JP6158780B2 - 低損失の可変無線周波数フィルタ - Google Patents

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Description

本願は、２００７年６月２７日出願の米国仮特許出願第６０／９３７，４６２号の優先権を主張するとともに２００６年１１月１７日出願の米国特許出願第１１／５６１，３３３号の一部継続出願（既に米国特許第７，７１９，３８２号として特許発行）である、２００８年６月２７日出願の米国特許出願第１２／１６３，８１４号の継続出願（既に米国特許第７，６３９，１０１号として特許発行）である、２００９年１１月１７日出願の米国特許出願第１２／６２０，４５５号の継続出願（既に米国特許第７，８６３，９９９号として特許発行）である、２０１０年１２月２日出願の米国特許出願第１２／９５９，２３７号の継続出願（既に米国特許第８，０６３，７１４号として特許発行）である、２０１１年１０月２６日出願の米国特許出願第１３／２８２，２８９号の一部継続出願であり、これらの出願は参照によってその全体が本願に組み込まれる。
本発明は、概して、マイクロ波回路に関し、特に、マイクロ波帯域通過フィルタに関する。
電気フィルタは長らく電気信号の処理に用いられてきた。特に、こうした電気フィルタは、所望の信号周波数を通過させる一方で、その他の望ましくない電気信号周波数を遮断する又は減衰させることによって、入力信号から所望の電気信号周波数を選択するために用いられる。フィルタは、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタ及び帯域阻止フィルタを含むいくつかの一般的なカテゴリに分類され、これらのカテゴリは、フィルタを選択的に通過させられる周波数のタイプを示している。さらに、フィルタは、例えばバタワース型、チェビシェフ型、逆チェビシェフ型及び楕円型などのタイプによって分類され、これらのフィルタは、理想的な周波数応答に対してフィルタが提供する帯域形状（ｂａｎｄｓｈａｐｅ）の周波数応答（周波数カットオフ特性）のタイプを示している。
用いられるフィルタのタイプは多くの場合はその用途によって異なる。通信アプリケーションにおいて、帯域通過フィルタは、１以上の既定の帯域を除くすべての帯域においてＲＦ信号を除去又は遮断するため、従来、セルラー基地局及び他の電気通信機器で用いられている。例えば、このようなフィルタは、受信機のフロントエンドで通常用いられて、基地局又は電気通信機器の受信機のコンポーネントに損傷を与えるノイズ及び他の不要な信号を除去する。厳密に規定された帯域通過フィルタを受信機のアンテナ入力に直接的に配置することは、所望の信号周波数に近い周波数の強い干渉信号によって生じる様々な悪影響を多くの場合排除する。受信機のアンテナ入力にフィルタを配置するので、雑音指数を低下させないように挿入損失を非常に低くしなければならない。ほとんどのフィルタ技術では、低挿入損失の実現には、フィルタの急峻度又は選択度において相応の妥協を必要とする。
商用の電気通信アプリケーションでは、狭帯域フィルタを用いて最小の可能な通過帯域を取り除いて、固定周波数スペクトルを最大の可能な周波数帯域に分割することを可能にし、それによって、固定スペクトルに適合可能なユーザの実数を増加させることが多くの場合望ましい。無線通信の劇的な増加に伴って、こうしたフィルタリングは、ますます対立する周波数スペクトルにおいて、高度の選択度（小さい周波数差によって分けられる信号を区別する能力）及び感度（弱い信号を受信する能力）を提供すべきである。アナログ式移動体通信用の８００〜９００ＭＨｚの周波数範囲、及び、個人通信サービス（ＰＣＳ）用の１８００〜２２００ＭＨｚの周波数範囲が特に最も重要である。
軍事（例えばレーダー（ＲＡＤＡＲ））通信及び電子諜報（ＥＬＩＮＴ）の両方、並びに、移動体通信を含む様々な通信アプリケーションなどの商業分野における、高品質係数Ｑ（すなわち、エネルギーを蓄える能力の尺度、及び従って、電力消費又は損失に反比例する）、低挿入損失、広範囲のマイクロ波アプリケーション及びＲＦアプリケーションでの可変フィルタに対する要求が、本発明の特に関心の高い点である。多くのアプリケーションでは、受信機のフィルタは、所望の周波数を選択するため又は干渉信号周波数を捕捉するために可変的でなければならない。従って、受信機において、受信機のアンテナと第１非線形素子（通常、低ノイズ増幅器又はミキサー）との間に線形で可変の帯域通過フィルタを導入することが、ＲＦマイクロ波システムの広範囲において挿入損失を低くするという実質的な利点を提供する。
例えば、商業的なアプリケーションでは、ＰＣＳによって用いられる１８００〜２２００ＭＨｚの周波数範囲は、いくつかのより狭い周波数帯域（Ａ〜Ｆ帯域）、すなわち、任意の一定の領域で電気通信のオペレータが使用可能なサブセットのみに分割され得る。従って、基地局及び携帯型のユニットについては、これらの周波数帯域の任意の選択されたサブセットによって動作するように再構成されることが可能であることが有用である。別の例として、レーダーシステムにおいて、「友好的な」近隣の発生源から又は妨害機からの高振幅の干渉信号が、受信機の感度を低下させ、又は、高振幅のクラッタ信号レベルと相互変調して偽の目標指示を与え得る。従って、高密度の信号環境では、レーダー警告システムは、完全に使用できなくなることが多く、その場合、周波数ホッピングが有用であろう。
マイクロ波フィルタは、概して、２つの回路構造ブロック、すなわち、１つの周波数ｆ０において非常に効果的にエネルギーを蓄える複数の共振器と、共振器同士の間の電磁気エネルギーを結合して多段又は多極を形成するカップリングと、を用いて構築される。例えば４極フィルタは４つの共振器を含み得る。所定のカップリングの強度はそのリアクタンス（すなわち、インダクタンス及び／又はキャパシタンス）によって決定される。カップリングの相対的な強度は、フィルタの形状を決定し、カップリングのトポロジは、フィルタが帯域通過機能又は帯域阻止機能を実行するかどうかを決定する。共振周波数ｆ０は、それぞれの共振器のインダクタンス及びキャパシタンスによってその大部分が決定される。従来のフィルタの設計に関して、フィルタがアクティブである時の周波数は、フィルタを形成する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、上記理由のためにフィルタの応答が急峻で及び高選択度であることを容易にするために非常に低い内部抵抗値を有していなければならない。この低い抵抗値に関する条件は、所定の技術のための共振器のサイズ及びコストを決める傾向にある。
通常、従来のフィルタのサイズ及びコストが、それを達成するために必要とされる共振器の数に比例して増加するので、固定周波数フィルタは、ある形状を実現するために必要とされる共振器の数を最小化するように設計される。半導体デバイスの場合のように、フォトリソグラフィ的に規定されたフィルタ構造（例えば高温超電導体（ＨＴＳ）、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）、及び、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）フィルタにおけるような構造）は、従来のコムライン形フィルタ又は誘電体形フィルタよりも、この種のサイズ又はコストスケーリングの種類に対してはるかに低い感度を有する。
今日の可変フィルタの設計に用いられるアプローチは、固定周波数フィルタに関して上述したものと同一のアプローチに倣う。従って、これらのアプローチは、非常に効率的、効果的及び単純な回路、すなわち、所定のフィルタ応答を実現するために不可欠な最も単純な回路を導く。従来技術の同調手法では、フィルタのすべての共振周波数が、フィルタの周波数を同調させるように調節される。例えば、装置の動作周波数バンドを５０ＭＨｚずつ増大させることが所望される場合、狭帯域フィルタのすべての共振周波数が５０ＭＨｚずつ増大させられなければならない。この従来技術の手法は、周波数帯域の調節に概して成功している一方で、共振器内に抵抗を必然的に導入し、それによって、フィルタの挿入損失を不利な状態で増加させている。
ＨＴＳフィルタは、フィルタ内の各共振器の上方でＨＴＳプレートを機械的に動かしてその共振周波数を変化させることによって、共振器内に有意な抵抗を導入せずに同調され得るが、このような手法は、本質的に遅く（約数秒）、及び、相対的に大きな３次元同調構造を必要とする。挿入損失は、いわゆるスイッチフィルタ設計において低減され得るが、これらの設計はさらに、スイッチング時間の間に実質的な損失量を導入したままであり、かつ、追加の共振器を必要とする。例えば、フィルタシステムの挿入損失は、２つのフィルタ及びフィルタ同士の間で選択するために１対の単極双投（ＳＰ２Ｔ）スイッチを提供して、同調範囲の条件を効果的に減少させることによって低減されるが、共振器の数を２倍に増加させる又はスイッチから損失を導入する。フィルタシステムの損失はさらに、さらなるスイッチ及びフィルタの導入によって低減され得るが、各追加のフィルタは、元のフィルタと同じ数の共振器を必要とし、かつ、必要とされるスイッチからさらなる損失を導入する。
従って、挿入損失を減少させるとともに素早く同調されることが可能な帯域通過フィルタを提供する必要性は残されたままである。
本発明の第１態様によれば、無線周波数（ＲＦ）フィルタが提供される。ＲＦフィルタは、入力及び出力を有する信号伝送路と、入力及び出力の間の信号伝送路に沿って配置される複数の共振素子と、共振素子をともに結合する複数の非共振素子と、を備えている。共振素子は、ともに結合されて、共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点と、伝送零点同士の間の少なくとも１つのサブバンドと、を有する阻止帯域を形成する。非共振素子は、阻止帯域内に少なくとも１つの反射零点を配置して少なくとも１つのサブバンドのうちの１つに通過帯域を形成するサセプタンス値を有している。
非共振素子は、阻止帯域内に少なくとも１つの反射零点を選択的に導入してサブバンドのうちの１つに通過帯域を形成する少なくとも１つの可変非共振素子を備えている。一実施形態では、複数のサブバンドが提供され、その場合、可変非共振素子は、阻止帯域に沿って反射零点を変位させてサブバンドのうちの選択された１つ内に通過帯域を形成するためのものであってもよい。通過帯域は、選択されたサブバンド内に実質的に異なる帯域幅を有してもよい。別の実施形態では、可変非共振素子は、阻止帯域内で少なくとも別の反射零点を変位させてサブバンドのうちの別の１つ内に別の通過帯域を形成するためのものであってもよい。
可変非共振素子は、例えば調節可能サセプタンスを有してもよく、かつ、可変コンデンサ、低損失スイッチ、バラクタ、及びスイッチコンデンサのうちの１以上を有してもよい。一実施形態では、共振素子の各々は、薄膜集中素子構造（例えば高温超電導体（ＨＴＳ）など）を備えているものの、共振素子は、所望の周波数で共振する任意の構造の形態をとることができる。
ＲＦフィルタは、動作温度を受信し、受信した動作温度に基づき可変非共振素子を調節し、それによって、阻止帯域に沿って反射零点を選択的に移動させて選択されたサブバンド内で通過帯域を移動させるように構成された電気コントローラをさらに備えている。一実施形態では、電気コントローラは、可変非共振素子を調節して、阻止帯域内に反射零点を選択的に導入して１つのサブバンド内に通過帯域を形成するように構成されている。例えば、非共振素子の各々は、互いに並列に結合されて、容量性回路と、コンデンサのうちの少なくとも１つに結合される少なくとも１つのスイッチと、を形成する複数のコンデンサを有してもよい。電気コントローラは、そして、容量性回路から少なくとも１つのコンデンサを選択的に包含又は除外して、容量性回路のキャパシタンスを変化させるようにスイッチを動作させ、それによって阻止帯域内で反射零点を移動させて選択されたサブバンド内に通過帯域を移動させることによって、それぞれの非共振素子のリアクタンスを変動させるように構成されてもよい。
電気コントローラは、可変非共振素子を調節して、それによって阻止帯域に沿って反射零点を選択的に移動させて周波数範囲内の名目上の設計されたとおりの位置に通過帯域を復帰させるように構成されてもよい。この場合、電気コントローラは、受け取った動作温度に基づいて、少なくとも１つの共振素子を調節するように構成されてよく、それによって、阻止帯域に沿った共振素子の各周波数に対応する伝送零点を選択的に移動させ、周波数範囲内の名目上の設計されたとおりの位置に通過帯域を復帰させる。
一実施形態では、ＲＦフィルタは、動作温度を測定するように構成された温度センサをさらに備えており、その場合、電気コントローラは、温度センサから測定された動作温度を受信するように構成される。ＲＦフィルタは、複数の基準動作温度と、異なる動作温度にそれぞれ対応する複数の一連の調節設定と、を包含するルックアップテーブルを記憶するメモリをさらに備えてもよい。この場合、電気コントローラは、測定された動作温度を、ルックアップテーブルの複数の基準動作温度と比較し、測定された動作温度に最も近い基準動作温度に対応する一連の調節設定を選択し、かつ、一連の調節設定に従って可変非共振素子を調節するように構成される。
本発明の他の及びさらなる態様及び特徴は、本発明の例示を意図して本発明の限定を意図していない好適な実施形態の以下の詳細な説明の解釈によって明らかになるであろう。
図面は、本発明の好適な実施形態の設計及び効用を図示しており、同様の構成要素が共通の参照符号で参照される。本発明の上述した及び他の利点及び対象がどのようにして得られるかをより良く理解するため、添付の図面に例示される本発明の特定の実施形態を参照することによって、上記で簡潔に説明した本発明のさらなる特定の説明がなされる。これらの図面では、本発明の典型的な実施形態のみが図示されており、及び従って、その範囲を限定するものとは考慮されず、本発明は、添付の図面の使用を通して追加の特異性及び詳細によって説明されて明らかにされる。
図１は、本発明の一実施形態に従って構築された可変無線周波数（ＲＦ）フィルタのブロック図である。 図２は、８つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図３は、通過帯域が阻止帯域のサブバンド内に導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ａ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｂ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｃ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｄ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｅ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｆ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図４（ｇ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図５（ａ）は、阻止帯域の周波数がシフトされ、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図５（ｂ）は、阻止帯域の周波数がシフトされ、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図５（ｃ）は、阻止帯域の周波数がシフトされ、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図５（ｄ）は、阻止帯域の周波数がシフトされ、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された図２の周波数応答のグラフである。 図６は、図４（ａ）〜図４（ｇ）の阻止帯域の選択されたサブバンド内に導入された通過帯域の範囲を拡張するために図２の周波数応答の伝送零点の同時のシフトを示すグラフである。 図７（ａ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図７（ｂ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図７（ｃ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図７（ｄ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図７（ｅ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図７（ｆ）は、阻止帯域の選択された通過帯域内に通過帯域が導入されて個人通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲をカバーする９つの共振素子を用いた例示の広阻止帯域のモデル化された周波数応答のグラフである。 図８は、阻止帯域の選択されたサブバンド内への通過帯域の導入に適応するために図７（ａ）〜図７（ｆ）の周波数応答の伝送零点の個別のシフトを示すグラフである。 図９（ａ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図９（ｂ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図９（ｃ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図９（ｄ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図９（ｅ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図９（ｆ）は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された、図２のモデル化された周波数応答のグラフである。 図１０は、本発明の別の実施形態に係る可変ＲＦフィルタのブロック図である。 図１１は、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された図１０のモデル化される周波数応答のグラフである。 図１２は、図１１の通過帯域の周波数シフトに対する図１０の可変ＲＦフィルタで用いられる非共振素子のカップリング値の変動を示すグラフである。 図１３（ａ）は、図１の可変ＲＦフィルタの回路表現を示す図である。 図１３（ｂ）は、図１の可変ＲＦフィルタの回路表現を示す図である。 図１３（ｃ）は、図１の可変ＲＦフィルタの回路表現を示す図である。 図１３（ｄ）は、図１の可変ＲＦフィルタの回路表現を示す図である。 図１４は、３つのフィルタ状態についての図１４のＲＦフィルタのモデル化に用いられるコンポーネント値を示す表である。 図１５ａは、図１の可変ＲＦフィルタの回路実装であり、特に、様々なフィルタ状態及び対応の周波数応答を示す図である。 図１５ｂは、図１の可変ＲＦフィルタの回路実装であり、特に、様々なフィルタ状態及び対応の周波数応答を示す図である。 図１５ｃは、図１の可変ＲＦフィルタの回路実装であり、特に、様々なフィルタ状態及び対応の周波数応答を示す図である。 図１６ａは、３つの状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のグラフである。 図１６ｂは、３つの状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のグラフである。 図１６ｃは、３つの状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のグラフである。 図１７は、フィルタの挿入損失に対する図１４のＲＦフィルタの同調を示すグラフである。 図１８は、同一の周波数範囲を超えて同調された場合の、従来フィルタの挿入損失に対して図１４のＲＦフィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図１９は、同一の周波数範囲を超えて同調された場合の、スイッチされたフィルタの挿入損失に対して図１のフィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図２０は、本発明に従って構築された２つの共振器、４つの共振器及び６つの共振器可変フィルタ間の周波数応答と、標準的な帯域通過フィルタの周波数応答とを比較したグラフである。 図２１は、図１の可変ＲＦフィルタの別の回路表現を示す図である。 図２２は、図２１の回路表現の結合マトリクスを示す図である。 図２３（ａ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答と対応の結合マトリクスとのグラフである。 図２３（ｂ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答と対応の結合マトリクスとのグラフである。 図２３（ｃ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答と対応の結合マトリクスとのグラフである。 図２４は、図２１のＲＦフィルタを同調させるために用いられ得る図２３ａ〜図２３ｃの結合マトリクスにおけるカップリング値を示すグラフである。 図２５は、図２１のＲＦフィルタを同調させるために用いられ得る別の一連のカップリング値を示すグラフである。 図２６は、図２１のＲＦフィルタを同調させるために用いられ得るさらに別の一連のカップリング値を示すグラフである。 図２７は、図１の可変ＲＦフィルタの１つの共振器の平面図レイアウトであり、特に共振子を用いるための音叉を示す図である。 図２８は、図１の可変ＲＦフィルタの１つの共振器の平面図レイアウトであり、特に共振子を用いるためのトリムタブを示す図である。 図２９は、本発明の一実施形態に従って構成された別の可変ＲＦフィルタのブロック図である。
図１を参照して、本発明に従って構築された可変無線周波数（ＲＦ）フィルタ１０を説明する。例示の実施形態では、ＲＦフィルタ１０は、例えば８００〜９００ＭＨｚ又は１８００〜２２２０ＭＨｚの所望の周波数範囲内で可変の通過帯域を有する帯域通過フィルタである。通常の想定では、ＲＦフィルタ１０は、受信機（図示せず）のフロントエンド内で、所望の周波数範囲の外側でエネルギーを拒否する広通過帯域フィルタの後ろに配置される。ＲＦフィルタ１０は、入力１４及び出力１６を有する信号伝送路１２と、信号伝送路１２に沿って配置された複数のノード１７と、ノード１７からそれぞれ延びる複数の共振ブランチ１９と、ノード１７からそれぞれ延びる複数の非共振ブランチ２１と、を概して備えている。ＲＦフィルタ１０は、入力１４及び出力１６の間で、特に、共振ブランチ２１と接地との間に結合される複数（本例では４つ）の共振素子１８と、共振素子１８の周波数を調節する複数の同調素子２０と、共振素子１８をともに結合する複数の非共振素子２２であって、そのうちの４つが非共振ブランチ２１と接地との間に結合される複数の非共振素子２２と、をさらに備えている。ＲＦフィルタ１０は、周波数範囲内で選択された狭帯域にＲＦフィルタ１０を同調するように構成された電気コントローラ２４をさらに備えている。
信号伝送路１２は、非共振素子２２が直接的又は間接的に結合される物理的な伝送回線を備えてもよいが、代替の実施形態では、物理的な伝送回線は用いられない。例示の実施形態では、共振素子１８は、例えばインダクタ及びコンデンサなどの集中素子電気部品を含んでおり、特に、例えば平面スパイラル構造、ジグザグ蛇行構造、単一コイル構造及び二重コイル構造などの薄膜集中構造を含んでいる。こうした構造は、低損失基板上にコンデンサ及びインダクタを形成するためにパターニングされた薄膜エピタキシャル高温超電導体（ＨＴＳ）を含んでもよい。高温超伝導体集中素子フィルタを説明するさらなる詳細は、参照によって本願に明示的に組み込まれる米国特許第５，６１６，５３９号明細書で説明されている。
例示の実施形態では、共振素子１８はサセプタンスＢＲで表され、共振素子１８に並列に結合される非共振素子２２はサセプタンスＢＮで表され、共振素子１８同士の間に結合されるアドミッタンスインバータはＪで表される。非共振素子２２のうちの選択された非共振素子２２は変更され得る一方で、非共振素子２２の任意の残りの非共振素子２２は固定されたままである。
以下にさらに詳細に説明するように、共振素子１８の周波数が、必要な場合に、周波数範囲の相対的な一部内で通過帯域に適合する及び／又は通過帯域を移動させるためにわずかしか調節されない場合に、非共振素子２２は、実質的に全周波数範囲上で通過帯域を同調させるために変更されてもよい。このようにして、フィルタ１０の挿入損失は、共振素子１８に代えてフィルタ１０を同調させるための最初の手段として用いられる非共振素子２２であるので、著しく低減される。すなわち、非共振素子２２の調節は、著しく低い感度の共振素子１８の調節よりも、フィルタ１０の損失にあまり貢献しないので、フィルタ１０の損失は、フィルタ１０を同調させるための主要な手段として共振素子を利用する従来技術のフィルタより低い。さらに、共振素子１８の周波数はほとんど調節されないので、たとえそうであるとしても、フィルタ１０の同調速度は増大する。
ＲＦフィルタ１０は、狭通過帯域に広阻止帯域の選択された領域を導入することによって前述のことを実現する。すなわち、ＲＦフィルタ１０は通過帯域フィルタとして最終的に用いられるが、通過帯域を形成しないもののむしろ共振素子１８のそれぞれの周波数に対応する伝送零点（本例の場合、４つ）を有する広阻止帯域応答を形成するために、共振素子１８が実際にはともに非共振素子２２によって結合される。電気コントローラ２４はその後、非共振素子２２を調節して、阻止帯域に沿って反射零点を導入して変位させ、所望の周波数範囲内で狭通過帯域を移動させる。電気コントローラ２４は、同調素子２０を介して共振素子１８の周波数も調整して、周波数範囲に沿って伝送零点を移動させてフィルタ応答を最適化してもよい。例示の実施形態では、電気コントローラ２４は、周波数範囲内で通過帯域の所望の位置を有効にするために必要な非共振素子２２の値を記憶するメモリ（図示せず）を含んでいる。
この手法は、以下の方程式に従ってモデル化された様々な例示のフィルタ応答を参照してここで説明される。
Figure 0006158780
Ｓ１１はフィルタの入力反射係数であり、Ｓ２１は前方伝送係数であり、ｓは正規化周波数であり、Ｆ及びＰは、生成された複素周波数ｓのＮ次多項式（Ｎは共振素子の数である）であり、及び、εは、等リップル反射減衰量を規定する定数である。係数Ｓ１１及びＳ２１の各々は、分子がＮ位を有するので、零点の数Ｎまで有することができる。係数Ｓ１１及びＳ２１がすべてのＮ零点を有する場合、フィルタ応答は完全な楕円とみなされる。フィルタのモデル化のさらに詳細な検討は、Ｊｉａ−Ｓｈｅｎ Ｇ．Ｈｏｎｇ及びＭ．Ｊ．Ｌａｎｃａｓｔｅｒの”Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ＲＦ／Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，” Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ ２００１で説明されている。正規化周波数ｓ＝ｉｗは、方程式

Figure 0006158780





に従って実周波数にマッピングされ、この場合、ｆは実周波数であり、ｆｃは中心周波数であり、及び、ＢＷはフィルタの帯域幅である。正規化周波数の実周波数への変換のさらに詳細な検討は、Ｇ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，Ｌ．Ｙｏｕｎｇ及びＥ．Ｍ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓの”Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ，Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，ａｎｄ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，”ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ（１９６４）で説明されている。
図２は、例示の広帯域阻止フィルタ応答を図示しており、このフィルタ応答は、８つの共振素子を用いてモデル化され、それによって、それぞれの共振素子周波数（図２の右側の図で最もよく示されている）で８つの対応の伝送零点３０（６つのみ図示している）を形成し、阻止帯域３２と、この阻止帯域３２（図２の左側の図に最もよく示されている）の範囲外にある８つの反射零点３４（６つのみ図示する）と、を形成する。この特定の例では、伝送零点３０は、正規化周波数範囲では、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５及び１．０５に位置決めされ、それによって、−１．０５〜１．０５の正規化周波数範囲を有する阻止帯域を形成する。図２の右側の図に示されるように、フィルタ応答は、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０及び０．９０にそれぞれ配置される伝送零点３０同士の間に７つの「バウンスバック（ｂｏｕｎｃｅ−ｂａｃｋｓ）」を含んでいる。従って、概して、阻止帯域フィルタは、Ｎ数の伝送零点（Ｎ数の共振素子に対応する）、Ｎ数までの反射零点、及び、Ｎ−１数のバウンスバック領域３６を含んでいる。
重要なことは、反射零点３４の少なくとも１つを阻止帯域３２内で変位させることによって（すなわち、非共振素子の値を調節することによって）、図２に示される領域３６のバウンスバックのいずれか１つ（以下、「サブバンド」）から通過帯域が形成され得る。例えば、図３は、例示のフィルタ応答を示しており、このフィルタ応答では、反射零点３４の４つが図２の阻止帯域内に導入されて、中心サブバンド３６（４）内に（すなわち０で）通過帯域３８を形成する。反射零点３４は、（非共振素子の値を調節することによって）阻止帯域３２に沿って変位されることが可能であり、それによって、サブバンド３６の選択された１つ内で通過帯域３８を形成する。すなわち、反射零点３４は、阻止帯域３２に沿って変位させられてサブバンド３６同士の間で通過帯域３８を「ホップ（ｈｏｐ）させる」ことができる。
例えば、図４（ａ）〜図４（ｇ）は、４つの反射零点３４が阻止帯域３２内で変位させられて７つすべてのサブバンド３６の中心に通過帯域３８を選択的に形成する場合の、例示のフィルタ応答を示している。すなわち、図４（ａ）〜図４（ｇ）を順に追っていくと、通過帯域３８は、第１サブバンド３６（１）（図４（ａ））から、第２サブバンド３６（２）（図４（ｂ））へ、第３サブバンド３６（３）（図４（ｃ））へ、第４サブバンド３６（４）（図４（ｄ））へ、第５サブバンド３６（５）（図４（ｅ））へ、第６サブバンド３６（６）（図４（ｆ））へ、そして最後に、第７サブバンド３６（７）（図４（ｇ））へとホップする。従って、例示の実施形態では、通過帯域３８の中心は、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０及び０．９０の間でホップすることができる。図４（ａ）〜図４（ｇ）のシーケンスが、隣接するサブバンド３６同士の間で通過帯域３８がホップさせられることを意味する一方、通過帯域３８は、例えば第２サブバンド３６（２）から第５サブバンド３６（５）へと、隣接してないサブバンド３６同士の間でホップさせられてもよいことに留意すべきである。
通過帯域３８が、サブバンド３６同士の間でホップさせられて所望の周波数範囲を離散的にカバーする一方で、伝送零点３０は、その名目上の位置から同時に一斉に移動させられて（すなわち、共振素子の周波数の調節によって）、阻止帯域３２の全体、及び従って、正規化周波数範囲内で通過帯域３８を変位させる。従って、通過帯域３８は、サブバンド３６の中心（すなわち、−０．９０、−０．６０、−０．３０、０．０、０．３０、０．６０、０．９０）から移動させられて、所望の周波数範囲の連続体をカバーする。従って、伝送零点３０のすべてが、その名目上の位置から＋／−０．１５ずつ変位させられ得る場合（すなわち、＋／−０．１５の周波数範囲でともに同調された共振素子）、図４（ａ）〜図４（ｄ）に示す各通過帯域３８は、−１．０５〜１．０５の正規化周波数範囲の１５％をカバーする。
例として、通過帯域３８の中心を−０．２０にすることが所望される場合、通過帯域３８は、第３サブバンド３６（３）（図４（ｃ）で−０．３０を中心とする）内に配置され、かつ、伝送零点３０は、それらの名目上の位置から０．１０変位させられて通過帯域３８を−０．３０から−０．２０に移動させる。通過帯域３８の中心を０．８５にすることが所望される場合、通過帯域３８は、第７サブバンド３６（７）（図４（ｇ）で０．９０を中心とする）に配置され、かつ、伝送零点３０は、その名目上の位置から−０．０５変位させられて通過帯域３８を０．９０から０．８５に移動させる。
通過帯域３８が、サブバンド３６内で中心に位置するように図４（ａ）〜図４（ｇ）で示される一方、反射零点３４は、（すなわち、非共振素子の値の調節によって）阻止帯域３２内で変位させられて、選択されたサブバンド３６内で通過帯域３８を選択的に移動させることができる。この場合、通過帯域３８は、サブバンド３６同士の間でホップさせられることが可能であるだけでなく、各サブバンド３６内で移動させられ、それによって、通過帯域３８が所望の周波数範囲の連続体をカバーするように調節されるために必要な伝送零点３０の量を減少させる。例えば、図５（ａ）〜図５（ｄ）は、サブバンド３６（４）に関する例示のフィルタ応答を示しており、伝送零点３０のすべてが、それらの名目上の位置から０．０５変位させられ（すなわち、共振素子１８の周波数を０．０５ずつ徐々に増加させることによって）、及び、反射零点３４が、それらの名目上の位置から０．０５ずつ（すなわち、非共振素子２２の調節によって）徐々に変位させられる。
特に、図５（ａ）〜図５（ｄ）を順に追っていくと、伝送零点３０は、それらの名目上の位置から０．０５変位させられ、それによって、通過帯域３８を０（図５（ａ））から０．０５（図５（ｂ））に移動させる。その後、伝送零点３０を所定の位置に固定した後、反射零点３４は、それらの名目上の位置から０．０５ずつ徐々に変位させられ、通過帯域３８を、サブバンド３６（４）の中心（図５（ｂ）の０．０５）から、サブバンド３６（４）の中心の右側に０．０５の位置へ移動させ（図５（ｃ）の０．１０）、その後、サブバンド３６（４）の中心の右側に０．１０の位置へと移動させる（図５（ｄ）の０．１５）。
この様式は、帯域通過フィルタの除去傾斜の対称性を破壊し得る一方、この場合、伝送零点３０の必要とされる変位、及び従って、共振素子の同調範囲を１５％から５％に低減して、反射零点３４がサブバンド３６内で変位させられない場合と同一の同調範囲を得る。結果として、フィルタの損失はさらに低減される。
特に、伝送零点３０が、理論的にサブバンド３６の全体内で変位させられる得る一方、この場合、各通過帯域３８は、共振素子を同調することなく、阻止帯域３２全体の約１５％をカバーすることができ、実際には、フィルタ損失は、反射零点３４が伝送零点３０に限りなく近づくにつれて著しく増大する。そのようにして、伝送零点３０が反射零点３４とともに変位させられて、通過帯域３８が、著しい損失なしに周波数範囲の全体内で移動することを可能にすることが好ましい。
例えば、図６を参照すると、伝送零点３０は、それらの名目上の位置（水平の点線で示される）に対して＋／−０．０５の範囲内で変位させられて、通過帯域３８が、−１．０５〜１．０５の名目上の周波数範囲（斜めの点線で示される）内のいずれかに配置されることを可能にする。通過帯域３８の周波数が−１．０５から１．０５に移動すると、反射零点３４は１つのサブバンド３６から次のサブバンド３６へとホップし、反射零点３４は＋／−０．１０の範囲内でサブバンド３６に沿って変位させられ、及び、伝送零点３０は、ホップ同士の間の０．３０の全範囲について＋／−０．０５の範囲内で変位させられる。
特に、同調範囲の始めで、伝送零点３０は最初に、それらの名目上の位置（すなわち、−１．０５、−０．７５、−０．４５、−０．１５、０．１５、０．４５、０．７５、１．０５）に対して−０．０５に配置され、その位置は第１サブバンド３６（１）の中心を−０．９５に配置し、その場合、反射零点３４は、最初に、第１サブバンド３６（１）のそれらの名目上の位置に対して−０．１０に配置されて通過帯域３８を−１．０５に配置する。伝送零点３０が固定されている間、反射零点３４は、第１サブバンド３６（１）のそれらの名目上の位置へ変位させられて、通過帯域３８を−１．０５から−０．９５に移動させる。反射零点３４が固定されている間、伝送零点３０は、その後、それらの名目上の位置に対して０．０５だけ変位させられ、第１サブバンド３６（１）の中心を−０．８５に移動させ、それによって通過帯域を−０．９５から−０．８５に移動させる。伝送零点３０が再び固定されている間、反射零点３４は、それらの名目上の位置に対して０．１０変位させられて、通過帯域３８を−０．８５から−０．７５に移動させる。
通過帯域３８が−０．７５に到達すると、反射零点３４はその後、第１サブバンド３６（１）から第２サブバンド３６（２）にホップし、かつ、伝送零点３０は、その名目上の位置に対して再び−０．０５変位させられ、そのことが第２サブバンド３６（２）の中心を−０．６５に移動させ、この場合、反射零点３４は最初に、それらの名目上の位置に対して−０．１０に位置決めされて通過帯域３８を−０．７５に維持する。伝送零点３０及び反射零点３４は、その後、第１サブバンド３６（１）に対して上述したのと同じ方法で互いに協調して移動させられて、通過帯域３８を−０．７５から−０．４５に移動させる。通過帯域３８が−０．４５に到達すると、反射零点３４はその後、通過帯域３８が１．０５に到達するまで、第２サブバンド３６（２）から第３サブバンド３６（３）及びその他にホップする。
ＲＦフィルタ１０が、上述したように、所望の周波数範囲の連続体内で狭通過帯域を同調することが可能である場合（すなわち、ＲＦフィルタ１０が、連続的に再構成されることが可能である場合）、周波数帯域の選択された領域に通過帯域３８が離散的に中心を置かれることが可能であるように、ＲＦフィルタ１０は離散的に再構成されてもよい。例えば、ＰＣＳアプリケーションでは、ＲＦフィルタ１０は、任意の６つのＡ〜Ｆの周波数帯域のうちの選択された１つに狭通過帯域を配置することによって、６つのＡ〜Ｆの周波数帯域のいずれかで動作するように再構成されてもよい。
図７（ａ）〜図７（ｆ）は、ＲＦフィルタの６つの異なる再構成された状態に対応する例示のフィルタ応答を示している。この場合、モデル化されたフィルタは、各々の伝送零点３０同士の間に配置された８つのサブバンド３６を有する阻止帯域３２を形成するために９つの伝送零点３０（７つのみ図示される）と、６つの中間のサブバンド３６の選択された１つ内に通過帯域３８を形成するために阻止帯域３２内に変位させられることが可能な７つの反射零点３４と、を有している。従って、ＲＦフィルタは、ＰＣＳ通信プロトコルのＡ帯域（図７（ａ））、Ｄ帯域（図７（ｂ））、Ｂ帯域（図７（ｃ））、Ｅ帯域（図７（ｄ））、Ｆ帯域（図７（ｅ））又はＣ帯域（図７（ｆ））で動作するように再構成されることが可能である。示されているように、通過帯域３８の幅は、隣接する伝送零点３０の分離によって決定されるので、サブバンド３６内で異なる。特に、Ａ帯域、Ｂ帯域及びＣ帯域の幅は、Ｄ帯域、Ｅ帯域及びＦ帯域の幅より約２．５倍大きい。
特に、この再構成可能な実施では、通過帯域３８は、所望の周波数範囲の連続体内に移動させられる必要はないが、代わりに、所望の周波数範囲をカバーするために十分に幅広であるように設計され、伝送零点３０は移動させられずに通過帯域３８の範囲を拡張する。むしろ、図８に示されるように、伝送零点３０は、それらの名目上の位置から独立して移動させられて、通過帯域３８のための場所を形成し、又はそうでなければ除去性能を向上させる。例えば、第２伝送零点３０（２）及び第３伝送零点３０（３）が互いに離間させられてＡ帯域に反射零点３４のための場所を形成し、第４伝送零点３０（４）及び第５伝送零点３０（５）が互いに離間させられてＢ帯域に反射零点３４のための場所を形成し、第７伝送零点３０（７）及び第８伝送零点３０（８）が互いに離間させられてＣ帯域に反射零点３４のための場所を形成し、第３伝送零点３０（３）及び第４伝送零点３０（４）が互いに離間させられてＤ帯域に反射零点３４のための場所を形成し、第５伝送零点３０（５）及び第６伝送零点３０（６）が互いに離間させられてＥ帯域に反射零点３４のための場所を形成し、及び、第６伝送零点３０（６）及び第７伝送零点３０（７）が互いに離間させられてＦ帯域に反射零点３４のための場所を形成する。
前述の手法は、阻止帯域３２内に単一の通過帯域３８（すなわち、一度に１つの通過帯域）を導入するものとして説明されたが、複数の通過帯域が阻止帯域３２内に導入されることが可能である。例えば、図９（ａ）〜図９（ｆ）は、２つの一連の４つの反射零点３４が阻止帯域３２内に変位させられてサブバンド３６の選択された対の中心に２つの通過帯域３８（１）、３８（２）を選択的に形成する例示のフィルタ応答を図示する。すなわち、図９（ａ）〜図９（ｆ）を順に追っていくと、通過帯域３８（１）、３８（２）は、第２及び第３サブバンド３６（２）、３６（３）（図９（ａ））内に導入され、第３及び第５サブバンド３６（３）、３６（５）（図９（ｂ））内に導入され、第３及び第４サブバンド３６（３）、３６（４）（図９（ｃ））内に導入され、第２及び第４サブバンド３６（２）、３６（４）（図９（ｄ））内に導入され、第２及び第６サブバンド３６（２）、３６（６）（図９（ｅ））内に導入され、及び、第２及び第５サブバンド３６（２）、３６（５）（図９（ｆ））内に導入される。
図１０及び図１１を参照すると、可変非共振素子（カップリング値に関して）の値と、広阻止帯域内で結果として生じる狭通過帯域の移動との間の相関関係を説明する目的で、基本的な可変フィルタ５０が説明される。図１０に示すように、ＲＦフィルタ５０は概して、入力５４及び出力５６を有する信号伝送路５２と、入力５４及び出力５６の間の複数の共振素子５８（この場合２つ）と、共振素子５８をともに結合する複数の非共振素子６２と、を備えている。同調素子（図示せず）は、共振素子５８の周波数を調節するために用いられることが可能であり、かつ、電気コントローラ（表示せず）は、周波数範囲内の選択された狭帯域にＲＦフィルタ５０を同調させるために用いられることが可能である。図１に示したフィルタ１０と同様に、フィルタ５０の共振素子５８はサセプタンスＢＲによって表され、共振素子５８に並列に結合される非共振素子６２はサセプタンスＢＮによって表され、及び、共振素子５８同士の間に結合されるアドミッタンスインバータはＪで表される。非共振素子２２の選択されたものは変動し得る一方で（この場合、サセプタンスＢＮ）、非共振素子２２の任意の残りのものは固定されたままである（この場合、アドミッタンスインバータＪ）。
フィルタ５０は、図１１に示される例示のフィルタ応答を形成するためにモデル化された。２つの共振素子５８の周波数、及び従って、２つの伝送零点７０は０．９５ＧＨｚ及び１．０５ＧＨｚに設定され、それによって、０．９５ＧＨｚ〜１．０５ＧＨｚの正規化周波数範囲を有する阻止帯域（図示せず）を形成した。この場合、２つの共振素子５８のみがあるため、単一のサブバンド７６は、伝送零点７０同士の間で１．００ＧＨｚにその中心を置かれる。従って、反射零点（図示せず）は、阻止帯域のみに沿って導入されて変位させられ、単一のサブバンド７６内に通過帯域７８を移動させる（通過帯域７８の５つの位置が示される）。
図１１及び図１２でさらに図示するように、可変非共振素子６６（図１２で、ＢＮ（Ｌ）及びＢＮ（Ｓ）として指定される）は、それらのカップリング値を変化させることによって約１．００ＧＨｚの名目上の周波数だけ通過帯域７８を移動させるように調節されることが可能である。特に、負荷側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の割合カップリング値が増大してソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の割合カップリング値が低下すると、通過帯域７８の周波数は低下し（左へ移動する）、かつ、負荷側の非共振素子ＢＮ（Ｌ）の割合カップリング値が低下してソース側の非共振素子ＢＮ（Ｓ）の割合カップリング値が増加すると、通過帯域７８の周波数は増大する。
図１３（ａ）〜図１３（ｃ）を参照すると、図１のフィルタ１０の非共振素子２２は実際の構成要素に置換されることが可能であり、その結果、フィルタ１０はモデル化されて実施されることが可能である。図１３（ａ）に示すように、回路は、最初に、非共振素子２２のみを用いてフィルタ１０を再構成するために不可欠な構成部品まで減らされる。この場合、同調素子２０は、フィルタ１０の再構成をシミュレーション（モデル化）するために必要ではなく、及び従って、図１３（ａ）の回路表現から除去された。図１３（ｂ）に示すように、図１３（ａ）の回路表現のブロック構成部品は実際の回路構成部品に置換された。ＢＮで表される非共振素子２２はコンデンサに置換され、Ｊで表される非共振素子２２は容量性パイ形回路に置換され、及び、ＢＲで表される共振素子２０は、並列コンデンサ及びインダクタのコンビネーションに置換された。図１３（ｂ）の回路表現は図１３（ｃ）の回路表現までさらに減らされ、そのうちの非共振素子２２は、フィルタ１０の再構成を達成するために変動させられ得る。
図１３（ｃ）のフィルタ１０は、実際の回路構成部品の値を用いてエミュレートされた。図１３（ｃ）の回路は、成分値が多項式の係数に関連するという点を除いて、上述した多項式の方程式に従ってモデル化された。上述したように、フィルタ１０は、４つの共振素子１８を有しており、及び従って、その周波数応答においてその間に形成された３つのサブバンドを有する４つの伝送零点を有している。従って、図１３（ｃ）の回路表現のコンデンサ非共振素子２２の値は、図１４に示す３つの一連の値のうちの１つに従って調節されて、３つのサブバンド同士の間で通過帯域をホップさせ、３つの状態のうちの選択された１つにフィルタ１０を配置することができる。図１３（ｃ）の回路表現のコンデンサの各々は、図１３（ｄ）の回路表現に従ってモデル化された。特に、各コンデンサＣは、可変コンデンサＣｄに並列の固定コンデンサＣ０と、可変コンデンサＣｄに直列の抵抗器Ｒ（スイッチを表す）と、を有する回路として表された。
図１５（ａ）〜図１５（ｃ）を参照すると、図１３（ｃ）に示す基本的な構造を用いたフィルタ１０は、非共振素子２２のうちの選択された１つを調節することによって、３つの状態のうちの１つに再構成されることが可能である。示されるように、フィルタ１０の周波数応答のすべては、４つの共振素子１８の周波数に対応する４つの伝送零点３０と、伝送零点３０同士の間に形成される３つのサブバンド３６と、を有している。従って、通過帯域３８は、３つのサブバンド３６の各々に形成されて、通過帯域３８が第１サブバンド３６（１）に形成される場合である左状態、通過帯域３８が第２サブバンド３６（２）に形成される場合である中間状態、及び、通過帯域３８が第３サブバンド３６（３）に形成される場合である右状態、の合計３つの異なる状態を可能にする。
示されるように、各非共振素子２２は、３つのコンデンサＣ１〜Ｃ３を並列に有しており、外側の２つのコンデンサＣ１及びＣ２は、スイッチＳ１及びＳ２の抵抗損失を励起する抵抗器Ｒ１及びＲ２に直列のそれぞれのスイッチドキャパシタンスを有している。従って、コンデンサＣ１及びＣ２は、スイッチＳ２及びＳ３を閉じることによって回路内に含まれてもよく、かつ、スイッチＳ１及びＳ２を独立して開くことによって回路から除外されてもよい。従って、コンデンサＣ１〜Ｃ３が等しい値を有すると仮定すると、各非共振素子２２は、Ｃ１（スイッチＳ１及びＳ２のどちらも閉じていない）、Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２の一方が閉じられている）、又は、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１、Ｓ２の両方とも閉じられている）という、３つの値のうちの選択された１つを有し得る。スイッチＳ１及びＳ２は、例えば低損失ＧａＡｓ（ガリウム・ヒ素）スイッチなどの任意の適切な損失スイッチであってもよい。代替的に、可変コンデンサ、ＧａＡｓバラクタ又はスイッチコンデンサなどのキャパシタンス値を調節可能な他の可変素子が用いられ得る。
図１５（ａ）に示すスイッチ状態によって決定される値を非共振素子２２が有する時に通過帯域３８は第１サブバンド３６（１）（左状態）に配置され、図１５（ｂ）に示すスイッチ状態によって決定される値を非共振素子２２が有する時に通過帯域３８は第２サブバンド３６（２）（中間状態）に配置され、及び、図１５（ｃ）に示すスイッチ状態によって決定される値を非共振素子２２が有する時に第３サブバンド３６（３）（中間状態）に配置されることが決定された。フィルタ１０は、「同調フィルタのためのシステム及び方法」という発明の名称で公開されて参照によって本明細書に明示的に組み込まれる米国特許出願第１１／２８９，４６３号明細書で開示されたパラメータ抽出及び分析手法を用いて同調されることが可能である。図示の目的のため、閉じ状態のスイッチに隣接する電球が点灯して示され（有色）、かつ、開き状態のスイッチに隣接する電球が無点灯で示されている（無色）。フィルタ１０が、図１５（ａ）〜図１５（ｃ）に関して、サブバンド３６同士の間で通過帯域３８をホップさせる能力を有するのみとして説明された一方で、回路の分解能は、選択されたサブバンド３６内での通過帯域３８の移動を可能にするために、さらにスイッチドコンデンサを追加することによって、高められ得る。また、通過帯域３８がサブバンド３６の中心に位置決めされるので、共振素子１８に結合される同調素子は示されていない。
ここで図１７を参照すると、図１３（ｃ）に図示されるエミュレートされたフィルタ１０は、７７０ＭＨｚ〜８９０ＭＨｚの周波数範囲に沿って同調されて、挿入損失を最小化するように示されている。この状況では、非共振素子２２を調節してサブバンド３６の中心同士の間で通過帯域３８をホップさせることによって（図１６（ａ）〜図１６（ｃ）に示されるように）、及び、共振素子１８の周波数を変動させてサブバンド３６内で通過帯域３８を移動させることによって（すなわち、サブバンド３６の中心同士の間の周波数範囲をカバーするため）、フィルタ１０は同調される。示されるように、通過帯域３８は、８９０ＭＨｚの第３サブバンド３６（３）（図１５（ｃ）に示す）の中心から８５０ＭＨｚの第３サブバンド３６（３）の左側に移動させられて、フィルタ１０の挿入損失を約−０．２ｄＢから約−１．５ｄＢに増大させる。通過帯域３８が８５０ＭＨｚに到達すると、通過帯域３８は第３サブバンド３６（３）から第２サブバンド３６（２）（図１５（ｂ）に示す）の中心にホップし、それによって挿入損失を約−１．５ｄＢから約−０．２５ｄＢに減少させる。通過帯域３８が、その後、８５０ＭＨｚの第２サブバンド３６（２）の中心から８１０ＭＨｚの第２サブバンド３６（２）の左側に移動させられて、フィルタ１０の挿入損失を約−０．２５から約−１．５ｄＢに増大させる。通過帯域３８が８１０ＭＨｚに到達すると、通過帯域３８は、第２サブバンド３６（２）から第１サブバンド３６（１）（図１５（ａ）に示す）の中心にホップして、挿入損失を約−１．５ｄＢから−０．７ｄＢに減少させる。通過帯域３８は、その後、８１０ＭＨｚの第１サブバンド３６（１）の中心から７７０ＭＨｚの第１サブバンド３６（１）の左側に移動させられて、フィルタ１０の挿入損失を約−０．７ｄＢから−１．９ｄＢに増大させる。従って、周波数範囲７７０ＭＨｚ〜８９０ＭＨｚの全範囲が、周波数範囲に沿って通過帯域３８を移動させるとともにサブバンド３６同士の間でホップして挿入損失を最小化することによって、フィルタ１０でカバーされることが可能であることが理解されよう。
図１５で図示されるモデル化されたパラメータを用いると、共振素子１８にのみ対向する際の非共振素子２２を用いる時に挿入損失が周波数範囲にわたって著しく減少させられてフィルタを同調することが明示されている。例えば、図１８に示すように、共振素子１８の周波数とともに非共振素子２２が調節されて周波数範囲７７０ＭＨｚ〜８９０ＭＨｚでフィルタ１０を同調する時のフィルタ１０の最悪の挿入損失は、同一の周波数範囲でフィルタ１０を同調するために共振素子の周波数のみが調節される時のフィルタ１０の挿入損失よりも約８ｄＢ小さい。
図１５に図示するパラメータに従ってモデル化される際、フィルタ１０は、従来技術のスイッチドフィルタの同調手法よりも著しく小さい挿入損失を有していることがさらに明示されている。例えば図１９に示すように、共振素子の周波数とともに可変非共振素子が調節されて周波数範囲７７０ＭＨｚ〜８９０ＭＨｚでフィルタ１０を同調する場合のフィルタ１０の最悪の挿入損失は、同一の周波数範囲で同調されたスイッチドフィルタの挿入損失よりも著しく小さい（スイッチの追加による小さな挿入損失と仮定し、共振素子の周波数を調節してスイッチングの間の総計の同調範囲の半分をカバーする）。
特に、通過帯域フィルタの挿入損失が、共振素子の数の増加に伴って増大することが従来の考えであった一方で、挿入損失は、本明細書で説明された設計手法を利用したフィルタで用いられる共振素子の数に伴って増大しないことが明示された。例えば図２０に図示されるように、本明細書で説明される手法を用いた２つの共振器、４つの共振器及び６つの共振器のフィルタ設計及び標準的なフィルタ設計の周波数応答は、７５０ＧＨｚ〜９５０ＧＨｚの周波数範囲に沿ってグラフに描かれる。そこに示されるように、共振素子の数ではなく、最も近い共振素子のＱが挿入損失に最も重要である。
直列の共振素子１８に結合される非共振素子２２の値を変動させることによって伝送零点をわずかに変動させてもよいということに留意されたい。これらの伝送零点は、最適な性能をフィルタに提供するために意図的に移動することが好ましい。
特に、図２１に示すように、回路は、非共振素子２２のみを用いてフィルタ１０を再構成するために不可欠な構成部品まで再び減らされた。この場合、同調素子２０は、フィルタ１０の再構成をエミュレート（モデル化）するために不可欠ではなかったので、図２１の回路表現から除去された。
図示される実施形態では、サセプタンスＢＲ（特に、Ｂ１ Ｒ、Ｂ２ Ｒ、Ｂ３ Ｒ及びＢ４ Ｒ）で表される４つの共振素子１８と１５の非共振素子２２とがあり、１５の非共振素子２２は、サセプタンスＢＮ（特に、ＢＳ Ｎ、Ｂ１ Ｎ、Ｂ２ Ｎ、Ｂ３ Ｎ、Ｂ４ Ｎ、及びＢＬ Ｎ）で表される６つの非共振素子２２（１）（ＮＲＮ−接地としても参照される（非共振素子を短絡する））と、アドミッタンスインバータＪ（特に、Ｊ０１、Ｊ１２、Ｊ２３、Ｊ３４及びＪ４５）で表される５つの非共振素子２２（２）（ＮＲＮ−ＮＲＮとしても参照される（連続した非共振素子））と、アドミッタンスインバータＪ（特に、Ｊ１、Ｊ２、Ｊ３、及びＪ４）で表される４つの非共振素子２２（３）（ＮＲＮ−共振器（共振器カップリング））とに配列され得る。非共振素子２２（１）、２２（２）がそれぞれの共振素子１８に並列に結合される一方で、非共振素子２２（３）は、それぞれの共振素子１８に直列で結合される。非共振素子２２の選択されたものが変動させられる一方で、非共振素子２２の残されたすべては固定されたままである。図示された実施形態では、共振素子１８に直列に結合される非共振素子２２（すなわち、非共振素子２２（３））は、実用的な解決策で実施される時に共振周波数を「引く（ｐｕｌｌ）」傾向にあり、固定されたままである。
共振素子１８が、例えば表面音響波（ＳＡＷ）、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器などの音響共振器を用いて実現される設計では、非共振素子２２は、電気的な結合要素又は機械的な結合要素のいずれかとして実現されてもよいことに留意されたい。この場合、非共振素子２２（３）を電気機械変換器として実現して非共振素子２２（３）及び回路の音響共振素子１８が固定されたままにする一方で、非共振素子２２（１）、２２（２）のみを用いた電子同調を依然として可能にすることが有益であり得る。
図２２は、フィルタ１０のカップリングマトリクス表現を図示している。示されるように、ノードＳ、１〜４、Ｌ及び５〜８（図２０に示す）はマトリクス表現の左側にあり、ノードＳ、ＮＲＮ１〜ＮＲＮ４（非共振ノード）、Ｌ及び共振ノードＲ１〜Ｒ４はマトリクス表現の上側にある。図２２に示すように、ノード同士の間のカップリング値は、共振素子１８及び非共振素子２２のサセプタンス値及びアドミッタンスインバータ値である。
図２１に図示するフィルタ表現は、サブバンド３６の中心同士の間で通過帯域３８をホップさせるために、異なる一連のカップリング係数を用いてエミュレートされた。特に、図２３（ａ）〜図２３（ｃ）は、４つの反射零点３４が阻止帯域３２内で変位させられて３つすべてのサブバンド３６の中心に通過帯域３８を選択的に形成する場合の例示のフィルタ応答（及び、それらのカップリングマトリクス表現に対する）を図示している。それは、図２３（ａ）〜図２３（ｃ）を順に追っていくと、通過帯域３８は、第１サブバンド３６（１）（図２３（ａ））から、第２サブバンド３６（２）（図２３（ｂ））に、その後、第３サブバンド３６（３）（図２３（ｃ））にホップする。従って、通過帯域３８の中心は、−０．８０、０．０及び０．８０の名目上の周波数同士の間でホップする。図２３（ａ）〜図２３（ｃ）に示す対応のマトリクス表現から理解され得るように、直列的に結合された非共振素子２２（３）（すなわち、Ｊ１〜Ｊ４）のサセプタンス値は−１に固定される一方、並列的に結合された非共振素子２２（１）、２２（２）のサセプタンス値及びアドミッタンスインバータ値は変動させられてサブバンド３６同士の間で通過帯域３８をホップさせる。通過帯域３８が３つの名目上の周波数同士の間でホップする際のこれら値の変化（及び非変化）は、図２４のグラフに示される。そこに示されるように、非共振素子２２（１）、（２）（すなわち、Ｊ０１、Ｊ１２、Ｊ２３、Ｊ３４、Ｊ４５、Ｂ１ Ｎ、Ｂ２ Ｎ、Ｂ３ Ｎ及びＢ４ Ｎ）の値は変動させられる一方で、直列的に結合された非共振素子２３（３）（すなわち、Ｊ１、Ｊ２、Ｊ３、及びＪ４）の値は一定のままである。
図４（ａ）〜図４（ｇ）に関して前述したように、通過帯域３８がサブバンド３６同士の間でホップさせられて所望の周波数範囲を離散的にカバーすることができる一方、伝送零点３０は、その名目上の位置から同時に一斉に移動させられて（すなわち、共振素子の周波数を調節することによって）、阻止帯域３２の全体を、及び従って、通過帯域３８を、正規化周波数範囲内で変位させる。従って、図２３（ａ）〜図２３（ｃ）に関して、通過帯域３８は、サブバンド３６の中心（すなわち、−０．８０、０．０及び０．８０）から移動させられて、所望の周波数範囲の連続体をカバーすることができる。従って、伝送零点３０のすべてが、それらの名目上の位置から＋／−０．４０だけ変位させられることが可能な場合（すなわち、共振素子は＋／−０．４０の周波数範囲で同調される）、図２３（ａ）〜図２３（ｃ）に図示した各通過帯域３８は、−１．２０〜１．２０の正規化周波数範囲の３３％をカバーする。
通過帯域３８がサブバンド３６内に中心を置くように図２３（ａ）〜図２３（ｃ）で図示される一方で、反射零点３４は、阻止帯域３２内で変位させられて（すなわち、非共振素子の値を調節することによって）、選択されたサブバンド３６内で通過帯域３８を選択的に移動させる。この場合、通過帯域３８は、サブバンド３６同士の間でホップさせられるとともに各サブバンド３６内で移動させられることが可能であり、それによって、通過帯域３８に関して調節されて所望の周波数範囲の連続体をカバーすることが必要な伝送零点３０の総計を減少させる。例えば、図２５は、−１．０〜１．０の名目上の周波数範囲の連続体内で通過帯域３８が移動させられる際の、非共振素子２２の値の変化（及び非変化）をグラフで示している。
特に、図２５で説明されるカップリング値は、図２４で説明されるカップリング値とはまったく異なり、及び従って、２以上のカップリングマトリクスが各フィルタに存在する（すなわち、カップリングマトリクスは固有の解を有しない）ことが理解されるべきである。例えば、図２６は、−１．０〜１．０の名目上の周波数範囲の連続体内で通過帯域３８が移動させられる際の、非共振素子２２の値の別の一連の変化（及び非変化）をグラフで示している。
同一のフィルタ機能を実現する一群のカップリングマトリクスから理想のカップリングマトリクスを選択することは、例えば電力操作、相互変調又は挿入損失などのフィルタ性能特性のさらなる解析によって駆動されてもよい。「改善された相互変調ひずみを有する電気フィルタ」の発明の名称で参照によって本明細書に組み込まれる同時係属中の特許出願第１２／１６３，８３７号明細書で明示されるように、フィルタの内部構造に対する小さな変化によって、入出力端子で測定されたＳパラメータに見られるように、フィルタ機能を変化させずにフィルタの端子性能特性を向上させる。伝送零点の順序を変化させることを含む米国特許出願第１２／１６３，８３７号明細書に開示される手法は、本出願に開示されるフィルタ回路に適用されることができる。
上で簡潔に説明したように、フィルタ１０は、パラメータ抽出及び解析手法を用いて同調されることが可能であり、その後、非共振素子２２の１つを変動させて、選択されたサブバンド３６内で通過帯域３８を選択的に変位させる。特に、フィルタ１０は、予期される動作温度で動作させられて、様々な初期の又は同調前の性能特性を判定してもよい。例えば、ＨＴＳフィルタは７７度Ｋで動作されてよく、測定が行われる。パラメータ抽出は、その後、例えばネットワーク分析器によって実行されてもよい。例えば、測定されたＳパラメータ応答（例えば反射減衰量）は、フィルタに関連した様々なパラメータ（例えば、共振器周波数、及び／又は、共振器対共振器のカップリング値）を決定するために用いられてもよい。次に、フィルタ応答は、例えばコンピュータによって最適化されてもよい。そして、抽出されたフィルタ特性と最適化されたフィルタ特性との間の差分が特定され、当該差分は同調レシピを提供するために用いられてもよい。フィルタは、その後、同調レシピに応じて同調されてもよい。様々な実施形態では、この同調は、例えば、オン又はオフを切り替えられるコンデンサを選択して、電気コントローラ２４を用いて選択されたサブバンド３６内の通過帯域３８を調節することによってなされてもよい。フィルタが同調されると、フィルタはチェックされる。例えば、フィルタは、その動作温度で再び動作させられてよく、及び、フィルタの新しい性能特性を判定するために測定されてもよい。例えば周波数応答及び／又はＳパラメータ応答などの新たに同調された性能特性が条件に合う場合、フィルタは動作のためにパッケージ化される。
高性能平面フィルタの別の同調手法は、フィルタ同調を可能にする１以上の同調素子の使用を包含する。例えば、図２７を参照すると、音叉４０、４２の形態の同調素子は、図示されるような場合に螺旋入力螺旋出力（ｓｐｉｒａｌ−ｉｎ−ｓｐｉｒａｌ−ｏｕｔ（ＳＩＳＯ））形状の半波長構造の形態をとる共振素子１８と同一の基板４４上で処理されることが可能である。図示の目的のため、１つ共振素子１８のみが図２７に図示されているが、図１に図示されるように、完全なフィルタは複数の共振素子１８を含んでもよい。複数共振器の平面フィルタでは、各共振素子１８は音叉４０、４２を有してもよい。音叉４０、４２の部分は、例えばスクライビングによって基板４４から取り外されて、音叉４０、４２が結合される共振素子１８の周波数を修正し、それによって反射零点３４に対する阻止帯域３２に沿った共振素子１８の周波数に対応する伝送零点を表示する。複数の共振素子１８を同調させる場合、共振素子１８の周波数は、周波数範囲に沿って阻止帯域３２を通過帯域３８に同時に置換するために修正される。音叉４０、４２は、直列のインターデジテイティド式（ｉｎｔｅｒ−ｄｉｇｉｔａｔｅｄ）コンデンサ４６を通じて共振素子１８の一端に容量結合される。
代替的に、音叉４０、４２は共振素子１８に直接結合されてもよい。しかしながら、直列のコンデンサは、音叉が共振器に直接接続された場合に見られる同調感度の約１０％まで同調感度を低下させるように設計されることが可能である。この低下した感度は、例えばダイヤモンドスクライブペンなどの機械的装置を用いて手動での同調を可能にする。ハンドスクライビング（ｈａｎｄ ｓｃｒｉｂｉｎｇ）は、ダイヤモンドスクライブペンを使って顕微鏡下で実行されてもよい。レーザスクライビングツール、集束イオンビーム又はフォトリソグラフィなどの音叉４０、４２のスクライビングの代替手段が採用されてよい。いずれにしても、共振器１８は、フィルタ回路のキャパシタンスを変えるために、音叉４０、４２の物理的に切断された（例えばスクライビング）部分によって同調されてもよい。
同調の精度及び容易さのため、音叉４０、４２は、粗い同調及び微細な同調のためのスクライビングを容易にする粗い目盛り４８及び微細な目盛り５０をそれぞれ含んでもよい。目盛り４８、５０は同調レシピに関連付けられてもよい。音叉４０、音叉４２の２つが図示されているが、所望の同調範囲及び同調分解能に応じて任意の数の音叉が用いられてもよい。
パラメータ抽出ベースの手法は、フィルタカップリング及び共振周波数を診断するために用いられてもよく、及び、音叉のスクライビングのためのレシピを提供するために用いられてもよい。このようにして、任意の高価なツールを必要とせずに非常に精度の高い同調を実現するフィルタ設計が提供される。
別の例として、図２８に図示するように、トリムタブ５２の形状の同調素子が、共振素子１８と同一の基板４４上に配置されることが可能である。トリムタブ５２は、例えばトリムされて（すなわち、回路から切断されて）共振素子１８の分路キャパシタンスを低減し得る共振器の縁上に配置される。トリムタブ５２は、様々な既知の量だけフィルタの共振周波数をシフトさせる離散値を有してもよく、かつ、その量は２進数列で構成されてもよい。
例えばフィルタは各共振素子１８上に４つのトリムタブ５２を有してよく、４つのトリムタブ５２は、１５００ＫＨｚ、８００ＫＨｚ、４００ＫＨｚ、２００ｋＨｚ、及び１００ＫＨｚなどの２進数列で共振周波数をシフトさせることができる。図示の実施形態では、様々なサイズを有する７つのトリムタブ５２が設けられている。特に、トリムタブ５２（１）は、トリムされると、共振素子１８に対して１５００ＫＨｚの周波数のシフトを生じさせ、トリムタブ５２（２）は、トリムされると、共振素子１８に対して８００ＫＨｚの周波数シフトを生じさせ、トリムタブ５２（３）は、トリムされると、共振素子１８に対して４００ＫＨｚの周波数シフトを生じさせ、トリムタブ５２（４）は、トリムされると、共振素子１８に対して２００ＫＨｚの周波数シフトを生じさせ、トリムタブ５２（５）〜５６（７）の各々は、トリムされると、共振素子１８に対して１００ＫＨｚの周波数シフトを生じさせる。従って、一例として、共振素子１８が、同調レシピに従って６７０ＫＨｚの周波数シフトを必要とする場合、トリムタブ５２（２）（４００ＫＨｚ）と、トリムタブ５２（３）（２００ＫＨｚ）と、トリムタブ５２（５）〜５６（７）のうちの１つと、が基板４４から取り外される。
共振器を同調させるための音叉及びトリムタブの使用についてのさらに詳細な考察は、「同調フィルタのためのシステム及び方法」という発明の名称の米国特許出願第１２／３３０，５１０号明細書で説明されており、参照によって本明細書に明示的に組み込まれる。
パラメータ抽出ベースの手法は、フィルタカップリング及び共振周波数を診断するために用いられてもよく、及び、適切に同調されたフィルタを製造するようにトリムタブ５２が共振器の縁から切断される又はトリムされるべきことを示すレシピを提供するために用いられてもよい。
図２９を参照して、本発明に従って構築された別の可変ＲＦフィルタ１００を以下に説明する。ＲＦフィルタ１００は、動的に同調されて動作温度の変化を補償することが可能であり、そうでなければ、図１１に示す通過帯域７８のシフトと同様の方法で、その名目上の設計されたとおりの位置から離れた周波数範囲内で通過帯域３８をうっかり移動させてしまう場合がある。すなわち、動作温度の変化によって、共振素子１８及び非共振素子２２のカップリング値がそれらの名目上の値（すなわち、ＲＦフィルタ１００が最初に同調される動作温度での素子のリアクタンス）から変化する。例えば、非共振素子２２のリアクタンスは、動作温度における各１０°の変化に対して±１％だけ変化してもよい。従って、ＲＦフィルタ１００は、共振素子１８及び非共振素子２２のリアクタンスを動的に調節して、周波数範囲内のその名目上の位置に通過帯域３８を復帰させる。
ＲＦフィルタ１００は、ＲＦフィルタ１００が電気コントローラ１２４、温度センサ１２６及びメモリ１２８を付加的に含むことを除いて、図１３（ａ）に図示するＲＦフィルタ１０と同様である。図１に図示する電気コントローラ２４と同様に、電気コントローラ１２４は、非共振素子２２を調節して阻止帯域３２に沿って反射零点を導入し又は変位させ、所望の周波数範囲内で狭通過帯域３８を移動させ、かつ、同調素子（図示せず）を介して共振素子１８の周波数をさらに調節して周波数範囲に沿って伝送零点を移動させ、フィルタ応答を最適化するように構成される。電気コントローラ２４とは異なり、電気コントローラ１２４は、共振素子１８及び非共振素子２２を動的に調節して動作温度の変化を補償するように構成される。
この目的のため、電気コントローラ１２４は、温度センサ１２６からの現在の動作温度の測定値を取得し、メモリ１２８からのルックアップテーブルにアクセスし、かつ、ルックアップテーブルに基づき共振素子１８及び非共振素子２２を調節する。特に、ルックアップテーブルは、例えば１０°刻みで−２０°Ｋ〜１００°Ｋの範囲である複数の参照動作温度と、各基準動作温度に関して、対応の一連の調節設定と、を有している。各調節設定は、共振素子１８のうちの１つ又は非共振素子２２のうちの１つのリアクタンスを制御する。典型的な一連の調節設定は、多数の共振素子１８及び非共振素子２２を制御する調節設定を含む。
電気コントローラ１２４は、電気信号を介して共振素子１８及び非共振素子２２に調節設定を適用して、通過帯域３８を周波数範囲内のその名目上の位置に復帰させる方法で、それらのそれぞれのリアクタンスを調節する。特に、電気コントローラ１２４は、測定された動作温度をルックアップテーブルの基準動作温度と比較して、測定された動作温度に最も一致する基準動作温度に対応する一連の調節設定を選択し、かつ、選択された一連の調節設定に従って共振素子１８及び非共振素子２２のリアクタンスを調節する。
好適な実施形態では、図５（ａ）〜図５（ｄ）に示す同調手法と同様に、共振素子１８は、周波数範囲内でその名目上の位置に選択されたサブバンド３６を復帰させる方法で調節され、かつ、非共振素子２２は、選択されたサブバンド３６内にその名目上の位置に通過帯域３８を復帰させる方法で調節される。代替的に、共振素子１８は、周波数範囲内のその名目上の位置に復帰させない方法で調節されてよく、又は、まったく調節されなくてもよく、その場合、非共振素子２２は、選択されたサブバンド３６内のその名目上の位置に通過帯域３８を復帰させない方法で調節されてもよい。いずれにしても、通過帯域３８は、周波数範囲内のその名目上の位置に復帰させられる。
調節設定の性質は、共振素子１８及び非共振素子２２のリアクタンスを調節するために用いられるメカニズムに依存する。例えば、各共振素子１８及び非共振素子２２の各々が、可変容量性回路を形成するスイッチを有する並列コンデンサを備えており、通過帯域３８を周波数範囲内でその名目上の位置に、又は少なくとも、ルックアップテーブルの分解能を考慮して可能な限り周波数範囲内でその名目上の位置の近くに配置する方法で、それぞれの共振素子１８又は非共振素子２２のリアクタンスを変化させることを目的に、各調節設定は、どのコンデンサが、スイッチをオンにして容量性回路内にそれぞれのコンデンサを含むのか、又は、どのコンデンサが、スイッチをオフにして回路のそれぞれのコンデンサを除外するのか、を示すデータを含み得る。従って、この場合、各測定された動作温度に関して、ルックアップテーブルは、各共振素子１８及び非共振素子２２についてスイッチドコンデンサの一連のオンオフ状態を有している。ルックアップテーブルの調節設定は、基準動作温度の各々にフィルタ１００を曝して、前述のパラメータ抽出及び解析手法を用いて共振素子１８及び非共振素子２２の調節設定を判定することによって、判定されることが可能である。
特に、非共振素子１８の動作温度の変化を補償するためにオン及びオフにされる並列コンデンサは、図１５（ａ）〜図１５（ｃ）に示すように、様々なサブバンド３６同士の間で通過帯域３８を移動させるために用いられる少なくともいくつかの並列コンデンサを含んでもよい。さらに、ルックアップテーブルは、サブバンド３６のうちの１つのみに関する調節設定を含むものとして説明したが、ルックアップテーブルは、２以上のサブバンド３６に関する調節設定を含み得る。この場合、通過帯域３８が現在配置されている特定のサブバンド３６の調節設定は、動作温度の変化に応じて周波数範囲内でその名目上の位置に通過帯域３８を移動させるために用いられてもよい。
本発明の特定の実施形態が示されて説明されたが、上述の考察は、これらの実施形態に本発明を限定することを意図していないものと理解されるべきである。本発明の精神及び範囲を逸脱することなく様々な変更及び修正がなされてもよいことが当業者にとって明白である。例えば、本発明は、単一の入出力を有するフィルタよりはるかに優れたアプリケーションを有しており、及び、本発明の特定の実施形態は、低損失の選択回路が用いられ得る場合に、デュプレクサ、マルチプレクサ、チャネライザ、反応スイッチ等を形成するために用いられてもよい。従って、本発明は、特許請求の範囲によって定義されるような本発明の精神及び範囲内にあり得る代替例、修正例及び等価物を含むことが意図されている。

Claims (18)

  1. 入力及び出力を有する信号伝送路と、
    前記入力及び前記出力の間で前記信号伝送路に沿って配置された複数のノードと、
    前記複数のノードと接地との間をそれぞれ延びる複数の共振ブランチと、
    前記共振ブランチ内にそれぞれ配置された複数の共振素子と、
    前記共振素子をともに結合して、前記共振素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点と、前記伝送零点同士の間の少なくとも１つのサブバンドと、を有する阻止帯域を形成する一連の非共振素子であって、前記共振素子にそれぞれ並列に結合された第１の複数の非共振素子と、前記共振素子にそれぞれ直列に結合された第２の複数の非共振素子と、前記ノードをそれぞれ直列に結合する第３の複数の非共振素子とを含み、前記阻止帯域内の少なくとも反射零点を選択的に誘導して前記少なくとも１つのサブバンドの選択された１つに通過帯域を形成するための少なくとも１つの可変非共振素子を含む、一連の非共振素子と、
    動作温度を受信して、受信した前記動作温度に基づき前記少なくとも１つの可変非共振素子を調整することによって、前記阻止帯域に沿って前記少なくとも１つの反射零点を選択的に移動させて、選択された前記サブバンド内で前記通過帯域を移動させる電気コントローラと、を備える無線周波数（ＲＦ）フィルタ。
  2. 前記動作温度を計測するように構成された温度センサをさらに備え、前記電気コントローラは、計測された前記動作温度を前記温度センサから受信するように構成される、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  3. 複数の基準動作温度と、異なる前記動作温度にそれぞれ対応する複数の一連の調整設定と、を含むルックアップテーブルを記憶するメモリをさらに備え、前記電気コントローラは、計測された前記動作温度を前記ルックアップテーブルの前記複数の基準動作温度と比較して、計測された前記動作温度に最も近い前記基準動作温度に対応する前記一連の調整設定を選択し、前記一連の調節設定に従って前記少なくとも１つの可変非共振素子を調整する、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  4. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は、前記少なくとも１つの可変非共振素子の各々のリアクタンスを調整することによって調整される、請求項１に記載のＲＦフィルタ（１０）。
  5. 前記電気コントローラは、前記少なくとも１つの可変非共振素子を調整して前記阻止帯域内に前記少なくとも１つの反射零点を選択的に導入し、前記サブバンド内に前記通過帯域を形成するように構成される、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  6. 前記少なくとも１つの非共振素子の各々が、互いに並列に結合されて容量性回路を形成する複数のコンデンサ（Ｃ１−Ｃ３）と、前記コンデンサ（Ｃ１−Ｃ３）の少なくとも１つに結合される少なくとも１つのスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）と、を有しており、前記電気コントローラは、前記少なくとも１つのスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）を作動させることによってそれぞれの前記非共振素子のリアクタンスを変動させ、前記容量性回路から少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１−Ｃ３）を選択的に含む又は除いて前記容量性回路のキャパシタンスを変化させ、それによって、前記阻止帯域内で前記反射零点を移動させて、選択されたサブバンドで前記通過帯域を移動させる、請求項５に記載のＲＦフィルタ。
  7. 前記少なくとも１つのサブバンドが複数のサブバンドを備える、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  8. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は、前記阻止帯域に沿って前記少なくとも１つの反射零点を変位させて前記サブバンドのうちから選択されたサブバンド内に前記通過帯域を形成するためのものである、請求項７に記載のＲＦフィルタ。
  9. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は、前記阻止帯域内で少なくとも別の反射零点を変位させて前記サブバンドのうちの別のサブバンド内に別の通過帯域を形成するためのものである、請求項８に記載のＲＦフィルタ。
  10. 前記通過帯域は、選択された前記サブバンドに応じて異なる帯域幅を有している、請求項７に記載のＲＦフィルタ。
  11. 前記少なくとも１つの反射零点は複数の反射零点を含む、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  12. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は複数の可変非共振素子を備える、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  13. 前記動作温度により、前記通過帯域が前記選択されたサブバンド内の名目上設計された位置から前記選択されたサブバンド内の異なる位置に移動し、前記電気コントローラは、前記少なくとも１つの可変非共振素子を調整することによって、前記阻止帯域に沿って前記少なくとも１つの反射零点を選択的に移動させて前記選択されたサブバンド内の異なる位置から前記選択されたサブバンド内の前記名目上設計された位置に前記通過帯域を戻すように構成される、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  14. 前記電気コントローラは、受信した前記動作温度に基づき前記共振素子の少なくとも１つを調整することによって、前記阻止帯域に沿って前記少なくとも１つの共振素子の各周波数に対応する前記伝送零点を選択的に移動させ、前記選択されたサブバンド内の異なる位置から前記選択されたサブバンド内の前記名目上設計された位置に前記通過帯域を戻すように構成される、請求項１３に記載のＲＦフィルタ。
  15. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は調整可能なリアクタンスを有する、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  16. 前記少なくとも１つの可変非共振素子は、可変コンデンサ、低損失スイッチ、バラクタ及びスイッチドキャパシタのうちの少なくとも１つを備える、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  17. 前記共振素子の各々は薄膜集中素子構造を含む、請求項１に記載のＲＦフィルタ。
  18. 前記薄膜集中素子構造は高温超電導体（ＨＴＳ）を含む、請求項１７に記載のＲＦフィルタ。
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