JP6073152B2 - 光多値信号送信器、光多値信号送受信器及び光多値信号処理ｉｃ - Google Patents

Description

本発明は、光多値信号送信器、光多値信号送受信器及び光多値信号処理ＩＣに関する。

近年、幹線系・メトロ系光ファイバ伝送システムは、光信号の変調速度の高速化による占有帯域の拡大と波長チャネルの増加の観点から光波長帯域が枯渇しつつあり、伝送可能な情報量（伝送容量）が限界に近づいている。そこで、光ファイバの伝送容量を更に拡大するための技術として、波長（周波数）帯域の利用効率を高める光多値変調の利用が検討されている。

光多値変調方式については、従来から多くの検討が報告されている。例えば、R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2002（非特許文献１）では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が報告され、N. Kikuchi and S. Sasaki, “Highly-sensitive Optical Multilevel Transmission of arbitrary QAM (Quadrature-Amplitude Modulation) Signals with Direct Detection,” J. of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 1, 2010, pp. 123-130.（非特許文献２）では、直接検波の一種である光遅延検波を用いた１６ＱＡＭ信号の長距離伝送が報告されている。また、P. J. Winzer, "Spectrally Efficient Long-Haul Optical Networking Using 112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 28, NO. 4, FEBRUARY 15, 2010, pp.547-556（非特許文献３）では、偏波多重を併用した１６ＱＡＭ信号のコヒーレント受信方式が報告されている。

図１の（Ａ）〜（Ｄ）を用い、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を説明する。これらの図では、複素位相平面（もしくは複素平面、位相面、ＩＱ平面）に、各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。

（Ａ）は、ＩＱ平面上の信号点を説明する図である。各信号点は、複素直交座標（ＩＱ座標）、又は、振幅ｒ(n)と位相φ(n)で示す極座標で表示される。

（Ｂ）は、位相角φ(n)として４つの値（0、π/2、π、−π/2）を用いて１シンボルで２ビットの情報（00、01、11、10）を伝送する４値位相変調（QPSK）を示している。

（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（16QAM）を示している。16QAMでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報を伝送することができる。

（Ｄ）は、64QAM信号の例である。64QAMでは、１シンボルで６ビットの情報を伝送することができる。その一方、64QAMのように非常に多くの信号点を密に配置すると、信号点の位置ずれなどにより、受信感度などの性能劣化が生じやすいことが知られている。

図２に、従来用いられている光多値信号送信器の基本構成を示す。従来の光多値信号送信部の信号処理回路１００は、外部から入力された情報信号１０１を多値符号化回路１０２に入力する。多値符号化回路１０２は、直交複素平面（図１）上において、入力された情報信号１０１を多値シンボル列１０３に変換する。デジタル的に表現された多値シンボル列１０３は、２倍補間回路１０４に与えられる。２倍補間回路１０４は、多値シンボル列１０３を２サンプル／シンボル等にオーバーサンプリングし、多値信号列１０５に変換する。多値信号列１０５は、必要に応じ、光ファイバの波長分散の影響を送信側で補償（予等化）するための予等化回路１０６に入力される。図２の例では、予等化回路１０６が信号処理回路１００内に設けられており、その出力として多値信号１０７が出力される。多値信号１０７は、実部成分と虚部成分に応じて分離された後、それぞれに対応する変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２、線形応答補償回路１０９−１及び１０９−２に順番に入力され、デジタル信号処理による応答特性の補償を受ける。変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２は、正弦波型変調特性を持つマッハツェンダ型光変調器（後述）の電界変調の非線形性を打ち消して線形化する補償処理を実行する。線形応答補償回路１０９−１及び１０９−２は、後段に位置するドライバアンプや光変調器の高周波域での帯域劣化や応答特性のリップルなどの線形応答劣化を逆補償する処理を実行する。

このように生成されたデジタル多値信号の実部成分と虚部成分は、それぞれに対応するＤＡ変換器１１０−１及び１１０−２に入力され、高速のアナログ変調信号１１１−１及び１１１−２に変換される。アナログ変調信号１１１−１及び１１１−２は、ドライバアンプ１１２−１及び１１２−２で所望の振幅に増幅された後、直交光電界変調器（ないしは、ＩＱ光変調器）１１５の２つの変調入力端子（同相（Ｉ）入力端子と直交（Ｑ）入力端子の２つ）に入力される。直交光電界変調器１１５には、入力光ファイバ１１４を通じ、レーザ光源１１３から出力された無変調レーザ光１１７が入力される。無変調レーザ光１１７は、前述したアナログ変調信号１１１−１及び１１１−２の変調を受け、出力光電界信号（光多値信号）１１８として出力光ファイバ１１６から出力される。

図３に、直交光電界変調器１１５の構成図を示す。入力光ファイバ１１４から入力された無変調レーザ光１１７（光電界Ｅｉ）は、内部の光導波路１２１中を伝播し、光分岐器１２０で２つに分離される。２つに分離された無変調レーザ光１１７のうちの一方はマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１に入力され、他方はマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２に入力される。マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１は、無変調レーザ光１１７を同相（Ｉ）側変調信号１２２で変調し、変調光として出力する。マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２は、無変調レーザ光１１７を直交（Ｑ）側変調信号１２３で変調し、変調光として出力する。

後者の変調光は、更に９０度移相部１２５により１／４波長だけ位相シフトされ、直交（Ｑ）光電界信号１２７（E_Q）となる。因みに、前者の変調光は、同相（Ｉ）光電界信号１２６（E_I）である。同相（Ｉ）光電界信号１２６（E_I）と直交（Ｑ）光電界信号１２７は、光結合回路１２８で直交合成される。直交合成により、直交軸（Ｉ軸とＱ軸）で与えられる複素二次元平面上の出力光電界信号１１８が生成され、出力光ファイバ１１６から出力される。

図４に、直交光電界変調器１１５（図３）に配置される２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２の詳細構成と変調原理を示す。入力光導波路１３１から入力された無変調レーザ光１３０は、内部の光分岐回路１２０−１で２つに分離される。２つに分離された無変調レーザ光１３０は、２つの光位相変調器１３２−１及び１３２−２に入力される。図４の場合、電圧Vの電圧変調信号１３６（図３の同相(Ｉ)側変調信号１２２又は直交（Ｑ）側変調信号１２３に対応する）は、２つの光位相変調器に近接して設けられた変調電極１３７に印加される。これにより、印加電圧Vにほぼ比例し、かつ、大きさが等しい、互いに逆符号の位相変調＋φ(V)/２と−φ(V)/２が、無変調レーザ光１３０に加えられる。この結果、光位相変調器１３２−１及び１３２−２を通過したレーザ光は、互いに逆の位相変調を持つ正相位相変調光１３３（E_＋）と逆相位相変調光１３４（E₋）として出力される。正相位相変調光１３３（E_＋）と逆相位相変調光１３４（E₋）は、光結合回路１２８−１において干渉合成され、光電界変調信号１３８として出力光導波路１３５から出力される。

図４の場合、２つの光位相変調器１３２−１及び１３２−２には、予め固定位相差φ₀が設けられている。位相変調量φ(V)=0の場合、両経路の光は互いに打ち消しあい、出力光が概ねゼロとなる。正相位相変調光１３３と逆相位相変調光１３４の振幅が同じ場合には、位相変調量φ(V)が任意の値でも、正負の位相変調が互いに打ち消し合う。このとき、出力光には理論的には位相ずれが生じず、電界変調信号１３８は、入力された無変調レーザ光の振幅変調信号となる。

図５に、従来のマッハツェンダ型光変調器１２４−１及び１２４−２の光電界変調特性を示す。本図の横軸は電圧を示し、縦軸は出力光電界のうち、入力された無変調レーザ光と同相成分の実部（real(E_I)）を示す。出力光は直交成分（imag(E_I)）を持たず、印加電圧に対して光電界実部は正弦波上に変化する。図５の場合、電圧値が-V_πのときに最小値（＜０、点Ａ）、+V_πのときに最大値（＞０、点Ｂ）となり、それらの中間値（電圧値ゼロの点）で振幅が完全にゼロとなる。出力光の振幅値は、原点の周囲ではほぼ電圧に比例して変化し（線形に変化し）、振幅ゼロの点で出力光の位相が反転する。

図６の（Ａ）〜（Ｄ）に、マッハツェンダ型光変調器１２４−１及び１２４−２と直交光電界変調器１１５の出力光の光電界変調特性を示す。

（Ａ）は、マッハツェンダ型光変調器１２４−１から得られる光電界変調信号１３８（図３中の同相光電界信号１２６）の変調状態の変化を複素二次元平面（ＩＱ平面）上に表示した図である。図の横軸（Ｉ軸）が同相成分であり、縦軸が直交成分である。図中の点Ａと点Ｂが、図５における電界実部の最小点と最大点に対応する。電圧変調信号１３６（図４）を-V_π〜+V_πで変化させると、同相光電界信号１２６の座標は、点Ａから原点を通り点Ｂまで、図中の軌跡１４０上を移動する。よって、任意の電圧Vを与えると、軌跡１４０上の任意の一点に、同相光電界信号１２６（すなわち、E_I）を生成することができる。

（Ｂ）は、直交（Ｑ）光電界信号１２７（すなわち、E_Q）の変調状態の変化を複素二次元平面（ＩＱ平面）上に表示した図である。やはり、図の横軸（Ｉ軸）が同相成分であり、縦軸が直交成分である。マッハツェンダ型光変調器１２４−２の後段には、９０度移相部１２５が配置されているため、直交光電界信号１２７の軌跡１４１は、同相成分を９０度回転した直交成分（Ｑ成分）のみとなる。よって、前述の同相成分のように、印加電圧に応じて任意の直交光電界信号１２７（すなわち、E_Q）を生成することができる。

前述の通り、直交光電界変調器１１５（図３）は、同相光電界信号１２６と直交光電界信号１２７を干渉合成する。ここで、両信号は互いに直交する。このため、出力光電界信号１１８（すなわち、E₀）は、図６の（Ｃ）に示すように、両信号のベクトル合成で与えられる。このように、同相側変調信号１２２と直交側変調信号１２３の電圧を組み合わせることにより、Ｉ軸成分がE_I、Ｑ軸成分がE_Qとなる二次元複素平面上の任意点に相当する光電界信号を生成することができる。これが、従来用いられている直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５の動作原理である。

この動作原理のように、従来の直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５では、２つのマッハツェンダ型光変調器１２４−１及び１２４−２のいずれもが、理想的には、図６の（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、Ｉ成分のみの光信号とＱ成分のみの光信号を生成することを想定している。

しかし、現実の光デバイスには消光劣化という問題がある。消光劣化とは、マッハツェンダ型光変調器の内部において、正相と逆相の２つの光位相変調信号が完全には打ち消されない現象（光出力の最小点でも光電界がゼロにならずに残存してしまう現象）をいう。消光劣化は、(１) 光分岐回路１２０−１や光結合回路１２８−１における分岐・結合比率のわずかな差、(２) 正相側の光位相変調器１３２−１、逆相側の光位相変調器１３２−２及び経路となる導波路における損失差、(３) 導波路内での偏波のずれ等の様々な要因で生じる可能性がある。因みに、市販されているマッハツェンダ型光変調器の消光比（電圧Vを変化させた場合の最大出力光強度と最小光強度の比）は、一般に20〜27dB程度の値である。

図６の（Ｄ）に、消光比が有限のマッハツェンダ型光変調器１２４−１を用いる場合に得られる同相光電界信号１２６の軌跡を示す。Ａ、Ｂの二点には大きな位置変化は無いが、軌跡１４０−１は、原点（光強度＝０）を通ることができずに曲がった曲線となる。このとき、残留する光電界振幅の最小値E_0Iの大きさは消光比によって決まる。例えば消光比が20dBの場合、最小値E_0Iの大きさは、光電界振幅の最大値（Ａ・Ｂ各点の振幅）の約10%となり、消光比が30dBの場合、最小値E_0Iの大きさは光電界振幅の最大値（Ａ・Ｂ各点の振幅）の約3%となる。

R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2002 N. Kikuchi and S. Sasaki, "Highly-sensitive Optical Multilevel Transmission of arbitrary QAM (Quadrature-Amplitude Modulation) Signals with Direct Detection," J. of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 1, 2010, pp. 123-130. P. J. Winzer, "Spectrally Efficient Long-Haul Optical Networking Using 112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 28, NO. 4, FEBRUARY 15, 2010, pp.547-556

図７に、数値シミュレーションによって得られる１６ＱＡＭ信号の信号点配置の例（Ａ）〜（Ｃ）を示す。各例に対応する図中の白丸は、消光比が∞の理想的なマッハツェンダ型光変調器を用いた場合の信号点を示し、図中の黒丸は、消光劣化のあるマッハツェンダ型光変調器を用いた場合の信号点を示す。

（Ａ）は、消光比が比較的高い直交光電界変調器（２つのマッハツェンダ型光変調器の消光比は各２７ｄＢ）を用いた場合の信号点配置の例である。図に示すように、信号点には位置ずれが認められる。しかし、信号点の位置は、概ね消光比が∞の場合と重なっており、劣化はわずかである。

（Ｂ）は、消光比が比較的悪い直交光電界変調器（２つのマッハツェンダ型光変調器の消光比が各２０ｄＢ）を用いた場合の信号点配置の例である。この例の場合、各信号点の位置は、理想位置から左斜め上方向に大きくずれていることが分かる。しかし、この例の場合、どの信号点も理想位置に対して均一に同じ方向にずれている。このため、この例は、受信方式によっては、必ずしも大きな感度劣化にはつながらない可能性がある。

（Ｃ）は、直交光電界変調器を構成する２つのマッハツェンダ型光変調器の消光比が異なる場合（Ｉ側の消光劣化量が２０ｄＢ、Ｑ側の消光劣化量が２７ｄＢ）における信号点配置の例である。この例の場合、信号点の位置のずれは信号点ごとに不均一である。（Ｃ）に示す信号点の配置は、比較的大きな特性劣化につながり易いだけでなく、信号点数を増加する上で大きな障害になり兼ねない。

また、この消光劣化による信号点の配置のずれは、伝送距離の制限要因となる可能性がある。その理由は、前述の消光劣化は、光多値信号の振幅などに依存する非線形現象と考えられることによる。既存の送受信器には、線形デバイス（デジタル等化フィルタ、光波長分散補償デバイスなど）が内蔵されており、波長分散などの伝送路上の大きな線形劣化要因に起因した伝送劣化を等化しているが、消光劣化のような非線形現象が重畳すると、既存の線形等化技術の有効性を低下させ（大きな伝送劣化を生じさせ）、伝送距離を制限する要因になる可能性があるためである。

そこで、本発明は、直交光電界変調器における消光劣化に起因する光多値信号の特性劣化を軽減でき、より実用性が高い光多値信号の送信技術を提供する。

上記課題を解決するために、本発明に係る光多値信号送信器は、伝送すべき情報信号を光電界変調信号に符号化する多値符号化回路と、光電界変調信号の同相成分と直交成分により無変調レーザ光をそれぞれ変調し、その合成光を光多値信号として出力する直交光電界変調器と、直交光電界変調器の消光劣化を補正する変換特性に基づいて同相駆動信号と直交駆動信号の２つの駆動信号を変換し、変換後の同相駆動信号と直交駆動信号を直交光電界変調器に出力する消光劣化補正回路とを有する。

本発明によれば、直交光電界変調器における消光劣化を補正して信号点配置の歪や伝送チャネルの線形性を高めることができる。前述した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

光電界信号の表示方法と光多値信号の信号点配置を説明する図。 波長分散予等化方式による光多値信号送信器を説明する図（従来例）。 図２の直交光電界変調器の構成を説明する図。 図３のマッハツェンダ型光変調器の構成を説明する図。 マッハツェンダ型光変調器の光電界変調特性を示す図。 マッハツェンダ型光変調器及び直交光電界変調器の出力光の光電界変調特性を示す図。 マッハツェンダ型光変調器の消光劣化に起因する光多値信号の信号点配置の劣化を説明する図。 第１の実施例における光多値信号送信器の構成例を示す図。 第１の実施例における信号点位置変換関数を説明する図。 第２の実施例における光多値信号送信器で使用する消光劣化補正回路の構成例を示す図。 図１０に示すＩ成分補正量算出回路の特性を示す図。 第３の実施例における光多値信号送信器で使用する消光劣化補正回路の構成例を示す図。 図１２に示す補正量算出回路の特性を示す図。 第４の実施例における光多値信号送信器で使用する消光劣化補正回路の構成例と変調器非線形応答補償回路の接続構成を示す図。 図１４に示す変調器非線形応答補償回路の特性と補正量算出回路の特性とを示す図。 第５の実施例における光多値信号送信器の構成例を示す図。 第５の実施例における消光補正の最適点の検出原理を説明する図。 第６の実施例における光多値信号送信器の構成例を示す図。 第７の実施例における光多値信号送受信器の構成例を示す図。 第８の実施例における光多値信号送受信器の構成例を示す図。

以下、本発明の幾つかの実施例を、図面を参照して説明する。なお、本発明の実施例は、後述する実施例に限定されるものでなく、その技術思想の範囲において、種々の変形が可能である。

まず、各実施例に係る光多値信号送信器の基本構成を説明する。各実施例に係る光多値信号送信器は、伝送すべき情報信号を光電界変調信号に符号化する多値符号化回路と、光電界変調信号の同相成分と直交成分により無変調レーザ光をそれぞれ変調して出力する直交光電界変調器と、直交光電界変調器の消光劣化を補正する変換特性に基づいて同相駆動信号と直交駆動信号の２つの駆動信号を変換し、変換後の同相駆動信号と直交駆動信号を直交光電界変調器に出力する消光劣化補正回路とを有する。

ここで、消光劣化補正回路は、例えば消光劣化によって発生する信号点の配置のずれを予め逆方向にずらす逆変換回路として実現する。より簡易的には、消光劣化補正回路の内部に２つの補正量算出回路を配置し、消光劣化補正回路に入力される同相駆動信号と直交駆動信号をそれぞれ補正量算出回路に入力し、各駆動信号の振幅に応じた補正信号を生成し、各補正信号を互いに直交関係にある駆動信号に加算又は減算する構成を採用する。すなわち、各駆動信号をそれぞれに直交する他の駆動信号の振幅を用いて補正する構成を採用する。本構成は近似的な補正ではあるが、補正関数を１入力関数として簡易に実現することができる。このような関数は、直交型光電界変調器の変調非線形性を無視できる小振幅駆動の領域では、補正量算出回路に入力される駆動信号の振幅をU（Uは該直交光電界変調器内部でのπ変調電圧の２倍で正規化した値）とすると、該補正量算出回路の出力信号がcos(πU)にほぼ比例する形状とすればよい。

また、前述の直交型光電界変調器の変調非線形性を無視できない大振幅駆動の領域では、前述の補正回路と前述の直交光電界変調器との間の同相駆動信号及び直交駆動信号のそれぞれに対応する経路上に、直交光電界変調器の電界変調特性の非線形性を補正する２つの逆正弦特性補正回路を配置しても良い。この場合、補正量算出回路に入力される駆動信号の振幅をV（Vは、直交光電界変調器の内部におけるπ変調電圧の２倍で正規化した値）とすると、補正量算出回路の出力信号がsqrt(１-(πV)^２)にほぼ比例する関数を逆正弦特性補正回路に採用すれば良い。

なお、消光劣化は、デバイス毎又は温度や使用条件の変化によって変化する可能性がある。このような変化が想定される場合、補正量を自動的に最適化するための機能として、直交光電界変調器から出射される光信号の一部を分離して検出し、電気信号に変換して出力する光検出器と、電気信号を入力とする制御回路とを光多値信号送信器に配置すれば良い。ここでの制御回路には、電気信号から光多値信号における消光劣化情報を抽出し、消光劣化が最小となるように制御信号入力端子に制御信号を出力する構成を採用すれば良い。なお、消光劣化補正回路が半導体ＩＣに内蔵される場合には、消光劣化の補正量を外部から制御する制御信号を入力するための入力ポートを半導体ＩＣに設けることが望ましい。

さらに、補正量を自動的に最適化するための機能を簡易に実現する構成の１つとして、前述の光検出器を入力光信号の平均光強度を検出する光強度検出器とし、前述の制御回路が、平均光強度を消光劣化情報として入力し、かつ、入力した平均光強度が最小となるように制御信号を最小制御する構成を採用しても良い。

また、補正量を自動的に最適化するための機能を簡易に実現する別の構成として、前述の光検出器を入力光信号の瞬時光強度又は光電界情報を高速で検出する光信号検出器とし、前記制御回路が、前記電気信号から光多値信号の振幅情報又は信号点配置情報を検出し、理想振幅値又は理想信号点配置からの誤差情報を消光劣化情報として抽出し、該誤差情報が最小となるように制御信号を最小制御する構成を採用しても良い。

また、消光劣化をより精密かつ簡易に検出する必要がある場合、光多値信号送信器には、直交光電界変調器内部の同相成分と直交成分を変調するマッハツェンダ光変調器から出射される光信号の一部をそれぞれ分離して検出し、さらに電気信号に変換して出力する２つの光検出器と、これら２つの電気信号をそれぞれ入力する２つの制御回路とを配置すれば良い。ここでの２つの制御回路は、前記同相成分を変調するマッハツェンダ型光変調器側から検出した電気信号から同相成分の光多値信号における消光劣化情報を抽出し、消光劣化が最小となるように同相成分制御信号入力端子に制御信号を出力すると共に前記逆相成分を変調するマッハツェンダ型光変調器側から検出した電気信号から逆相成分の光多値信号における消光劣化情報を抽出し、消光劣化が最小となるように逆相成分制御信号入力端子に制御信号を出力する構成とすれば良い。なお、消光劣化補正回路が半導体ＩＣに内蔵される場合には、消光劣化の補正量を外部から制御する制御信号を入力するための入力ポートを半導体ＩＣに設けることが望ましい。

これらの構成のように、２つの光検出器を入力光信号の平均光強度を検出する光強度検出器とし、２つの制御回路が上記平均光強度信号を消光劣化情報とし、上記平均光強度が最小となるように上記制御信号をおのおの独立に最小制御すれば、消光劣化の補正量の自動最適化機能をより簡易に実現することができるようになる。

また、上記のような消光劣化補正機能を持つ光多値信号送信器を、光多値信号を受信する光受信器を組み合わせれば、実用的で高性能の光多値信号送受信器を実現することができる。

また、本発明を有効に適用するには、上記の機能を持つ消光劣化補正回路と送信側信号処理回路と、受信側信号処理回路を一つの集積回路（ＩＣ）上に作り込むのが最も効率的である。その際、集積回路（ＩＣ）には、消光劣化補正回路の変換特性を制御する制御信号を入力するための入力ポートを設けることが望ましい。さらに、この集積回路（ＩＣ）に光検出信号の入力ポートを少なくとも１つ設け、上記直交光変調器又はその内部に備えられたマッハツェンダ型光変調器の平均出力強度の検出信号を入力し、該光検出信号に基づいて前記直交光電界変調器の消光劣化を補正しても良い。

以下、これらの基本構成に対応する実施例を説明する。

［実施例１］
（装置構成）
図８に、第１の実施例に係る光多値信号送信器の構成例を示す。図８には、図２との対応部分に同一符号を付して表している。
実施例に係る光多値信号送信部の信号処理回路１９０は、従来の信号処理回路１００（図２）に、消光劣化補正回路１５０を付与した点を特徴とする。消光劣化補正回路１５０は、直交光電界変調器１１５の出力光の干渉が引き起こす非線形変換を補正する回路である。

本実施例の場合、消光劣化補正回路１５０は、予等化回路１０６の後段であって、変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２の前段に配置する。その理由は、送信側に配置する各種の補正回路は、ＤＡ変換器側から順番に直近の伝送劣化を打ち消すことにより、伝送路の線形化と無歪み化を実現しているためである。

例えばＤＡ変換器１１０−１及び１１０−２の直近に配置する線形応答補正回路１０９−１及び１０９−２は、ＤＡ変換器とその直後に位置するドライバアンプ１１２−１、１１２−２及び変調電極１３７（図４）による応答劣化を補正する。また、線形応答補正回路の直前に配置する変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２は、直交光電界変調器１１５の内部に配置された２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器の内部の光干渉によって生じる正弦波型の振幅変調特性を線形化する。

一方、消光劣化補正回路１５０の補償対象である消光劣化は、前述したように、Ｉ変調成分とＱ成分の合成時に光多値信号の配置に影響を与えるため、図８で示す位置に配置することが望ましい。

なお、図８では、信号処理回路１９０に、予等化回路１０６、変調器非線形応答補償回路１０８、線形応答補償回路１０９を実装する例を示しているが、これらの回路は消光劣化補正回路１５０による機能の実現に必須のものではなく、必要に応じて省略することができる。また、実施態様によっては、図８に示していない別の補償回路を信号処理回路１９０に実装しても構わない。

消光劣化補正回路１５０は、入力される二次元の入力複素デジタル信号１５１を入力変数とし、出力複素デジタル信号１５２を出力変数とする２入力２出力関数と等価の変換特性を有する回路である。ここでの変換特性は、直交光電界変調器１１５の消光劣化によって生じる信号点配置の歪みを予め打ち消す信号点位置変換関数（逆関数）と等価である。

図９に、本実施例に係る消光劣化補正回路１５０に適用する信号点位置変換関数の概念を説明する。ここで、（Ａ）は、直交光電界変調器１１５による消光劣化の影響を示している。本来、直交光電界変調器１１５に実装される２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２は、それぞれＩ軸及びＱ軸に平行な光電界変調を実現する。しかし、消光劣化がある場合、直交光電界変調器１１５は、図６の（Ｄ）に示すような弧を描いて変化する２つの電界信号を直交合成した信号点を出力することになる。このため、図９の（Ａ）に示すように、本来は白丸で示す位置に現れるべき信号点(I,Q)_inは、図中の曲線に沿うように座標軸上の黒丸の位置(I,Q)_outに移動する。

この座標変換は、１：１の座標変換関数F()を用い、(I,Q)_out=F((I,Q)_in)と記述することができる。このような１：１の座標変換関数には、必ず逆関数F^-1()が存在する。そこで、本実施例に係る消光劣化補正回路１５０には、当該逆関数F^-1()に相当する変換特性を有するものを適用する。図９の（Ｂ）に、逆関数F^-1()により実現される信号点の移動特性を示す。消光劣化補正回路１５０は、入力信号点の電圧値(V_I,V_Q)_inを逆関数F^-1()を用いて出力信号点の電圧値(V_I,V_Q)_out=F^-1((V_I,V_Q) _in)に変換して出力する。この結果、直交光電界変調器１１５からは、消光劣化の影響が補正された信号点位置（白丸で示す本来の位置）を有する光多値信号が出力されることになる。

なお、逆関数F^-1()は、例えば予め消光劣化による信号点位置移動関数F()を光電界上のマップとして測定しておけば、その逆変換として容易に生成することが可能である。

（効果）
本実施例に係る光多値信号送信器によれば、直交光電界変調器１１５における消光劣化を消光劣化補正回路１５０により補正することができる。このため、本実施例に係る光多値信号送信器では、光多値信号の信号点配置の歪みや伝送チャネルの線形性を高めることができ、受信感度や最大伝送距離などの特性劣化を防止又は改善することができる。同時に、本実施例に係る光多値信号送信器では、従来装置に比してより高精度での多値変調が可能となる。このため、多値数を増やし、情報伝送速度を向上することができる。

また、本実施例のように消光劣化補正回路１５０を使用すれば、半導体、シリコン、ポリマーなどを材料とする一般には消光特性が高くない光デバイスをマッハツェンダ型光変調器に使用でき、消光劣化を比較的小さく抑えることができるリチウム・ニオベイト結晶を利用したマッハツェンダ型光変調器を用いる場合に比して光変調器の更なる小型化や省電力化を実現することができる。

また一部のマッハツェンダ型光変調器においては、印加電圧に応じて光損失が変化したり、印加電圧に伴い振幅変調のみならず無視できない量の位相変化を生じたり、振幅変調量が印加電圧に比例しないなどの非線形特性を持つ場合がある。このような非線形な変調特性を持つ代表例としては、半導体デバイスのシュタルク効果を用いたマッハツェンダ型光変調器の例が挙げられる。本発明の第一の実施例においては、多くのマッハツェンダ型光変調器の代表的な劣化特性である消光劣化を主に補償する構成を示したが、本実施例の構成を用いれば上記のような非線形特性による信号点配置の劣化も同時に補償することが可能である。

もっとも、本実施例は、リチウム・ニオベイト結晶を利用したマッハツェンダ型光変調器の直交光電界変調器１１５への使用を排除するものではない。例えば消光劣化補正回路１５０とリチウム・ニオベイト結晶を利用したマッハツェンダ型光変調器を組み合わせて使用すれば、リチウム・ニオベイト結晶を利用したマッハツェンダ型光変調器だけを用いて光多値信号送信器を構成する場合に比して、消光劣化による特性劣化を一段と小さくすることができる。

［実施例２］
（装置構成）
続いて、第２の実施例に係る光多値信号送信器について説明する。第２の実施例に係る光多値信号送信器の基本的な構成は、第１の実施例（図８）と同じである。本実施例と第１の実施例との違いは、消光劣化補正回路１５０の構成である。図１０に、本実施例で使用する消光劣化補正回路１５０の構成例を示す。

本実施例は、第１の実施例における二次元平面上の逆関数の実現をより容易にするために、補正関数をＩ軸成分とＱ軸成分に分離して構成している。なお、本実施例の消光劣化補正回路１５０も、２入力２出力の回路構成を採用する点で、第１の実施例と同じである。

本実施例の場合、入力複素デジタル信号１５１は、消光劣化補正回路１５０の内部において、同相成分（V_I,0）と直交成分（V_Q,0）の２つに分離される。同相成分（V_I,0）は２つに分離される。分離された２つの同相成分（V_I,0）の一方は遅延回路１５５−１に入力され、他方はＱ成分補正量算出回路１５３に入力される。Ｑ成分補正量算出回路１５３に入力された同相成分（V_I,0）は、Ｑ成分の補正信号の生成に用いられる。直交成分（V_Q,0）も２つに分離される。分離された直交成分（V_Q,0）の一方は遅延回路１５５−２に入力され、他方はＩ成分補正量算出回路１５４に入力される。Ｉ成分補正量算出回路１５４に入力された直交成分（V_Q,0）は、Ｉ成分の補正信号の生成に用いられる。

このように、被補正対象の信号成分に対して直交する別の信号成分を用いて補正する構成を採用する理由は、直交光電界変調器１１５の内部における消光劣化がＩ成分とＱ成分の間で干渉を引き起こすためである。同相（Ｉ）側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１（図３）の消光劣化は、本来はＩ成分のみであるはずの同相（Ｉ）光電界信号１２６中にＱ成分の残留光を生じさせる。そこで、本実施例では、逆相（Ｑ）側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２に、前記残留光と逆符号のＱ成分を意図的に発生させ、前記残留光を打ち消す。同様に、直交（Ｑ）側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２の消光劣化も、本来はＱ成分のみであるはずの逆相（Ｑ）光電界信号１２７中にＩ成分の残留光を生じさせる。そこで、同相（Ｉ）側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１に、前記残留光と逆符号のＩ成分を意図的に発生させ、前記残留光を打ち消す。

すなわち、本実施例では、Ｑ成分補正量算出回路１５３とＩ成分補正量算出回路１５４において必要な補正量をそれぞれ算出して減算回路１５６−１と１５６−２に与え、各信号成分から補正量を差し引く構成を採用する。もっとも、補正量を加算器で加算する構成でも良い。いずれにしても、消光劣化補正回路１５０からは、消光劣化による歪みを除去する成分が重畳された出力複素デジタル信号１５２が出力される。なお、Ｑ成分補正係数信号１５７は後述するｙであり、Ｉ成分補正係数信号１５８は後述するｘである。

以下では、Ｑ成分補正量算出回路１５３及びＩ成分補正量算出回路１５４が入力信号に適用する補正関数の導出方法を説明する。マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２（図４）の光結合回路１２８−１を通過した後の正相位相変調光１３３（すなわち、E_＋）と逆相位相変調光１３４（すなわち、E₋）は、それぞれ以下の式１及び式２で表記することができる。

式１及び式２より、各変調光は、φ(V)=0の場合に互いにπの位相差を持つことが分かる。また、ｘは両変調光の振幅差を表すパラメータ（電界消光）であり、マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器の光強度での消光比はｘ^２ となる。例えばｘ=0.1のときに、光強度の消光比は20dBとなる。

このとき、同相側のマッハツェンダ（ＭＺ）光変調器１２４−１（図３）から得られる同相（Ｉ）光電界信号１２６（すなわち、E_I）は、式３のように表記することができる。

同様に、直交側のマッハツェンダ（ＭＺ）光変調器１２４−２（図３）から得られる直交（Ｑ）光電界信号１２７（すなわち、E_Q）は、式４のように表記することができる。

ここで、ｙは直交側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２の電界消光である。従って、消光劣化を考慮した出力光電界信号１１８の同相成分（実部）E_I’と直交成分（実部）E_Q’はそれぞれ以下の式５及び式６のように書き表すことができる。

どちらも第１項（sin部分）が所望の振幅変調成分であり、式中では所望の信号点座標（E_I0,E_Q0）と置換した。また、第２項（cos部分）が消光劣化による信号点の位置変化となる。なお上記は理想的なマッハツェンダ型光変調器を用いて構成した直交光電界変調器を想定した場合の式であり、前述の電界変調特性に非線形特性を持つマッハツェンダ型光変調器を用いた場合等においては第２項は余弦関数（cos）に限られず、他の関数で表現される場合も想定される。もっとも、以下の説明では、第２項が余弦関数（cos）で与えられるものとして説明する。

第１の実施例では、式５及び式６が、図９の（Ａ）に示す信号点の位置変化関数であったので、マッハツェンダ（ＭＺ）型変調器１２４−１及び１２４−２の消光劣化（電界消光）ｘ及びｙさえ予め求めておけば、位置変化関数の逆関数を計算することができる。

一方、本実施例の場合、本方程式を予め解き、その解を算出するように補正量算出回路１５３及び１５４を構成する。特に、消光劣化ｘ及びｙが十分小さい場合には、第一次近似の解として、式５と式６を互いに独立に解き、その解を用いることが可能である。すなわち、同相側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１（式５が対応する）においては、V_I0を消光劣化の無い場合の変調電圧（補正回路１５３への入力）であり、消光劣化がある場合に出力信号点を正しく生成するには式７の関係を満たせばよい。

式７をV_Iを含む項について解くと、式８が得られる。

ここで、位相変調量φ(V)は印加電圧Vと比例関係にある理想的なマッハツェンダ型光変調器を想定すると、例えば式９のように書くことができる（V_πＩは、同相側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１のπ変調電圧）。

また、図５のように、マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器の電界変調特性が線形に近い領域で使用できる場合、sin(x)＝xと近似することができる。この場合、式８から式１０の補正式を導出することができる。

式１０の右辺のうちV_I0とV_Q以外は定数である。よって、式１０の第２項の補正項は、V_Qだけから算出できることが分かる。このため、図１０のようにＩ成分補正量算出回路１５４は、直交側の印加電圧V_Qだけから簡単に計算することができる。このとき、Ｉ成分補正量算出回路１５４の入出力関係は、図１１に示すような特性曲線で与えられる。

なお、本回路はあくまで近似演算のための構成であり、より高精度な演算を実現するための回路を実装することも、より簡易な演算を実現するための回路を実装することもできる。より高精度な演算を実現する回路の実装を想定する場合には、例えば式１０を再度式７及び式８に代入し、繰り返し解を求めて精度を高める手法等が考えられる。また、より簡易な演算を実現する回路の実装を想定する場合には、例えば折れ線近似や電界消光を幾つかの値に離散化し、複数のテーブルで近似する手法等が考えられる。

また、図１１の図中には、点線により使用域（変調電圧の可変範囲）を示しているが、本例における使用域は±１（正規化のため、印加電圧-Vπから+Vπまでに相当）以下の任意の値で規定される範囲であっても構わない。実際、式１０の近似式が成立するのは、電界変調特性が線形に近い領域、すなわち使用域が±１より小さい領域（概ね最大振幅の70〜50%以下）である。このように式１０の近似式が成立するケースは、図８に示す変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２の補正量がほとんど無視できるか、又は、そもそも変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２自体が不要な場合に相当する。このような場合、補正量算出回路１５３及び１５４（図１０）の入力範囲も±１より小さいとすることが可能であり、この範囲内に限った近似式を利用しても構わない。

このとき、最大補正量ａ（＝yV_πI/π）は、主として直交側のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−２の消光劣化ｙから決まる定数であり、現実の変調器においては、通常、個別に異なる値となる。そこで、本実施例の補正量算出回路１５３及び１５４においては、外部からＱ成分補正係数信号１５７及びＩ成分補正係数信号１５８を与え、個々のデバイス特性に応じて補正量を可変できるようにしている。

ここで、Ｑ成分補正係数信号１５７及びＩ成分補正係数信号１５８は、個々の直交光電界変調器１１５の消光特性の測定結果によって一定の値を設定してもよいし、伝送特性又は変調器の消光特性が最良となるように適応的に最適な値を設定してもよい。

なお、このような補正量算出回路１５３及び１５４は、デジタル信号処理を用いる場合には、ルックアップテーブルや関数近似などの手法を適用することにより容易に実現することができる。また、補正量算出回路１５３及び１５４は、高周波アナログ信号の直接演算処理回路によっても実現することが可能である。

（効果）
本実施例に係る光多値信号送信器によれば、実施例１よりも簡易な構成で補正量算出回路を実現することができる。

［実施例３］
（装置構成）
続いて、第３の実施例に係る光多値信号送信器について説明する。第３の実施例に係る光多値信号送信器の基本的な構成は、第１の実施例（図８）と同じである。本実施例と第１の実施例との違いは、消光劣化補正回路１５０の構成である。図１２に、本実施例で使用する消光劣化補正回路１５０の構成例を示す。図１２には、図１０との対応部分に同一符号を付して表している。

図１２に示す消光劣化補正回路１５０は、第２の実施例における式１０のうち電界消光ｘ及びｙに依存する部分を乗算器１６１−１及び１６１−２によって実現したものである。通常、直交光電界変調器１１５を構成する２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２（図３）のπ変調電圧はほとんど同一であり、デバイス間のばらつきもさほど大きくない。そこで、図１２に示す消光劣化補正回路１５０では、補正量算出回路１６０−１及び１６０−２の構成（同相成分と直交成分の補正回路の構成）を完全に共通化している。

図１３に、本実施例に係る補正量算出回路１６０−１及び１６０−２の特性を示す。図１３では、最大補正量を適切な一定値（図では１）とし、横軸・縦軸ともに、個別のデバイスに依存しないようにする。これにより、補正量算出回路１６０−１及び１６０−２の構成を簡素化・共通化することが可能となる。

本実施例の場合、外部からは、Ｉ成分補正量係数１６２とＱ成分補正量係数１６３が入力される。Ｉ成分補正量係数１６２は、乗算器１６１−１において、補正量算出回路１６０−２の出力と乗算される。Ｑ成分補正量係数１６３は、乗算器１６１−２において、補正量算出回路１６０−１の出力と乗算される。これにより、Ｉ成分とＱ成分に応じた補正量が算出され、減算回路１５６−１及び１５６−２に与えられる。

（効果）
本実施例に係る光多値信号送信器によれば、実施例２とは異なり、補正量算出回路１６０−１及び１６０−２の回路構成を共通化することができる。これにより、補正量算出回路１６０−１及び１６０−２の回路構成を実施例２に比して簡易化できる。また、これら２つの補正量算出回路１６０−１及び１６０−２を実装する消光劣化補正回路１５０の回路構成を簡略化できる。

［実施例４］
（装置構成）
続いて、第４の実施例に係る光多値信号送信器について説明する。第４の実施例に係る光多値信号送信器の基本的な構成は、第１の実施例（図８）と同じである。本実施例と第１の実施例との違いは、消光劣化補正回路１５０の構成である。なお、本実施例は、第３の実施例の変形例に相当する。このため、図１４には、図１２との対応部分に同一符号を付して表している。

図１４に示す消光劣化補正回路１５０は、第３の実施例における消光劣化補正回路１５０とは異なり、後段の変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２を積極的に利用し、大振幅変調時への対応を可能とする。

一般に変調振幅を大きくすると、光電界変調の線形性が失われる。この場合、変調器の非線形応答の補償が必要となる。ただし、この場合、光変調器の透過率が高い領域を使用できるため、光損失が減少するという利点がある。

ところで、大振幅変調では、前述までの実施例のように、式１０に示す近似式の適用が困難になる。そこで、本実施例では、新たな補正式を以下に示すように算出する。まず、前述の式８を式９に代入し、式１１を得る。

ここで、V_I,V_Qは、変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２から出力される印加電圧であり、V_I0,V_Q0を消光劣化補正回路１５０への入力複素デジタル信号１５１とする。

変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２は、式１１中の正弦関数（sin）を図１５の（Ａ）に示すような逆正弦関数（arcsin）で打ち消して線形化する補償を行う回路であり、その入出力関係は式１２で記述できる。

式１２で与えられる値を式１１に代入し、理想信号点位置を取り直すと、式１３が得られる。

この式１３より、新たな補正式として式１４及び式１５が求められる。

図１５の（Ｂ）は、変調器非線形応答補償回路１０８−１及び１０８−２を用いる場合に補正量算出回路１６０−１及び１６０−２で使用する補正関数の波形であり、前述の図１３の例とは異なる関数形となるが、実装方法はほぼ同一でよい。

（効果）
本実施例に係る光多値信号送信器によれば、変調振幅が大きい領域についても、簡易な構成により、消光劣化補正回路１５０を実現することができる。

［実施例５］
（装置構成）
続いて、第５の実施例に係る光多値信号送信器について説明する。図１６に、第５の実施例に係る光多値信号送信器の構成例を示す。図１６に示す光多値信号送信器の基本的な構成は、第１の実施例（図８）と同じである。従って、図１６には、図８との対応部分に同一符号を付して表している。

本実施例に係る光多値信号送信器では、直交光電界変調器１１５の消光劣化が常に最小となるように、消光劣化を自動的に補正する機能を搭載する点で第１の実施例と相違する。

前述したように、消光劣化量は個々のマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２により異なり、温度、駆動電流、バイアス電圧などの使用条件によっても変化する可能性がある。本実施例では、このような消光変化量の非対称性や変化が想定される場合でも、広い動作範囲で安定した消光劣化補正を実現することができる。このため、本実施例では、直交光電界変調器１１５から出力される出力光電界信号（光多値信号）１１８の光量を計測する光検出器１７０と、その光強度信号１７１に基づいてＩ成分補正量制御信号１７３及びＱ成分補正量制御信号１７４を生成する２変数最小制御回路１７２を追加する。

まず、図１７を用い、消光補正の最適点の検出原理を説明する。図１７の（Ａ）は、Ｉ成分の消光劣化による信号点位置（Ｉ成分に４個の信号点がある場合）の変化を示している。図中の白丸は、消光劣化が存在しない場合の信号点の位置を示し、灰色の丸は、消光劣化によって移動した信号点の位置を示している。図から明らかなように、消光劣化（X_I）があると、原点に近い信号点の光強度（原点からの距離の二乗）が増加し、出力光電界信号１１８の平均強度が増大する。すなわち、出力光電界信号１１８の平均強度は、図１７の（Ｂ）のように消光劣化量X_Iの関数となり、消光劣化量X_Iゼロの点で最小となる。このため、出力光電界信号１１８の平均強度が最小となるように、Ｉ成分補正量係数a_I（すなわち、Ｉ成分補正量係数１６２）の大きさを変化させれば、消光劣化の自動補正機能を実現することができる。

このため、本実施例に係る光多値信号送信器では、出力光電界信号１１８が伝送される出力光ファイバ１１６を分岐し、その一方を光検出器１７０に接続し、出力光電界信号１１８の平均強度を観測する。出力光電界信号１１８は、直交光電界変調器１１５を構成する２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２の出力光の合成光である。このため、この分岐構成では、観測変数１個を用いて２つの制御変数を最適化する２変数制御を行う。そこで、図１６においては、光検出器１７０から出力される光強度信号１７１を２変数最小制御回路１７２に入力する構成を採用する。２変数最小制御回路１７２は、光強度信号１７１に基づいてＩ成分補正量制御信号１７３とＱ成分補正量制御信号１７４の２つの制御信号を生成し、消光劣化補正回路１５０に出力する。Ｉ成分補正量制御信号１７３は図１４のＩ成分補正量係数１６２（a_I）に相当し、Ｑ成分補正量制御信号１７４は図１４のＱ成分補正量係数１６３（a_Q）に相当する。このように、Ｉ成分補正量係数１６２（a_I）とＱ成分補正量係数１６３（a_Q）の値を個別に制御することにより、消光劣化の自動補正量を実現する。

図１７の（Ｃ）は、前述した２変数制御における補正量と光強度信号１７１（Pav）の関係を示す図である。図に示すように、光強度信号１７１は、制御信号がI側とＱ側の２つの変調器の消光劣化が最小となる点（a_I,opt,a_Q,opt）で最小となる。よって、通常の２次元最小制御により、最適補償を実現することができる。ここでの最適制御法には、最大傾斜法や各制御信号にわずかな変調を施すディザリング法など、通常の多変数最大・最小制御に用いる制御法を適用することができる。

上述の説明において、出力光電界信号１１８の平均強度を光強度信号１７１として使用する理由は、光検出器１７０の応答速度が出力光電界信号１１８に対して比較的遅い場合にも係数の最適化を実現可能とするためである。

ただし、光検出器１７０の応答速度が十分に速く、光信号の瞬時光強度や光電界情報を検出できる場合には、これらの情報を使用して消光劣化補正の自動最適化を実現することができる。ここで、「十分に早い」とは、光多値信号のシンボル毎の光強度又は光電界振幅を検出できるだけの帯域（すなわち、光検出器１７０の帯域が変調速度Ｒの１／２以上）を持つ場合である。

このような場合では、例えば無線多値信号や光多値信号の受信において広く用いられるＣＭＡ（一定包楽線制御：constant modulous algorithm）やＭＭＡ（多振幅包楽線制御：multi modulous algorithm）を用いることがことができる。

例えば図９の（Ａ）のように１６値信号に消光劣化を生じた場合を考える。消光劣化が無い場合（白丸）、１６値信号の振幅レベルは３値（内周、中間、外周）であるが、消光劣化があると信号点がシフトし、振幅分布が広がってしまうことがわかる。前述のＭＭＡ制御は、理想的な３値の分布からの振幅分布の広がりを誤差として検出し、その誤差がゼロに収束するようにＬＭＳ（最小二乗制御、Least Mean Square）などのアルゴリズムで自動補正する最適化法であるので、本実施例に消光劣化補償の自動最適化制御にそのまま適用することができる。同様に、振幅情報から信号点配置の誤差が検出できる場合や高速の電界受信器を備える場合には、その誤差が最小となるようにＬＭＳ制御を行うことで本実施例に係る消光劣化補正の自動最適化に適用することができる。

（効果）
前述したように、本実施例に係る光多値信号送信器によれば、マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２の消光劣化が異なる場合や使用条件に応じて消光劣化が変化する場合にも、直交光電界変調器１１５の消光劣化が常に最小となるように、消光劣化補償の自動最適化を実行することができる。

［実施例６］
（装置構成）
続いて、第６の実施例に係る光多値信号送信器について説明する。第６の実施例に係る光多値信号送信器の基本的な構成は、第５の実施例（図１６）と同じである。図１８に、本実施例における光多値信号送信器の構成例を示す。図１８には、図１６との対応部分に同一符号を付して示す。本実施例は、前述した消光劣化の補正量を外部から手動で設定したり、自動制御によって常に最適値が保たれるように制御できる機能構成を有する場合について説明する。

本実施例における光多値信号送信部の信号処理回路１９０には、補正量設定用入力ポート１８８が設けられており、消光劣化補正回路１５０の同相（Ｉ）側及び直交（Ｑ）側の補正量の初期値又は手動設定値を外部から設定できるようになっている。

マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２の消光特性が使用中にあまり大きく変化しない場合には、このように個々の変調器の消光特性に応じた設定値を外部から設定することにより、前述した各実施例と同様の効果を実現することができる。このような信号処理回路１９０は、受信側の信号処理回路などと共に１つ又は複数の集積回路（ＩＣ）上に実装することができる。この際、補正量設定用入力ポート１８８は、レジスタ、ＩＯポート、デジタル又はアナログ信号線として実装される。

また、本実施例では、直交光電界変調器１１５を構成する２つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器１２４−１及び１２４−２の直後において光信号を分岐し（すなわち、同相側の光信号と直交側の光信号を合成する前に分岐し）、それぞれの光強度をＩ成分光検出器１７６とＱ成分光検出器１７５により観測する。この分岐構成の場合、同相側と直交側の消光劣化の自動補正を独立に実施することができる。

図１８に示す構成の場合、Ｉ成分光強度信号１７７とＱ成分光強度信号１７８はそれぞれ１変数最小制御回路１７９−１と１７９−２に入力される。１変数最小制御回路１７９−１から得られたＩ成分補正量制御信号１７３と、１変数最小制御回路１７９−２から得られたＱ成分補正量制御信号１７４は、それぞれＩ成分補正量係数１６２（a_I）及びＱ成分補正量係数１６３（a_Q）として消光劣化補正回路１５０に入力される。

（効果）
本実施例に係る光多値信号送信器のように、信号処理回路１９０を補正量設定用入力ポート１８８を有するＩＣ構成とすれば、信号処理回路１９０の小型化を実現できる。

また、本実施例に係る光多値信号送信器のように、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分のそれぞれについて光信号の強度を観測すれば、同相（Ｉ）側の補正係数の制御と直交（Ｑ）側の補正係数の制御を独立に実行できる。結果的に、補正係数の制御精度が高くなり、装置立ち上げ時の引き込み速度や応答速度を向上することができる。

［実施例７］
（装置構成）
本実施例では、デジタル遅延検波を用いた偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器と前述した各実施例に係る光多値信号送信器を一体的に内蔵した光多値信号送受信器（トランスポンダ）について説明する。すなわち、光多値信号送信器として、前述した消光劣化補正機能を搭載した光多値信号送受信器（トランスポンダ）について説明する。なお、以下では、光多値信号送受信器を「送受信器」とも呼ぶ。

図１９に、第７の実施例に係る光多値信号送受信器３４２の構成例を示す。図１９には、図８との対応部分に同一符号を付して示している。

光ファイバ通信においては、図１９に示すように、送信器と受信器を一体化するパッケージ構成の送受信器が広く用いられる。本実施例の送受信器に用いられる受信器は、入力電界をコヒーレント受信し、その後、受信器内部のデジタル信号処理で遅延検波し、光多値信号を受信する方式を想定する。当該構成の受信器の利点や構成は、非特許文献３に示すものと同一であるので、説明は省略する。

本実施例の偏波多重光信号送信部３２０の場合、その内部において、レーザ光源１１３から出力される無変調レーザ光が２つに分岐され、２つの直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５−１及び１１５−２にそれぞれ入力される。

また、本実施例の場合、情報信号１０１は、フレーム生成回路３２１においてＸ偏波の情報信号３２２とＹ偏波の情報信号３２３に分離される。Ｘ偏波の情報信号３２２はＸ偏波成分の送信側信号処理部１９５に入力され、Ｙ偏波の情報信号３２３はＹ偏波成分の送信側信号処理部１９６に入力される。送信側信号処理部１９５及び１９６のそれぞれは、多値信号への符号化、波長分散などの予等化処理、前述の各実施例における消光劣化補正処理、変調器非線形等化処理などの信号処理を実行する。

これらの信号処理回路の出力となるＸ偏波Ｉ成分とＱ成分、Ｙ偏波Ｉ成分とＱ成分の４つの信号は、それぞれＤＡ変換器１１０−１〜１１０−４において高周波アナログ信号に変換された後、ドライバアンプ１１２−１〜１１２−４で増幅される。ドライバアンプ１１２−１及び１１２−２で増幅された信号は、直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５−１の変調信号として使用される。ドライバアンプ１１２−３及び１１２−４で増幅された信号は、直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５−２の変調信号として使用される。

直交光電界変調器１１５−１から得られたＸ偏波の光多値信号３２４及び直交光電界変調器１１５−２から得られたＹ偏波の光多値信号３２５は、偏波多重器３２６で互いに直交する偏波に多重化され、偏波多重光多値信号３２７として光ファイバ伝送路に出力される。

一方、偏波多重光信号送信部３２０と対をなす、デジタル遅延検波を用いた偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器３３０は、前記光ファイバ伝送路を挟んで遠隔地に配置された対向するトランスポンダ（前記偏波多重光信号送信部３２０を内蔵する）から送信された偏波多重光多値信号３２８を受信する。ここで、偏波多重光多値信号３２８には、偏波多重光多値信号３２７と同じ変調が施されている。つまり、消光劣化の補正処理が施されている。

偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０は、受信器内部に配置された局部発生光源３３１の出力光を光電界及び光位相の基準に利用する。偏波多重光多値信号３２８は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４により、Ｓ偏波成分３４０及びＰ偏波成分３４１に分離され、４台のバランス型光受信器３３２−１、３３２−２、３３２−３、３３２−４で受光される。

受信器内に配置された局部発生レーザ光源３３１の光周波数は、偏波多重光多値信号３２８とほぼ同一に設定される。局部発生レーザ光源３３１の出力光は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４のもう一つの入力ポートに接続され、偏波多重光多値信号３２８と同様に、バランス型光受信器３３２−１、３３２−２、３３２−３、３３２−４に分配される。各バランス型光受信器３３２−１、３３２−２、３３２−３、３３２−４は、入力された信号光と局部発生光を干渉させて高速電気信号に変換する。生成された高速電気信号は、対応するＡＤ変換器３３３−１、３３３−２、３３３−３、３３３−４に出力される。

４つのＡＤ変換器３３３−１、３３３−２、３３３−３、３３３−４は、それぞれ入力された高速電気信号を所定のサンプリングレートでサンプリングし、デジタル信号に変換する。受信側信号処理回路３３５は、ＡＤ変換器３３３−１、３３３−２、３３３−３、３３３−４から入力される４つのデジタル信号に対して伝送路の波長分散、非線形効果の等化、偏波成分の分離などの処理を実行する。この結果、受信側信号処理回路３３５において、送信元の情報信号が復元される。フレーム分離回路３３６は、復元された情報信号からフレーム部を除去し、フレーム部除去済み情報信号３１４として出力する。

本実施例の場合、偏波多重光信号送信部３２０の内部に、Ｘ偏波成分光検出器１９１とＹ偏波成分光検出器１９２が配置される。Ｘ偏波成分光検出器１９１とＹ偏波成分光検出器１９２は、それぞれＸ偏波側の変調に用いられる直交光電界変調器１１５−１とＹ偏波成分の変調に用いられる直交光電界変調器１１５−２の出力光強度を観測する。Ｘ偏波成分光検出器１９１は観測された強度をＸ偏波成分光強度信号１９３として出力し、Ｙ偏波成分光検出器１９２は観測された強度をＹ偏波成分光強度信号１９４として出力する。Ｘ偏波成分光強度信号１９３とＹ偏波成分光強度信号１９４は、いずれも消光補正制御回路１８０に入力される。消光補正制御回路１８０は、その内部において、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分のそれぞれについて独立に、第５の実施例に示す１観測変数・２出力変数の消光劣化補正制御を適用し、Ｘ偏波成分補正量制御信号１８１とＹ偏波成分補正量制御信号１８２を生成する。

（効果）
本実施例に示す構成の光多値信号送受信器（トランスポンダ）によれば、送信側のＸ偏波成分の送信側信号処理部１９５、Ｙ偏波成分の送信側信号処理部１９６、受信側信号処理回路は、全てデジタル信号処理で実現される。このため、これらの処理部を一つの送受信号処理部、すなわち一個のＩＣとして実現すれば、製造コストや処理部の小型化の面で有利となる。

勿論、本実施例では、前述の各実施例で説明した光多値信号送信器をその送信部として使用するため、直交光電界変調器の消光劣化による特性劣化を防ぐことが可能な光多値信号送受信器（例えば偏波多重コヒーレント送受信器）を実現することができる。

なお、本実施例では、多値信号として偏波多重信号を用いる例を示したが、単一偏波の送受信器の場合にも適用可能である。また、本実施例に係る光多値信号送受信器は、直交直交光電界変調器を利用していればよく、その変復調原理は、必ずしもコヒーレント技術に限るものではない。例えば非特許文献２に示すような光遅延検波を用いた非コヒーレント多値伝送方式、複数の光サブキャリアを用いて情報伝送を行う光ＯＦＤＭ伝送方式などにも広く適用可能である。

［実施例８］
（装置構成）
図２０に、第８の実施例に係る光多値信号送受信器３４２の構成例を示す。図２０には、図１９との対応部分に同一符号を付して示している。本実施例と第７の実施例との違いは、消光劣化補正のための光信号の強度監視のために専用の光検出器を設けない点である。具体的には、本実施例の場合、光多値信号送受信器３４２の内部に含まれる偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０を消光劣化の補正に利用することを特徴とする。

このため、図２０に示す光多値信号送受信器３４２は、偏波多重光多値信号３２７の一部を消光モニタ用光信号経路１８５に分岐し、偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０に導く構成を採用する。なお、偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０の入力段には光スイッチ１８４が配置される。この光スイッチ１８４は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力される光信号を、光ファイバ伝送路を挟んで対向する他の光多値信号送受信器に送信される偏波多重光多値信号３２７の一部（分岐光）とするか、光ファイバ伝送路を挟んで対向する他の光多値信号送受信器から受信される偏波多重光多値信号３２８とするかを切り替える。

光スイッチ１８４の入力切替は、消光補正制御回路１８０が実行する。例えば消光劣化補正を実行する場合、消光補正制御回路１８０は、光スイッチ切替信号１８３により偏波多重光多値信号３２７の一部が偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力されるように切り替える。このとき、受信側信号処理回路３３５は、信号点配置の誤差などから検出されるＸ偏波成分の偏差信号１８６及びＹ偏波成分の偏差信号１８７を消光補正制御回路１８０に出力する。これらの誤差信号には、前述の各偏波成分の平均光強度の他に、例えば各偏波成分の信号点配置のＥＶＭ（エラーベクタマグニチュード）、符号誤り率、Ｑ値などを利用することが可能である。

なお、偏波多重光多値信号３２８の受信時（消光劣化補正を実行しない場合）、消光補正制御回路１８０は、光スイッチ切替信号１８３により偏波多重光多値信号３２８を偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力する。この場合、第７の実施例で説明したように、既知の受信処理が実行される。

なお、本実施例の構成の場合（すなわち、光スイッチ１８４で偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力される光信号を切り替える場合）、消光劣化補正を行う間は偏波多重光多値信号３２８を受信することができない。このため、本実施例の場合には、消光劣化補正の実行タイミングに制約がある。そこで、例えば光多値信号送受信器３４２の立ち上げ時にのみ消光劣化補正を行う、偏波多重光多値信号３２８が伝送すべき情報を持たないアイドル期間に補正を行うなどの手法を採用する。これにより、本来の通信への影響を最小限に抑えることができる。

（効果）
本実施例の構成によれば、第７の実施例に比して、光多値信号送受信器に搭載する光検出器の数を削減でき、その分、回路構成を簡易化できる。

（他の実施例）
以上、様々な実施例について説明したが、本発明は上述した実施例に限定されるものでなく、様々な変形例を含んでいる。例えば上述した実施例は、本発明を分かりやすく説明するために、一部の実施例について詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備える必要は無い。また、ある実施例の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成を追加、削除又は置換することも可能である。

また、上述した各構成、機能、処理部、処理手段等の一部又は全部を集積回路その他のハードウェアとして実現しても良い。また、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示すものであり、製品上必要な全ての制御線や情報線を表すものでない。実際にはほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えて良い。

１００：光多値信号送信部の信号処理回路（従来例）、
１０１：情報信号、
１０２：多値符号化回路、
１０３：多値シンボル列、
１０４：２倍補間回路、
１０５：補間後の多値信号列、
１０６：予等化回路、
１０７：予等化後の多値信号、
１０８−１、１０８−２：変調器非線形応答補償回路、
１０９−１、１０９−２：線形応答補償回路、
１１０−１、１１０−２：ＤＡ変換器、
１１１−１、１１１−２：アナログ変調信号、
１１２−１、１１２−２：ドライバアンプ、
１１３：レーザ光源、
１１４：入力光ファイバ、
１１５、１１５−１、１１５−２：直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）、
１１６：出力光ファイバ、
１１７：無変調レーザ光、
１１８：出力光電界信号、
１２０：光分岐回路、
１２０−１：光分岐回路
１２１：光導波路、
１２２：同相（Ｉ）側変調信号、
１２３：直交（Ｑ）側変調信号、
１２４−１、１２４−２：マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器、
１２５：９０度移相部、
１２６：同相（Ｉ）光電界信号、
１２７：直交（Ｑ）光電界信号、
１２８：光結合回路、
１２８−１：光結合回路、
１３０：無変調レーザ光、
１３１：入力光導波路、
１３２−１、１３２−２：光位相変調器、
１３３：正相位相変調光、
１３４：逆相位相変調光、
１３５：出力光導波路、
１３６：電圧変調信号、
１３７：変調電極、
１３８：光電界変調信号、
１４０：同相光電界信号１２６の軌跡、
１４０−１：消光劣化が有限である場合の同相光電界信号１２６の軌跡、
１４１：直交光電界信号１２７の軌跡、
１５０：消光劣化補正回路、
１５１：入力複素デジタル信号、
１５２：出力複素デジタル信号、
１５３：Ｑ成分補正量算出回路、
１５４：Ｉ成分補正量算出回路、
１５５−１、１１５５−２：遅延回路、
１５６−１、１５６−２：減算回路、
１５７：Ｑ成分補正係数信号、
１５８：Ｉ成分補正係数信号、
１６０−１、１６０−２：補正量算出回路、
１６１−１、１６１−２：乗算器、
１６２：Ｉ成分補正量係数、
１６３：Ｑ成分補正量係数、
１７０：光検出器、
１７１：光強度信号、
１７２：２変数最小制御回路、
１７３：Ｉ成分補正量制御信号、
１７４：Ｑ成分補正量制御信号、
１７５：Ｑ成分光検出器、
１７６：Ｉ成分光検出器、
１７７：Ｉ成分光強度信号、
１７８：Ｑ成分光強度信号、
１７９−１、１７９−２：１変数最小制御回路、
１８０：消光補正制御回路、
１８１：Ｘ偏波成分補正量制御信号、
１８２：Ｙ偏波成分補正量制御信号、
１８３：光スイッチ切替信号、
１８４：光スイッチ、
１８５：消光モニタ用光信号経路、
１８６：Ｘ偏波成分の偏差信号、
１８７：Ｙ偏波成分の偏差信号、
１８８：補正量設定用入力ポート、
１９０：光多値信号送信部の信号処理回路（実施例）、
１９１：Ｘ偏波成分光検出器、
１９２：Ｙ偏波成分光検出器、
１９３：Ｘ偏波成分光強度信号、
１９４：Ｙ偏波成分光強度信号、
１９５：Ｘ偏波成分の送信側信号処理部、
１９６：Ｙ偏波成分の送信側信号処理部、
３２０：偏波多重光信号送信部、
３２１：フレーム生成回路、
３２２：Ｘ偏波の情報信号、
３２３：Ｙ偏波の情報信号、
３２４：Ｘ偏波の光多値信号、
３２５：Ｙ偏波の光多値信号、
３２６：偏波多重器、
３２７：偏波多重光多値信号、
３２８：偏波多重光多値信号、
３３０：偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部、
３３１：局部発生レーザ光源、
３３２−１〜３３２−４：バランス型光検出器、
３３３−１〜３３３−４：ＡＤ変換器、
３３４：偏波分離・光９０度ハイブリッド回路、
３３５：受信側信号処理回路、
３３６：フレーム分離回路、
３３７：送受信号処理部（ＩＣ）、
３４０：Ｓ偏波成分、
３４１：Ｐ偏波成分、
３４２：偏波多重光多値信号送受信器（トランスポンダ）

Claims (10)

1. 伝送すべき情報信号を光電界変調信号に符号化し、同相成分に対応する第１の同相駆動信号と直交成分に対応する第１の直交駆動信号を生成する多値符号化回路と、
   前記光電界変調信号の同相成分に対応する第２の同相駆動信号と前記光電界変調信号の直交成分に対応する第２の直交駆動信号により無変調レーザ光を変調し、その合成光を光多値信号として伝送路に出力する直交光電界変調器と、
   前記直交光電界変調器における消光劣化を補正する変換特性を有し、前記第１の同相駆動信号と前記第１の直交駆動信号を前記変換特性に基づいて変換し、前記第２の同相駆動信号と前記第２の直交駆動信号を生成する消光劣化補正回路と
   を有し、
   前記消光劣化補正回路は、
   前記第１の同相駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第１の補正信号を生成する第１の補正量算出回路と、
   前記第１の直交駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第２の補正信号を生成する第２の補正量算出回路と、
   前記第１の補正信号を前記第１の直交駆動信号に加算又は減算する第１の演算器と、
   前記第２の補正信号を前記第１の同相駆動信号に加算又は減算する第２の演算器と
   を有し、
   前記第１の同相駆動信号又は前記第１の直交駆動信号の振幅をU（Uは前記直交光電界変調器の内部におけるπ変調電圧の２倍で正規化した値）とすると、前記第１及び第２の補正量算出回路から出力される前記第１及び第２の補正信号がcos(πU)にほぼ比例する
   ことを特徴とする光多値信号送信器。
2. 伝送すべき情報信号を光電界変調信号に符号化し、同相成分に対応する第１の同相駆動信号と直交成分に対応する第１の直交駆動信号を生成する多値符号化回路と、
   前記光電界変調信号の同相成分に対応する第２の同相駆動信号と前記光電界変調信号の直交成分に対応する第２の直交駆動信号により無変調レーザ光を変調し、その合成光を光多値信号として伝送路に出力する直交光電界変調器と、
   前記直交光電界変調器における消光劣化を補正する変換特性を有し、前記第１の同相駆動信号と前記第１の直交駆動信号を前記変換特性に基づいて変換し、前記第２の同相駆動信号と前記第２の直交駆動信号を生成する消光劣化補正回路と
   を有し、
   前記消光劣化補正回路は、
   前記第１の同相駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第１の補正信号を生成する第１の補正量算出回路と、
   前記第１の直交駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第２の補正信号を生成する第２の補正量算出回路と、
   前記第１の補正信号を前記第１の直交駆動信号に加算又は減算する第１の演算器と、
   前記第２の補正信号を前記第１の同相駆動信号に加算又は減算する第２の演算器と、
   前記第２の同相駆動信号に対し、前記直交光電界変調器の電界変調特性の非線形を補正する第１の逆正弦特性補正回路と、
   前記第２の直交駆動信号に対し、前記直交光電界変調器の電界変調特性の非線形を補正する第２の逆正弦特性補正回路と
   を有し、
   前記第１及び第２の補正量算出回路に入力される前記第１の同相駆動信号又は前記第１の直交駆動信号の振幅をV（Vは、前記直交光電界変調器の内部におけるπ変調電圧の２倍で正規化した値）とすると、前記第１及び第２の補正量算出回路から出力される前記第１及び第２の補正信号がsqrt(１-(πV)^２)にほぼ比例する
   ことを特徴とする光多値信号送信器。
3. 請求項１に記載の光多値信号送信器において、
   前記直交光電界変調器から伝送路に出力される光多値信号の強度を検出し、強度信号として出力する光検出器と、
   前記強度信号から前記直交光電界変調器の消光劣化情報を抽出し、前記消光劣化情報に基づいて前記直交光電界変調器の消光劣化が最小になるように前記消光劣化補正回路における前記変換特性を制御する制御回路と
   を有することを特徴とする光多値信号送信器。
4. 請求項３に記載の光多値信号送信器において、
   前記光検出器は、前記光多値信号の平均光強度を検出する光強度検出器であり、
   前記制御回路は、検出された平均光強度を前記消光劣化情報とし、前記平均光強度が最小になるように前記変換特性を制御する
   ことを特徴とする光多値信号送信器。
5. 請求項３に記載の光多値信号送信器において、
   前記光検出器は、前記光多値信号の瞬時光強度又は光電界情報を高速で検出する光信号検出器であり、
   前記制御回路は、前記強度信号から前記光多値信号の振幅情報又は信号点配置情報を検出し、理想振幅値又は理想信号点配置からの誤差情報を前記消光劣化情報として抽出し、前記誤差情報が最小になるように前記変換特性を制御する
   ことを特徴とする光多値信号送信器。
6. 請求項１に記載の光多値信号送信器において、
   前記第２の同相駆動信号により駆動される第１のマッハツェンダ型光変調器から出力される第１の光信号の強度を検出し、第１の強度信号として出力する第１の光検出器と、
   前記第２の直交駆動信号により駆動される第２のマッハツェンダ型光変調器から出力される第２の光信号の強度を検出し、第２の強度信号として出力する第２の光検出器と、
   前記第１の強度信号から同相成分の光多値信号に関する第１の消光劣化情報を抽出し、前記第１の消光劣化情報に基づいて前記第１のマッハツェンダ型光変調器の消光劣化が最小になるように前記消光劣化補正回路における前記変換特性のうち同相成分用の変換特性を制御する第１の制御回路と、
   前記第２の強度信号から直交成分の光多値信号に関する第２の消光劣化情報を抽出し、前記第２の消光劣化情報に基づいて前記第２のマッハツェンダ型光変調器の消光劣化が最小になるように前記消光劣化補正回路における前記変換特性のうち直交成分用の変換特性を制御する第２の制御回路と
   を有することを特徴とする光多値信号送信器。
7. 請求項６に記載の光多値信号送信器において、
   前記第１及び第２の光検出器は、前記第１及び第２の光信号の平均光強度を検出する光強度検出器であり、
   前記第１及び第２の制御回路は、検出された平均光強度を前記第１及び第２の消光劣化情報とし、前記平均光強度がそれぞれ最小になるように前記同相成分用の変換特性と前記直交成分用の変換特性をそれぞれ独立に制御する
   ことを特徴とする光多値信号送信器。
8. 第１の光多値信号を出力する請求項１に記載の光多値信号送信器と、
   他の光多値信号送信器から送信された第２の光多値信号を受信する光受信器と
   を有することを特徴とする光多値信号送受信器。
9. 直交光電界変調器を用いて第１の光変調信号を生成する光多値信号送信器の送信側信号処理部であり、伝送すべき情報信号を光電界変調信号に符号化し、同相成分に対応する第１の同相駆動信号と直交成分に対応する第１の直交駆動信号を生成する多値符号化回路と、前記直交光電界変調器における消光劣化を補正する変換特性を有し、前記第１の同相駆動信号と前記第１の直交駆動信号を前記変換特性に基づいて変換し、前記直交光電界変調器を駆動する第２の同相駆動信号と第２の直交駆動信号を生成する消光劣化補正回路とを有する送信側信号処理部であって、
   前記消光劣化補正回路は、
   前記第１の同相駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第１の補正信号を生成する第１の補正量算出回路と、
   前記第１の直交駆動信号を入力し、その信号振幅に応じた第２の補正信号を生成する第２の補正量算出回路と、
   前記第１の補正信号を前記第１の直交駆動信号に加算又は減算する第１の演算器と、
   前記第２の補正信号を前記第１の同相駆動信号に加算又は減算する第２の演算器と
   を有し、
   前記第１の同相駆動信号又は前記第１の直交駆動信号の振幅をU（Uは前記直交光電界変調器の内部におけるπ変調電圧の２倍で正規化した値）とすると、前記第１及び第２の補正量算出回路から出力される前記第１及び第２の補正信号がcos(πU)にほぼ比例する送信側信号処理部と、
   他の光多値信号送信器から送信された第２の光変調信号を受信する光多値信号受信器の信号処理部と、
   前記消光劣化補正回路における前記変換特性を制御する制御信号の第１の入力ポートと
   を有することを特徴とする光多値信号処理ＩＣ。
10. 請求項９に記載の光多値信号処理ＩＣにおいて、
    前記直交光電界変調器又はその内部に設けられた個々のマッハツェンダ型光変調器から出力される光信号の平均出力強度の検出信号であり、前記消光劣化補正回路における前記変換特性を制御に使用される検出信号が入力される少なくとも１つの第２の入力ポート
    を更に有することを特徴とする光多値信号処理ＩＣ。

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