において、変更された後のスーパーフレームは、このフィールド内でシグナルされる値によって指示される。このフィールドが値「００００」に設定されると、スケジュールされた変化が予想されないことを意味し、値「１」は、次のスーパーフレームで変化があることを意味する。
ＦＩＣ＿ＣＨＡＮＧＥ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：この４ビットフィールドは、構成（すなわち、ＦＩＣの内容）が変更される前のスーパーフレームの数を示す。構成において、変更された後のスーパーフレームは、このフィールド内でシグナルされる値によって指示される。このフィールドが値「００００」に設定されると、スケジュールされた変化が予想されないことを意味し、値「０００１」は、次のスーパーフレームで変化があることを意味する。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この１６ビットフィールドは、未来の使用のために予約される。
ＮＵＭ＿ＤＰを通じてループで次のフィールドが表れ、これは、現在のフレームで伝達されるＤＰと連関したパラメータを示す。
ＤＰ＿ＩＤ：この６ビットフィールドは、ＰＨＹプロファイル内のＤＰを固有に指示する。
ＤＰ＿ＳＴＡＲＴ：この１５ビット（又は１３ビット）フィールドは、ＤＰＵアドレッシング方式を用いて第１ＤＰの開始位置を示す。ＤＰ＿ＳＴＡＲＴフィールドは、以下の表２７に示したように、ＰＨＹプロファイル及びＦＦＴサイズによって異なる長さを有する。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ：この１０ビットフィールドは、現在のＤＰに対する現在のＴＩグループ内のＦＥＣブロックの数を示す。ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫの値は０〜１０２３の範囲内にある。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：この８ビットフィールドは、未来の使用のために予約される。
次のフィールドは、ＥＡＣと連関したＦＩＣパラメータを示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧ：この１ビットフィールドは、現在のフレーム内のＥＡＣの存在を示す。このビットは、プリアンブル内のＥＡＣ＿ＦＬＡＧと同一の値である。
ＥＡＳ＿ＷＡＫＥ＿ＵＰ＿ＶＥＲＳＩＯＮ＿ＮＵＭ：この８ビットフィールドは、ウェイクアップ指示のバージョン番号を示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧフィールドが「１」と同一である場合、次の１２ビットは、ＥＡＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥフィールドに対して割り当てられる。ＥＡＣ＿ＦＬＡＧフィールドが「０」と同一である場合、次の１２ビットは、ＥＡＣ＿ＣＯＵＮＴＥＲに割り当てられる。
ＥＡＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥ：この１２ビットフィールドは、ＥＡＣのバイト長さを示す。
ＥＡＣ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：この１２ビットフィールドは、ＥＡＣが到逹するフレームの前のフレームの数を示す。
ＡＵＸ＿ＦＬＡＧフィールドが「１」と同一である場合にのみ次のフィールドが表れる。
ＡＵＸ＿ＰＲＩＶＡＴＥ＿ＤＹＮ：この４８ビットフィールドは、補助ストリームをシグナルするための未来使用のために予約される。このフィールドの意味は、構成可能なＰＬＳ２−ＳＴＡＴ内のＡＵＸ＿ＳＴＲＥＡＭ＿ＴＹＰＥの値に依存する。
ＣＲＣ＿３２：全体のＰＬＳ２に適用される３２ビットエラー検出コード。
図１６は、本発明の実施例に係るフレームの論理構造を示す図である。
上述したように、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、ＤＰ、補助ストリーム及びダミーセルは、フレーム内のＯＦＤＭシンボルのアクティブキャリアにマップされる。ＰＬＳ１及びＰＬＳ２は、まず、一つ以上のＦＳＳにマップされる。その後、もしあれば、ＥＡＣセルがＰＬＳフィールドの直後にマップされ、その後、もしあれば、ＦＩＣセルがマップされる。もしあれば、ＤＰは、ＰＬＳ又はＥＡＣ、ＦＩＣの後にマップされる。まず、タイプ１ ＤＰが後に来た後、タイプ２ ＤＰが後に来る。ＤＰのタイプの細部事項については後で説明する。任意の場合、ＤＰは、ＥＡＳのための任意の特殊データ又はサービスシグナリングデータを伝達することができる。もしあれば、補助ストリーム又は各ストリームがＤＰの後に来た後、ダミーセルが後に来る。これら全てを上述した順序、すなわち、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、ＤＰ、補助ストリーム及びダミーデータセルの順にマップすることは、フレーム内のセル容量を正確に充填する。
図１７は、本発明の実施例に係るＰＬＳマッピングを示す図である。
ＰＬＳセルは、ＦＳＳのアクティブキャリアにマップされる。ＰＬＳによって占有されたセルの数に依存して、一つ以上のシンボルがＦＳＳとして指定され、ＦＳＳの数（ＮFSS）は、ＰＬＳ１内のＮＵＭ＿ＦＳＳによってシグナルされる。ＦＳＳは、ＰＬＳセルを伝達する特殊シンボルである。ロバスト性及びレイテンシ（ｌａｔｅｎｃｙ）はＰＬＳの重要な問題であるので、ＦＳＳは、ＦＳＳ内の周波数専用補間及び高速同期化を許容するより高い密度のパイロットを有する。
ＰＬＳセルは、図１７の例に示したように、トップ−ダウン（ｔｏｐ−ｄｏｗｎ）方式でＮFSS個のＦＳＳのアクティブキャリアにマップされる。ＰＬＳ１セルは、セルインデックスの増加順に第１ＦＳＳの第１セルから先にマップされる。ＰＬＳ２セルは、ＰＬＳ１の最後のセルの直後にマップされ、第１ＦＳＳの最後のセルインデックスまでマッピングが下向きに継続される。要求されるＰＬＳセルの総数が一つのＦＳＳのアクティブキャリアの数を超えると、マッピングは、次のＦＳＳに進行し、第１ＦＳＳと正確に同一の方式で継続される。
ＰＬＳマッピングの完了後、ＤＰが次に伝達される。ＥＡＣ、ＦＩＣ又はＥＡＣ及びＦＩＣが現在のフレームに存在すると、これらはＰＬＳと「正常」ＤＰとの間に配置される。
図１８は、本発明の実施例に係るＥＡＣマッピングを示す図である。
ＥＡＣは、ＥＡＳメッセージを伝達する専用チャネルであって、ＥＡＳに対するＤＰにリンクされる。ＥＡＳサポートは提供されるが、ＥＡＣ自体は、全てのフレームに存在することもあり、全てのフレームに存在しないこともある。もしあれば、ＥＡＣはＰＬＳ２セルの直後にマップされる。ＥＡＣは、ＰＬＳセル以外に、ＦＩＣ、ＤＰ、補助ストリーム及びダミーセルのうちいずれかの後に来ない。ＥＡＣセルをマップする順序はＰＬＳと正確に同一である。
ＥＡＣセルは、図１８に示したように、セルインデックスの増加順にＰＬＳ２の次のセルからマップされる。ＥＡＳメッセージサイズによって、ＥＡＣセルは、図１８に示したようにいくつかのシンボルを占有する。
ＥＡＣセルは、ＰＬＳ２の最後のセルの直後にマップされ、マッピングは、最後のＦＳＳの最後のセルインデックスまで下向きに継続される。要求されるＥＡＣの総数が最後のＦＳＳの残りのアクティブキャリアの数を超えると、マッピングは次のシンボルに進行し、ＦＳＳと正確に同一の方式で継続される。この場合のマッピングのための次のシンボルは正常データシンボルであって、これは、ＦＳＳより多くのアクティブキャリアを有する。
ＥＡＣマッピングの完了後、もし存在すれば、ＦＩＣが次に伝達される。（ＰＬＳ２フィールドでシグナルされることによって）ＦＩＣが送信されないと、ＤＰはＥＡＣの最後のセルの直後にマップされる。
図１９は、本発明の実施例に係るＦＩＣマッピングを示す図である。
（ａ）は、ＥＡＣがないＦＩＣの例示的なマッピングを示し、（ｂ）は、ＥＡＣがあるＦＩＣの例示的なマッピングを示す。
ＦＩＣは、高速サービス獲得及びチャネルスキャニングを可能にする層間（ｃｒｏｓｓ−ｌａｙｅｒ）情報に対する専用チャネルである。この情報は、主に各ブロードキャスタのＤＰとサービスとの間の情報を結合するチャネルを含む。高速スキャンのために、受信機は、ＦＩＣをデコードし、ブロードキャスタＩＤ、サービスの数及びＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤなどの情報を得ることができる。高速サービスの獲得のために、ＦＩＣに加えて、ベースＤＰがＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤを用いてデコードされ得る。伝達される内容以外に、ベースＤＰは、正常ＤＰと正確に同一の方式でエンコードされ、フレームにマップされる。そのため、ベースＤＰに対して追加の説明が要求されない。ＦＩＣデータが生成されて管理層で消費される。ＦＩＣデータの内容は、管理層の説明書に記載した通りである。
ＦＩＣデータは選択的であり、ＦＩＣの使用は、ＰＬＳ２の静的部分内のＦＩＣ＿ＦＬＡＧパラメータによってシグナルされる。ＦＩＣが使用されると、ＦＩＣ＿ＦＬＡＧが「１」に設定され、ＦＩＣのためのシグナリングフィールドはＰＬＳ２の静的部分に定義される。このフィールドでは、ＦＩＣ＿ＶＥＲＳＩＯＮ及びＦＩＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥがシグナルされる。ＦＩＣは、ＰＬＳ２と同一の変調、コーディング及び時間インタリービングパラメータを用いる。ＦＩＣは、ＰＬＳ２＿ＭＯＤＥ及びＰＬＳ２＿ＦＥＣなどの同一のシグナリングパラメータを共有する。もしあれば、ＦＩＣデータは、ＰＬＳ２又は、もしあれば、ＥＡＣの直後にマップされる。ＦＩＣは、任意の正常ＤＰ、補助ストリーム又はダミーセルの後にマップされない。ＦＩＣセルをマップする方法はＥＡＣと正確に同一であり、これはＰＬＳと同一である。
ＰＬＳの後にＥＡＣがない場合、ＦＩＣセルは、（ａ）の例に示したように、セルインデックスの増加順にＰＬＳ２の次のセルからマップされる。ＦＩＣデータサイズによって、ＦＩＣセルは、（ｂ）に示したように、いくつかのシンボルにわたってマップされ得る。
ＦＩＣセルは、ＰＬＳ２の最後のセルの直後にマップされ、マッピングは、最後のＦＳＳの最後のセルインデックスまで下向きに継続される。要求されるＦＩＣセルの総数が最後のＦＳＳの残りのアクティブキャリアの数を超えると、マッピングは次のシンボルに進行し、ＦＳＳと正確に同一の方式で継続される。この場合のマッピングのための次のシンボルは、ＦＳＳより多くのアクティブキャリアを有する正常データシンボルである。
ＥＡＳメッセージが現在のフレームで送信されると、ＥＡＣはＦＩＣに先行し、ＦＩＣセルは、（ｂ）に示したように、セルインデックスの増加順にＥＡＣの次のセルからマップされる。
ＦＩＣマッピングの完了後、一つ以上のＤＰがマップされ、その後、もしあれば、補助ストリーム及びダミーセルがマップされる。
図２０は、本発明の実施例に係るＤＰのタイプを示す図である。
図２０の（ａ）はタイプ１ ＤＰを示し、（ｂ）はタイプ２ ＤＰを示す。
先行チャネル、すなわち、ＰＬＳ、ＥＡＣ及びＦＩＣがマップされた後、ＤＰのセルがマップされる。ＤＰは、マッピング方法によって２個のタイプのうち一つに分類される。
タイプ１ ＤＰ：ＤＰは、ＴＤＭによってマップされる。
タイプ２ ＤＰ：ＤＰは、ＦＤＭによってマップされる。
ＤＰのタイプは、ＰＬＳ２の静的部分でＤＰ＿ＴＹＰＥフィールドによって指示される。図２０は、タイプ１ ＤＰ及びタイプ２ ＤＰのマッピング順序を示す。タイプ１ ＤＰは、まず、セルインデックスの増加順にマップされ、最後のセルインデックスに到逹した後、シンボルインデックスが１ずつ増加する。次のシルボル内で、ＤＰは、ｐ＝０からセルインデックスの増加順に継続してマップされる。一つのフレームで共にマップされた多数のＤＰで、タイプ１ ＤＰのそれぞれは、ＤＰのＴＤＭマルチプレキシングと類似する形に時間でグループ化される。
タイプ２ ＤＰは、まず、シンボルインデックスの増加順にマップされ、フレームの最後のＯＦＤＭシンボルに到逹した後、セルインデックスは１ずつ増加し、シンボルインデックスは第１利用可能なシンボルに後退し、そのシンボルインデックスから増加する。一つのフレームで多数のＤＰを共にマップした後、タイプ２ ＤＰのそれぞれは、ＤＰのＦＤＭマルチプレキシングと類似する形に周波数でグループ化される。
一つの制限が必要であれば、すなわち、タイプ１ ＤＰが常にタイプ２ ＤＰに先行すると、タイプ１ ＤＰ及びタイプ２ ＤＰはフレーム内で共存し得る。タイプ１及びタイプ２ ＤＰを伝達するＯＦＤＭセルの総数は、ＤＰの送信のために利用可能なＯＦＤＭセルの総数を超えることができない。
ここで、ＤDP1は、タイプ１ ＤＰによって占有されるＯＦＤＭセルの数であり、ＤDP2は、タイプ２ ＤＰによって占有されるＯＦＤＭセルの数である。ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣは、いずれもタイプ１ ＤＰと同一の方式でマップされるので、これらは全て「タイプ１のマッピング規則」に従う。そのため、タイプ１のマッピングは、常にタイプ２のマッピングより先行する。
図２１は、本発明の実施例に係るＤＰマッピングを示す図である。
（ａ）は、タイプ１ ＤＰをマップするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングを示し、（ｂ）は、タイプ２ ＤＰをマップするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングを示す。
タイプ１ ＤＰ（０，ＤDP1−１）をマップするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングは、タイプ１ ＤＰのアクティブデータセルのために定義される。アドレッシング方式は、タイプ１ ＤＰのそれぞれに対するＴＩからのセルがアクティブデータセルに割り当てられる順序を定義する。また、これは、ＰＬＳ２の動的部分内のＤＰの位置をシグナルするのに使用される。
ＥＡＣ及びＦＩＣなしで、アドレス０は、最後のＦＳＳ内のＰＬＳを伝達する最後のセルの直後のセルを称する。ＥＡＣが送信され、ＦＩＣがその該当フレームでない場合、アドレス０は、ＥＡＣを伝達する最後のセルの直後のセルを称する。ＦＩＣが該当フレームで送信されると、アドレス０は、ＦＩＣを伝達する最後のセルの直後のセルを称する。タイプ１ ＤＰに対するアドレス０は、（ａ）に示したように、２個の異なるケースを考慮して算出することができる。（ａ）に示した例において、ＰＬＳ、ＥＡＣ及びＦＩＣは全て送信されると仮定する。ＥＡＣ及びＦＩＣのうち一つ又は二つとも省略される場合への拡張は容易である。（ａ）の左側に示したように、ＦＩＣまでの全てのセルをマップした後、ＦＳＳ内に残りのセルが残っている。
タイプ２ ＤＰ（０，…，ＤDP2−１）をマップするＯＦＤＭセルのアドレッシングは、タイプ２ ＤＰのアクティブデータセルのために定義される。アドレッシング方式は、タイプ２ ＤＰのそれぞれに対するＴＩからのセルがアクティブデータセルに割り当てられる順序を定義する。また、これは、ＰＬＳ２の動的部分内のＤＰの位置をシグナルするのに使用される。
（ｂ）に示したように、３個の少し異なるケースが可能である。（ｂ）の左側上に示した第１ケースでは、最後のＦＳＳ内のセルはタイプ２ ＤＰマッピングに用いられる。中間に示した第２ケースでは、ＦＩＣが正常シンボルのセルを占めるが、そのシンボル上のＦＩＣセルの数はＣFSSより小さい。（ｂ）の右側に示した第３ケースは、そのシンボル上にマップされたＦＩＣセルの数がＣFSSを超えることを除いては第２ケースと同一である。
ＰＬＳ、ＥＡＣ及びＦＩＣは、タイプ１ ＤＰと同一の「タイプ１のマッピング規則」に従うので、タイプ１ ＤＰがタイプ２ ＤＰに先行する場合への拡張は簡単である。
データパイプ単位（ＤＰＵ）は、データセルをフレーム内のＤＰに割り当てる基本単位である。
ＤＰＵは、フレーム内にＤＰを位置させるシグナリング単位として定義される。セルマッパ７０１０は、ＤＰのそれぞれに対するＴＩによって生成されたセルをマップすることができる。時間インタリーバ５０５０は、一連のＴＩブロックを出力し、それぞれのＴＩブロックは、セルのセットで構成される可変数（ｖａｒｉａｂｌｅ ｎｕｍｂｅｒ）のＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含む。ＸＦＥＣＢＬＯＣＫ内のセルの数（Ｎcells）は、ＦＥＣＢＬＯＣＫサイズ（Ｎldpc）及び星状シンボル当たりの送信ビット数に依存する。ＤＰＵは、与えられたＰＨＹプロファイルでサポートされるＸＦＥＣＢＬＯＣＫ内のセルの数の全ての可能な値の最も大きい共通除数（ｄｉｖｉｓｏｒ）（Ｎcells）として定義される。セル内のＤＰＵの長さはＬDPUとして定義される。各ＰＨＹプロファイルがＦＥＣＢＬＯＣＫサイズ及び星状シンボル当たりに異なる数の異なる組み合わせをサポートするので、ＬDPUはＰＨＹプロファイルに基づいて定義される。
図２２は、本発明の実施例に係るＦＥＣ構造を示す図である。
図２２は、ビットインタリービング前の本発明の実施例に係るＦＥＣ構造を示す。上述したように、データＦＥＣエンコーダは、入力ＢＢＦに対してＦＥＣエンコーディングを行い、アウターコーディング（ＢＣＨ）及びインナーコーディング（ＬＤＰＣ）を用いてＦＥＣＢＬＯＣＫ手続を生成することができる。図示したＦＥＣ構造はＦＥＣＢＬＯＣＫに対応する。また、ＦＥＣＢＬＯＣＫ及びＦＥＣ構造は、ＬＤＰＣコードワードの長さに対応する同一の値を有する。
図２２に示したように、ＢＣＨエンコーディングはそれぞれのＢＢＦ（Ｋbchビット）に適用され、ＬＤＰＣエンコーディングはＢＣＨエンコーディングＢＢＦ（Ｋldpcビット＝Ｎbchビット）に適用される。
Ｎldpcの値は、６４８００ビット（長いＦＥＣＢＬＯＣＫ）又は１６２００ビット（短いＦＥＣＢＬＯＣＫ）である。
以下の表２８及び表２９は、それぞれ長いＦＥＣＢＬＯＣＫ及び短いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するＦＥＣエンコーディングパラメータを示す。
ＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングの動作の細部事項は次の通りである。
１２誤り訂正ＢＣＨコードは、ＢＢＦのアウターエンコーディングに使用される。短いＦＥＣＢＬＯＣＫ及び長いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するＢＣＨ生成器多項式は、全ての多項式を共に乗じることによって得られる。
ＬＤＰＣコードは、アウターＢＣＨエンコーディングの出力をエンコードするのに使用される。完成したＢldpc（ＦＥＣＢＬＯＣＫ）を生成するために、Ｐldpc（パリティビット）は各Ｉldpc（ＢＣＨエンコーディングＢＢＦ）から体系的にエンコードされ、Ｉldpcに添付される。完成したＢldpc（ＦＥＣＢＬＯＣＫ）は次の数式として表現される。
〔数式３〕
長いＦＥＣＢＬＯＣＫ及び短いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパラメータは、それぞれ前記表２８及び表２９に与えられる。
長いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するＮldpc−Ｋldpcを算出する細部手続は次の通りである。
１）パリティビット初期化
２）パリティチェックマトリックスのアドレスの第１行に特定されたパリティビットアドレスで第１情報ビット（ｉ０）を累算する。パリティチェックマトリックスのアドレスの細部事項については後で説明する。例えば、レート１３／１５に対して、
３）次の３５９個の情報ビット（ｉs）（ｓ＝１、２、…、３５９）が次の数式を用いてパリティビットで累算される。
〔数式６〕
ここで、ｘは、第１ビット（ｉ０）に対応するパリティビット累算器のアドレスを示し、Ｑldpcは、パリティチェックマトリックスのアドレスで特定されたコードレート従属定数である。継続して、例えば、レート１３／１５に対してＱldpc＝２４であって、よって、情報ビット（ｉ1）に対して次の動作が行われる。
４）３６１番目の情報ビット（ｉ360）に対して、パリティビット累算器のアドレスは、パリティチェックマトリックスのアドレスの第２行に与えられる。類似する方式で、次の３５８個の情報ビット（ｉs）（ｓ＝３６１、３６２、…、７１９）に対するパリティビット累算器のアドレスは数式６を用いて得られ、ここで、ｘは、情報ビット（ｉ360）に対応するパリティビット累算器のアドレス、パリティチェックマトリックスのアドレスの第２行内のエントリーを示す。
５）類似する方式で、３６０個の新たな情報ビットの全てのグループに対して、パリティチェックマトリックスのアドレスからの新たな行がパリティビット累算器のアドレスを探すのに使用される。
情報ビットが全部消尽した後、最終パリティが次のように得られる。
６）ｉ＝１から開始する次の動作を順次行う。
ここで、ｐｉ（ｉ＝０、１、…、Ｎdpc−Ｋldpc−１）の最終内容は、パリティビット（ｐi）と同一である。
短いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するこのＬＤＰＣエンコーディング手続は、表３０及び表３１に取り替え、長いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパリティチェックマトリックスのアドレスを短いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパリティチェックマトリックスのアドレスに取り替えることを除いては、長いＦＥＣＢＬＯＣＫに対するｔ ＬＤＰＣエンコーディング手続に従う。
図２３は、本発明の実施例に係るビットインタリービングを示す図である。
ＬＤＰＣエンコーダの出力はビットインタリーブされ、これは、パリティインタリービング、その後のＱＣＢ（ｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ ｂｌｏｃｋ）インタリービング及び内部グループインタリービングで構成される。
（ａ）は、ＱＣＢインタリービングを示し、（ｂ）は、内部グループインタリービングを示す。
ＦＥＣＢＬＯＣＫはパリティインタリーブされ得る。パリティインタリービングの出力において、ＬＤＰＣコードワードは、長いＦＥＣＢＬＯＣＫ内の１８０個の隣接したＱＣブロック及び短いＦＥＣＢＬＯＣＫ内の１８０個の隣接したＱＣブロックで構成される。長い又は短いＦＥＣＢＬＯＣＫ内のそれぞれのＱＣブロックは３６０ビットで構成される。パリティインタリーブされたＬＤＰＣコードワードは、ＱＣＢインタリービングによってインタリーブされる。ＱＣＢインタリービングの単位はＱＣブロックである。パリティインタリービングの出力におけるＱＣブロックは、図２３に示したように、ＱＣＢインタリービングによってパーミュートされ、ここで、ＦＥＣＢＬＯＣＫ長さによってＮcells＝６４８０／ηｍｏｄ又は１６２００／ηｍｏｄである。ＱＣＢインタリービングパターンは、変調タイプ及びＬＤＰＣコードレートの各組み合わせに固有である。
ＱＣＢインタリービング後、内部グループインタリービングは、以下の表３２に定義された変調タイプ及び順序（ηｍｏｄ）に従って行われる。また、一つの内部グループに対するＱＣブロックの数（ＮQCB_IG）が定義される。
内部グループインタリービングプロセスは、ＱＣＢインタリービング出力のＮQCB-IG個のＱＣブロックで行われる。内部グループインタリービングは、３６０個の列とＮＱＣＢ＿ＩＧ個の行を用いて内部グループのビットを書き込み及び読み出しするプロセスを有する。書き込み動作において、ＱＣＢインタリービング出力からのビットが行方向に書き込みされる。読み出し動作は列方向に行われ、各行からｍ個のビットを読み出し、ここで、ｍは、ＮＵＣに対して１と同一であり、ＮＣＱに対して２と同一である。
図２４は、本発明の実施例に係るセル−ワードデマルチプレキシングを示す図である。
（ａ）は、８及び１２ ｂｐｃｕ ＭＩＭＯに対するセル−ワードデマルチプレキシングを示し、（ｂ）は、１０ ｂｐｃｕ ＭＩＭＯに対するセル−ワードデマルチプレキシングを示す。
（ａ）に示したように、ビットインタリービング出力の各セルワード
にデマルチプレクスされ、これは、一つのＸＦＥＣＢＬＯＣＫに対するセル−ワードデマルチプレキシングプロセスを示す。
ＭＩＭＯエンコーディングのための異なるタイプのＮＵＱを用いた１０ ｂｐｃｕ ＭＩＭＯケースに対して、ＮＵＱ−１０２４に対するビットインタリーバが再使用される。（ｂ）に示したように、ビットインタリーバ出力の各セルワード
にデマルチプレクスされる。
図２５は、本発明の実施例に係る時間インタリービングを示す図である。
（ａ）〜（ｃ）は、ＴＩモードの例を示す。
時間インタリーバはＤＰレベルで動作する。時間インタリービング（ＴＩ）のパラメータは、各ＤＰに対して異なる形に設定することができる。
ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータの一部で表れる次のパラメータはＴＩを構成する。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ（許容値：０又は１）：ＴＩモードを示す。；「０」は、ＴＩグループ当たりに多数のＴＩブロック（１より多いＴＩブロック）を有するモードを示す。この場合、一つのＴＩグループは一つのフレームに直接マップされる（インターフレームインタリービングではない）。「１」は、ＴＩグループ当たり一つのみのＴＩブロックを有するモードを示す。この場合、ＴＩブロックは、１より多いフレームに拡散され得る（インターフレームインタリービング）。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨ：ＤＩ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ＝「０」である場合、このパラメータは、ＴＩグループ当たりのＴＩブロックの数（ＮＴＩ）である。ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ＝「１」に対して、このパラメータは、一つのＴＩグループから拡散されたフレームの数（ＰＩ）である。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸ（許容値：０〜１０２３）：ＴＩグループ当たりのＸＦＥＣＢＬＯＣＫの最大数を示す。
ＤＰ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＴＥＲＶＡＬ（許容値：１、２、４、８）：与えられたＰＨＹプロファイルの同一のＤＰを伝達する２個の連続的なフレーム間のフレームの数（ＩＪＵＭＰ）を示す。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＢＹＰＡＳＳ（許容値：０又は１）：時間インタリービングがＤＰに使用されない場合、このパラメータは「１」に設定される。時間インタリービングが使用される場合、「０」に設定される。
さらに、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータからのパラメータ（ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ）は、ＤＰの一つのＴＩグループによって伝達されたＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数を示すのに使用される。
時間インタリービングがＤＰに使用されない場合、次のＴＩグループ、時間インタリービング動作及びＴＩモードは考慮されない。しかし、スケジューラからの動的構成情報に対する補償ブロックは依然として必要である。各ＤＰにおいて、ＳＳＤ／ＭＩＭＯエンコーディングから受信されたＸＦＥＣＢＬＯＣＫはＴＩグループにグループ化される。すなわち、それぞれのＴＩグループは、整数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫのセットであり、動的に変化可能である数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含む。インデックスのＴＩグループ内のＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数（ｎ）はＮxBLOCK_Group_（ｎ）で表示され、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータのＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫとしてシグナルされる。ＮxBLOCK_Group_（ｎ）は、０の最小値から最も大きい値が１０２３である最大値（ＮxBLOCK_Group_MAX）（ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸに対応）まで変わり得る。
各ＴＩグループは、一つのフレームに直接マップされたり、ＰＩフレームにわたって拡散される。また、それぞれのＴＩグループは、１より多いＴＩブロック（ＮＴＩ）に分離され、それぞれのＴＩブロックは、時間インタリーバメモリの一つの用途に対応する。ＴＩグループ内のＴＩブロックは、少し異なる数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含むことができる。ＴＩグループが多数のＴＩブロックに分離されると、一つのフレームのみに直接マップされる。以下の表３３に示したように（時間インタリービングをスキップする追加のオプションを除いて）、時間インタリービングのための３個のオプションが存在する。
各ＤＰにおいて、ＴＩメモリは、入力ＸＦＥＣＢＬＯＣＫ（ＳＳＤ／ＭＩＭＯエンコーディングブロックからの出力ＸＦＥＣＢＬＯＣＫ）を格納する。入力ＸＦＥＣＢＬＯＣＫは、
ここで、ｄn,s,r,qは、ｎ番目のＴＩグループのｓ番目のＴＩブロック内のｒ番目のＸＦＥＣＢＬＯＣＫのｑ番目のセルであって、次のようにＳＳＤ及びＭＩＭＯエンコーディングの出力を示す。
また、時間インタリーバからの出力ＸＦＥＣＢＬＯＣＫは、次のように定義されると仮定する。
ここで、ｈn,s,iは、ｎ番目のＴＩグループのｓ番目のＴＩブロック内のｉ番目の
である。
一般に、時間インタリーバは、フレームビルディングプロセス前にＤＰデータのためのバッファとして動作する。これは、それぞれのＤＰに対する２個のメモリバンクによって達成される。第１ＴＩブロックは第１バンクに書き込みされる。第１バンクが読み出される間、第２ＴＩブロックが第２バンクに書き込みされる。
ＴＩは、ツイスト行−列ブロックインタリーバである。ｎ番目のＴＩグループのｓ番目のＴＩブロックに対して、ＴＩメモリの行（Ｎr）の数はセルの数（Ｎcell）と同一である。すなわち、Ｎr＝Ｎcellであるが、列の数（Ｎc）は数（ＮxBLOCK_TI（ｎ，ｓ））と同一である。
図２６は、本発明の一実施例に係るツイスト行−列ブロックインタリーバの基本動作を示す図である。
（ａ）は、時間インタリーバの書き込み動作を示し、（ｂ）は、時間インタリーバの読み取り動作を示す。第１ＸＦＥＣＢＬＯＣＫは、ＴＩメモリの第１列に列方向に書き込まれ、第２ＸＦＥＣＢＬＯＣＫは次の列に書き込まれ、その他は（ａ）に示した通りである。そして、インタリービングアレイ内に、各セルは対角線方向に読み取られる。第１行（一番左側の列から始める列に沿って右側にある）から最後の行に対角線方向に読み取る間、Ｎrセルは、（ｂ）に示したように読み取られる。具体的には、連続的に読み取られるＴＩメモリセルの位置をｚｎ，ｓ，ｉ（ｉ＝０，．．．、ＮｒＮｃ）である仮定すると、そのようなインタリービングアレイにおける読み取りプロセスは、行インデックスＲｎ,ｓ,ｉ、列インデックスＣｎ，ｓ，ｉ、及び連関したツイスティングパラメータＴｎ,ｓ,ｉを次の表現のように計算することによって行われる。
〔数式９〕
Ｓshiftは、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（ｎ，ｓ）とは関係なく、対角線方向読み取りプロセスに対する共通シフト値であって、それは、次の表現のように、ＰＬＳ２−ＳＴＡＴに与えられたＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ＿ＭＡＸによって決定される。
〔数式１０〕
その結果、読み取られるセルの位置は、ｚｎ，ｓ，i＝ＮｒＣｎ，ｓ，ｉ+Ｒｎ，ｓ，ｉのような座標によって計算される。
図２７は、本発明の一実施例に係るツイスト行−列ブロックインタリーバの動作を示す図である。
より具体的に、図２７は、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（０，０）＝３、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（１，０）＝６、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（２，０）＝５である場合、仮想ＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含む各ＴＩグループのためのＴＩメモリ内のインタリービングアレイを示す。
可変数字ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（ｎ，ｓ）＝Ｎｒは、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ＿ＭＡＸより小さいか又は同一である。そのため、受信側で単一メモリデインタリービングを達成するために、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ（ｎ，ｓ）とは関係なく、ツイスト行−列ブロックインタリーバで使用されるためのインタリービングアレイは、仮想ＸＦＥＣＢＬＯＣＫをＴＩメモリに挿入することによってＮｒ×Ｎｃ＝Ｎcells×ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ＿ＭＡＸのサイズに設定され、読み取りプロセスは、次の表現のように行われる。
〔数式１１〕
ＴＩグループの数が３に設定される。時間インタリーバのオプションは、ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ＝「０」、ＤＰ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＴＥＲＶＡＬ＝「１」、ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨ＝「１」、すなわち、ＮTI＝１、ＩJUMP＝１、及びＰI＝１によってＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータでシグナルされる。各Ｎcells＝３０セルを有する、ＴＩグループ当たりのＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数は、それぞれＮxBLOCK_TI（０，０）＝３、ＮxBLOCK_TI（１，０）＝６、及びＮxBLOCK_TI（２，０）＝５によってＰＬＳ２−ＤＹＮデータでシグナルされる。ＸＦＥＣＢＬＯＣＫの最大数は、
につながるＮxBLOCK_Group_MAXによってＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータでシグナルされる。
図２８は、本発明の実施例に係るツイスト行−列ブロックインタリーバの対角線方向読み取りパターンを示す図である。
より具体的に、図２８は、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ＿ＭＡＸ＝７及びＳshift＝（７−１）／２＝３の各パラメータを有するそれぞれのインタリービングアレイから対角線方向読み取りパターンを示す。前記擬似コード（ｐｓｅｕｄｏｃｏｄｅ）のように示された読み取りプロセスにおいて、
である場合、Ｖiの値はスキップされ、Ｖiの次に計算された値が使用される。
図２９は、本発明の実施例に係るそれぞれのインタリービングアレイからインタリーブされたＸＦＥＣＢＬＯＣＫを示す図である。
図２９は、ＮｘＢＬＯＣＫ＿ＴＩ＿ＭＡＸ＝７及びＳshift＝３のパラメータを有するそれぞれのインタリービングアレイからインタリーブされたＸＦＥＣＢＬＯＣＫを示す図である。
以下では、本発明の一実施例に係る周波数インタリービング過程に対して説明する。
本発明の単一ＯＦＤＭシンボル上で動作する周波数インタリーバ７０２０の目的は、セルマッパ７０１０から受信したデータセルをランダムにインタリーブすることによって、周波数多様性を提供することにある。単一信号フレーム（又はフレーム）で最大インタリービングゲインを得るために、二つの連続するＯＦＤＭシンボルで構成された毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに異なるインタリービング−シードが使用される。
上述した周波数インタリーバ７０２０は、信号フレームの単位になる送信ブロック内の各セルをインタリーブし、追加的な多様性ゲインを獲得することができる。本発明の周波数インタリーバ７０２０は、少なくとも一つ以上のＯＦＤＭシンボルに対して別個のインタリービングシードを適用したり、複数のＯＦＤＭシンボルを含むフレームに対して別個のインタリービングシードを適用することを一実施例とすることができる。
本発明では、上述した周波数インタリービング方法をランダム周波数インタリービング（ランダムＦＩ）と称することができる。
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置又は放送信号送信装置内の周波数インタリーバ７０２０は、少なくとも一つ以上のＯＦＤＭシンボル、すなわち、各ＯＦＤＭシンボル又はペアになった二つのＯＦＤＭシンボル（ペア−ワイズＯＦＤＭシンボル又はそれぞれのＯＦＤＭシンボルペア）ごとに別個のインタリービングシード（又はインタリービングパターン）を適用してランダムＦＩを行うので、周波数多様性を獲得することができる。また、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、各信号フレームに別個のインタリービングシードを適用してランダムＦＩを行うことによって、追加的な周波数多様性を獲得することができる。
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置又は周波数インタリーバは、二つのメモリバンクを用いて連続した一対のＯＦＤＭシンボル（ペア−ワイズＯＦＤＭシンボル）単位で周波数インタリービングを行うピンポン（ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ）周波数インタリーバ構造を有することができる。以下では、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバのインタリービング動作をペア−ワイズシンボルＦＩ（又はペア−ワイズＦＩ）又はピンポン（ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ）ＦＩ（ピンポンインタリービング）と称することができる。上述したインタリービング動作はランダムＦＩの実施例に該当し、呼称は設計者の意図によって変更可能である。
偶数番目のペア−ワイズＯＦＤＭシンボルと奇数番目のペア−ワイズＯＦＤＭシンボルは、別個のＦＩメモリバンクを通じて不連続的にインタリーブされ得る。また、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、各メモリバンクに入力される連続した一対のＯＦＤＭシンボルに対して任意のインタリービングシードを使用して読み取り及び書き込み動作を同時に行うことができる。具体的な動作に対しては後で説明する。
単一フレーム内に全てのＯＦＤＭシンボルを合理的及び効率的にインタリーブするために、論理的ＦＩ動作は別個のインタリービングシードを使用し、基本的に毎ＯＦＤＭシンボルペアごとにインタリービングシードを変化させる。
この場合、本発明のインタリービングシードは、任意のランダム発生器又は多数のランダム発生器の組み合わせで構成されたランダム発生器で発生することを一実施例とすることができる。また、本発明では、効率的なインタリービングシードの変化のために一つのメインインタリービングシードをサイクリック−シフトし、多様なインタリービングシード、すなわち、各ＯＦＤＭシンボルペアに適用される別個のインタリービングシードを生成することを一実施例とすることができる。この場合、サイクリック−シフティング規則は、ＯＦＤＭシンボルと信号フレーム単位を考慮して階層的に定義することができる。よって、本発明の実施例に係るシンボルオフセットは、サイクリック−シフティング値と称することができる。これは、設計者の意図によって変更可能であり、具体的な内容は後で説明する。
また、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述したランダム周波数インタリービングの逆過程を行うことができる。すなわち、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、入力される連続したＯＦＤＭシンボルペアに対して上述した周波数インタリービングの読み取り及び書き込み動作で使用された一つのインタリービングシードを用いて読み取り及び書き込み過程の逆順に周波数デインタリービングを行うことができる。
この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置又は放送信号受信装置の周波数デインタリーバは、ダブルメモリを使用するピンポン構造を使用せず、連続した入力ＯＦＤＭシンボルに対して単一メモリでデインタリービングを行うことができる。したがって、メモリ使用効率性を増加させることができる。また、単一メモリデインタリービング動作と呼ばれる読み取り及び書き込み動作は依然として要求される。そのようなデインタリービング方法は、メモリ使用側面で非常に効率的である。
図３０は、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバの動作を示した図である。
図３０は、受信機で単一メモリデインタリービングを可能にする、送信機における二つのメモリバンクを使用する周波数インタリーバの基本動作を示す。
上述したように、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、ピンポンインタリービング動作を行うことができる。
一般に、二つのメモリバンクを通じてピンポンインタリービング動作が行われる。提案されたＦＩ動作において、二つのメモリバンクは、各ペアワイズＯＦＤＭシンボル（又はＯＦＤＭシンボルペア）のためのものである。
インタリービングのための最大メモリＲＯＭ（読み取り専用メモリ）サイズは、概して最大ＦＦＴサイズの２倍である。送信側において、ＲＯＭサイズ増加は、受信側に比べて少なくクリティカルである。
上述したように、偶数番目のペア−ワイズＯＦＤＭシンボルと奇数番目のペア−ワイズＯＦＤＭシンボルは、別個のＦＩメモリバンクを通じて不連続にインタリーブされ得る。すなわち、第１（偶数番目）ペア−ワイズＯＦＤＭシンボルが第１バンクでインタリーブされる間、第２（奇数番目）ペア−ワイズＯＦＤＭシンボルが第２バンクでインタリーブされる。各ペア−ワイズＯＦＤＭシンボルに対して、単一インタリービングシードが使用される。インタリービングシード及び読み取り−書き込み（又は書き込み−読み取り）動作に基づいて、二つのＯＦＤＭシンボルは連続してインタリーブされる。
本発明の一実施例に係る読み取り−書き込み動作は、衝突なしで同時に行われる。
図３０は、上述した周波数インタリーバの動作を示す。図面に示したように、周波数インタリーバは、ｄｅｍｕｘ １６０００、二つのメモリバンク、メモリバンク−Ａ １６１００及びメモリバンク−Ｂ １６２００及びｄｅｍｕｘ １６３００を含むことができる。
まず、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、ペア−ワイズＯＦＤＭシンボルＦＩのための入力される順次的ＯＦＤＭシンボルに対するデマルチプレキシングプロセッシングを行うことができる。その後、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、単一インタリービングシードを有する各メモリバンク−Ａ及びＢで読み取り−書き込みＦＩ動作を行うことができる。図３０に示したように、二つのメモリバンクは各ＯＦＤＭシンボルペアに対して使用される。操作上、第２（奇数番目）ＯＦＤＭシンボルペアがメモリバンク−Ｂでインタリーブされる間、第１（偶数番目）ＯＦＤＭシンボルペアはメモリバンク−Ａでインタリーブされ、ＡとＢとの間で交差して起こる。
その後、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、連続するＯＦＤＭシンボル送信のためのピンポンＦＩ出力に対するマルチプレキシングプロセッシングを行うことができる。
図３１は、本発明の一実施例に係るＭＵＸ及びＤＥＭＵＸ手続に対する基本スイッチモデルである。
図３１は、上述したピンポンＦＩ構造においてメモリバンクＡ／Ｂの入出力に適用されたＤＥＭＵＸとＭＵＸの簡単な動作を示す。
ＤＥＭＵＸ及びＭＵＸは、入力される連続するＯＦＤＭシンボルがインタリーブされるように、及び出力されるＯＦＤＭシンボルペアが送信されるようにそれぞれ制御することができる。毎ＯＦＤＭシンボルペアに対して別個のインタリービングシードが使用される。
以下では、本発明の一実施例に係る周波数インタリービング読み取り−書き込み動作を説明する。
本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、単一インタリービングシードを選択又は使用することができ、それぞれ第１及び第２ＯＦＤＭシンボルのそれぞれに対する書き込み及び読み取り動作でインタリービングシードを使用することができる。すなわち、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、選択した一つの任意のインタリービングシードをペア−ワイズＯＦＤＭシンボルの１番目のＯＦＤＭシンボルに対して書き込み動作に使用し、２番目のＯＦＤＭシンボルに対しては読み取り動作に使用することによって効果的にインタリーブすることができる。仮想的に、二つの別個のインタリービングシードは、二つのＯＦＤＭシンボルに対してそれぞれ適用される。
本発明の実施例に係る読み取り−書き込み動作の詳細な説明は、次の通りである。
第１ＯＦＤＭシンボルに対して、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、（インタリービングシードによる）メモリにランダム書き込みを行うことができ、その後、リニア読み取りを行うことができる。第２ＯＦＤＭシンボルに対して、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、（第１ＯＦＤＭシンボルに対するリニア読み取り動作に影響を受けた）メモリにリニア書き込みを同時に行うことができる。その後、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバは、（インタリービングシードによる）ランダム読み取りを行うことができる。
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、複数の信号フレームを時間軸上に連続的に送信することができる。本発明では、一定時間の間送信される信号フレームの集合をスーパーフレームと称することができる。したがって、一つのスーパーフレームはＮ個の信号フレームを含むことができ、各信号フレームは複数のＯＦＤＭシンボルを含むことができる。
図３２は、本発明の一実施例に係るメモリバンクの動作を示す。
上述したように、本発明の一実施例に含まれた二つのメモリバンクは、上述した過程を通じて発生した任意のインタリービングシードを各ペア−ワイズＯＦＤＭシンボルに適用することができる。また、各メモリバンクは、毎ペアワイズＯＦＤＭシンボルごとにインタリービングシードを変更することができる。
図３３は、本発明の一実施例に係る周波数デインタリービング過程を示した図である。
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、単一メモリを用いて上述した周波数インタリービング過程の逆過程を行うことができる。本図面は、入力される順次的ＯＦＤＭシンボルに対する単一メモリデインタリービング（ＦＤＩ）を示す。
基本的に、周波数デインタリービング動作は、周波数インタリービング動作の逆過程に従う。単一メモリの使用のために、追加的方法が要求されない。
図３３の左側に示したペア−ワイズＯＦＤＭシンボルが連続的に入力されると、図３６の右側に示したように、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、単一メモリを用いて上述した読み取り及び書き込み動作を行うことができる。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、メモリインデックスを生成し、放送信号送信装置で行った周波数インタリービング（書き込み及び読み取り）の逆過程に対応する周波数デインタリービング（読み取り及び書き込み）を行うことができる。利得は、本質的に提案されたペアワイズピンポンインタリービング構造によって発生する。
次の数式は、上述した読み取り−書き込み動作を示す。
〔数式１２〕
Ｃj（Ｋ）は、ｉ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボル内にランダム生成器によって生成されたランダムシードである。
Ｎdataは、データセルの数である。
〔数式１３〕
Ｃj（Ｋ）は、第１シンボルで使用された同一のランダムシードである。
Ｎdataは、データセルの数である。
Ｎdataは、データセルの数である。
第１ＯＦＤＭシンボルに対する上述した数式１２は、すなわち、ｉ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボルの（ｊ ｍｏｄ ２）＝０である。第２ＯＦＤＭシンボルに対する数式１３は、すなわち、ｉ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボルの（ｊ ｍｏｄ ２）＝１である。Ｆｊは、インタリーブされたｊ番目のＯＦＤＭシンボル（ベクトル）を意味し、Ｘｊは、ｊ番目のＯＦＤＭシンボル（ベクトル）の入力ベクトルを意味する。各数式に示したように、本発明の一実施例に係る読み取り及び書き込み動作は、任意のランダム生成器によって発生した一つのランダムシードをペアワイズＯＦＤＭシンボルに適用して行うことができる。
図３４は、本発明の一実施例に係る単一信号フレームに適用される周波数インタリービングの概念図である。
上述したように、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、単一フレームで毎ペアワイズＯＦＤＭシンボルインタリービングシードを変更することができる。具体的な内容は後で説明する。
図３５は、本発明の一実施例に係る単一信号フレームに適用される周波数インタリービングの論理的動作メカニズムを示した図である。
図３５は、図３４を参照して説明した一つの単一信号フレーム内に使用されるインタリービングシードを効果的に変えるための周波数インタリーバの論理的動作メカニズム及び関連パラメータを示す。
上述したように、本発明では、一つのメインインタリービングシードを任意のシンボルオフセットだけサイクリックシフトし、多様なインタリービングシードを効率的に生成することができる。図３５に示したように、本発明では、上述したシンボルオフセットを毎ペアワイズＯＦＤＭシンボルごとに異なる形に生成し、別個のインタリービングシードを生成することを一実施例とすることができる。この場合、シンボルオフセットは、任意のランダムシンボルオフセット生成器を用いて毎ペアワイズＯＦＤＭシンボルごとに異なる形に発生する。
以下、論理的動作メカニズムを説明する。
図３５の下端に位置したブロックに示したように、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、入力されるシンボルインデックスを用いて各信号フレームに含まれた各ＯＦＤＭシンボルに適用するためのシンボルオフセットをランダムに発生させることができる。本発明の一実施例に係るシンボルオフセット（又はランダムシンボルオフセット）は、周波数インタリーバ７０２０に含まれた任意のランダム生成器（又はシンボルオフセット生成器）によって生成することができる。この場合、各シンボルに対するシンボルオフセットは、フレームインデックスがリセットされると、フレームインデックスによって識別される各信号フレーム内の各シンボルに対して発生する。また、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、毎ＯＦＤＭシンボルに対してメインインタリービングシードを発生させたシンボルオフセットだけサイクリックシフトし、多様なインタリービングシードを生成することができる。
その後、図３５の上端に位置したブロックに示したように、本発明の一実施例に係る周波数インタリーバ７０２０は、入力されるセルインデックスを用いて各ＯＦＤＭシンボルに含まれた各セルに対してランダムＦＩを行うことができる。本発明の一実施例に係るランダムＦＩパラメータは、周波数インタリーバ７０２０に含まれたランダムＦＩ生成器によって生成することができる。
図３６は、本発明の一実施例に係る単一信号フレームに適用される周波数インタリービングの論理的動作メカニズムの数式を示す。
図３６は、上述したシンボルオフセットパラメータ及び各ＯＦＤＭに含まれたセルに適用されるランダムＦＩのパラメータの関係を示す。図３９に示したように、毎ＯＦＤＭシンボルに使用されるオフセットは、上述したシンボルオフセット生成器の階層的な構造を通じて発生し得る。この場合、シンボルオフセット生成器は任意のランダム生成器を用いて設計することができる。
以下の数式は、上述した各メモリバンク内でのインタリービングの変化方法を示す。
〔数式１４〕
Ｔ（Ｋ）は、メインＦＩで使用される、ランダム生成器によって生成されたメインインタリービングシードである。
は、ｊ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボルで使用される、ランダム生成器によって生成されたランダムシンボルオフセットである。
〔数式１５〕
Ｃj（Ｋ）は、第１シンボルに対する同一のランダムシードである。
第１ＯＦＤＭシンボルに対する上述した数式１４、すなわち、ｉ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボルの（ｊ ｍｏｄ ２）＝０であり、第２ＯＦＤＭシンボルに対する数式１５は、すなわち、ｉ番目のペアワイズＯＦＤＭシンボルの（ｊ ｍｏｄ ２）＝１である。Ｔ（ｋ）は、ランダムシーケンスであって、本発明のメインランダムインタリービングシーケンス又は単一インタリービングシードと同一の概念と見ることができる。ランダムシーケンスは、ランダムインタリービングシーケンス生成器又は後で説明するランダムメインシーケンス生成器で生成することができる。
は、シンボルオフセットであって、サイクリックシフティング値と称することができ、サブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして生成することができる。これについては後で具体的に説明する。
図３７は、入力される順次的ＯＦＤＭシンボルの単一メモリデインタリービングを示す図である。
図３７は、放送信号送信装置（又は周波数インタリーバ７０２０）で使用されたインタリービングシードを毎ペアワイズＯＦＤＭシンボルに適用してデインタリービングを行う放送信号受信装置又は放送信号受信装置の周波数デインタリーバの動作を概念化して示した図である。
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、単一メモリを用いて上述した周波数インタリービング過程の逆過程を行うことができる。図３７は、入力される順次的ＯＦＤＭシンボルのための単一メモリデインタリービング（ＦＤＩ）を処理する放送信号受信装置の動作を示す。
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述した周波数インタリーバ７０２０の動作の逆過程を行うことができる。したがって、各デインタリービングシードは、上述したインタリービングシードに対応する。
上述したように、各メモリバンクＡ／ＢのＯＦＤＭシンボルペアに対するインタリービングプロセスは、単一インタリービングシードを用いる。利用可能な各データセル（セルマッパ７０１０から出力された各セル）は、一つのＯＦＤＭシンボルでインタリーブされる。本発明の実施例に係るＮdataは、一つのＯＦＤＭシンボル内のデータセルの数と同一である。Ｎdataの最大値はＮmaxと称することができ、Ｎmaxは、周波数インタリービングのパラメータであり、各ＦＦＴモードによって異なる形に定義することができる。
Ｈｊ（ｋ）は、各ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器によって生成されるインタリービングアドレスである。ランダムインタリービングシーケンス生成器の構成については後で説明する。上述したように、単一ＯＦＤＭシンボル上で動作する周波数インタリーバ７０２０の目的は、各データセルをランダムにインタリーブすることによって周波数多様性を提供することにある。単一フレームで最大のインタリービングゲインを得るために、別個のインタリービングシードが二つの連続するＯＦＤＭシンボルで構成された毎ＯＦＤＭシンボルペアに対して使用される。別個のインタリービングシードは、ランダムインタリービングシーケンス生成器によって生成されたインタリービングアドレスに基づいて生成することができる。
また、別個のインタリービングシードは、上述したように、サイクリックシフティング値に基づいて生成することができる。すなわち、毎シンボルペアで使用される別個のインタリービングアドレスは、毎ＯＦＤＭシンボルペアに対するサイクリックシフティング値を使用することによって生成することができる。
上述したように、ＯＦＤＭ生成ブロック１０３０は、ＦＦＴ変換を入力データ上で行うことができる。以下では、実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器を有する周波数インタリーバ７０２０の動作を説明する。上述したように、本発明の実施例に係るＦＦＴサイズは、１Ｋ、２Ｋ、４Ｋ、８Ｋ、１６Ｋ、３２Ｋ、６４Ｋ又はその他の類似するものであり、設計者の意図によって変更可能である。したがって、インタリービングシード（又はメインインタリービングシード）はＦＦＴサイズに基づいて変更可能である。
図３８は、本発明の一実施例に係るインタリービングプロセスを示す。
各メモリバンクＡ／ＢにおけるＯＦＤＭシンボルに対するインタリービングプロセスは上述しており、単一インタリービングシーケンスを用いる。第一に、一つのＯＦＤＭシンボルでインタリーブさせる利用可能な各データセル（セルマッパ７０１０から出力された各セル）は、図３８に示したように定義することができる。本発明において、Ｎｄａｔａはデータセルの数で、フレームシグナリングシンボルに対してＮｄａｔａ＝ＣＦＳＳで、正常データに対してＮｄａｔａ＝Ｃdataで、フレームエッジシンボルに対してＮｄａｔａ＝ＣＦＥＳである。さらに、インタリーブされた各データセルは、図３８に示したように定義される。
したがって、図３８に示した利用可能な各データセルは、本発明の実施例に係る周波数インタリーバ７０２０の入力になり、図３８に示したインタリーブされた各データセルは、本発明の実施例に係る周波数インタリーバ７０２０の出力になり得る。
図３９は、本発明の一実施例に係るインタリーブされたＯＦＤＭシンボルペアを示す数式である。
各メモリバンク内のＯＦＤＭシンボルペアに対してインタリーブされたＯＦＤＭシンボルペアは、図３９のように示すことができる。図３９は、図３８の他の実施例である。図３９の表現は図３８の表現と異なり、二つの表現の基本機能は類似している。
図３９の上端に位置したブロックは、各ペアの第１ＯＦＤＭシンボルに対する数式を示し、図３９の下端に位置したブロックは、各ペアの第２ＯＦＤＭシンボルに対する数式を示す。図３９に示したランダム生成器は、後述するランダムインタリービングシーケンス生成器であって、ランダムインタリービングシーケンス生成器は周波数インタリーバ７０２０に含ませることができる。
Ｈｌ（ｐ）は、各ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器によって生成されたインタリービングアドレスであるＨｊ（ｋ）と称することができる。
以下では、本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述した周波数インタリーバ７０２０に含ませることができ、上述したように、ランダムシード生成器と称することができる。また、本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、インタリービングアドレス生成器又はＰＲＢＳ生成器と称することもできる。これは設計者の意図によって変更可能である。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルごとに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。
ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内のインタリービングセルに対するランダムメインシーケンス生成器、及びシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）を変更するためのランダムシンボルオフセット生成器（又はシンボルオフセット生成器）を含むことができる。ランダムメインシーケンス生成器はメインシーケンス生成器と称することができる。
また、ランダムメインシーケンス生成器はメインＰＲＢＳ生成器と称することができ、これは設計者の意図によって変更可能である。本発明において、本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器の出力はメインＰＲＢＳシーケンスと称することができ、これは設計者の意図によって変更可能である。
また、本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はサブＰＲＢＳ生成器と称することができ、本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器の出力はサブＰＲＢＳシーケンスと称することができ、これは設計者の意図によって変更可能である。
以下では、全てのＦＦＴモードでの使用のためのメインＰＲＢＳ生成器及びサブＰＲＢＳ生成器が記述される。
図４０は、本発明の一実施例に係るメインＰＲＢＳ生成器の動作を示した数式である。
図４０に示したように、本発明の一実施例に係るメインＰＲＢＳ生成器は、ビットバイナリワードシーケンスを基盤にして決定することができ、ＦＦＴモードによってＲｎ値を決定することができる。
図４１は、本発明の一実施例に係るサブＰＲＢＳ生成器の動作を示した数式である。
図４１に示したように、本発明の一実施例に係るサブＰＲＢＳ生成器は、ビットバイナリワードシーケンスＧｋを基盤にして決定することができ、ＦＦＴモードによってＧｋ値を決定することができる。
図４２は、本発明の一実施例に係るインタリービングアドレス及びサイクリックシフティング値を計算する過程を示した数式である。
図４２の上端に示したように、結果的に、上述したメインＰＲＢＳ生成器及びサブＰＲＢＳ生成器から、毎ＯＦＤＭシンボルペアＨｌ（ｐ）に使用されるインタリービングアドレスを計算することができる。また、図４２の下端に示したように、サイクリックシフティング値は、サブＰＲＢＳ生成器の出力に基づいて毎ＯＦＤＭシンボルペアに対して計算することができる。
図４３は、本発明の一実施例に係る周波数インタリービングと関連するパラメータを示したテーブルである。
図４３の（ａ）は、ＦＦＴモードによる本発明の一実施例に係るＮｍａｘ値を示したテーブルであり、図４３の（ｂ）は、上述したサイクリックシフティング値を生成するのに使用される２ビットトグリング（ｔｏｇｇｌｉｎｇ）の値を示したテーブルである。パラメータの値は、設計者の意図によって変更可能である。
以下で、各ＦＦＴモードに対するメインＰＲＢＳ生成器及びサブＰＲＢＳ生成器で構成されたインタリービングアドレス生成器のブロックダイヤグラムが記述される。
図４４は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器を示した図である。
８Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器は、１２ビットのメインＰＲＢＳシーケンス及び１ビットトグリングを基盤にするメインＰＲＢＳ生成器、及び１１ビットのサブＰＲＢＳシーケンス及び２ビットトグリングを基盤にするサブＰＲＢＳ生成器、モジュロオペレータ（ｍｏｄｕｌｏ ｏｐｅｒａｔｏｒ）及びメモリインデックス（ｍｅｍｏｒｙ ｉｎｄｅｘ）を含むことができる。
図４４に示したように、このようなモジュロオペレータは、メモリインデックスの前に位置し得る。
このようなメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、単一メモリを有する周波数デインタリーバのデインタリービングパフォーマンスを増加させるためのものである。上述したように、本発明の一実施例に係る信号フレーム（又はフレーム）は、正常データシンボル（又はデータシンボル）、フレームエッジシンボル及びフレームシグナリングシンボルを含むことができる。この場合、フレームエッジシンボル及びフレームシグナリングシンボルは、正常データシンボルより長さが短いので、単一メモリを有する周波数デインタリーバのデインタリービングパフォーマンスが低下し得る。したがって、本発明では、周波数デインタリービングパフォーマンスを増加させるために、メモリインデックスチェック以前に行われるモジュロオペレータの動作を提案する。
具体的な動作内容は、図４０〜図４３を参照して説明した通りであるので省略する。
図４５は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器を示した図である。
１６Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器は、１３ビットのメインＰＲＢＳシーケンス及び１ビットトグリングを基盤にするメインＰＲＢＳ生成器及び１２ビットのサブＰＲＢＳシーケンス及び２ビットトグリングを基盤にするサブＰＲＢＳ生成器、モジュロオペレータ及びメモリインデックスを含むことができる。具体的な動作内容は、図４０〜図４４を参照して説明した通りであるので省略する。
図４６は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器を示した図である。
３２Ｋ ＦＦＴモードのインタリービングアドレス生成器は、１４ビットのメインＰＲＢＳシーケンス及び１ビットトグリングを基盤にするメインＰＲＢＳ生成器及び１３ビットのサブＰＲＢＳシーケンス及び２ビットトグリングを基盤にするサブＰＲＢＳ生成器、モジュロオペレータ及びメモリインデックスを含むことができる。具体的な動作内容は、図４０〜図４４を参照して説明した通りであるので省略する。
以下では、１Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、トグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、１Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は、１ビットトグリング及び９ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、９ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、１Ｋ ＦＦＴモードの場合、９ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図４７は、本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器は、トグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。上述したように、１Ｋ ＦＦＴモードの場合、９ビットを考慮したＰＮ生成器になり得る。これは設計者の意図によって変更可能である。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。１Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は９ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は、上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。１Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは５０２である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値（１０ビット）がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図４８は、本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、（ｂ）は、本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図面の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器みら出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは、任意の０、１…の順に出力することができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットは、サブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例は、メインシーケンス生成器がビットシャッフリングをさらに含むという点において差を有する。
図４９は、本発明の他の実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いたブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングは、スプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。１Ｋ ＦＦＴモードの場合、９ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図５０は、本発明の一実施例に係る１Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び１Ｋモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した１Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、１Ｋモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、１Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、９ビットの場合、１Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、１Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時、ＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
以下では、２Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器、及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、トグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、２Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は、１ビットトグリング及び１０ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、１０ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、２Ｋ ＦＦＴモードの場合、１０ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図５１は、本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。２Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は、１０ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は、上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。２Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは１０２４である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値（１０ビット）がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図５２は、本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、（ｂ）は、本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１０th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図５２の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器の出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは任意の０、１…の順に出力することができる。
図５２（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１０th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
図５２（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットは、サブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
本発明の実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、ビットシャッフリングを含むメインシーケンス生成器を含む。
図５３は、本発明の他の実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いた残りのブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングは、スプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。２Ｋ ＦＦＴモードの場合、１０ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図５４は、本発明の一実施例に係る２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、１０ビットの場合、２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時、ＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
以下では、４Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器、及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、トグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、４Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は１ビットトグリング及び１１ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、１１ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、４Ｋ ＦＦＴモードの場合、１１ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図５５は、本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアごとにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。４Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は１１ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は、上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。４Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは２０４８である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値（１０ビット）がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図５６は、本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
図５６（ａ）は、本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、図５６（ｂ）は、本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
図５６（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１１th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図５６の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器の出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは任意の０、１…の順に出力することができる。
図５６（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１１th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
図５６（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットは、サブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
本発明の実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、ビットシャッフリングを含むメインシーケンス生成器を含む。
図５７は、本発明の他の実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いた残りのブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングはスプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。４Ｋ ＦＦＴモードの場合、１１ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図５８は、本発明の一実施例に係る４Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した４Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、４Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、４Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、１１ビットの場合、４Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、４Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時にＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
以下では、８Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルごとに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器、及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、８Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は１ビットトグリング及び１２ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、１２ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、８Ｋ ＦＦＴモードの場合、１２ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図５９は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアごとにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。８Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は１２ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は、上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。８Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは４０９６である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図６０は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
図６０（ａ）は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、図６０（ｂ）は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
図６０（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１２th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図６０の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器の出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは任意の０、１…の順に出力することができる。
図６０（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１２th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
図６０（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットはサブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
本発明の実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、ビットシャッフリングを含むメインシーケンス生成器を含む。
図６１は、本発明の他の実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いた残りのブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングは、スプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。８Ｋ ＦＦＴモードの場合、１２ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図６２は、本発明の一実施例に係る８Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した８Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、８Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、８Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、１２ビットの場合、８Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、８Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時にＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
以下では、１６Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルごとに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器、及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は１ビットトグリング及び１３ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、１３ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、１３ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図６３は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアごとにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。１６Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は１３ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。１６Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは８１９２である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図６４は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
図６４（ａ）は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、図６４（ｂ）は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
図６４（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１３th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図６４の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器の出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは任意の０、１…の順に出力することができる。
図６４（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１３th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
図６４（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットはサブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
本発明の実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、ビットシャッフリングを含むメインシーケンス生成器を含む。
図６５は、本発明の他の実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いた残りのブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングは、スプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、１３ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図６６は、本発明の一実施例に係る１６Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した１６Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、１６Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、１６Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、１３ビットの場合、１６Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、１６Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時にＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
以下では、３２Ｋ ＦＦＴモードに対するランダムインタリービングシーケンス生成器を説明する。
本発明の一実施例に係るランダムインタリービングシーケンス生成器は、上述したように、毎ＯＦＤＭシンボルごとに別個のインタリービングシードを適用して周波数多様性を獲得することができる。ランダムインタリービングシーケンス生成器の論理的構成は、単一ＯＦＤＭシンボル内の各セルをインタリーブするためのランダムメインシーケンス生成器、及び毎ＯＦＤＭシンボルオフセットを変更するためのランダムシンボルオフセット生成器を含むことができる（このパラメータはサイクリックシフティング値と称することができる。）。
本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含むことができ、周波数ドメインで完全なランダムさのレンダリングを行うことができる。本発明の実施例により、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、ランダムメインシーケンス生成器は１ビットトグリング及び１４ビットＰＮ生成器を含むことができる。本発明の実施例に係るランダムメインシーケンス生成器は、１４ビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるメインＰＲＢＳ生成器と称することができる。
本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルのシンボルオフセットを変更することができる。すなわち、上述したシンボルオフセットを生成することができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器はｋビットＰＮ生成器を含むことができる。Ｘ値は、ＦＦＴモードごとに異なる値に設定することができる。本発明では、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、１４ビットＰＮ生成器であることを一実施例とすることができる。本発明の実施例に係るランダムシンボルオフセット生成器は、ｋビットバイナリワードシーケンス（又はバイナリシーケンス）に基づいて定義されるサブＰＲＢＳ生成器と称することができる。
図６７は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック、及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
以下、各ブロックの動作を説明する。
メインシーケンス生成器はトグリング及びＰＮ生成器を含み、インタリーブ時に完全なランダムさを提供することができる。
シンボルオフセット生成器は、毎ＯＦＤＭシンボルペアごとにメインシーケンス生成器によって生成されるサイクリックシフティングメインインタリービングシーケンスに対するシンボルオフセットを生成することができる。３２Ｋ ＦＦＴモードに対して、シンボルオフセット生成器は１４ビットＰＮ生成器を含むことができる。詳細な動作は上述した通りであり、ここで記述しない。
モジュロオペレータは、入力値がＤmaxを超える場合に動作し得る。Ｄmaxは、本発明の実施例に係るインタリービングに使用され、Ｄmaxの値は上述したＮdata（Ｎmax）値の半分であり得る。３２Ｋ ＦＦＴモードに対するＤmaxは１６３８４である。
その後、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールは、メモリアドレス値がＤmaxより大きい場合、モジュロオペレータから出力された出力値を使用せず、反復的にメインシーケンス生成器を動作させ、出力メモリアドレス値がＤmaxを超えないように調節する役割をすることができる。
図面に示したメモリインデックスチェック及びモジュロオペレータの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
図６８は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器及びシンボルオフセット生成器の動作を表現する数式である。
図６８（ａ）は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのメインシーケンス生成器の動作を示す数式であり、図６８（ｂ）は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのシンボルオフセット生成器の動作を示す数式である。
図６８（ａ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１４th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
図６８の下端に示した数式は、トグリングとＰＮ生成器の出力信号に対してインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、インタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
特に、数式において、ｑ＿ｌは、毎シンボルごとに適用できる順次変更された０と１であり、トグリング動作に影響を与えうる。結果的に、毎シンボルごとにトグリングは０、１、０、１、…又は１、０、１、０…の順に動作し得る。この場合、ｑ＿ｌは、任意の０、１…の順に出力することができる。
図６８（ｂ）の上端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は１４th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。
図６８（ｂ）の下端に示した数式は、シンボルオフセット生成器の出力信号に対してシンボルオフセットを計算及び出力する過程を示す。上述したように、シンボルオフセットは、サブＰＲＢＳシーケンスを基盤にして計算することができる。数式に示したように、ランダムシンボルオフセット生成器は毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに動作し得る。したがって、全体の出力されるオフセットの長さは全体のＯＦＤＭシンボル長さの半分に該当する。
以下では、３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の他の実施例を説明する。
本発明の実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、ビットシャッフリングを含むメインシーケンス生成器を含む。
図６９は、本発明の他の実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器を示した図である。
本発明の他の実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器は、メインシーケンス生成器、シンボルオフセット生成器、モジュロオペレータ、メモリインデックスチェック及びＰＲＢＳ制御モジュールを含むことができる。
ビットシャッフリングを除いた残りのブロックの動作は、上述した通りであるので省略する。
ビットシャッフリングは、スプレディング性質又はランダム性質を最適化する機能を行い、Ｎdataを考慮して設計される。３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、１４ビットＰＮ生成器を使用することができ、これは変更可能である。
図７０は、本発明の一実施例に係る３２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング及び３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）は、上述した３２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングを示し、（ｂ）は、３２Ｋ ＦＦＴモードのランダムインタリービングシーケンス生成器の動作を表現する数式である。
（ａ）の上端は、３２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリング動作を示し、下端は、１４ビットの場合、３２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングの実施例を示す。
（ａ）に示したように、３２Ｋ ＦＦＴモードのビットシャッフリングは、メモリインデックスの計算時にＰＮ生成器のレジスタの各ビットを混ぜることができる。
（ｂ）の上端に示した数式は、メインシーケンス生成器の初期値設定及び初期多項式を示す。この場合、初期多項式は９th初期多項式になり、初期値は任意の値に変更可能である。すなわち、図面の上端に示した数式は、上述したメインＰＲＢＳ生成器を定義するために使用できるバイナリワードシーケンスを示す。
（ｂ）の下端に示した数式は、トグリング及びＰＮ生成器の出力信号に対して別個のインタリービングシーケンスに対するインタリービングアドレスを計算及び出力する過程を示す。数式に示したように、別個のインタリービングシーケンスを計算するためにランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）が使用され、一つのランダムシンボルオフセット（サイクリックシフティング値）は毎ＯＦＤＭシンボルペアに同一に適用することができる。
図７１は、本発明の実施例に係る放送信号を送信する方法を示すフローチャートである。
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、サービスデータをエンコードすることができる（Ｓ７１０００）。上述したように、サービスデータは、一つ又は複数のサービス又はサービスコンポーネントを運ぶことができる、サービスデータ又は関連するメタデータを運ぶ物理層で論理的チャネルである、データパイプを介して送信される。データパイプで送信されるデータは、ＤＰデータ又はサービスデータと称することができる。Ｓ７１０００ステップにおける詳細なプロセスは、図１、図５〜図６及び図２２に記述された。
本発明の実施例に係る放送信号送信装置は、エンコードされたサービスデータを含む少なくとも一つの信号フレームをビルドすることができる（Ｓ７１０１０）。このステップの詳細なプロセスは、図７、図１０〜図２１に記述された。
その後、本発明の実施例に係る放送信号送信装置は、信号フレームのＯＦＤＭシンボルにエンコードされたサービスデータをマップし、マップされたサービスデータの周波数インタリービングを行うことができる。上述したように、セルマッパ７０１０の基本機能は、もしあれば、単一フレーム内で各ＯＦＤＭシンボルに対応するアクティブＯＦＤＭセルに各ＤＰ、ＰＬＳデータに対する各データセルをマップすることである。その後、周波数インタリーバ７０２０は、単一ＯＦＤＭシンボル基準上で動作することができ、セルマッパ７０１０から受信された各セルをランダムにインタリーブすることによって、周波数多様性を提供することができる。単一信号フレーム（又はフレーム）で最大のインタリービングゲインを得るために、二つの連続するＯＦＤＭシンボルで構成された毎ＯＦＤＭシンボルペアごとに異なるインタリービングシードが使用される。具体的な周波数インタリービング方法は、図３０〜図７０を参照して説明した通りである。
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ビルドされた少なくとも一つ以上の信号フレームに含まれたデータをＯＦＤＭ方式で変調することができる（Ｓ７１０２０）。具体的な内容は、図１又は図８を参照して説明した通りである。
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、変調された少なくとも一つ以上の信号フレームを含む放送信号を送信することができる（Ｓ７１０３０）。具体的な内容は、図１又は図８を参照して説明した通りである。
図７２は、本発明の一実施例に係る放送信号受信方法のフローチャートである。
図７２は、図７１を参照して説明した本発明の実施例に係る放送信号送信方法の逆過程に該当する。
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、各放送信号を受信することができる（Ｓ７２０００）。
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、受信した各放送信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で復調することができる（Ｓ７２０１０）。具体的な過程は、図９を参照して説明した通りである。
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、復調された各放送信号から少なくとも一つ以上の信号フレームをパースすることができる（Ｓ７２０２０）。具体的な過程は、図９を参照して説明した通りである。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述した周波数インタリービングの逆過程に該当する周波数デインタリービングを行うことができる。具体的な周波数インタリービング方法は、図３０〜図７０を参照して説明した通りである。
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、パースされた少なくとも一つ以上の信号フレームに含まれたサービスデータをデコードすることができる（Ｓ７２０３０）。具体的な過程は、図９を参照して説明した通りである。
上述したように、サービスデータは、一つ又は複数のサービス又はサービスコンポーネントを運ぶことができる、サービスデータ又は関連するメタデータを運ぶ物理層で論理的チャネルである、データパイプを介して送信される。データパイプで送信されるデータは、ＤＰデータ又はサービスデータと称することができる。
当業者は、本発明の思想及び範囲を逸脱することなく、本発明の多様な変形及び変更が可能であることを認識できるだろう。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲及びその同等物の範囲内で提供される本発明の変形及び変更をカバーする。
装置及び方法発明を本明細書に言及し、これら装置及び方法発明の説明は相互補完的に適用することができる。
〔発明を実施するための形態〕
多様な実施例は、発明を実施するための最善の形態で記載された。
本発明は、放送信号提供フィールドで有用である。
Claims (4)
- 放送信号送信方法において、
サービスデータをエンコードするステップと、
前記エンコードされたサービスデータを含む信号フレームを生成するステップと、
前記信号フレーム内の前記エンコードされたサービスデータを有効インタリービングシーケンスに基づいて周波数インタリービングするステップであって、
前記周波数インタリービングするステップは、
メインシーケンスに基づいたインタリービングシーケンスと、２つのシーケンスＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボルのために生成されるシンボルオフセットを生成するステップと、
前記生成されたインタリービングシーケンスが有効であるか否か、前記有効インタリービングシーケンスがＯＦＤＭシンボルペア又はＯＦＤＭシンボル毎に適用されるか、をアドレスチェックするステップを備え、
前記生成された信号フレーム内のデータをＯＦＤＭ方式によって変調するステップと、
前記変調されたデータを含む放送信号を送信するステップとを含む、放送信号送信方法。 - 放送信号送信装置において、
サービスデータをエンコードするエンコーダと、
前記エンコードされたサービスデータを含む信号フレームを生成するためのビルダと、
前記信号フレームの前記エンコードされたサービスデータを有効インタリービングシーケンスに基づいて周波数インタリービングする周波数インタリーバーであって、
前記周波数インタリーバーは、
メインシーケンスに基づいたインタリービングシーケンスと、２つのシーケンスＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボルのために生成されるシンボルオフセットを生成する生成器と、
前記生成されたインタリービングシーケンスが有効であるか否か、前記有効インタリービングシーケンスがＯＦＤＭシンボルペア又はＯＦＤＭシンボル毎に適用されるか、をアドレスチェックするアドレスチェックモジュールを備え、
前記生成された信号フレーム内のデータをＯＦＤＭ方式によって変調するモジュレータと、
前記変調されたデータを含む放送信号を送信するための送信機とを含む、放送信号送信装置。 - 放送信号受信方法において、
前記放送信号を受信するステップと、
前記受信された放送信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式によって復調するステップと、
前記復調された放送信号を有効デインタリービングシーケンスに基づいて周波数デインタリービングするステップであって、
前記周波数デインタリービングするステップは、
メインシーケンスに基づいたデインタリービングシーケンスと、２つのシーケンスＯＦＤＭシンボルのために生成されるシンボルオフセットを生成するステップと、
前記生成されたデインタリービングシーケンスが有効であるか否か、前記有効デインタリービングシーケンスがＯＦＤＭシンボルペア又はＯＦＤＭシンボル毎に適用されるか、をアドレスチェックするステップを備え、
前記復調された放送信号から信号フレームをパースするステップと、
サービスデータを出力するために前記パースされた信号フレーム内のデータをデコードするステップと、を含む、放送信号受信方法。 - 放送信号受信装置において、
前記放送信号を受信するための受信機と、
前記受信された放送信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式によって復調するためのデモジュレータと、
前記復調された放送信号を有効デインタリービングシーケンスに基づいて周波数デインタリービングする周波数デインタリーバーであって、
前記周波数デインタリーバーは、
メインシーケンスに基づいたデインタリービングシーケンスと、２つのシーケンスＯＦＤＭシンボルのために生成されるシンボルオフセットを生成する生成器と、
前記生成されたデインタリービングシーケンスが有効であるか否か、前記有効デインタリービングシーケンスがＯＦＤＭシンボルペア又はＯＦＤＭシンボル毎に適用されるか、をアドレスチェックするアドレスチェックモジュールを備え、
前記復調された放送信号内の信号フレームからサービスデータをパースするためのパーサと、
前記信号フレーム内のサービスデータをデコードするためのデコーダとを含む、放送信号受信装置。
Applications Claiming Priority (15)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201361908719P | 2013-11-25 | 2013-11-25 | |
| US61/908,719 | 2013-11-25 | ||
| US201461923768P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US201461923769P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US201461923766P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US201461923770P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US201461923767P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US201461923771P | 2014-01-06 | 2014-01-06 | |
| US61/923,771 | 2014-01-06 | ||
| US61/923,767 | 2014-01-06 | ||
| US61/923,770 | 2014-01-06 | ||
| US61/923,768 | 2014-01-06 | ||
| US61/923,769 | 2014-01-06 | ||
| US61/923,766 | 2014-01-06 | ||
| PCT/KR2014/011353 WO2015076638A1 (en) | 2013-11-25 | 2014-11-25 | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016541221A JP2016541221A (ja) | 2016-12-28 |
| JP6339216B2 true JP6339216B2 (ja) | 2018-06-06 |
Family
ID=53179831
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2016555433A Active JP6339216B2 (ja) | 2013-11-25 | 2014-11-25 | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (4) | US9210022B2 (ja) |
| EP (1) | EP3075121A4 (ja) |
| JP (1) | JP6339216B2 (ja) |
| KR (2) | KR20160075636A (ja) |
| CN (1) | CN105993152A (ja) |
| WO (1) | WO2015076638A1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9379928B2 (en) * | 2013-11-17 | 2016-06-28 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| CN106464635B (zh) | 2014-04-21 | 2020-01-21 | Lg电子株式会社 | 广播信号发送设备、广播信号接收设备、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 |
| MX2018008687A (es) | 2014-08-25 | 2022-04-25 | One Media Llc | Configuracion dinamica de preambulo de cuadro de datos de transporte de capa fisica (phy) de multiplexion de division de frecuencia ortoganal flexible. |
| CN106063175B (zh) | 2014-12-08 | 2020-03-06 | Lg电子株式会社 | 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 |
| CN107113456B (zh) | 2014-12-29 | 2020-03-10 | Lg 电子株式会社 | 广播信号接收方法以及接收装置 |
| KR102138534B1 (ko) | 2015-02-06 | 2020-08-11 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 |
| CN110661590B (zh) * | 2015-03-09 | 2021-04-20 | 第一媒体有限责任公司 | 系统发现与信令 |
| JP2018520610A (ja) | 2015-07-16 | 2018-07-26 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法 |
| CN107005522B (zh) * | 2015-07-17 | 2020-12-22 | Lg 电子株式会社 | 广播信号发送和接收装置和方法 |
| MX2018005575A (es) | 2015-11-10 | 2018-08-01 | Sony Corp | Aparato de procesamiento de datos, y metodo de procesamiento de datos. |
| KR102160268B1 (ko) * | 2016-03-04 | 2020-09-28 | 삼성전자주식회사 | 수신기 및 그의 plp 처리 방법 |
| JP7118326B2 (ja) * | 2020-07-13 | 2022-08-15 | 三菱電機株式会社 | Ｏｆｄｍ変調装置、ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ通信システム、及びｏｆｄｍ通信方法 |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6851039B2 (en) * | 2002-09-30 | 2005-02-01 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for generating an interleaved address |
| US7002900B2 (en) * | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US7756002B2 (en) * | 2003-01-30 | 2010-07-13 | Texas Instruments Incorporated | Time-frequency interleaved orthogonal frequency division multiplexing ultra wide band physical layer |
| US8179954B2 (en) * | 2007-10-30 | 2012-05-15 | Sony Corporation | Odd interleaving only of an odd-even interleaver when half or less data subcarriers are active in a digital video broadcasting (DVB) standard |
| US7440510B2 (en) * | 2003-09-15 | 2008-10-21 | Intel Corporation | Multicarrier transmitter, multicarrier receiver, and methods for communicating multiple spatial signal streams |
| FR2894413A1 (fr) * | 2005-12-07 | 2007-06-08 | France Telecom | Procede et dispositif d'entrelacement dynamique |
| TWI433514B (zh) * | 2007-03-13 | 2014-04-01 | Koninkl Philips Electronics Nv | 用於多輸入多輸出多頻帶正交分頻多工技術通信系統之交錯之方法及系統 |
| KR101445340B1 (ko) | 2007-06-01 | 2014-09-29 | 삼성전자주식회사 | 가변적으로 부반송파 인터리빙된 ｏｆｄｍ 부반송파를송수신하는 ｏｆｄｍ 송수신 장치 및 그 방법 |
| EP2048789A1 (en) * | 2007-09-13 | 2009-04-15 | Panasonic Corporation | Convolutional interleaving of variable bit-rate data streams |
| GB2462749B (en) * | 2007-10-30 | 2010-12-29 | Sony Corp | Data processing apparatus and method |
| EP2071758A1 (en) | 2007-12-11 | 2009-06-17 | Sony Corporation | OFDM-Transmitting apparatus and method, and OFDM-receiving apparatus and method |
| JPWO2009142025A1 (ja) * | 2008-05-23 | 2011-09-29 | パナソニック株式会社 | 無線通信移動局装置およびリソースエレメント分散配置方法 |
| GB2460459B (en) * | 2008-05-30 | 2012-07-11 | Sony Corp | Data processing apparatus and method |
| PL2131540T3 (pl) * | 2008-06-04 | 2013-12-31 | Sony Corp | Nowa struktura ramki dla systemów z wieloma nośnymi |
| CN101582739A (zh) * | 2008-06-27 | 2009-11-18 | 北京新岸线移动多媒体技术有限公司 | 数字广播信号的发送装置、发送方法和发送系统 |
| TWI501596B (zh) | 2010-03-08 | 2015-09-21 | Sony Corp | 使用適應正交分頻多工之通訊系統 |
| WO2012067362A2 (ko) | 2010-11-17 | 2012-05-24 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 |
| EP2536054A1 (en) | 2011-06-16 | 2012-12-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Transmitter and receiver using non-adjacent component interleaving |
| CN105453555B (zh) * | 2013-08-14 | 2019-07-12 | Lg电子株式会社 | 传输广播信号的装置、传输广播信号的方法和接收广播信号的方法 |
| EP3033881A4 (en) * | 2013-08-14 | 2017-05-03 | LG Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| CN109547820B (zh) * | 2013-09-27 | 2020-12-01 | Lg 电子株式会社 | 发送、接收广播信号的装置及方法 |
| JP6509890B2 (ja) * | 2013-11-11 | 2019-05-08 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 |
| US9379928B2 (en) * | 2013-11-17 | 2016-06-28 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
-
2014
- 2014-11-24 US US14/551,728 patent/US9210022B2/en active Active
- 2014-11-25 KR KR1020167013459A patent/KR20160075636A/ko active Application Filing
- 2014-11-25 EP EP14863149.2A patent/EP3075121A4/en not_active Withdrawn
- 2014-11-25 CN CN201480064397.9A patent/CN105993152A/zh active Pending
- 2014-11-25 KR KR1020187003817A patent/KR101853672B1/ko active IP Right Grant
- 2014-11-25 WO PCT/KR2014/011353 patent/WO2015076638A1/en active Application Filing
- 2014-11-25 JP JP2016555433A patent/JP6339216B2/ja active Active
-
2015
- 2015-10-27 US US14/924,199 patent/US9397787B2/en active Active
-
2016
- 2016-06-13 US US15/180,887 patent/US9584261B2/en active Active
-
2017
- 2017-01-13 US US15/406,395 patent/US10020904B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016541221A (ja) | 2016-12-28 |
| KR101853672B1 (ko) | 2018-06-20 |
| US10020904B2 (en) | 2018-07-10 |
| US9584261B2 (en) | 2017-02-28 |
| CN105993152A (zh) | 2016-10-05 |
| KR20180018836A (ko) | 2018-02-21 |
| US9397787B2 (en) | 2016-07-19 |
| US20170170919A1 (en) | 2017-06-15 |
| US9210022B2 (en) | 2015-12-08 |
| US20160373213A1 (en) | 2016-12-22 |
| KR20160075636A (ko) | 2016-06-29 |
| WO2015076638A1 (en) | 2015-05-28 |
| US20150146804A1 (en) | 2015-05-28 |
| EP3075121A1 (en) | 2016-10-05 |
| EP3075121A4 (en) | 2017-11-08 |
| US20160050048A1 (en) | 2016-02-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6567548B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6509890B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP7083772B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| KR101964653B1 (ko) | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 | |
| JP6261748B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6453462B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法 | |
| JP6267358B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6339216B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6204607B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6542372B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6640982B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法 | |
| JP6317522B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号を送受信する方法 | |
| KR101899826B1 (ko) | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 | |
| JP2016541186A (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP2017521906A (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP2016533082A (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 | |
| JP6487054B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法 | |
| JP6510730B2 (ja) | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170412 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170425 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170721 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20171212 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180302 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20180410 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20180509 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6339216 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |