JP6045296B2

JP6045296B2 - RF front end module

Info

Publication number: JP6045296B2
Application number: JP2012235619A
Authority: JP
Inventors: 鈴木　恭宜; 恭宜鈴木; 楢橋　祥一; 祥一楢橋; 垂澤　芳明; 芳明垂澤
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2012-10-25
Filing date: 2012-10-25
Publication date: 2016-12-14
Anticipated expiration: 2032-10-25
Also published as: JP2014086946A

Description

本発明は主に移動通信用の基地局装置に用いるＲＦフロントエンドモジュールに関する。 The present invention mainly relates to an RF front end module used in a base station apparatus for mobile communication.

移動通信システムでは、複数の周波数帯を利用して、サービス提供が行われる。日本では、８００ＭＨｚ帯から２ＧＨｚ帯までの周波数帯が利用される。基地局は、設置場所の観点から、複数の周波数帯をサポートすることが必要である。例えば、２ＧＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯を同時に利用可能な状態にすることが必要である。 In mobile communication systems, services are provided using a plurality of frequency bands. In Japan, a frequency band from 800 MHz to 2 GHz is used. The base station needs to support a plurality of frequency bands from the viewpoint of the installation location. For example, it is necessary to make the 2 GHz band, 1.5 GHz band, and 900 MHz band available simultaneously.

基地局は、大きく分けて、アンテナと無線部（ＲｅｍｏｔｅＲａｄｉｏＨｅａｄとも呼ばれる）にて構成される。複数の周波数帯をサポートする基地局は、一般的に複数の周波数帯に対応したアンテナ（いわゆるマルチバンドアンテナ）と、各周波数帯に対応する無線部とで構成される。例えば、３バンドに対応する基地局では、３バンド共用アンテナと、各周波数帯に対応する３つの無線部で構成される。 The base station is roughly divided into an antenna and a radio unit (also called a remote radio head). A base station that supports a plurality of frequency bands is generally composed of an antenna (so-called multiband antenna) corresponding to a plurality of frequency bands and a radio unit corresponding to each frequency band. For example, a base station corresponding to 3 bands includes a 3 band shared antenna and three radio units corresponding to each frequency band.

マルチバンドアンテナはマルチバンド対応のアンテナ素子で構成される。アンテナ素子には、バンドごとの無線部出力をフィルタリング機能をもつ合波回路で合成した信号が入力される。基地局アンテナには、コリニアアレイアンテナが利用されることから、アンテナ素子数、アンテナ素子間隔、反射板形状にて、その放射特性が決まる。マルチバンドアンテナでは、それぞれの周波数帯にて所定の放射特性を具体化できるように、アンテナ素子形状などが設計される。アンテナレドーム内には、アンテナ素子、反射板、合波回路等が配置され、必要に応じてチルト角を制御する可変位相器を備える場合もある（特許文献１参照）。 A multiband antenna is composed of multiband antenna elements. The antenna element receives a signal obtained by combining the radio unit output for each band by a multiplexing circuit having a filtering function. Since a collinear array antenna is used as the base station antenna, the radiation characteristics are determined by the number of antenna elements, the antenna element spacing, and the reflector shape. In the multiband antenna, the antenna element shape and the like are designed so that predetermined radiation characteristics can be realized in each frequency band. In the antenna radome, an antenna element, a reflector, a multiplexing circuit, and the like are arranged, and a variable phase shifter that controls the tilt angle as needed may be provided (see Patent Document 1).

無線部（送受信回路）はデュプレクサ、電力増幅器、ＬＮＡ、周波数変換器、アナログ・ディジタル変換回路、ＣＰＲＩ対応回路、制御回路、電源回路で構成され、外観は放熱フィンを持つ筺体である。無線部（送受信回路）は送信ダイバーシチ対応基地局向けに送信系統を２つもつ構成もある。マクロセル向け無線部での電力増幅器は、平均電力２０Ｗ程度を出力することができる。デュプレクサは、ＦＤＤシステム対応であり、一つの周波数帯のアップリンクとダウンリンクを分離する。例えば、２ＧＨｚ帯であれば、１９４０ＭＨｚから１９６０ＭＨｚのアップリンクと、２１３０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚのダウンリンクに対応する。 The radio unit (transmission / reception circuit) includes a duplexer, a power amplifier, an LNA, a frequency converter, an analog / digital conversion circuit, a CPRI compatible circuit, a control circuit, and a power supply circuit. There is also a configuration in which the radio unit (transmission / reception circuit) has two transmission systems for a transmission diversity compatible base station. The power amplifier in the macro cell radio unit can output an average power of about 20 W. The duplexer is compatible with the FDD system and separates the uplink and downlink of one frequency band. For example, the 2 GHz band corresponds to the uplink from 1940 MHz to 1960 MHz and the downlink from 2130 MHz to 2150 MHz.

従来、マルチバンドアンテナと無線部（送受信回路）の接続にはＲＦケーブルを用いていた。 Conventionally, an RF cable has been used to connect a multiband antenna and a wireless unit (transmission / reception circuit).

特開２００８−１５３９６７号公報JP 2008-153967 A

従来、マルチバンドアンテナと無線部とを接続（結線）するＲＦケーブルについては、一つの周波数帯に対して、それぞれ送信用ケーブル、受信用ケーブルが必要となるため、基地局がサポートする周波数バンド数の２倍の本数のＲＦケーブルが必要となる。このため、アンテナ直下に無線部を設置する場合でもアンテナレドーム内に多数のケーブルが配置接続される。ＲＦケーブルには、低損失、かつ低パッシブインターモジュレーション（ＰＩＭ）が求められるため、ケーブル径の太いケーブルを用いる必要がある。このため、アンテナ内の配線に柔軟性が失われ、アンテナレドーム内のスペースの多くをケーブルが占有することとなる。また、現在の基地局構成では運用する周波数帯の追加に伴い、追加された周波数帯に対応する無線部とマルチバンドアンテナとを接続するＲＦケーブルを追加することが必要となる。しかしながら、無線部とアンテナを一体化したレドーム内に設置している場合、既に他の周波数帯のＲＦケーブルによってレドーム内のスペースの多くが占有されており、新たなＲＦケーブルをレドーム内に収容する空間的余裕が確保できない場合があった。そこで、本発明では、アンテナレドーム内の省スペースを実現するＲＦフロントエンドモジュールを提供することを目的とする。 Conventionally, for an RF cable that connects (connects) a multiband antenna and a radio unit, a transmission cable and a reception cable are required for each frequency band, so the number of frequency bands supported by the base station Twice as many RF cables are required. For this reason, even when a wireless unit is installed immediately below the antenna, a large number of cables are arranged and connected in the antenna radome. Since RF cables require low loss and low passive intermodulation (PIM), it is necessary to use cables having a large cable diameter. For this reason, flexibility in the wiring in the antenna is lost, and the cable occupies much of the space in the antenna radome. In addition, with the current base station configuration, it is necessary to add an RF cable that connects the radio unit corresponding to the added frequency band and the multiband antenna with the addition of the operating frequency band. However, when the radio unit and the antenna are installed in an integrated radome, most of the space in the radome is already occupied by RF cables of other frequency bands, and a new RF cable is accommodated in the radome. In some cases, there was no space available. Therefore, an object of the present invention is to provide an RF front end module that realizes space saving in the antenna radome.

本発明のＲＦフロントエンドモジュールは、Ｎを１以上の整数とし、Ｎバンドデュプレクサと、Ｎバンドデュプレクサに接続されたＮ個のＬＮＡと、ＬＮＡの出力端に接続され、ＬＮＡ出力信号の平均電力を計測する第１のモニタと、所定時間経過毎に第１のモニタからＬＮＡ出力信号の平均電力を取得する自動レベル検出器と、自動レベル検出器が取得したＬＮＡ出力信号の平均電力と、予め定めた光回路への入力電力とが等しくなるように、ＬＮＡ出力信号の利得の増幅、または減衰を実行する利得調整器と、利得調整器から出力された電気信号を光信号に変換する電気光変換回路とを備える。 The RF front-end module of the present invention is configured such that N is an integer equal to or greater than 1, N-band duplexer, N LNAs connected to the N-band duplexer, and an output terminal of the LNA, and the average power of the LNA output signal is A first monitor to be measured, an automatic level detector that acquires the average power of the LNA output signal from the first monitor every predetermined time, an average power of the LNA output signal acquired by the automatic level detector, and a predetermined value A gain adjuster for amplifying or attenuating the gain of the LNA output signal so that the input power to the optical circuit is equal, and an electro-optical conversion for converting the electric signal output from the gain adjuster into an optical signal Circuit.

本発明のＲＦフロントエンドモジュールによれば、アンテナレドーム内の省スペースを実現することができる。 According to the RF front end module of the present invention, space saving in the antenna radome can be realized.

実施例１の基地局装置の構成を示す図。The figure which shows the structure of the base station apparatus of Example 1. FIG. 実施例１のＲＦフロントエンドモジュールと送受信回路の詳細を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating details of an RF front end module and a transmission / reception circuit according to the first embodiment. 実施例１の送信電力増幅器の構成を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a transmission power amplifier according to the first embodiment. 実施例１のＬＮＡの構成を示す図。1 is a diagram illustrating a configuration of an LNA according to a first embodiment. 実施例１の利得調整器の構成を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a gain adjuster according to the first embodiment. 実施例１のベクトル調整器の構成を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a vector adjuster according to the first embodiment. 実施例１の電気光変換回路の構成を示す図。1 is a diagram illustrating a configuration of an electro-optical conversion circuit according to Embodiment 1. FIG. 実施例１の光電気変換回路の構成を示す図。1 is a diagram illustrating a configuration of a photoelectric conversion circuit according to Embodiment 1. FIG. 実施例１の送信系統用制御器の構成を示す図。The figure which shows the structure of the controller for transmission systems of Example 1. FIG. 実施例１の受信系統用制御器の構成を示す図。The figure which shows the structure of the controller for receiving systems of Example 1. FIG. 実施例２のＲＦフロントエンドモジュールと送受信回路の詳細を示す図。The figure which shows the detail of RF front end module and transmission / reception circuit of Example 2. FIG. 実施例３のスイッチの構成を示す図。FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a switch according to a third embodiment. 光回路の入出力特性を示す図。The figure which shows the input-output characteristic of an optical circuit.

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail. In addition, the same number is attached | subjected to the structure part which has the same function, and duplication description is abbreviate | omitted.

以下、図１を参照して、本発明の実施例１に係る基地局装置の構成について説明する。図１は本実施例の基地局装置９の構成を示す図である。図１に示すように本実施例の基地局装置９は、蒲鉾形筒状のレドーム７と、レドーム７内に収容されるアンテナ素子１−１、１−２、１−３、１−４と、反射板２と、ＲＦフロントエンドモジュール３−１、３−２、３−３、３−４と、放熱板４と、送受信回路５と、光ファイバ６とを備える。光ファイバ６は、ＲＦフロントエンドモジュール３−１、３−２、３−３、３−４と送受信回路５とを接続する。 Hereinafter, with reference to FIG. 1, the structure of the base station apparatus which concerns on Example 1 of this invention is demonstrated. FIG. 1 is a diagram illustrating the configuration of the base station apparatus 9 according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the base station apparatus 9 of the present embodiment includes a bowl-shaped cylindrical radome 7 and antenna elements 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 accommodated in the radome 7. , A reflection plate 2, an RF front end module 3-1, 3-2, 3-3, 3-4, a heat radiating plate 4, a transmission / reception circuit 5, and an optical fiber 6. The optical fiber 6 connects the RF front end modules 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 and the transmission / reception circuit 5.

反射板２の一方の面にはアンテナ素子１−１、１−２、１−３、１−４が反射板長手方向一列に配置され、反射板２の他方の面にはＲＦフロントエンドモジュール３−１、３−２、３−３、３−４が反射板長手方向一列に配置される。レドーム下部には、Ｎバンド（Ｎは１以上の整数）の送受信回路５が設置される。本実施例ではＮ＝３としておく。ＲＦフロントエンドモジュール３−１、３−２、３−３、３−４と送受信回路５は光ファイバ６にて接続される。３バンドかつ４素子（１２系統）であることから、光ファイバ総数は１２本となる。本発明の構成によれば光ファイバ配線はレドーム内に限られるため、１本あたりの光ファイバ長はレドーム長２ｍとすれば高々５ｍ程度となる。 The antenna elements 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 are arranged in a row in the longitudinal direction of the reflector plate on one surface of the reflector plate 2, and the RF front end module 3 is placed on the other surface of the reflector plate 2. -1, 3-2, 3-3, 3-4 are arranged in a row in the longitudinal direction of the reflector. Below the radome, an N-band transmission / reception circuit 5 (N is an integer of 1 or more) is installed. In this embodiment, N = 3. The RF front end modules 3-1, 3-2, 3-3 and 3-4 and the transmission / reception circuit 5 are connected by an optical fiber 6. Since there are 3 bands and 4 elements (12 systems), the total number of optical fibers is 12. According to the configuration of the present invention, since the optical fiber wiring is limited within the radome, the optical fiber length per one is about 5 m at most if the radome length is 2 m.

ここでアンテナ素子１−１、１−２、１−３、１−４は、例えば１．５ＧＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、２．１ＧＨｚ帯の３バンド対応であるものとする。アンテナ素子間隔は、３バンドの指向性を設計値にするよう設定される。アンテナ素子１−１、１−２、１−３、１−４は銅張プリント基板で構成され、３バンドで共振を持つ構造である。 Here, it is assumed that the antenna elements 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 correspond to, for example, three bands of 1.5 GHz band, 1.8 GHz band, and 2.1 GHz band. The antenna element spacing is set so that the directivity of the three bands is a design value. The antenna elements 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 are made of copper-clad printed circuit boards and have a structure with resonance in three bands.

以下、図２から図１０を参照してＲＦフロントエンドモジュール３−１、３−２、３−３、３−４（以下、符号３で代表させる）と、送受信回路５の詳細について説明する。図２は、本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３と送受信回路５の詳細を示す図である。図３は本実施例の送信電力増幅器３０の構成を示す図である。図４は本実施例のＬＮＡ３１の構成を示す図である。図５は本実施例の利得調整器３５の構成を示す図である。図６は本実施例のベクトル調整器３７の構成を示す図である。図７は本実施例の電気光変換回路３９の構成を示す図である。図８は本実施例の光電気変換回路３８の構成を示す図である。図９は本実施例の送信系統用制御器３６５の構成を示す図である。図１０は本実施例の受信系統用制御器５３５の構成を示す図である。 Details of the RF front end modules 3-1, 3-2, 3-3, 3-4 (hereinafter represented by reference numeral 3) and the transmission / reception circuit 5 will be described below with reference to FIGS. FIG. 2 is a diagram showing details of the RF front end module 3 and the transmission / reception circuit 5 of the present embodiment. FIG. 3 is a diagram showing a configuration of the transmission power amplifier 30 of the present embodiment. FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the LNA 31 of this embodiment. FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the gain adjuster 35 of this embodiment. FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the vector adjuster 37 of this embodiment. FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the electro-optical conversion circuit 39 of this embodiment. FIG. 8 is a diagram showing a configuration of the photoelectric conversion circuit 38 of the present embodiment. FIG. 9 is a diagram showing a configuration of the transmission system controller 365 of the present embodiment. FIG. 10 is a diagram showing the configuration of the reception system controller 535 of the present embodiment.

上述したように本実施例ではＮ＝３としたため、ＲＦフロントエンドモジュール３は、３バンドのフロントエンドモジュールである。図２に示すように、ＲＦフロントエンドモジュール３は、Ｎバンドデュプレクサ３Ａ（Ｎ＝３であるため、以下、３バンドデュプレクサ３Ａという）と、送信電力増幅器３０−１、３０−２、３０−３（以下、符号３０で代表させる）と、ＬＮＡ３１−１、３１−２、３１−３（以下、符号３１で代表させる）と、プリアンプ３２−１、３２−２、３２−３（以下、符号３２で代表させる）と、モニタ３３−１、３３−２、３３−３（以下、符号３３で代表させる）と、自動レベル検出器３４−１、３４−２、３４−３（以下、符号３４で代表させる）と、利得調整器３５−１、３５−２、３５−３（以下、符号３５で代表させる）と、モニタ３６−１、３６−２、３６−３（以下、符号３６で代表させる）と、ベクトル調整器３７−１、３７−２、３７−３（以下、符号３７で代表させる）と、光電気変換回路３８−１、３８−２、３８−３（以下、符号３８で代表させる）と、電気光変換回路３９−１、３９−２、３９−３（以下、符号３９で代表させる）とを備える。 As described above, since N = 3 in the present embodiment, the RF front end module 3 is a three-band front end module. As shown in FIG. 2, the RF front-end module 3 includes an N-band duplexer 3A (N = 3, and hence referred to as a 3-band duplexer 3A) and transmission power amplifiers 30-1, 30-2, and 30-3. (Hereinafter represented by reference numeral 30), LNAs 31-1, 31-2, 31-3 (hereinafter represented by reference numeral 31), and preamplifiers 32-1, 32-2, 32-3 (hereinafter referred to as reference numeral 32). ), Monitors 33-1, 33-2, 33-3 (hereinafter represented by reference numeral 33), and automatic level detectors 34-1, 34-2, 34-3 (hereinafter represented by reference numeral 34). Representative), gain adjusters 35-1, 35-2, 35-3 (hereinafter represented by reference numeral 35), and monitors 36-1, 36-2, 36-3 (hereinafter represented by reference numeral 36). ) And vector adjusters 37-1, 3 -2, 37-3 (hereinafter represented by reference numeral 37), photoelectric conversion circuits 38-1, 38-2, 38-3 (hereinafter represented by reference numeral 38), and electro-optical conversion circuit 39-1. , 39-2, 39-3 (hereinafter represented by reference numeral 39).

送受信回路５は、電気光変換回路５１−１、５１−２、５１−３（以下、符号５１で代表させる）と、光電気変換回路５２−１、５２−２、５２−３（以下、符号５２で代表させる）と、ベクトル調整器５３−１、５３−２、５３−３（以下、符号５３で代表させる）と、モニタ５４−１、５４−２、５４−３（以下、符号５４で代表させる）と、送信モジュール５５−１、５５−２、５５−３（以下、符号５５で代表させる）と、受信モジュール５６−１、５６−２、５６−３（以下、符号５６で代表させる）とを備える。光電気変換回路３８−１と電気光変換回路５１−１とは光ファイバ６１−１で接続されている。電気光変換回路３９−１と光電気変換回路５２−１とは光ファイバ６２−１で接続されている。光電気変換回路３８−２と電気光変換回路５１−２とは光ファイバ６１−２で接続されている。電気光変換回路３９−２と光電気変換回路５２−２とは光ファイバ６２−２で接続されている。光電気変換回路３８−３と電気光変換回路５１−３とは光ファイバ６１−３で接続されている。電気光変換回路３９−３と光電気変換回路５２−３とは光ファイバ６２−３で接続されている。 The transmission / reception circuit 5 includes an electro-optical conversion circuit 51-1, 51-2, 51-3 (hereinafter represented by reference numeral 51) and an opto-electric conversion circuit 52-1, 52-2, 52-3 (hereinafter referred to as reference numeral). 52), vector adjusters 53-1, 53-2, 53-3 (hereinafter represented by reference numeral 53), monitors 54-1, 54-2, 54-3 (hereinafter represented by reference numeral 54). Representative), transmission modules 55-1, 55-2, 55-3 (hereinafter represented by reference numeral 55) and reception modules 56-1, 56-2, 56-3 (hereinafter represented by reference numeral 56). ). The photoelectric conversion circuit 38-1 and the photoelectric conversion circuit 51-1 are connected by an optical fiber 61-1. The electro-optic conversion circuit 39-1 and the opto-electric conversion circuit 52-1 are connected by an optical fiber 62-1. The photoelectric conversion circuit 38-2 and the photoelectric conversion circuit 51-2 are connected by an optical fiber 61-2. The electro-optic conversion circuit 39-2 and the opto-electric conversion circuit 52-2 are connected by an optical fiber 62-2. The photoelectric conversion circuit 38-3 and the photoelectric conversion circuit 51-3 are connected by an optical fiber 61-3. The electro-optic conversion circuit 39-3 and the opto-electric conversion circuit 52-3 are connected by an optical fiber 62-3.

なお、以下の説明では、電気光変換回路、光ファイバ、光電気変換回路の３つを合わせて光回路と総称する。 In the following description, the electro-optical conversion circuit, the optical fiber, and the photoelectric conversion circuit are collectively referred to as an optical circuit.

＜３バンドデュプレクサ３Ａ＞
３バンドデュプレクサ３Ａは各バンドの送受信波を分離するための構成である。３バンドデュプレクサ３Ａは７端子回路であって、アンテナ素子に接続される端子、各バンドの送信電力増幅器３０に接続される３つの端子、各バンドのＬＮＡ３１に接続される３つの端子である。３バンドデュプレクサ３Ａは、３つの各バンド用デュプレクサをトーナメント合成する構成である。詳細には、第１の周波数帯である１．５ＧＨｚ帯デュプレクサ３３Ａと、第２の周波数帯である１．８ＧＨｚ帯デュプレクサ３４Ａと、第３の周波数帯である２．１ＧＨｚ帯デュプレクサ３５Ａと、第１の周波数帯（１．５ＧＨｚ帯）と第２の周波数帯（１．８ＧＨｚ帯）の分波回路３２Ａと、第１／第２周波数帯（１．５ＧＨｚ帯／１．８ＧＨｚ帯）と第３の周波数帯（２．１ＧＨｚ帯）の分波回路３１Ａをトーナメント合成する構成である。なお、分波回路はパッシブ素子で構成されることから、合波回路でもある。 <3-band duplexer 3A>
The 3-band duplexer 3A has a configuration for separating transmission / reception waves of each band. The 3-band duplexer 3A is a 7-terminal circuit, and includes a terminal connected to the antenna element, three terminals connected to the transmission power amplifier 30 of each band, and three terminals connected to the LNA 31 of each band. The 3-band duplexer 3A is configured to synthesize a tournament of three duplexers for each band. Specifically, a 1.5 GHz band duplexer 33A that is a first frequency band, a 1.8 GHz band duplexer 34A that is a second frequency band, a 2.1 GHz band duplexer 35A that is a third frequency band, A demultiplexing circuit 32A having a first frequency band (1.5 GHz band) and a second frequency band (1.8 GHz band), a first / second frequency band (1.5 GHz band / 1.8 GHz band), and a third frequency band; This is a configuration for synthesizing tournaments of the demultiplexing circuit 31A in the frequency band (2.1 GHz band). Since the branching circuit is composed of passive elements, it is also a multiplexing circuit.

各バンドのデュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａは、３つの端子（共通端子、送信電力増幅器３０に接続される端子、ＬＮＡ３１に接続される端子）を持つ回路である、１．５ＧＨｚ帯デュプレクサ３３Ａは、アップリンクの１４４８ＭＨｚから１４６３ＭＨｚ、ダウンリンクの１４９６ＭＨｚから１５１１ＭＨｚの送受信波を分離または合波する。１．８ＧＨｚ帯デュプレクサ３４Ａは、アップリンク１７６５ＭＨｚから１７８８ＭＨｚ、ダウンリンクの１８６０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの送受信波を分離または合波する。２．１ＧＨｚ帯デュプレクサ３５Ａは、アップリンクの１９４０ＭＨｚから１９６０ＭＨｚ、ダウンリンクの２１３０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚの送受信波を分離または合波する。各バンドのデュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａは、送信電力増幅器３０の最大出力が２．５Ｗであることから、小型化に適した誘電体共振器を利用できる。デュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａには空洞共振器も利用できるが、空洞共振器は通過電力に対して共振器寸法が著しく大きいため、レドーム内にＲＦフロントエンドモジュールを収容する観点からは、誘電体共振器を用いるのが好適である。 Each band duplexer 33A, 34A, 35A is a circuit having three terminals (a common terminal, a terminal connected to the transmission power amplifier 30 and a terminal connected to the LNA 31), and the 1.5 GHz band duplexer 33A is up. The transmission / reception waves of 1448 MHz to 1463 MHz on the link and 1496 MHz to 1511 MHz on the downlink are separated or combined. The 1.8 GHz band duplexer 34A separates or multiplexes transmission / reception waves of uplink 1765 MHz to 1788 MHz and downlink 1860 MHz to 1880 MHz. The 2.1 GHz band duplexer 35A separates or multiplexes transmission / reception waves from 1940 MHz to 1960 MHz in the uplink and 2130 MHz to 2150 MHz in the downlink. The duplexers 33A, 34A, and 35A for each band can use dielectric resonators suitable for miniaturization because the maximum output of the transmission power amplifier 30 is 2.5W. A cavity resonator can also be used for the duplexers 33A, 34A, and 35A. However, since the cavity resonator has a significantly large resonator size with respect to the passing power, from the viewpoint of housing the RF front-end module in the radome, dielectric resonance is performed. It is preferable to use a vessel.

分波回路３２Ａは、３つの端子（１．５ＧＨｚ帯デュプレクサ３３Ａの共通端子に接続される端子と、１．８ＧＨｚ帯デュプレクサ３４Ａの共通端子に接続される端子と、分波回路３１Ａに接続される端子）を有する。分波回路３２Ａは、１．５ＧＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の送受信波を同時に入力し、１．５ＧＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯に分波する。なお、分波回路３２Ａはパッシブ素子で構成されることから可逆性を有し合波回路でもある。分波回路３２Ａは、図示を省略したが１．５ＧＨｚ帯ノッチフィルタまたはバンドパスフィルタと１．８ＧＨｚ帯ノッチフィルタとバンドパスフィルタをＴ分岐で接続した構成である。１．５ＧＨｚ帯送受信波と１．８ＧＨｚ帯送受信波はノッチフィルタまたはバンドパスフィルタにて分離される。従って、１．５ＧＨｚ帯デュプレクサ３３Ａに接続する端子からみて、１．８ＧＨｚ帯デュプレクサ３４Ａの共通端子に接続する端子がＲＦ的に見えない。分波回路３２Ａは小型かつ最大通過電力２．５Ｗに耐えることが必要であり、誘電体共振器を利用することができる。または十分な分離度を確保できるのであれば、プリント基板による平面回路で構成することができる。 The branching circuit 32A has three terminals (a terminal connected to the common terminal of the 1.5 GHz band duplexer 33A, a terminal connected to the common terminal of the 1.8 GHz band duplexer 34A, and the branching circuit 31A). Terminal). The demultiplexing circuit 32A receives a 1.5 GHz band and a 1.8 GHz band transmission / reception wave at the same time, and demultiplexes them into a 1.5 GHz band and a 1.8 GHz band. Note that the demultiplexing circuit 32A is composed of passive elements and thus has reversibility and is also a multiplexing circuit. Although not shown, the demultiplexing circuit 32A has a configuration in which a 1.5 GHz band notch filter or a bandpass filter, a 1.8 GHz band notch filter, and a bandpass filter are connected by a T branch. The 1.5 GHz band transmission / reception wave and the 1.8 GHz band transmission / reception wave are separated by a notch filter or a band pass filter. Accordingly, when viewed from the terminal connected to the 1.5 GHz band duplexer 33A, the terminal connected to the common terminal of the 1.8 GHz band duplexer 34A cannot be seen in RF. The demultiplexing circuit 32A is small and needs to withstand a maximum passing power of 2.5 W, and a dielectric resonator can be used. Alternatively, if a sufficient degree of separation can be ensured, a planar circuit using a printed circuit board can be used.

分波回路３１Ａは、３つの端子（分波回路３２Ａに接続する端子と、２．１ＧＨｚ帯デュプレクサ３５Ａの共通端子に接続する端子と、アンテナ素子に接続する端子）を持つ。分波回路３１Ａは、１．５ＧＨｚ帯〜１．８ＧＨｚ帯の送受信波と２．１ＧＨｚ帯の送受信波をアンテナ素子から同時に入力し、１．５ＧＨｚ帯〜１．８ＧＨｚ帯の送受信波と２．１ＧＨｚ帯送受信波に分離する。分波回路３１Ａは、図示を省略したが１．５ＧＨｚ帯〜１．８ＧＨｚ帯のノッチフィルタまたはバンドパスフィルタと、２．１ＧＨｚ帯ノッチフィルタまたはバンドバスフィルタをＴ分岐にて合成する構成である。従って、１．５ＧＨｚ帯〜１．８ＧＨｚ帯の送受信波は２．１ＧＨｚ帯デュプレクサ３５Ａに出力されない。同様に２．１ＧＨｚ帯の送受信波は１．５ＧＨｚ帯〜１．８ＧＨｚ帯の分波回路３２Ａに出力されない。分波回路３１Ａは、小型かつ最大通過電力２．５Ｗに耐えうることが求められるため、誘電体共振器または平面回路にて構成することが最善である。 The demultiplexing circuit 31A has three terminals (a terminal connected to the demultiplexing circuit 32A, a terminal connected to the common terminal of the 2.1 GHz band duplexer 35A, and a terminal connected to the antenna element). The demultiplexing circuit 31A inputs a 1.5 GHz band to a 1.8 GHz band transmission / reception wave and a 2.1 GHz band transmission / reception wave simultaneously from the antenna element, and a 1.5 GHz band to a 1.8 GHz band transmission / reception wave and a 2.1 GHz band. Separated into band transmission and reception waves Although not shown, the demultiplexing circuit 31A is configured to synthesize a 1.5 GHz band to 1.8 GHz band notch filter or bandpass filter and a 2.1 GHz band notch filter or bandpass filter in a T-branch. Therefore, transmission / reception waves in the 1.5 GHz band to 1.8 GHz band are not output to the 2.1 GHz band duplexer 35A. Similarly, the transmission / reception wave in the 2.1 GHz band is not output to the demultiplexing circuit 32A in the 1.5 GHz band to 1.8 GHz band. Since the demultiplexing circuit 31A is required to be small and can withstand a maximum passing electric power of 2.5 W, it is best to configure it by a dielectric resonator or a planar circuit.

＜送信電力増幅器３０＞
図３に示すように、送信電力増幅器３０は、入力整合回路３０ａと、マイクロ波半導体３０ｂと、バイアス回路３０ｃと、出力整合回路３０ｄにて構成される。送信電力増幅器３０は動作周波数帯ごとに入力整合回路３０ａを調整し、動作周波数にて最大出力電力２．５Ｗを得つつ、高効率動作を図る。送信電力増幅器３０には低歪動作が求められることから、少なくとも最大出力電力から出力バックオフ８ｄＢ程度高い飽和出力２２．５Ｗが必要である。１．５ＧＨｚ帯から２．１ＧＨｚ帯マイクロ波トランジスタには、例えば２２．５Ｗ以上、ＧａＡｓ＿ＭＥＳＦＥＴまたはＧａＮ＿ＨＥＭＴを利用することができる。入力整合回路３０ａと出力整合回路３０ｄの設計は、動作周波数にて入力整合回路３０ａの入力側反射と出力整合回路３０ｄの出力側反射をそれぞれ１０ｄＢから１．５ｄＢ程度、送信電力増幅器３０の利得をなるべく最大になるようにする。送信電力増幅器３０の出力側に再放射を防ぐためアイソレータを設けても良い。送信電力増幅器３０で発生する歪み成分を低減するために、バランス型電力増幅器の利用、プリディストータなどの線形化回路を利用することができる。プリディストータを利用する場合、送信電力増幅器３０の入力側にプリディストータを配置する。プリディストータは１．５ＧＨｚ帯から２．１ＧＨｚ帯で動作することが必要である。 <Transmission power amplifier 30>
As shown in FIG. 3, the transmission power amplifier 30 includes an input matching circuit 30a, a microwave semiconductor 30b, a bias circuit 30c, and an output matching circuit 30d. The transmission power amplifier 30 adjusts the input matching circuit 30a for each operating frequency band, and achieves a high efficiency operation while obtaining a maximum output power of 2.5 W at the operating frequency. Since the transmission power amplifier 30 is required to have a low distortion operation, a saturation output of 22.5 W that is at least about 8 dB higher than the maximum output power and an output back-off is required. For a 1.5 GHz to 2.1 GHz band microwave transistor, for example, 22.5 W or more, GaAs_MESFET or GaN_HEMT can be used. The design of the input matching circuit 30a and the output matching circuit 30d is such that the input side reflection of the input matching circuit 30a and the output side reflection of the output matching circuit 30d are about 10 dB to 1.5 dB, respectively, and the gain of the transmission power amplifier 30 is increased at the operating frequency. Try to maximize as much as possible. An isolator may be provided on the output side of the transmission power amplifier 30 to prevent re-radiation. In order to reduce distortion components generated in the transmission power amplifier 30, use of a balanced power amplifier or a linearization circuit such as a predistorter can be used. When a predistorter is used, the predistorter is arranged on the input side of the transmission power amplifier 30. The predistorter needs to operate in the 1.5 GHz band to the 2.1 GHz band.

＜ＬＮＡ３１＞
図４に示すように、ＬＮＡ３１は、入力整合回路３１ａと、低雑音マイクロ波半導体３１ｂと、バイアス回路３１ｃと、出力整合回路３１ｄにて構成される。ＬＮＡ３１は低雑音増幅動作が求められるので、入力整合回路３１ａを５０Ｏｈｍ程度にするように設計する。また低雑音マイクロ波半導体３１ｂには、低雑音増幅特性に優れるＧａＡｓＨＥＭＴを利用することができる。 <LNA31>
As shown in FIG. 4, the LNA 31 includes an input matching circuit 31a, a low noise microwave semiconductor 31b, a bias circuit 31c, and an output matching circuit 31d. Since the LNA 31 is required to have a low noise amplification operation, the input matching circuit 31a is designed to be about 50 Ohm. Moreover, GaAs HEMT which is excellent in a low noise amplification characteristic can be utilized for the low noise microwave semiconductor 31b.

＜モニタ３３、自動レベル調整器３４、利得調整器３５＞
モニタ３３は、ＬＮＡ３１の出力端に接続される。なお、モニタ３３は後述するモニタ３６と区別するために第１のモニタ３３と呼んでもよい。モニタ３３は、ＬＮＡ３１出力信号の平均電力を測定する。自動レベル検出器３４は、モニタ３３と利得調整器３５に接続される。利得調整器３５は、モニタ３３と、自動レベル検出器３４に接続される。図５に示すように、利得調整器３５は可変利得増幅器３５ａと可変減衰器３５ｂと利得制御回路３５ｃにて構成される。自動レベル検出器３４は、常に（所定時間経過毎に）モニタ３が計測したＬＮＡ出力信号の平均電力を取得し、利得調整器３５の利得制御回路３５ｃに通知する。利得調整器３５の利得制御回路３５ｃは光回路への入力電力と自動レベル検出器３４が取得した平均電力とを比較し、それらを一致させるように可変利得増幅器３５ａと可変減衰器３５ｂを制御する。自動レベル検出器３４はダイオードを用いた簡易なレベル検出回路でよい。利得調整器３５の可変利得増幅器３５ａは増幅器の段数を制御するまたは増幅器を構成するトランジスタのバイアス電圧を調整する構成としても良い。利得調整器３５の可変減衰器３５ｂはＰＩ型に減衰器を構成した回路であり、利得制御回路３５ｃにより減衰器の段数を制御可能である。制御周期はＬＮＡ出力の平均電力変動に追従するが、フェージングの長期変動に追従できる程度でよい。 <Monitor 33, automatic level adjuster 34, gain adjuster 35>
The monitor 33 is connected to the output terminal of the LNA 31. The monitor 33 may be called the first monitor 33 in order to distinguish it from the monitor 36 described later. The monitor 33 measures the average power of the LNA 31 output signal. The automatic level detector 34 is connected to the monitor 33 and the gain adjuster 35. The gain adjuster 35 is connected to the monitor 33 and the automatic level detector 34. As shown in FIG. 5, the gain adjuster 35 includes a variable gain amplifier 35a, a variable attenuator 35b, and a gain control circuit 35c. The automatic level detector 34 always acquires the average power of the LNA output signal measured by the monitor 3 (every predetermined time elapses), and notifies the gain control circuit 35 c of the gain adjuster 35. The gain control circuit 35c of the gain adjuster 35 compares the input power to the optical circuit with the average power acquired by the automatic level detector 34, and controls the variable gain amplifier 35a and the variable attenuator 35b so as to match them. . The automatic level detector 34 may be a simple level detection circuit using a diode. The variable gain amplifier 35a of the gain adjuster 35 may be configured to control the number of stages of amplifiers or adjust the bias voltage of the transistors constituting the amplifier. The variable attenuator 35b of the gain adjuster 35 is a PI type attenuator circuit, and the gain control circuit 35c can control the number of attenuators. The control period follows the average power fluctuation of the LNA output, but may be sufficient to follow the long-term fluctuation of fading.

＜利得調整器３５が実行する利得調整の詳細＞
利得調整器３５は、＋２０ｄＢから−２０ｄＢ程度の範囲で利得を調整し、ＬＮＡ出力を光回路入力に適正なレベルに維持する。利得調整器３５は、レーザーで発生する相互変調歪み成分と、光回路の雑音（ほぼ熱雑音に相当する）を考慮して光回路入力レベルを設定する。これについて図１３を参照して詳細に説明する。図１３は、光回路の入出力特性を示す図であって、横軸は光回路の１波あたりの入力電力、縦軸は光回路の１波あたりの出力電力を表す。ここでは、入力信号を等振幅ずつ１００ｋＨｚ離調したＣＷ２波とした。実線で示したのは基本波であり、一点鎖線で示した３次相互変調歪み成分は入力信号により生じる基本波近傍の３次相互変調歪み成分である。破線で光回路の雑音レベルの特性を示す。図１３から明らかなように、もっとも相互変調歪み成分と基本波のレベル差を取れる箇所は光回路の雑音レベルと３次相互変調歪み成分の交差する点になる。言い換えれば、相互変調歪み成分と基本波のレベル差を最も大きく取れる箇所は、光回路の雑音レベルと、入力信号により生じる基本波近傍の３次相互変調歪み成分とが等しくなる箇所である。利得調整器３５は、３次相互変調歪み成分と基本波のレベル差を最大に取れるように、光回路への入力電力を制御する。入力信号は変調波のため瞬時電力と平均電力が異なるが、図１３は平均電力で評価しており、利得調整器３５では入力信号の平均電力に着目して利得調整を行う。本実施例の利得調整器３５の動作は、無線電波などのアナログ信号をアナログ信号のまま光ファイバを用いて伝送する場合に好適である。 <Details of gain adjustment performed by gain adjuster 35>
The gain adjuster 35 adjusts the gain in the range of about +20 dB to −20 dB, and maintains the LNA output at an appropriate level for the optical circuit input. The gain adjuster 35 sets the optical circuit input level in consideration of the intermodulation distortion component generated by the laser and the optical circuit noise (substantially equivalent to thermal noise). This will be described in detail with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating input / output characteristics of an optical circuit, in which the horizontal axis represents input power per wave of the optical circuit, and the vertical axis represents output power per wave of the optical circuit. Here, the input signal is a CW2 wave detuned by 100 kHz with equal amplitude. A solid line indicates a fundamental wave, and a third-order intermodulation distortion component indicated by an alternate long and short dash line is a third-order intermodulation distortion component in the vicinity of the fundamental wave caused by an input signal. The broken line indicates the noise level characteristic of the optical circuit. As can be seen from FIG. 13, the point where the level difference between the intermodulation distortion component and the fundamental wave can be taken is the point where the noise level of the optical circuit and the third-order intermodulation distortion component intersect. In other words, the place where the level difference between the intermodulation distortion component and the fundamental wave can be maximized is the place where the noise level of the optical circuit is equal to the third-order intermodulation distortion component in the vicinity of the fundamental wave caused by the input signal. The gain adjuster 35 controls the input power to the optical circuit so that the level difference between the third-order intermodulation distortion component and the fundamental wave can be maximized. Although the input signal is a modulated wave and the instantaneous power is different from the average power, FIG. 13 evaluates with the average power, and the gain adjuster 35 adjusts the gain by paying attention to the average power of the input signal. The operation of the gain adjuster 35 of this embodiment is suitable when an analog signal such as a radio wave is transmitted using an optical fiber as an analog signal.

なお、本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３は、系統ごとに複数の利得調整器を有する。複数の受信系統で適切に制御されたアレイファクタでぞれぞれの受信信号を合成する必要があるため、すべての利得調整器において、それぞれの受信系統における利得調整量がほぼ同一になるように設定することが必要である。例えば、第一系統の利得調整器で設定した可変減衰器と可変利得増幅器の設定値は、第一系統の利得制御回路を通して、他系統の利得制御回路に通知される。他系統の利得制御回路は通知された設定値を用いてそれぞれの可変減衰器と可変利得増幅器を設定する。上記では第一系統を例に説明したが、他系統を基準として可変減衰器と可変利得増幅器を設定してもよい。 Note that the RF front end module 3 of the present embodiment has a plurality of gain adjusters for each system. Since it is necessary to synthesize each received signal with an array factor controlled appropriately by multiple receiving systems, the gain adjustment amount in each receiving system should be almost the same in all gain adjusters. It is necessary to set. For example, the setting values of the variable attenuator and the variable gain amplifier set by the gain adjuster of the first system are notified to the gain control circuit of the other system through the gain control circuit of the first system. The gain control circuit of the other system sets each variable attenuator and variable gain amplifier using the notified set value. Although the first system has been described above as an example, a variable attenuator and a variable gain amplifier may be set on the basis of another system.

上記では、複数の利得調整器を協調して動作する例を述べたが、以下のように複数の利得調整器を独立して動作させてもよい。複数の利得調整器が独立して動作する場合、それぞれの可変減衰器と可変利得増幅器の設定値が異なる。受信機にて複数の受信系統出力信号を適切なアレイファクタで合成するには、利得制御回路で指示した可変減衰器と可変利得増幅器の設定値を受信機に通知し、その設定値を考慮して複数の受信系統出力信号を合成すればよい。この通知は利得制御回路から受信機の複数の受信系統出力信号を合成する回路に行えばよい。このように、複数の利得調整器を独立動作させても、適切なアレイファクタで複数の受信系統出力信号を合成することができる。 In the above description, an example in which a plurality of gain adjusters are operated in cooperation has been described. However, a plurality of gain adjusters may be operated independently as described below. When a plurality of gain adjusters operate independently, the set values of the respective variable attenuators and variable gain amplifiers are different. In order to synthesize multiple reception system output signals with an appropriate array factor, the receiver notifies the receiver of the set values of the variable attenuator and variable gain amplifier specified by the gain control circuit, and considers the set values. Thus, a plurality of reception system output signals may be synthesized. This notification may be performed from the gain control circuit to a circuit that synthesizes a plurality of reception system output signals of the receiver. Thus, even if a plurality of gain adjusters are operated independently, a plurality of reception system output signals can be synthesized with an appropriate array factor.

＜電気光変換回路３９、光電気変換回路３８＞
電気光変換回路３９は、利得調整器３５の出力端に接続され、利得調整器３５から出力された電気信号を光信号に変換する。電気光変換回路３９は、図７に示すように、レーザー３９ａ、バイアス回路３９ｂ、温度安定化回路３９ｃにて構成される。レーザー３９ａは半導体素子で構成され、バイアス回路３９ｂにて適切なバイアス電圧を設定する。また温度安定化回路３９ｃはレーザー３９ａ動作時の電気光変換回路３９の温度安定化を図る。 <Electro-optical conversion circuit 39, photoelectric conversion circuit 38>
The electro-optical conversion circuit 39 is connected to the output terminal of the gain adjuster 35 and converts the electric signal output from the gain adjuster 35 into an optical signal. As shown in FIG. 7, the electro-optical conversion circuit 39 includes a laser 39a, a bias circuit 39b, and a temperature stabilization circuit 39c. The laser 39a is composed of a semiconductor element, and an appropriate bias voltage is set by a bias circuit 39b. The temperature stabilization circuit 39c stabilizes the temperature of the electro-optical conversion circuit 39 during the operation of the laser 39a.

光電気変換回路３８は、送受信回路５の出力信号（光信号）を電気信号に変換する。光電気変換回路３８は、図８に示すように、フォトダイオード３８ａ、バイアス回路３８ｂ、温度安定化回路３８ｃにて構成される。光信号は適切なバイアス電圧を設定したフォトダイオード３８ａにて電気信号に変換される。光電気変換回路３８は電気光変換回路３９と同じく温度安定性が求められるため、温度安定化回路３８ｃにて光電気変換回路３８の温度安定化を図る。 The photoelectric conversion circuit 38 converts the output signal (optical signal) of the transmission / reception circuit 5 into an electrical signal. As shown in FIG. 8, the photoelectric conversion circuit 38 includes a photodiode 38a, a bias circuit 38b, and a temperature stabilization circuit 38c. The optical signal is converted into an electric signal by the photodiode 38a set with an appropriate bias voltage. Since the photoelectric conversion circuit 38 is required to have temperature stability like the electric / optical conversion circuit 39, the temperature stabilization circuit 38c stabilizes the temperature of the photoelectric conversion circuit 38.

＜ベクトル調整器３７、モニタ３６＞
本実施例の基地局装置９のアクティブアンテナは、送信１２系統、受信１２系統で構成されている。アクティブアンテナで形成する指向性は、トリプルバンドアンテナ素子に給電する振幅と位相と、トリプルバンドアンテナ素子間隔などにより決定する。所定の指向性を得るには、トリプルバンドに給電する振幅と位相を所定の範囲に設定することが必要である。また、系統間の偏差も同様に所定の範囲に設定することが必要である。 <Vector adjuster 37, monitor 36>
The active antenna of the base station apparatus 9 of the present embodiment is composed of 12 transmission systems and 12 reception systems. The directivity formed by the active antenna is determined by the amplitude and phase of feeding power to the triple band antenna element, the triple band antenna element spacing, and the like. In order to obtain a predetermined directivity, it is necessary to set the amplitude and phase for feeding power to the triple band within a predetermined range. Similarly, it is necessary to set the deviation between the systems within a predetermined range.

送信系統において、光電気変換回路３８の出力端にベクトル調整器３７の入力端を接続し、ベクトル調整器３７の出力端にモニタ３６の入力端を接続する。モニタ３６は前述したモニタ３３と区別するために、第２のモニタ３６と呼んでも良い。さらに、モニタ３６とベクトル調整器３７の間（図２で矢印Ａとして表記）に図９に示す送信系統用制御器３６５を備える。送信系統用制御器３６５は、アレイファクタの参照テーブルを備えており、１２系統のすべてのモニタ３６から抽出された信号を入力とし、相関演算などの処理を行い、１２系統すべてのベクトル調整器３７に出力する。送信系統用制御器３６５の動作について説明する。送信系統用制御器３６５は抽出された信号を用いて相関演算を行う。例えば、２系統の場合、２つの信号がＣＷであり、同一振幅かつ同一位相であれば、相関値は１となる。もし振幅にずれがあったり、位相にずれがあるときには、相関値は１以下となり、振幅または位相にずれがあることがわかる。一方の信号の振幅と位相を固定し、他方の信号の振幅と位相をベクトル調整器３７で調整することで、相関値を１に近づけることができる。ベクトル調整器３７での調整手段は、振幅調整、位相調整である。振幅が等振幅になれば、位相ずれを感度よく検出できる。振幅ずれがあると、位相ずれの感度劣化となり、ベクトル調整が良好に行うことができない。ベクトル調整器３７は、図６に示すように、可変位相器３７ａと可変減衰器３７ｂにて構成される。可変減衰器３７ｂは可変増幅器としても良い。１２系統すべてのベクトル調整を行う場合は、基準となる系統を決めておき、その系統の信号に対して他の系統の信号と相関値を計算する。ベクトル調整が完了後に系統を切り替えて、再度相関値を計算する。このプロセスを１２系統に対して行うことで、１２系統すべての信号の振幅と位相を一致させることができる。アクティブアンテナでは指向性制御を行うことから、送信系統用制御器３６５はアレイファクタの参照テーブルから各系統の振幅値と位相値を読み出し、ベクトル調整器３７にて上記にてすでに設定されている振幅値と位相値からその振幅値と位相値を設定する。ベースバンド処理部でアレイファクタを与える場合、光電気変換回路出力の信号にアレイファクタが与えられているものとする。送信系統用制御器３６５は相関演算を行う前に、アレイファクタの参照テーブルから当該系統の振幅値と位相値を読み出し、当該系統の信号からその振幅値と位相値を補正し、相関演算を行う。また、モニタ３６は送信電力増幅器３０の出力側に設置してもよい。この場合、ベクトル調整器３７はプリアンプ３２と送信電力増幅器３０の振幅偏差と位相偏差を含めて上述のアレイファクタを設定できる。周知のように、プリアンプ３２と送信電力増幅器３０は個体により振幅特性と位相特性にわずかな差、いわゆる個体差がある。モニタ３６を送信電力増幅器３０の出力側に設置することで、このような個体差を均一化してアレイファクタを設定できる。 In the transmission system, the input end of the vector adjuster 37 is connected to the output end of the photoelectric conversion circuit 38, and the input end of the monitor 36 is connected to the output end of the vector adjuster 37. The monitor 36 may be referred to as a second monitor 36 in order to distinguish it from the monitor 33 described above. Further, a transmission system controller 365 shown in FIG. 9 is provided between the monitor 36 and the vector adjuster 37 (indicated as an arrow A in FIG. 2). The transmission system controller 365 includes an array factor reference table, receives signals extracted from all the 12 systems of the monitor 36, performs processing such as correlation calculation, and performs the vector adjusters 37 of all 12 systems. Output to. The operation of the transmission system controller 365 will be described. The transmission system controller 365 performs correlation calculation using the extracted signal. For example, in the case of two systems, if the two signals are CW and have the same amplitude and the same phase, the correlation value is 1. If there is a deviation in amplitude or a phase deviation, the correlation value is 1 or less, indicating that there is a deviation in amplitude or phase. The correlation value can be made close to 1 by fixing the amplitude and phase of one signal and adjusting the amplitude and phase of the other signal by the vector adjuster 37. Adjustment means in the vector adjuster 37 is amplitude adjustment and phase adjustment. If the amplitude is equal, the phase shift can be detected with high sensitivity. If there is an amplitude shift, the sensitivity of the phase shift is degraded, and vector adjustment cannot be performed satisfactorily. As shown in FIG. 6, the vector adjuster 37 includes a variable phase shifter 37a and a variable attenuator 37b. The variable attenuator 37b may be a variable amplifier. When performing vector adjustment for all twelve systems, a reference system is determined, and signals of other systems and correlation values are calculated for the signals of that system. After the vector adjustment is completed, the system is switched and the correlation value is calculated again. By performing this process on 12 systems, the amplitudes and phases of all 12 systems can be matched. Since the active antenna performs directivity control, the transmission system controller 365 reads the amplitude value and phase value of each system from the array factor reference table, and the amplitude already set by the vector adjuster 37 as described above. The amplitude value and phase value are set from the value and phase value. When the array factor is given by the baseband processing unit, it is assumed that the array factor is given to the signal of the photoelectric conversion circuit output. Before performing the correlation calculation, the transmission system controller 365 reads the amplitude value and phase value of the system from the array factor reference table, corrects the amplitude value and phase value from the signal of the system, and performs the correlation calculation. . The monitor 36 may be installed on the output side of the transmission power amplifier 30. In this case, the vector adjuster 37 can set the above array factor including the amplitude deviation and phase deviation of the preamplifier 32 and the transmission power amplifier 30. As is well known, the preamplifier 32 and the transmission power amplifier 30 have slight differences in amplitude characteristics and phase characteristics, that is, so-called individual differences. By installing the monitor 36 on the output side of the transmission power amplifier 30, such an individual difference can be made uniform and an array factor can be set.

＜ベクトル調整器５３、モニタ５４＞
本実施例の送受信回路５の受信系統において、同様に光電気変換回路５２の出力側にベクトル調整器５３とモニタ５４を設ける。さらに、モニタ５４とベクトル調整器５３の間（図２で矢印Ｂとして表記）に図１０に示す受信系統用制御器５３５を備える。受信系統用制御器５３５は、アレイファクタの参照テーブルを備えており、１２系統のすべてのモニタ５４から抽出された信号を入力とし、相関演算などの処理を行い、１２系統すべてのベクトル調整器５３に出力する。受信系統用制御器５３５、ベクトル調整器５３の動作については、前述した送信系統用制御器３６５、ベクトル調整器３７の動作と同様であるから説明を略する。 <Vector adjuster 53, monitor 54>
Similarly, in the receiving system of the transmission / reception circuit 5 of the present embodiment, a vector adjuster 53 and a monitor 54 are provided on the output side of the photoelectric conversion circuit 52. Further, a reception system controller 535 shown in FIG. 10 is provided between the monitor 54 and the vector adjuster 53 (indicated as an arrow B in FIG. 2). The reception system controller 535 includes an array factor reference table. The reception system controller 535 receives signals extracted from all the 12 systems 54 as inputs, performs processing such as correlation calculation, and performs the vector adjusters 53 for all 12 systems. Output to. Since the operations of the reception system controller 535 and the vector adjuster 53 are the same as the operations of the transmission system controller 365 and the vector adjuster 37 described above, description thereof will be omitted.

なお、送受信回路５の電気光変換回路５１の入力端には送信モジュール５５が接続される。モニタ５４の出力端には受信モジュール５６が接続される。 A transmission module 55 is connected to the input end of the electro-optical conversion circuit 51 of the transmission / reception circuit 5. A receiving module 56 is connected to the output end of the monitor 54.

このように、本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３の各種構成により、ＲＦフロントエンドモジュール３と、送受信回路５とを光回路で接続した場合であっても適切に通信信号の送信および受信を実行することが可能となり、光ファイバ６を利用できるため、従来のＲＦケーブルよりもはるかに細い径とすることができる。これにより、配線の柔軟性の獲得とアンテナケース内のスペースを削減できる。また、光ファイバの低損失特性も利用できる。ＰＩＭの発生メカニズムは金属のヒステリシスに依存する。光ファイバを利用することで、金属を利用しないケーブルによりＰＩＭの発生原因を除去することができる。 As described above, the various configurations of the RF front end module 3 according to the present embodiment appropriately transmit and receive communication signals even when the RF front end module 3 and the transmission / reception circuit 5 are connected by an optical circuit. Since the optical fiber 6 can be used, the diameter can be made much smaller than that of the conventional RF cable. Thereby, the flexibility of wiring can be acquired and the space in the antenna case can be reduced. In addition, the low loss characteristic of the optical fiber can be used. The generation mechanism of PIM depends on the hysteresis of the metal. By using the optical fiber, it is possible to eliminate the cause of the PIM using a cable that does not use metal.

実施例１のＲＦフロントエンドモジュール３、および後述する実施例２、３のＲＦフロントエンドモジュールは単一周波数帯で動作する無線回路を集成したモジュールである。本発明のＲＦフロントエンドモジュールはこのような構成に限られず、例えば単一の無線回路にて複数の周波数帯で同時動作を可能する無線回路で構成することとしてもよい。この場合、例えば送信電力増幅器３０は複数周波数帯で整合する整合回路と広帯域のＧａＮＨＥＭＴを用いて、複数の周波数帯で同時増幅が可能である。また、ＬＮＡ３１も同様に入力整合回路にて複数の周波数帯に共振することで低雑音で複数の周波数帯で同時増幅が可能である。ベクトル調整器３７と利得調整器３５は、それぞれ複数の周波数で同時動作するように回路を具備する。例えば、各帯域を抽出するフィルタと各帯域で動作するベクトル調整器３７と利得調整器３５を並列に構成することで、同時動作が可能である。デュプレクサ３Ａは図２の構成にて、送信系統と受信系統に合波する回路を各帯域のデュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａの出力側に設ければよい。例えば、送信系統であれば、送信電力増幅器３０−１、３０−２、３０−３の端子を１端子に合波する回路を設ける。図２であれば、３２Ａ、３１Ａに相当するブロックになる。受信系統についても同様である。 The RF front end module 3 according to the first embodiment and the RF front end modules according to the second and third embodiments described later are modules in which radio circuits operating in a single frequency band are assembled. The RF front end module of the present invention is not limited to such a configuration, and may be configured by a wireless circuit capable of simultaneous operation in a plurality of frequency bands with a single wireless circuit, for example. In this case, for example, the transmission power amplifier 30 can simultaneously amplify in a plurality of frequency bands by using a matching circuit that matches in a plurality of frequency bands and a broadband GaN HEMT. Similarly, the LNA 31 resonates in a plurality of frequency bands in the input matching circuit, so that it can be amplified simultaneously in a plurality of frequency bands with low noise. The vector adjuster 37 and the gain adjuster 35 each have a circuit so as to operate simultaneously at a plurality of frequencies. For example, simultaneous operation is possible by configuring a filter for extracting each band, a vector adjuster 37 operating in each band, and a gain adjuster 35 in parallel. The duplexer 3A has the configuration shown in FIG. 2, and a circuit for multiplexing the transmission system and the reception system may be provided on the output side of the duplexers 33A, 34A, and 35A for each band. For example, in the case of a transmission system, a circuit that multiplexes terminals of the transmission power amplifiers 30-1, 30-2, and 30-3 into one terminal is provided. In FIG. 2, the blocks correspond to 32A and 31A. The same applies to the reception system.

以下、図１１を参照して、実施例１のＲＦフロントエンドモジュール３の一部を変更した実施例２のＲＦフロントエンドモジュール３００、および実施例１の送受信回路５の一部を変更した実施例２の送受信回路５００について説明する。図１１は本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３００と送受信回路５００の詳細を示す図である。本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３００は、実施例１のＲＦフロントエンドモジュール３と同様に、３バンドデュプレクサ３Ａと、送信電力増幅器３０と、ＬＮＡ３１と、プリアンプ３２と、モニタ３３と、自動レベル検出器３４と、利得調整器３５と、モニタ３６と、ベクトル調整器３７とを備える。本実施例では、実施例１の光電気変換回路３８の代わりに、Ｎバンド対応光電気変換回路３８’と、実施例１の電気光変換回路３９の代わりに、Ｎバンド対応電気光変換回路３９’とを備える。さらに、本実施例では、実施例１のＲＦフロントエンドモジュール３が備えないＮ＋１端子の分波回路３０１、Ｎ＋１端子の合波回路３０２を備える。 Hereinafter, with reference to FIG. 11, the RF front end module 300 according to the second embodiment in which a part of the RF front end module 3 according to the first embodiment is changed and the transmission / reception circuit 5 according to the first embodiment are partially changed. The second transmission / reception circuit 500 will be described. FIG. 11 is a diagram showing details of the RF front end module 300 and the transmission / reception circuit 500 of this embodiment. Similar to the RF front end module 3 of the first embodiment, the RF front end module 300 of the present embodiment includes a 3-band duplexer 3A, a transmission power amplifier 30, an LNA 31, a preamplifier 32, a monitor 33, and automatic level detection. , 34, a gain adjuster 35, a monitor 36, and a vector adjuster 37. In this embodiment, instead of the photoelectric conversion circuit 38 of the first embodiment, an N-band compatible photoelectric conversion circuit 38 ′, and instead of the electric-optical conversion circuit 39 of the first embodiment, an N-band compatible photoelectric conversion circuit 39. 'And with. Further, the present embodiment includes an N + 1 terminal demultiplexing circuit 301 and an N + 1 terminal multiplexing circuit 302 which are not provided in the RF front end module 3 of the first embodiment.

送受信回路５００は、Ｎバンド対応電気光変換回路５１’と、当該Ｎバンド対応電気光変換回路５１’に接続された送信モジュール５５’と、Ｎバンド対応光電気変換回路５２’と、当該Ｎバンド対応光電気変換回路５２’に接続されたベクトル調整器５３’、モニタ５４’、送信モジュール５６’を備える。 The transmission / reception circuit 500 includes an N-band electro-optical conversion circuit 51 ′, a transmission module 55 ′ connected to the N-band electro-optical conversion circuit 51 ′, an N-band electro-electric conversion circuit 52 ′, and the N-band A vector adjuster 53 ′, a monitor 54 ′, and a transmission module 56 ′ connected to the corresponding photoelectric conversion circuit 52 ′ are provided.

分波回路３０１はＮ個（周波数帯ごと）の出力端子を備え、各出力端子は、それぞれベクトル調整器３７の入力側に接続される。本実施例ではＮ＝３であるため、分波回路３０１は３個（周波数帯ごと）の出力端子を備え、各出力端子は、ベクトル調整器３７−１、３７−２、３７−３の入力側にそれぞれ接続される。また、分波回路３０１の入力端子は、Ｎバンド対応光電気変換回路３８’の出力端に接続される。同様に、合波回路３０２はＮ個（周波数帯ごと）の入力端子を備え、各入力端子は、それぞれ利得調整器３５の出力側に接続される。本実施例ではＮ＝３であるため、合波回路３０２は３個（周波数帯ごと）の入力端子を備え、各入力端子は、利得調整器３５−１、３５−２、３５−３の出力側にそれぞれ接続される。また、合波回路３０２の出力端子は、Ｎバンド対応電気光変換回路３９’の入力端に接続される。 The demultiplexing circuit 301 includes N (for each frequency band) output terminals, and each output terminal is connected to the input side of the vector adjuster 37. In this embodiment, since N = 3, the branching circuit 301 includes three output terminals (for each frequency band), and each output terminal is an input of the vector adjusters 37-1, 37-2, and 37-3. Connected to each side. The input terminal of the demultiplexing circuit 301 is connected to the output terminal of the N-band compatible photoelectric conversion circuit 38 '. Similarly, the multiplexing circuit 302 includes N input terminals (for each frequency band), and each input terminal is connected to the output side of the gain adjuster 35. In this embodiment, since N = 3, the multiplexing circuit 302 includes three (for each frequency band) input terminals, and each input terminal outputs the gain adjusters 35-1, 35-2, and 35-3. Connected to each side. The output terminal of the multiplexing circuit 302 is connected to the input terminal of the N-band electro-optical conversion circuit 39 '.

また、本実施例では、Ｎバンド対応光電気変換回路３８’と、送受信回路５００のＮバンド対応電気光変換回路５１’とはＮバンド対応光ファイバ６１’で接続されている。同様に、本実施例では、Ｎバンド対応電気光変換回路３９’と、送受信回路５００のＮバンド対応光電気変換回路５２’とはＮバンド対応光ファイバ６２’で接続されている。 In this embodiment, the N-band compatible photoelectric conversion circuit 38 ′ and the N-band compatible photoelectric conversion circuit 51 ′ of the transmission / reception circuit 500 are connected by an N-band compatible optical fiber 61 ′. Similarly, in this embodiment, the N-band compatible electro-optical conversion circuit 39 ′ and the N-band compatible photoelectric conversion circuit 52 ′ of the transmission / reception circuit 500 are connected by an N-band compatible optical fiber 62 ′.

合波回路３０２は、利得調整器３５の出力信号を合成する。Ｎバンド対応電気光変換回路３９’は、合成された電気信号を光信号に変換する。合波回路３０２はＮ＝３であるため、上述した３バンドデュプレクサ３Ａの合波回路と同一構成である。すなわち、１．５ＧＨｚ／１．８ＧＨｚ／２．１ＧＨｚの受信波を分配損失なしに周波数多重に相当する合成ができる。Ｎバンド対応電気光変換回路３９’は、実施例１の電気光変換回路３９と同様に、レーザー、バイアス回路、温度安定化回路にて構成される。レーザーは半導体素子であり、バイアス回路にて適切なバイアス電圧を設定する。また温度安定化回路はレーザー動作時のＮバンド対応電気光変換回路３９’の温度安定化を図る。 The multiplexing circuit 302 synthesizes the output signal of the gain adjuster 35. The N-band compatible electro-optical conversion circuit 39 ′ converts the combined electric signal into an optical signal. Since N = 3, the multiplexing circuit 302 has the same configuration as the multiplexing circuit of the above-described 3-band duplexer 3A. In other words, 1.5 GHz / 1.8 GHz / 2.1 GHz received waves can be synthesized corresponding to frequency multiplexing without distribution loss. The N-band compatible electro-optical conversion circuit 39 ′ is configured by a laser, a bias circuit, and a temperature stabilization circuit, similarly to the electro-optical conversion circuit 39 of the first embodiment. A laser is a semiconductor element, and an appropriate bias voltage is set by a bias circuit. The temperature stabilization circuit stabilizes the temperature of the N-band electro-optic conversion circuit 39 'during laser operation.

分波回路３０１は、Ｎバンド対応光電気変換回路３８’から出力された電気信号を３バンドに分波して、ベクトル調整器３７に入力する。分波回路３０１は、Ｎ＝３であるため、上記で述べた３バンドデュプレクサ３Ａの分波回路をそのまま利用できる。例えば、各バンドの３出力端子と、３バンド合成した入力端子の４端子回路において、各バンドの端子には他バンドの周波数成分を除去するノッチフィルタと３バンド合成する端子までを他バンドの周波数に相当する１／４波長線路で構成される。１．５ＧＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯を阻止するには、１．５ＧＨｚ帯ノッチフィルタと１．８ＧＨｚ帯ノッチフィルタと、３バンド合成する端子にて１．５ＧＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯を開放にする伝送線路を設ける。ほかの端子も同様に構成する。また、複数のノッチフィルタの代替として、抽出する周波数のみ通過される帯域通過フィルタで構成してもよい。すなわち、１．５ＧＨｚ／１．８ＧＨｚ／２．１ＧＨｚの送信波を分配損失なしに周波数多重に相当する分波ができる。Ｎバンド対応光電気変換回路３８’は、実施例１の光電気変換回路３８と同様に、フォトダイオード、バイアス回路、温度安定化回路にて構成される。光信号は適切なバイアス電圧を設定したフォトダイオードにて電気信号に変換される。Ｎバンド対応光電気変換回路３８’はＮバンド対応電気光変換回路３９’と同じく温度安定性が求められるため、温度安定化回路にてＮバンド対応光電気変換回路３８’の温度安定化を図る。 The demultiplexing circuit 301 demultiplexes the electric signal output from the N-band compatible photoelectric conversion circuit 38 ′ into three bands and inputs the demultiplexed signal to the vector adjuster 37. Since N = 3 in the demultiplexing circuit 301, the demultiplexing circuit of the 3-band duplexer 3A described above can be used as it is. For example, in a four-terminal circuit with three output terminals for each band and an input terminal for which three bands are combined, each band terminal has a notch filter for removing frequency components of other bands and a terminal for three-band combining to the frequency of the other band. It is comprised with the 1/4 wavelength track | line equivalent to. To block the 1.5 GHz band and 1.8 GHz band, open the 1.5 GHz band and 1.8 GHz band at the 1.5 GHz band notch filter, 1.8 GHz band notch filter, and the terminal that combines the three bands. A transmission line is provided. The other terminals are configured similarly. As an alternative to a plurality of notch filters, a band pass filter that passes only the extracted frequency may be used. That is, 1.5 GHz / 1.8 GHz / 2.1 GHz transmission waves can be demultiplexed corresponding to frequency multiplexing without distribution loss. The N-band compatible photoelectric conversion circuit 38 ′ is configured by a photodiode, a bias circuit, and a temperature stabilization circuit, similarly to the photoelectric conversion circuit 38 of the first embodiment. The optical signal is converted into an electric signal by a photodiode set with an appropriate bias voltage. Since the N-band photoelectric conversion circuit 38 ′ is required to have temperature stability in the same manner as the N-band photoelectric conversion circuit 39 ′, the temperature stabilization circuit stabilizes the temperature of the N-band photoelectric conversion circuit 38 ′. .

上述の実施例ではＮ＝３として、３バンド対応のアクティブアンテナを例にして説明したが、４バンド以上でも周波数帯が異なる限り、上記と同様の考え方で対応可能である。また、本実施例の３バンド対応電気光変換回路または３バンド対応光電気変換回路では、１．５ＧＨｚ／１．８ＧＨｚ／２．１ＧＨｚの送受信波を周波数多重にて分波または合波を行うこととしたが、光ファイバを用いた多重化技術に波長多重技術があるため、上記の分波または合波は波長多重で行ってもよい。 In the above embodiment, N = 3 and an example of an active antenna corresponding to three bands has been described. However, even if four or more bands are used, as long as the frequency band is different, the same idea as described above can be used. Further, in the three-band electro-optic conversion circuit or the 3-band opto-electric conversion circuit of the present embodiment, the transmission / reception wave of 1.5 GHz / 1.8 GHz / 2.1 GHz is demultiplexed or multiplexed by frequency multiplexing. However, since the multiplexing technique using an optical fiber includes a wavelength multiplexing technique, the above demultiplexing or multiplexing may be performed by wavelength multiplexing.

本実施例のＲＦフロントエンドモジュール３００、送受信回路５００は上記のように構成されているため、Ｎバンド対応光ファイバ６１’、６２’を用いることができる。これにより実施例１ではバンドごとに光ファイバを必要としていたが、本実施例ではＮバンドを１本の光ファイバにて構成することができるため、さらなる配線の柔軟性の獲得とアンテナケース内のスペース削減を実現できる。また、Ｎバンドの合波回路３０２と分波回路３０１には、電力分配器または方向性結合器で構成することなく、Ｎバンド対応デュプレクサに適用されている分波回路と合波回路と同じものを利用することができる。これにより電力合成器のように分配損失または合成損失を本質的になくすことができる。 Since the RF front end module 300 and the transmission / reception circuit 500 of the present embodiment are configured as described above, N-band compatible optical fibers 61 ′ and 62 ′ can be used. As a result, in the first embodiment, an optical fiber is required for each band. However, in this embodiment, the N band can be configured by one optical fiber, so that further wiring flexibility is obtained and the antenna case is provided. Space saving can be realized. Further, the N-band multiplexing circuit 302 and the demultiplexing circuit 301 are the same as the demultiplexing circuit and the multiplexing circuit applied to the N-band duplexer without being configured by a power distributor or a directional coupler. Can be used. As a result, distribution loss or combination loss can be essentially eliminated as in a power combiner.

以下、図１２を参照して、実施例１の３バンドデュプレクサ３Ａの一部を変更してスイッチを追加し、時分割方式とした３バンドデュプレクサ３０００について説明する。図１２は本実施例のスイッチ１０−１、１０−２、１０−３（符号１０で代表させる）の構成を示す図である。図１２に示す通り、３バンドデュプレクサ３０００は７端子回路であって、アンテナ素子に接続される端子、各バンドの送信電力増幅器３０に接続される３つの端子、各バンドのＬＮＡ３１に接続される３つの端子である。３バンドデュプレクサ３０００は、実施例１の３つの各バンド用デュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａの代わりに、スイッチ１０−１、１０−２、１０−３を備える構成である。 Hereinafter, with reference to FIG. 12, a description will be given of a 3-band duplexer 3000 in which a part of the 3-band duplexer 3A according to the first embodiment is changed to add a switch and the time division method is used. FIG. 12 is a diagram showing the configuration of the switches 10-1, 10-2, 10-3 (represented by reference numeral 10) of the present embodiment. As shown in FIG. 12, the 3-band duplexer 3000 is a 7-terminal circuit, which is connected to the antenna element, three terminals connected to the transmission power amplifier 30 of each band, and 3 connected to the LNA 31 of each band. There are two terminals. The 3-band duplexer 3000 includes switches 10-1, 10-2, and 10-3 instead of the three band duplexers 33A, 34A, and 35A of the first embodiment.

本実施例は、実施例１のアクティブアンテナをＴＤＤシステム用としたものである。ＴＤＤシステムでは同一周波数で時間帯を分けて送受信を行う。従って、ＲＦフロントエンドモジュールのマルチバンドデュプレクサ３３Ａ、３４Ａ、３５Ａは不要となり、その代わりにＲＦスイッチモジュール（スイッチ１０）が必要となる。スイッチ１０はＳＰＤＴスイッチ、ＭＥＭＳスイッチなどのように機械式スイッチを適用できる。バンド間を合波・分波する回路（３１Ａ、３２Ａ）は実施例１の３バンドデュプレクサ３Ａにおける同一符号を付した回路と同一構成である。 In this embodiment, the active antenna of the first embodiment is used for a TDD system. In the TDD system, transmission and reception are performed by dividing the time zone at the same frequency. Therefore, the multiband duplexers 33A, 34A, and 35A of the RF front end module are not necessary, and an RF switch module (switch 10) is required instead. The switch 10 may be a mechanical switch such as an SPDT switch or a MEMS switch. The circuits (31A, 32A) for multiplexing and demultiplexing between the bands have the same configuration as the circuits denoted by the same reference numerals in the 3-band duplexer 3A of the first embodiment.

このように、本実施例の３バンドデュプレクサ３０００を用いて、ＲＦフロントエンドモジュールを構成することにより、ＴＤＤシステム用のアンテナを構成することが可能となる。 Thus, by configuring the RF front end module using the 3-band duplexer 3000 of the present embodiment, it is possible to configure an antenna for a TDD system.

Claims

The N is an integer on 2 or more,
N-band duplexer,
N LNAs connected to the N-band duplexer;
N first monitors connected to each of the N LNA output terminals for measuring the average power of the LNA output signal;
N automatic level detectors that obtain the average power of the LNA output signal from each of the N first monitors every predetermined time;
The gain of the LNA output signal is amplified or attenuated so that the average power of the LNA output signal acquired by each of the N automatic level detectors is equal to the input power to the predetermined optical circuit. N gain adjusters,
An electro-optical conversion circuit for converting the electric signals output from the N gain adjusters into optical signals;
N transmit power amplifiers connected to the N-band duplexer;
N second monitors connected to respective inputs of the N transmit power amplifiers;
N vector adjusters connected to each of the N second monitors and performing amplitude adjustment and phase adjustment of an input signal;
A photoelectric conversion circuit connected to input terminals of the N vector adjusters;
RF front-end module comprising:

The RF front end module according to claim 1,
A transmission system controller that performs a correlation operation using signals extracted from the second monitors of all systems, and outputs a correlation operation result to the vector adjusters of all systems;
An RF front end module further comprising:

An RF front end module according to claim 1 or 2,
A combining circuit that combines the electrical signals output from the N gain adjusters and inputs the combined electrical signals to the electro-optical conversion circuit;
An RF front end module further comprising: