JP5815918B2 - 周波数測定方法、周波数測定装置及び周波数測定装置を備えた装置 - Google Patents

周波数測定方法、周波数測定装置及び周波数測定装置を備えた装置 Download PDF

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Description

本発明は周波数測定装置等に関し、特に、被測定信号を所定の時間で計数し、計数値列から高周波成分を除いて周波数変動成分を検出する周波数測定装置を用いて絶対周波数を測定可能とする周波数測定装置の改良に関する。
周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば、特許文献１参照）、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば、特許文献２参照）、ΔΣ変調信号を得る
ことで周波数を知る方式（例えば、特許文献３参照）が知られている。
特開２００１−１１９２９１号公報 特開平５−１７２８６１号公報 米国特許第７２３０４５８号
発明者は、これ等方式にない特徴を持つ新たな周波数測定方式として、「短ゲートタイムカウント方式」を提案している（特願２００８−０９９７２１）。短ゲートタイムカウント方式は、短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウント（サンプリング）を行い、得られたカウント値の列から高周波成分を取り除くことで被測定信号の周波数に対応した出力を得るものである。この方式によれば、時間分解能・周波数分解能ともに従来法に比べて大幅に改善することができる。
本方式の周波数カウンターは、短ゲートカウンター部と高周波成分を取り除くローパスフィルター部とを用いる。ローパスフィルター部の構成としてデジタルフィルターを用いる場合、例えば、移動平均フィルターを用いることを提案している。移動平均フィルターを用いることで演算量を大幅に削減することができ、高精度なリアルタイム測定が可能となる。
しかしながら、短ゲートカウンター部はハードウエアとしても比較的単純な構成であるため高速動作に適しているのに対し、フィルター部の処理には多ビットの加減算が必要となるため、リアルタイム測定におけるサンプリング周波数の上限を規定するのは、主にフィルター部の処理能力である。所望の特性の移動平均フィルターを得る場合には、多ビット多段のシフトレジスターを構成し、これを高速に動作させる必要が生じるため、回路規模が大きくなり、消費電力が大きくなる。
本発明の一態様は短ゲートタイムカウント方式のカウンター（周波数測定装置）において、ローパスフィルター部の構成をより簡素化して低消費電力化するものである。
また、本発明の一態様は、ローパスフィルター部のフィルタ構成の簡素化に伴って生じやすいノイズの発生を少なくするものである。
上記課題に鑑みて本発明の実施形態に係る周波数測定装置は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、上記被測定信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、上記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は複数段の移動平均フィルターを含み、上記複数段の移動平均フィルターは、第１のサンプリング周期で動作する上段移動平均フィルターとその出力を上記第１のサンプリング周期のｍ倍(ｍは自然数)の第２のサンプリング周期でダウンサンプリングする後段移動平均フィルターとを含み、上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎ(ｎは自然数)によるデータシフト時間と上記後段移動平均フィルターの第２のサンプリング周期との関係において、上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎが上記第２のサンプリング周期の倍数ｍとなるように選定され、あるいは上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎの約数の一つに相当するデータシフト時間に前記第２のサンプリング周期が選定される。
また、本発明の他の実施形態に係る周波数測定装置は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、上記被測定信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、上記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は複数段の移動平均フィルターを含み、上記複数段の移動平均フィルターは、前後する移動平均フィルター間のサンプリング周期がｍ倍(ｍは自然数)となるダウンサンプリングにおいて、タップ数ｎ(ｎは自然数)が後段移動平均フィルターのタップ数の倍数である前段移動平均フィルターを含み、上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎによるデータシフト時間と上記後段移動平均フィルターのサンプリング周期との関係において、上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎが上記後段移動平均フィルターのサンプリング周期の倍数ｍとなるように選定され、あるいは上記前段移動平均フィルターのタップ数ｎの約数の一つに相当するデータシフト時間に上記後段移動平均フィルターのサンプリング周期が選定される。
上記課題に鑑みて参考例に係る周波数測定装置は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で計数し、該信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、該計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は複数段の移動平均フィルタによって構成され、上記複数段の移動平均フィルターのうち少なくとも１つの移動平均フィルターの出力がダウンサンプリングされる。
また、上記複数段の移動平均フィルターの各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている、ことがより望ましい。
かかる構成とすることによって、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置におけるローパスフィルター部の構成を簡略化することが出来る。移動平均フィルターの回路構成を簡略化し、回路動作の周波数を下げることによって部品数、消費電力を減らすことが可能となって具合がよい。
本周波数測定装置の採用する短ゲートタイムカウント方式は、原理的にノイズシェーピング機能が発揮されるので、また、被測定信号の周波数変位の範囲がカウンター部のサンプリングの周波数に比べて十分に低周波数であるときは計数値の変化が少なく、ローパスフィルター部（移動平均フィルター）でデータ列を間欠的に処理するダウンサンプリング（デシメーション）を行っても折り返しノイズなどの影響が少ない。
好ましくは、前後する２つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる。
複数段構成の移動平均フィルタでダウンサンプリングすると折り返しノイズが発生するので、これを防止するためにダウンサンプリング前にローパスフィルタを挿入して高周波成分を十分小さくする必要がある。かかる本願の構成によれば、別途にローパスフィルタを設けずとも移動平均フィルタ間におけるダウンサンプリングにおいて発生する折り返しノイズの発生を回避することが可能となるので、ローパスフィルター部の構成を簡素化することができて具合がよい。
上記カウンター部と上記ローパスフィルター部の初段の移動平均フィルターとが、２値信号（ビットストリーム）を処理する回路で構成されることが望ましい。それにより、カウンター部とローパスフィルター部の初段移動平均フィルターとを等価な機能を備える回路に簡略化することができて具合がよい。
上記所定の時間は、１秒以下（より正確には、１秒以下、回路の動機限界以上の時間、例えば、０．０１μ秒）であることが望ましいが、これに限定されるものではない。例えば、０．１ｍ秒程度のゲートサンプリングを行う場合、従来の直接カウント方式に比べ、例えば、時間分解能で１〜２桁、ＳＮ比で２〜３桁程度の性能向上を期待することが出来る。
また、本発明の実施形態の周波数測定方法は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該被測定信号の計数値列をローパスフィルターで処理して被測定信号の周波数に対応する出力信号を得る周波数測定方法であって、上記ローパスフィルターを複数段の移動平均フィルターで構成し、各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように設定し、前後する２つの移動平均フィルター間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルターにおけるタップ数及び後段移動平均フィルターにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整し、上記調整が、上記前段移動平均フィルターのデータシフト時間を上記後段移動平均フィルターのサンプリングの周期に選定し、あるいは上記前段移動平均フィルターのタップ数の約数の一つに相当するデータシフト時間に上記後段移動平均フィルターのサンプリングの周期を選定する。
また、参考例の周波数測定方法は、供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該被測定信号の計数値列をローパスフィルターで処理して被測定信号の周波数に対応する出力信号を得る周波数測定方法（短ゲートタイムカウント法）であって、上記ローパスフィルターを複数段の移動平均フィルターを含んで構成し、各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段から最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように設定し、前後する２つの移動平均フィルター間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルターにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルターにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって前段から後段の移動平均フィルターに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる。
かかる構成とすることによって、短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置において折り返しノイズの発生を回避しながらダウンサンプリングにより装置構成を簡易にして、周波数測定を行うことが可能となる。
上述した周波数測定装置は、回路規模が小さく、実装が容易であるため、共振周波数変化型センサに使用して好適である。例えば、水晶振動子等を用いた加速度センサや圧力センサ、ＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)デバイス等がある。例えば、本発明の周波数測定装置をニオイ物質の水晶振動子への付着によって発振周波数が変化するＱＣＭニオイセンサに適用することによって、多チャンネルのニオイセンサを容易に構成することができる。
短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置を説明する説明図である。 カウンター部１０の計数出力例を説明する説明図である。 ローパスフィルター部２０の出力例を説明する説明図である。 短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置をカウントフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタとによって構成する例を説明する説明図である。 図４の周波数測定装置を非ダウンサンプリング多段移動平均フィルタで構成した比較例を説明する説明図である。 短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置をビットストリーム化したカウンタフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタとによって構成する例を説明する説明図である。 図６の周波数測定装置を非ダウンサンプリング多段移動平均フィルタで構成した比較例を説明する説明図である。 第２実施例（図６）の周波数測定装置による周波数測定例を示すグラフである。 参考例（図７）の周波数測定装置による周波数測定例を示すグラフである。 周波数測定装置のカウントフィルター部とダウンサンプリング多段移動平均フィルタのチューニングを説明する説明図である。 前段移動平均フィルター（５タップ）と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング（１／４倍速）の際の信号伝搬例を説明する説明図である。 前段移動平均フィルター（４タップ）と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング（１／４倍速）の際の信号伝搬例を説明する説明図である。 前段移動平均フィルター（５タップ）と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング（１／５倍速）の際の信号伝搬例を説明する説明図である。 前段移動平均フィルター（４タップ）と後段段移動平均フィルター間のダウンサンプリング（１／５倍速）の際の信号伝搬例を説明する説明図である。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。各図において対応する部分には同一符号を付している。なお、以下の実施例中におけるデジタル回路には各種クロック信号の発生回路や電源回路などが使用されるが、当業者に知られているので説明は省略されている。
（短ゲートタイムカウント方式）
まず、短ゲートタイムカウント方式について説明する。図１は、発明者が、例えば、特願２００８−０９９７２１、特願２００９−１２３７４９によって提案している短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置（周波数カウンター）を示しており、同図（Ａ）は短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の基本構成を示している。
図１（Ａ）に示すように、周波数測定装置は、短ゲートタイムカウンター部（以下、「カウンター部」ともいう。）１０とローパスフィルター部２０とを備えている。カウンター部１０は、図示しない信号源から供給されるパルス列状の被測定信号のパルス数を短いゲートタイムで連続的に計数し、計数値を連続的に出力する。このようなカウンタの動作は、例えば、特願２００８−０９９７２１で説明しているように、２つのカウンタを用意し、これを各ゲート期間で交互に動作させることによって各ゲート期間における計数値を連続的に得ることが出来る。また、所要の桁数を備えるアップカウンターの出力をゲート周期（サンプリング周期）でラッチし、今回計数値から前回計数値を減算することでも各サンプリング区間の計数値が得られる。
一連の計数値をデジタル処理するローパスフィルター部２０は、例えば、デジタルフィルタで構成することが出来（アナログフィルタでも良い）、比較的に演算量が少なくて済む移動平均フィルターを選択することができる。
例えば、被測定信号を供給する信号源が発振周波数３０ＭＨｚのパルス列を発生する水晶発振器であり、カウンター部１０がサンプリング周波数１００Ｈｚ（ゲート時間０．０１秒）で計数し、ローパスフィルター部２０がタップ数５１２の（デジタル）ローパスフィルタで構成されている場合の計測例を図２及び図３に示す。
図２に示されるように、カウンター部１０はパルス列状の計数値列を出力する。ある一点の周波数で安定しているパルス列信号をカウントした場合、計数値はゲート時間によって定まる２つの値間を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントするパルス列信号の周波数が変動する場合でも、変動が量子化誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値間を振幅とするパルス列状に分布するので変わりない。例えばゲート時間０．０１秒の場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。
図３に示すように、ローパスフィルター部２０はパルス周波成分（高周波成分）を除去して得られた低域成分を出力する。この低域成分のレベルは供給されたパルス列信号（計数値列）の周波数に対応しており、低域成分のレベル変化は被測定信号の周波数変化に対応している。低域の出力は連続的な（アナログ的）なデータ（曲線）として出力され、１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっている。
このように、短ゲートタイムカウント方式では、被測定信号を所定の短いゲート時間（例えば、１秒未満）で連続的にサンプリングを行う。これによって得られる計数値列はパルス列信号のように振る舞い、被測定信号の周波数の変化に応じてパルス列の頻度（粗密）が変化している。また、被測定信号の振動周波数の大小が当該パルス列の大小に対応する。計数すべきパルス列信号の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞う計数値列の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルターによって計数値から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高調波成分を除去する）ことによって計数したパルス列信号（被測定信号）の周波数の情報を復調することが出来る。
本方式の周波数測定装置は、高周波成分を取り除くために用いるローパスフィルター部２０の構成としてデジタルフィルターを用いる場合、滑らかな出力を得るために高次数（高タップ数）のフィルターを使用することが望ましい。また、ローパスフィルター部２０を多段構成で構成することも出来る。
ところで、短ゲートカウント部１０はハードウエアとしても単純な構成で実現できるため高速動作に適しているのに対し、フィルター部２０でのデータ処理には多ビットの加減算が必要となる。このため、リアルタイム測定におけるサンプリング周波数の上限は、主にフィルター部の処理能力で規定される。また、２段以上のデジタルフィルターを用いる際は、多ビット多段のシフトレジスターを高速に処理する必要が生じるため、消費電力が大きくなる。
（第１実施例）
本発明では短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置におけるローパスフィルター部２０の回路構成の簡略化と多段フィルターの動作周波数の段階的低減（少なくとも１段）によって高速動作と低消費電力の改善を図る。
図１（Ｂ）は、図１（Ａ）に示す周波数測定装置のローパスフィルター部２０を移動平均フィルタ２１乃至２３の多段構成（３段）で構成した例を示している。
図１（Ｃ）は、図１（Ｂ）に示す周波数測定装置のカウンター部１０と初段の移動平均フィルタ２１とを組み合わせて、カウントフィルター部１１とし、ローパスフィルター部２０を移動平均フィルタ２２及び２３で構成した例を示す。カウンター部１０と移動平均フィルタ２１とを組み合わせることでカウンタとフィルターとしての機能を簡略化した回路構成で実現することが出来る。デジタル回路の簡略化手法は当業者に知られているものが適用できる。例えば、特願２００９−１２３７４９の図３−図８には回路簡略化の一例が示されている。
図４は、簡略化されたカウントフィルター部１１と多段構成の移動平均フィルタ（装置全体１１、２２、２３としては三段構成の移動平均フィルタ）を初段から後段に向かって低速動作させ、タップ数も初段から後段に向かって段階的に減らした周波数測定装置の構成例を示している。同例では、短ゲートタイムカウントを１５２ｋＨｚ（ｆｓ）で行い、（三段）ローパスフィルターのカットオフ周波数を約０．２５Ｈｚに設計している（これに限定されるものではない。）。
同図において、カウントフィルター部１１は、被測定信号のパルスをカウントするアップカウンタ１１１、アップカウンタ１１１の計数値を周波数１５２ｋＨｚ（＝ｆｓ）のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ１１２、データラッチ１１２の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる４８ｋ段のシフトレジスタ１１３、データラッチ１１２の出力からシフトレジスタ１１３の出力を減ずる減算器１１４によって構成される。カウントフィルター部１１は、被測定信号のパルス列を計数する短ゲートカウンター１０と１５２ｋＨｚで動作する４８ｋタップの初段移動平均フィルター２１（図１（Ｃ）参照）として機能する。
カウントフィルター部１１の出力（減算器１１４の出力）は、サンプリング周波数１１８８Ｈｚ（＝ｆｓ／１２８）で動作するタップ数１０００の第二段移動平均フィルター２２に供給され、第二段移動平均フィルター２２の出力はサンプリング周波数１４８Ｈｚ（＝ｆｓ／１０２４）で動作するタップ数１２５の第三段移動平均フィルター２３に供給される。第三段移動平均フィルター２３の出力が周波数測定値となっている。
移動平均フィルター２２は、減算器の１１４の出力を逐次加算（累算）する累算器（積分器）２２１、累算器２２１の出力をサンプリング周波数１１８８Ｈｚ（ｆｓ／１２８）のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ２２４、データラッチ２２４の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる１０００段のシフトレジスタ２２２ａ、データラッチ２２４の累積値出力からシフトレジスタ２２２ａの出力である１０００個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する減算器２２３によって構成される。移動平均フィルター２３も２２と同様に、前段の減算器２２３の出力を累算する累算器（積分器）２３１、累算器２３１の出力をサンプリング周波数１４８Ｈｚ（ｆｓ／１０２４）のサンプリングクロックに同期して取り込むデータラッチ２３４、データラッチ２３４の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる１２５段のシフトレジスタ２３２ａ、データラッチ２３４の累積値出力からシフトレジスタ２３２ａ出力である１２５個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する減算器２３３によって構成される。
なお、実施例では、ローパスフィルター部２０を三段の移動平均フィルターで構成し、２段階のダウンサンプリングを行っているが、これに限定されるものではない。移動平均フィルターをより多くの段数で構成し、より多くのダウンサンプリング回数とすることが出来る。また、（少なくとも）１回のダウンサンプリングであっても、タップ数削減の効果はある。以下の実施例においても同様である。
（第１実施例の比較例）
図５は、比較例として図４の周波数測定装置を（非段階的低速動作の）通常の移動平均フィルタで構成した周波数測定装置を示すものであり、図４と対応する部分には同一符号を付している。この周波数測定装置も、短ゲートタイムカウントを１５２ｋＨｚ（ｆｓ）で行い、（三段）ローパスフィルターのカットオフ周波数を約０．２５Ｈｚに設計している。
この構成では、三段構成のローパスフィルターのタップ数は、１５２ｋＨｚ÷０．２５÷２＝３０４ｋタップであり、これを初段のレジスタ１１３に４８ｋタップ、二段目のレジスタ２２２ａに１２８ｋタップ、三段目のレジスタ２３２に１２８ｋタップを割り振り、各段をサンプリング周波数１５２ｋＨｚ（ｆｓ）で動作させている。
したがって、本発明の、短ゲートタイムカウントと動作周波数を段階的に低減した多段移動平均フィルタとを組み合わせた周波数測定装置（図４）は、使用されるレジスタ数が大幅に減少し、動作周波数も漸次低減されていることにより消費電力が減少することが理解される。
なお、一般に、多段移動平均フィルタをダウンサンプリングしただけでは折り返しノイズが発生するため、ダウンサンプリング前にローパスフィルターに通すことで高周波成分を十分に小さく（抑制）している。例えば、特開２０００−３０７３８４号公報にそのような例が記載されている。短ゲートタイムカウント法では、ダウンサンプリングした場合でもノイズシェーピングを機能させることができるため、ノイズシェーピングが機能していない場合に比べ、ダウンサンプリング前に必要なローパスフィルターに高い性能を必要としない。そのため、ローパスフィルターの構成を簡素化できる。また、ローパスフィルター部はダウンサンプル前後のローパスフィルターを含めた全体としての性能が十分であれば良い。
（第２実施例）
図６は、本願の第２の実施例を示しており、第１実施例と異なる点は、カウントフィルター部１１を１ビット（２値）の信号処理回路で構成し、回路を簡略化している点である。同例では、例えば、短ゲートタイムカウントを４７６０Ｈｚ（ｆｓ）で行い、（三段）ローパスフィルターのカットオフ周波数を約０．７７Ｈｚに設計している。このため、カウントフィルター部１１はサンプリング周波数４７６０Ｈｚ（＝ｆｓ）で動作し、第二段移動平均フィルター２２はサンプリング周波数１４９Ｈｚ（＝ｆｓ／３２）で動作するタップ数３２の移動平均フィルターで構成され、第三段移動平均フィルター２３はサンプリング周波数３７Ｈｚ（＝ｆｓ／１２８）で動作するタップ数１６の移動平均フィルター２３で構成されている。図６において図４と対応する部分には同一符号を付している。
この例では、カウントフィルター部１１は、４７６０Ｈｚ（ｆｓ）のサンプリングクロックに同期して、パルス列状の被測定信号（７８ＭＨｚ）の瞬時値を取り込むデータラッチ１１２ａ、データラッチ１１２ａの出力をサンプリングクロック（ｆｓ）に同期して遅延させる１ビット４段遅延構成のシフトレジスタ１１３ａ、データラッチ１１２ａの出力とシフトレジスタ１１３ａの出力とを加算する排他論理和（ＥＸＯＲ）回路１１４ａによって構成される。カウントフィルター部１１は、被測定信号のパルス列を計数する１ビット短ゲートカウンター１０と１ビット４段の初段移動平均フィルタとして機能する（図１（Ｃ）参照）。カウントフィルター部１１の１ビット出力（加算器１１４ａの出力）は、第二段移動平均フィルター２２に供給される。
第二段移動平均フィルター２２は、連続的に計数を行う１ビット入力１１ビット出力のカウンター２２５ａ、１１ビットのデータを取り込むデータラッチ２２４、１１ビットデータを遅延させる３２段遅延構成のシフトレジスタ２２２ｃ、ラッチ２２４の出力を正入力とし、レジスタ２２２ｃの出力を負入力とする１１ビット出力の減算器２２３によって構成される。第二段移動平均フィルター２２は、（１／３２）ｆｓのサンプリングクロックに同期してローパスフィルタとして動作する。第二段移動平均フィルター２２の出力（減算器２２３の出力）は第三段移動平均フィルター２３に供給される。
移動平均フィルター２３は前段の減算器２２３の出力を累算する１７ビット出力の累算器（積分器）２３１、累算器２３１の出力をサンプリング周波数３７Ｈｚ（＝ｆｓ／１２８）のサンプリングクロックに同期して取り込む１７ビット出力のデータラッチ２３４、データラッチ２３４の出力をサンプリングクロックに同期して遅延させる１６段のシフトレジスタ２３２ｃ、データラッチ２３４の累積値出力からシフトレジスタ２３２ｃ出力である１６個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する１７ビット出力の減算器２３３によって構成される。
（第２実施例の比較例）
図７は、比較例として図６の周波数測定装置を（非段階的低速動作の）通常の移動平均フィルタで構成した周波数測定装置の例を示すものであり、図６と対応する部分には同一符号を付している。この周波数測定装置も、第２実施例と同様に短ゲートタイムカウントを４７６０Ｈｚ（ｆｓ）で行い、（三段）ローパスフィルターのカットオフ周波数を約０．７７Ｈｚに設計している。
この比較例では、カウントフィルター部１１は図６と同様に２値信号（ビットストリーム）処理回路で構成される。第二段移動平均フィルター２２は、カウントフィルター部１１の１ビット出力をサンプリングクロック（ｆｓ）に同期して遅延する２０４８段のシフトレジスタ２２２ｂ、カウントフィルター部１１の出力をアップ入力とし、シフトレジスタ２２２ｂの出力をダウン入力とする１２ビット出力のアップダウンカウンタ２２５によって構成されている。第三段移動平均フィルター２３は前段フィルターの出力を累算する２２ビット出力の累算器（積分器）２３１、累算器２３１の出力をサンプリングクロック（ｆｓ）に同期して遅延させる１０２４段のシフトレジスタ２３２ｃ、累算器２３１の累積値出力からシフトレジスタ２３２ｂ出力である１０２４個前の累積値を減じて移動平均に対応した値を出力する２２ビット出力の減算器２３３によって構成される。
この構成では、三段構成のローパスフィルターの遮断周波数を約０．７７Ｈｚ（＝４７６０Ｈｚ÷（４＋２０４８＋１０２４）÷２）とするために、これを初段のレジスタ１１３に４タップ、二段目のレジスタ２２２ａに２０４８タップ、三段目のレジスタ２３２に１０２４タップを割り振り、各段をサンプリング周波数４７６０Ｈｚ（ｆｓ）で動作させている。
本願構成では、初段のレジスタ１１３に４タップ、二段目のレジスタ２２２ａに３２タップ、三段目のレジスタ２３２に１６タップを割り振り、それぞれサンプリング周波数４７６０Ｈｚ、１４９Ｈｚ（＝ｆｓ／３２）、３７Ｈｚ（＝ｆｓ／１２８）で動作させている。
したがって、この比較例と本発明の、短ゲートタイムカウントと動作周波数を段階的に低減した多段移動平均フィルタとを組み合わせた周波数測定装置（図６）は、使用されるレジスタ数が大幅に減少し、動作周波数も漸次低減されていることにより消費電力が減少する。
（効果の比較図）
図８は、図６に示した第２実施例の周波数測定装置（ビットストリーム構成のカウンタフィルター＋移動平均フィルターの段階的ダウンサンプリング）をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）上に構成し、短ゲートカウンターを４７６０Ｈｚで動作させて、７８ＭＨｚの水晶振動子の振動数変化（被測定信号）を計測した例を示すグラフである。図９は、図７に示した比較例の周波数測定装置（ビットストリーム構成のカウンタフィルター＋移動平均フィルターの非ダウンサンプリング）をＦＰＧＡ上に構成し、同様に７８ＭＨｚの水晶振動子の振動数を変化させて（被測定信号）を計測した例を示すグラフである。
図８及び図９を比較すると、実施例の手法（短ゲートタイムカウント法＋ダウンサンプリング）による計測は比較例の手法（短ゲートタイムカウント法＋非ダウンサンプリング）と同様に被測定信号の周波数変化に十分に追従していることが分かる。
上述したダウンサンプリングは多段移動平均フィルタの各段間で複数回行うことが出来る。また、いずれかの段間で一回行うこととしても良い。
（第３実施例）
次に、図１０乃至図１４を参照して、上述した、短ゲートタイムカウント法とダウンサンプリングを組み合わせた周波数測定装置の多段移動平均フィルターのタップ数、ダウンサンプリング周波数を適切に調整（チューニング）することで周波数測定装置のＳ／Ｎを改善する例について説明する。
第３実施例では、第１及び第２実施例で示された短ゲートタイムカウント法の周波数測定装置（複数段移動平均フィルタからなるローパスフィルターの各段の移動平均フィルタにおけるデータを取り込むサンプリング周波数が初段から最終段の移動平均フィルタにかけて低下するように設定されている。）において、更に、前後する２つの移動平均フィルタ間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数又は後段移動平均フィルタにおけるサンプリング周波数を調整することによって前段から後段の移動平均フィルタに間欠的に伝送されるデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようになされる。
図１０は、第３実施例を説明する周波数測定回路の説明図である。同図において図６と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
同図においては、説明の便宜のため、カウンタフィルター部１１の（第一段移動平均フィルターの）レジスタが５タップ（５段）構成となっている。また、説明の便宜のため、図６の場合と異なり、第二段移動平均フィルター２２のアップカウンタ２２５aの前にデータラッチ２２４が配置され、第三段移動平均フィルター２３の累算器２３１のデータラッチ２３４が配置されている。第一段移動平均フィルター１１はサンプリング周波数ｆｓで動作し、第二段移動平均フィルター２２はサンプリング周波数（１／４）ｆｓで動作し、第三段移動平均フィルター２３はサンプリング周波数（１／１６）ｆｓで動作する。各信号線のビット数は適宜に設定される。他の構成は第２の実施例と同様であるので、説明を省略する。
図１１は、第一段移動平均フィルター１１と第二段移動平均フィルター２２との結合部におけるダウンサンプリングの信号伝搬を説明する説明図である。同図（Ａ）は、サンプリング周波数ｆｓで動作する第一段移動平均フィルター１１とサンブリング周波数ｆｓ（１／４）で動作する後段のデータラッチ２２４部分を示している。また、データラッチ１１２ａの出力が後述のａ部として、シフトレジスタの１１３ａの出力が後述のｂ部として示されている。また、これ等の出力が入力される加算器（ＥＸＯＲ）１１４ａの出力（データラッチ２２４の入力）がｃ部として示されている。
図１１（Ｂ）は、同図（Ａ）に示す各部の信号の伝搬例を示しており、短ゲートカウント部のデータラッチ１１２ａはサンプリング周波数ｆｓのクロック０〜３４に同期して被測定信号の瞬時値を逐次取り込み、対応するデータ（０又は１）を出力すると、ａ部、ｂ部、ｃ部、（ｆｓ／４）動作の後段ラッチ２２４のデータは図示のようになる。ラッチ２２４は加算器１１４ａから出力される一連のデータ列からサンプリング周波数（ｆｓ／４）に応じて間欠的にデータを取り込む。クロック０〜３４（一定区間）におけるラッチ２２４の出力は後段のアップカウンタ（累算器に相当する。）２２５aによって積算される。後述のようにデータを取り込む間隔（ダウンサンプリング）は移動平均フィルターの出力のＳＮ比などに対応して調整される。
図１１（Ｃ）は、被測定信号がジッタ（信号の時間軸のゆらぎ）等の影響を受け、クロック１８及び１９部分で入力値にビットの入れ替わりが生じた場合を示している。ジッタが生じない場合（図１１（Ｂ））には、２段目移動平均フィルター２２のデータラッチ２２４の出力を一定区間で累積したカウンタ２２５ａの値は「４」であるが、ジッタが生じてクロック１８と１９のデータラッチ１１２ａの出力値「１」と「０」が入れ替わると後段のデータラッチ２２４の累積値（カウンタ２２５ａの値）は「５」となる（図１１（Ｃ））。これはジッタの影響によってノイズが生じたことに相当する。クロック１８における「１」の入力とクロック１９における「１」の入力では、後段の累積値に対する影響（寄与）が異なっている。
図１２は、第一段移動平均フィルタのシフトレジスター１１３ａのタップ数（段数）を「４」に変更した場合を示している。他の構成は図１１と同様である。
この場合、クロック１８の２段目移動平均フィルター２２のデータラッチ２２４のラッチ値が「０」に変化するが、クロック２２での２段目移動平均フィルター部のラッチ値）が「１」に変化するので、一定区間における、データラッチ２２４の出力の「１」の値を持つセルの数は変化しない。すなわち、クロック１８おける「１」の入力（図１２（Ｃ））とクロック１９における「１」の入力（図１２（Ｂ））では、その結果は等しい。これはノイズシェーピング機能が働くことと等価である。
したがって、シフトレジスター１１３ａのタップ数を調整することによってノイズシェーピングを機能させることが可能である。すわなち、データラッチ１１２ａがジッターの影響を受けた場合には、加算器１１４ａの出力値に時間のずれ（位相差）が生じるが、この位相差とデータラッチ２２４のタイミングとの間で整合性が保たれている限り累積値に差異は生じないため、ノイズシェーピングが機能する。例えば、ダウンサンプリングの倍数となるようにシフトレジスタ１１３ａのタップ数を選定することができる。
図１３は図１１の構成において、第二段移動平均フィルター２２のサンプリング周波数をｆｓ（１／５）とした場合の例を示している。この場合には、第二段移動平均フィルター２２のデータラッチ２２４の累積値（カウンタ２２５ａの値）が、クロック１８及び１９部分におけるジッタの有無に拘わらず「３」である。クロック１８における「１」の入力（図１３（Ｃ））とクロック１９における「１」の入力（図１３（Ｂ））では、その累積値は等しい（図１３（Ａ）及び同（Ｂ）参照）。
図１４は図１１の構成において、シフトレジスタの１１３ａのタップ数（段数）を４段とし、更に後段のデータラッチ２２４のサンプリング周波数をｆｓ（１／５）とした場合の例を示している。被測定信号がジッタ（信号の時間軸のゆらぎ）等の影響を受け、クロック１８及び１９部分で入力値にビットの入れ替わりが生じた場合を示している。ジッタが生じない場合（図１４（Ｂ））には、２段目移動平均フィルター２２のデータラッチ２２４の出力を一定区間で累積したカウンタ２２５ａの値は「２」であるが、ジッタが生じてクロック１８と１９のデータラッチ１１２ａの出力値「１」と「０」が入れ替わると後段のデータラッチ２２４の累積値（カウンタ２２５ａの値）は「３」となる（図１４（Ｃ））。これはジッタの影響によってノイズが生じたことに相当する。クロック１８における「１」の入力とクロック１９における「１」の入力では、後段の累積値に対する影響（寄与）が異なっている。
したがって、ダウンサンプリングの間隔（サンプリング周波数）、一連のデータ列の時間軸とダウンサンプリングタイミングの時間軸との位相差（サンプリング位置のシフト）の調整などによってＳＮを改善することが可能である。例えば、ダウンサンプリングの倍数となるようにシフトレジスタ１１３ａのタップ数を選定したり、シフトレジスタ１１３ａのタップ数の約数の１つからダウンサンプリング周期を選定することができる。
勿論、上述のデータシフト量（フィルタのタップ数）及びダウンサンプリングのサンプリング周波数（周期）の両方を調整しても良い。
以上のように、図１１の構成の場合、測定時の±１カウント誤差が補正されないためにノイズシェーピング効果を得ることができず、±１カウント誤差はそのまま伝播することがわかる。この際生じる±１カウント誤差は、±４７６０Ｈｚ（サンプリング周波数と同じ値）の入力誤差に相当する。これがそのまま後段のブロックへ伝播することから、±１カウント誤差は移動平均フィルターで平滑化された形で出力されることになる。
±１カウント誤差の出力に与える影響の絶対値はインパルス応答の最大値として、移動平均フィルターのタップ数と動作クロックから概算することができ、４７６０Ｈｚ÷（１２８×１６）≒２．３Ｈｚ となる。一方、ノイズシェーピング効果が得られる場合の誤差の絶対値（理論値）は、（１/√(４７６０)）÷（(５＋２５６×４＋１２８×１６)÷４７６０）≒０．０２Ｈｚ である。よって第３実施例によれば、出力信号のＳＮ比を著しく向上させることが分かる。
なお、上述した第３実施例においては、説明の便宜上カウンタフィルター部１１を１ビット信号処理（ビットストリーム）の回路構成としたが、これに限定されるものではない。カウンタフィルター部１１は図４の構成と同様に複数ビットの信号処理系で構成することが出来る。
上記実施例（チューニング）は第一段移動平均フィルタと第二段移動平均フィルタ間のダウンサンプリングの例で説明したが、第二段移動平均フィルタと第三段移動平均フィルタとの間でも同様のことが言える。また、ダウンサンプリングを行う多段構成の移動平均フィルタの任意の段間においても同様のことが言える。
従って、実施例３に示すように、データシフト及びサンプリング周波数（周期）のうち少なくともいずれかを調整することによってデータ列の一定区間における累積値が一定値となるようにして量子化誤差によるノイズの発生を抑制することが可能となる。例えば、水晶発振子を用いたセンサなどの場合には、予め発生する被測定信号の周波数、周波数の変動範囲などの被測定信号の性質が分かっているので、多段移動平均フィルタの前段移動平均フィルタにおけるデータ遅延段数及び後段移動平均フィルタにおけるサンプリング周波数のうち少なくともいずれかを調整することによって周波数測定装置のＳ／Ｎを改善することができる。
（応用装置）
本発明の周波数測定装置を各種共振周波数変化型センサーに用いると、小型化、軽量化、高分解能化、低コスト化が可能となる。また、各種センサーの集積化、プラットフォーム化に好適である。また、ニオイセンサー、ガスセンサー、バイオセンサー用トランスデューサーアレイ、ＱＣＭデバイス、圧力センサー、加速度センサー等に用いて好適である。
（実施例の効果）
以上説明したように、本発明の第１実施例では短ゲートタイムカウント法においてローパスフィルターを多段移動平均フィルタで構成し、前段から後段にかけてダウンサンプリングを行うので、あるいは少なくとも途中の一段でダウンサンプリングを行うので、短ゲートカウンタと多段移動平均フィルターの構成に比べシフトレジスター数を削減することができる。
また、第２実施例においては、短ゲートタイムカウンターと一段移動平均フィルターがビットストリーム化されているので更に回路構成が簡単となり、また、高速動作が可能となって好ましい。
また、本発明の第３実施例においては、短ゲートタイムカウント法とダウンサンプリングを行う多段移動平均フィルターを組み合わせた周波数測定装置において、移動平均フィルタのタップ数とサンプリング間隔が調整されるので、ＳＮが向上して好ましい。
また、実施例（短ゲートタイムカウント法のカウンタ）では、ダウンサンプリング後でもノイズシェーピングを機能させることができるため、ノイズシェーピングが機能していない他の手法に比べ、ダウンサンプリング前に必要なローパスフィルターに高い性能を必要としないのでダウンサンプリング前のローパスフィルターについても簡略化できる（ダウンサンプリング前後のローパスフィルターを含めた全体としての性能が十分であれば良い。）。そのため、ローパスフィルターの構成を簡素化できる。
また、本方式周波数測定装置を備えたセンサなどの装置は、周波数測定装置の回路規模が小さく実装が容易なため、装置を小型化、高精度化、軽量化、低消費電力化、低コスト化が可能となって具合がよい。
１０ 短ゲートカウント部、１１ カウントフィルター部、２０ ローパスフィルター部、２１ 初段移動平均フィルター、２２ 第二段移動平均フィルター、２３ 第三段移動平均フィルター、１１１ アップカウンタ、１１２，１１２ａ データラッチ、１１３，１１３ａ シフトレジスタ、１１４ 減算器、１１４ａ 加算器、２２１ 累算器、２２２ａ，２２２ｂ，２２２ｃ シフトレジスタ、２２３ 減算器、２２４ データラッチ、２２５ アップダウンカウンタ、２２５a アップカウンタ、２３１ 累算器、２３２，２３２ａ，２３２ｂ，２３２ｃ シフトレジスタ、２３３ 減算器、２３４ データラッチ

Claims (7)

  1. 供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、前記被測定信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、
    前記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、
    前記ローパスフィルター部は複数段の移動平均フィルターを含み、
    前記複数段の移動平均フィルターは、第１のサンプリング周期で動作する前段移動平均フィルターとその出力を前記第１のサンプリング周期のｍ倍(ｍは自然数)の第２のサンプリング周期でダウンサンプリングする後段移動平均フィルターとを含み、
    前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎ(ｎは自然数)によるデータシフト時間と前記後段移動平均フィルターの第２のサンプリング周期との関係において、前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎが前記第２のサンプリング周期の倍数ｍとなるように選定され、
    あるいは前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎの約数の一つに相当するデータシフト時間に前記第２のサンプリング周期が選定される、周波数測定装置。
  2. 供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、前記被測定信号の周波数に対応した計数値列を出力するカウンター部と、
    前記計数値列をフィルタリング処理するローパスフィルター部と、を備え、
    前記ローパスフィルター部は複数段の移動平均フィルターを含み、
    前記複数段の移動平均フィルターは、前後する移動平均フィルター間のサンプリング周期がｍ倍(ｍは自然数)となるダウンサンプリングにおいて、タップ数ｎ(ｎは自然数)が後段移動平均フィルターのタップ数の倍数である前段移動平均フィルターを含み、
    前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎによるデータシフト時間と前記後段移動平均フィルターのサンプリング周期との関係において、前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎが前記後段移動平均フィルターのサンプリング周期の倍数ｍとなるように選定され、
    あるいは前記前段移動平均フィルターのタップ数ｎの約数の一つに相当するデータシフト時間に前記後段移動平均フィルターのサンプリング周期が選定される、周波数測定装置。
  3. 前記複数段の移動平均フィルターの各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段の移動平均フィルターから最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように構成されている、請求項１又は２に記載の周波数測定装置。
  4. 前記カウンター部と前記ローパスフィルター部の初段の移動平均フィルターとが、２値信号を処理する回路で構成される、請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
  5. 前記所定の時間は、１秒以下である請求項１乃至４のいずれかに記載の周波数測定装置。
  6. 供給されるパルス列状の被測定信号を所定の時間間隔で連続的に計数し、該被測定信号の計数値列をローパスフィルターで処理して被測定信号の周波数に対応する出力信号を得る周波数測定方法であって、
    前記ローパスフィルターを複数段の移動平均フィルターで構成し、
    各段の移動平均フィルターにおけるデータを取り込むサンプリングの周波数が初段の移動平均フィルターから最終段の移動平均フィルターにかけて低下するように設定し、
    前後する２つの移動平均フィルター間のダウンサンプリングにおいて、前段の移動平均フィルターにおけるタップ数及び後段移動平均フィルターにおけるサンプリングの周波数のうち少なくともいずれかを調整し、
    前記調整が、前記前段移動平均フィルターのデータシフト時間を前記後段移動平均フィルターのサンプリングの周期に選定し、あるいは前記前段移動平均フィルターのタップ数の約数の一つに相当するデータシフト時間に前記後段移動平均フィルターのサンプリングの周期を選定する、周波数測定方法。
  7. 請求項１乃至５のいずれかに記載の周波数測定装置を備えた装置。
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