JP6161998B2 - Power supply device and power supply device for arc machining - Google Patents
Power supply device and power supply device for arc machining Download PDFInfo
- Publication number
- JP6161998B2 JP6161998B2 JP2013174495A JP2013174495A JP6161998B2 JP 6161998 B2 JP6161998 B2 JP 6161998B2 JP 2013174495 A JP2013174495 A JP 2013174495A JP 2013174495 A JP2013174495 A JP 2013174495A JP 6161998 B2 JP6161998 B2 JP 6161998B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- control
- power supply
- supply device
- power
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、電源装置の出力電力の生成過程において、直流電力から高周波交流電力への電力変換を行うインバータ回路を備える電源装置及びアーク加工用電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device including an inverter circuit that performs power conversion from DC power to high-frequency AC power in a process of generating output power of the power supply device, and a power supply device for arc machining.
インバータ回路を備える電源装置として、例えば特許文献１に開示のアーク加工用電源装置が知られている。特許文献１の電源装置は、入力される商用交流電力を整流回路にて直流電力に変換し、変換した直流電力をハーフブリッジ型インバータ回路のスイッチング動作にて高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力をトランスを介して二次側に供給し、該二次側においてアーク溶接等のアーク加工に適した直流出力電力に変換する構成となっている。出力電力を調整するには、インバータ回路のスイッチング動作を制御することで行われる。 As a power supply device including an inverter circuit, for example, an arc machining power supply device disclosed in Patent Document 1 is known. The power supply device of Patent Document 1 converts input commercial AC power into DC power using a rectifier circuit, converts the converted DC power into high frequency AC power using a switching operation of a half-bridge inverter circuit, and converts the converted high frequency power. AC power is supplied to the secondary side via a transformer, and the secondary side is converted to DC output power suitable for arc processing such as arc welding. The output power is adjusted by controlling the switching operation of the inverter circuit.
インバータ回路のスイッチング制御の一つに、例えば特許文献２に開示されている位相シフト制御（ＰＳＭ制御）がある。尚、特許文献２のインバータ回路は、フルブリッジ型のものが用いられている。そして、その時々において出力電力を大きくする場合は、インバータ回路の対をなすスイッチング素子の同時オン期間を長くすることが行われ、スイッチング素子に出力する制御パルス信号の位相差（位相シフト角）が小さく設定される。これに対して、出力電力を小さくする場合は、インバータ回路の対をなすスイッチング素子の同時オン期間を短くすることが行われ、スイッチング素子に出力する制御パルス信号の位相差（位相シフト角）が大きく設定される。ＰＳＭ制御においては、インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を十分幅広（例えば最大幅）に設定できるため、スイッチング素子がオンし損ねることが防止でき、出力不安定、トランス偏磁等の発生防止を図ることができる。 One example of switching control of an inverter circuit is phase shift control (PSM control) disclosed in Patent Document 2, for example. Note that the inverter circuit of Patent Document 2 is a full bridge type. When the output power is increased from time to time, the simultaneous ON period of the switching elements forming a pair of inverter circuits is lengthened, and the phase difference (phase shift angle) of the control pulse signal output to the switching elements is increased. Set small. On the other hand, when the output power is reduced, the simultaneous ON period of the switching elements forming the inverter circuit pair is shortened, and the phase difference (phase shift angle) of the control pulse signal output to the switching elements is reduced. It is set large. In PSM control, the ON pulse width of the control pulse signal output to the switching element of the inverter circuit can be set to a sufficiently wide width (for example, the maximum width), so that the switching element can be prevented from failing to turn on, and the output is unstable. Etc. can be prevented.
ところで、特許文献１のハーフブリッジ型インバータ回路においては、上アーム及び下アームの各スイッチング素子（第１，第２のスイッチング素子）のそれぞれに直列接続され電力伝達において対で動作するスイッチング素子（第１，第２の電力開閉用スイッチング素子）が備えられている。そのため、電力伝達において対で動作するスイッチング素子に対して特許文献２のようなＰＳＭ制御を行えば、ハーフブリッジ型インバータ回路を用いる電源装置でありながらも、ＰＳＭ制御による出力調整を行うことが可能である。 By the way, in the half-bridge type inverter circuit of Patent Document 1, switching elements (first and second switching elements) connected in series to each of the switching elements (first and second switching elements) of the upper arm and the lower arm are operated in pairs. 1 and a second switching element for switching electric power). Therefore, if PSM control as in Patent Document 2 is performed on switching elements that operate in pairs in power transmission, it is possible to perform output adjustment by PSM control even though the power supply device uses a half-bridge inverter circuit. It is.
しかしながら、低出力要求時の対の制御パルス信号の位相差がより大きく、対のスイッチング素子のオン期間のずれがより大きくなる条件では、電力伝達に寄与しない循環電流が大きく、その損失も大きくなる。また、ＰＳＭ制御は、対のスイッチング素子のオン期間をずらす制御であることから、位相差を大きくした時に中性点電位が不安定になるためにトランス電流が一方の極性に偏ってトランスが偏磁を起こすことがある。特にトランスの偏磁や循環電流の増大といった問題は、位相差が大きいほど顕著になる。 However, under the condition that the phase difference between the pair of control pulse signals at the time of low output request is larger and the deviation of the ON period of the pair of switching elements is larger, the circulating current that does not contribute to power transmission is large and the loss is also large. . In addition, since the PSM control is a control that shifts the on period of the pair of switching elements, the neutral point potential becomes unstable when the phase difference is increased, so that the transformer current is biased to one polarity and the transformer is biased. May cause magnetism. In particular, problems such as transformer bias and increased circulating current become more pronounced as the phase difference increases.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、位相シフト制御（ＰＳＭ制御）において、特に対の制御パルス信号の位相差が大きく対のスイッチング素子のオン期間のずれが大きくなる低出力要求時の動作改善を図ることができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することにある。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems. The object of the present invention is to provide a phase shift control (PSM control) in which the phase difference between the pair of control pulse signals is large and the on-period of the pair of switching elements is large. It is an object of the present invention to provide a power supply device and an arc machining power supply device that can improve the operation at the time of a low output request where the deviation becomes large.
上記課題を解決する電源装置は、電源装置の出力電力の生成過程において直流電力から高周波交流電力への電力変換を行うインバータ回路を備える電源装置において、上アーム及び下アームにスイッチング素子を備えるとともに、各アームのスイッチング素子のそれぞれに直列接続され電力伝達において対で動作するスイッチング素子を更に備えてなるハーフブリッジ型インバータ回路と、前記インバータ回路の各スイッチング素子に制御パルス信号を出力して各スイッチング素子のオンオフ動作を制御し、電源装置の出力電力を制御する制御回路とを備えた電源装置であって、前記制御回路は、電力伝達において対をなす前記スイッチング素子の制御パルス信号の位相差を調整するＰＳＭ制御と、前記制御パルス信号のオンパルスの密度を調整するＰＤＭ制御とが実施可能に構成され、前記制御回路の制御において、所定出力要求より高出力側では前記ＰＳＭ制御を行わせ、所定出力要求よりも低出力側では前記ＰＤＭ制御に切り替える制御切替部を備えた。 A power supply device that solves the above problems includes a switching device in an upper arm and a lower arm in a power supply device that includes an inverter circuit that performs power conversion from DC power to high-frequency AC power in the process of generating output power of the power supply device, A half-bridge type inverter circuit further comprising a switching element connected in series to each of the switching elements of each arm and operating in pairs in power transmission, and each switching element by outputting a control pulse signal to each switching element of the inverter circuit And a control circuit for controlling the output power of the power supply device, wherein the control circuit adjusts a phase difference between control pulse signals of the switching elements that make a pair in power transmission. PSM control and ON pulse density of the control pulse signal PDM control is configured to be implemented, and in the control of the control circuit, the PSM control is performed on the higher output side than the predetermined output request, and the control switch is switched to the PDM control on the lower output side than the predetermined output request With parts.
この構成によれば、所定出力要求より高出力側では、電力伝達において対をなすスイッチング素子の制御パルス信号の位相差を調整するＰＳＭ制御が行われ、所定出力要求よりも低出力側になると、制御パルス信号のオンパルスの密度を調整するＰＤＭ制御に切り替えられる。つまり、低出力要求時にＰＳＭ制御を実施すると、対の制御パルス信号の位相差が大きく対のスイッチング素子のオン期間のずれが大きくなって、回路内に生じる循環電流が増大するといった問題や、インバータ回路の後段にトランスを備える構成の場合ではトランスの偏磁の問題の発生が懸念されるため、この低出力要求時においては制御パルス信号のオンパルスを適宜間引いてスイッチング素子（インバータ回路）の動作を停止するＰＤＭ制御に切り替えることで、先の問題を解消しつつ低出力要求に応えることが可能となる。 According to this configuration, PSM control that adjusts the phase difference of the control pulse signals of the switching elements that make a pair in power transmission is performed on the high output side from the predetermined output request, and when the output side is lower than the predetermined output request, It is switched to PDM control that adjusts the density of on-pulses of the control pulse signal. In other words, when PSM control is performed at the time of low output request, the phase difference between the pair of control pulse signals is large and the deviation of the ON period of the pair of switching elements becomes large, resulting in an increase in circulating current generated in the circuit, In the case of a configuration having a transformer in the subsequent stage of the circuit, there is a concern about the problem of transformer magnetic demagnetization. Therefore, when this low output is required, the ON pulse of the control pulse signal is appropriately thinned to operate the switching element (inverter circuit). By switching to the PDM control to be stopped, it becomes possible to meet the low output request while solving the previous problem.
また、上記電源装置において、前記制御切替部は、前記制御パルス信号の位相差がゼロから所定値となるまで前記ＰＳＭ制御を行わせ、それ以下の低出力要求時には前記制御パルス信号の位相差を前記所定値で固定としつつオンパルスの密度を調整する前記ＰＤＭ制御に切り替えるようにするのが好ましい。 In the power supply apparatus, the control switching unit causes the PSM control to be performed until the phase difference of the control pulse signal reaches a predetermined value from zero. It is preferable to switch to the PDM control that adjusts the density of on-pulses while fixing at the predetermined value.
この構成によれば、ＰＳＭ制御とＰＤＭ制御との切り替わり時に制御パルス信号の位相差が所定値として継承されるようにしたことで、制御の切り替わり時の出力過渡変化を小さくでき、出力安定化に寄与できる。 According to this configuration, since the phase difference of the control pulse signal is inherited as a predetermined value when switching between the PSM control and the PDM control, an output transient change at the time of switching the control can be reduced, and the output can be stabilized. Can contribute.
また、上記電源装置において、前記ＰＤＭ制御は、前記制御パルス信号の一定周期分をＰＤＭ制御周期とし、そのＰＤＭ制御周期中のいずれかのオンパルスを間引いてオンパルスの密度を調整するようにするのが好ましい。 In the power supply apparatus, the PDM control may be configured such that a certain period of the control pulse signal is a PDM control period, and any on-pulses in the PDM control period are thinned to adjust the density of on-pulses. preferable.
この構成によれば、ＰＤＭ制御において、制御パルス信号の一定周期分がＰＤＭ制御周期とされ、そのＰＤＭ制御周期中のいずれかのオンパルスが間引かれてオンパルスの密度の調整が行われる。つまり、このＰＤＭ制御は、ＰＤＭ制御周期が常に制御パルス信号の一定周期分で行われるため、制御の簡略化に寄与できる。 According to this configuration, in the PDM control, a certain period of the control pulse signal is set as the PDM control period, and any of the on-pulses in the PDM control period is thinned out to adjust the on-pulse density. That is, this PDM control can contribute to simplification of the control because the PDM control cycle is always performed at a constant cycle of the control pulse signal.
また、上記電源装置において、前記ＰＤＭ制御は、前記ＰＤＭ制御周期の後端側からオンパルスを順に間引いてオンパルスの密度を調整するようにするのが好ましい。
この構成によれば、ＰＤＭ制御において、ＰＤＭ制御周期の後端側からオンパルスが順に間引かれてオンパルスの密度が調整される。つまり、ＰＤＭ制御周期の後端側から単純にオンパルスが間引かれるため、このことでも制御の簡略化に寄与できる。
In the power supply apparatus, it is preferable that the PDM control adjusts the density of on-pulses by thinning out on-pulses sequentially from the rear end side of the PDM control cycle.
According to this configuration, in the PDM control, the on-pulse density is adjusted by thinning out the on-pulse in order from the rear end side of the PDM control cycle. That is, since the on-pulse is simply thinned out from the rear end side of the PDM control cycle, this can also contribute to simplification of the control.
また、上記電源装置において、前記インバータ回路は、上アーム及び下アームのスイッチング素子に跨って並列接続されるキャパシタを備えるのが好ましい。
この構成によれば、キャパシタは、上アーム及び下アームのスイッチング素子に入力される電圧に生じ得るサージ電圧を吸収する機能を発揮するため、各スイッチング素子に要求される耐圧が低く抑えられる。つまり、上アーム及び下アームのスイッチング素子に耐圧の低い安価なスイッチング素子を用いることが可能となる。
In the power supply device, the inverter circuit preferably includes a capacitor connected in parallel across the switching elements of the upper arm and the lower arm.
According to this configuration, the capacitor exhibits a function of absorbing a surge voltage that can be generated in the voltages input to the switching elements of the upper arm and the lower arm, so that the withstand voltage required for each switching element can be kept low. That is, it is possible to use an inexpensive switching element having a low withstand voltage for the switching elements of the upper arm and the lower arm.
また、上記電源装置を、アーク加工用の直流出力電力を生成するアーク加工用電源装置に適用するのが好ましい。
この構成によれば、アーク加工用電源装置において、ＰＳＭ制御の実施の際に特に対の制御パルス信号の位相差が大きく対のスイッチング素子のオン期間のずれが大きくなる低出力要求時の動作改善を図ることが可能となる。
The power supply device is preferably applied to an arc machining power supply device that generates DC output power for arc machining.
According to this configuration, in the arc machining power supply apparatus, when the PSM control is performed, the phase difference between the pair of control pulse signals is large, and the on-period deviation of the pair of switching elements is large. Can be achieved.
本発明の電源装置及びアーク加工用電源装置によれば、位相シフト制御（ＰＳＭ制御）において、特に対の制御パルス信号の位相差が大きく対のスイッチング素子のオン期間のずれが大きくなる低出力要求時の動作改善を図ることができる。 According to the power supply device and the arc machining power supply device of the present invention, in the phase shift control (PSM control), the low output requirement that the phase difference between the pair of control pulse signals is particularly large and the deviation of the ON period of the pair of switching elements is large The operation of the hour can be improved.
以下、電源装置としてのアーク溶接用電源装置の一実施形態について説明する。
図１に示すように、アーク溶接機１０は、これに用いるアーク溶接用電源装置１１のプラス側の出力端子ｏ１に溶接トーチＴＨの電極ＷＥを接続し、マイナス側の出力端子ｏ２に溶接対象（母材）Ｍを接続して、電源装置１１にて生成した直流出力電力に基づいて電極ＷＥの先端にてアークを生じさせ、溶接対象Ｍのアーク溶接を行うものである。アーク溶接機１０は、例えば消耗電極式のアーク溶接機であり、電極ＷＥとして用いるワイヤ電極がアークにより消耗するため、該電極ＷＥをその消耗に応じて送給する送給装置（図示略）を用いる。
Hereinafter, an embodiment of a power supply apparatus for arc welding as a power supply apparatus will be described.
As shown in FIG. 1, the arc welding machine 10 connects the electrode WE of the welding torch TH to the positive output terminal o1 of the arc welding power supply device 11 used for this, and the welding target ( The base material M is connected, an arc is generated at the tip of the electrode WE based on the DC output power generated by the power supply device 11, and arc welding of the welding object M is performed. The arc welder 10 is, for example, a consumable electrode type arc welder, and since a wire electrode used as the electrode WE is consumed by an arc, a feeding device (not shown) that feeds the electrode WE according to the wear is provided. Use.
アーク溶接用電源装置１１は、入力変換回路１２、インバータ回路１３、トランスＩＮＴ、及び出力変換回路１４を備え、入力される商用交流電力からアーク溶接に適した直流出力電力を生成する。 The power supply apparatus 11 for arc welding includes an input conversion circuit 12, an inverter circuit 13, a transformer INT, and an output conversion circuit 14, and generates DC output power suitable for arc welding from input commercial AC power.
入力変換回路１２は、ダイオードブリッジ回路よりなる一次側整流回路ＤＲａと、該整流回路ＤＲａの出力端子間に直列接続される平滑キャパシタＣ１，Ｃ２とを備え、三相の商用交流電力を直流電力に変換する。直流入力電力は、後段のインバータ回路１３に供給される。 The input conversion circuit 12 includes a primary side rectifier circuit DRa formed of a diode bridge circuit and smoothing capacitors C1 and C2 connected in series between output terminals of the rectifier circuit DRa, and converts three-phase commercial AC power into DC power. Convert. The DC input power is supplied to the subsequent inverter circuit 13.
インバータ回路１３は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子よりなる第１〜第４スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に付随するダイオードＤＲ１〜ＤＲ４と、これらとは別にクランプダイオードＤｃ１，Ｄｃ２とスナバキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２とを備えている。 The inverter circuit 13 includes first to fourth switching elements TR1 to TR4 made of semiconductor switching elements such as IGBTs, diodes DR1 to DR4 associated with the switching elements TR1 to TR4, and clamp diodes Dc1 and Dc2 separately from these. Snubber capacitors Cs1, Cs2 are provided.
インバータ回路１３は、ハーフブリッジ型インバータにて構成されるものであり、一方の上アームに第２スイッチング素子ＴＲ２が備えられ、下アームに第３スイッチング素子ＴＲ３が備えられている。第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３にはそれぞれダイオードＤＲ２，ＤＲ３が逆接続されている。また、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３とは並列をなすもう一方の上アームにはダイオードＤｃ１が備えられ、下アームにはダイオードＤｃ２が備えられている。この直列接続のダイオードＤｃ１，Ｄｃ２（スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３））には更にキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２がそれぞれ並列接続されている。 The inverter circuit 13 is configured by a half-bridge type inverter, and has one upper arm provided with the second switching element TR2 and the lower arm provided with the third switching element TR3. Diodes DR2 and DR3 are reversely connected to the second and third switching elements TR2 and TR3, respectively. The other upper arm in parallel with the second and third switching elements TR2 and TR3 is provided with a diode Dc1, and the lower arm is provided with a diode Dc2. Capacitors Cs1 and Cs2 are further connected in parallel to the series-connected diodes Dc1 and Dc2 (switching elements TR2 and TR3), respectively.
第２スイッチング素子ＴＲ２と整流回路ＤＲａのプラス側出力端子との間には第１スイッチング素子ＴＲ１が備えられ、該スイッチング素子ＴＲ１は第２スイッチング素子ＴＲ２と対で動作する。また、第３スイッチング素子ＴＲ３と整流回路ＤＲａのマイナス側出力端子との間には第４スイッチング素子ＴＲ４が備えられ、該スイッチング素子ＴＲ４は第３スイッチング素子ＴＲ３と対で動作する。第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４にはそれぞれダイオードＤＲ１，ＤＲ４が逆接続されている。因みに、キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２は、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオンオフ時の電位差を解消すべく充放電動作して、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４をゼロ電圧でスイッチング動作させる所謂ソフトスイッチング動作を行わせるために設けられている。 A first switching element TR1 is provided between the second switching element TR2 and the positive output terminal of the rectifier circuit DRa, and the switching element TR1 operates in pairs with the second switching element TR2. A fourth switching element TR4 is provided between the third switching element TR3 and the negative output terminal of the rectifier circuit DRa, and the switching element TR4 operates in a pair with the third switching element TR3. Diodes DR1 and DR4 are reversely connected to the first and fourth switching elements TR1 and TR4, respectively. Incidentally, the capacitors Cs1 and Cs2 are provided in order to perform a so-called soft switching operation in which the switching elements TR1 and TR4 perform a switching operation at zero voltage by performing a charging / discharging operation to eliminate the potential difference when the switching elements TR1 and TR4 are turned on and off. It has been.
第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３間はインバータ回路１３の出力端子ａであり、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２間はインバータ回路１３の出力端子ｂである。出力端子ａはトランスＩＮＴの一次側コイルＬ１の一端側と接続され、出力端子ｂはトランスＩＮＴの一次側コイルＬ１の一端側と接続されるとともに平滑キャパシタＣ１，Ｃ２間とも接続されている。 Between the second and third switching elements TR2 and TR3 is an output terminal a of the inverter circuit 13, and between the diodes Dc1 and Dc2 is an output terminal b of the inverter circuit 13. The output terminal a is connected to one end side of the primary coil L1 of the transformer INT, and the output terminal b is connected to one end side of the primary coil L1 of the transformer INT and also connected between the smoothing capacitors C1 and C2.
そして、インバータ回路１３は、第１及び第２スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２と、第３及び第４スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４とが交互にスイッチング動作することで、平滑キャパシタＣ１，Ｃ２の充電電力を交互に使って高周波交流電力を生成し、トランスＩＮＴの一次側コイルＬ１に供給する。これらスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のスイッチング動作は、制御回路２０から入力される制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４に基づいて行われる。 The inverter circuit 13 alternately switches the charging power of the smoothing capacitors C1 and C2 by the switching operation of the first and second switching elements TR1 and TR2 and the third and fourth switching elements TR3 and TR4 alternately. The high frequency alternating current power is generated using the power and supplied to the primary coil L1 of the transformer INT. Switching operations of these switching elements TR1 to TR4 are performed based on control pulse signals S1 to S4 input from the control circuit 20.
トランスＩＮＴの二次側では、インバータ回路１３にて生成された高周波交流電力が所定電圧に変換され、二次側コイルＬ２から出力される。二次側コイルＬ２には、出力変換回路１４が接続される。 On the secondary side of the transformer INT, the high-frequency AC power generated by the inverter circuit 13 is converted into a predetermined voltage and output from the secondary coil L2. The output conversion circuit 14 is connected to the secondary coil L2.
出力変換回路１４は、二次側整流回路ＤＲｂと、直流リアクトルＤＣＬとを備えている。二次側整流回路ＤＲｂは、一対のダイオードＤｓ１，Ｄｓ２を用いた全波整流回路よりなり、各ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２のアノードが二次側コイルＬ２の両側端子にそれぞれ接続され、各ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２のカソードは共に直流リアクトルＤＣＬの一端に接続されている。直流リアクトルＤＣＬの他端は、電源装置１１のプラス側の出力端子ｏ１に接続されている。電源装置１１のマイナス側の出力端子ｏ２は、二次側コイルＬ２の中間端子と接続されている。このような出力変換回路１４は、トランスＩＮＴの二次側コイルＬ２からの高周波交流電力をアーク溶接用の直流出力電力に変換し、出力端子ｏ１，ｏ２から出力する。 The output conversion circuit 14 includes a secondary side rectifier circuit DRb and a DC reactor DCL. The secondary-side rectifier circuit DRb is a full-wave rectifier circuit using a pair of diodes Ds1, Ds2, and the anodes of the diodes Ds1, Ds2 are respectively connected to both side terminals of the secondary-side coil L2, and the diodes Ds1, Ds2 Are connected to one end of a DC reactor DCL. The other end of the DC reactor DCL is connected to the positive output terminal o1 of the power supply device 11. The negative output terminal o2 of the power supply device 11 is connected to the intermediate terminal of the secondary coil L2. Such an output conversion circuit 14 converts high-frequency AC power from the secondary coil L2 of the transformer INT into DC output power for arc welding, and outputs it from the output terminals o1 and o2.
電源装置１１には、ＣＰＵ等を含む制御回路２０が備えられている。制御回路２０には、電源装置１１の出力側電源線上に設置した電流検出器２１から出力電流Ｉｏに対応する検出信号Ｉｄと、使用者等により操作可能な出力電流設定器２２から出力電流目標値に対応する設定信号Ｉｒとがそれぞれ入力されている。制御回路２０は、入力された検出信号Ｉｄ及び設定信号Ｉｒから得られる出力電流Ｉｏの実値及びその目標値等を含む各種パラメータに基づき、その時々で適切な出力を行うための内部演算を行っている。そして、制御回路２０は、その内部演算に基づいてインバータ回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に対してスイッチング制御を実施する。 The power supply device 11 is provided with a control circuit 20 including a CPU and the like. The control circuit 20 includes a detection signal Id corresponding to the output current Io from the current detector 21 installed on the output-side power line of the power supply device 11, and an output current target value from the output current setting device 22 that can be operated by a user or the like. And a setting signal Ir corresponding to. Based on various parameters including the actual value of the output current Io obtained from the input detection signal Id and the setting signal Ir and its target value, the control circuit 20 performs an internal calculation for performing an appropriate output from time to time. ing. Then, the control circuit 20 performs switching control on the switching elements TR1 to TR4 of the inverter circuit 13 based on the internal calculation.
本実施形態のスイッチング制御としては、高〜中出力要求時においては位相シフト制御（ＰＳＭ制御）が用いられ、低出力要求時においてはパルス密度変調制御（ＰＤＭ制御）が用いられ、ＰＳＭ制御とＰＤＭ制御とが適宜切り替えられる。制御の切り替えについて本実施形態では、先ず制御回路２０の位相差設定部２０ａにて、出力電流Ｉｏの実値及び目標値等に基づきその時々で適切な制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間（制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間）の位相差α（図３等参照）が算出され、次いでその位相差αの算出値に基づいて制御切替部２０ｂにてＰＳＭ制御かＰＤＭ制御かの切り替えが行われる。 As the switching control of the present embodiment, phase shift control (PSM control) is used when high to medium output is requested, and pulse density modulation control (PDM control) is used when low output is requested, and PSM control and PDM are used. Control can be switched as appropriate. In this embodiment, the phase difference setting unit 20a of the control circuit 20 first switches between the appropriate control pulse signals S1 and S2 based on the actual value and the target value of the output current Io (control pulse signal). The phase difference α (between S3 and S4) is calculated (see FIG. 3 and the like), and then the control switching unit 20b switches between PSM control and PDM control based on the calculated value of the phase difference α.
次に、図２〜図４を用いて本実施形態の動作（作用）を説明する。
［高〜中出力要求時：ＰＳＭ制御］
インバータ回路１３（スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４）に出力する制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間（制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間）の位相差αの算出に基づいて、その算出値が図２に示すゼロから図３に示す本実施形態での最大値（臨界値）までの間にある場合、算出値がそのまま位相差αとして設定される。つまり、この高〜中出力要求時においては、位相差αが図２のゼロから図３の臨界値までの間で調整されるＰＳＭ制御により電源装置１１の出力が調整される。
Next, the operation (action) of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
[When requesting high to medium output: PSM control]
Based on the calculation of the phase difference α between the control pulse signals S1 and S2 (between the control pulse signals S3 and S4) output to the inverter circuit 13 (switching elements TR1 to TR4), the calculated value is shown from zero in FIG. 3, the calculated value is set as the phase difference α as it is, up to the maximum value (critical value) in the present embodiment shown in FIG. That is, at the time of this high to medium output request, the output of the power supply device 11 is adjusted by PSM control in which the phase difference α is adjusted between zero in FIG. 2 and the critical value in FIG.
即ち、第１及び第２スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２は、キャパシタＣ１の充電電力をトランスＩＮＴ側に伝達するものであり、制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２の位相差αが小さくスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２のオン期間のずれが小さいほど、同時オン期間（電力伝達期間）が大きく、トランスＩＮＴ側への電力伝達は大きい。一方、制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２の位相差αが大きくスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２のオン期間のずれが大きくなるほど、同時オン期間（電力伝達期間）が小さくなり、トランスＩＮＴ側への電力伝達は小さくなる。 That is, the first and second switching elements TR1 and TR2 transmit the charging power of the capacitor C1 to the transformer INT side, and the phase difference α of the control pulse signals S1 and S2 is small, and the on-period of the switching elements TR1 and TR2 The smaller the deviation is, the longer the simultaneous ON period (power transmission period) is, and the power transmission to the transformer INT side is larger. On the other hand, as the phase difference α between the control pulse signals S1 and S2 is larger and the deviation of the ON period of the switching elements TR1 and TR2 is larger, the simultaneous ON period (power transmission period) is smaller and the power transmission to the transformer INT side is smaller. .
第３及び第４スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４についても第１及び第２スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２と同様である。第３及び第４スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４は、キャパシタＣ２の充電電力をトランスＩＮＴ側に伝達するものであり、制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４の位相差αが小さくスイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４のオン期間のずれが小さいほど、同時オン期間が大きく、トランスＩＮＴ側への電力伝達は大きい。一方、制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４の位相差αが大きくスイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４のオン期間のずれが大きくなるほど、同時オン期間が小さくなり、トランスＩＮＴ側への電力伝達は小さくなる。 The third and fourth switching elements TR3 and TR4 are the same as the first and second switching elements TR1 and TR2. The third and fourth switching elements TR3 and TR4 transmit the charging power of the capacitor C2 to the transformer INT, and the phase difference α between the control pulse signals S3 and S4 is small, and the shift of the ON period of the switching elements TR3 and TR4 Is smaller, the simultaneous ON period is larger and the power transmission to the transformer INT side is larger. On the other hand, as the phase difference α between the control pulse signals S3 and S4 is larger and the deviation of the ON period of the switching elements TR3 and TR4 is larger, the simultaneous ON period is smaller and the power transmission to the transformer INT side is smaller.
本実施形態では、第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の制御パルス信号Ｓ１，Ｓ４が基準相（固定相）となっており、１８０°より若干小さいオンパルス幅を有するとともに、互いが１８０°の位相差を有している。これに対し、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３の制御パルス信号Ｓ２，Ｓ３が制御相ではあるが、第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の制御パルス信号Ｓ１，Ｓ４と同幅のオンパルス幅に設定されている。そして、位相差αが設定されると、制御相である制御パルス信号Ｓ２，Ｓ３は制御パルス信号Ｓ１，Ｓ４よりもその位相差α分だけ遅れ側に位相シフトされ、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３のオン期間が第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオン期間よりも遅れ側にずらされる。 In the present embodiment, the control pulse signals S1 and S4 of the first and fourth switching elements TR1 and TR4 are the reference phase (fixed phase), have an on-pulse width slightly smaller than 180 °, and 180 ° each other. Has a phase difference. On the other hand, the control pulse signals S2 and S3 of the second and third switching elements TR2 and TR3 are in the control phase, but the ON pulse having the same width as the control pulse signals S1 and S4 of the first and fourth switching elements TR1 and TR4. The width is set. When the phase difference α is set, the control pulse signals S2 and S3, which are control phases, are phase-shifted to the delay side by the phase difference α from the control pulse signals S1 and S4, and the second and third switching elements. The ON periods of TR2 and TR3 are shifted to the delay side with respect to the ON periods of the first and fourth switching elements TR1 and TR4.
図２及び図３（後述する図４も同様）において、インバータ回路１３の出力端子ａ，ｂ間電圧をＶａｂ、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を流れる電流をＩTR1〜ＩTR4、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に印加される電圧をＶTR1〜ＶTR4とする。制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間及び制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間の位相差αに応じてインバータ回路１３の出力電圧Ｖａｂが変化することで、トランスＩＮＴの二次側で生成される電源装置１１の出力電力の調整がなされる。 2 and 3 (the same applies to FIG. 4 described later), the voltage between the output terminals a and b of the inverter circuit 13 is Vab, the current flowing through the switching elements TR1 to TR4 is applied to I TR1 to I TR4 , and the switching elements TR1 to TR4 . The applied voltages are V TR1 to V TR4 . The output voltage Vab of the inverter circuit 13 changes according to the phase difference α between the control pulse signals S1 and S2 and between the control pulse signals S3 and S4, so that the output of the power supply device 11 generated on the secondary side of the transformer INT The power is adjusted.
ところで、制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２及び制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４の位相差αの臨界値は、図３に示すように、本実施形態では例えば９０°（オンパルス幅の約半分）に設定されている。つまり、第１スイッチング素子ＴＲ１に対する第２スイッチング素子ＴＲ２のオン期間のずれ、第４スイッチング素子ＴＲ４に対する第３スイッチング素子ＴＲ３のオン期間のずれに伴ってトランスＩＮＴの一次側回路で生じる循環電流がこれ以上増大しないようにしている。そのため、出力要求に応じた位相差αの算出が臨界値より大きくなった場合、位相差αを臨界値に固定した状態でオンパルスの密度を調整（オンパルスを間引き）するＰＤＭ制御に移行する。換言すると、上記のＰＳＭ制御では毎周期でオン機会が与えられ、オンパルスの密度（ＰＤＭデュティサイクル）としては１００％、最大である。 By the way, as shown in FIG. 3, the critical value of the phase difference α between the control pulse signals S1, S2 and the control pulse signals S3, S4 is set to 90 ° (about half of the on-pulse width) in this embodiment, for example. . That is, the circulating current generated in the primary side circuit of the transformer INT due to the shift in the ON period of the second switching element TR2 with respect to the first switching element TR1 and the shift in the ON period of the third switching element TR3 with respect to the fourth switching element TR4. It does not increase any more. For this reason, when the calculation of the phase difference α corresponding to the output request becomes larger than the critical value, the process shifts to PDM control in which the on-pulse density is adjusted (the on-pulse is thinned out) while the phase difference α is fixed to the critical value. In other words, the above-described PSM control gives an on-on opportunity at every cycle, and the on-pulse density (PDM duty cycle) is 100%, which is the maximum.
［低出力要求時：ＰＤＭ制御］
位相差αの算出値が臨界値より大きい値となった場合には、位相差αは臨界値で固定し、そのオンパルスの密度が小さく設定される。つまり、この低出力要求時においては、オンパルス数が調整されるＰＤＭ制御により電源装置１１の出力が調整される。
[When requesting low output: PDM control]
When the calculated value of the phase difference α is larger than the critical value, the phase difference α is fixed at the critical value, and the on-pulse density is set small. That is, at the time of this low output request, the output of the power supply device 11 is adjusted by PDM control in which the number of on pulses is adjusted.
具体的には、本実施形態では図４に示すように、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４のオンパルスが例えば１０個、即ち上記のＰＳＭ制御時の制御周期の１０周期分がＰＤＭ制御周期ＴＤの１周期とされ、各制御周期ＴＤ毎に位相差αの算出値に応じて間引く数が決定される。位相差αの算出値が大きくなるほど間引く数が多くなる。また不要となったオンパルスは、ＰＤＭ制御周期ＴＤの後端から順に間引かれて、オンパルスの密度が小さくされる。更に制御パルス信号Ｓ１，Ｓ４及びこれに付随する制御パルス信号Ｓ２，Ｓ３は同様に間引かれる。因みに、同図４は、ＰＤＭデュティサイクルが５０％、ＰＤＭ制御の１周期の内で前半５個のオンパルスはそのまま設定され（位相差αは固定）、後半５個のオンパルスは間引かれて消失する。 Specifically, in the present embodiment, as shown in FIG. 4, for example, 10 on-pulses of the control pulse signals S <b> 1 to S <b> 4, that is, 10 cycles of the control cycle at the time of the PSM control is one cycle of the PDM control cycle TD. The number to be thinned out is determined for each control cycle TD according to the calculated value of the phase difference α. As the calculated value of the phase difference α increases, the number of thinning out increases. Further, the unnecessary on-pulses are thinned out in order from the rear end of the PDM control cycle TD, and the on-pulse density is reduced. Further, the control pulse signals S1, S4 and the control pulse signals S2, S3 associated therewith are thinned out in the same manner. Incidentally, in FIG. 4, the PDM duty cycle is 50%, and the first half 5 on-pulses are set as they are within one period of PDM control (the phase difference α is fixed), and the latter half 5 on-pulses are thinned out. Disappear.
ここで、本実施形態のＰＤＭ制御では、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４のオンパルスの間引きは制御回路２０で行うため、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４をオンさせないのは意図して行っている。つまり、上アーム側のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２と下アーム側のスイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４とのスイッチング動作（オンオフ）のバランスは、トランスＩＮＴにて発生し得る偏磁の抑制等を考慮して行われる。 Here, in the PDM control of the present embodiment, the control pulse signal S1 to S4 is thinned by the control circuit 20, so that the switching elements TR1 to TR4 are not turned on. In other words, the balance of the switching operation (on / off) between the switching elements TR1 and TR2 on the upper arm side and the switching elements TR3 and TR4 on the lower arm side is performed in consideration of the suppression of the demagnetization that can occur in the transformer INT. .
このようにして、制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間及び制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間の位相差αの算出値がＰＳＭ−ＰＤＭ制御の臨界値よりも大きい値となる低出力要求がなされた場合では、オンパルス自体を適宜間引いてオンパルスの密度を小さくすることで、電源装置１１としては最低出力まで出力要求に応えることが可能である。 In this way, when a low output request is made such that the calculated value of the phase difference α between the control pulse signals S1, S2 and between the control pulse signals S3, S4 is larger than the critical value of the PSM-PDM control, By reducing the on-pulse density by appropriately thinning the on-pulse itself, the power supply device 11 can meet the output request up to the minimum output.
因みに図４に示すように、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の個々のオンパルスに対するインバータ回路１３の出力電圧Ｖａｂは、ＰＳＭ−ＰＤＭ制御臨界時の図３と同様であるが、そこからオンパルスを間引いた分、出力電圧Ｖａｂの平均電圧は低下する。そのため、トランスＩＮＴの二次側で生成される電源装置１１の出力電力も低出力となる。 Incidentally, as shown in FIG. 4, the output voltage Vab of the inverter circuit 13 with respect to the individual ON pulses of the control pulse signals S1 to S4 is the same as that in FIG. 3 at the PSM-PDM control critical time. The average voltage of the output voltage Vab decreases. Therefore, the output power of the power supply device 11 generated on the secondary side of the transformer INT is also low output.
次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）所定出力要求より高出力側では、電力伝達において対をなすスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２の制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間、及びスイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４の制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間の位相差αを調整するＰＳＭ制御が行われ、所定出力要求よりも低出力側になると、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４のオンパルスの密度を調整するＰＤＭ制御に切り替えられる。つまり、低出力要求時にＰＳＭ制御を実施すると、対の制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２間及び制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４間の位相差αが大きく対のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２間及びスイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４間のオン期間のずれが大きくなって、トランスＩＮＴの一次側回路内に生じる循環電流が増大するといった問題や、インバータ回路１３の後段にトランスＩＮＴを備える本実施形態の場合ではトランスＩＮＴの偏磁の問題の発生が懸念されるため、この低出力要求時において本実施形態では、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４のオンパルスを適宜間引いてスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４（インバータ回路１３）の動作を停止するＰＤＭ制御に切り替えることで、先の問題を解消しつつ低出力要求に応えることができる。
Next, characteristic effects of the present embodiment will be described.
(1) On the higher output side than the predetermined output request, the phase difference α between the control pulse signals S1 and S2 of the switching elements TR1 and TR2 and the control pulse signals S3 and S4 of the switching elements TR3 and TR4 that make a pair in power transmission. When the PSM control for adjusting the output is performed and the output becomes lower than the predetermined output request, the PSM control is switched to the PDM control for adjusting the on-pulse density of the control pulse signals S1 to S4. That is, when PSM control is performed at the time of a low output request, the phase difference α between the pair of control pulse signals S1 and S2 and between the control pulse signals S3 and S4 is large, and between the pair of switching elements TR1 and TR2 and between the switching elements TR3 and TR4. In the case of the present embodiment in which the transformer INT is provided in the subsequent stage of the inverter circuit 13, the deviation of the ON period of the transformer INT increases and the circulating current generated in the primary circuit of the transformer INT increases. Since there is a concern about the occurrence of a problem, in this embodiment at the time of this low output request, PDM control is performed to stop the operation of the switching elements TR1 to TR4 (inverter circuit 13) by appropriately decimating the ON pulses of the control pulse signals S1 to S4. By switching, it is possible to meet the low output demand while solving the previous problem.
（２）ＰＳＭ制御とＰＤＭ制御との切り替わり時に制御パルス信号Ｓ１，Ｓ２及び制御パルス信号Ｓ３，Ｓ４の位相差αが臨界値（本実施形態の最大値）として継承されるようにしたことで、制御切り替わり時の出力過渡変化が小さく出力安定化に寄与することができる。 (2) At the time of switching between PSM control and PDM control, the phase difference α between the control pulse signals S1, S2 and the control pulse signals S3, S4 is inherited as a critical value (maximum value of this embodiment). The output transient change at the time of control switching is small and can contribute to output stabilization.
（３）ＰＤＭ制御において、制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の一定周期分（例えば１０周期分）がＰＤＭ制御周期ＴＤとされ、そのＰＤＭ制御周期ＴＤ中のいずれかのオンパルスが間引かれてオンパルスの密度の調整が行われる。つまり、このＰＤＭ制御は、ＰＤＭ制御周期ＴＤが常に制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の一定周期分で行われるため、制御の簡略化に寄与することができる。 (3) In the PDM control, a constant period (for example, 10 periods) of the control pulse signals S1 to S4 is set as the PDM control period TD, and any of the on-pulses in the PDM control period TD is thinned out, and the density of the on-pulses Adjustments are made. That is, this PDM control can contribute to simplification of control because the PDM control cycle TD is always performed for a fixed cycle of the control pulse signals S1 to S4.
（４）ＰＤＭ制御において、ＰＤＭ制御周期ＴＤの後端側からオンパルスが順に間引かれてオンパルスの密度が調整される。つまり、ＰＤＭ制御周期ＴＤの後端側から単純にオンパルスが間引かれるため、このことでも制御の簡略化に寄与することができる。 (4) In the PDM control, the on-pulse density is adjusted by thinning out the on-pulse in order from the rear end side of the PDM control cycle TD. That is, since the on-pulse is simply thinned out from the rear end side of the PDM control cycle TD, this can also contribute to simplification of the control.
尚、上記実施形態は、以下のように変更してもよい。
・ＰＤＭ制御周期ＴＤを制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の１０周期で一定に設定したが、周期数はこれに限らず適宜変更してもよい。また、ＰＤＭ制御周期ＴＤは一定でなく、その時々で変更してもよい。
In addition, you may change the said embodiment as follows.
Although the PDM control cycle TD is set constant at 10 cycles of the control pulse signals S1 to S4, the number of cycles is not limited to this and may be changed as appropriate. Further, the PDM control cycle TD is not constant and may be changed from time to time.
・ＰＤＭ制御周期ＴＤの後端から順にオンパルスを間引いたが、前端から順に間引いてもよく、適当な箇所から間引くようにしてもよい。この場合、オンパルス間の間隔が同様となるように（オンパルス間の間隔の差が小さくなるように）間引いてもよい。 The on-pulse is thinned out sequentially from the rear end of the PDM control cycle TD, but it may be thinned out sequentially from the front end or may be thinned out from an appropriate place. In this case, thinning may be performed so that the interval between on-pulses is the same (so that the difference in the interval between on-pulses is small).
・制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の位相差αの臨界値をオンパルスの約半分としたが、これに限らず適宜変更してもよい。尚、この場合、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のソフトスイッチング動作が可能な範囲内で位相差αを設定するのが好ましい。また、ＰＳＭ制御とＰＤＭ制御とで位相差αを継承させなくてもよく、ＰＤＭ制御において位相差ゼロも含めて独自に位相差αを設定してもよい。 Although the critical value of the phase difference α of the control pulse signals S1 to S4 is about half of the on-pulse, it is not limited to this and may be changed as appropriate. In this case, it is preferable to set the phase difference α within a range in which the switching elements TR1 to TR4 can perform the soft switching operation. Further, it is not necessary to inherit the phase difference α between the PSM control and the PDM control, and the phase difference α including the phase difference zero may be set independently in the PDM control.
・出力要求としての制御パルス信号Ｓ１〜Ｓ４の位相差αの算出値の大小に基づいて制御を切り替えるのではなく、電流検出器２１にて検出される出力電流Ｉｏ等の実出力値の大小や、出力電流設定器２２による出力電流目標値等の出力目標値の大小に基づいて制御を切り替えるようにしてもよい。 The control is not switched based on the magnitude of the calculated value of the phase difference α of the control pulse signals S1 to S4 as the output request, but the magnitude of the actual output value such as the output current Io detected by the current detector 21 The control may be switched based on the output target value such as the output current target value by the output current setting unit 22.
・図１に示す上記実施形態の電源装置１１は一例であり、その構成を適宜変更してもよい。例えばハーフブリッジ型インバータ回路１３の構成はこれに限らず、適宜変更してもよい。図５はその一例である。 -The power supply device 11 of the said embodiment shown in FIG. 1 is an example, You may change the structure suitably. For example, the configuration of the half-bridge inverter circuit 13 is not limited to this, and may be changed as appropriate. FIG. 5 is an example.
図５に示すインバータ回路１３は、図１の回路で上アーム及び下アームの第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３のそれぞれに並列に設けられていたキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２を省略し、１つのキャパシタＣｓｓを第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に跨って並列接続（素子ＴＲ２，ＴＲ３のコレクタ間に接続）して構成されている。キャパシタＣｓｓは、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に入力される電圧に生じ得るサージ電圧を吸収する機能を発揮する。これにより、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に要求される耐圧を低く抑えることができ、耐圧の低い安価なスイッチング素子を用いることが可能となる。また図５のインバータ回路１３では、第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４にそれぞれキャパシタＣｓ３，Ｃｓ４が並列接続され、各スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のゼロ電圧スイッチングを可能としている。 The inverter circuit 13 shown in FIG. 5 omits the capacitors Cs1 and Cs2 provided in parallel with the second and third switching elements TR2 and TR3 of the upper arm and the lower arm in the circuit of FIG. Css is connected in parallel across the second and third switching elements TR2 and TR3 (connected between the collectors of the elements TR2 and TR3). The capacitor Css exhibits a function of absorbing a surge voltage that can be generated in the voltage input to the second and third switching elements TR2 and TR3. As a result, the breakdown voltage required for the second and third switching elements TR2 and TR3 can be kept low, and an inexpensive switching element with a low breakdown voltage can be used. In the inverter circuit 13 of FIG. 5, capacitors Cs3 and Cs4 are connected in parallel to the first and fourth switching elements TR1 and TR4, respectively, so that the switching elements TR1 and TR4 can perform zero voltage switching.
・電源装置１１はアーク溶接用電源装置であったが、アーク溶接以外のアーク加工用電源装置や、これ以外の他の電源装置であってもよい。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。
The power supply device 11 is a power supply device for arc welding, but may be a power supply device for arc processing other than arc welding or other power supply devices.
Next, a technical idea that can be grasped from the above embodiment and another example will be added below.
（イ）電源装置の出力電力の生成過程において、上アーム及び下アームにスイッチング素子を備えるとともに各アームのスイッチング素子のそれぞれに直列接続され電力伝達において対で動作するスイッチング素子を更に備えて直流電力から高周波交流電力への電力変換を行うハーフブリッジ型インバータ回路に対し、各スイッチング素子に制御パルス信号を出力して各スイッチング素子のオンオフ動作を制御し、電源装置の出力電力を制御する電源装置の制御方法であって、
電力伝達において対をなす前記スイッチング素子の制御パルス信号の位相差を調整するＰＳＭ制御と、前記制御パルス信号のオンパルスの密度を調整するＰＤＭ制御とが実施可能であり、所定出力要求より高出力側ではＰＳＭ制御を実施し、所定出力要求よりも低出力側ではＰＤＭ制御に切り替えて実施するようにしたことを特徴とする電源装置の制御方法。
(A) In the process of generating the output power of the power supply device, the upper arm and the lower arm are provided with switching elements and further connected in series with each of the switching elements of each arm, and further provided with switching elements that operate in pairs in power transmission, and direct current power For a half-bridge inverter circuit that converts power from AC to high-frequency AC power, a control pulse signal is output to each switching element to control the on / off operation of each switching element, and to control the output power of the power supply apparatus A control method,
PSM control that adjusts the phase difference between the control pulse signals of the switching elements that make a pair in power transmission and PDM control that adjusts the density of the on-pulses of the control pulse signal can be performed. Then, the PSM control is performed, and the control method for the power supply apparatus is characterized in that it is switched to the PDM control on the lower output side than the predetermined output request.
１１ アーク溶接用電源装置（電源装置、アーク加工用電源装置）
１３ インバータ回路
２０ 制御回路
２０ｂ 制御切替部
Ｓ１〜Ｓ４ 制御パルス信号
ＴＤ ＰＤＭ制御周期
ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチング素子
Ｃｓｓ キャパシタ
α 位相差
11 Power supply device for arc welding (power supply device, power supply device for arc machining)
13 inverter circuit 20 control circuit 20b control switching unit S1 to S4 control pulse signal TD PDM control period TR1 to TR4 switching element Css capacitor α phase difference
Claims (6)
上アーム及び下アームにスイッチング素子を備えるとともに、各アームのスイッチング素子のそれぞれに直列接続され電力伝達において対で動作するスイッチング素子を更に備えてなるハーフブリッジ型インバータ回路と、
前記インバータ回路の各スイッチング素子に制御パルス信号を出力して各スイッチング素子のオンオフ動作を制御し、電源装置の出力電力を制御する制御回路と
を備えた電源装置であって、
前記制御回路は、電力伝達において対をなす前記スイッチング素子の制御パルス信号の位相差を調整するＰＳＭ制御と、前記制御パルス信号のオンパルスの密度を調整するＰＤＭ制御とが実施可能に構成され、
前記制御回路の制御において、所定出力要求より高出力側では前記ＰＳＭ制御を行わせ、所定出力要求よりも低出力側では前記ＰＤＭ制御に切り替える制御切替部を備えたことを特徴とする電源装置。 In a power supply device including an inverter circuit that performs power conversion from DC power to high-frequency AC power in the process of generating output power of the power supply device,
A half-bridge inverter circuit comprising switching elements in the upper arm and the lower arm, and further comprising switching elements connected in series to each switching element of each arm and operating in pairs in power transmission;
A power supply device comprising: a control circuit that outputs a control pulse signal to each switching element of the inverter circuit to control an on / off operation of each switching element and controls output power of the power supply device;
The control circuit is configured to perform PSM control that adjusts a phase difference between control pulse signals of the switching elements that make a pair in power transmission, and PDM control that adjusts the density of on-pulses of the control pulse signal,
A power supply apparatus comprising: a control switching unit that controls the control circuit to perform the PSM control on a higher output side than a predetermined output request and switch to the PDM control on a lower output side than the predetermined output request.
前記制御切替部は、前記制御パルス信号の位相差がゼロから所定値となるまで前記ＰＳＭ制御を行わせ、それ以下の低出力要求時には前記制御パルス信号の位相差を前記所定値で固定としつつオンパルスの密度を調整する前記ＰＤＭ制御に切り替えることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The control switching unit performs the PSM control until the phase difference of the control pulse signal reaches a predetermined value from zero, and fixes the phase difference of the control pulse signal at the predetermined value when a lower output is requested. Switching to the PDM control for adjusting the density of on-pulses.
前記ＰＤＭ制御は、前記制御パルス信号の一定周期分をＰＤＭ制御周期とし、そのＰＤＭ制御周期中のいずれかのオンパルスを間引いてオンパルスの密度を調整することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2,
In the PDM control, a constant period of the control pulse signal is set as a PDM control period, and the on-pulse density is adjusted by thinning out any of the on-pulses in the PDM control period.
前記ＰＤＭ制御は、前記ＰＤＭ制御周期の後端側からオンパルスを順に間引いてオンパルスの密度を調整することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 3,
In the PDM control, the on-pulse density is adjusted by sequentially thinning out the on-pulses from the rear end side of the PDM control cycle.
前記インバータ回路は、上アーム及び下アームのスイッチング素子に跨って並列接続されるキャパシタを備えたことを特徴とする電源装置。 In the power supply device according to any one of claims 1 to 4,
The inverter circuit includes a capacitor connected in parallel across the switching elements of the upper arm and the lower arm.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013174495A JP6161998B2 (en) | 2013-03-21 | 2013-08-26 | Power supply device and power supply device for arc machining |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013058812 | 2013-03-21 | ||
| JP2013058812 | 2013-03-21 | ||
| JP2013174495A JP6161998B2 (en) | 2013-03-21 | 2013-08-26 | Power supply device and power supply device for arc machining |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014205190A JP2014205190A (en) | 2014-10-30 |
| JP6161998B2 true JP6161998B2 (en) | 2017-07-12 |
Family
ID=51552842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013174495A Active JP6161998B2 (en) | 2013-03-21 | 2013-08-26 | Power supply device and power supply device for arc machining |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6161998B2 (en) |
| KR (1) | KR102132036B1 (en) |
| CN (1) | CN104065270B (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104625333B (en) * | 2014-12-12 | 2016-06-01 | 杭州凯尔达电焊机有限公司 | A kind of novel DC/AC arc welding equipment |
| JP6009133B1 (en) * | 2015-02-16 | 2016-10-19 | 三菱電機株式会社 | Drive control device for power supply device, power supply device and electric discharge machine |
| US10086463B2 (en) * | 2015-06-18 | 2018-10-02 | Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. | Arc welding apparatus |
| CN107124106B (en) * | 2017-05-23 | 2019-08-16 | 广东工业大学 | A kind of mixing control method and device suitable for bidirectional DC-DC converter |
| JP7439671B2 (en) | 2020-07-15 | 2024-02-28 | Tdk株式会社 | Switching power supplies and power supply systems |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3374175B2 (en) * | 2000-01-27 | 2003-02-04 | 名古屋大学長 | Data transmission device with data transmission function for position display |
| JP4597626B2 (en) * | 2004-03-01 | 2010-12-15 | 株式会社ダイヘン | Arc machining power supply and inverter power supply |
| JP2006280120A (en) | 2005-03-30 | 2006-10-12 | Daihen Corp | Inverter power supply unit |
| JP5033596B2 (en) * | 2007-11-21 | 2012-09-26 | 株式会社ダイヘン | Power supply device and power supply device for arc machining |
| JP2009296763A (en) * | 2008-06-04 | 2009-12-17 | Denso Corp | Switching power supply |
| CN101436821B (en) * | 2008-12-25 | 2012-07-04 | 西安电子科技大学 | PWM/PDM double-mode modulation selective circuit and double-mode modulation method |
| JP5917097B2 (en) * | 2011-11-11 | 2016-05-11 | 株式会社ダイヘン | Power supply device and power supply device for arc machining |
| JP5901949B2 (en) * | 2011-11-21 | 2016-04-13 | 株式会社ダイヘン | Power supply device and power supply device for arc machining |
| JP6116920B2 (en) * | 2013-01-18 | 2017-04-19 | 株式会社ダイヘン | Arc machining power supply |
-
2013
- 2013-08-26 JP JP2013174495A patent/JP6161998B2/en active Active
-
2014
- 2014-02-24 KR KR1020140021213A patent/KR102132036B1/en active IP Right Grant
- 2014-03-19 CN CN201410102385.2A patent/CN104065270B/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR102132036B1 (en) | 2020-07-08 |
| KR20140115951A (en) | 2014-10-01 |
| JP2014205190A (en) | 2014-10-30 |
| CN104065270B (en) | 2018-01-09 |
| CN104065270A (en) | 2014-09-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6161998B2 (en) | Power supply device and power supply device for arc machining | |
| TW201611492A (en) | Boost inductor demagnetization detection for bridgeless boost PFC converter operating in boundary-conduction mode | |
| JP5033596B2 (en) | Power supply device and power supply device for arc machining | |
| JP7151034B2 (en) | Control circuit and DC/DC converter device | |
| KR102099988B1 (en) | Power supply deivce and power supply deivce for arc machining | |
| JP6286380B2 (en) | Power converter | |
| JP6081148B2 (en) | Arc machining power supply | |
| JPWO2016204052A1 (en) | Arc welding equipment | |
| JP5584101B2 (en) | Arc machining power supply | |
| JP2008048484A (en) | Driving method of dc/ac converter | |
| JP6084436B2 (en) | Arc machining power supply | |
| JP6370565B2 (en) | Power supply device and power supply device for arc machining | |
| JP6880436B2 (en) | Welding power supply | |
| JP5429791B2 (en) | Welding power supply | |
| JP6510972B2 (en) | Inverter control circuit and power supply | |
| JP6239361B2 (en) | Power supply device and power supply device for welding | |
| JP2013106403A (en) | Power supply unit and power supply unit for arc processing | |
| JPWO2014118818A1 (en) | Power converter | |
| JP2003230280A (en) | Power converter | |
| JP6665390B2 (en) | Control circuit, inverter device, and power supply device | |
| JP6158652B2 (en) | Power supply apparatus for arc welding and welding state determination method of arc welding | |
| JP6356052B2 (en) | Step-down chopper circuit and power supply for welding | |
| JP5231614B2 (en) | Induction melting furnace controller | |
| JP2014110710A (en) | Welding power supply device | |
| JP2011254640A (en) | Isolated switching power supply |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160713 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170529 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170606 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170614 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6161998 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |