JP5843953B1 - Electronic load device - Google Patents
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Abstract
【課題】電流制御素子の順方向伝達アドミタンスが、負荷ケーブル、入力電圧からの影響を受けにくくして、周波数応答の帯域を広くした電子負荷装置を提供する。【解決手段】被試験装置Ｖ１に接続された電流制御素子Ｍ１を制御することにより、前記被試験装置から負荷電流を取り出す電子負荷装置において、前記電流制御素子のドレインと前記被試験装置との間に挿入された一次巻線Ｌ１と、前記電流制御素子のゲートと前記電流制御素子の制御回路との間に挿入された第１の二次巻線Ｌ２とからなるトランスを備えた。【選択図】図４Provided is an electronic load device in which a forward transmission admittance of a current control element is less affected by a load cable and an input voltage, and a frequency response band is widened. In an electronic load device that extracts a load current from the device under test by controlling a current control element M1 connected to the device under test V1, a gap between the drain of the current control element and the device under test is provided. And a transformer comprising a primary winding L1 inserted into the first control winding L1 and a first secondary winding L2 inserted between the gate of the current control element and the control circuit of the current control element. [Selection] Figure 4
Description
本発明は、電子負荷装置に関し、より詳細には、直流電源、電池などに接続され、直流電源、電池などから取り出す負荷電流を制御することができる電子負荷装置に関する。 The present invention relates to an electronic load device, and more particularly, to an electronic load device that is connected to a DC power source, a battery, and the like and that can control a load current taken out from the DC power source, the battery, and the like.
電子負荷装置は、直流電源、一次電池、二次電池、燃料電池などの被試験装置の出力特性等を試験するための装置であり、被試験装置に接続されて電流シンクとして機能する。電子負荷装置は、単純な抵抗器としての負荷だけでなく、一定時間間隔で負荷を変動させたり、交流が重畳された直流電流を負荷電流として取り出したり、被試験装置に対する様々な負荷の動作をシミュレートする装置である。 The electronic load device is a device for testing output characteristics and the like of a device under test such as a DC power source, a primary battery, a secondary battery, and a fuel cell, and is connected to the device under test and functions as a current sink. The electronic load device is not only a load as a simple resistor, but also fluctuates the load at regular time intervals, takes out a direct current superimposed with an alternating current as a load current, and operates various loads on the device under test. It is a device to simulate.
電子負荷装置は、被試験装置に接続された電流制御素子を制御することにより、被試験装置から負荷電流を取り出す。電流制御素子は、外部から制御が可能な定電流回路により制御されており、定電流回路の制御ループには、負荷電流変動時においても安定した周波数応答特性が求められている。しかしながら、電子負荷装置と被試験装置とを接続する負荷ケーブルのインダクタンスの影響により、応答速度が制限されるという問題があった。そこで、特許文献１においては、電子負荷装置内部の定電流回路における電流制御素子（電界効果トランジスタ：ＦＥＴ）のソースに、直列にインダクタンスを挿入することにより、このインピーダンスによる電流帰還によって周波数応答を改善することが開示されている。 The electronic load device extracts a load current from the device under test by controlling a current control element connected to the device under test. The current control element is controlled by a constant current circuit that can be controlled from the outside. The control loop of the constant current circuit is required to have a stable frequency response characteristic even when the load current fluctuates. However, there is a problem that the response speed is limited by the influence of the inductance of the load cable connecting the electronic load device and the device under test. Therefore, in Patent Document 1, the frequency response is improved by current feedback due to this impedance by inserting an inductance in series with the source of the current control element (field effect transistor: FET) in the constant current circuit inside the electronic load device. Is disclosed.
しかしながら、電子負荷装置に使用する電流制御素子の順方向伝達アドミタンスは、負荷ケーブルのインダクタンス成分と電流制御素子の寄生容量でミラー効果が生じるため周波数応答が変化する。また、電流制御素子がＦＥＴの場合には、入力電圧によって寄生容量が変化するため、周波数応答が変化するという問題があった。 However, the forward transfer admittance of the current control element used in the electronic load device has a mirror effect due to the inductance component of the load cable and the parasitic capacitance of the current control element, so that the frequency response changes. Further, when the current control element is an FET, there is a problem that the frequency response changes because the parasitic capacitance changes depending on the input voltage.
本発明の目的は、電流制御素子の順方向伝達アドミタンスが、負荷ケーブル、入力電圧からの影響を受けにくくして、周波数応答の帯域を広くした電子負荷装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an electronic load device in which a forward transfer admittance of a current control element is less affected by a load cable and an input voltage, and a frequency response band is widened.
本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、被試験装置に接続された電流制御素子を制御することにより、前記被試験装置から負荷電流を取り出す電子負荷装置において、前記電流制御素子のドレインと前記被試験装置との間に挿入された一次巻線と、前記電流制御素子のゲートと前記電流制御素子の制御回路との間に挿入された第１の二次巻線とからなるトランスを備えたことを特徴とする。 In order to achieve the above object, according to one embodiment of the present invention, there is provided an electronic load device that extracts a load current from the device under test by controlling a current control element connected to the device under test. A primary winding inserted between the drain of the current control element and the device under test; and a first secondary winding inserted between the gate of the current control element and the control circuit of the current control element It is characterized by having a transformer consisting of
前記トランスは、両端が抵抗を介して前記制御回路の入力に接続されて帰還回路を構成する第２の二次巻線をさらに有することもできる。 The transformer may further include a second secondary winding that constitutes a feedback circuit with both ends connected to the input of the control circuit via a resistor.
以上説明したように、本発明によれば、トランスにより電流制御素子の帰還回路を構成することにより、電流制御素子の電流ゲインを落として、電流制御素子が負荷ケーブルのインダクタンス成分による影響を受けにくくすることができる。 As described above, according to the present invention, the current control element is less affected by the inductance component of the load cable by reducing the current gain of the current control element by configuring the feedback circuit of the current control element with the transformer. can do.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（本発明の原理）
上述したように、電子負荷装置の定電流回路に使用している電流制御素子の寄生容量と、負荷ケーブルのインダクタンス成分とにより周波数応答が変化する。図１を参照して、従来の定電流回路の電流制御素子の周波数応答を説明する。図１（ａ）に測定回路を示す。電流制御素子（ＦＥＴ）Ｍ１のドレインには、負荷ケーブルの等価回路としてのインダクタンスＬ１と被試験装置Ｖ１とが直列に接続されている。電流制御素子Ｍ１のソースは接地され、ゲートには、制御交流源Ｖ３と制御直流源Ｖ５とが直列に接続されている。
(Principle of the present invention)
As described above, the frequency response varies depending on the parasitic capacitance of the current control element used in the constant current circuit of the electronic load device and the inductance component of the load cable. The frequency response of the current control element of the conventional constant current circuit will be described with reference to FIG. FIG. 1A shows a measurement circuit. An inductance L1 as an equivalent circuit of the load cable and a device under test V1 are connected in series to the drain of the current control element (FET) M1. The source of the current control element M1 is grounded, and the control AC source V3 and the control DC source V5 are connected in series to the gate.
図１（ｂ）に、インダクタンスＬ１を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させ、被試験装置Ｖ１により負荷電流を制御した場合の電流制御素子Ｍ１ソース電流周波数応答を示す。負荷ケーブルＬ１のインダクタンス成分と電流制御素子Ｍ１の寄生容量とにより、電流制御素子Ｍ１の周波数特性が変化していることがわかる。 FIG. 1B shows the current control element M1 source current frequency response when the inductance L1 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH and the load current is controlled by the device under test V1. It can be seen that the frequency characteristic of the current control element M1 changes due to the inductance component of the load cable L1 and the parasitic capacitance of the current control element M1.
定電流回路によって負荷電流を制御する電子負荷装置の電流制御素子を、図１（ａ）の構成で制御した場合、定電流回路の一巡のループ特性が変化することになる。また、電流制御素子の寄生容量と負荷ケーブルのインダクタンス成分とにより共振が発生する場合もあり、定電流回路の一巡のループ特性が不安定となる。定電流回路を安定に動作させるためには、負荷ケーブルの影響を考慮して、定電流回路の応答を遅くする必要がある。 When the current control element of the electronic load device that controls the load current by the constant current circuit is controlled by the configuration of FIG. 1A, the loop characteristics of the circuit of the constant current circuit change. Further, resonance may occur due to the parasitic capacitance of the current control element and the inductance component of the load cable, and the loop characteristics of the circuit of the constant current circuit become unstable. In order to stably operate the constant current circuit, it is necessary to slow down the response of the constant current circuit in consideration of the influence of the load cable.
図２を参照して、本発明の一実施形態にかかる定電流回路の電流制御素子の周波数応答を説明する。図２（ａ）に測定回路を示す。電流制御素子（ＦＥＴ）Ｍ２のドレインには、トランスＴ１の一次巻線Ｌ２（ａ−ａ’）と、負荷ケーブルの等価回路としてのインダクタンスＬ１と被試験装置Ｖ１とが直列に接続されている。電流制御素子Ｍ２のソースは接地され、ゲートには、トランスＴ１の二次巻線Ｌ３（ｂ−ｂ’）と、制御交流源Ｖ３と制御直流源Ｖ５とが直列に接続されている。トランスＴ１の結合係数は０．９である。 The frequency response of the current control element of the constant current circuit according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2A shows a measurement circuit. A primary winding L2 (a-a ') of the transformer T1, an inductance L1 as an equivalent circuit of the load cable, and a device under test V1 are connected in series to the drain of the current control element (FET) M2. The source of the current control element M2 is grounded, and the secondary winding L3 (b-b ') of the transformer T1, the control AC source V3, and the control DC source V5 are connected in series to the gate. The coupling coefficient of the transformer T1 is 0.9.
このような構成により、電流制御素子Ｍ２のドレイン電流ＩｄとトランスＴ１のインダクタンス成分とにより発生する電圧を、電流制御素子Ｍ２を制御するゲート電圧に帰還をかける。これにより、電流制御素子Ｍ２の電流ゲインを落として、電流制御素子Ｍ２が負荷ケーブルのインダクタンス成分による影響を受けにくくする。 With such a configuration, the voltage generated by the drain current Id of the current control element M2 and the inductance component of the transformer T1 is fed back to the gate voltage for controlling the current control element M2. As a result, the current gain of the current control element M2 is reduced, and the current control element M2 is less affected by the inductance component of the load cable.
図２（ｂ）に、インダクタンスＬ１を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させ、被試験装置Ｖ４により負荷電流を制御した場合の電流制御素子Ｍ２ソース電流周波数応答を示す。図１（ｂ）と比較すると、周波数特性の変化小さく、共振が生じていないことがわかる。 FIG. 2B shows the current control element M2 source current frequency response when the inductance L1 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH and the load current is controlled by the device under test V4. Compared with FIG. 1B, it can be seen that the change in frequency characteristics is small and no resonance occurs.
ここで、トランスＴ１は、電流制御素子の寄生容量と負荷ケーブルのインダクタンス成分とにより共振が生じない、または、共振が生じた場合でも十分に電流ゲインが小さくなるようにＬ２、Ｌ３で構成されるインダクタンス値が設定される。 Here, the transformer T1 is configured by L2 and L3 so that resonance does not occur due to the parasitic capacitance of the current control element and the inductance component of the load cable, or the current gain becomes sufficiently small even when resonance occurs. An inductance value is set.
一次巻線（ａ−ａ’）と二次巻線（ｂ−ｂ’）の巻き数が等しく、インダクタンス値をＬ、結合係数をＫ、電流制御素子Ｍ２の順方向アドミタンスをｙｆｓとすると、トランスＴ１を挿入した回路の電流増幅率は、 When the number of turns of the primary winding (aa ′) and the secondary winding (bb ′) is equal, the inductance value is L, the coupling coefficient is K, and the forward admittance of the current control element M2 is yfs, the transformer The current amplification factor of the circuit with T1 inserted is
で表される。ここで、Ｉｄは、電流制御素子Ｍ２のドレイン電流、Ｖｇは、制御電圧である。式（１）を用いて、トランスＴ１のパラメータ（インダクタンスＬ、結合係数Ｋ）から求められた電流増幅率を用いて、定電流回路を外部から制御する。 It is represented by Here, Id is the drain current of the current control element M2, and Vg is the control voltage. Using the equation (1), the constant current circuit is externally controlled using the current amplification factor obtained from the parameters (inductance L, coupling coefficient K) of the transformer T1.
（従来例）
図３を参照して、従来例の電子負荷装置の周波数応答を説明する。図３（ａ）に電子負荷装置の定電流回路を示す。電流制御素子（ＦＥＴ）Ｍ１のドレインには、負荷ケーブルの等価回路としてのインダクタンスＬ１と被試験装置Ｖ１とが直列に接続されている。電流制御素子Ｍ１のソースはシャント抵抗Ｒ１を介して接地され、抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して負荷電流に応じた電圧を演算増幅器Ｕ１の入力に帰還している。電流制御素子Ｍ１のゲートは、制御交流源Ｖ３を介して演算増幅器Ｕ１の出力に接続されている。演算増幅器Ｕ１の一方の入力には、抵抗Ｒ５を介して制御直流源Ｖ５が接続され、他方の入力は、抵抗Ｒ６を介して接地されている。
(Conventional example)
With reference to FIG. 3, the frequency response of the conventional electronic load device will be described. FIG. 3A shows a constant current circuit of the electronic load device. An inductance L1 as an equivalent circuit of the load cable and a device under test V1 are connected in series to the drain of the current control element (FET) M1. The source of the current control element M1 is grounded via the shunt resistor R1, and a voltage corresponding to the load current is fed back to the input of the operational amplifier U1 via the resistors R3 and R4. The gate of the current control element M1 is connected to the output of the operational amplifier U1 via the control AC source V3. A control DC source V5 is connected to one input of the operational amplifier U1 via a resistor R5, and the other input is grounded via a resistor R6.
図３（ｂ）に、インダクタンスＬ１を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させた場合の定電流回路ループ特性を示す。図１（ｂ）と同様に、電流制御素子の寄生容量と負荷ケーブルのインダクタンス成分とにより共振が発生し、ループ利得にピークが生じていることがわかる。電流制御素子Ｍ１が共振状態になったとき負帰還ループの位相が急変するので、この定電流回路を安定した負帰還とするためには、共振周波数より低い周波数において、ループ利得を０ｄｂ以下にする必要がある。そのためには、演算増幅器Ｕ１の入出力に接続されている容量Ｃ１の値を大きくして、演算増幅器Ｕ１の周波数帯域を落とすことになる。図３（ｂ）を参照すると、ループ利得のピークは約４０ｄＢであり、安定して動作させるためには、演算増幅器Ｕ１の周波数帯域を１／１００以下にする必要があり、実用的な周波数応答の帯域を得ることができない。 FIG. 3B shows constant current circuit loop characteristics when the inductance L1 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH. As in FIG. 1B, it can be seen that resonance occurs due to the parasitic capacitance of the current control element and the inductance component of the load cable, and a peak occurs in the loop gain. Since the phase of the negative feedback loop changes suddenly when the current control element M1 enters the resonance state, in order to make this constant current circuit stable negative feedback, the loop gain is set to 0 db or less at a frequency lower than the resonance frequency. There is a need. For this purpose, the value of the capacitor C1 connected to the input / output of the operational amplifier U1 is increased to reduce the frequency band of the operational amplifier U1. Referring to FIG. 3B, the loop gain peak is about 40 dB, and in order to operate stably, the frequency band of the operational amplifier U1 needs to be 1/100 or less, and a practical frequency response is obtained. Can not get the band.
（第１の実施形態）
図４を参照して、本発明の第１の実施形態にかかる電子負荷装置の周波数応答を説明する。図４（ａ）に電子負荷装置の定電流回路を示す。電流制御素子（ＦＥＴ）Ｍ１のドレインには、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１と、負荷ケーブルの等価回路としてのインダクタンスＬ４と被試験装置Ｖ１とが直列に接続され、電流制御素子Ｍ１のソースはシャント抵抗Ｒ１を介して接地されている。電流制御素子Ｍ１の制御回路としての定電流回路は、以下のように構成されている。シャント抵抗Ｒ１に接続された帰還抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して負荷電流に応じた電圧を演算増幅器Ｕ１の入力に帰還している。電流制御素子Ｍ１のゲートは、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２と制御交流源Ｖ３とを介して演算増幅器Ｕ１の出力に接続されている。演算増幅器Ｕ１の一方の入力には、抵抗Ｒ５を介して制御直流源Ｖ５が接続され、他方の入力は、抵抗Ｒ６を介して接地されている。トランスＴ１の結合係数は０．９であり、電流制御素子Ｍ１の帰還回路を構成する。
(First embodiment)
The frequency response of the electronic load device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4A shows a constant current circuit of the electronic load device. At the drain of the current control element (FET) M1, a primary winding L1 of the transformer T1, an inductance L4 as an equivalent circuit of the load cable, and a device under test V1 are connected in series. The source of the current control element M1 is a shunt. It is grounded through a resistor R1. The constant current circuit as the control circuit of the current control element M1 is configured as follows. A voltage corresponding to the load current is fed back to the input of the operational amplifier U1 via feedback resistors R3 and R4 connected to the shunt resistor R1. The gate of the current control element M1 is connected to the output of the operational amplifier U1 via the secondary winding L2 of the transformer T1 and the control AC source V3. A control DC source V5 is connected to one input of the operational amplifier U1 via a resistor R5, and the other input is grounded via a resistor R6. The coupling coefficient of the transformer T1 is 0.9, and constitutes a feedback circuit for the current control element M1.
図４（ｂ）に、インダクタンスＬ４を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させた場合の定電流回路ループ特性を示す。電流制御素子の帰還回路は一次遅れ系となるため、演算増幅器Ｕ１の利得を一次遅れ系とすると、ループ利得は二次遅れ系となる。安定な負帰還とするためには、演算増幅器Ｕ１の入出力の間に容量Ｃ１と位相補正のための抵抗Ｒ２とを挿入し、演算増幅器Ｕ１の周波数応答の位相を戻し、ループ利得を一次遅れ系とする。このような構成により、ループ利得は負荷ケーブル（インダクタンスＬ４）の影響をほとんど受けることなく、十分な位相余裕を得ることができる。従来例の図３（ｂ）と比較すると、周波数特性の変化小さく、共振が生じていないことがわかる。 FIG. 4B shows constant current circuit loop characteristics when the inductance L4 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH. Since the feedback circuit of the current control element is a first-order lag system, if the gain of the operational amplifier U1 is a first-order lag system, the loop gain is a second-order lag system. In order to obtain a stable negative feedback, a capacitor C1 and a resistor R2 for phase correction are inserted between the input and output of the operational amplifier U1, the phase of the frequency response of the operational amplifier U1 is returned, and the loop gain is delayed by the first order. System. With such a configuration, the loop gain is hardly affected by the load cable (inductance L4), and a sufficient phase margin can be obtained. Compared with FIG. 3B of the conventional example, it can be seen that the change in frequency characteristics is small and no resonance occurs.
（第２の実施形態）
図５を参照して、本発明の第２の実施形態にかかる電子負荷装置の周波数応答を説明する。図４（ａ）に示した電子負荷装置の定電流回路において、電流制御素子Ｍ１に電流帰還をかけるトランスＴ１のインダクタンスＬ１、Ｌ２と、演算増幅器Ｕ１の入出力間の容量Ｃ１とを変更した。具体的には、インダクタンスＬ１、Ｌ２を５００ｎＨから１００ｎＨに、容量Ｃ１を３００ｐＦから３３ｐＦに変更した。なお、抵抗Ｒ２は１０ｋΩで変更していない。図５（ａ）に、インダクタンスＬ４を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させた場合の定電流回路ループ特性を示す。演算増幅器Ｕ１の帰還抵抗Ｒ３と位相補正のための抵抗Ｒ２とにより決まる利得を、高い周波数帯域でも維持するため、演算増幅器Ｕ１は広帯域の増幅器が必要となる。ここでは、演算増幅器Ｕ１のＧＢ積＝２００ＭＨｚである。
(Second Embodiment)
The frequency response of the electronic load device according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the constant current circuit of the electronic load device shown in FIG. 4A, the inductances L1 and L2 of the transformer T1 that applies current feedback to the current control element M1 and the capacitance C1 between the input and output of the operational amplifier U1 are changed. Specifically, the inductances L1 and L2 were changed from 500 nH to 100 nH, and the capacitance C1 was changed from 300 pF to 33 pF. The resistance R2 is 10 kΩ and is not changed. FIG. 5A shows the constant current circuit loop characteristics when the inductance L4 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH. In order to maintain the gain determined by the feedback resistor R3 of the operational amplifier U1 and the resistor R2 for phase correction even in a high frequency band, the operational amplifier U1 needs a broadband amplifier. Here, the GB product of the operational amplifier U1 = 200 MHz.
比較のために、図５（ｂ）に、ＧＢ積＝２０ＭＨｚの演算増幅器Ｕ１を用いて、インダクタンスＬ４を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させた場合の定電流回路ループ特性を示す。演算増幅器Ｕ１のＧＢ積が小さいと、ループゲインが０ｄＢとなる際に位相が遅れ、位相余裕が少なくなり不安定となりやすい。また、電子負荷装置の定電流回路に使用する演算増幅器は、電流設定精度を確保するため、温度ドリフトが小さいものが望ましい。しかしながら、温度ドリフトが小さくＧＢ積の高い演算増幅器は一般的に高価である。 For comparison, FIG. 5B shows constant current circuit loop characteristics when the inductance L4 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH using the operational amplifier U1 with a GB product = 20 MHz. When the GB product of the operational amplifier U1 is small, the phase is delayed when the loop gain becomes 0 dB, the phase margin is reduced, and it tends to be unstable. In addition, it is desirable that the operational amplifier used in the constant current circuit of the electronic load device has a small temperature drift in order to ensure current setting accuracy. However, an operational amplifier with a small temperature drift and a high GB product is generally expensive.
（第３の実施形態）
図６を参照して、本発明の第３の実施形態にかかる電子負荷装置の周波数応答を説明する。図６（ａ）に電子負荷装置の定電流回路を示す。電流制御素子（ＦＥＴ）Ｍ１のドレインには、トランスＴ１の一次巻線Ｌ２（ａ−ａ’）と、負荷ケーブルの等価回路としてのインダクタンスＬ４と被試験装置Ｖ１とが直列に接続され、電流制御素子Ｍ１のソースはシャント抵抗Ｒ１を介して接地されている。電流制御素子Ｍ１の制御回路としての定電流回路は、以下のように構成されている。シャント抵抗Ｒ１に接続された帰還抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して負荷電流に応じた電圧を演算増幅器Ｕ１の入力に帰還している。電流制御素子Ｍ１のゲートは、トランスＴ１の二次巻線Ｌ１（ｂ−ｂ’）と制御交流源Ｖ３とを介して演算増幅器Ｕ１の出力に接続されている。演算増幅器Ｕ１の一方の入力には、抵抗Ｒ５を介して制御直流源Ｖ５が接続され、他方の入力は、抵抗Ｒ２を介して接地されている。さらに、トランスＴ１の二次巻線Ｌ３（ｃ−ｃ’）を帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して演算増幅器Ｕ１の入力に接続し、帰還回路を構成している。トランスＴ１の結合係数は０．９であり、電流制御素子Ｍ１の帰還回路を構成する。
(Third embodiment)
The frequency response of the electronic load device according to the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6A shows a constant current circuit of the electronic load device. The primary winding L2 (aa ′) of the transformer T1, the inductance L4 as an equivalent circuit of the load cable, and the device under test V1 are connected in series to the drain of the current control element (FET) M1, and current control is performed. The source of the element M1 is grounded via the shunt resistor R1. The constant current circuit as the control circuit of the current control element M1 is configured as follows. A voltage corresponding to the load current is fed back to the input of the operational amplifier U1 via feedback resistors R3 and R4 connected to the shunt resistor R1. The gate of the current control element M1 is connected to the output of the operational amplifier U1 via the secondary winding L1 (bb ′) of the transformer T1 and the control AC source V3. The control DC source V5 is connected to one input of the operational amplifier U1 via a resistor R5, and the other input is grounded via a resistor R2. Further, the secondary winding L3 (c−c ′) of the transformer T1 is connected to the input of the operational amplifier U1 via the feedback resistors R6 and R7 to constitute a feedback circuit. The coupling coefficient of the transformer T1 is 0.9, and constitutes a feedback circuit for the current control element M1.
演算増幅器Ｕ１にもトランスＴ１から帰還をかけることにより、第１の実施形態の図４（ａ）に示した位相補正のための抵抗Ｒ２と同様の効果を奏する。この構成によれば、演算増幅器Ｕ１が広帯域でなくても位相遅れが少ないループ特性を得ることができる。図６（ｂ）に、ＧＢ積＝２０ＭＨｚの演算増幅器Ｕ１を用いて、インダクタンスＬ４を１００ｎＨ、１μＨ、１０μＨ、１００μＨと変化させた場合の定電流回路ループ特性を示す。第２の実施形態と比較すると、位相特性が改善され、第１の実施形態と同程度の特性が得られることがわかる。 By applying feedback to the operational amplifier U1 from the transformer T1, the same effect as the resistor R2 for phase correction shown in FIG. 4A of the first embodiment can be obtained. According to this configuration, it is possible to obtain a loop characteristic with little phase delay even if the operational amplifier U1 is not wideband. FIG. 6B shows constant current circuit loop characteristics when the inductance L4 is changed to 100 nH, 1 μH, 10 μH, and 100 μH using the operational amplifier U1 with a GB product = 20 MHz. As compared with the second embodiment, it can be seen that the phase characteristics are improved and the same characteristics as the first embodiment can be obtained.
Ｍ１，Ｍ２ 流制御素子（ＦＥＴ）
Ｌ１〜Ｌ４ インダクタンス
Ｃ１ 容量
Ｒ１〜Ｒ７ 抵抗
Ｖ１ 被試験装置
Ｖ３ 制御交流源
Ｖ５ 制御直流源
M1, M2 flow control element (FET)
L1 to L4 Inductance C1 Capacity R1 to R7 Resistance V1 Device under test V3 Control AC source V5 Control DC source
Claims (2)
前記電流制御素子のドレインと前記被試験装置との間に挿入された一次巻線と、前記電流制御素子のゲートと前記電流制御素子の制御回路との間に挿入された第１の二次巻線とからなるトランスを備えたことを特徴とする電子負荷装置。 In an electronic load device that extracts a load current from the device under test by controlling a current control element connected to the device under test,
A primary winding inserted between the drain of the current control element and the device under test; and a first secondary winding inserted between the gate of the current control element and the control circuit of the current control element. An electronic load device comprising a transformer composed of a wire.
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